CN105929720A

CN105929720A - 一种电流跟踪控制方法及装置

Info

Publication number: CN105929720A
Application number: CN201610426999.5A
Authority: CN
Inventors: 边敦新; 姜殿波; 夏强; 张明魁; 谭培红; 刘萌; 史成东
Original assignee: Shandong University of Technology
Current assignee: Shandong University of Technology
Priority date: 2016-06-17
Filing date: 2016-06-17
Publication date: 2016-09-07
Anticipated expiration: 2036-06-17
Also published as: CN105929720B

Abstract

一种电流跟踪控制方法及装置，属于电流控制器电流跟踪控制技术领域。电流控制器U2根据逻辑运算程序的逻辑运算结果控制电力电子开关SW的导通和关断；当电流控制器U2输出数字电平信号为高电平1时，电力电子开关SW导通，电流上升；当电流控制器U2输出数字电平信号为为低电平0时，电力电子开关SW关断，电流下降；电流控制器U2根据电流检测比较装置U1的电流比较输出信号和逻辑运算程序内的逻辑运算方法综合计算电力电子开关SW的导通和关断的时间，从而实现对电流的跟踪控制。具有动态调整适应性、鲁棒性好，装置结简单等优点。

Description

一种电流跟踪控制方法及装置

技术领域

本发明属于电流控制器电流跟踪控制技术领域，尤其涉及一种电流跟踪控制方法及装置。

背景技术

电流控制器是电机调速控制及开关电源中经常用到的一个环节，它的性能对整个系统的性能有着重要的影响，其内部的电流跟踪控制方法最常用的便是滞环控制方法，因其动态响应及时、鲁棒性好、实现简单等特点而得到广泛应用；然而滞环控制也存在其开关频率波动范围大，需用模拟电路实现等不足。针对这些不足国内相关领域出现了许多改进的方法，有的通过调节滞环宽度的方法来设法稳定开关频率的波动变化，有的则用数字方式来实现自适应滞环控制。电流控制器中另一种实现电流跟踪控制的方法是采用PWM方式，电流控制器在每个PWM周期采样电流及其它参数，计算出下一个周期的占空比，来调节电流值。由于电流回路的时间常数一般比较小，这种电流控制器要占用大量的处理器资源，对控制参数也较敏感，动态响应速度较电流滞环控制慢。

从控制的角度来讲，对系统的模型了解越多、参数越准确，其能达到的控制效果就越好。在很多情况下负载情况是变化的，用固定的控制器参数很难做到适应性高。常规的方法是建立系统的模型，在线对模型参数进行辨识，根据得到的模型计算开关状态持续的时间。对于时间常数比较大的系统来讲，这种方法非常有效，也经常使用，但电流环的时间常数一般较小，达到实时控制所需的采样周期也就比较小，要在这很短的采样周期内完成采样及计算对控制器的速度要求比较高，另外由于开关器件开关动作的影响，电流中包含噪声干扰信号，还要对采样得到的信号进行滤波等处理，对模型的精度产生较大的影响。另外要得到比较准确的模型参数，需要经过多个周期的迭代计算，使参数收敛，这样对系统的动态特性及稳定性都有较大的影响，很可能出现不可预料的控制结果。现有技术主要存在如下不足：

1、电流控制开关频率波动范围大、稳定性差；

2、电流控制斩波周期不具备动态调整适应性。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，在分析电流控制特性的基础上，提出了一种具备动态调整适应性、鲁棒性好的电流跟踪控制方法及装置。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：该一种电流跟踪控制方法，其逻辑运算步骤为：

步骤S101，电流控制器U2上电初始化；其内嵌的逻辑运算程序首先初始化定义工作状态变量state，S1状态持续的时间t _p1，S2状态持续的时间t _n1，S3状态持续的时间t _n2，S4状态持续的时间t _p2，开关周期设定值T _set，缺省周期设定值T _dft，定时器变量t_timer，设定值t_comp_ref、电路电流采样变量i和电路电流参考值i _ref参数；当控制信号RUN为高电平信号1时电流控制器U2开始逻辑运算工作，此时工作状态变量state赋值为S1状态，电力电子开关SW为导通状态，S3状态持续的时间t _n2赋值为开关周期设定值T _set，完成后进入步骤S102；

步骤S102，电流控制器U2检测电流检测比较装置U1的输出信号cmp_I是否为高电平信号1，若是高电平信号1则进入步骤S103，否则维持步骤S102的状态；

步骤S103，将S4状态持续的时间t _p2赋值为定时器变量t_timer值，计算设定值t_comp_ref；将S1状态持续的时间t _p1赋值为计算出的设定值t_comp_ref，定时器变量t_timer值清零，工作状态变量state赋值为S2状态，电力电子开关SW为关断状态，完成后进入步骤S104；

步骤S104，判断t_timer是否大于t_comp_ref，若是则进入步骤S105，否则维持步骤S104的状态；

步骤S105，将定时器变量t_timer值清零，工作状态变量state赋值为S3状态，电力电子开关SW保持关断状态，进入步骤S106；

步骤S106，电流控制器U2检测电流检测比较装置U1的输出信号cmp_I是否为低电平信号0，若是低电平信号0则进入步骤S107，否则维持步骤S106的状态；

步骤S107，将S2状态持续的时间t _n1赋值为定时器变量t_timer值，计算设定值t_comp_ref；将S3状态持续的时间t _n2赋值为计算出的设定值t_comp_ref，定时器变量t_timer值清零，工作状态变量state赋值为S4状态，电力电子开关SW为导通状态，完成后进入步骤S108；

步骤S108，判断t_timer是否大于t_comp_ref，若是进入步骤S109，否则维持步骤S108的状态；

步骤S109，将定时器变量t_timer值清零，工作状态变量state赋值为S1状态，电力电子开关SW保持导通状态，S3状态持续的时间t _n2赋值为开关周期设定值T _set，完成后进入步骤S102循环运行；其中，工作状态变量state包括S0，S1，S2，S3，S4共5个状态取值；S0代表电路初始停止状态，此时电力电子开关SW为关断状态；S1表示电路电流上升，且i>i _ref，此时电力电子开关SW为导通状态；S2表示电路电流下降，且i>i _ref，此时电力电子开关SW为关断状态；S3表示电路电流下降，且i<i _ref，此时电力电子开关SW为关断状态；S4表示电路电流上升，且i<i _ref，此时电力电子开关SW为导通状态。

优选的，所述步骤S103中设定值t_comp_ref的计算方法为，当S4状态持续的时间t _p2大于开关周期设定值T _set时，t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p2+ t _n2))。

优选的，所述步骤S107中设定值t_comp_ref的计算方法为，当S2状态持续的时间t _n1大于开关周期设定值T _set时，t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p1+ t _n1))。

一种实现所述电流跟踪控制方法的装置，包括电流传感器、电流检测比较装置U1和内嵌有逻辑运算程序的电流控制器U2，电流控制器U2根据内嵌逻辑运算程序的逻辑运算结果控制电力电子开关SW的导通和关断；电流控制器U2根据电流检测比较装置U1的电流比较输出信号和内嵌逻辑运算程序综合计算电力电子开关SW的导通和关断的时间，从而实现对电流的跟踪控制。

优选的，所述电流传感器为分流器或霍尔电流传感器。

优选的，所述电流检测比较装置U1为集成芯片TLV3502或LM358。

优选的，所述电流控制器U2为EP2C5T144或XC3S500E。

优选的，所述电力电子开关SW为场效应管、绝缘栅双极型晶体管或继电器中的任一种。

优选的，所述电流检测比较装置U1的电流比较输出信号定义为：当电路电流采样变量i值大于电路电流参考值i _ref时，电流检测比较装置U1输出高电平信号cmp_I等于1，否则输出低电平信号cmp_I等于0。

优选的，所述电流控制器U2的运行与停止由其接收的控制信号RUN来控制，具体定义为：当控制信号RUN为低电平信号0或无电平信号时，电流控制器U2处于待机检测状态；当控制信号RUN为高电平信号1时，电流控制器U2处于运行状态。

与现有技术相比，本发明一种电流跟踪控制方法及装置所具有的有益效果是：

1．本发明一种电流跟踪控制方法是在两点峰值控制的基础上进行的改进，电路开关周期不再是固定的，而是根据设定周期及前一开关周期的占空比来计算本次开关周期的关断时间，当再次上升到电流参考值时进行下一个周期的计算，很好的解决了目前该领域电流控制斩波周期不具备动态调整适应性和鲁棒性差的问题，实现了对电路电流的稳健跟踪控制；

2．本发明基于所述电流跟踪控制方法的装置采用现场可编程门阵列FPGA，时序控制能力强，是电路动态调整适应性的可靠保障；采用分流器或霍尔电流传感器进行电流采样的动态响应好；采用TLV3502或LM358作为电流检测比较装置成本低、电流跟踪稳定性好。

附图说明

图1电流跟踪控制方法逻辑运算步骤框图。

图2电流跟踪控制电路模型示意图。

图3电流跟踪控制装置结构框图。

图4电流跟踪控制仿真电路图。

图5负电压续流工况下的电流波形仿真图。

图6零电压续流工况下的电流波形仿真图。

图7反电动势突变工况下的电流波形仿真图。

图8单相整流电源工况下的的电流波形仿真图。

具体实施方式

图1~8是本发明的最佳实施例，下面结合附图1~8对本发明的电流跟踪控制方法及装置的具体实施方式做进一步说明。

参照图1：

图1是电流跟踪控制方法逻辑运算步骤框图，其逻辑运算流程为：

步骤S101，电流控制器U2上电初始化；其内嵌的逻辑运算程序首先初始化定义工作状态变量state，S1状态持续的时间t _p1，S2状态持续的时间t _n1，S3状态持续的时间t _n2，S4状态持续的时间t _p2，开关周期设定值T _set，缺省周期设定值T _dft，定时器变量t_timer，设定值t_comp_ref、电路电流采样变量i和电路电流参考值i _ref参数；当控制信号RUN为高电平信号1时电流控制器U2开始逻辑运算工作，此时工作状态变量state赋值为S1状态（即state=S1），电力电子开关SW为导通状态（即SW=1），S3状态持续的时间t _n2赋值为开关周期设定值T _set（即t _n2=T _set），完成后进入步骤S102；否则，电流控制器U2保持待机检测状态；

步骤S102，电流控制器U2检测电流检测比较装置U1的输出信号cmp_I是否为高电平信号1（即cmp_I=1？），若是高电平信号1（即cmp_I=1）则进入步骤S103，否则维持步骤S102的状态；

步骤S103，将S4状态持续的时间t _p2赋值为定时器变量t_timer值（即t _p2=t_timer），计算设定值t_comp_ref，计算方法为：当S4状态持续的时间t _p2大于开关周期设定值T _set时（即t _p2>T _set），t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft（即t_comp_ref=T _dft）；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p2+ t _n2))；

此后，将S1状态持续的时间t _p1赋值为计算出的设定值t_comp_ref（即t _p1=t_comp_ref），定时器变量t_timer值清零（即t_timer=0），工作状态变量state赋值为S2状态（即state=S2），电力电子开关SW为关断状态（即SW=0），完成后进入步骤S104；

步骤S104，判断t_timer是否大于t_comp_ref（即前>后？），若是则进入步骤S105，否则维持步骤S104的状态；

步骤S105，将定时器变量t_timer值清零（即t_timer=0），工作状态变量state赋值为S3状态（即state=S3），电力电子开关SW保持关断状态（即SW=0），进入步骤S106；

步骤S106，电流控制器U2检测电流检测比较装置U1的输出信号cmp_I是否为低电平信号0（即cmp_I=0？），若是低电平信号0（即cmp_I=0）则进入步骤S107，否则维持步骤S106的状态；

步骤S107，将S2状态持续的时间t _n1赋值为定时器变量t_timer值（即t _n1=t_timer），计算设定值t_comp_ref，计算方法为：当S2状态持续的时间t _n1大于开关周期设定值T _set时（即t _n1>T _set），t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft（即t_comp_ref=T _dft）；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p1+ t _n1))；

此后，将S3状态持续的时间t _n2赋值为计算出的设定值t_comp_ref（即t _n2=t_comp_ref），定时器变量t_timer值清零（即t_timer=0），工作状态变量state赋值为S4状态（即state= S4），电力电子开关SW为导通状态（即SW=1），完成后进入步骤S108；

步骤S108，判断t_timer是否大于t_comp_ref（即前>后？），若是进入步骤S109，否则维持步骤S108的状态；

步骤S109，将定时器变量t_timer值清零（即t_timer=0），工作状态变量state赋值为S1状态（即state=S1），电力电子开关SW保持导通状态（即SW=1），S3状态持续的时间t _n2赋值为开关周期设定值T _set（即t _n2=T _set），完成后进入步骤S102循环运行；其中，工作状态变量state包括S0，S1，S2，S3，S4共5个状态取值；S0代表电路初始停止状态，此时电力电子开关SW为关断状态；S1表示电路电流上升，且i>i _ref，此时电力电子开关SW为导通状态；S2表示电路电流下降，且i>i _ref，此时电力电子开关SW为关断状态；S3表示电路电流下降，且i<i _ref，此时电力电子开关SW为关断状态；S4表示电路电流上升，且i<i _ref，此时电力电子开关SW为导通状态。

当所述工作状态变量state变化时，定时器变量t_timer值要清零；在每一个时钟信号周期，定时器变量t_time值的增量为数字1，且定时器变量t_time值可以清零。设定值t_comp_ref不随时钟变化，可通过外部控制程序设置数值或内部计算获得。

缺省周期设定值T _dft，其作为在出现较大波动时的一个导通或关断时间的缺省值，取值应不大于T _set/4。

参照图2：

图2是电流跟踪控制电路模型示意图，当电力电子开关SW为导通状态时，即电力电子开关SW合向图1所示的位置1时，电源E _P通过电感L对负载R和E _L供电；当电力电子开关SW为关断状态时，即电力电子开关SW合向图1所示的位置0时，电感L中储存的能量为负载供电，同时回馈到电源E _n。电力电子开关SW一般选用高功率电子开关管，如MOS管、IGBT等，有的场合也可以选用大功率继电器等，但需配合相应的驱动芯片使用。

参照图3：

图3是电流跟踪控制装置结构框图，电流传感器可以选择电阻采样型的（分流器）、霍尔型的，也可以选择其它能将电流转换成模拟电压的模块；电流检测比较装置U1可以用集成芯如TLV3502或LM358等实现，电流控制器U2可以用现场可编程门阵列FPGA，如EP2C5T144或XC3S500E等实现。

电流检测比较装置U1的电流比较输出信号定义为：当电路电流采样变量i值大于电路电流参考值i _ref时，电流检测比较装置U1输出高电平信号cmp_I等于1，否则输出低电平信号cmp_I等于0。

电流控制器U2的作用是：一方面，电流控制器U2根据其内嵌逻辑运算程序的逻辑运算结果控制电力电子开关SW的导通和关断；即，当电流控制器U2输出数字电平信号为高电平1时，电力电子开关SW导通，电流上升；当电流控制器U2输出数字电平信号为为低电平0时，电力电子开关SW关断，电流下降；另一方面，电流控制器U2根据电流检测比较装置U1的电流比较输出信号和该逻辑运算程序内的逻辑运算方法综合计算电力电子开关SW的导通和关断的时间，从而实现对电流的跟踪控制。

当控制信号RUN为低电平信号0或无电平信号时，电流控制器U2处于待机检测状态；当控制信号RUN为高电平信号1时，电流控制器U2处于运行状态。

参照图4：

图4为电流跟踪控制仿真电路图，其用Simulink®建立的仿真模型，VT1~VT4是四个电力电子开关，Control Voltage source是受控电压源，用于模拟反电势负载E _L。U2是本发明的电流控制器，主要用来实现本发明的电流控制算法，它每个时钟周期执行一次，时钟频率一般在几MHz（本仿真中取10MHz），时钟周期在纳秒级别，远小于斩波周期设定值T _set，实际实现时对U2输出的信号可以进行再分配，得到4个电力电子开关的驱动信号。

图5~图8是通过图4所示的电流跟踪控制仿真电路图进行的仿真实施例，该系列实施例的电流平均值计算均采用一个斩波周期的窗口滤波，仿真参数为：电源电压E _p=300V DC，电感L=80mH，电阻R=0Ω，负载电动势E _L=100V DC。

参照图5：

图5是负电压续流工况下的电流波形仿真图，此图电流波形为电流给定值在0.02s时从10A跳变的5A时的仿真电流及电流平均值波形，可以看出，除去电流上升和下降所需的时间，平均电流在一个斩波周期后就等于给定参考值，跟踪平滑，无超调。

参照图6：

图6是零电压续流工况下的电流波形仿真图，此图电流波形为零电压续流（E _n=0V）时，电流给定值在0.02s从10A跳变到5A时的仿真电流及其平均值波形的仿真波形图，与图5相比除了电流波动幅值降低之外，无其他变化，这也说明本发明提出的电流跟踪控制方法完全实现了平均值跟踪，对续流方式不敏感。

参照图7：

图7是反电动势突变工况下的电流波形仿真图，此图电流波形为采用零电压续流时、给定参考电流为10A、反电动势负载E _L在0.02s从10V突变到200V时的电流变化波形。在加负载之前，占空比接近0；因此，突加负载后，电流有接近一个周期的下降，若按一个周期1000μs下降时间计算，电流下降值为Δi=-Δt·E _L/L=-2.5A，仿真中由于电流实际下降时间小于1个周期，电流下降值也小于2.5。而这一减小的周期部分正好弥补了t _p1计算时的占空比增加部分。以仿真结果为例，E _p=300V DC，电感L=80mH，电阻R=0Ω，负载电动势E _L=100V DC，设定斩波周期1000μs，电流参考值10A。仿真计算结果为t _p1=333.5μs，t _p2=318μs，t _n1=163.4μs，t _n2=161.9μs，T _sim=t _p1+ t _p2+ t _n1+ t _n2=976.8μs，而t _p1的理论值为：t _p1=1000×200/300/2=333.3μs。仿真中电流波动为±0.4A，引起的平均电压差为±4V，由于两个电压都是使周期减少，可以认为电压减少了8V，从而减少后的周期可估算为T _cal=(300-8)/300×1000=973μs，与仿真结果非常接近，说明本发明方法的动态调整适应性非常强。

参照图8：

图8是单相整流电源工况下的的电流波形仿真图，此图是将恒定直流电源换为单相（220V/50Hz）整流电源时的仿真波形，为了突出仿真效果，整流后的滤波电容取值较小（220uF），图中也同时给出了输入电压的波形。从图中可以看出，虽然电流平均值有所波动，但与给定参考值非常接近，从而也说明了本发明的电流跟踪控制方法对电源电压波动亦具有较强的抑制能力。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims

1. 一种电流跟踪控制方法，其特征在于：逻辑运算步骤为：

2. 根据权利要求1所述的一种电流跟踪控制方法，其特征在于：所述步骤S103中设定值t_comp_ref的计算方法为，当S4状态持续的时间t _p2大于开关周期设定值T _set时，t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p2+ t _n2))。

3. 根据权利要求1所述的一种电流跟踪控制方法，其特征在于：所述步骤S107中设定值t_comp_ref的计算方法为，当S2状态持续的时间t _n1大于开关周期设定值T _set时，t_comp_ref赋值为缺省周期设定值T _dft；否则，t_comp_ref值按以下公式计算：

t_comp_ref= t _p2·T _set/(2(t _p1+ t _n1))。

4. 一种实现权利要求1~3任一项所述电流跟踪控制方法的装置，其特征在于：包括电流传感器、电流检测比较装置U1和内嵌有逻辑运算程序的电流控制器U2，电流控制器U2根据内嵌逻辑运算程序的逻辑运算结果控制电力电子开关SW的导通和关断；电流控制器U2根据电流检测比较装置U1的电流比较输出信号和内嵌逻辑运算程序综合计算电力电子开关SW的导通和关断的时间，从而实现对电流的跟踪控制。

5. 根据权利要求4所述的装置，其特征在于：所述电流传感器为分流器或霍尔电流传感器。

6. 根据权利要求4所述的装置，其特征在于：所述电流检测比较装置U1为集成芯片TLV3502或LM358。

7. 根据权利要求4所述的装置，其特征在于：所述电流控制器U2为EP2C5T144或XC3S500E。

8. 根据权利要求4所述的装置，其特征在于：所述电力电子开关SW为场效应管、绝缘栅双极型晶体管或继电器中的任一种。