CN107404249A - 一种低漏电流并网逆变电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低漏电流并网逆变电路及其控制方法。本发明在单相全桥拓扑的基础上增添了两个开关管和由四个二极管组成的全桥。两个开关管的一端和单相全桥逆变电路的直流电压侧中点连接，另一端和二极管组成的全桥连接，二极管组成的全桥的另一端通过两个并网接口电感与单相供电电网电气连接。因此在逆变过程的续流阶段的共模电压和在功率输出阶段的共模电压的是保持恒定的，即相对大地来说是个恒压电源，由于恒压对于电容不会产生电流进而抑制了共模电流，即降低了漏电流。

Description

一种低漏电流并网逆变电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及电气工程领域，具体涉及一种电力电子设备在电气工程中的应用，是一种低漏电流并网逆变电路及其控制方法。

背景技术

逆变器是一种将直流电能转换成交流电能的装置。通过对逆变器中开关管的控制可以实现直流电源转换成民用交流220V电源，也可以转换成频率不同的交流电源用以控制电机转速等。随着新能源技术发展地不断成熟，将太阳能等产生的电能并入大型供电网络成为一种提高供电可靠性的方法。实现电能并网的主要的设备就是逆变器。逆变器在电能变换的过程需要大功率开关管的高频的通断来实现，而功率器件的高频开关会产生高频共模电压，众所周知，光伏发电多是由大批量的光伏板串并联组成的光伏阵列，存在较大的对地寄生电容，从而在高频共模电压的作用下产生了共模电流即漏电流。高频漏电流使光伏发电系统的传导和辐射干扰变得严重，增加了并网电流的谐波和系统损耗，严重时还会导致人身安全受到威胁。抑制光伏发电系统中的漏电流是解决非隔离型光伏逆变器并网技术的关键问题之一。抑制漏电流的最常见方法是改变逆变器的逆变电路的拓扑结构，构造新的续流回路。在逆变器开关周期的续流阶段使光伏电池的输出端和电网侧解耦，防止共模回路的形成，其中最具代表性的拓扑结构是H5、H6、和Heric拓扑结构。这些拓扑结构都是通过增加开关器件的数量来改变续流回路的传输路径，进而达到抑制漏电流的目的。H5拓扑是通过在H4桥上增加一个开关管，其缺点是在并网阶段电流必须流过增加的开关管，导致开关管的导通损耗增加，但H5桥相比其他拓扑结构增加的开关数量最少，控制方式简单，成本较低。H6桥拓扑结构的研究和改进较多，通过增加两个开关管，形成续流回路，使光伏电池板与电网间保持脱离。H6拓扑结构形式多变，但需要对开关管的开通顺序进行优化，以达到效率最优，进一步提高效率则受到MOSFET和IGBT的性能限制。申请号为201610246182.X的一种单相非隔离型光伏并网逆变器及其控制方法就是一种H6拓扑结构的逆变电路。

因此设计一种降低漏电流的拓扑结构应用在逆变器中成为一种迫切地要求。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供了一种低漏电流并网逆变电路及其控制方法，具有有效抑制漏电流的功能。

本发明要解决的技术问题的技术方案是：一种低漏电流并网逆变电路，包括直流电源、第一、二分压电容，第一、二、三、四、五、六开关管，第一、二、三、四二极管，第一、二并网电感、第一、二、三、四、五、六续流二极管以及控制器。所述第一、二分压电容串联后并接在直流电源的正负极上。所述第一、三开关管的集电极并接后与直流电源的正极电气连接，第二、四开关管的发射极并接后与直流电源的负极电气连接，第一开关管的发射极和第二开关管的集电极电气连接，第三开关管的发射极和第四开关管的集电极电气连接。第一开关管的发射极和单相供电电网的火线之间串联有第一并网电感，第三开关管的发射极和单相供电电网的零线之间串联有第二并网电感。所述第一、三二极管的负极并接后和第五开关管的集电极电气连接，第五开关管的发射极和第一、二分压电容的连接点电气连接。所述第二、四二极管的正极并接后和第六开关管的发射极电气连接，第六开关管的集电极和第一、二分压电容的连接点电气连接。第一二极管的正极和第二二极管的负极连接后和第一开关管的发射极电气连接，第三二极管的正极和第四二极管的负极连接后和第三开关管的发射极电气连接。第一、二、三、四、五、六续流二极管分别和第一、二、三、四、五、六开关管极性相反并接。所述第一、二、三、四、五、六开关管的门极和控制器电气连接，用以控制开关管的导通和关断。

更好的，所述直流电源为太阳能电池板阵列。

更好的，所述控制器采用单片机作为微控制芯片。

更好的，所述第一、二、三、四、五、六开关管采用IGBT模块。

所述的一种低漏电流并网逆变电路的驱动控制方法为：

控制器通过控制第一、二、三、四、五、六开关管的导通和关断实现直流电源到交流电的逆变，交流电在一个周期内分为正半周期和负半周期。在正半周期内，控制器驱动第一、四开关管高频地导通，第二、三开关管始终关断，在此期间，第五、六开关管的驱动信号和第一、四开关管的驱动信号互补，具体为：第一、四开关管导通时，第五、六开关管关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第一开关管→第一并网电感→单相供电电网→第二并网电感→第四开关管→直流电源的负极；第一、四开关管关断时，第五、六开关管导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第二并网电感→第三二极管→第五开关管→第六开关管→第二二极管→第一并网电感→单相供电电网。在负半周期内，控制器驱动第二、三开关管高频导通，第一、四开关管始终关断，在此期间，第五、六开关管的驱动信号和第二、三开关管的驱动信号互补，具体为：第二、三开关管导通时，第五、六开关管关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第三开关管→第二并网电感→单相供电电网→第一并网电感→第二开关管→直流电源的负极；第二、三开关管关断时，第五、六开关管导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第一并网电感→第一二极管→第五开关管→第六开关管→第四二极管→第二并网电感→单相供电电网。

本发明的有益效果在于：

1、该发明在单相全桥逆变电路的基础上增加两个开关管和一个由二极管组成的全桥，具有电路结构简单、成本低的有益效果；

2、该发明在输出功率为零的续流阶段桥臂中点的电压始终保持在直流电源输出电压的一半，使共模电压趋于常数，因此具有大大降低漏电流的有益效果；

3、该发明具有开关管控制方法简单的有益效果。

附图说明

图1是本发明的电路结构图，

图2是本发明在实际运行过程中产生的对地寄生电容的等效电路图，

图3是现有技术中一种非隔离型单相全桥并网逆变电路结构，

图4是现有技术中一种非隔离型单相全桥并网逆变电路结构的简化的共模模型电路，

图5是本发明驱动控制信号的时序图，

图6(a)是本发明工作状态1的电流流向图，

图6(b)是本发明工作状态2的电流流向图，

图6(c)是本发明工作状态3的电流流向图，

图6(d)是本发明工作状态4的电流流向图。

具体实施方式

为使本发明的技术方案和有益效果更加清楚，下面对本发明的实施方式做进一步的详细解释。

如图1所示，一种低漏电流并网逆变电路，包括直流电源以及由二极管、开关管、电容、电感组成的主回路和控制开关管导通和关断的控制器。

本发明是在单相全桥逆变电路的基础上改进的，因此电路的主体结构较为简单。为了保持电压的稳定，在直流电源的两端并联了串联在一起的第一、二分压电容C1、C2，更好的，此处的直流电源为光伏发电发出的直流电。

第一开关管S1的集电极和直流电源的正极电气连接，第一开关管S1发射极和第二开关管S2的集电极电气连接，第二开关管S2的发射极和直流电源的负极电气连接。第三开关管S3的集电极和直流电源的正极电气连接，第三开关管S3发射极和第四开关管S4的集电极电气连接，第四开关管S4的发射极和直流电源的负极电气连接。

第一开关管S1的发射极和单相供电电网的火线之间串联有第一并网电感L1，第三开关管S3的发射极和单相供电电网的零线之间串联有第二并网电感L2。

第一、三二极管D1、D3的阴极并接后与第五开关管S5的集电极电气连接，第五开关管S5的发射极和第一、二分压电容C1、C2的连接点电气连接。第二、四二极管D2、D4的阳极并接后与第六开关管S6的发射极电气连接，第六开关管S6的集电极和第一、二分压电容C1、C2的连接点电气连接。

第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极与第一开关管S1的发射极电气连接。第三二极管D3阳极、第四二极管D4的阴极与第三开关管S3的发射极电气连接。

由于该逆变电路是在单相全桥逆变电路的基础上进行的改进,因此保留了原有的续流二极管，即每一个开关管并接一个二极管，其中二极管的正极和开关管的发射极连接，二极管的负极和开关管的集电极连接。因此该电路中还设有第一、二、三、四、五、六续流二极管DX1、DX2、DX3、DX4、DX5、DX6分别用以与第一、二、三、四、五、六开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6并接。

在光伏电站并网的实际运行过程中，存在对地寄生电容Cpv和接地电感Lg，其等效电路如图2所示，在等效电路中对地寄生电容Cpv和接地电感Lg串联在直流电源的负极和大地之间，并定义对地寄生电容Cpv的与直流电源的负极的连接点为n点。单相供电电网的零线端和大地电气连接。其中对地寄生电容Cpv和接地电感Lg是由于运行过程中逆变电路在n点的电压的变化相对大地产生的感应电容和感应电感。

为了实现对六个开关管的导通和关断的控制，开关管的门极和控制器电气连接，控制器相关的外围电路用以实现控制器的正常运行。

图3是一种非隔离型单相全桥并网逆变电路的拓扑结构，图4是该结构的简化的共模模型。图中定义对地寄生电容与并网逆变电路拓扑结构的连接点为n点，其中Ucm_ab为共模电压、Udm_ab为差模电压，公式中Utcm为系统总共模电压。由电路图可知，

系统总共模电压为：

如式(3)所示，当La≠Lb时，Udm_ab会直接影响系统总共模电压Utcm的大小。但一般情况下，并网电感La和Lb取值相同，那么式(3)就化简为：

共模电流的计算公式如式(5)所示，

当Utcm的值恒定时，Utcm可看做一个恒压电压源，根据式(5)可知，系统共模电流为零。由此可得出结论当共模电压的电压值稳定不变时可以消除共模电流，即消除漏电流。

本发明根据电路结构和控制方法可大大消除漏电流。以上是本发明的电路结构和消除漏电流的原理，下面对这种低漏电流并网逆变电路的控制方法进行描述。

通过切换导通第一、四开关管S1、S4和第二、三开关管S2、S3实现输出端产生交流电源是最简单的控制方式。当然对于不同逆变电路的拓扑结构还有其他的不同的控制方式如PWM控制方式、SPWM控制方式等，这些现有技术不再在此详细描述。

电流随时间周期性变化叫做交流电，交流电的一个周期内一般分为正半周期和负半周期。为了实现直流变成交流，需要在正半周期内输出正电，负半周期内输出负电。如图5所示，其控制方式为：

在正半周期内，控制器驱动第一、四开关管S1、S4高频地导通，第二、三开关管S2、S3始终关断，在此期间，第五、六开关管S5、S6的驱动信号和第一、四开关管S1、S4的驱动信号互补。具体为：

第一、四开关管S1、S4导通时，第五、六开关管S5、S6关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第一开关管S1→第一并网电感L1→单相供电电网→第二并网电感L2→第四开关管S4→直流电源的负极；

第一、四开关管S1、S4关断时，第五、六开关管S5、S6导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第二并网电感L2→第三二极管D3→第五开关管S5→第六开关管S6→第二二极管D2→第一并网电感L1→单相供电电网。

在负半周期内，控制器驱动第二、三开关管S2、S3高频导通，第一、四开关管S1、S4始终关断，在此期间，第五、六开关管S5、S6的驱动信号和第二、三开关管S2、S3的驱动信号互补。具体为：

第二、三开关管S2、S3导通时，第五、六开关管S5、S6关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第三开关管S3→第二并网电感L2→单相供电电网→第一并网电感L1→第二开关管S2→直流电源的负极；

第二、三开关管S2、S3关断时，第五、六开关管S5、S6导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第一并网电感L1→第一二极管D1→第五开关管S5→第六开关管S6→第四二极管D4→第二并网电感L2→单相供电电网。

该控制方式在一个周期内产生以下四种工作状态：

首先定义图6中对地寄生电容Cpv与并网逆变电路的连接点为n点。

工作状态1，在正半周期内输出正电压，功率输出阶段。在该工作状态内，第一、四开关管S1、S4导通，第二、三、五、六开关管S2、S3、S5、S6关闭，此时直流电源向单相供电电网输送功率。电流的流向为，直流电源的正极→第一开关管S1→第一并网电感L1→单相供电电网→第二并网电感L2→第四开关管S4→直流电源的负极。如图6(a)可知，Uan＝Upv，Ubn＝0，根据公式(4)可知，共模电压为0.5Upv。

工作状态2，在正半周期内输出零电压，续流阶段。在该工作状态内，第一、二、三、四开关管S1、S2、S3、S4关断，第五、六开关管S5、S6导通，此时第五、六开关管S5、S6与第二、三二极管D2、D3为并网电感电流提供回路，并网电感电流方向与工作状态1相同。电流的流向为，单相供电电网→第二并网电感L2→第三二极管D3→第五开关管S5→第六开关管S6→第二二极管D2→第一并网电感L1→单相供电电网。如图6(b)所示，由于第五、六开关管连接到直流链路两个分压电容即第一、二分压电容C1、C2的中点，桥臂中点电压是光伏输出电压Upv的二分之一，即Uan＝Ubn＝0.5Upv。因此由公式(4)可知共模电压为0.5Upv。

工作状态3，负半周期内输出负电压，功率输出阶段。该工作状态内，第二、三开关管S2、S3导通，第一、四、五、六开关管S1、S4、S5、S6开关管关断，直流电流源向单相供电电网输送功率。电流的流向为，直流电源的正极→第三开关管S3→第二并网电感L2→单相供电电网→第一并网电感L1→第二开关管S2→直流电源的负极。如图6(c)可知，Uan＝0，Ubn＝Upv，Uab＝-Upv，根据公式(4)可知，共模电压为0.5Upv。

工作状态4，负半周期内输出零电压，续流阶段。该工作状态内，第一、二、三、四开关管S1、S2、S3、S4关断，第五、六开关管S5、S6导通，电感电流方向与工作状态3相同。电流的流向为，单相供电电网→第一并网电感L1→第一二极管D1→第五开关管S5→第六开关管S6→第四二极管D4→第二并网电感L2→单相供电电网如图6(d)所示，Uan＝Ubn＝0.5Upv，因此由公式(4)可知，共模电压为0.5Upv。

通过分析可知在四个工作状态中，共模电压的值始终维持在0.5Upv，根据公式(5)可知，当共模电压为常数时共模电流为零。因此从理论分析可得出该逆变电路具有有效降低漏电流的有益效果。

为了验证理论的正确性，通过MATLAB/Simulink对本发明和heric逆变电路拓扑结构进行仿真分析和数据的对比。其中输入电压Upv＝350V，第一、二分压电容C1、C2分别为250uF，第一、二并网电感L1、L2都是1.8mH，对地寄生电容Cpv取值为100uF。接地电感Lg数值非常小在此进行了忽略计算。经过仿真发现heric逆变拓扑结构的漏电流约为0.15A，本发明的漏电流虽然没有完全消除但是幅值较小，约为0.04A。以上所述，足以证明本发明能够大大减小漏电流，实现了节能高效的目标。

综上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明的范围，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，凡依本发明的要求范围所述的形状、构造、特征及精神所谓的均等变化与修饰，均应包括与本发明的权利要求范围内。

Claims (5)

1.一种低漏电流并网逆变电路，其特征在于：

包括直流电源、第一、二分压电容(C1、C2)，第一、二、三、四、五、六开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)，第一、二、三、四二极管(D1,D2、D3、D4)，第一、二并网电感(L1、L2)、第一、二、三、四、五、六续流二极管(DX1、DX2、DX3、DX4、DX5、DX6)以及控制器，

所述第一、二分压电容(C1、C2)串联后并接在直流电源的正负极上，

所述第一、三开关管(S1、S3)的集电极并接后与直流电源的正极电气连接，第二、四开关管(S2、S4)的发射极并接后与直流电源的负极电气连接，第一开关管(S1)的发射极和第二开关管(S2)的集电极电气连接，第三开关管(S3)的发射极和第四开关管(S4)的集电极电气连接，

第一开关管(S1)的发射极和单相供电电网的火线之间串联有第一并网电感(L1)，第三开关管(S3)的发射极和单相供电电网的零线之间串联有第二并网电感(L2)，

所述第一、三二极管(D1、D3)的负极并接后和第五开关管(S5)的集电极电气连接，第五开关管(S5)的发射极和第一、二分压电容(C1、C2)的连接点电气连接，

所述第二、四二极管(D2、D4)的正极并接后和第六开关管(S6)的发射极电气连接，第六开关管(S6)的集电极和第一、二分压电容(C1、C2)的连接点电气连接，

第一二极管(D1)的正极和第二二极管(D2)的负极连接后和第一开关管(S1)的发射极电气连接，第三二极管(D3)的正极和第四二极管(D4)的负极连接后和第三开关管(S3)的发射极电气连接，

第一、二、三、四、五、六续流二极管(DX1、DX2、DX3、DX4、DX5、DX6)分别和第一、二、三、四、五、六开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)极性相反并接，

所述第一、二、三、四、五、六开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的门极和控制器电气连接，用以控制开关管的导通和关断。

2.根据权利要求1所述的一种低漏电流并网逆变电路，其特征在于：

所述直流电源为太阳能电池板阵列。

3.根据权利要求1所述的一种低漏电流并网逆变电路，其特征在于：

所述控制器采用单片机作为微控制芯片。

4.根据权利要求1所述的一种低漏电流并网逆变电路，其特征在于：

所述第一、二、三、四、五、六开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)采用IGBT模块。

5.根据权利要求1所述的一种低漏电流并网逆变电路的驱动控制方法，其特征在于：

控制器通过控制第一、二、三、四、五、六开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的导通和关断实现直流电源到交流电的逆变，交流电在一个周期内分为正半周期和负半周期，

在正半周期内，控制器驱动第一、四开关管(S1、S4)高频的导通，第二、三开关管(S2、S3)始终关断，在此期间，第五、六开关管(S5、S6)的驱动信号和第一、四开关管(S1、S4)的驱动信号互补，具体为：

第一、四开关管(S1、S4)导通时，第五、六开关管(S5、S6)关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第一开关管(S1)→第一并网电感(L1)→单相供电电网→第二并网电感(L2)→第四开关管(S4)→直流电源的负极；

第一、四开关管(S1、S4)关断时，第五、六开关管(S5、S6)导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第二并网电感(L2)→第三二极管(D3)→第五开关管(S5)→第六开关管(S6)→第二二极管(D2)→第一并网电感(L1)→单相供电电网；

在负半周期内，控制器驱动第二、三开关管(S2、S3)高频的导通，第一、四开关管(S1、S4)始终关断，在此期间，第五、六开关管(S5、S6)的驱动信号和第二、三开关管(S2、S3)的驱动信号互补，具体为：

第二、三开关管(S2、S3)导通时，第五、六开关管(S5、S6)关断，此时为功率输送阶段，电流的流向为，直流电源的正极→第三开关管(S3)→第二并网电感(L2)→单相供电电网→第一并网电感(L1)→第二开关管(S2)→直流电源的负极；

第二、三开关管(S2、S3)关断时，第五、六开关管(S5、S6)导通，此时为续流阶段，电流的流向为，单相供电电网→第一并网电感(L1)→第一二极管(D1)→第五开关管(S5)→第六开关管(S6)→第四二极管(D4)→第二并网电感(L2)→单相供电电网。