CN101026339A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

整流电路(18)将输入的AC功率转换为DC功率。反相器电路(22)根据从控制电路(50)施加至其的切换控制信号将DC功率转换为高频功率。变压器(24)对高频功率的电压进行变压。输出端整流电路(40)对变压的功率整流。输出检测电路(34)检测整流的功率的电压量级，表示检测的电压的信号被施加到控制电路(50)。控制电路(50)生成切换控制信号从而使整流的功率具有预定值。由输入检测电路(62)检测来自整流电路(18)的电压值，表示检测的电压的信号被施加到控制电路(50)。控制电路(50)根据表示来自输入检测电路(62)的检测电压表示信号和变压器(24)的饱和磁特性控制反相器电路(22)的操作。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及用于诸如电弧焊机和电弧切割机的利用电孤的装置的电源装置。
背景技术
在JP05-111244A中公布了所述电源装置的示例。在该日本公开中公布的电源装置包括整流器，其对商用AC电源电压整流，并将得到的整流的电压通过电抗器施加到平滑电容器。在平滑电容器的输入中连接电压提升切换设备。通过控制切换设备的导通(ON)和关闭(OFF)时间来控制平滑电容器的充电时间。因此，即使当不同量级的商用电源电压被施加到装置时，也可通过适当地控制电压提升切换设备的导通和关闭时间来使得平滑电容器的输入电压基本恒定。因此，可将该电源装置用于不同量级的商用电源电压。
来自平滑电容器的平滑的电压被施加到高频切换电路，在高频切换电路将平滑的电压转换为高频AC电压，由输出变压器对得到的高频电压进行变压。其后，将变压的高频电压转换DC电压，以及将得到的DC电压直接或者在将其重新转换为AC电压之后施加到电弧负载(arc load)。
上述各种类型的电源装置用在各个国家和地区。在某些地方，因为例如不稳定的电源性能，所以商用AC电源可能是不稳定的。如果施加到电源装置的商用AC电源电压增加很多，则过剩的电压被施加到输出变压器，从而导致其核芯饱和。其后，可能不再能将合适的电源提供给负载。为了避免该问题，带有具有一些裕量的磁饱和特性的变压器已经被采用。然而，使用这样的具有不必要的裕量的输出变压器增加了带有这样的变压器的电源装置的大小和重量。此外，这样的电源装置变得昂贵。
本发明的目的在于提供一种包括具有抑制的磁饱和的输出变压器的电源装置，其尺寸比现有技术装置小、重量比现有技术装置轻、并且成本比现有技术装置低。
发明内容
根据本发明的电源装置被提供有来自商用电源的AC功率。由转换装置将提供的AC功率转换为DC功率，其后，通过切换装置的切换操作将得到的DC功率转换为高频功率。由变压器对高频功率的电压进行变压。由整流装置对变压的高频功率进行整流，从而提供输出功率。可将输出功率可选地转换为AC功率。由第一检测装置检测输出功率的值、输出功率的电压值、或输出功率的电流值，第一检测装置产生表示检测结果的第一检测信号。将第一检测信号提供给控制装置。控制装置提供切换控制信号，以控制切换装置的切换操作，从而可将输出功率的功率值、电压值或电流值维持为恒定。按照该方式，可实现反馈控制，以维持输出功率的电压值、电流或功率恒定。
如果例如输入商用AC功率的电压的量级突然改变，具体地说，如果AC电源电压急剧增加，则由转换装置中的转换得到的DC功率的量级增加，并且施加到变压器的输入的电压的量级增加。如果这种情况持续，则变压器的核芯饱和，导致反馈控制的停顿。为了避免该情况，根据本发明，提供第二检测装置以检测由转换装置中的转换得到的DC功率的电压值。换句话说，由第二检测装置间接检测施加到变压器的输入的电压值。第二检测装置产生表示检测结果的第二检测信号。控制装置根据第二检测信号和变压器的饱和磁特性控制切换装置的切换操作。例如，控制装置可按照下述方式根据第二检测信号来控制切换装置的切换操作：作为施加到变压器的输入的电压值与将电压施加到变压器的时间的乘积的VT乘积可采用不导致变压器的核芯的饱和的恒定值。按照该方式，即使当商用电源电压急剧改变时，也可避免变压器的磁饱和，并可实现满意的反馈控制。
第二检测装置可检测由商用电源提供的AC功率的电压值，而不是来自转换装置的DC电压值。
根据本发明的电源装置可被布置成，当切换装置处于导通时，电流可从切换装置流向变压器，并且检测装置可根据第二检测信号控制切换装置处于导通的时段。
切换控制信号可以是使切换装置基于脉宽调制(PWM)技术执行切换操作的信号。控制装置可根据第二检测信号来控制切换控制信号的宽度，在所述宽度期间切换装置是导通的。
控制装置可包括误差信号生成装置，其生成表示第一检测信号和预定参考信号之间的差的误差信号。在此情况下，使用三角波形生成装置，所述三角波形生成装置生成三角波形信号。PWM比较装置对三角波形信号与一阈值进行比较，该阈值是第二检测信号和误差信号中较大的一个。当三角波形信号等于或大于阈值时，生成PWM控制信号以导通切换装置。
附图说明
图1是根据本发明的一个实施例的电源装置的电路框图。
图2A至2D是用于解释图1所示的电源装置的操作的各种波形。
图3A至3D是在与图1所示的电源装置对应但不包括输入检测电路的电源装置中的各个点处产生的分别与图2A至2D中的波形对应的波形。
图4是根据本发明另一实施例的电路框图。
具体实施方式
图1示出根据本发明实施例的电源装置10。电源装置10可以是便携式类型的。电源装置10具有三个输入端子12，三相AC功率通过所述三个输入端子从商用电源提供给装置10。通过输入端子12提供的AC功率耦合到转换装置(例如输入侧整流和平滑电路14)，在转换装置处，AC功率被转换为DC功率。输入侧整流和平滑电路14包括以例如六个二极管形成的三相桥式整流电路18，还包括用于对三相桥式整流电路18的输出平滑的平滑电容器20。
来自输入侧的整流和平滑电路14的DC功率被施加到切换装置(例如反相器电路22)，在切换装置处，DC功率被转换到以从例如10kHz到100kHz的频率的高频功率。反相器电路22由多个半导体切换器件(例如四个IGBT、双极型晶体管或FET)来形成。响应于从控制装置(例如控制电路50)中的驱动电路60提供的四个驱动信号来切换半导体切换设备。在图1中，为了简化示图，由一条线来表示用于提供来自驱动电路60的四个驱动信号的各条线。
由反相器电路22产生的高频功率被施加到输出变压器24的主线圈24a，输出变压器24还具有次线圈24b。在次线圈24b上产生通过对施加在主线圈24a上的高频功率的电压Vt进行变压得到的电压。输出变压器24的主线圈24a和次线圈24b缠绕在核芯24c上。
变压的高频功率被施加到输出侧整流和平滑电路26，在输出侧整流平滑电路26处，变压的高频功率被转换为DC功率。通过输出端子28a和28b将得到的DC功率作为电源装置10的输出功率提供给电弧负载(未示出)，例如焊炬(torch)或工件。由例如输出侧整流装置(例如全波整流电路30)和输出侧平滑装置(例如平滑电抗器32)来形成输出侧整流和平滑电路26。
由第一检测装置(例如输出检测电路34)检测输出功率的电压值(例如全波整流电路30的输出电压值)。由输出检测电路34产生的表示全波整流电路30的输出电压值的第一检测信号(例如输出电压表示信号Vo)被施加到控制电路50的误差放大装置(例如误差放大电路52)。
除了以输出电压表示信号Vo之外，误差放大电路52还从参考信号生成电路54接收具有施加至其的预定值的DC参考信号Vref，并产生表示以输出电压表示信号Vo和参考信号Vref之间的差的误差信号ER。误差信号ER通过稍后描述的限幅装置(例如转变(change-over)电路64)耦合到PWM比较电路56。为了进行解释，假定始终将误差信号ER输入到PWM比较电路56。
将来自三角波形生成电路58的以从10kHz到100kHz频率的三角波形(例如锯齿波形信号TR)提供给PWM比较电路56。PWM比较电路56基于误差信号ER和三角波形信号TR生成PWM控制信号(例如PWM信号)。按照使得在输出电压表示信号Vo和参考信号Vref之间的差变为零的方式将PWM信号用于对反相器电路22的PWM控制。PWM信号被施加到驱动电路60，在驱动电路60处，将PWM信号转换为四个驱动信号以应用于反相器电路22。因此，恒定电压反馈控制用于把将要提供给电弧负载的输出功率的电压值维持为恒定的。依靠这样的反馈控制，电源装置可从各种商用电源电压值提供恒定输出电压。所示示例的电源装置10被布置为根据以从200V到400V范围内的商用电源电压运行。
出于某种原因(例如电源或要求的情况)，假设在使用电源装置10的区域处，商用电源电压突然改变。具体地说，当电源电压急剧增加时，施加到反相器电路22的电压值增加，导致输入到输出变压器24的电压Vt增加。这样反过来导致变压器24的核芯24c饱和，从而无法维持反馈控制。
为了防止将反馈控制带入停顿状态，设计根据该实施例的电源装置，如下所述。
具体地说，为控制电路50提供输入检测电路62，其检测输入到反相器电路22的电压。输入检测电路62生成脉宽限幅信号WL，其采用根据输入到反相器电路22的电压的电压电平。可由例如由电阻器形成的分压电路来实现输入检测电路62。由输入检测电路62生成的脉宽限幅信号WL耦合到转变电路64，还将来自误差放大电路52的误差信号ER提供给转变电路64。当误差信号ER等于或大于脉宽限幅信号WL时，转变电路64将误差信号ER耦合到PWM比较电路56，当误差信号ER小于脉宽限幅信号WL时，转变电路64将脉宽限幅信号WL耦合到PWM比较电路56。
当生成PWM控制信号时，PWM比较电路56不仅参照误差信号ER和三角波形信号TR，而且还参照来自输入检测电路62的脉宽限幅信号WL。参照图2A至2D详细描述该操作。
例如，当商用电源电压采用表示为“正常电源电压”的正常电压时，如图2A至图2D中的左边区域所示。在该区域中，如图2A中的左边区域所示，脉宽限幅信号WL的电压电平小于误差信号ER的电压电平，从而转变电路64将误差信号ER的电压电平耦合到PWM比较电路56，当三角波形信号TR的电压电平等于或大于误差信号ER的电压电平时，如图2B中的左边区域所示，产生PWM信号。这导致生成四个驱动信号，这接着导致反相器电路22的每一半导体切换设备仅在对应于和其关联的驱动信号的宽度的时间段期间被导通，所述宽度又对应于PWM信号的宽度。仅在半导体切换设备处于导通的时间段期间，电压Vt从反相器电路22被施加到输出变压器24，如图2C的左边区域所示，电流流过变压器24，如图2D的左边区域所示。
如果商用电源电压急剧增加，如图2A至2D中的右边区域所示，其表示为“异常电源电压”，从而脉宽限幅信号WL的电压电平急剧增加到超过误差信号ER的电压电平，则转变电路64将脉宽限幅信号WL而不是误差信号ER耦合到PWM比较电路56作为阈值。当三角波形信号TR的电压电平等于或大于脉宽限幅信号WL时，PWM比较电路56提供PWM信号。这导致每一驱动信号的脉宽从T1(当商用电源电压正常时的宽度)减少到T2，如图2C所示，并且电压Vt施加到输出变压器34的时间段相应地减少，如图2C的右边区域所示。虽然商用电源电压的较大增加导致输入到输出变压器24的电压Vt从例如当电源电压正常时的量级V1增加到V2，如图2C的右边区域所示，但输入到输出变压器24的电压Vt的时间段从T1减少到T2。此外，虽然在输出变压器24中流过的电流It增加，但电流It的流过的时间段是有限的，如图2D的右边区域所示。
如上所述，PWM比较电路56采用误差信号ER和脉宽限幅信号WL的电压电平中较高的一个作为阈值，并在生成PWM信号中使用该阈值和三角波形信号TR。无论将误差信号ER还是脉宽限幅信号WL选择作为阈值，都使PWM信号的一个脉冲的时间段(脉宽)与输入到输出变压器24的电压Vt的乘积VT为恒定。也就是说，T1×V1＝T2×V2＝常数。以这样的方式来设置误差信号ER和脉宽限幅信号WL，从而提供恒定VT乘积。
如果不存在输入检测电路62，从而当生成PWM信号时PWM比较电路56不参照脉宽限幅信号WL，则将出现以下问题，如图3A至3D所示。在此情况下，即使商用电源增加很多，驱动信号的脉宽也不受限，如图3B所示。其后，如图3C所示，输入电压Vt被提供给输出变压器24，如图3C所示，其在与驱动信号的脉宽对应的T1时间段中采用量级V2。结果，VT乘积将超过取决于输出变压器24的饱和磁特性的值，从而输出变压器24将磁性地饱和。这将导致流过变压器24的电流It急剧增加。如果这种饱和继续，则将损害输出变压器24。
如所描述的那样，根据该实施例的电源装置10如此布置，从而即使当商用电源电压急剧改变时，也可按照下述方式来约束PWM信号的脉宽，其中VT乘积可以在不超过输出变压器24的磁饱和特性的值的值处是恒定的。因此，与采用具有不必要的较大裕量的输出变压器的前述现有电源装置相比，根据该实施例的电源装置10可使用致密、轻型和廉价的变压器作为输出变压器24。因此，根据本发明，包括输出变压器24的电源装置10可在尺寸和重量上较小，并且比现有装置更廉价。从以上描述可知，电源装置10的布置特别适合于便携式电源装置。
根据上述实施例，输入检测电路62用于检测输入到反相器电路22的电压，PWM控制信号的脉宽基于由输入检测电路62进行的检测的结果来限制。作为替换，可使用如图4所示的检测电路70来检测在输入端子12中的两个端子之间出现的商用电源电压。并且PWM控制信号的脉宽根据检测电路70的检测结果来限制。可由例如变压电路以及转换电路来形成检测电路70，所述变压电路用于降低出现在输入端子12中的两个端2之间的商用电源电压，所述转换电路用于将来自变压电路的经变压的AC电压转换为DC电压。
根据上述实施例，使用输出检测电路34，并且其检测输出功率的电压值，但替换地，可通过检测输出功率的电流值来采用恒定电流控制，或可选地，可通过检测输出功率的功率值(例如电压值与电流值的乘积)来采用恒定功率控制。
对于根据AC输出功率运行的电弧负载，可另外使用另一转换电路以将来自输出侧整流和平滑电路26的DC功率转换为AC功率。
此外，为了避免各种类型的噪声的影响，可在输入检测电路62(或70)和输出检测电路34的输出中连接滤波器电路，从而移除所述噪声。
已经通过其中反相器电路22受PWM控制的实施例来描述了本发明，但任意其它合适的控制技术(例如PAM(脉幅调制)控制技术)也可用于本发明。
此外，虽然已经将本发明描述为体现在用于电弧焊机的电源装置中，但本发明还可体现在用于其它电弧负载(例如电弧切割机)的电源装置中，并且还可体现在用于电镀(例如非电弧应用)的电源装置中。

Claims (8)

1、一种电源装置，包括：
转换装置，用于将输入AC功率转换为DC功率；
切换装置，用于接收所述DC功率，并根据切换控制信号执行切换操作，以将所述DC功率转换为高频功率；
变压器，用于变换所述高频功率的电压；
整流装置，用于对由所述变压器变压的功率进行整流；
第一检测装置，用于检测所述整流的功率、所述整流的功率的电压、或所述整流的功率的电流的量级，并产生表示检测的功率、电压或电流的量级的第一检测信号；
控制装置，用于接收所述第一检测信号，并产生所述切换控制信号以使由所述第一检测装置检测的功率、电压或电流的量级具有预定值；以及
第二检测装置，用于检测所述DC功率的电压值，并产生表示检测的电压值的第二检测信号；
所述控制装置还接收所述第二检测信号，并根据所述第二检测信号和所述变压器的饱和磁特性控制所述切换装置的切换操作。
2、如权利要求1所述的电源装置，其中：
当所述切换装置处于导通时，电流从所述切换装置流向所述变压器；以及
所述控制装置根据所述第二检测信号控制所述切换装置处于导通的时间段。
3、如权利要求2所述的电源装置，其中：
所述切换控制信号使所述切换装置通过脉宽调制系统执行切换操作；以及
所述控制装置根据所述第二检测信号在所述切换装置处于导通的时间段期间控制所述切换控制信号的脉宽。
4、如权利要求1所述的电源装置，其中，所述控制装置包括：
误差信号生成装置，用于生成表示所述第一检测信号和预定参考信号之间的差的误差信号；
三角波形生成装置，用于生成三角波形信号；以及
PWM比较装置，用于比较所述三角波形信号和一阈值，以及生成PWM控制信号，用于在所述三角波形信号等于或大于所述阈值时使所述切换装置导通，其中所述阈值是所述第二检测信号和所述误差信号中较大的一个。
5、一种电源装置，包括：
转换装置，用于将输入AC功率转换为DC功率；
切换装置，用于接收所述DC功率，并根据切换控制信号执行切换操作，以将所述DC功率转换为高频功率；
变压器，用于变换所述高频功率的电压；
整流装置，用于对由所述变压器变压的功率进行整流；
第一检测装置，用于检测所述整流的功率、所述整流的功率的电压、或所述整流的功率的电流的量级，并产生表示检测的功率、电压或电流的量级的第一检测信号；
控制装置，用于接收所述第一检测信号，并产生所述切换控制信号以使由所述第一检测装置检测的功率、电压或电流的量级具有预定值；以及
第二检测装置，用于检测所述AC功率的电压值，并产生表示检测的电压值的第二检测信号；
所述控制装置还接收所述第二检测信号，并根据所述第二检测信号和所述变压器的饱和磁特性控制所述切换装置的切换操作。
6、如权利要求5所述的电源装置，其中：
当所述切换装置处于导通时，电流从所述切换装置流向所述变压器；以及
所述控制装置根据所述第二检测信号控制所述切换装置处于导通的时间段。
7、如权利要求6所述的电源装置，其中：
所述切换控制信号使所述切换装置通过脉宽调制系统执行切换操作；以及
所述控制装置根据所述第二检测信号在所述切换装置处于导通的时间段期间控制所述切换控制信号的脉宽。
8、如权利要求5所述的电源装置，其中，所述控制装置包括：
误差信号生成装置，用于生成表示所述第一检测信号和预定参考信号之间的差的误差信号；
三角波形生成装置，用于生成三角波形信号；以及
PWM比较装置，用于比较所述三角波形信号和一阈值，以及生成PWM控制信号，用于在所述三角波形信号等于或大于所述阈值时使所述切换装置导通，其中所述阈值是所述第二检测信号和所述误差信号中较大的一个。
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