CN101006668A - 用于任意客户机负荷和格式类型的客户机信号的传送的通用数字组帧器构架 - Google Patents

Abstract

要在传输网络尤其是光传输网络中传送的客户机信号可具有不同的负荷包络速率，并且在客户机出口方被数字映射成第一传送帧(也称为iDTF帧，或节点内或内部数字传送帧)以便于在终端网络元(NE)内进行节点内传送，并进一步被数字映射成第二传送帧(也称为DTF帧或数字传送帧)，用于通过网络或链路进行节点间传送，其中通过在第一传送帧中执行的字节填充使得它们总是具有相同的帧大小。结果，无论是标准客户机负荷还是专用客户机负荷，只要其速率低于客户机信号的负荷包络速率，该组帧器系统就可提供在支持任意客户机信号频率的整个网络上总是具有均匀的通用帧速率的DTF格式。在客户机信号入口方，信号从第二传送帧(DTF格式)被数字地解映射成第一传送帧，其中填充字节被移除，并在进一步传送之前在中间节点元处进行相应处理，或从第一传送帧(iDTF格式)被数字地解映射以在客户机负荷包封速率下再现或重新组装包含客户机负荷的一个或多个客户机信号，以便于在客户机设备处接收。在所公开的各种特征当中，两个主导特征是(1)在网络节点元(NE)与终端网络元之间传送所有信号所用的单一信道或网络速率，以及(2)使用填充字节将不同类型的负荷数字地包封成N个客户机方或第一帧以使每个客户机方帧的大小等于预定值。然后经填充的第一帧被包封成线路方或第二帧，以便于在对所有经数字包封的客户机信号相同的高速线路速率下通过网络来传送。这些客户机方帧可以是例如在所遇到的最低信号速率下运行，以数字包封成并行的N个客户机信号，或数字包封被多等分成N部分的客户机信号，其中这两种不同的客户机信号具有不同的负荷速率。

Description

用于任意客户机负荷和格式类型的客户机信号的传送的通用数字组帧器构架

发明背景

发明领域

本发明一般涉及数字通信系统，尤其涉及在设计成通过将来自第一域的任意期望信号格式的第一数据帧的数据信号映射到具有第二数据帧的第二域、进而映射到可以是光链路的具有第三数据帧的第三域来异步地操作的光传输网络中数据信号的传输，其中第三域中数据帧的速率在包含一条或多条光链路的整个光网上保持恒定。

介绍

如本文中所使用的，术语“速率”和“频率”具有相同的预期含义。并且，本文中还讨论有关本发明在传输网络、特别是如部分地遵循光传输网络(OTN)协议的光传输系统和网络中所例示的终端或终端节点以及中间节点中的使用。如本文中所使用的，引用网络“节点元”(NE)不仅旨在涵盖信号“中间节点”，包括但不限于分/插网络中的节点、多连接节点(如处理双向以上连接的通信量的节点，诸如四连接节点等)或是网络的增益节点(诸如模拟放大器节点或包括再放大的数字节点)等，而且还旨在涵盖包括收发器节点、发送器节点、接收器节点或应答器节点在内的信号“终端节点”。就此而言，终端可在入口模式下与带锁相环(PLL)电路的准确振荡器一起工作，但是根据本发明，不必在任何中间节点处使用此类PLL时钟，而是可改为使用较为廉价的本地基准时钟。

相关技术的说明

所提出的光传输网络(OTN)构架的国际标准——题为“Interface for the opticaltransport network(OTN)(光传输网络OTN接口)”的ITU-T G.709旨在通过尽可能短的堆栈将诸如ATM、IP以太网和TDM宽带服务以及SONET和SDH等现有的分组服务透明地会聚到单个网络上，同时为所有客户机服务提供增强的信号放大和连网功能。与SONET类似，OTN构架假定通过网络的传输功能在数字或电气/电子域中是同步的。在G.709网络节点的入口处接收的数据帧将以相等的帧速率在该节点处被重发。G.709规范还规定了在OTN的入口和出口处如何将例如SDHSTM-64协议数据同步或异步地映射成G.709 OTU2数据帧，反之亦然。G.709规范目前没有规定如何将IEEE 802.3ae 10 GbE协议数据映射成G.709数据帧，无论是同步还是异步地。

SONET采用单定时方法，其主要优点是允许将预定速率的一个或多个数据流组合成更高数据速率的流、以及在不将整个更高数据率的流多路分解的情况下提取一个或多个数据流。G.709协议基本上假定网络的中间节点，即光交接、光分/插复用器等以同步方式工作，即使数字包封为在网络入口或出口处分别使用提供数据或额外开销的异步映射或解映射作了准备。这将导致额外的系统成本(COGS)，因为需要例如在每个节点处提供准确的计时，以“重新捕捉”原始发送器节点的时钟。准确计时需要使用高成本的锁相环(PLL)电路和昂贵的晶体振荡器以及其它必要的系统组件。

在近同步计时系统中，网络中的每个子系统或节点可被设计成具有其自己的本地时钟发生，从而不同的子系统至少在稍有不同的时钟频率下工作。为适应不同的频率，可采用比特填充技术。比特填充在许多不同技术学科中公知。关于近同步计时系统的更多背景，包括以组合锁相环/延迟锁定环方法处理时钟差的方式等可参见Tang等人于2002年6月20日公布的美国专利申请公开No.2002/0075980(序列号为10/029,709的美国专利申请)。

如上文中所提及的，在标准的G.709数字包封中，负荷信号可用两种方式，即同步和异步映射，来映射成数字包封。在同步映射的情形中，经数字包封的信号频率恰好等于传入负荷信号频率乘以固定的额外开销比(F-OHR)。如果传入的负荷信号频率稍有变化，则此变化可相关于经数字包封的信号频率来跟踪。该跟踪是通过调整机制来完成的。在异步映射的情形中，经数字包封的信号频率等于负荷包络频率乘以固定的额外开销比(F-OHR)。负荷包封频率是由包封生成的，并且不被频率锁定到传入负荷信号。负荷包封与传入负荷信号之间的频率差由某种调整机制来适应。

在常规的同步和异步映射的情形中，经数字包封的信号频率随负荷信号频率进行缩放。如果负荷信号在不同的标称频率下，则经数字包封的信号将在不同的频率下行进。例如，OC 192的标称频率是9.95328Gbps加+/-20ppm的变化。如果OC192负荷信号恰巧是9.95328Gbps+10ppm，则同步映射的G.709信号将为9.95328乘以F-OHR或255/237Gbps+10ppm。如果该信号被异步地映射到G.709，并且本地基准频率偏移为-5ppm，则异步映射的G.709信号将为9095328Gbps-5ppm。实际负荷信号频率(+10ppm偏移)与负荷包络频率(-5ppm偏移)之间15ppm的频率差被该调整机制所吸收。

如果负荷类型是10GbE LAN PHY，则标称负荷频率为10.3125Gbps加+/-100ppm的变化。同步映射的G.709信号将为10.3125乘以255/237Gbps+/-100ppm的F-OHR。该频率偏移恒等于实际负荷信号频率偏移。异步映射的G.709信号将为10.3125乘以F-OHR或255/237Gbps加上与本地基准频率偏移相关的偏移。可以看到OC192负荷类型的G.709信号频率与10GbE负荷类型的G.709信号相去甚远。

在本领域中，通过在经同步的数据信号中插入或移除备用比特或备用字节，用比经同步的数据信号频率更高或更低的频率通过负比特或正比特填充来转换传入异步数据信号，从而分别补偿频率差是公知的。可参见例如2001年9月20日公布的、公开号为2001/0022826的Rude的美国专利申请(现为美国专利6,415,006)。还可参见美国专利5,757,871。在其它方案中，填充字节可以是相对于负填充操作的数据字节，或可以是相对于正填充操作的填充字节，如2004年3月4日公布的、公开号为2004/0022826的Walker等的美国专利申请。

尽管有前述同步或异步的诸系统，然而在不设置适应不同类型客户机信号的不同信号速率的高度准确的PLL晶体计时组件的情况下仍无法在信号传输网络中实现具有任一种数据速率的每种客户机信号的传送。

本发明的一个目的是实现一种克服上述缺点的传输网络。

本发明的另一个目的是提供一种能够通过使用通用数字传送网络来发送客户机(客户)的任何信号——无论其是标准信号还是专用信号——的经改进的传输系统。

本发明的又一个目的是向其它种类的信号传送系统提供传输网络上对具有任一种的指定客户机负荷速率的任一类客户机信号的单信道速率。

发明概述

本公开涉及提供数字包封，它通过使用填充字节将不同的客户机信号负荷数字包封成N个客户机方帧，以使每个客户机帧的大小呈现为相同的预定值，这N个帧随后被交织或多路复用为一线路方帧，所有线路方帧都具有相同的帧速率。

本公开涉及利用一种异步计时系统，它提供具有不同负荷速率——诸如在STS48和STS192的情形中——以及客户机或客户专用速率的不同客户机信号格式的高效和通用的传送，从而使该网络系统能容易地与任何信号格式协议兼容、并通过网络以相同或普通线路速率来传送所有这些不同类型的客户机信号。

一种通用组帧器被用于具有多个节点元的传输网络中，其中该组帧器包括：第一数字帧，用于包封具有不同负荷速率的客户机信号以供节点元内传送；以及第二数字帧，用于将N个所述经包封第一数字帧包封成一个第二数字帧，从而在传输网络中的各节点元之间的经包封第二数字帧的节点间传送的线路速率对任何传送的客户机信号完全相同。由此，要在传输网络、尤其是光传输网络中传送的客户机信号可具有不同的负荷包封速率，并且在客户机出口侧被数字映射成客户机方的第一传输帧(在本公开中也称为iDTF帧，即节点内或内部数字传送帧)以供数字节点元内的节点内传送，并且还可通过在第一传输帧中进行的字节填充被数字映射成第二传输帧(在本公开中也称为DTF，即数字传送帧)以供网络或链路上的节点间传送，从而在支持任何其速率在网络传送信号速率以下的信号频率的整个网络上提供全部具有统一通用帧速率的DTF格式。在客户机信号入口一侧，信号从第二传送帧(DTF格式)被数字地解映射成第一传送帧(iDTF格式)，其中在进一步传送或从第一传送帧(iDTF格式)数字地解映射之前，填充字节被移除，并在中间节点元(也称为支流适配器模块或TAM)处被相应地处理，以用客户机负荷包封速率再现或重组装包含客户机负荷的一个或多个客户机信号以供在客户机设备处接收。

在所公开的各个特征当中，两个主导特征是(1)在网络节点元与终端节点元之间传送所有信号所用的单一信道或网络速率，以及(2)使用填充字节将不同类型的负荷数字地包封成N个客户机方(iDTF)帧以使每个帧的大小等于预定值，然后将其交织或者包封成线路方(DTF)帧以供在相同的高速线路速率下通过网络传送。客户机方组帧器可以在例如所遇到的最低信号速率下运行，以数字地并行包封N个客户机信号或是数字地包封被分段成N部分的客户机信号，其中这两种不同的客户机信号具有不同的负荷速率。

由此，本公开涉及一种用于在通信网络中的网络节点元之间传输客户机信号的传输系统，包括：客户机方帧格式，用于包封往返客户机信号设备的任意格式类型的客户机信号，该客户机方帧格式具有通过将填充字节插入每个客户机方帧而使任意类型的客户机信号基本呈现相同大小的客户机方帧；以及线路方帧格式，用于将N个客户机方帧包封成一个线路方帧，从而在网络中的各节点元之间所有的线路方经包封信号都具有相同的线路速率。

更具体地，任何给定的信号协议，包括标准和专用协议，被映射成例如iDTF帧等的客户机方负荷包络，该客户机方负荷包络具有固定帧字节速率，即，这种经数字包封的帧的字节速率对于从客户机接收的任何给定信号类型总是相同的。为了总是能实现该相同的比特率或字节速率，填充比特或字节被插入到帧包封器中，诸如置入或分布在客户机信号负荷或额外开销(OH)或FEC中、或是前述任意组合中，从而对每个客户机方帧，帧速率总是连续地保持相同。相同大小的N个这样的客户机方帧(N目前可等于4，但可以是更大或更小的值)被交织(包封)成一个线路方帧，例如DTF帧。什么信号在帧中，或者要传送哪种信号是无关紧要的。然后，在包封客户机方帧时，使用简单的标志来将这N个帧锁定到相同的调整(JC字节)和相同的NSB1和NSB2值(这将在稍后详细说明，诸如在STS192信号的情形中)，或不将这N个帧锁定到一起而是允许单独调整(JC字节)，从而就调整(JC字节)以及NSB1和NSB2值而言它们进行单独地处理(诸如在不同的STS48信号的情形中)，并使用诸如用于ASIC芯片的相同电路逻辑对不同的信号格式完成这些任务。并且，作为与上述有关的另一重要特征，在每个网络节点元中以例如所遇的最低的客户机信号速率，诸如2.5G比特的粒度来执行背面和交叉点交换，从而无论传送的是2.5G比特信号格式(常规的，例如标准的)、2.7G比特信号格式(非常规的，例如专用的)、9.1G比特信号格式(非常规的，例如专用的)还是10G比特信号格式(常规的，例如标准的)，客户机方帧设置使用相同的ASIC芯片和IC信号处理芯片即可传送任一类型的格式而无需任何额外的成本。由此，相同的设备可容易地处理STS48和STS192信号、以及具有标准或专用负荷速率的其它信号。

尽管对本领域普通技术人员而言这起先看起来可能有些微妙，但是以上说明支持现有或已知信号网络系统中所未见的“即插即用”构架的方法的原因在于，因为具有不同非标准信号速率，诸如2.1或2.3Gbps(Gb/s)的不同信号格式可在支流访问模块(TAM)中被数字包封或映射成同一客户机方帧，所以可添加附加的这种模块或TAM以满足对现有协议类型(STS48和STS192)的附加信号、甚至具有不同专用协议类型的模块的新的通信要求。现有的电路逻辑因为客户机方数字包封架构而无需载波供应商的任何附加成本就可处理这些附加或不同的协议信号。这在分/插网络节点处特别有用，因为可使用相同的、先前安装的负责线路方数字包封的线路方模块(也称为数字线路模块或DLM)来安装新的TAM或特定信号负荷类型或专用信号传送速率的客户机方支流模块。例如，依赖于该构架，可在现有的光放大器站点以可能低于此类传统节点元系统的成本容易地添加新的DLM/TAM节点站点，以提供包括OEO信号再生的新的分/插站点。由此，具有不同帧速率的任何不同的或新的信号格式或协议可由独立于线路方(DTF)组帧器的客户机方(iDTF)组帧器数字包封，并总是得到相同的客户机方信号帧大小，从而包封N个客户机方帧的线路方组帧器具有总是保持相同的、且无需为具有不同工作频率、负荷速率和帧速率的新的信号格式改变或重新设计的线路方速率。

尽管以上原理一般而言是针对光传输系统或网络的应用来讨论的，但是本领域技术人员将可显见，所公开的操作原理也同样适用于电信号在能够处理不同负荷速率的电信号传送的数字传输系统中的传输或传送。

OTN传送数据帧还可被修改，以允许在网络的终端节点元与中间节点元之间、或在中间节点元之间具有单一线路频率或速率的异步传输网络，其中经数字包封的信号频率等于负荷频率乘以可变额外开销比(V-OHR)，该比值相关于具体的客户机信号负荷类型而变化。

由于使用了可变额外开销比(V-OHR)，因此所公开的光传输网络本质上是异步的。如在序列号10/267,212的在先专利申请中所公开的，与这里的网络系统联合使用的网络构架大量地使用OEO信号再生，即，处理任何电子重调节以校正传输损伤，诸如FEC编码、解码和重编码，信号重放大，信号重整形，信号重定时，信号频率转换以及信号再生。如在序列号10/267,212的专利申请中所指出的，对于设计者而言，未来光传输网络的当前趋势是设计具有本质上全光学的包括OOO信号再生和光交叉连接的系统的网络。但是，通过将光子集成电路芯片及IC和/或ASIC芯片与允许不考虑负荷大小或负荷包封速率而普遍接受当前的和将来的客户机信号的构架一起使用，OEO信号再生的成本可被有效降低。该光传输网络包括异步计时系统，其中中间节点元被设计成与单一本地频率时钟异步地操作、而无需使用诸如带晶体振荡器的锁相环(PLL)控制等高成本计时装置及其它昂贵系统组件的复杂网络同步方案。该异步网络操作提供使用任意类型信号数据协议的任意客户机信号的异步重映射，其中线路方频率对于所传送的信号总是相同的频率，而终端或中间节点元处的本地频率根据负荷类型及其额外开销比(OHR)被设置为本地基准时钟，即，额外开销比被改变成满足线路速率或频率与客户机信号负荷类型、以及任何将来的客户机信号负荷类型的客户机信号负荷速率之间的期望差值。作为示例，负荷类型可以是OC192或10GigE，但在传输光纤或介质上其相应的线路速率或频率将总是相等的线路速率。以此方式，要确定在顺光传送链路而下的中间节点元处的什么本地时钟频率与原始客户机负荷频率相同或相称就无需第二次猜测(试探和错误)或者初次即可确定。

可部分地基于光传送网络(OTN)标准的ITU-T的G.709接口的异步数字传送网络(ADTN)利用终端或中间节点元处的光-电-光(OEO)转换，但是节点元本质上相对于彼此异步地工作，而无需诸如昂贵的PLL控制等复杂和昂贵的网络时钟同步方案。异步网络(ADTN)操作可通过在整个网络上具有恒定速率、而在例如本地或节点内速率为不同的客户机方速率的中间节点元处具有不同的本地时钟速率的线路方信号操作来实现。线路方信号速率与节点元处的本地时钟速率之差通过线路方的经包封客户机信号的异步重映射来适应。

基本上，OTN在节点元(NE)内使用诸如带晶体振荡器的锁相环(PLL)控制器等高成本计时装置或其它昂贵的系统组件，而所公开的ADTN中的异步映射和重映射允许消除这些原本必需和昂贵的系统组件。该消除显著地降低了光传输网络、网络系统和节点或网络元的制造中的总成本。

由此，公开了一种用于处理不同时域中的客户机负荷和G.709额外开销的方法和装置，其中信号负荷、额外开销及前向纠错(FEC)码在第一频率下进行处理，而节点元(NE)之间的信号负荷额外开销和前向纠错(FEC)编码在第二频率下进行处理。由于不同工作频率而导致的数据帧结构中的时差通过从接收器与发送器额外开销处理器之间的缓冲器——例如循环缓冲器——读或写帧结构中的诸如ODUk额外开销和OPUk额外开销等指定字节来处理。该系统构架可容易地处理众多不同的客户机信号协议，诸如包括但不限于，OC48/STM16、OC192/STM64、OC 678、10GE LAN Phy、2xGigE或10G光纤信道(10GFC)、以及将来可能出现的任何其它协议及其标准。该构架可处理未知的未来协议的原因在于客户机信号的传送总是以相同的线路速率在任意网络节点元(NE)之间完成的。任何居间或中间节点元处的逻辑电路仅需具有相关于原始客户机信号线路速率与所谓有效负荷速率速率之间的额外开销比(OHR)的偏移信息，其中OHR是取决于客户机信号负荷类型的可变比值。有效负荷速率被定义为信号线路速率比额外开销比(OHR)。在G.709标准的情形中，OHR总是保持固定。在这里的情形中，OHR随客户机信号类型的改变(不同的信号格式或协议)而变化，从而网络线路速率将总是保持固定。在同一网络中间节点中处理不同的信号格式或协议，例如同一信道上的G.709信号和SONET信号的情况下，在信号路径中必须有两个不同的PLL计时电路以适应不同的信号频率。在使用了本方法和装置的数字包封和异步计时系统的情况下，就不需要这些电路了。除了使用单个PLL计时电路的客户机方支流访问模块或TAM的出口一侧以外，中间节点元以及终端节点元处均可使用单独的自由运行时钟，用来以异步方式处理不同的客户机信号类型或协议。

所公开的另一特征是每行负荷数据帧中的前向纠错(FEC)编码以及客户机信号帧负荷的分布式格式，由此可减少逻辑电路中允许客户机信号负荷从第一时域转换到第二时域、以及从第二时域转换到第一时域所需的循环缓冲器的大小或容量。

由此，概而言之，本文中的方法允许在中间或终端节点元处的子系统电路中使用自由运行时钟，而不使用OTN和目前的G.709协议中所要求的同步时钟操作所必需的采用晶体振荡器的PLL电路，由此可降低系统成本。并且，根据在上述美国专利申请序列号10/267,212中阐述的本文中称为数字光网络(DON)的基本构架，因为在每个节点处再生客户机信号，所以通过使用本地时钟，所有信号抖动积累在每个中间节点元处都被消除。这一网络还在于2002年10月8日提交的、并于2003年5月29日公布为US 2003/0099018 A1的序列号为10,267,212的美国专利申请中公开，该申请通过引用结合于此。客户机负荷信号还在网络中的每个中间节点元处再生，并且还在每个节点处进行FEC编码/解码。由此，从一个中间网络节点元到下一个网络节点元没有累积的相位噪声(抖动)或信号误差，这是一个重要的特征。

另一个特征涉及第一(客户机)和第二(线路)电子电路卡，其中第一电子电路卡是多个此类第一电子电路卡之一，且对于与所述第二电子电路卡一起操作的卡的选择取决于所要传送的客户机信号负荷速率的类型，从而一个或多个所述第一电子电路卡被选择性地耦合到第二电子电路卡，以传送不同客户机信号负荷类型的一个或多个客户机信号。由此，应答器包含客户机方模块(TAM)和线路方模块(DLM)，其中线路方模块在网络中所使用的所有节点元(NE)上都是相同的，从而可对任意应答器使用完全相同的线路卡，这是因为节点间数字包封具有相同的线路信号帧格式和线路速率，也称为DTF帧格式，所以此卡总是具有相同的线路速率。在客户机方，构建了诸如印刷电路板(PCB)卡等不同的客户机方卡(TAM)以处理一种或多种信号协议，诸如先前所述的例如OC-48或STS48、或OC149或STS92等信号类型的协议。由此，客户机方卡使用具有iDTF帧格式的节点内数字包封，从而无论客户机信号器格式和负荷包封类型为何，线路方模块DLM总可接收客户机信号的N-iDTF传送帧，其中所有帧的大小因字节填充而相同，并将它们重映射成具有对经数字包封信号的任意iDTF帧基本完全相同的线路方速率的通用线路方信号(DTF)帧。

应当注意，本发明可在其中额外开销信号类型或负荷信号类型或此两者需要异步操作的任何同步操作的光传输网络中使用。因此，除了在本文中结合SONET和OTN标准公开的用途以外，本发明还具有其它用途和应用。

相关于以上内容，另一个特征是光应答器装置，它包括多个客户机信号方(TAM)PCB卡、以及至少一个线路信号方(DLM)PCB卡，这使得它能够很简单地使期望的客户机方信号选择、协议和负荷类型与通用线路方卡匹配。在所有情形中一个或多个通用线路方卡可相同，因为来自相应的一个或多个客户机方卡的信号将被数字地包封在相同的帧结构或iDTF传送帧格式内，并且线路卡对从节点元(NE)传送或由节点元(NE)接收的所有信号以相同的通用线路速率将N个客户机的经数字包封(iDTF)信号帧时钟输出为一个DTF传送帧。此外，用于诸如但不限于OC192/STM、OC48/STM、OC 678、10GE LAN Phy或10GFC或将来可能出现的任何其它格式的任何标准化、类标准化或专用信号格式的“现成”的TAM客户机卡可被容易地安装于客户机(统称为服务供应商或通信服务供应商)，提供此类标准化、类标准化或专用信号格式。甚至更进一步地，如果客户机具有特定种类的专用信号格式，诸如2.8Gbps第二帧格式，则可容易地提供TAM以适应该信号格式，因为线路卡可接受如对节点元内(iDTF)传送帧数字包封、并进一步对节点元间(节点之间)(DTF)传送帧数字包封的任意信号格式。此外，每个客户机方信号可设有相应的信号格式适配客户机卡(TAM)，并且可为相对于多个线路信号方卡(DLM)的线路信号方选项提供多个波长选择(N个λ)。作为示例，第一线路方或DLM卡可提供经多路复用的输出波长λ₁-λ₂，第二线路方或DLM卡可提供经多路复用的输出波长λ₁₃-λ₂₄，第三线路方或DLM卡可提供经多路复用的输出波长λ₂₅-λ₃₆，依此类推，从而覆盖了C频带中的波长并包括其它频带，诸如信号波长的L或S频带。

从以上内容可以看出，这种应答器可包括例如用于三种不同类型的卡的单块母PCB以满足以上在序列号为10/267,212的美国专利申请中所讨论的数字光网络(DON)的要求，其中包括：在终端节点元(NE)处具有一种或多种期望并可接受的客户机信号格式的至少一个客户机卡(TAM)；用于在终端节点元(NE)处提供从诸如长途光纤等光信号线对多波长信号的传送或接收的至少一线路卡(DLM)；以及在中间节点元(NE)处具有交叉连接能力的第三卡，或者通过遵循2R或3R功能传送客户机信号、或者经由构成这一中间节点元的一部分的合适的客户机支流卡或TAM来分/插一些客户机信号，并按需修饰某种信号。

所公开的另一特征是在中间节点元处提供线路到线路卡(背到背DLM卡)，诸如可通过合适客户机方的中间节点处的插件或TAM卡来允许将来的客户机或客户访问以与线路到线路卡通信的光-电-光再生器(OEO REGEN)或中继器。

本公开中的另一特征是涉及通用地适应传输系统中具有任意类型的负荷类型和速率的任何客户机信号，以在网络中的节点元之间发送客户机信号的一种方法，包括以下步骤：将客户机信号映射成若干第一传送帧；在第一传送帧中添加填充字节，使得每个第一传送帧的大小对于所要传送的所有客户机信号负荷类型都相同；将这些第一传送帧映射为若干帧的大小完全相等的第二传送帧；以及在所有情形中以基本完全相等的网络速率来在网络上传送这些第二传送帧。在终端节点处采取相反步骤，因为所接收的第二传送帧被重映射成若干第一传送帧，填充字节被移除，并且客户机信号和负荷被恢复到客户机时钟速率。

本领域技术人员将可认识到，尽管在本申请中公开的实施例是针对涉及在例如但不限于11.1Gb/s的线路速率下传送最高达10Gb/s的客户机信号的光传输网络的传输系统，但是在未来的系统中，客户机信号可能是40Gb/s或100Gb/s等，从而所公开的方法和装置的使用可容易地升级到更高的传送信号速率。例如，该传送系统将来可能是线路速率为110.1Gb/s的100Gb/s，并能够适应具有100Gb/s或以下、诸如40Gb/s、10Gb/s等且最低达例如2.5Gb/s的负荷速率的任何客户机信号。

通过结合附图参考以下说明和权利要求，本发明的其它目的和成就以及更完整的理解将变得显而易见。附图未必是按比例绘制的，因而重点放在本发明的原理和特征上。

附图简要说明

在附图中，相同的参考标记表示相同的部分或要素，其中：

图1是3R光传输网络的高层示意图。

图2是G.709光传送模块(OTM)的示意图。

图3是G.709帧结构的示意图。

图4是结合本公开使用的经修改的G.709帧结构的示意图。

图5是结合本公开在客户机信号中使用的线路方帧结构的示意图。

图6是结合本发明使用的节点方帧结构的示意图。

图6A是图6所示的节点方帧中的负荷组之一的细节。

图7是使用本公开的传输网络中的中间节点的示意图。

图8是可在实施本公开时使用的数字线路模块(DLM)的电路框图。

图9是可在图8所示的DLM电路中使用的前向纠错(FEC)串-并(SerDes)信号变换的更详细电路图。

图10是示出可能为不同负荷类型的客户机信号的异步重映射的使用的OEO光传送网络中间节点元(NE)的详细电路框图。

图11是由本发明的终端节点构成的节点元(NE)的高层示意图。

图12是由本发明的中间节点元构成的节点元(NE)的示意图，该节点元也可成为数字放大节点或OEO REGEN节点。

图13是由本发明的交叉连接和分/插节点元构成的节点元(NE)的示意图。

图14是根据本发明的终端节点元的与从这一节点元的客户机方到线路方的光信号的传输相关的一部分的更详细示意图。

图15是根据本发明的终端节点元的与光信号的接收相关的一部分的更详细示意图。

图16是图14中的发送器终端节点元的发送方(出口)的更详细示意图，其中示出了该构架的DLM发送方，用于被数字映射成iDTF传送帧格式然后被重映射成DTF传送帧格式的客户机信号的异步计时。

图17是关于图15中的接收器终端节点元的接收器方(入口)的更详细示意图，其中示出了该构架的DLM接收器方，用于从线路方的DTF传送帧格式数字地解映射、然后重映射成iDTF传送帧格式的客户机信号的异步计时。

图18是客户机方支流卡或TAM的更详细示意图，它在接收方向上以从DLM的接收来恢复iDTF传送帧格式中的10G比特模式客户机信号。

图19是客户机方支流卡或TAM的更详细示意图，它在发送方向上通过iDTF传送帧格式传输10G比特模式客户机信号、并由DLM接收以便于发送。

图20是客户机方支流卡或TAM的更详细示意图，它在接收方向上以从DLM的接收来恢复iDTF传送帧格式中的2.5G比特模式客户机信号。

图21是客户机方支流卡或TAM的更详细示意图，它在发送方向上通过iDTF传送帧格式传输2.5G比特模式客户机信号、并由DLM接收以便于发送。

发明具体说明

本文中所公开的数字光网络本质上是异步的，并且在网络中的诸如信号再生节点等中间节点处广泛使用OEO转换，以在除信号重放大(1R)、信号重整形(2R)和信号重定时(3R)外提供“3R”功能—即任意电子信号的重调节以校正传输损害—以及3R处理，诸如但不限于，FEC编码、解码和重编码。参见上述序列号为10/267,212的美国专利申请。就这两方面(即，异步操作和信号重调节)而言，此网络构架部分地与一般在ITU-T OTN构架中体现的关键构架原则，特别是与G.709标准分层结构背道而驰。为了理解本发明的应用，重要的是要理解如在对G.709协议所提出的当前草案中所阐述的数字包封。ITU-T建议G.709草案是旨在提供光传送网络(OTN)构架的更大国际标准研究计划中的一部分，它旨在透明地并经由可能最短的物理堆栈将现有分组(ATM、IP和以太网)和TDM(SONET和SDH)宽带服务会聚到单个网络上、同时向所有客户机服务提供增强的放大和连网功能。在数个附图的说明中提供了OTN负荷帧的一些背景细节，其它细节在通过引用全部包含于此的“ITU-T G.709光传送网络(OTN)接口”( www.itu.int/ITU-T)中提供。

OTN的主要目的是实现基于分组的数据和常规通信的多服务传送。数字包封器额外开销结构调节对每个光信道波长的管理和监视。由此，包封器额外开销(OH)使得通过在构成客户机信号的OTN帧的OH部分的数个额外开销部分处添加OH来管理和控制客户机信号信息成为可能。类似于SONET，G.709中的OTN构架假定通过网络的传送功能在数字域中同步。在G.709网络节点的入口处接收的帧被假定以与其源完全相等的帧速率在节点出口处被重发。网络与客户机信号之间的速率适应仅在网络边缘处执行，诸如在客户机支流接口处的终端节点处等。关键的OTN概念是包括光信道(OCh)的光传送模块(OTM)、以及含三组额外开销(OH)信息的数字包封器帧结构。

开始进行此说明，先参考图1，图1示出了要在例如可包括诸如光放大器(OA)节点和信号再生(3R)节点等中间节点的光路径或链路中的两个终端节点或元(STE)之间传送的客户机信号的G.709连网的一部分。G.709协议中3R中间节点之间的光链路中的跨距称为光信道传送单元(OTU)和端到端链路，诸如终端节点(STE)之间的称为光数据单元(ODU)。对每个跨距或中继段产生OTU，而ODU在如图1中所示的客户机信号的入口和出口点处产生。由此，在单条ODU路径内可能有数条OTU路径(图1中示出了三条)。

现在参考图2。OTN的目的是实现基于分组的数据以及常规通信的多服务传送。OTN数字包封器适应对每个光信道信号的非侵入性管理和监视。因此经包封的额外开销(OH)使得管理和控制客户机信号信息成为可能。OTM-n结构支持单个光跨距上的n个光信道。可在每一端处提供诸如3R再生以及OTUk帧和额外开销的终止等服务。这允许在每个位置处监视和维护OTM接口。如图2所示，在光传输模块(OTM)中，通过在客户机信号连同相关联额外开销的传送中使用数个层来实现OTN管理能力。更详细地，这些层包括客户机单元或层、光信道负荷单元或层(OPUk)和光信道数据单元或层(ODUk)以及相关联的额外开销(OH)。ODUk还包括前向纠错(FEC)编码部分。

由此，OTN帧包含额外开销(OH)部分、负荷部分以及FEC部分，其中FEC部分可以是允许校正负荷中的n个码元错误的Reed-Solomon RS(255,239)码。如图2所示，每一帧的OH部分和FEC部分都被添加到光传送单元(OTU)。然后对每个信道信号(OCh)执行此操作，从而必须添加附加OH以处理OTN的附加信号管理功能。光多路复用部分(OMS)和光传送部分(OTS)使用附加OH与OCh(OTUk)来合并在一起。

由此，G.709协议使用OTN光信道(OCh)层，它允许STM-N、IP、ATM和以太网信号被数字映射(包封)成数个帧，调节到恒定的比特率，然后数字地多路复用。OCh然后被映射到作为信道波长的光信道载波(OCC)上。G.709协议为“λ”和“多λ”信号指定标准的客户机不相关的频带内额外开销，并定义要在网络或节点元(NE)之间频带外地运送的单独的“不相关联”或“信道外”的信号。

多个OCh(或OCC)可被光学地多路复用在一起，以创建一光多路复用部分(OMS)，诸如光传送系统中的光信道组(OCG)或频带。OMS可与可任选的光监视信道(OSC)一起在构成光传输部分(OTS)的光纤光缆的跨距上传送。OTM额外开销信号(OOS)由OSC在OTS上运送，并包含OTS、OMS和OCh(即不相关联)额外开销和一般管理通信。

在OCh内，客户机数字信号首先被“包封”在OCh负荷单元(OPUk)帧中。OPUk组帧层提供客户机信号的速率适应，以将其调节为恒定的比特率k，其中k＝1、2或3，这些恒定的比特率分别为～2.5、～10或～40 Gbps(具体而言分别是2.66Gbps、10.7 Gbps和43 Gbps)。与OPUk相关联的额外开销(OPU-OH)向最终适应层装置标识负荷类型，并在路径终端之间提供其它客户机专用的适应功能。帧X的包括其额外开销的OPUk被奇偶校验，并且所得的BIP-8值被插入到帧X+2的OTU或ODU额外开销(OH)中。

OPUk帧接下来与其相关联的额外开销(ODU-OH)一起被“包封”在一OCh数据单元(ODUk)帧中。ODUk提供路径-层连接监视功能，并且ODU-OH包括用于支持OCh的维护和操作功能的信息。ODUk OH包含专用于端到端ODUk路径监视(PM)、和可嵌套或重叠的六级串联监视(TCM)的多个部分。ODUk路径OH在该ODUk帧被组装或分解的每个点处终止。TCM OH分别在串联连接的源处插入，并在其宿处终止。

数字ODUk帧然后被FEC编码并包封在一OCh传送单元(OTUk)帧中。OTUk层调节该ODU以便于在光信道连接上传送。它还提供了检错和纠错、以及部分层连接监视功能。如前文所指出的，OTUk额外开销还包括Reed-Solomon RS(255，239)前向纠错(FEC)码。帧对齐信号(FAS和MFAS)除外的整个OTUk帧均被扰频，以确保足够的比特定时内容。

关于以上讨论，一个具体示例是四个STS48信号(2.5Gbps)的数字包封器被映射为一个OTU1帧。然后，对于10Gbps的传送，四个OTU1帧被映射成一个OTU2帧。在G.709格式中，每个OTUk帧需要两个不同的OH层。另一方面，STS192信号(10Gbps)被直接映射成OTU2帧。

现在参考图3，图3更详细地示出了G.7-709帧结构。帧开头处的额外开销(OH)包含OTU部分额外开销、ODU部分额外开销和OPU部分额外开销。前两部分在这里将不进行讨论，对本申请而言特别关注的是OPU部分额外开销。用于10G恒定比特率信号(CBR10G)的客户机专用OPU额外开销可包含例如三个调节控制(JC)字节、负调节机会(NJO)字节、以及为将来的国际标准化(RES)保留的3字节。用于这些映射的OPU负荷包含4×3808字节(4行乘3808列)，包括嵌入负荷部分的第17列(第4行)中的额外开销的1个附加字节—正调节机会(PJO)字节。异步和比特同步映射过程生成在解映射过程中使用的JC、NJO和PJO字节。由此，可能位于第16列第1、2和3行第7和第8比特的调节控制(JC)信号被用来控制在第16列第4行中的NJO和在第17列第4行中的PJO字节这两个调节机会字节。JC字节包含用于调节控制的两个比特、以及为将来的国际标准保留的6个比特。在第16列第4行是包括负荷类型(PT)的负荷结构标识符(PSI)，从而网络元(NE)可标识客户机信号负荷类型以确定经数字包封的信号频率或线路速率。

要注意的是，G.709帧结构被分为三个主要部分：包含1-16列乘4行(第17列第4行的PJO字节)的帧额外开销(OH)、包含18-3824列(4行的每一行代表3808字节)的客户机信号负荷、以及包含3825-3840列乘4行的FEC编码。对于每一帧，帧中的数据由逻辑电路串行地从第1行到第4行逐行发送和读出。由此，填塞在每行负荷之间的是FEC编码加帧OH，即，FEC和OH与客户机负荷相交织。就此而言，FEC和OH可被认为是“粗略地”分布在整个帧内。

应当认识到，帧中的OH字节的具体位置在它们不能重定位到相应OH部分中另一位置的意义上是不固定的，除非要求是要详细地遵循OTN标准。因此，OH字节可根据设计者被替换到OH中的其它地方，甚至负荷(PL)中的一些地方，只要读取OH中位置的逻辑电路知道特定或指定OH数据的寻址位置即可。

如前文所指出的，在标准的G.709数字包封器中，负荷信号可用两种方式映射成数字包封，即同步映射和异步映射。在同步映射的情形中，经数字包封的信号频率恰好等于传入负荷信号频率加上固定的额外开销比(F-OHR)。如果传入负荷信号频率略有改变，则经数字包封的信号频率将跟踪该改变。在异步映射的情形中，经数字包封的信号频率等于负荷包络频率加上固定的额外开销比(F-OHR)。负荷包络频率由包封器产生，并且不是被频率锁定到传入负荷信号。负荷包络与传入负荷信号之间的频率差由调节机制使用调节控制(JC)信息来适应。

现在参考图4，图4示出根据本发明的经修改的数字包封帧。G.709帧结构在此对于频率调节字节作了特别的修改。添加了附加的NJO-N字节以及附加的PJO-M字节，并且这里将它们如图4中所示地置于负荷中的第4行第15列。N和M可以是任意整数，但在此N被示为等于2。应当注意，用于调节字节的该特定方案不是绝对的，因为如本领域技术人员所公知的可将此类调节字节置于其它位置。添加附加的调节字节是为了补偿负荷速率(例如，OC192中的9.953Gbps)与所谓有效负荷速率(诸如，OC 192中的9.957Gbps)之间的频率差，这是本文中所阐述的发明的一部分。稍后将对有效负荷速率进行更多的讨论。PJO的数字M和NJO的数字N是足以表示对实际负荷速率与有效负荷速率之间的频率差所需补偿的字节数，其中有效负荷速率依赖于有效负荷类型，即，例如9.953Gbps的客户机负荷信号与9.957 Gbps的有效负荷信号的时钟频率之间的OC192的差的大小。调节字节中此差值的大小指示可随帧改变的这种频率差，因为这些不同的时钟均可在标准内的±20ppm变动。与此有关的更多详情将在以下讨论。

  如图5中所示，本发明的线路方数字包封帧与图3所示类型的线路方数字包封帧(G.709的ODU数字包封帧)之间的显著差异是，在图3中，FEC编码的256个字节分布在负荷1-4行的各行中的末尾处，如前文所指出的。另一方面，在本发明的线路方帧结构中，FEC编码(若有需要还有OH)沿负荷包封的每一行分布。由此，负荷被分层多个负荷组。每个负荷组有预定的字节(列)宽度。在每个负荷组中，客户机信号负荷具有预定的字节宽度、以及也具有预定字节宽度的FEC-OH，其中对于组成帧负荷的每个负荷组，所有这些字节宽度都是相同的。然后逻辑电路可在知悉每个负荷组中的每个客户机信号负荷及每个FEC-OH的起点和终点的情况下读出每个负荷帧。在读出负荷字节时，例如，FEC-OH字节可因负荷的读出而容易被跳过。任何帧负荷中的负荷组的数目可从一个到数个这样的组地变化。上限是例如负荷中的这些组的频率可能使逻辑电路超载荷。FEC码在负荷中的这种进一步和“更精细的”(与此说明中前面所提及的“粗略的”相比)分布稍后将可更为明确，但现在说通过跳过FEC-OH部分来从帧中读出负荷，以调节和呈现逻辑电路成本更低且电路延迟最小就足够了。也就是说，在整个负荷包封上使用FEC、额外开销(OH)、如有需要还有填充字节的更精细的分布将允许逻辑电路中的缓冲器尺寸更小，因为该缓冲器的延迟时间将因填充字节的分布而相应地较小。

现在参考以下表1，表1阐述了映射到以下也称为iDTF传送帧的客户机方传送帧的各种已知和标准的客户机信号格式的示例。表1及其它示出了相应客户机信号格式的NSB1和NSB2的填充字节的固定设置、以及对NJO/PLO调节的附加映射要求，以在应用于所有被映射的客户机信号的预定和完全相等的帧速率下完成到客户机方帧的客户机信号映射。由此，在表1中可以看出，调节字节NJO/PJO对有效负荷速率与实际客户机信号负荷速率之间的频率偏移进行调节，而表1中的NSB1和NSB2值提供需要分布在每个客户机信号负荷帧上、以调节有效负荷包封大小与根据负荷类型的实际客户机信号负荷包封大小之差的跳过或填充字节的数目。由此，表1通过NSB1和NSB2指示需要在每个负荷帧中填充的填充字节(也可称为“未使用”负荷字节或“伪”负荷字节)数的值。由此，可以理解，每个帧中为实现有效负荷包封大小的填充字节对于所有信号类型、协议或格式是相同的。该有效负荷帧是在本发明的构架中相对置于或数字包封成两种帧格式的客户机信号的传送而使用的两种不同的帧格式之一。客户机信号被包封成第一帧格式，然后从终端节点或网络元的客户机或客户方被传送到同一节点或元的线路或载波方，其中经包封的客户机信号被进一步数字包封成较快的第二帧格式，用于在光介质上传送。信号传送的线路方上的较快帧格式称为DTF帧格式，而信号传送的客户机方上的较慢帧格式称为iDTF帧格式。“DTF”是指数字传送帧，而“iDTF”是指内部数字传送帧。“内部”是指在网络或系统收发器内，相对于在同一网络元的线路方之前并与其分离的客户机方和网络元背面。但是，如在本说明书以及权利要求中所使用的，对“DTF”的引述一般还指具有一般线路方帧格式和信号速率的线路方传送帧或“DTF帧”，或“DTF传送帧”。对“iDTF”的引述一般还指客户机方传送帧或“iDTF帧”或“iDTF传送帧”，或客户机方帧格式和信号速率。尽管术语“DTF帧”或“DTF传送帧”在某种程度上是冗余的，因为它们在字面上是指“数字传送帧”或“数字传送帧传送帧”(“iDTF帧”或“iDTF”传送帧也是一样)，但是本领域技术人员以及阅读了此说明书的人可理解，客户机方传送帧的示例是“iDTF”，而线路方传送帧的示例是“DTF”。

尽管这些类型的格式的示例一般采用特定的格式配置，但是它们可容易地具有除本发明中所例示的iDTF和DTF的特定格式以外的任何其它配置。例如，它们可具有不同的帧或信号速率，如在此说明中稍后将例示的。并且，帧内容、帧的行数、用于额外开销(OH)的空间、负荷或FEC可有所不同，从而本发明并不限于本文中所公开的对DTF和iDTF指定的特定帧格式。本发明更重要的一个方面是内部数字包封帧格式包括取决于客户机信号格式或类型(例如，OC48、OC192、10 GE LAN Phy、10G光纤信道等)，在客户机方帧格式中插入固定的填充字节。由此，取决于所使用的特定客户机信号格式，预定数目的填充字节被插入到经数字包封的客户机信号中，从而在N个客户机方帧被交织在一起(在诸如SONET和G.709等标准中，N＝4)成为单个线路方帧后得到客户机方帧的线路速率，用于在网络中从节点到节点传送。客户机方帧速率将总是完全相等的，由此线路方帧速率也将总是完全相等的，即，DTF帧将总是以相同的线路速率在网络节点之间传送，直至传送的末端或远端，其中在远端从线路方帧中检索N个客户机方帧、即从线路方帧格式数字地解包封，然后从所检索到的客户机方信号中移除填充字节，新生成客户机时钟速率，并将其提供给客户机头端或客户机支流。由此，N个客户机方帧总是完全相同的帧大小，并且随后被组合或交织在一起，以形成与每一其它线路方帧相同大小的线路方帧，从而任意两个网络节点或任何其它所及点之间的线路速率总是相同的线路速率。

客户机信号	标称客户机负荷速率	经封装的负荷速率	有效负荷包封	有效负荷速率	速率偏移(ppm)	最大NJO	最小PJO	最大PJO	NSB1	NSB2
											OC192	9.953	10.36	3660	9.957	409.206	0	4	8	8	28
10  GELAN	10.312	10.36	3792	10.316	385.027	0	4	8	0	16

10 GFC	10.359	10.36	3808	10.36	60.332	2	0	4	0	0
											OC 48	2.488	2.59	3660	2.489	409.206	0	4	8	8	28
双GE	2.5	2.59	3678	2.501	632.353	0	6	12	8	10
											双FC/2GFC	2.125	2.59	3126	2.126	536.332	0	4	10	42	52

表1-映射到iDTF帧的客户机信号(一些数字四舍五入到千分位)

现在参考图6，图6中示出了根据本发明的另一种经修改的数字包封帧。注意，图5涉及线路方数字包封帧或DTF帧，它是经修改的G.709的ODU数字包封帧，其中该帧结构在节点元(NE)之间使用。在图6中，另一方面是客户机方数字包封帧或iDTF帧，它是G.709的经修改的OPU数字包封帧，并在客户机模块中的客户机或支流方中使用，在本文中的构架中也称为支流访问模块或TAM。并且，客户机方帧在中间网络节点(NE)的背面中使用，其中使用相同的一组iDTF和DTF组帧器来重新映射具有不同G比特速率信号的客户机信号。在终端或中间节点的背面和内部操作中，在2.5Gbps即最小信号速率上处理客户机信号，而具有较高速率的信号被分解成最小信号速率，例如10Gbps的信号被四等分成四个2.5Gbps的信号。因而，例如10Gbps的信号基本上被四等分成四个客户机信号帧或iDTF帧，或者从这四个组帧器中计时输出这四个帧、并进入同一时钟频率下的新的时钟域。在2.5G比特信号的情形中，四个这样的信号被包封成四个iDTF帧以进入新的时钟域。应当注意，如果10G比特信号的这些四等分组帧信号从客户机方TAM(支流适配器模块)前进至线路方并进入DLM(数字线路模块)，在那里N个这样的帧构成一个DTF帧，在数个信号之间其相位可能稍有差异。10G比特信号的这一问题通过本发明的一个新颖特征避免，在此特征中四个组帧器被锁定以根据这些组帧器中作为此事件的主组帧器的那一个在输出处同时触发。甚至当例如FIFO的主组帧器循环缓冲器被触发以改变其输出指针位置，诸如因一调节事件而被触发时，则其它三个组帧器，即全部四个帧因同一事件而触发。由此，在较大G比特率信号或10Gbps信号被四等分的情况下，四个组帧器总是以相同方式进行处理，并且无论是哪种情况，对各帧(即，iDTF帧)的调节总是先锁定，然后进行简单的字节多路复用或多路分解。组帧器组中的一个组帧器FIFO用来决定应用于所有多等分或四等分的信号段的调节。由此，在此安排下，准备线路方组帧(例如，DTF组帧器和FEC编码)时多等分或四等分信号段的后续交织可准确地完成。结果，IC逻辑电路中的相同组帧器可用于多速率客户机信号，例如2.5G比特信号和10Gbit信号。应当注意，这种组帧器锁定方案不用于最低G比特率信号，例如2.5G比特信号，因为这些信号不是信号段而是四个独立信号，并且在其传送的末端或远端它们之间有任何相位差是没有关系的。

在图6中，3803字节的负荷包封被分为最多达N个负荷组，其中每个组都具有负荷部分和填充字节(也可称为跳过字节或伪字节)部分。负荷组在图6A中进一步详述。要对每一个负荷部分添加的填充字节数是根据客户机信号负荷类型确定的，并在图1中所示的查找表中参考，该查找表是在与节点处的ASIC芯片中的逻辑电路相关联的软件或固件中提供的。表1中有两列专用于称为标称填充字节(NSB)的字节，并且有两种类型的NSB-NSB1和NSB2。在表1中的这些特定列中，NSB1阐述要在帧的N-1个负荷组中提供的填充字节数，而NSB2阐述要在最后一个负荷组N中提供的填充字节数，其中该最后一个负荷组N基本包括要填充到同一帧的负荷包封中的所有填充字节中的剩余字节。由此，对于N-1组，这些负荷组将具有相同数目的填充字节(每个N-1负荷组为NSB1值)，而最后的第N负荷组将具有填充字节的剩余字节(为NSB2值)，该负荷组可多于或少于其它N-1个负荷组中的填充字节(NSB1)的总数。在一些情形中，它可能是唯一具有填充字节的组。例如，对于OC192，负荷是每行3808字节，而OC192的有效负荷字节是每行3660字节，有148字节的差值，这就是客户机方帧中所需的填充字节总数。由此，由于填充字节，所以有效负荷速率是9.957Gbps，这自然高于9.953Gbps的OC192负荷速率。如表1中可见，对于OC192，用于N-1个负荷组的NSB1是8字节，而用于第N负荷组的NSB2是28字节。对于OC192，N等于16，因此在前15个负荷组中，8个字节被填充在负荷组1-15中的每一个的填充字节部分中(填充字节总数等于8×15或120)，而对于最后一组N，N＝16负荷组，28字节被填充在这最后的第N负荷组中，使得填充字节的总数为148字节(120+28)，即等于先前所述的用于OC 192的填充字节的总数。

应注意，填充字节被置于iDTF帧中，从而无论客户机信号的比特率为何，这些帧都将具有相同的帧速率。由此，所有经数字包封的客户机信号，无论是N个最低比特率的独立信号还是多等分较高速率信号全部都具有相同的帧速率。这些相等比特率的iDTF帧中的N个被放在一个超帧或DTF帧中，从而该DTF帧的帧速率总是相同。由此，传送所用的线路速率总是相同的，而无需考虑客户机信号格式可能是诸如标准类型还是专用(非标准)类型。在以上所给出的示例中，线路速率是大约11.2Gbps。由此，通过使用这种技术，信号传送可在使用填充字节的每一个iDTF帧中支持任何种类的数据格式或协议，从而在每种情形中都可使得帧速率呈现为单一不变的速率。每种类型的客户机信号所需的填充字节数的值被置入表格中，其中每种信号格式有两个值NSB1和NSB2。NSB1加NSB2的值是每个iDTF帧中为保持单一预定帧大小、以实现结果的单一不变帧速率所需的填充字节数。该NSB1值是整数值X，它乘以n等于第一NSB1值。NSB2值是任意余数值Y。所以对给定客户机信号填充字节要求(SBR)的算法是：

SBR＝X×n+Y    (1)

其中X是整数值，而n是实现NSB1值的整数值的倍数，而Y是NSB2值。重要的是读者应理解G.709中没有支持OTU1帧速率的四种不同和任意时间速率的规定。OTU1帧速率必须全部相等。这四种OTU1帧速率必须在相同的频率下，因为OTU2必须恰好是OTU1速率的四倍。如果它们不在相同速率下，则它们不能被多路复用为OTU2。由此，为适应具有不同帧速率的不同帧格式，需要不同的晶体本地时钟来满足不同信号格式的帧速率，或是具有至少一个高度准确的时钟分频器。在此构架中，只需要一个这样高度准确的时钟速率，因为在帧负荷包封中使用了填充字节的情况下，任何信号格式的iDTF帧速率将总是相同或相等的。

因此，概而言之，本发明的方案基本上是将任意信号格式或协议映射到iDTF负荷包封中，从而在每种情形中都实现相同的固定iDTF帧速率。该固定的iDTF帧速率与预定的DTF帧速率相匹配。这四个iDTF帧随后被映射成DTF帧。由此，使用一个简单的标志来确定这四个帧是诸如STS48信号的独立信号、还是四等分的STS192信号，从而在四等分的STS192信号的情形中确定这四个组帧器是否被锁定到相同时域的相同的调节和NSB1及NSB2值，或者在四个不同STS48信号的情形中确定各组帧器是否被锁定到相同的时域。这里的主要优点是可使用相同的系统和电路逻辑来传送不同带宽信号(例如，OC48和OC192)而无需额外的成本。

本领域技术人员将可理解，根据其NSB1和NSB2值的填充字节可被填充在信号帧中除了客户机负荷外的其它部分中，诸如信号额外开销或FEC字节中。但是，因为额外开销部分在各信号中一般都保持相同，而负荷部分的大小根据不同的负荷类型而改变，所以最好在帧的负荷部分中置入填充字节，以实现预定的客户机方或iDTF帧大小。通过以此方式来固定帧速率和帧大小，就不需要附加的额外开销来指示不同的帧速率，并且线路方帧和处理模块，特别是线路方上的处理模块在每个实例中都可以是全部相同的，因为它不以任何方式依赖于信号负荷的大小或其类型。

由此，换言之，通过字节填充从每个负荷包络取出预定数目的负荷列字节，由此减少了可用于客户机信号负荷的有效负荷包络大小，其中如此移除的字节数是基于客户机信号负荷类型。实际上从负荷移除的此类字节数是通过在负荷包络中将这些字节指定成填充字节来完成的。然后，客户机信号负荷被分成N个负荷组，其中每个这样的组都具有负荷部分和填充字节部分。这样的重调节负荷包络也称为有效负荷包络。

根据以上说明，应当理解，由于字节填充，有效负荷速率将总是高于给定负荷类型的特定客户机信号负荷速率。在从客户机方帧读出负荷期间，这些填充字节被逻辑电路所忽略。因此，在客户机信号负荷速率与有效负荷速率之间总是有频率或速率差。通过图4所示的负荷帧中的NJO-N和PJO-M字节，该频率差得以跟踪。在表1中作为OC192的一个示例，可以看出此PJO正调节差被示为～409.206ppm的速率偏移，如字节PJO-1到PJI-M所表示。并且，还应理解，负荷组的宽度可取决于多少字节要包括在每个负荷组的负荷部分中、或多少字节要包括在填充字节部分中、或此两者而改变，而这根据表1是取决于有效负荷类型，诸如OC192(3660字节)、10GE(3790字节)和OC48(3660字节)。

在这点上，可能会认识到关于有效负荷大小和速率为何必要的问题，因为客户机信号速率可从任何传入的客户机信号的PT字节额外开销(见图4，第15列第1行)容易地辨识。该信号然后通过节点在实际负荷速率下计时。但是，所公开的网络构架的本质是以相同的频率或线路速率来操作网络的所有线路方(即，网络元或节点之间的信号路径传播)。为了对不同协议和标准的任何客户机信号类型或负荷类型进行此操作，额外开销比(OHR)不能与G.709标准的情形中那样保持固定。因此，本发明规定了可变额外开销比(V-OHR)，它根据从线路方接收到客户机方的客户机信号负荷类型而改变，其中线路速率总是保持预定和固定的频率或速率。

作为此构架的数字包封帧结构的示例，线路方(DTF)信号速率可以是11.1Gbps，而客户机方(iDTF)信号速率可以是2.612Gbps。DTF帧可包含4行16列的额外开销(OH)，3808列的负荷以及256列的FEC。客户机方或iDTF帧可包含4行16列或字节的额外开销(OH)、380字节的负荷、以及16字节的固定填充字节，并且如果在此格式中N行被交织则包括4行用于传送。iDTF帧的帧速率是一个DTF帧的帧速率的四分之一，从而将4个iDTF帧多路复用或交织成一个DTF帧导致恒定的线路速率。相对于这些帧(4个iDTF帧和1个DTF帧)，帧速率是完全相等的，尽管在大小上可能有所不同，因为FEC额外开销可能大于填充字节。但是，关键点是要认识到，16字节或列的OH在交织成一个DTF帧中的4个iDTF帧中重复。

因此，基本上4个iDTF帧被交织成一个DTF帧。在此形成DTF帧的交织操作中，固定的填充字节被剥离，并且FEC被插入到其位置中。作为一具体示例，DTF帧速率可被指定为11.1Gbps，并且高于2.612Gbps的iDTF帧速率的4倍(即，高于10.448Gbps)，并且高于OC192的标准速率或10Gbps。这是因为插入到固定填充字节位置的FEC的字节数大于16个固定填充字节。换言之，较高的11.1Gbps速率是为了适应FEC编码量的变化。该速率较大还为了适应其它标准的额外开销，诸如具有更多列或字节的额外开销的10Ge。但是，应当认识到，11.1Gbps的DTF线路速率从NE到NE是不改变的，并且可适应FEC字节或固定填充字节。当然，在将来，如果需要更多的FEC字节，则可改变线路速率，但目的是维持从一个网络节点或元到下一个保持相同的线路速率。维持从NE到NE的相同线路速率而甚至在将来也无需改变线路速率是合乎需要的。这可通过在将iDTF帧OH多路复用成单个DTF帧时弃去其中的一些来实现。因为OH基本上在每个iDTF中重复而在各帧之间没有太大改变，所以该额外开销中的一些可被长时间地消除以适应更多的FEC码，诸如可能由所使用的FEC编码的类型或种类的变化引起的那些额外开销。

如前文所指出的，本发明的客户机方和线路方帧具体而言分别被称为节点元内数字传送帧或iDTF和数字传送帧或DTF。这些专用帧允许例如从客户机出口点的客户机方或支流方到节点元(NE)的线路方的传递。节点元(NE)可以是例如在网络中的发送器节点处、网络中的接收器节点处、网络的分/插中间节点处、网络的多路链接中间节点处、或者网络的增益节点处。在这些专用格式中，异步映射也被不同地处理。10 Gbps客户机信号的经封装负荷包封速率为10.36Gbps±20ppm。这20ppm的频率偏移是由本地基准振荡器确定的。DTF信号速率为11.1Gbps±20ppm。频率偏移跟踪负荷包封速率偏移。负荷信号可具有不同的比特率，只要它低于恒定的负荷包封速率，诸如10.36Gbps即可。固定负荷包络与负荷信号之间的标称频率差由iDTF数字包封器中的固定填充字节来处理。例如，如果负荷类型是OC 192，则负荷包封中的每3808字节有148个固定填充字节。该有效负荷包络速率为(3808-148)/3808*10.36＝9.957353Gbps。该有效负荷包络速率与9.95328Gbps的标称OC192信号速率之间的频率差速率偏移是409.206ppm，它将由调节机制来适应。实际OC192负荷信号的±20ppm频率偏移也由该调节机制来适应，其用于最大NJO、最小PJO和最大PJO的值在上述表1中示出。

在另一情形中，如果负荷类型是10GbE LAN PHY，则标称10GbE速率是10.3125Gbps。负荷包络中每3808字节有16个固定填充字节。有效负荷包络速率是(3808-16)/3803*10.36＝10.316471Gbps。该有效负荷包封速率与标称10GbE信号速率之间的频率差或速率偏移是385.0ppm，这将由调节机制来适应，实际10GbE负荷信号的±100ppm频率偏移也由该调节机制来适应。无论客户机负荷信号类型为何，负荷包络速率和DTF信号速率均保持恒定。

这种异步映射方法的主要优点是消除了其中再生经数字包封的客户机信号的光传送或传输网络的中间节点中对昂贵的PLL电路和晶体时钟的需要。负荷信号可被异步地重映射到新的基准时钟域中。该新的时钟域是在网络的再生中间节点，诸如OEO REGEN节点(见所包含的美国专利公开No.US003/0099018A1)中本地产生的，而没有从在前的传输路径或光跨距中积累的任何抖动。当采用在每个节点或其它此类站点处有信号再生(OEO REGEN)的构架时，抖动积累的问题总是会产生。这是因为数据的各个帧“浮动”，并且它们可能以稍有不同的速率接收。在过去，此问题是通过在所有这些站点使用昂贵的PLL时钟来清除该信号而解决的。这不仅昂贵而且因为有不同的信号速率要传送，所以还必须要有不同的晶体时钟来为不同的信号速率生成准确的时钟。但是，在本构架中，例如表1中所示的各种信号格式所用的NSB1和NSB2值形式的填充字节值被用来覆盖不同的频率或线路速率、以及不同种类的负荷。由此，DLM方不需要任何昂贵的PLL时钟，并且TAM或客户机接收站点对作为从主晶体时钟分频得到的时钟的多个时钟信号仅需要一个晶体时钟。此方法消除了抖动积累的问题，并且允许使用较少的电子组件以及较便宜的时钟组件。对于较高速率的信号，它们被分段，诸如四等分，并且各信号段通过客户机信号组帧器发送，并且在将其以预定恒定线路速率交织为线路方信号之前以相同的时钟速率来计时输出，这消除了任何帧调节问题以及任何调节积累问题。另一方面，在异步映射信号的情形中，必须以原始时钟域进行再生，并且需要昂贵的PLL电路来控制再生节点处的抖动积累。

在同步映射情形中，PLL电路必须恰好在经数字包封的信号运行的频率下运行。在常规的异步映射情形中，本地基准时钟还必须根据每种负荷类型在经数字包封信号的标称频率下运行。如果负荷类型被改变，则PLL或本地基准振荡器频率也必须改变。接收器的时钟和数据恢复(CDR)电路也必须尝试在负荷类型改变时锁定到不同的数据速率。在同一系统中支持多负荷类型时这使得硬件和软件变得复杂。

现在考虑关于确定有效负荷速率或EPR的进一步讨论。有效负荷包络小于通过在恒定的较高线路速率或频率，诸如11.1Gbps对10Gbps下工作而固定的负荷包络大小。在线路频率下的带宽对承载诸如OC192等具有较小负荷的负荷类型而言是过多的。在OC192客户机信号的情形中，如可从表1看到的，有效负荷大小是每帧3660列。因此，为了实现较小的负荷大小和与线路速率相比相应较低的有效负荷速率，填充字节被插入到如图6所示的负荷帧中。如以上参考图6所指出的，此类经填充的字节的部分沿负荷分布，并且如此分布的填充字节的量取决于客户机信号负荷类型，诸如OC48、OC192或10GE等。就此而言，与沿负荷分布的填充字节部分的大小将随负荷类型而改变，并且负荷字节的逻辑电路读出通过使用帧列计数器来编程，以当然取决于客户机信号负荷类型知悉在各负荷组中负荷部分处于负荷组开始和结束处之间的哪里。负荷组的包含有效负荷包络的这些填充字节部分在读出负荷帧时被逻辑电路忽略。有效负荷速率与实际客户机信号负荷速率之差通过调节字节(PJO-M)来跟踪，其中M是一整数。所使用的PJO-M的数目取决于有效负荷速率与实际客户机信号负荷速率之差的大小。作为示例，NJO-N可为N＝-1，而PJO-M可为M＝30或以上，以便于在生成不同的有效负荷速率时具有灵活性。

有效负荷速率(EPR)等于固定线路速率(LR)比可变额外开销比(V-OHR)或，

$\mathrm{EPR}=\frac{\mathrm{LR}}{\mathrm{OHR}}$

OHR可确定如下：

有效负荷时钟是通过逻辑电路和本地基准时钟推导的，本地基准时钟无需并且也不是晶体振荡器。在中间节点处，通过PT字节(图4，第5列第1行)和表1从传入客户机信号负荷类型推导负荷类型，客户机负荷大小以及偏移大小(NSB1和NSB2)，还有有效负荷速率也可被推导。客户机信号在节点元(NE)处在线路速率下接收，并且通过该节点经由客户机负荷速率来计时，客户机负荷速率是经由调节字节(PJO-M)从OH推导，调节字节是也来自表1的有效负荷速率与已知实际负荷速率(k)之间的频率差，或

客户机负荷速率＝有效负荷速率+频率调节(PJO-M)    (4)

作为一具体示例再次参见表1，OC194具有约9.953Gbps的客户机信号速率以及10.36Gbps的封装负荷速率。我们所选择的恒定的线路速率是11.1.Gbps，即高于约9.957Gbps的有效信号速率，标称客户机信号速率是9.953Gbps。V-OHR必须是可变的，才能维持11.1Gbps的恒定线路速率。有效负荷速率确定所得的OHR，其中线路速率是恒定的。由此，作为示例，根据以上式(3)，OC192的客户机帧大小为4080，OC192的客户机负荷大小是3808，而在N等于16的情况下，从表1得到的负荷偏移大小为(NSB1+NSB2)或(N-1)×8+28)或(15×8+28)即等于148。OC192的有效负荷大小是3660(参见表1)，即客户机负荷大小3808减去148的偏移。因此，OHR是4080除以3660或约为1.115。

应当理解，本质上，有效负荷速率是在知悉给定恒定线路速率和也在表1中指出的用于不同类型的客户机信号的以百万分之一(ppm)为单位的频率调节字节的情况下，推导网络节点处负荷时钟为9.953 Gbps的机制。因为有效负荷大小是较小的数(或有效负荷速率是较大的速率)，所以填充字节沿3808字节的OC192客户机负荷分布。其中在先前给出的上例中使N等于16，并且如图6中所见，到N-1的每个负荷组将包含238个负荷字节和8个填充字节(NSB1)，总计246个负荷组字节。在最后第N个负荷组，即负荷号为16的情形中，该负荷组将包含238个负荷字节和28个填充字节(NSB2)，总计266字节。

本领域技术人员将可理解，N可以是从N＝1开始的合理范围内的任何数，当然，因为在使用此构架时分布在客户机信号负荷内的过多负荷组可能与其说是帮助不如说是负担。或者，负荷组可以是不平均或不均匀的大小，只要逻辑电路通过其计数器可知悉有关帧负荷组中的每个负荷字节部分在哪里开始和结束、以及随附的填充字节部分相对于每个负荷组在哪里开始和结束的字节位置或定位即可。此外，帧负荷组沿帧负荷的分布可以是非均匀的，同样只要逻辑电路通过其计数器可知悉有关帧负荷组中每个负荷字节部分在哪里开始和结束、以及随附的填充字节部分相对于每个负荷组在哪里开始和结束的字节位置或定位即可。显然，从逻辑电路和电路计数器的观点出发，最简便的方法必须要使负荷组均匀地沿帧负荷包络分布。

现在参见图7，图7示意性地示出了中间链路节点或网络元(NE)10的高层表示。为简单起见，仅示出了从西到东的客户机负荷通信。但是，在正常情况下，客户机负荷通信是双向的。如图7所示，节点10包括数字线路模块(DLM)12，用于从线路方11接收客户机信号，以便于从光域转换到电域；以及时钟和数字恢复电路16，其中通过ASIC逻辑15A在线路时钟速率下恢复线路方客户机信号。并且，应用FEC解码来检索客户机信号的准确电表示。在此情形中，ASIC芯片15A提供解码客户机信号的线路方(DTF)帧(图5)中的FEC和OH，以在恢复客户机负荷包络时使用。所恢复的线路方帧进入信号处理单元20A，其中信号被接收、并通过ASIC芯片17A及其它处理组件被处理以恢复负荷信号客户机方(iDTF)帧，并生成有效负荷速率以恢复原始客户机负荷时钟，诸如参考表1中的信号格式，以及客户机信号调节字节PJO-M以恢复有效负荷速率与客户机信号负荷速率之间的频率差。并且，因为线路速率快于客户机信号负荷速率，所以在将客户机信号从线路速率转换到客户机负荷速率时必须使用循环缓冲器。这一缓冲器例如可以是FIFO或延迟线路。这里所示的是为此目的使用了FIFO 22A。处理单元20A还包括本地基准时钟21，从该本地基准时钟21可通过有效负荷速率(EPR)和如前所述的查找表的使用来推导负荷时钟速率。

如图7所示，较快线路速率下的数据被计时到FIFO 22A中，并在较慢的客户机负荷速率(PL速率)下被计时输出。节点元10被示为分/插节点，并且所恢复的客户机信号在其合适负荷速率下可通过线路26被导向客户机支流18，并且在此实施例中可被包括在支流访问模块(TAM)中以便于在客户机信号速率下经由线路19向客户机终端转发。节点元10还提供使客户机信号通过它到处理器单元20B的传送，其中客户机信号在例如20C处被再生(3R)后，通过FIFO 22B从较低的背面信号速率，例如2.5Gbps等计时回到较高的线路速率，例如11.1Gbps，客户机负荷与负荷组和填充字节重新组装以经由ASIC逻辑17B实现有效负荷包络(图6)，然后传递给DLM 14，在那里经由ASIC逻辑15B生成线路方包络(图5)，从而负荷包括所需的FEC编码和OH。然后，DLM 14提供较高线路速率下客户机信号从电域到光域的转换，并在东面的输出线路13上向外发送。出于同样原因，来自客户机支流18通过线路26的客户机信号可由处理单元20B接收，其中通过逻辑17B和15B以及查找表中特定客户机信号负荷包络的数据来创建合适的客户机方信号帧(iDTF)、然后创建合适的线路方信号帧(DTF)。

如前所述，本发明超越现有技术的一个重要特征是信号传输网络中恒定的较高或较快的线路速率与客户机信号负荷速率以及节点元处DLM的入口方的输入时钟速率无关。节点元处DLM的入口方的输出时钟速率将使用对实际负荷速率的本地基准时钟21、根据在节点元上进口的特定客户机信号负荷类型而变成工作的背面速率。在节点元处DLM的出口方，将遇到相反的速率变化。

本发明中光传输网络的异步网络操作还可用于传送其它类型的客户机信号协议。除OC192外表1中还提供了其它附加示例。例如，异步方式的10GE协议数据在节点元10中可映射或重映射为图4-6的经修改的G.709帧结构。该异步映射和解映射允许消除这些节点元(NE)内原本必要且昂贵的计时系统，诸如带晶体振荡器的锁相环(PLL)控制器等，由此显著降低制造光传输网络、操作系统及其节点元(NE)的总成本。

应当注意，与在OC192负荷的情形中一样，因为根据该构架也可适应以太网负荷，如图4中所示，所以PJO-M字节延伸到客户机负荷中，诸如延伸到第4行中的第17和18列及以上，这是以太网负荷包络从第17列到第3824列的客户机负荷的部分。尽管这里的方案包括延伸到客户机负荷中的机会字节，但是本领域技术人员可容易地确定以太网负荷帧中填充或跳过字节的其它可能配置，从而该构架方法不限于一定是PJO-M延伸到客户机负荷中。

现在参见图8，图8示出可在终端或中间节点元(NE)之间找到的节点元。在这些节点处，在每条OTU路径的终点处执行信号再生以及FEC解码和重编码。一些光放大器(OA)节点可被包括在链路路径中，但是对于大部分而言，在任何OTU路径中，在中间节点处不仅有信号再生而且还有信号纠错。该构架既在每个节点处提供信号纠错，又在每个节点元处提供信号再生，同时降低主要作为本质上异步的光传输网络工作的网络的系统成本。

在图8中，数字线路模块(DLM)被示为在线路方用于在光域中接收和发送在电域中作为并行数据通过的串行光数据。发送器光子集成电路(TxPIC)芯片32用于将经多路复用的光信道信号作为光输出发送到线路方光介质上，而接收器光子集成电路(RxPIC)芯片34用于从线路方光介质接收经多路复用的光信道信号。为简单起见每个PIC仅示出两个信号信道。但是，一般在每个PIC中存在两个以上的光信道，诸如在TxPIC芯片32中集成了十(10)个光发送器信号信道，而在RxPIC芯片34中集成了十(10)个接收器信号信道。TxPIC芯片32和RxPIC芯片34分别将电信道信号转换为光信道信号(EO转换)以及将光信道信号转换为电信道信号(OE转换)。DLM中的发送器(TX)模块可包括一个或多个发送器光子集成电路(TxPIC)芯片32，而DLM中的接收器(RX)模块可包括一个或多个接收器光子集成电路(RxPIC)芯片34。由此，例如，可有一个以上10信道TxPIC芯片32，诸如4个这样的PIC芯片来提供40信道的组合输出。来自相应芯片的多路复用输出可被多路复用或交织在一起。这些PIC芯片的详情可参见美国专利公开No.US2003/0095737A1、US2004/009573A1、US2004/0033004A1、US2003/0095736A1、以及US2003/0081878A1，它们基于本发明受让人所拥有的专利申请，并且通过应用包含于此。由此，数字线路模块或DLM在包含一个或多个TxPIC和RxPIC芯片的TX和RX模块中提供多个信道信号频带。图8中没有示出作为DLM的TX和RX模块的一部分的用于操作这些PIC芯片的相关联的控制和稳定电路。在继续讨论之前，可以认识到本发明的实施并不基于PIC芯片32和34的使用，因此本发明可在芯片32和34上的功能组件分离的情况下实施，并且至少部分地，波长可调光离散组件或器件如今主要在光传送或传输设备中使用。

从RxPIC接收的串行光数据信号是由诸如SFI-4.2 FEC serdes(串行/解串行)电路等1:N serdes电路36接收的差分信号。图8中所示的两个1:N FEC Serdes 36和38包括由光网络互连论坛(OIF)定义的标准接口，它是16比特低电压差分信令(LVDS)接口。serdes 36和38的功能是将电信道信号解串行化为多个并行段，以便于通过交叉点交换器42更容易地处理信号、以及允许更高的电信号传送等待时间以及更快的信号处理。作为示例，在线路方从RxPIC芯片34传入的一个或多个电信道信号可以是10Gbps信号，并且在serdes输出的并行方被1:4地解串行化为4个2.5Gbps信号，如图8中所示。

图8中的两个serdes 36和38被连接到交叉点交换器42，交叉点交换器42通过背面连接器44连接到其它线路方、数字线路模块或DLM，并通过中面连接器46以全数据面连接连接到TAM 48。如以上相关于图7所示出的，TAM 48是到客户机设备或装置的接口，并且按需向客户机信号提供专用的编码以便于客户机接收。每个TAM 48可被设计成处理多个信道，诸如两个或多个2.5Gbps信道或两个或多个10Gbps信道。稍后将对此进行更多说明。交叉点交换器42需要支持多信道，其中每个信道中有多个数据带。交叉点交换器42是完全非阻塞的。来自RxPIC芯片34的线路方通信可通过一个DLM传送到另一DLM，这也在图10中大体示出，其中给客户机通信提供了到另一光网络的信号出口。此通信还可经由波长互换或转换映射到不同的信号通道中。并且，线路方通信还可被导向TAM 48上的任何端口用于支流分/插功能。在客户机支流接口处，客户机的原始信号频率从信号数字包封格式中提取，从而客户机的数据信号将在适合信号速率下以便于连接到客户机设备。在此情形中，准确的计时是必要的，从而TAM接口将包括带有晶体振荡器的合适PLL电路，如前所述它是此构架中唯一需要较昂贵的带晶体时钟的PLL电路的地方。

图8中所示的线路方处的3R再生功能由两个SFI-4 FEC serdes 36和38执行。RxPIC芯片34提供模拟信号接收波形。模拟波形的峰-峰漂移由RxPIC模块中的自动增益控制(AGC)放大器固定到一定电平。SFI-4 FEC serdes 36和38具有内置的限幅放大器(LA)，它将所接收的模拟波形转换到饱和的数字波形。

图9是可与本发明一起使用的SFI-4 FEC serdes的电路框图。接收器前端可具有能够补偿由PCB迹线引入的频率相关损耗的均衡能力。这在serdes 36和38与RX模块中的RxPIC芯片34相隔一定距离时是有用的特征。图9表示图8中的包括该构架特征的SFI-4.2 FEC serdes 36或38的内容的更详细框图。这些特征是在serdes中使用了FEC，以及通过使用提供给serdes 36和38的自由运行时钟40将额外开销(OH)和负荷从第一时钟频率映射和解映射(重映射)到第二时钟频率，如在图8中可见。在serdes中将本地基准时钟用作为自由运行时钟的方法只有在存在信道信号定时的映射和解映射的情况下才有用。这是因为内部时钟不会在相同频率运行，从而必须使用一种机制来确保不会因为计时速率沿信号路径的改变而丢失任何客户机通信或负荷。

继续参见图9，在比如11.1Gbps的线路方速率下的传入信道型号在37处进行时钟和数据恢复(CDR)以恢复恒定的线路速率11.1Gbps时钟，并通过表1确定有效负荷速率。接着是在FEC解码器39处的FEC解码。经FEC校正的客户机信号然后被映射成允许客户机负荷异步地映射成iDTF帧结构的信号，这意味着在客户机负荷信号与有效负荷速率之间存在频率差。有效负荷速率的速率或频率高于负荷信号，从而可提供附加的带宽来运行额外开销。但是，这两个信号的频率连续改变，从而在使用这种自由运行时钟方案必需提供一种机制，通过这种机制可适应两种不同信号的例如线路方DTF数字包封帧与客户机方iDTF数字包封帧之间的下溢和上溢、而不会丢失数据特别是客户机负荷数据。此机制在图10中例示，并将在稍后更加详细地说明。由此，所发生的是诸如图5中所示的DTF帧被解交织成iDTF帧，从而可用前述方式来实现不同时钟速率下信号的映射和解映射。每个节点元入口处的包封和出口处的解包封消除了所有相位噪声或抖动(不仅仅是这些抖动在信号频率以上的部分)，允许消除光链路中节点元(NE)、特别是中间节点处对精度和昂贵的PLL电路和晶体振荡器的需要，允许光链路中每个节点元处准确地FEC编码和解码、且吞吐数据误差更低，并实现客户机信号的再生。这全部是通过消除对每个节点元处用于处理不同类型和格式的客户机信号的传送的两个晶体振荡器和PLL电路的考虑和需要来实现的。

如图9中所示有两个基准时钟，即线路速率或频率下的RefClk A和负荷速率下的RefClk B，它们都是通过以前述方式在辨识有效负荷速率的帮助下从本地CLK 40(图8)发展而来的。由此，就有用于在线路方来到FEC serdes的经包封客户机信号的第一较高计时速率(例如，11.1Gbps)，以及用于在并行方从FECserdes并行地出来的经包封客户机信号的第二较低计时速率(例如，2.5Gbps)。或者，这两个基准时钟还可以基本为相同的频率、并且如果它们是相同的频率将可更为高效。通过时钟恢复和FEC解码，信号在异步解映射器41处被解包封掉其额外开销，并在异步映射器45中被重包封成客户机方帧(iDTF)格式。此处理包括43处的性能监视(PM)。在信号被重映射到负荷速率或频率之后，如本领域中所公知的，信号在SFI-4.2 Tx电路47处进行解串行化。在这里的示例中，信号被示为在例如2.5Gbps速率下分段成四个分离的并行信号以便于进一步处理。

在传出信号到线路方的相反方向上，来自并行方的信号在SFI-4.2 Rx电路49处被串行化，然后在异步解映射器50处进行额外开销和负荷解包封，然后在52处的居间性能监视(PM)下，在异步映射器54处被重包封成线路方DTF格式。新的被重包封的信号然后在FEC编码器56处被FEC编码，并以例如11.1Gbps的线路速率被计时到TxPIC。例如，11.1Gbps的计时速率是通过使用时钟乘法单元(CMU)58将该频率乘以使用本地基准时钟40(图8)作为该节点的单基基准时钟的线路方速率来实现的。

重要的是应注意，G.709信号协议尽管如前所述地可异步工作，但是并不是为重定时应用而设计的，即，它不适于在一个时域中处理要传递到第二时域中的负荷信号。具体而言，G.709 OH协议不是为信号频率的变化而设计的。图10公开了在图9的映射器和解映射器中，通过在节点元处使用基于CLK 40的自由运行时钟来适应信号频率的变化的机制，因为G.709协议特别是OPU额外开销及其负荷以及光信道数据单元(ODU)额外开销被设计成最佳地适应同步操作。

图10仅示出图9的映射器/解映射器的一部分，并涉及使用在此例示为FIFO 60的循环缓冲器来适应FEC serdes的传入与输出信号频率要求之差。此外，图10示出一种背对背DLM方案，它实际上是如图8中所示的例如从线路方通过PIC 34和36、FEC serdes 36和38、交叉点交换器42及背面连接器44到另一DLM的信道信号路径。

在图10中，相应DLM模块的CPU 69在软件程序的管理下操作信号处理单元61，该软件还包括表1的数据。这样的软件可被频繁更新，以包括附加或改变的客户机信号负荷类型的表1信息。单元61包括ASIC芯片形式的电子处理电路。从线路方东面或西面，在DLM的RX单元62中接收到一个或多个光信号，在本文的表示中，这些DLM包括RxPIC芯片34、CDR电路37、以及FEC单元36和38。该信号然后由异步解映射器中的RX OH处理器64接收，其中一个或多个信号被解映射成客户机方负荷帧结构或iDTF帧，它如前所述具有与线路方帧结构或DTF帧的原始线路速率信号定时不同的信号定时(客户机信号负荷速率)。定时中的这些差异通过使用循环缓冲器60A和60B来适应，循环缓冲器60A和60B可以是例如具有可调节指针的64字节或256字节的FIFO电路。或者，缓冲器60可以是例如延迟线路。此时，填充字节从客户机信号负荷移除。缓冲器提供一种跟踪RX OH处理器64处接收方(线路方)的客户机信号对TX OH处理器66处缓冲器60B的另一方(客户机方)的时间差的方式，其中计时速率将是特定客户机信号的负荷速率、或是在节点元处的信号处理系统的背面速率之下，诸如2.5Gbps。负荷字节的反复由RX OH处理器64用写(W)指针63写到缓冲器中，而相同负荷字节的反复由TX OH处理器66通过读(R)指针65从缓冲器读出。此时，信道信号在不同的时域，即负荷速率时域中，并且通过解串行化(串行到并行)和向交叉点交换器(XP)68提供的信号处理作进一步处理以便于在此情形中分发给具有相同配置的另一DLM。在第二DLM中，信道信号被传送给RX OH处理器70，并且负荷字节被重映射，即用填充字节重填充，缓冲在FIFO 60B处，然后被转换成有效负荷包络，以便于在TX OH处理器72处在例如11.1Gbps的线路速率下进行线路处理。该线路速率信号然后被传递给TX单元74，以从电域转换到光域以便于在光纤传输链路上传送。

如前所述，另一个重要特征是如图5中所示地将FEC编码分布在线路方帧和客户机方帧中的整个客户机信号负荷上，其优点是允许使用较小容量的FIFO 60A和60 B，因为所分布的FEC以及填充字节可分别被FIFO电路60的电路逻辑忽略。

异步处理在通过TX模块74处的TxPIC芯片对每个背对背DLM的信号传输的解映射和映射的情形中是相同的。由此，图10的背对背DLM表示电域与光域之间的光-电-光(OEO)信号再生器，或OEO REGEN，如在前述专利公开US2003/009901gA1中所述，并向电域信号提供两个不同的定时域以便于通过网络的线路方速率可保持固定在较高的频率速率。就此而言，图10中的每个处理器64、66、72和77可基于本地CLK 40具有它们自己的自由运行时钟，或可在特定信号时域中共享自由运行时钟。

在使用循环缓冲器来提供不同计时频率之间的异步定时的情况下，应当认识到，在某些实例中，特定缓冲器的写(W)或读(R)指针可能相互超越。在入口时钟速率快于出口时钟速率的情况下，写(W)指针将周期性地“重叠”读指针，这导致缓冲器溢出状况。当发生这种情况时，所接收但尚未发送的客户机信号将被盖写，从而导致每个信号帧上有数据丢失，并且对齐的组合信号上有消息污损。在这些情况下，缓冲器中额外开销序列的一次重复被忽略，并且缓冲器被设置成在额外开销序列的新的重复上操作。这对于读方TX OH处理器而言没有后果或损失，因为OH数据包括几乎总是同一OH数据的多次反复的重复，即，经修改客户机方包络中的和经修改线路方包络(DTF OH)中的该OH数据(iDTF OH)改变非常缓慢，从而额外开销的一次或多次重复的丢失将不会对额外开销及其随附客户机负荷中的异步交换有任何有害的后果。

就以上讨论而言，有两个要求应当满足。第一个要求是所有线路方单帧信号必须由RX单元集成或“反跳”，从而每帧信号中偶尔的重复或丢失字节不会具有不利的影响。应特别注意基于单个数据值来触发警报的信号，其中溢出可导致假阴性检测，并且下溢可导致假阳性检测。第二个要求是RX单元能够降级处理对齐消息中由于TX方处缓冲器上溢和下溢状况导致的周期性的消息内容损坏。

由此，对于客户机信号设备，在本文中所公开的光传送或传输网络以外，此构架的信号数字包封和解包封将显现为完全透明。通过提供异步映射服务，客户机信号被贯通定时(through-time)，这消除了对复杂的网络同步方案的需要。例如，SONET分/插模块将提供SONET部分和客户机信号的线路方终止功能，这将显现为直接与客户机信号互连。

由此，概而言之，在每个节点元内，如图10中所示，传入的OCh信号在RX单元62处被接收和终止。OCh被转换为运送数字包封器帧的电信号。线路方或DTF帧及其额外开销信号在入口DLM上被终止。在线路方或DTF帧中检测到的可纠正比特错误经由FEC解码恢复。客户机方或iDTF帧然后被生成并通过背面68传送。出口DLM处理内部帧，生成包括FEC编码的新的线路方(DTF)帧，并将该电信号传递给TX单元74，在TX单元74中新的OCh信号被生成并发送。

由此，在图10的RX和TX单元62和74中，图9的每个FEC/serdes电路相互异步，与入口和出口DLM一样。由此，有三个独立(近同步)定时域，其中的两个在对通过这样的OEO REGEN(光-电-光再生器)站点传送的信号在定时上是完全相同的。

现在对以也适应多种不同信号格式的线路方模块和客户机或支流方模块的形式公开的数字光网络方法的功能进行小结，这些不同信号格式有例如(但不限于)OC3、OC12、OC40、OC48(STS48)、STM16、OC192(STS192)、STM64、2xGigE、10GigE LAN Phy、10G光纤信道等。在无论是具有公知信号格式还是专用信号格式的任何客户机信号都可由数字光网络传送、而除更换线路方传送卡外无需重新设计或更新常规的或已安装的网络的意义上，此构架中使用的信号传送格式是通用的。本发明的数字传送系统的通用本质可适应TDM通信以及WDM通信、或者面向数据的通信，诸如包括以太网在内的分组通信等。该构架的独有方法需要一种数字分层结构，它包括将例如2.5G比特信号或10G比特信号的客户机信号帧封装或映射成通用传送帧以便于线路方信号传送，该通用传送帧在此称为数字传送帧或DTF。DTF用作客户机负荷信号的包络或载波，并允许数字光网络构架执行诸如信号交换、管理和3R功能等附加功能。此外，DTF传送帧可并发地适应具有如以上所例示不同格式的不同信号速率的不同客户机信号格式。因为DTF传送帧对于目前已知或将来开发的任何客户机信号是通用的，所以所实现的数字光网络可适应将来或新兴的客户机信号格式和/或服务要求。重要的是，如将在以下讨论中进一步例示的，DTF帧的线路速率在网络中的任何地方全都是一样的，从而从终端节点到任何中间网络元、以及到其它终端节点的线路方速率都保持相同。

如熟悉网络构架的技术人员所知，当前和下一代的WDM网络系统通常旨在支持TDM通信。在为所要传送的信号格式特别地设计不同格式的传送的意义上，诸如2.5G比特和10G比特等不同信号格式的实现是限制性的。一些方法支持将此类不同的信号格式直接映射成本机波长光信号，这将产生非最优的频谱利用，并且需要考虑不同的光学工程规则。并且，如果使用了异步接口，则执行3R功能的中间跨距信号再生工程变得复杂，随着到达网络系统的信号增多，这就变得愈加重要。

其它网络方法提供较低速率信号接口或部分(例如，2.5G比特)的TDM多路复用，以在信号传送之前将其多路复用成10G比特波长信号。典型的方法是将4×OC48/STN16信号部分多路复用成一个OC192/SYM64。但是，此方法缺少信号透明度和修饰所传送的信号的能力。

在同步SONET格式中有相似的多路复用方法，用于将四个OC48(2.5Gbps)帧多路复用成一个OC192(10Gbps帧或OTU帧)。但是，所要合并的各帧需要全部被对齐，并且帧速率需要相等以便于将各OC48帧多路复用成一个OC192帧。尽管对于STS48协议允许以百万分之一计的一定误差，例如±4.6ppm，但是需要本地时钟来控制组帧器。组帧器实际上是信号的映射器或解映射器。在本构架的情形中，给定时域中的每个客户机方信号或此类信号的多个部分使用用于映射负荷的FIFO被映射成具有新时钟域的客户机方帧。组帧器的阵列在ASIC IC芯片中，并且用于将信号负荷从一个时域映射和解映射到通过本地时钟产生的另一时域中，以形成全部在同一时域中的N个新客户机方信号格式的并行信号，从而该N个信号可被映射成客户机方帧或iDTF帧。具体而言，相应的组帧器解码相应的iDTF帧，并将信号负荷置入相应的FIFO中。由此，有数个分别具有读/写指针的FIFO，其中写指针独立于其它FIFO写指针，以适应来自客户机支流的、信号速率可能稍有不同的客户机信号。信号的额外开销(OH)被复制到时钟域的另一方，并且此额外开销也被映射成新的客户机方帧。在使用FIFO时，FIFO具有输入指针和输出指针。当从FIFO读出负荷信号时，输出指针以对所有帧或iDTF帧相同的新时域速率从FIFO读出信号数据。换言之，客户机信号被包封成新的和公共的时钟域中的新格式，并且它们的帧边界将被对齐。在从客户机域重映射到iDTF帧中时，一些帧中的一些额外开销可能被丢失，但这不是客户机信号额外开销而是随时间缓慢改变的客户机方帧格式的额外开销，从而一些这种额外开销的丢失是无后果的。数个重定时的信号然后通过字节交织器以循环方式被字节交织，亦即，在连续的基础上顺序从每个组帧器取一字节的信号数据。经交织的信号然后被提供给包括FEC编码器的DTF组帧器，其中组帧器用来修改组合信号额外开销中的若干字节，并将FEC码插入到经交织的信号中。FEC编码包括信号负荷及其额外开销的编码。FEC编码器可与DTF组帧器分离并在其下游，其中在信号中留下的FEC字节为0，并且FEC编码器在适当的位置处将FEC字节插入到信号中。在任何情形中，IC电路逻辑均知悉信号定时和将FEC码插入到经交织的基于iDTF的DTF帧中的点。

就以上内容而言，如果与传入的客户机信号相比，客户机方帧具有较低的帧速率，则客户机方帧的额外开销的一部分可被丢弃。但是，如以上所指出的，这是无害的，因为额外开销随时间缓慢改变，并且基本上在各帧上是相同的。如果与传入的客户机信号相比，客户机方帧具有较快的帧速率，则额外开销可仅仅被复制。由此，尽管在将客户机信号包封到新的时域中时可能会丢失客户机方负荷中的一部分，但是无论FIFO读/写指针如何改变客户机信号的信号负荷都将不会丢失，并且将总是被传送到末端或远端，即其最终的目的点。

并且，如上所述，以G.709格式创建了数字包封器，其中一个STS48信号被映射成OTU1帧，然后四个OTU1帧被映射成一个OTU2帧，它大致是10G比特或近似10.7G比特，并且该OTU2帧通过链路或跨距被传送。并且，STS192信号被直接以G.709格式映射成OTU2帧。但是，G.709组帧器格式支持无关于客户机信号负荷速率通过使用填充字节将一个STS48信号映射成全部是相同大小的OTU1帧，然后将多个这样的OTU1帧映射成一个OTU2帧。对不同G比特率的信号使用不同逻辑使G.709过程更为复杂，多分段(诸如10Gbps信号的四等分)是不受支持的，并且帧锁定不是构想的概念。本构架与此方法的不同之处在于两组不同的组帧器，其中一组使用第一组帧器来将STS192信号映射成N个第一iDTF帧，然后N个iDTF帧在第二组帧器中被映射成一个DTF帧，而另一组利用第一组帧器来将四个STS48信号映射成四个iDTF帧，然后在第二组帧器中将N个iDTF帧映射成一个DTF帧。由此，STS192 10G比特信号被四等分成四个2.5G比特的部分，从而所有10G比特的信号以及2.5G比特的信号在节点元的背面接口中在iDTF格式内沿2.5Gbps下操作的四条并行路径操作。在四等分的10G比特信号的情形中，信号从背面重新组装成STS192信号，然后组装成OC192信号。由此，ASIC IC芯片可使用相同的组帧器组来对STS48或STS192信号进行操作。

并且，此构架的另一区别之处在于：与G.709格式相比，iDTF/DTF帧方案中仅需要一个额外开销，即，当如在要对OTU2帧创建第二层额外开销的G.709格式中那样将多个iDTF帧多路复用或交织在一起时，iDTF帧需要一层额外开销，并且在DTF帧中不使用第二层额外开销。

如可从上述序列号10/267,212及公开号US2003/0099018A1的美国专利申请中可见，此构架的通用传送帧方法允许在网络中的任何地方容易地组装OEOREGEN，而无需从头开始设计新的中间节点元。

该数字分层结构除了包括前述通用信号传送帧或DTF之外，还包括封装客户机信号的多个经多路复用或交织的内部数字传送帧或iDTF，然后它们一起作为一组N个这样的帧被数字包封成一DTF传送帧以便于在网络中传送。由此，有N个iDTF帧被包封到单个DTF包络中。在本说明中，N被选为等于4(但也可等于任何其它整数)，因为这与如前所述地通过将四(4)个OTU1帧数字包封成一个OTu2帧在G.709中使用的比例因子是一样的。该构架的关键特征是两层数字传送分层结构，它允许信号处理、性能监视和信号修饰，无论客户机负荷类型或速率为何。线路方模块或数字线路模块(DLM)支持基本上在网络各处均以相同时钟速率，例如10.8Gbps、11Gbps或11.1Gbps运行的通用DTF传送帧，并且被附上高增益FEC。与客户机或支流信号直接相关联的iDTF传送帧在也被称为支流适配器模块或TAM的客户机方模块中。具体而言，客户机方模块中的N个iDTF传送组帧器可以是较低G比特率的公用信号格式，它可取该较低G比特率的信号格式的信号，或异步地将较高G比特率的信号速率的信号解串行化、分割或多等分(例如，四等分)成较低G比特率的信号格式，然后将它们传递给线路方模块中的DTF组帧器。上述较低G比特率的信号的示例是包含2.5G比特类型的客户机信号，诸如被直接映射成iDTF的STS48、STN16和2×GigE多路复用信号等，其中客户机10G比特信号被解串行化或分割成四个并行道，然后传递给线路方模块中的DTF组帧器。与当前的WDM或DWDM网络系统不同，这种客户机信号封装异步多路复用/多路分解和通用线路方传送速率在数字光网络的任何距离上均提供全客户机信号透明度。

最后，数字组帧器被用来包封和解包封诸如iDTF帧等具有相同帧大小的客户机信号这一事实不仅允许它们经由诸如DTF帧等线路方帧以相同的线路速率传送，而且还打开了通往“即插即用”类型的构架的大门，其中线路方模块或TAM可被容易地插入到终端节点元或和分/插中间节点元的客户机方中，以满足新的专用或不同的标准客户机信号格式或协议，而无需重新设计或重新构建节点元或向网络元添加新的线路方DLM组件。如果需要添加新的DLM组件以处理新的容量，则这些DLM组件也可作为附加组件在节点元处添加。但是，在新的TAM组件被添加到节点元的情形中，DLM组件的添加并不总是必要的。这在中间节点元处特别有用，其中新的TAM可被插入到节点元中以满足在该节点元附近产生的客户机信号要求而无需重新设计或重新构建中间节点元，除非需要替换光放大器节点元，在该情形中新的OEO REGEN网络元被安装以代替或绕过该放大器。

如上所述，置入这样的节点元中的本发明的通用数字包封器帧可处理任何现有或专用的客户机信号格式。结合图11对此进行更加具体的说明，图11示出用于发送或接收客户机信号的数字光网络终端网络元(NE)的一般构架。它基本上与图8中所示的构架相似，其中两个DLM经由背面背对背地连接，并与该图中所示的多个TAM 48对接。该节点的客户机方包括TAM 82(1)到82(N)，它们从客户机设备80(1)到80(N)接收相同或不同信号格式或协议的客户机信号。每个TAM 82可被配置成接收一种信号格式或多种信号格式，如稍后将结合图14和15所说明的那样。每个TAM 82是来自一组电路板模块中的一个电路板模块，它被设计成接收不同的客户机信号格式。例如，TAM卡82可被设计成处理诸如10 GE LAN Phy、OC192或10G光纤信道等特定协议的2.5G比特或10 G比特信号。由此，取决于客户机信号的格式要求，特定的TAM 82被安装以处理客户机的那些信号。因此，TAM 82起到像插入卡模块或“即插即用”模块的作用，它们基于客户机所采用的信号格式、包括客户机专有的专用信号格式，从清单中选出以满足客户的需要。

再次参见图11，线路方包括数字线路模块或DLM 84(1)到(84(N))，它们是相同的设计并容纳DTF组帧器。DTF组帧器使用DTF帧，其中每个DTF帧数字地包封或封装N个iDTF帧。DLM 84可基本上全部一样，因为客户机信号被包封在相同的iDTF帧内，并且DTF帧的长度全部相同，从而线路速度或速率相对于所有DLM 84而言完全相等。如图11中所示，不同信号格式或协议的相同或不同客户机信号的数个TAM 82可经由客户机方的数个不同的信号类型TAM 82连接，并且那些不同的TAM 82被连接到通用DLM 84。就此而言，一个DLM可处理一个以上的TAM是可能的，因为客户机方iDTF帧全部是相同大小，无论TAM是在处理相同的信号速率(例如，多个2.5Gb信号)还是不同信号速率(例如，一个或多个2.5Gb信号以及一个或多个10Gb信号)。如前面一般引述的，DLM 84包括与信号频带多路复用/多路分解模块或BMM 86通信的光发送器和光接收器。BMM 86光学地组合来自DLM 84的信号即WDM信号的频带，以便于通过光链路88传输。出于相同原因，从链路88接收的组合频带光信号经由BMM 86被多路分解成分离的信号频带，并被耦合到DLM 84，其中信号/频带被多路分解成包含不同波长信道信号的多个信号。

此时，相对于图11，应当可以容易地看到数字光网络中的终端网络元以及其它节点或网络元被模块化为一系列客户机方卡和一个线路方卡。并且，不同的客户机方卡可被容易地选择以使用匹配客户机信号格式——无论其为共用信号协议还是专用信号协议——的客户机(客户)设备的接口。这样选择的客户机方可被与一个或多个通用线路方卡(在DLM中)一起使用，所有通用线路方卡均具有相同的线路速率，并通过使用具有iDTF传送帧和填充字节位置的客户机方组帧来实现，N组这样的帧上的填充字节总量取决于客户机信号负荷类型和信号速率，从而iDTF传送帧基本上全部是相同的负荷大小。

现在参考图12，图12示出数字光网络中的中间节点元的构架。该节点元可以用于例如客户机信号的重放大、信号再生(OEO REGEN)、3R信号维护或信号修饰。如图12中可见，图11的构架转到图12，因为客户机设备93(1)到93(N)被耦合到客户机方上相应的客户机方TAM 92(1)到92(N)，这些TAM进而被耦合到线路方DLM 90(1)到90(N)，以便于经由频带多路复用器模块连接到西面连接线路95、或经由频带多路复用器模块或BMM 96连接到东面连接链路97。由此，DLM90可经由其相连TAM 92来处理通过信号或分/插信号，以便于向在93处指示的合适客户机设备进行支流分布。

现在参考图13，图13示出数字光网络所用的交叉连接和分/插节点元100，它包括两个西面BMM 106A和106B以及两个东面BMM 107A和107B，用于WDM信号频带组合组的频带组合和频带分解，并被耦合到背对背DLM组102和104、103和105，其中信号以其DTF通用帧格式被接收和发送。应当注意，附加的DLM对可被并行地耦合到DLM对102和104、103和105，诸如在111所示，以便于处理来自相应BMM 106和107的波长信号的附加WDM信号频带。并且，在此实施例中，以及在图12的实施例中，诸如3R功能和信号修饰等附加功能可被包括在DLM 84、102、103、104和105中。由此，尽管在本申请中没有详细示出，但是这些DLM可进一步包括要从信号第二传送或iDTF帧、信号第一传送或DTF帧检索的相应TAM，并从第一传送帧组装客户机信号以用于3R功能，此后它们被重包封到iDTF中，然后是DTF帧格式。此处理将包括类似于将在稍后讨论的图14和15中所示出和说明的装置。

在图13的节点元中，BMM组106A、107A和BMM组106B、107B是相互不同的通信网络系统，并且需要从一个这样的系统传送到另一个的通信。如前面所指出的，在这样的交叉连接中，可取决于通信需要安装更多的这样的DLM。如DLM103和104所示，连接到这些DLM中的每一个的是多条客户机信号交叉连接线106X，用于交叉连接这些通信。并且，每种情形中的客户机方支流或TAM108(1)...108(N)被连接到客户或客户机设备，如109(1)...109(N)所示。应注意，到每个TAM 108有一个以上的客户机连接，从而单个TAM 108将接收到具有相同信号格式的一个以上的客户机信号。由此，例如，单个TAM 108(1)可被设计成接收一种类型的信号格式，诸如STS48格式，而另一TAM 108(N)可被设计成接收另一种类型的信号格式，诸如STS192格式，它们均用于使用填充字节包封器从客户机方包封或解包封以实现iDTF传送帧。如前面所指出的，这些TAM卡能够发送或接收任何标准或专用客户机信号格式，并相应地包封或解包封iDTF传送帧格式中的信号。并且，如图13中所示，不同系统中的至少两个这样的DLM 103和104经由线路106被相互交叉连接，从而源自一个网络系统的信号可在相同中间节点元处被传送给或由另一网络系统接收。

现在参考图14，图14是终端节点元110相关于从这一节点元的客户机方到线路方的光信号传输的更详细示图。在节点110中，如图所示，为简单起见仅示出发送方。接收方在接下来讨论的图15中示出。在图14中，示出了多个TAM/DLM单元112(1)...112(N)经由光线路113(1)...113(N)耦合到频带多路复用器模块或BMM114。如在前述实施例中指出的，来自光单元112的经多路复用的输出信号在BMM114处被光多路复用或交织成经多路复用信号的频带，以便于在光链路115上传送。一个TAM/DLM单元112(N)的细节示出了多个TAM 116A和116B，其中客户机信号如果作为光信号接收，则分别由TAM单元116A和116B中的OE交换器119A和119B所构成的OE交换器118 OE转换为电信号。应当注意，此时客户机信号也可作为电信号接收，在这种情形中无需OE转换，并且因此电信号在任何必要的信号处理之后被发送给其相应帧120A或120B。TAM 116A适于接收N/n G比特信号(例如，10G比特四等分信号(10/4))而TAM 116B适于接收n×N G比特信号(例如，n×2.5G比特信号)。注意，为方便读者，虚线110A和110B标记将任一类型信号速率的客户机信号数字包封成客户机方传送帧格式或iDTF传送帧的边界。换言之，在这些边界之间，向客户机信号适当地提供了填充字节，并且客户机信号被数字包封成iDTF传送帧格式。这种格式化由10G TAM 116A中的组帧器120A和n×2.5G TAM 116B中的组帧器120B执行，如图所示，它们是相对于组帧器120A四等分为iDTF传送帧的10G比特信号、以及相对于组帧器120B四等分为iDTF传送帧的独立的2.5G比特信号。应当注意，高速率(10Gbps)信号被四等分成四个分段的信号段，以沿四道链接传播到开关阵列123，而较低的速率或2.5Gbps信号经由组帧器124、FEC编码器126和EO交换器127独立地处理。组帧器120可以是并且一般是serdes/deserdes ASIC芯片的一部分。经包封或映射的信号然后被接收到作为DLM 122的一部分的开关阵列123中，其中iDTF帧以先前所述的方式经由组帧器124(1)...124(N)被数字包封或映射成线路传送方或DTF传送帧。接下来，FEC编码以先前所述的方式在FEC编码器126(1)...126(N)处被添加到DTF帧。然后，这些电信号被EO转换成相应的光信号，以便于如在EO交换器127处指示地传送。尽管这种转换可经由如今的光网络工业中公知和常用的离散半导体或电光器件来实现，但图中示出了对此EO转换使用具有多个信号信道的单片TxPIC 128。芯片128在上述美国专利公开US2004/009573A1中公开，并且包含N个集成的信号信道，其中每个信道包括激光源139(L)和调制器(M)，其输出被耦合到诸如阵列型波导光栅(AWG)等集成光组合器134，其中经光调制信号λ₁到λ_n被组合或多路复用，然后以经多路复用的形式通过线路113(N)被耦合到BMM 114。应当重申，可向网络元110添加附加的TAM 119以便于连接到DLM122的开关阵列123，以满足客户机型号连接客户的新的和不停增长的通信需求。

现在参考图15，图15是根据本发明的终端节点元140关于从该节点元的线路方到客户机方的光信号的接收的模式的详细说明。如图所示，在节点元140中，为简单起见仅示出了接收方，因为发送方先前已参考图14进行了讨论。在图15中，经频带组合的WDM信号在光链路145接收，并由BMM 144分解频带，并且经多路复用光信号的经频带分解的WDM信号组由相应的DLM/TAM单元142(1)...142(N)分别经由光线路143(1)...143(N)接收，并且首先被提供给相应的DLM 154。这些信号首先由DLM 154(N)中的OE转换器OE转换，其中所接收的信号在具有用于将信号解组合或多路分解成N个光信号λ₁到λ_n的解组合器144的RxPIC 158中被接收，然后经由芯片上光电检测器153进行电转换。芯片152的详情在美国专利公开US2004/0033004A1中公开。芯片152可包括芯片集成的电信号处理，诸如，用于将所检测到的电流信号转换为电压信号的电路以及信号放大，其集成芯片部分在155处指示。经电转换的信号然后在156(1)...156(N)处FEC解码，然后经由组帧器154(1)...154(N)从客户机方或DTF帧解映射到客户机方或iDTF帧。此时，电表示的信号根据情况可以是nxN G比特信号(例如，2.5G比特信号)或四等分的N/n G比特信号(10G比特信号)，并通过开关阵列153分别传递给TAM146A(10 G比特)和146B(2.5G比特)中合适的组帧器150A或150B。在组帧器150上，信号从客户机方或iDTF帧被解映射并重组装成原始客户机信号，其中它们随后可通过EO转换器149A和149B被转换到光域中以便于由客户机设备无缝地接收。组帧器150可以是并且一般是serdes/deserdes ASIC芯片的一部分。可以看到客户机方或iDTF帧大部分在虚线140A与140B之间，即在帧150与154的中点之间处理。在这个阶段所有信号处于最低iDTF帧速率，诸如可以是2.5Gbps。注意，在这里的情形中，四等分的高比特率(10G比特)信号在组帧器150A处从四个分离的信号段重组装成一个完整的信号，而分离的较低速率(2.5Gbps)信号被独立地呈现给EO转换器149B以便于转换到光域中。注意，这些信号的定时或重定时在帧抖动成为问题的情况下也可能成为问题，特别是在重组装四等分的高速率(例如，10G比特)信号时。此问题在稍后的讨论中研究。

现在参考图16到21，图16到21更直接地涉及系统构架中时域之间的定时，它们示出用于将客户机信号负荷从一个时域异步计时到另一个时域中的DLM和TAM构架。图16更详细地示出异步定时构架的线路方或DLM发送方。DLM 160在信号信道161(1)...161(4)中从客户系统接口或TAM接收来自iDTF组帧器的iDTF传送帧格式的四个客户机信号或一多等分的客户机信号，并提供给iDTF额外开销处理器162(1)...162(N)，其中仅相对于其内先前已数字包封信号的iDTF帧定义iDTF帧额外开销。这些经数字包封信号可以在相应时钟CLK t₁、CLK t₂、CLK t₃和CLK t₄的时钟域中。然后，iDTF帧信号分别在其相应的时钟频率下被提供给解映射器/映射器164(1)...164(N(N)，其中N个iDTF传送帧被数字包封成一个DTF帧，并被重新计时到对所有四个解映射器/映射器164都相同的新时钟t₅。通常，单元162和164可被统称为DTF组帧器。这四个信号通道可具有其分离和独立的信号速率，从而其时钟速率可从额外开销中提取。它们不同的定时速率由不同的恢复时钟CLK t₁、CLK t₂、CLK t₃和CLK t₄表示，它们可基于其在解映射器/映射器164处恢复的时钟从单个节点基准时钟(诸如图8中所示的时钟40)提供，其中信号负荷作为iDTF帧包封信号随后从其第一时域(t₁、t₂、t₃和t₄)被重定时到DTF传送帧格式中的第二共用时域(t₅)中。由此，t₅时钟被用来将信号负荷重映射成DTF传送帧。在诸如FIFO等解映射器/映射器缓冲器的帮助下，客户机信号被重组帧到如前所述的具有通用线路频率或速率，例如线路速率11.1Gbps的新的时域中。所形成的四个DTF帧然后在交织器166处被字节交织，此后DTF帧额外开销由DTF OH处理器168插入，随后经由FEC编码器169在经交织的DTF帧的FEC部分中进行FEC编码和插入。

DLM发送方组帧器的一个重要特征是四个解映射器/映射器164可经由锁定器167锁定以满足调节要求。例如，如果四个信道包含四个独立的客户机信道，则无需锁定这四个单元164，并且这些信号从其相应的时钟CLKt₁、CLKt₂、CLKt₃和CLKt₄被定时到相同的t₅时钟。但是，当信道161上的四个信号是四等分的客户机信号时，诸如经分割的10G比特信号时会产生调节问题。在此情形中，锁定器167标志被激活或设定，以将所有单元164锁定到这些单元之一，诸如解映射器/映射器164(1)的调节要求，从而所有信道的定时将是完全相同的，并且分成部分的信号可在信号传输的远端接收端正确地重组装。

图17是定时构架的线路方或DLM接收方的更为详细示图。链路上的传入信号由DLM 170接收，并且首先在FEC解码器178处被FEC解码，随后在DTF OH处理器179处移除DTF额外开销的某些部分。然后是解交织四个DTF帧信号或信号部分，然后将其发送到相应的解映射器/映射器单元174(1)...174(4)上。单元174具有我们称之为时钟t₆的恢复时钟，因为t₅时钟是在发送方(图16)本地生成的，因此这些t₆时钟可能与t₅时钟不同。t₇时钟是此DLM 170上的本地基准时钟，用于计时输出来自四个单元174的输出。在解映射器/映射器单元174，解映射器提取通过单元FIFO转换的信号负荷，其中它被重映射到t₇时钟成为新的iDTF帧。应当理解，并再次提及，iDTF帧格式是此构架的节点元内的接口格式。iDTF帧随后在iDTF OH处理器172(1)...172(4)中处理以提供系统接口信道171(1)...171(4)上的客户机信号。并且，当解交织器176处的经解交织信号是客户机多等分信号时，在单元174上使用锁定器177来经由所接收的标志将其操作锁定到单元174之一的调节，从而当信号被集成在一起时调节都相同。

现在参考图18，图18示出接收方向上的10G比特模式TAM操作的特定示例。在TAM 180中，来自相应TAM的iDTF组帧的数据在四个信道181(1)...181(4)上提供给iDTF OH处理器182(1)...182(4)，它们提取一些iDTF额外开销以及填充字节检查和奇偶校验。一些iDTF帧额外开销保留。在解映射器184(1)...184(4)处，填充字节被移除，并且负荷时钟t₁₀被提取。该t₁₀时钟对10G比特模式或2.5G比特模式基本上是相同的，并带有一些时钟校正。接下来，负荷从iDTF帧中被提取，并以前述方式在t₁₀时钟速率下被插入到FIFO缓冲器中，并在t₁₁时钟速率下从缓冲器中被移除，其中t₁₁时钟是客户机信号负荷包络时钟。t₁₁时钟由精确PLL电路时钟生成，该PLL电路时钟是该网络构架中唯一需要的这样的晶体时钟。并且，因为此实施例是在TAM 180处的10G比特模式，所以锁定器187接收标志以将所有四个解映射器设定或锁定到一起进行相同的调节，从而抖动调节字节(PJO-M)被施加于客户机10G比特信号的所有四等分部分。被重定时到客户机信号负荷包络速率时钟t₁₁的客户机信号在字节交织器186处被解交织，以重新组装如产生该信号的发送终端网络元处的末端处所产生的客户机负荷。接下来，经重新组装信号由客户机PM或负荷监视器188检查以确定负荷中是否有任何过程错误，此后信号被发送给客户机设备。

现在参考图19，图19包含TAM 200，用于准备客户机10G比特模式信号的发送，以便于向DLM处的线路方组帧器转发。如图19中所示，10G比特模式客户机信号在信道209上接收，它一般是光域格式。该信号在客户机PM或性能监视器208处进行处理以检查信号错误。该信号然后被分频或解交织成四道或四个信道，在此因为有N道这也称为四等分。然后，在此情形中，映射器204(1)...204(4)处的每个信道负荷被包封或加载成iDTF帧，并被映射到单个本地基准时钟t₉而不需要PLL电路。并且，所需的填充字节数以先前结合表1所讨论的方式被添加到负荷中。应当注意，信号负荷速率越慢，必须向负荷添加以对不同客户机信号实现相同iDTF帧大小的填充字节就越多。这就是2.5G比特模式信号的填充字节比10G比特模式信号的多的原因。由此，t₉时钟对所有信号信道是一样的，并且锁定器207使其标志设定为将应用于所有映射器204的调节锁定到相同的调节字节，从而所有四个信道具有相同的信号定时。在映射器204处，填充字节被添加到信号负荷中，以使得所有信道信号长度相同，从而当N个iDTF帧(在此N等于4，但也可等于其它整数)在重复的基础上被插入和交织到单个DTF帧中，这将导致光传输网络中相应网络元之间具有相同的通用线路速率。并且，应当注意，t₈时钟是信号客户机的负荷时钟，并且取决于信号类型，该恢复的时钟可能互不相同。在此情形中，例如，此恢复时钟可以是图17中的t₇时钟。在信号映射成iDTF负荷帧之后，iDTF帧额外开销在iDTF OH处理器202(1)...202(4)处被添加，并经由四个信道或道210(1)...210(4)被发送给相应的DLM。

现在参考图20，图20示出接收方向上的TAM 190，它用于恢复从相应DLM发出的iDTF帧格式中的2.5G比特模式客户机信号。应当注意，四个信道191可包含来自具有不同基准时钟的四个不同DLM的客户机信号，这四个时钟在此被示为时钟CLK t_10-1、CLK t_10-2、CLK t_10-3和CLK t_10-4。iDTF传送帧的四个道191(1)...191(4)然后被传递给四个iDTF OH处理器192(1)...192(4)，其中iDTF额外开销的一部分从帧中被移除，然后2.5信号负荷在解映射器194(1)...194(4)处被接收，其中从由时钟t_10-1、t_10-2、t_10-3和t_10-4表示的信号实现时钟恢复。这些时钟在相应的DLM处产生，并且分别从这些信号中恢复。t₁₀时钟对于2.5 G比特模式和10 G比特模式可完全相同。客户机负荷经由解映射器194从iDTF帧被提取。因为有四个独立的2.5G比特信号，t₁₀时钟可为不同的时钟速率，或甚至其它专用信号速率，诸如2.1Gbps。这四个信号然后在时钟速率t_11-1、t_11-2、t_11-3和t_11-4下从解映射器194被计时输出，这四个时钟速率全部是不同的时钟速率，因为这些时钟速率可能不是完全相同的。并且，这一个或多个时钟是带有PLL电路的精确时钟，并且是本发明的包括使用调节字节来达到实际客户机信号时钟的构架中唯一需要的一个。这些信号然后在客户机负荷速率下被传送给客户机PM电路198(1)...198(4)，其中完成性能监视以检查错误，然后被传递给客户机设备。注意，在此情形中，没有标志被施加于锁定器197，因为有四个独立的2.56Gb信号。

现在参考图21，图21包含发送方向上的TAM 210，用于从客户机设备接收四个信道211(1)...211(4)上的四个不同的客户机信号，并且将其传送给客户机PM或性能监视器212(1)...212(4)以检查信号错误。然后，这四个独立的信号被传送给映射器214(1)...214(4)，其中恢复客户机信号时钟t_8-1、t_8-2、t_8-3和t_8-4。这些相应的时钟速率可以全部是稍有不同的时钟速率，因为它们是2.5Gbps下的独立客户机信号。然后，信号负荷用iDTF帧包封，并且填充字节经由来自表1的NSB1和NSB2被添加到每个帧中，从而映射器FIFO缓冲器的输出处的时钟速率是相同的帧时钟速率t₉，它是像基准时钟40等一样的简单的本地基准时钟。然后在iDTFOH处理器216(1)...216(4)处向经iDTF包封的信号提供iDTF额外开销，然后将其传送给一个或多个相应的DLM。注意，在此情形中，没有标志被施加于锁定器217，因为有四个独立的2.56Gb信号。

本领域技术人员将可理解，TAM 180、190、202和210可作为分离的客户机信号访问模块被提供，并被用作可从设备制造商的存货中得到的用于处理具有不同客户机信号负荷和速率的不同客户机信号的“现成”模块。可为具有非标准或专用负荷类型，例如2.3Gbps的新的客户机信号制造这样的TAM，其中新的NSB1和NSB2值相对于每个这样的新TAM模块被添加到上述表1，以满足该新客户机信号负荷类型的填充字节要求，并改变本地时钟速率以提供对新负荷类型的匹配。因此只要信号的比特率低于负荷包络速率，例如对于2.5G比特模式和10G比特模式分别是2.59Gbps或10.36Gbps，该构架就能以非常迅速的方式来容易地支持任何频率而只需要对TAM稍作修改。

应当理解，如对于图18和20所说明的接收方向上的、以及如对于图19和21所说明的发送方向上的10G比特模式和2.5G比特模式的信号处理可以在用于这些模式中的每一个的同一ASIC芯片电路中。

作为总结，在阅读和理解本发明的以上公开时，本领域技术人员将可认识到，在本发明的各种特征中，本发明的两个主导特征是(1)用于在网络元(NE)与终端元之间传送所有信号的单个信道速率，以及(2)使用填充字节将不同客户机信号的不同负荷数字包封成N个客户机方传送帧，以使每个帧大小等于预定值，然后这N个帧被包封成一线路方帧以便于在网络中传送。这N个客户机方传送组帧器可具有最低信号负荷速率，并且被用来将N个客户机信号或多等分的客户机信号数字包封成具有较高负荷比特率的N个部分或段。在多等分信号的情形中，N个组帧器被锁定到一起，并且由其中一个组帧器对所有组帧器强加调节，因为客户机信号已被分段。在此情形中，这N个组帧器的帧速率可以是最低信号负荷速率，从而N乘以最低信号负荷速率基本上就是被分段的信号负荷速率的信号速率。但是，在最低信号负荷速率下的独立客户机信号不被锁定用于调节，因为无论实在稍微不同的帧速率还是完全不同的帧速率下它们均可独立地操作。由此，独立调节被强加在每个N组帧器上。以上的基本示例是接受4个独立的2.5Gbps信号以进行数字包封的四个组帧器，其中组帧器调节未被锁定的，并且一个10Gbps信号被分段(四等分)成对应于四个组帧器的四个子部分，其中组帧器调节被锁定，因为这些组帧器包含一个原始客户机信号的各个部分。在多组帧器的调节锁定的情形中，诸如在10G比特信号的情形中，当分段的信号部分经由组帧器FIFO全部被计时到相同的时钟速率时，对一个客户机方帧(iDTF帧)的调节对每个其它客户机方帧都是相同的。否则将需要附加的额外开销来对每个分段的信号部分进行独立的调节，从而分离的各个部分稍后可被重新组合以提供原始客户机信号。要处理的额外开销越多，就需要越多的电路逻辑来处理额外开销和调节。通过使用本发明的锁定方案，分段的信号部分总是被对齐，因此附加的额外开销是不需要或不必要的。在多组帧器不锁定以实现应用于每个组帧器的独立调节的情形中，四个独立信号可使用FIFO映射到同一时钟域。但是，调节字节可以是完全不同的，因为独立信号的信号帧未必全部具有相同的时钟速率。在多个信号当中，组帧器中的相对延迟或等待时间是不重要或不相关的，因为在沿网络跨距的某个点处，信号在任何情形中均将变成独立地分离。

尽管结合了数个具体实施例对本发明进行了说明，但是本领域技术人员可显见，在以上说明的启发下，用于执行预期功能以实现本申请中所阐述的这些结果和优点的许多进一步的替换、修改和变更将是可容易地预见和明确的，并且这样的修改和变更被认为是落在本发明的范围之内。例如，尽管更为复杂和昂贵，但是像在G.709的情形中一样向线路方帧添加附加的层额外开销也是落在所公开的构架范围之内的，从而10G比特信号可用与包封成OTU2帧相同的方式直接包封成客户机方帧，从而可用额外开销的新层在传输的末端重新同步这些信号帧。这是无需分段这些信号，也无需使用将多个组帧器锁定到一起进行信号调节然后进行直接交织的概念即可实现的。并且，可以认识到，所公开的构架的原理还适用于纯粹在远程通信网络的电域中传送而不在光远程通信网络中使用的电光(EO)和光电(OE)交换类型中传送的电通信信号的传送。由此，本文中所说明的本发明旨在涵盖落在所附权利要求中的所有这些替换、修改、应用和变更。并且，本领域技术人员将可容易地认识到，所说明的所有参数、尺度、材料和配置都仅仅是示例性的，并且具体是取决于应用或使用本发明的特定应用。并且，两个或多个特征、系统、装置、材料和/或方法的任一组合，无论其是否相互不一致，都被包括在本发明的范围之内。包括诸如“包含”、“包括”、“承载”、“具有”、“含有”等措词的过渡词或短语应被诠释为开放式的，即意味着“包括但不限于”。

Claims (45)

1.一种可在具有多个网络元的传输网络中使用的通用组帧器，包括：

第一数字帧，用于包封具有不同负荷速率的客户机信号，以便于进行元内传送；

第二数字帧，用于将N个所述经包封第一数字帧包封成一第二数字帧，以使得经包封第二数字帧在所述传输网络的网络元之间的节点内传送的线路速率对任何客户机信号基本上都相等。

2.如权利要求1所述的通用组帧器，其特征在于，还包括填充字节，所述填充字节结合所述第一数字帧一起使用，以确保经包封客户机信号的所述第一数字帧的长度全部相等。

3.如权利要求2所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节被设在所述经包封第一数字帧的一个部分中。

4.如权利要求3所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节被设在所述经包封第一数字帧的负荷部分中。

5.如权利要求3所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节沿着负荷部分的长度分布。

6.如权利要求3所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节沿着作为N个负荷组的所述负荷部分的长度分布，每个所述组包含一负荷部分和一填充字节部分。

7.如权利要求6所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节均匀分布在N-1个负荷组中，并且最后的第N个负荷组包含所述填充字节中的其余字节。

8.如权利要求7所述的通用组帧器，其特征在于，所述第N负荷组相对于所述N-1个负荷组可具有相同数目或不同数目的所述填充字节。

9.如权利要求2所述的通用组帧器，其特征在于，当从所述经包封第一数字帧提取所述客户机信号时，所述填充字节被从所述经包封第一数字帧中移除。

10.如权利要求2所述的通用组帧器，其特征在于，所需填充字节的数目是从客户机信号负荷速率确定的。

11.如权利要求10所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节数目是从所述客户机信号的额外开销部分检索的。

12.如权利要求10所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节数目是由所述组帧器在从所述客户机信号额外开销部分识别出客户机信号类型时从表中检索的。

13.如权利要求1所述的通用组帧器，其特征在于，所述线路速率等于客户机负荷频率乘以可变额外开销比(V-OHR)，其中所述额外开销比相关于客户机信号负荷类型而改变。

14.如权利要求1所述的通用组帧器，其特征在于，还包括用于缓冲所述信号负荷从所述第一帧经包封客户机信号的第一时钟域到所述第二帧经包封客户机信号的第二时钟域的转换、以及从所述第二时钟域到所述第一时钟域的转换的装置。

15.如权利要求14所述的通用组帧器，其特征在于，所述缓冲装置是循环缓冲器。

16.如权利要求14所述的通用组帧器，其特征在于，所述缓冲装置是FIFO。

17.如权利要求1所述的通用组帧器，其特征在于，还包括用于缓冲所述客户机信号负荷从客户机信号时钟域到所述第一帧经包封客户机信号的转换、以及从所述第一帧经包封客户机信号到所述客户机信号时钟域的转换的装置。

18.如权利要求17所述的通用组帧器，其特征在于，所述缓冲装置是循环缓冲器。

19.如权利要求17所述的通用组帧器，其特征在于，所述缓冲装置是FIFO。

20.一种用于在通信网络的网络元之间传输客户机信号的传输系统，包括：

客户机方帧格式，用于包封往返客户机信号设备的任意格式类型的客户机信号；

所述客户机方帧格式包括多个客户机方帧，通过将填充字节插入到每个所述客户机方帧中，所述多个客户机方帧对于任意类型的客户机信号负荷均具有基本相同的大小；

线路方帧格式，用于将N个所述客户机方帧包封成一个线路方帧，以使得所有所述线路方经包封信号在所述网络的节点元之间具有相同的线路速率。

21.如权利要求20所述的传输系统，其特征在于，所述客户机信号的所述客户机方帧格式是标准格式或专用格式。

22.如权利要求20所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节被设在所述客户机信号的负荷部分中。

23.如权利要求22所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节沿所述负荷部分的长度分布。

24.如权利要求20所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节沿作为N个负荷组的所述客户机信号的负荷部分的长度分布，每个所述组包括一负荷部分和一填充字节部分。

25.如权利要求24所述的通用组帧器，其特征在于，所述填充字节均匀地分布在N-1个负荷组中，并且最后的第N个负荷组包含所述填充字节中的其余字节。

26.如权利要求25所述的通用组帧器，其特征在于，所述N个负荷组相对于所述N-1个负荷组可具有相同数目或不同数目的所述填充字节。

27.一种用于处理传输网络中的传入和传出客户机信号的网络元，包括

第一电路卡，用于将客户机信号映射成客户机方帧或从所述客户机方帧中解映射出客户机信号；

第二电路卡，用于将所述客户机方帧映射成线路方帧或从所述线路方帧中解映射出所述客户机方帧；

每个所述线路方帧包含N个客户机方帧，其中所述线路方帧的网络传送的线路速率是相等的；

所述第一电路卡是多个第一电路卡之一，其中对与所述第二电路卡一起工作的卡的选择取决于所要传送的客户机信号负荷速率的类型，从而一个或多个所述第一电路卡被选择性地耦合到所述第二电路卡，以便于传送不同客户机信号负荷类型的一个或多个客户机信号。

28.如权利要求27所述的网络元，其特征在于，所述网络元包括终端网络元、中间网络元、分/插网络元或多路连接网络元，所述多路连接网络元具有两个以上的双向信号连接以用于接收和重定向往返于所述网络元的客户机信号。

29.如权利要求28所述的网络元，其特征在于，所述多路连接网络元具有至少四个全向连接，用于沿往返所述网络元的至少四条路径发送和接收客户机信号。

30.如权利要求27所述的网络元，其特征在于，每个所述第一电路卡处理具有相同负荷类型和速率的一个或多个客户机信号。

31.如权利要求27所述的网络元，其特征在于，还包括向所述网络元添加的附加的所述第二电路卡，用于适应由所述第一电路卡处理的附加客户机信号。

32.如权利要求27所述的网络元，其特征在于，附加的所述第一电路卡稍后被耦合到所述第二电路卡，用于适应附加的新的客户机信号通信。

33.如权利要求31所述的网络元，其特征在于，还包括向所述网络元添加的附加的所述第二电路卡，用于适应由所述第一电路卡处理的附加的客户机信号。

34.一种通用地适应传输系统中具有任意类型的负荷类型和速率的任何客户机信号，以在网络中的网络元之间发送客户机信号的方法，包括以下步骤：

将客户机信号映射成第一传送帧；

在所述第一传送帧中添加填充字节，以使每个第一传送帧的大小对于要在第一传送帧中传送的所有客户机信号负荷类型均相同；

将多个第一传送帧映射成第二传送帧；以及

通过所述网络传送所述第二传送帧。

35.如权利要求33所述的方法，其特征在于，包括将N个第一传送帧映射成每个第二传送帧的步骤，其中N是整数。

36.如权利要求33所述的方法，其特征在于，包括基于所述客户机信号负荷类型和速率来确定要向所述第一传送帧添加的填充字节的数目。

37.如权利要求33所述的方法，其特征在于，所述第二传送帧的传送速率对被映射成所述第一传送帧的所有客户机信号基本上相等。

38.如权利要求33所述的方法，其特征在于，所述将第一传送帧映射成第二传送帧的步骤包括将第一时域内所述第一传送帧中的客户机信号负荷映射成第二时域内的第二传送帧的步骤。

39.如权利要求33所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

在同一或不同的网络元处接收所述第二传送帧中的客户机信号；

将所述第二传送帧信号解映射成所述第一传送帧信号；

从所述第一传送帧移除所述填充字节；以及

从所述第一传送帧提取所述客户机信号。

40.如权利要求38所述的方法，其特征在于，所述将第二传送帧解映射成第一传送帧的步骤包括将第二时域内第二传送帧中的客户机信号负荷解映射成第一时域内的第一传送帧的步骤。

41.一种方法，包括以下步骤：

42.开始时使用具有三个线路方(DLM)卡和三个客户机方(TAM)卡的中间网络元，其中两个分别在所述网络元的东端口和西端口；

连接第三线路，且新客户机方卡被耦合到所述网络元的分/插端口以将新的客户连接到所述客户机方卡；以及

激活所述第三线路卡和所述新客户机方卡。

43.如权利要求40所述的方法，其特征在于，附加的新客户机方卡被添加在所述分/插端口处，用于适应客户机信号通信的客户机增长和/或适应可访问所述分/插端口的新客户机信号。

44.如权利要求41所述的方法，其特征在于，所述分/插端口处的附加适应是通过添加附加的客户机方卡以便于与所述第三线路方卡的耦合通信来提供的。

45.一种方法，包括以下步骤：

提供一组客户机方(TAM)信号处理卡，用于在网络元上不同的客户机支流与网络元处的线路方卡之间对接；

从所述组中选择一个客户机方卡以匹配所要传送的客户机信号的要求；以及

将所选择的客户机方卡与所述网络元中的一个线路方卡耦合，以提供通过网络的传送。

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