JP4925464B2 - 任意のクライアントペイロードおよびフォーマットタイプのクライアントシグナルのトランスポートのための汎用デジタルアーキテクチャ - Google Patents

任意のクライアントペイロードおよびフォーマットタイプのクライアントシグナルのトランスポートのための汎用デジタルアーキテクチャ Download PDF

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Description

本発明は、概してデジタル通信システムに関し、より具体的には、任意の望ましい信号フォーマットの第１のデータフレームのデータ信号を第１のドメインから第２のデータフレームを有する第２のドメインへ、そこから、光リンクであってよく、第３のドメイン内のデータフレームの速度が１つまたは多数の光リンクを備える光ネットワーク全体にわたって一定に維持されている第３のデータフレームを有する第３のドメインへマッピングする手段によって非同期的に動作するように設計された光伝送ネットワークにおけるデータ信号のトランスポートに関する。
導入部
本発明書において使用する場合、「速度（レート）」および「周波数」という用語は同じ一義性を有する。また、伝送ネットワークの端子または伝送ネットワークの端子ノードや中間ノード、特に、光伝送システム、および光伝送ネットワーク（ＯＴＮ）プロトコルに従うネットワークに例示されたようなものについて、本明細書の発明の配備に関する議論がある。本明細書において使用する場合、ネットワーク「ノード要素（ＮＥ）」への言及は、ネットワークの追加／ドロップノード、ネットワーク内の複数の接続ノード（４接続ノードなどの双方向接続より大きいトラフィックを扱うこと等）、または利得ノード（アナログ増幅器ノードまたは再増幅を含むデジタルノード等）を含むがこれらに限定されない信号「中間ノード」と、信号「端子ノード」との両方に及ぶことを意図しており、後者は、トランシーバノード、トランスミッタノード、レシーバノード、またはトランスポンダノードである。この接続において、端子は侵入モードにおいて位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を持つ１つの正確な発振器を使って動作することができるが、本発明によると、任意の中間ノードにおいて該当するＰＬＬクロックを用いる必要はなく、代わりに、より安価なローカル基準クロックを配備してよい。
関連技術の説明
「Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ ｔｈｅ ｏｐｔｉｃａｌ ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｎｅｔｗｏｒｋ（ＯＴＮ）」と題されたＩＴＵ−ＴＧ．７０９、ＯＴＮアーキテクチャのための国際標準案は、ＳＯＮＥＴおよびＳＤＨに加え、ＡＴＭ、ＩＰイーサネット（登録商標）、ＴＤＭブロードバンドサービス等、現行のパケットワービスを、透過的にできるだけ短いスタックを介して、すべてのクライアントサービスに強化された信号増幅およびネットワーキング機能を提供する単一のネットワークに収束することを意図している。ＳＯＮＥＴのように、ＯＴＮアーキテクチャは、ネットワークを通じたトランスポート機能がデジタルまたは電気／電子ドメインにおいて同期すると想定している。Ｇ．７０９ネットワークノードの侵入において受信されたデータフレームは、ノードにおいて同一のフレームレートで再伝送される。Ｇ．７０９仕様書は、例えば、ＯＴＮの侵入および脱出において、ＳＤＨ ＳＴＭ−６４プロトコルデータをＧ．７０９ ＯＴＵ２データフレームに、およびその逆に、どのようにして同期または非同期にマッピングするかも定めている。Ｇ．７０９仕様書は、現時点で、同期、非同期にかかわらず、どのようにしてＩＥＥＥ８０２．３ａｅ １０ ＧｂＥプロトコルデータをＧ．７０９データフレームにマッピングするかについては定めていない。
ＳＯＮＥＴは、所定の速度の１つ以上のデータストリームをより速いデータ速度ストリームに組み合わせること、および高速データ速度ストリーム全体を逆多重化することなく１つ以上のデータストリームを抽出することができるという主な利点を有する単一タイミングアプローチを用いる。Ｇ．７０９プロトコルは、基本的に、ネットワークの中間点、すなわち光交差接続、光追加／ドロップマルチプレクサ等は、デジタルラッパーがデータの非同期マッピングまたはデマッピングを提供する場合、またはネットワーク侵入または脱出においてオーバーヘッドが配備される場合であっても、それぞれ同期方式で動作することを想定している。これは、例えば、元のトランスミッタノードのクロックを「再取得」するために各ノードにおいて正確なクロッキングを提供することが必要であるため、追加システムコスト（ＣＯＧＳ）を生み出す結果となる。正確なクロッキングは、その他必要なシステムコンポーネントに併せて、コスト高、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路および高価な水晶発振器の利用を伴う。
プレシオクロナスクロッキングシステムにおいて、ネットワーク内の各サブシステムまたはノードは、異なるサブシステムが、少なくともわずかに異なる周波数で動作しているよう、自身のローカルクロック発生を有するように設計される場合がある。異なる周波数を調整するため、ビットスタッフィング技術が用いられる。ビットスタッフィングは、当該分野において多くの異なる技術専門領域でよく知られている。結合位相ロックループ／遅延ロックループアプローチを使ってクロック誤差を扱う手法を含む、プレシオクロナスクロッキングシステムについて考察したさらなる背景については、例えば、２００２年６月２０日に公開されたＴａｎｇらの特許文献１を参照のこと。
前述したように、標準Ｇ．７０９デジタルラッパーにおいて、ペイロード信号は同期および非同期マッピングという２つの手法でデジタルラッパーにマッピングすることができる。同期マッピングの場合、デジタルにラップされた信号周波数は、着信ペイロード信号周波数×固定オーバーヘッド率（Ｆ−ＯＨＲ）と完全に等しい。着信ペイロード信号周波数がわずかに変動した場合、当該変動はデジタルにラップされた信号周波数と相対的に追跡記録される。追跡は、ジャスティフィケーション機構の間ずっと行われる。非同期マッピングの場合、デジタルにラップされた信号周波数は、ペイロードエンベロープ周波数×固定オーバーヘッド率（Ｆ−ＯＨＲ）と等しい。ペイロードエンベロープ周波数は、ラッパーによって生成され、着信ペイロード信号に周波数ロックされない。ペイロードエンベロープと着信ペイロード信号との間の周波数誤差は、ある種のジャスティフィケーション機構によって調整される。
従来の同期および非同期マッピング両方の場合において、デジタルにラップされた信号周波数はペイロード信号周波数で計られる。デジタルにラップされた信号は、ペイロード信号が異なる公称周波数である場合、異なる周波数で動くであろう。例えば、ＯＣ１９２の公称周波数は９．９５３２８Ｇｂｐｓ（±２０ｐｐｍで変動）である。ＯＣ１９２ペイロード信号がたまたま９．９５３２８Ｇｂｐｓ＋１０ｐｐｍである場合、同期にマッピングされたＧ．７０９信号は９．９５３２８×Ｆ−ＯＨＲまたは２５５／２３７Ｇｂｐｓ＋１０ｐｐｍとなるであろう。信号が非同期にＧ．７０９にマッピングされ、ローカル基準周波数オフセットが−５ｐｐｍである場合、非同期にマッピングされたＧ．７０９信号は９．９５３２８Ｇｂｐｓ−５ｐｐｍとなるであろう。実際のペイロード信号周波数（＋１０ｐｐｍオフセット）とペイロードエンベロープ周波数（−５ｐｐｍオフセット）との間の１５ｐｐｍ周波数誤差は、ジャスティフィケーション機構によって吸収される。
ペイロードタイプが１０ＧｂＥ ＬＡＮ ＰＨＹである場合、公称ペイロード周波数は１０．３１２５Ｇｂｐｓ（±１００ｐｐｍで変動）である。同期にマッピングされたＧ．７０９信号は、１０．３１２５×２５５／２３７Ｇｂｐｓ±１００ｐｐｍのＦ−ＯＨＲとなるであろう。周波数オフセットは、実際のペイロード信号周波数オフセットと同一である。非同期にマッピングされたＧ．７０９信号は、１０．３１２５×Ｆ−ＯＨＲまたは２５５／２３７Ｇｂｐｓ＋ローカル基準周波数オフセットに関連するオフセットとなるであろう。ＯＣ１９２ペイロードタイプを持つＧ．７０９信号周波数は、１０ＧｂＥペイロードタイプを持つＧ．７０９信号とは大きく異なることがわかる。
当該技術分野においては、周波数誤差がそれぞれスペアビットまたはバイトの同期されたデータ信号への挿入またはそこからの除去によって作り出されるよう、負または正のビットスタッフィングによって同期されたデータ信号周波数より高いまたは低い周波数で着信非同期データ信号を変換することも知られている。例えば、２００１年９月２０日に公開されたＲｕｄｅの特許文献２を参照のこと。また、特許文献３も参照のこと。その他のスキームにおいて、スタッフバイトは、２００４年３月４日に公開されたＷａｌｋｅｒらの特許文献４において例示されているように、負のスタッフ動作に関連するデータバイトであってよく、または正のスタッフ動作に関連するスタッフバイトであってよい。
前述のシステムが同期であるか非同期であるかにかかわらず、異なるタイプのクライアント信号の異なる信号速度を調整する極めて正確なＰＰＬ水晶クロッキングコンポーネントを提供することなしに、信号伝送ネットワークにおいて任意の種類のデータ速度を有するありとあらゆる種類のクライアント信号のトランスポートを実現する手段はない。
米国特許出願公開第２００２／００７５９８０号明細書（米国特許出願第１０／０２９，７０９号明細書） 米国特許出願公開第２００１／００２２８２６号明細書（米国特許第６，４１５，００６号明細書） 米国特許第５，７５７，８７１号明細書 米国特許出願公開第２００４／００２２８２６号明細書
本発明の目的は、上述の不利点を克服する伝送ネットワークを実現することである。
本発明の別の目的は、標準か独自の信号にかかわらず、汎用デジタルトランスポートネットワークの配備を通じて伝送される、クライアント（顧客）の任意の信号をトランスポートすることができる、改良された伝送システムを提供することである。
本発明の別の目的は、任意の種類の専用クライアントペイロードレートを有する任意のタイプのクライアント信号用のその他の種類の信号トランスポートシステムへの、伝送ネットワーク上における単一チャネル速度の提供である。
（発明の要旨）
本開示は、同じ所定値の各クライアントフレームサイズをレンダリングするためにスタッフバイトを使用した、異なるクライアント信号ペイロードのＮ個のクライアント側フレームへのデジタルラッピングの提供を含み、Ｎ個のフレームは次いで回線側フレームへインターリーブまたは多重化され、それらのフレームはすべて同じフレーム速度を有する。
本開示は、ありとあらゆる信号フォーマットプロトコルと容易に互換性が保て、該当の異なるタイプのクライアント信号をすべて同じまたは汎用回線速度でネットワーク上においてトランスポートするネットワークシステムをレンダリングするためのクライアントまたは顧客独自の速度に加え、ＳＴＳ４８およびＳＴＳ１９２の場合等の異なるペイロードレートを有する、異なるクライアント信号フォーマットの効率的かつ普遍的なトランスポートを提供する非同期クロッキングシステムの利用を含む。
汎用フレーマは複数のノード要素を有する伝送ネットワークにおいて配備され、ここでフレーマは相互ノード要素トランスポートのために異なるペイロードレートを有するクライアント信号をラップするための第１のデジタルフレームと、前記伝送ネットワークのノード要素間における前記ラップされた第２のデジタルフレームインターノードトランスポートの回線速度が、トランスポートされたいかなるクライアント信号についても同一であるように、前記ラップされた第１のデジタルフレームを第２のデジタルフレーム内にラップするための第２のデジタルフレームとを含む。したがって、伝送ネットワーク、特に光伝送ネットワークにおいてトランスポートされるクライアント信号は、異なるペイロードエンベロープレートを有し、デジタルノード要素内の相互トランスポートのためのクライアント側においては、クライアント脱出側から第１のトランスポートフレーム（本開示においては、相互ノードまたは内部デジタルトランスポートフレームであるｉＤＴＦフレームとも称する）へデジタルにマッピングされ、さらに、第１のトランスポートフレームの中で行われるバイトスタッフィングを通じて、ネットワークまたはリンクにわたる相互トランスポートのために、第２のトランスポートフレーム（本開示においてはデジタルトランスポートフレームであるＤＴＦとも称する）へデジタルにマッピングされることができ、その速度がネットワークトランスポート信号速度を下回るものである限り、任意の信号周波数をサポートするネットワーク全体にわたって常に汎用フレームレートを均一に有するためにＤＴＦフォーマットを提供する。クライアント信号侵入側において、信号は第２のトランスポートフレーム（ＤＴＦフォーマット）から、スタッフバイトが除去され、したがってさらなるトランスポートの前に中間ノード要素（支流アダプタモジュールまたはＴＡＭとしても知られている）において処理される第１のトランスポートフレーム（ｉＤＴＦフォーマット）へデジタルにデマッピングされるか、または、クライアント設備における受信のためのクライアントペイロードエンベロープレートでクライアントペイロードを備えるクライアント信号を複製またはリアセンブルするために、第１のトランスポートフレーム（ｉＤＴＦフォーマット）からデジタルにデマッピングされる。
開示されている様々な特徴のうち、２つの主要な特徴は、（１）ネットワークノード要素と端子ノード要素との間にあるすべての信号のトランスポート用の単一のチャネルまたはネットワーク速度、および（２）各フレームサイズを所定値と等しくレンダリングするためにスタッフバイトを使用して異なるタイプのペイロードをＮ個のクライアント側（ｉＤＴＦ）フレームへデジタルにラッピングし、これが次いでネットワークにおける同じ高速回線速度でのトランスポートのために回線側（ＤＴＦ）フレームへインターリーブされるかまたはラップされること、である。クライアント側フレーマは、例えば、並列なＮ個のクライアント信号にデジタルにラップする、またはＮ個の部分に多分割されたクライアント信号にデジタルにラップするために、遭遇した最低信号速度で動いていてよく、これら２つの異なるクライアント信号は異なるペイロードレートを有する。
したがって、本開示は、クライアント信号設備との間でやりとりするあらゆるフォーマットタイプのクライアント信号をラップするためのクライアント側フレームフォーマットを含む、通信ネットワークにおけるネットワークノード要素間のクライアント信号の伝送のための伝送システムを対象としたものであり、当該クライアント側フレームフォーマットは、各クライアント側フレームへのスタッフバイトの挿入によっていかなるタイプのクライアント信号についても実質的に同じサイズにレンダリングされたクライアント側フレームと、回線側ラップされた信号がすべて前記ネットワークにおけるノード要素間で同じ回線速度を有するように、前記クライアント側フレームのＮを前記回線側フレーム内にラップするための回線側フレームフォーマットとを有する。
より具体的には、標準および独自の両方を含むいかなる信号プロトコルも、例えばｉＤＴＦフレーム等、固定フレームバイト速度を有するクライアント側ペイロードエンベロープにマッピングされる、すなわち、このデジタルにラップされたフレームのバイト速度はクライアントから受信したいかなる信号タイプについても常に同じである。この同じビットまたはバイト速度を常に実現するため、スタッフバイトまたはビットは、クライアント信号ペイロードもしくはオーバーヘッド（ＯＨ）またはＦＥＣもしくは前述の任意の組み合わせに置かれるまたは分配される等、フレームラッパーに挿入され、そのためフレーム速度はすべてのクライアント側フレームについて絶えず同じである。等しいサイズのＮ個の該当するクライアント側フレーム（現在Ｎは４と等しくてよいが、より高い、または低い値であってもよい）は、回線側フレーム、例えばＤＴＦフレームにインターリーブ（ラップ）される。フレーム内にどの信号があるか、またはどのような種類の信号がトランスポートされているかは重要ではない。次いで、クライアント側フレームのラッピングにおいて、単純なフラグを利用して、後に詳しく説明するが、ＳＴＳ１９２信号の場合のようにこれらのＮ個のフレームを同じジャスティフィケーション（ＪＣバイト）ならびに同じＮＳＢ１およびＮＳＢ２にロックするか、またはこれらＮ個のフレームをロックしないで個別のジャスティフィケーション（ＪＣバイト）が、異なるＳＴＳ４８信号の場合のように、ジャスティフィケーション（ＪＣバイト）ならびにＮＳＢ１およびＮＳＢ２値について独立して扱われることを可能にするかのいずれかであり、かつ、ＡＳＩＣチップにおいて配備される等、同じ回路論理を使用して、異なる信号フォーマットにおいてこれらのタスクを実現する。また、前述に関してさらに重要な特徴として、各ネットワークノード要素内のバックプレーンおよびクロスポイントスイッチングが例えば遭遇した最低クライアント信号速度、例えば２．５Ｇｂｉｔ粒度で行われ、そのため、２．５Ｇｂｉｔ信号フォーマット（従来型、例えば、標準）、２．７Ｇｂｉｔ信号フォーマット（非従来型、例えば、独自）、９．１Ｇｂｉｔ信号フォーマット（非従来型、例えば、独自）、または１０Ｇｂｉｔ信号フォーマット（従来型、例えば、標準）のいずれがトランスポートされても、クライアント側フレームセットアップは、同じＡＳＩＣチップおよびＩＣ信号処理チップを使用して、いずれのタイプのフォーマットも追加コストを必要とすることなくトランスポートする。したがって、同じ設備は、標準または独自ペイロードレートを有するその他の信号に加えて、ＳＴＳ４８およびＳＴＳ１９２信号の両方を容易に扱うことができる。
当業者の中には最初いくぶん微妙であるように見えるかもしれないが、前述の説明は、２．１または２．３Ｇｂｐｓ（Ｇｂ／ｓ）等の異なる非標準信号を有する、異なる信号フォーマットは支流アクセスモジュール（ＴＡＭ）内の同じクライアント側フレームへデジタルにラップまたはマッピングすることができるため、追加の該当するモジュールまたはＴＡＭは現行のプロトコルタイプ（ＳＴＳ４８およびＳＴＳ１９２）または異なる独自プロトコルタイプを持つモジュールのさらなる信号の新しいトラフィック要求を満たすために追加することができる、という点で、現行のまたは既知の信号ネットワークシステムには見られない「プラグアンドプレイ」アーキテクチャのアプローチをサポートするものである。現行の回路論理は、クライアント側デジタルラッパーアーキテクチャによってサービスキャリアプロバイダに追加のコストなく、これらの追加のまたは異なるプロトコル信号を扱うことができる。これは、特定の信号ペイロードタイプまたは同じ信号トランスポート速度の新しいＴＡＭまたはクライアント側支流モジュールは、回線側デジタルラッピングに関与する、事前にインストールされた同じ回線側モジュール（デジタル回線モジュールまたはＤＬＭとしても知られている）を使用してインストールすることができるため、特に追加／ドロップネットワークノードにおいて有用となり得る。新しいＤＬＭ／ＴＡＭノード側は、例えば、アーキテクチャに応じて、場合によっては該当する従来のノード要素システムよりも低いコストで、ＯＥＯ信号再生を含む新しい追加／ドロップ部位を提供するために、現行の光増幅器部位に容易に追加することができる。したがって、異なるフレーム速度を持つ、任意の異なるまたは新しい信号フォーマットまたはプロトコルは、回線側（ＤＴＦ）フレーマから離れたクライアント側（ｉＤＴＦ）フレーマによってデジタルにラップされることができ、Ｎ個のクライアント側フレームをラップする回線側フレーマが、常に同じままであり、異なる動作周波数、ペイロードレート、およびフレーム速度を持つ新しい信号フォーマットのために変更または再設計する必要がない回線側速度を有するよう、結果として常に同じクライアント側信号フレームサイズにする。
概して、光伝送システムまたはネットワークのためのアプリケーションについて前述の原理を論じたが、当業者には、開示されている動作の原理は、異なるペイロードレートの電気信号トランスポートを扱うことができるデジタル伝送システムにおける電気信号の伝送またはトランスポートにも同様に適用できることが容易に明らかとなるであろう。
ＯＴＮトランスポートデータフレームは、端子ノード要素と中間ノード要素との間、またはネットワークの中間ノード要素間で単一の回線周波数または速度を有する非同期伝送ネットワークを可能にするように修正されてもよく、ここでデジタルにラップされた信号周波数はペイロード周波数×可変オーバーヘッド率（Ｖ−ＯＨＲ）に等しく、この率は特定のクライアント信号ペイロードタイプに関連して変動する。
開示されている光伝送ネットワークは、可変オーバーヘッド率（Ｖ−ＯＨＲ）の利用によって、本質的に非同期である。先行特許出願第１０／２６７，２１２号に開示されているように、本明細書におけるネットワークシステムと連動して使用されるネットワークアーキテクチャは、ＯＥＯ信号再生を効果的に利用する、すなわち、信号再生に加えて、例えばＦＥＤ符号化、復号化および再符号化、信号増幅、信号再形成、信号リタイミング、信号周波数変換等の伝送機能障害を訂正するためにいかなる電子リコンディショニングも扱う。特許出願第１０／２６７，２１２号に示されているように、設計者による将来の光伝送ネットワークの最近の動向は、ＯＯＯ信号再生および光交差接続スイッチングを含む、事実上すべて光学的であるシステムを持つ該当のネットワークを設計することである。しかしながら、ＯＥＯ信号再生のコストは、それらのペイロードサイズまたはペイロードエンベロープレートにかかわらず、将来のクライアント信号に加えて現在のものの普遍的な受け入れを可能にするアーキテクチャとともに、ＩＣおよび／またはＡＳＩＣチップに加えて光集積回路チップを用いることによって、効果的に削減することができる。光伝送ネットワークは、水晶発振器およびその他の高価なシステムコンポーネントを持つ位相ロックループ（ＰＬＬ）制御等、コストのかかるクロッキング装置を用いる複雑なネットワーク同期スキームなしに、単一のローカル周波数クロックと非同期に動作するよう設計された中間ノード要素を持つ非同期クロッキングシステムを含む。非同期ネットワーク動作は、任意の信号データプロトコルを利用して任意のクライアント信号の非同期リマッピングを提供し、ここでトランスポートされた信号について回線側周波数が常に同じであり、終端または中間ノード要素におけるローカル周波数は、ペイロードタイプおよびそのオーバーヘッド率（ＯＨＲ）に従ってローカル基準クロックに設定されている、すなわち、オーバーヘッド率は、回線速度または周波数と将来の任意のクライアント信号ペイロードタイプに加えてクライアント信号ペイロードレートタイプ用のクライアント信号ペイロードレートとの間の望ましい誤差を満たすために変動する。例として、ペイロードタイプはＯＣ１９２またはｌ０ＧｉｇＥのいずれかであってよいが、伝送ファイバまたは媒体上におけるそれらの個別の回線速度または周波数は、常に同じ同一の回線速度となる。このように、光トランスポートリンク下において中間ノード要素におけるローカルクロックのどの周波数が元のクライアントペイロード周波数と同じまたはそれに相応するかを判定するための、どの回線速度であるかについての根拠のない予測（試行錯誤）または仮決定はない。
非同期デジタルトランスポートネットワーク（ＡＤＴＮ）は、部分的に、終端または中間ノード要素において光−電子−光（ＯＥＯ）変換を利用する、ＩＴＵ−ＴのＧ．７０９ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＯＴＮ）に基づく場合があるが、ここでノード要素は本質的に、高価なＰＬＬ制御等、複雑でコストのかかるネットワーククロック同期スキームなしに、互いに関して非同期に動作する。非同期ネットワーク（ＡＤＴＮ）動作は、例えば、ネットワーク全体を通じて一定の速度であるが、中間ノード要素においては異なるクロック速度である回線側信号動作を有することによって実現されることができ、ここでローカルまたは相互速度は異なるクライアント側速度である。ノード要素における回線側信号速度とローカル基準クロック速度における誤差は、回線側のラップされたクライアント信号の非同期リマッピングを通じて調整される。
基本的に、ＯＴＮは、ノード要素（ＮＥ）内において、水晶発振器またはその他の高価なシステムコンポーネントを持つ位相ロックループ（ＰＬＬ）コントローラ等、コストのかかるクロッキング装置を利用し、一方、開示されているＡＤＴＮにおける非同期マッピングおよびリマッピングは、これらの通常は必要であり高価なシステムコンポーネントの削除を可能にする。この削除は、光伝送ネットワーク、ネットワークシステムおよびノード、またはネットワーク要素の製造におけるコスト全体を大幅に削減する。
したがって、信号ペイロード、オーバーヘッドおよび前方誤り訂正（ＦＥＣ）コードが第１の周波数で扱われ、ノード要素（ＮＥ）間の信号ペイロードオーバーヘッドおよび前方誤り訂正（ＦＥＣ）コーディングが第２の周波数で扱われる、異なるタイムドメイン内のクライアントペイロードおよびＧ．７０９オーバーヘッドを扱う方法および装置が開示されている。データフレーム構造における異なる動作周波数による時間誤差は、例えば循環バッファ等、レシーバオーバーヘッドプロセッサとトランスミッタオーバーヘッドプロセッサとの間のバッファに書き込む、またはそこから読み出すことを介して、ＯＤＵκオーバーヘッドおよびＯＰＵκオーバーヘッド等、フレーム構造において特定されたバイトを介して扱われる。システムアーキテクチャは、例えば、ＯＣ４８／ＳＴＭ１６、ＯＣ１９２／ＳＴＭ６４、ＯＣ６７８、１０ＧＥ ＬＡＮ Ｐｈｙ、２ｘＧｉｇＥまたは１０Ｇファイバチャネル（１０ＧＦＣ）およびその他のプロトコルならびに将来現われ得るそれらの標準を含むがこれらに限定されない、多数の異なるクライアント信号プロトコルを容易に扱うことができる。アーキテクチャが未知の将来のプロトコルを扱うことができる理由は、任意のネットワークノード要素（ＮＥ）間におけるクライアント信号の伝送が常に同じ回線速度で実現されることである。任意の介在または中間ノード要素における論理回路は、元のクライアント信号速度と効果的なペイロードレートと称しているものとの間に、クライアント信号ペイロードタイプに応じて可変の率であるオーバーヘッド率（ＯＨＲ）に関するオフセット情報のみ有していればよい。効果的なペイロードレートは、オーバーヘッド率（ＯＨＲ）を超える信号回線速度として定義される。Ｇ．７０９標準の場合、ＯＨＲは常に固定されたままである。本明細書の場合、ＯＨＲは、ネットワーク回線速度が常に固定されたままとなるよう、クライアント信号タイプの変化（異なる信号フォーマットまたはプロトコル）とともに変動する。異なる信号フォーマットまたはプロトコルが、例えば同じチャネルにおけるＧ．７０９信号およびＳＯＮＥＴ信号等、同じネットワーク中間ノードにおいて扱われる場合、異なる信号周波数を調整するため、信号パス内に２つの異なるＰＬＬクロッキング回路を有することが必要であろう。本方法および装置のデジタルラッピングおよび非同期クロッキングシステムを配備することにより、該当する回路は必要なくなる。クライアント側支流アクセスモジュールつまりＴＡＭの脱出側を除いて、単一のＰＬＬクロッキング回路が利用される場合、終端ノード要素に加え、中間ノード要素において異なるクライアント信号タイプまたはプロトコルを非同期方式で扱うために、分離した自走クロックが配備される場合がある。
開示されているさらなる特徴は、ペイロードデータフレームの各行におけるクライアント信号フレームペイロードに沿って分布した前方誤り訂正（ＦＥＣ）コーディングのフォーマットであり、それによって論理回路内の循環バッファの、第１のタイムドメインから第２のタイムドメインへ、または逆の、クライアント信号ペイロードの変換を可能にするために必要とされるサイズまたは容量を低減する。
したがって、つまり、本明細書のアプローチは、水晶発振器を用いるＰＬＬ回路を利用するよりも、中間または終端ノード要素におけるサブシステム回路内に自走クロックを配備することを可能にし、これはＯＴＮおよび現在のＧ．７０９プロトコルにおいて必要な同期クロック動作の必要性であり、それによってシステムコストが削減される。また、その中ではデジタル光ネットワーク（ＤＯＮ）と称される、上記の米国特許出願第１０／２６７，２１２号において説明されている基本アーキテクチャによると、ローカルクロックを使用することによって、クライアント信号は各ノードにおいて再生されるため、各中間ノード要素においてすべての信号ジッタがなくなる。該当するネットワークは、２００２年１０月８日に出願され、２００３年５月２９日にＵＳ２００３／００９９０１８ Ａｌとして公開された米国特許出願第１０／２６７，２１２号にも開示されており、この出願は参照することにより本明細書に組み込まれる。クライアントペイロード信号は、ネットワーク内の各中間ノード要素においても再生され、さらに、各ノードにおいてＦＥＣ符号化／復号化もされる。したがって、１つの中間ネットワークノード要素から次までの間に蓄積した位相ノイズ（ジッタ）または信号誤りはなく、これは重要な特徴である。
別の特徴は、第１（クライアント）および第２（回線）の電子回路基板を対象としたものであり、第１の電子回路基板は、動作のための基板選択を持つ複数の該当する第１の電子回路基板の１つであり、前記第２の電子回路基板は、前記第１の電子回路基板の１つ以上が、異なるクライアント信号ペイロードタイプのもう１つのクライアント信号のトランスポートのために第２の電子回路基板と選択的に連結されるよう、トランスポートされるクライアント信号ペイロードレートのタイプに依存している。したがって、クライアント側モジュール（ＴＡＭ）および回線側モジュール（ＤＬＭ）を備え、同じ同一の回線基板が任意のトランスポンダ用に配備され得るように、回線側モジュールはネットワークにおいて利用されているノード要素（ＮＥ）全体を通して同じであるトランスポンダは、この基板が、同じ回線信号フレームフォーマットおよび回線速度を有する相互デジタルラッパーによって常に同じ回線速度を有するため、ＤＴＦフレームフォーマットとも称される。クライアント側には、例えばＯＣ−４８またはＳＴＳ４８、もしくはＯＣ１４９またはＳＴＳ９２等、前述した信号タイプの１つ以上の信号プロトコルを扱うためのプリント回路基板（ＰＣＢ）用基板等、異なるクライアント側基板（ＴＡＭ）が構築されている。したがって、クライアント側基板は、クライアント信号フォーマットおよびペイロードエンベロープタイプにかかわらず、回線側モジュールつまりＤＬＭが、バイトスタッフィングによってすべてのフレームが同じサイズを持つクライアント信号のＮ個のｉＤＴＦトランスポートフレームを受信し、任意およびすべてのｉＤＴＦフレームのデジタルにラップされた信号について基本的に同一である回線側速度を有する汎用回線側信号（ＤＴＦ）フレームへそれらをリマッピングすることができるよう、ｉＤＴＦフレームを持つ相互デジタルラッパーを用いる。
本発明は、オーバーヘッド信号タイプまたはペイロード信号タイプのいずれか、または両方に対して非同期動作が望ましい場合、同期に動作される任意の光伝送ネットワークにおいて用いられ得ることに留意すべきである。したがって、本発明は、ＳＯＮＥＴおよびＯＴＮ標準に関連して本明細書において開示したユーティリティ以外にも、さらなるユーティリティおよびアプリケーションを有する。
上記に関して、さらなる特徴は、複数のクライアント信号側（ＴＡＭ）ＰＣＢ基板と、望ましいクライアント側信号オプション、プロトコル、およびペイロードタイプを汎用回線側基板に適合させることを容易に簡単にする少なくとも１つの回線信号側（ＤＬＭ）ＰＣＢ基板とを備える光トランスポンダ装置である。汎用回線側基板は、対応する１つ以上のクライアント側基板からの信号は同じフレーム構造内またはｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにおいてデジタルにラップされ、回線基板はＮ個のデジタルにラップされた（ｉＤＴＦ）信号フレームを、ノード要素（ＮＥ）からトランスポートされた、またはそれによって受信されたすべての信号に関して同じ汎用回線速度でＤＴＦフレームへクロックアウトするため、すべての場合において同一であってよい。さらに、ＯＣ１９２／ＳＴＭ、ＯＣ４８／ＳＴＭ、ＯＣ６７８、１０ＧＥ ＬＡＮ Ｐｈｙまたは１０ＧＦＣおよび将来現われ得るその他任意のフォーマット等であるがこれらに限定されない、任意の標準化された、準標準化されたまたは独自信号フォーマット用の「オフザシェルフ」ＴＡＭクライアント基板は、該当する標準化された、準標準化されたまたは独自信号フォーマットのサービスを行っているクライアント（一般的に、サービスプロバイダまたは通信サービスプロバイダと称される）のために容易にインストールすることができる。さらに、クライアントが例えば２．８Ｇｂｐｓ第２フレームフォーマット等の特定の種類の独自信号フォーマットを有する場合、回線基板は相互ノード要素（ｉＤＴＦ）トランスポート用にデジタルにラップされた際、および相互ノード（ノード間）要素（ＤＴＦ）トランスポート用にさらにデジタルにラップされた際に、いかなる信号フォーマットも受け入れることができるため、当該信号フォーマットを調整するために、ＴＡＭは容易に提供することができる。さらに、各クライアント側信号オプションはクライアント基板（ＴＡＭ）に適応した、対応する信号フォーマットを設けることができ、複数の回線側基板（ＤＬＭ）に関連する回線信号側オプションに複数の波長選択肢（Ｎ個のλ）が提供される場合がある。例として、第１の回線側またはＤＬＭ基板は多重化された出力波長λ１−λ１２を提供することができ、第２の回線側またはＤＬＭ基板は多重化された出力波長λ１３−λ２４を提供することができ、第３の回線側またはＤＬＭ基板は多重化された出力波長λ２５−λ３６を提供することができる等、信号波長のＬまたはＳバンド等のその他の帯域を含むのに加え、Ｃバンドにおける波長をカバーするものである。
前述から、該当するトランスポンダは、例えば、上記の米国特許出願第１０／２６７，２１２号で論じられているように、１つ以上の望ましい、かつ端子ノード要素（ＮＥ）において受け入れられたクライアント信号フォーマットを有する少なくとも１つのクライアント基板と、長距離光ファイバ等、端子ノード要素（ＮＥ）における光信号回線から複数の波長信号のトランスポートまたは受信を提供するための少なくとも１つの回線基板（ＤＬＭ）と、適切なクライアント支流基板または該当する中間ノード要素のＴＡＭ形成部分を介して望まれるようないくらかのクライアントグルーミングを持ついくつかのクライアント信号の追加／ドロップに加えて２Ｒまたは３Ｒ機能性の後にクライアント信号のいずれかを通過するための交差接続性能を有する中間ノード要素（ＮＥ）における第３の基板とを備えるデジタル光ネットワーク（ＤＯＮ）の要件を満たすために、異なる３種類の基板用の単一のマザーＰＣＢを含むことができることがわかる。
開示されているさらなる特徴は、回線間基板と通信を行うための適切なクライアント側またはＴＡＭ基板中間ノードのプラグインを通じて将来におけるクライアントまたは顧客アクセスを可能にする光−電子−光再生器（ＯＥＯ ＲＥＧＥＮ）またはリピータ等、中間ノード要素における回線間基板（バックツーバックＤＬＭ基板）の提供である。
本開示における別の特徴は、ネットワーク内のネットワーク要素間でクライアント信号を伝送するための伝送システムにおいて、あらゆるタイプのペイロードタイプおよび速度を持つあらゆるクライアント信号に普遍的に適応させる方法であって、クライアント信号を第１のトランスポートフレームにマッピングするステップと、各第１のトランスポートフレームのサイズが、トランスポートされるすべてのクライアント信号ペイロードタイプについて同じであるように、第１のトランスポートフレーム内にスタッフバイトを追加するステップと、第１のトランスポートフレームをそれぞれ同一のフレームサイズを有する第２のトランスポートフレームにマッピングするステップと、第２のトランスポートフレームをすべての場合において実質的に同一のネットワーク速度でネットワーク上をトランスポートするステップとを含む方法である。端子ノードにおいて、逆ステップは、受信した第２のトランスポートフレームが第１のトランスポートフレームにリマッピングされること、スタッフバイトが除去されること、ならびに、クライアント信号およびペイロードがクライアントクロック速度で修復されることを含む。
当業者には、本出願に開示された実施例は、例えば将来のシステムにおいては１１．１Ｇｂ／ｓであるがこれに限定されない、最大１０Ｇｂ／ｓまでの回線速度でクライアント信号のトランスポートを含む光伝送ネットワークのためのトランスポートシステムを対象としたものであるが、開示されている方法および装置のユーティリティがより高いトランスポート信号速度へ容易に拡張可能であるよう、クライアント信号は４０Ｇｂ／ｓまたは１００Ｇｂ／ｓ等であってよいことが認識されるであろう。例えば、トランスポートシステムは将来において１１０．１Ｇｂ／ｓの回線速度を持つ１０Ｇｂ／ｓであってよく、４０Ｇｂ／ｓ、１０Ｇｂ／ｓ等から例えば２．５Ｇｂ／ｓまで等、１００Ｇｂ／ｓ以下のペイロードレートを有する任意のクライアント信号を調整することができる。
その他の目的および功績は、本発明の完全な理解とともに明らかとなり、添付の図と併せて以下の説明および特許請求の範囲に言及することによって理解されるであろう。図面は、本発明の原理および特徴を強調するように、必ずしも原寸に比例していない。
本明細書において開示されているデジタル光ネットワークは、本質的に非同期であり、ネットワーク内の信号再生ノード等の中間ノードにおけるＯＥＯ変換の幅広い使用によって、３Ｒ処理と同様に、例えば信号再増幅（ＩＲ）、信号再形成（２Ｒ）および信号リタイミング（３Ｒ）に加えて、例えば、ＦＥＣ符号化、復号化、および再符号化等であるがこれらに限定されない「３Ｒ」機能性、すなわち伝送機能障害を訂正するための任意の電子信号リコンディショニングを提供する。上記の米国特許出願第１０／２６７，２１２号を参照のこと。これらの事項（すなわち、非同期動作および信号リコンディション）の両方において、このネットワークアーキテクチャは、一般にＩＴＵ−Ｔ ＯＴＮアーキテクチャにおいて具現化されているキーアーキテクチャ原理、および特に階層化しているＧ．７０９標準に対し、部分的に反するものである。本発明の用途を理解するためには、現在提案されているＧ．７０９プロトコル草案において説明されているように、デジタルラッピングを理解することが重要である。ＩＴＵ−Ｔ勧告草案Ｇ．７０９は、現行のパケット（ＡＴＭ、ＩＰおよびイーサネット（登録商標））ならびにＴＤＭ（ＳＯＮＥＴおよびＳＤＨ）ブロードバンドサービスを、透過的にできるだけ短い物理的スタックを介して、すべてのクライアントサービスに強化された増幅およびネットワーキング機能性を提供しながら、単一のネットワークに収束することを意図した光トランスポートネットワーク（ＯＴＮ）アーキテクチャを提供することを目的とする、より大きな国際標準化の努力の一部である。ＯＴＮペイロードフレームの背景詳細の一部がいくつかの図の説明において提供されているが、「ＩＴＵ−ＴＧ．７０９ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ（ＯＴＮ）」（ｗｗｗ．ｉｔｕ．ｉｎｔ／ＩＴＵ−Ｔ）においてさらなる詳細が提供され、参照することによりその全体が本明細書に組み込まれる。
ＯＴＮアーキテクチャの主な狙いは、パケットベースのデータおよびレガシートラフィックの多重サービストランスポートを可能にすることである。デジタルラッパーオーバーヘッド構造は、各光チャネル波長の管理およびモニタリングを調整する。したがって、ラッパーオーバーヘッド（ＯＨ）は、クライアント信号を構成するＯＴＮフレームのＯＨ部分のいくつかのオーバーヘッドセクションにおいてＯＨを追加することで、クライアント信号情報を管理および制御することを可能にする。ＳＯＮＥＴのように、Ｇ．７０９におけるＯＴＮアーキテクチャは、ネットワークを通じたトランスポート機能がデジタルドメインにおいて同期であることを想定している。Ｇ．７０９ネットワークノードの侵入において受信したフレームは、ノード脱出においてそれらの元の同一フレーム速度で再伝送されることを想定している。ネットワークとクライアント信号との間の速度適応は、クライアント支流インターフェイスの端子ノード等、ネットワークエッジにおいてのみ実行される。ＯＴＮのキーコンセプトは、光チャネル（ＯＣｈ）を含む光トランスポートモジュール（ＯＴＭ）、およびオーバーヘッド（ＯＨ）情報の３つのセットを備えるデジタルラッパーフレーム構造である。
この説明ではまず、クライアント信号が、例えば、光増幅（ＯＡ）ノードおよび信号再生（３Ｒ）ノード等の中間ノードを含み得る光パスまたはリンク内の２つの端子ノードまたはノード（ＳＴＥ）Ｇ．７０９ネットワーキングの部分を示す図１を参照する。Ｇ．７０９プロトコルにおける３Ｒ中間ノード間の光リンク内のスパンは、例えば端子ノード（ＳＴＥ）間が光データユニット（ＯＤＵ）と称される等、光チャネルトランスポートユニット（ＯＴＵ）およびエンドツーエンドリンクと称される。ＯＴＵは、スパンまたはホップごとに生成され、一方ＯＤＵは、図１に示すようにクライアント信号の侵入および脱出地点において生成される。したがって、単一のＯＤＵパス内にはいくつかのＯＴＵパス（図１には３つ示す）がある場合がある。
次に図２を参照する。ＯＴＮの目的は、レガシートラフィックに加えてパケットベースのデータの多重サービストランスポートを可能にすることである。ＯＴＮデジタルラッパーは、各光チャネル信号の煩わしくない管理およびモニタリングに対応している。ラップされたオーバーヘッド（ＯＨ）はしたがって、クライアント信号情報を管理および制御することを可能にする。ＯＴＭ−ｎ構造は、単一の光スパン上のｎ個の光チャネルをサポートする。３Ｒ再生ならびにＯＴＵκフレームおよびオーバーヘッドの終了等のサービスは、各端で提供され得る。これは、各位置におけるＯＴＭインターフェイスの監督および保守を可能にする。図２に示すように、光トランスポートモジュール（ＯＴＭ）において、クライアント信号のトランスポート内に関連オーバーヘッドとともにいくつかの層を配備することを通じてＯＴＮ管理性能が実現される。さらに詳細に言うと、これらの層は、クライアントユニットまたは層、光チャネルペイロードユニットまたは（ＯＰＵｋ）、および光チャネルデータユニットまたは層（ＯＤＵｋ）を関連オーバーヘッド（ＯＨ）とともに含む。ＯＤＵｋは、さらに、前方誤り訂正（ＦＥＣ）コーディングセクションを含む。
したがって、ＯＴＮフレームは、オーバーヘッド（ＯＨ）セクション、ペイロードセクションおよびＦＥＣセクションからなり、ペイロードにおけるｎ個の記号誤りの訂正を可能にするリードソロモンＲＳ（２５５，２３９）であってよい。図２に示すように、各フレームのＯＨセクションおよびＦＥＣセクションは、光トランスポートユニット（ＯＴＵ）に追加される。次いでこれは、各光チャネルに関して、ＯＴＮ用の追加の信号管理機能性を扱うために、追加のＯＨが追加されなくてはならないよう、各チャネル信号（ＯＣｈ）へ搬送される。光多重化セクション（ＯＭＳ）および光伝送セクション（ＯＴＳ）は、追加のＯＨを使用してＯＣｈ（ＯＴＵｋ）と統合される。
したがって、Ｇ．７０９プロトコルはＯＴＮ光チャネル（ＯＣｈ）層を利用し、これによってＳＴＭ−Ｎ、ＩＰ、ＡＴＭおよびイーサネット（登録商標）信号がいくつかのフレームにデジタルにマッピング（ラップ）され、固定ビットレートに適合され、次いでデジタルに多重化されることを可能にする。次いでＯＣｈは、チャネル波長である光チャネルキャリア（ＯＣＣ）へマッピングされる。Ｇ．７０９プロトコルは、「λ」および「マルチλ」信号用に標準クライアント独立の帯域内オーバーヘッドを定め、ネットワークまたはノード要素（ＮＥ）間において帯域外で搬送される分離した「関連のない」または「チャネル外」信号を定義している。
ＯＣｈ（またはＯＣＣ）は、光トランスポートシステムにおける光チャネルグループ（ＯＣＧ）または帯域等の光多重化セクション（ＯＭＳ）を作成するために、まとめて光学的に多重化することができる。ＯＭＳは、任意の光監督チャネル（ＯＳＣ）とともに、光伝送セクション（ＯＴＳ）を構成する光ファイバケーブルのスパン上でトランスポートすることができる。ＯＴＭオーバーヘッド信号（ＯＯＳ）は、ＯＳＣによってＯＴＳ上を搬送され、ＯＴＳ、ＯＭＳおよびＯＣｈ（すなわち、関連のない）オーバーヘッドならびに全般管理通信を含有する。
ＯＣｈ内において、クライアントデジタル信号はまずＯＣｈペイロードユニット（ＯＰＵκ）フレーム内で「ラップ」される。ＯＰＵκフレーミングレベルは、固定ビットレートκにクライアント信号の速度適応を提供し、ここでκ＝１、２または３で、これはそれぞれ〜２．５、〜１０または〜４０Ｇｂｐｓ（厳密には、それぞれ２．６６Ｇｂｐｓ、１０．７Ｇｂｐｓおよび４３Ｇｂｐｓ）である。ＯＰＵκ（ＯＰＵ−ＯＨ）に関連するオーバーヘッドは、最終適応層装置のためにペイロードタイプを識別し、パス端間にその他のクライアント固有適応機能を提供する。そのオーバーヘッドを含むフレームＸのＯＰＵκはパリティチェックされ、結果として生じたＢＩＰ−８値はフレームＸ＋２用のＯＴＵまたはＯＤＵオーバーヘッド（ＯＨ）に挿入される。
ＯＰＵκフレームは、次にＯＣｈデータユニット（ＯＤＵκ）フレーム内においてその関連オーバーヘッド（ＯＤＵ−ＯＨ）で「ラップ」される。ＯＤＵκはパス−層接続モニタリング機能を提供し、ＯＤＵ−ＯＨはＯＣｈをサポートするための保守および動作機能のための情報を含む。ＯＤＵκＯＨは、エンドツーエンドＯＤＵκパスモニタリング（ＰＭ）および６段階のタンデム接続（ＴＣＭ）のために設けられた部分からなり、入れ子または重複されていてよい。ＯＤＵκパスＯＨは、ＯＤＵκフレームがアセンブルおよび逆アセンブルされる地点で終了する。ＴＣＭ ＯＨは、それぞれソースにおいて挿入され、タンデム接続のシンクにおいて終了する。
デジタルＯＤＵκフレームは次いでＦＥＣ符号化され、ＯＣｈトランスポートユニット（ＯＴＵκ）フレームにおいてラップされる。ＯＴＵκ層は、光チャネル接続上でのトランスポートのためにＯＤＵを調節する。また、誤り検出および訂正、ならびにセクション層接続モニタリング機能も提供する。既に述べたように、ＯＴＵκオーバーヘッドはリードソロモンＲＳ（２５５，２３９）前方誤り訂正（ＦＥＣ）コードも含む。十分なビットタイミングコンテンツを保証するため、フレームアライメント信号（ＦＡＳおよびＭＦＡＳ）を除き、ＯＴＵκフレーム全体にスクランブルがかけられている。
前述の議論に関連して具体例を挙げると、４つのＳＴＳ４８信号（２．５Ｇｂｐｓ）のデジタルラッパーは、ＯＴＵ１フレームにマッピングされる。次に、１０Ｇｂｐｓトランスポートについては、４つのＯＴＵ１フレームがＯＴＵ２フレームにマッピングされる。Ｇ．７０９フォーマットにおいては、ＯＴＵｋフレームのそれぞれについて２つの異なるＯＨ層が必要である。一方、ＳＴＳ１９２信号（１０Ｇｂｐｓ）は、ＯＴＵ２フレームに直接マッピングされる。
次に、Ｇ．７−７０９フレーム構造をより詳細に示す図３を参照する。フレームの先頭のオーバーヘッド（ＯＨ）は、ＯＴＵセクションオーバーヘッド、ＯＤＵセクションオーバーヘッドおよびＯＰＵセクションオーバーヘッドからなる。前２つのセクションについても本明細書で論じるが、本出願に関連して特に興味深いのはＯＰＵセクションオーバーヘッドである。１０Ｇ固定ビットレート信号（ＣＢＲ１０Ｇ）用のクライアント固有ＯＰＵオーバーヘッドは、例えば、３つのジャスティフィケーション制御（ＪＣ）バイト、負のジャスティフィケーション機会（ＮＪＯ）バイト、および将来の国際標準化（ＲＥＳ）のために保存された３バイトから構成されてよい。これらのマッピング用のＯＰＵペイロードは、列１７（行４）のペイロードセクションに埋め込まれたオーバーヘッドの１バイト追加、正のジャスティフィケーション機会（ＰＪＯ）バイト、を含む、４×３８０８バイト（４行×３８０８列）を備える。非同期およびビット同期マップングプロセスは、デマッピングプロセスにおいて用いられるＪＣ、ＮＪＯおよびＰＪＯバイトを生成する。したがって、ジャスティフィケーション制御（ＪＣ）信号は、列１６の行１、２および３、ビット７および８に位置してよく、列１６行４のＮＪＯおよび列１７行４のＰＪＯという２つのジャスティフィケーション機会バイトを制御するために使用される。ＪＣバイトはジャスティフィケーション制御のための２ビットおよび将来の国際標準化のために保存された６ビットからなる。列１６において、行４は、ネットワーク要素（ＮＥ）がデジタルにラップされた信号周波数または回線速度を測定するためにクライアント信号ペイロードタイプを識別できるよう、ペイロードタイプ（ＰＴ）を含むペイロード構造識別子（ＰＳＩ）である。
留意すべきは、Ｇ．７０９フレーム構造は、列１−１６×４行（列１７行４ＰＪＯバイト）を備えるフレームオーバーヘッド（ＯＨ）、列１８−３８２４（４行に対し１行につき３８０８バイトを表す）を備えるクライアント信号ペイロード、および列３８２５−３８４０×４行を備えるＦＥＣコーディングという３つの主なセクションに分割されることである。フレーム内のデータは、各フレームについて行１から行４へ行ごとに論理回路によって連続的に送信され読み出される。したがって、ペイロードの各行の間に挟まっているのはＦＥＣコーディング＋フレームＯＨである、すなわち、ＦＥＣおよびＯＨはクライアントペイロードとともにインターリーブされる。この観点から、ＦＥＣおよびＯＨはフレーム内およびそれに沿って「粗」分布しているといえる。
当然のことながら、フレームＯＨ内のバイトの特定の位置は、要件がＯＴＮ標準に細部にわたって従っているのでない限り、個別のＯＨセクション内の別の位置へ移転できないという意味では固定されていない。したがって、ＯＨバイトは、ＯＨ内の位置を読み出す論理回路が特定のまたは専用ＯＨデータ用の宛先位置についての知識を有する限り、設計者によってＯＨ内の別の場所またはペイロード（ＰＬ）内にさえ置き換えられてよい。
既に述べたように、標準Ｇ．７０９デジタルラッパーにおいて、ペイロード信号は同期マッピングおよび非同期マッピングという２つの手法でデジタルラッパーへマッピングすることができる。同期マッピングの場合、デジタルにラップされた信号周波数は、着信ペイロード信号周波数＋固定オーバーヘッド率（Ｆ−ＯＨＲ）と完全に等しい。着信ペイロード信号周波数がわずかに変動した場合、デジタルにラップされた信号周波数は当該変動を追跡するであろう。非同期マッピングの場合、デジタルにラップされた信号周波数は、ペイロードエンベロープ周波数＋固定オーバーヘッド率（Ｆ−ＯＨＲ）と等しい。ペイロードエンベロープ周波数は、ラッパーによって生成され、着信ペイロード信号に周波数ロックされない。ペイロードエンベロープと着信ペイロード信号との間の周波数誤差は、ジャスティフィケーション制御（ＪＣ）情報を使用するジャスティフィケーション機構によって調整される。
次に、本発明に従って修正されたデジタルラッパーフレームを示す図４を参照する。Ｇ．７０９フレーム構造は、本明細書においては特に周波数ジャスティフィケーションバイトに関連して修正される。追加のＰＪＯ−Ｍバイトと同様にさらなるＮＪＯ−Ｎバイトが追加され、図４に示すようなペイロードの列１５行４に配置される。ＮおよびＭは任意の整数であってよいが、ここではＮは２に等しいとして示されている。当該技術分野の当業者の間では、該当するジャスティフィケーションバイトはその他の位置に置くものであるため、ジャスティフィケーションバイトのためのこの特定のスキームは絶対的なものではないことに留意すべきである。ペイロードレート（例えば、ＯＣ１９２において９．９５３Ｇｂｐｓ等）と効果的なペイロードレートと称したもの（例えば、ＯＣ１９２において９．９５７Ｇｂｐｓ等）との間の周波数誤差を補正するためにさらなるジャスティフィケーションバイトが追加され、これは本明細書において説明する発明の一部である。効果的なペイロードレートについては、後でさらに述べる。ＰＪＯの数ＭおよびＮＪＯの数Ｎは、実際のペイロードレートと効果的なペイロードレートとの間の周波数誤差に必要な補正を表すために十分な数のバイトであり、そのうち後者は効果的なペイロードタイプ、すなわち、９．９５３Ｇｂｐｓのクライアントペイロード信号のクロック速度と９．９５７Ｇｂｐｓの効果的なペイロード信号との間のＯＣ１９２の誤差の大きさに依存している。これらの誤差クロックはいずれも標準内で±２０ｐｐｍ変動し得るため、ジャスティフィケーションバイトにおけるこの誤差の大きさは、フレームからフレームへ変化し得るこの周波数誤差を示す。これについては後でさらに述べる。
図５に示すように、本発明の回線側デジタルラッパーフレームと図３に示すタイプの回線側デジタルラッパーフレーム（Ｇ．７０９のＯＤＵデジタルラッパーフレーム）との間の重要な相違点は、図３においては、既に述べたように、２５６バイトのＦＥＣコーディングはペイロードの個別の行１−４のそれぞれの端に分布していることである。一方、本発明の回線側フレーム構造においては、ＦＥＣコーディングおよび必要ならばＯＨも、ペイロードエンベロープの各行に沿って分布している。したがって、ペイロードは、複数のペイロードグループに分割される。各ペイロードグループは所定バイト（列）幅のものである。各ペイロードグループにおいて、クライアント信号ペイロードは、これも所定のバイト幅を有するＦＥＣ−ＯＨと同様に、フレームペイロードを作っている各ペイロードグループについてすべてが同じであるバイト幅を持つ所定のバイト幅である。次いで論理回路は、各ペイロードグループ内の各クライアント信号ペイロードおよび各ＦＥＣ−ＯＨの開始および停止地点を把握している各ペイロードフレームを読み出すことができる。ペイロードバイトの読み出しにおいて、例えば、ＦＥＣ−ＯＨバイトは、ペイロードの読み出しに従って容易にスキップすることができる。任意のフレームペイロード内にあるペイロードグループの数は、１からいくつかの該当するグループまで変動し得る。上限は、例えばペイロード内の該当するグループの周波数が論理回路に過負荷をかけ得る点である。ペイロード内におけるそのようなさらなるおよび「より細かい」（説明中、先に述べた「粗」と比較して）ＦＥＣコードの分布の理由は後で明らかになるが、最短回路待ち時間にして低コストで論理回路を調整およびレンダリングするために、ペイロードがＦＥＣ−ＯＨセクションをスキップしてフレームを読み出すべき場合と言えば十分である。換言すると、ペイロードエンベロープ全体にわたるスタッフバイトに加えて、必要ならばＦＥＣ、オーバーヘッド（ＯＨ）のより細かい配備は、バッファの待ち時間はスタッフバイト分布に対応して少なくなるため、論理回路にいてはバッファのサイズをより小さくできるということである。
次に、本明細書においては以後ｉＤＴＦトランスポートフレームと称される、クライアント側トランスポートフレームにマッピングされる様々な既知の、および標準クライアント信号フォーマットの例を説明する以下の表１を参照する。表１は、とりわけ、すべてのマッピングされたクライアント信号に適用される所定および同一のフレーム速度でのクライアント側フレームへのクライアント信号マッピングを完了するために、ＮＪＯ／ＰＬＯジャスティフィケーションのための追加のマッピング要件に加えて、個別のクライアント信号フォーマットを表すＮＳＢ１およびＮＳＢ２のスタッフバイトの固定設定も示す。したがって、表１では、ジャスティフィケーションバイトＮＪＯ／ＰＪＯは、効果的なペイロードレートと実際のクライアント信号ペイロードレートとの間の周波数オフセットを調節し、ここで表１のＮＳＢ１およびＮＳＢ２の値は、スキップされた、または、効果的なペイロードエンベロープサイズと実際のクライアント信号エンベロープサイズとの間の誤差をペイロードタイプに従って調節するために各クライアント信号ペイロードフレームに分布されることが必要なスタッフバイトの数を提供することがわかる。したがって、表１は、ＮＳＢ１およびＮＳＢ２を介して、各ペイロードフレームにおいてスタッフィングされる必要があるスタッフバイト（「未使用」または「ダミー」ペイロードバイトとも称される場合がある）の数に関する値を示す。したがって、効果的なペイロードエンベロープサイズを実現するための各フレーム内のスタッフバイトはすべての信号タイプ、プロトコルまたはフォーマットについて同じであることが理解されるであろう。この効果的なペイロードフレームは、２つのフレームフォーマットに配置されデジタルにラップされたクライアント信号のトランスポートに関連する本発明のアーキテクチャにおいて利用される２つの異なるフレームフォーマットのうちの１つである。クライアント信号は、第１のフレームフォーマットにラップされ、次いで、終端ノードまたはネットワーク要素のクライアントまたは顧客側から、ラップされたクライアント信号が光媒体におけるトランスポート用の第２のより速いフレームフォーマットへさらにデジタルにラップされる、同じノードまたは要素の回線またはキャリア側へトランスポートされる。信号トランスポートの回線側の速い方のフレームフォーマットはＤＴＦフレームフォーマットと称され、信号トランスポートのクライアント側の遅い方のフレームフォーマットはｉＤＴＦと称される。「ＤＴＦ」はデジタルトランスポートフレームを意味し、「ｉＤＴＦ」は内部デジタルトランスポートを意味する。「内部」は、クライアント側および同じネットワーク要素の回線側から手前で分離されているネットワーク要素バックプレーンに関連するネットワークまたはシステムトランシーバ内を示す。しかしながら、特許請求の範囲に加え本明細書において用いられる場合、「ＤＴＦ」への言及は、回線側トランスポートフレームまたは「ＤＴＦフレーム」、もしくは「ＤＴＦトランスポートフレーム」とも総称され、一般的な回線側フレームフォーマットおよび信号速度を有する。「ｉＤＴＦ」への言及は、クライアント側トランスポートフレームまたは「ｉＤＴＦ」フレーム、もしくは「ｉＤＴＦトランスポートフレーム」またはクライアント側フレームフォーマットおよび信号速度とも総称される。「ＤＴＦフレーム」または「ＤＴＦトランスポートフレーム」という用語は、それらが事実上「デジタルトランスポートフレーム」または「デジタルトランスポートフレームトランスポートフレーム」を意味する（「ｉＤＴＦフレーム」または「ｉＤＴＦトランスポートフレーム」についても同じことがいえる）という点においていくぶん冗長であるが、本明細書を読んでいる人々と同様に、当業者であれば、クライアント側トランスポートフレームの例は「ｉＤＴＦ」であり、回線側トランスポートフレームの例は「ＤＴＦ」であることを理解するであろう。
これらのタイプのフォーマットの例は、概して特定のフォーマットを持つが、本開示に例示されているｉＤＴＦおよびＤＴＦ用の特定のフォーマット以外にも、その他任意の多数の構成を有することが容易にできる。例えば、本開示において後に例示するような、異なるフレームまたは信号速度を有してよい。また、フレームコンテンツ、フレームの行の数、オーバーヘッド（ＯＨ）に利用されるスペース、ペイロードまたはＦＥＣは、本明細書において開示されているＤＴＦおよびｉＤＴＦ用に指定された特定のフレームフォーマットに本発明が限定されないように、異なる場合がある。本発明のより重要な側面は、内部デジタルラッピングフレームフォーマットが、クライアント信号フォーマットまたはタイプ（例えば、ＯＣ４８、ＯＣ１９２、１０ＧＥ ＬＡＮ Ｐｈｙ、１０Ｇファイバチャネル等）に応じてクライアント側フレームフォーマットに固定スタッフバイトの挿入を含むことである。したがって、用いられる特定のクライアント信号フォーマットに応じて、これらのクライアント側フレームの結果として起こる回線速度が、Ｎ個のクライアント側フレームの後に、ネットワーク内においてノードからノードへのトランスポートのために単一の回線側フレームへともにインターリーブ（標準では、ＳＯＮＥＴおよびＧ．７０９、Ｎ＝４等）されるように、所定の数のスタッフバイトがデジタルにラップされたクライアント信号に挿入される。クライアント側フレーム速度および結果として回線側フレーム速度は常に同一となる、すなわち、Ｎ個のクライアント側フレームが回線側フレーム、すなわち回線側フレームフォーマットからラップされておらず、その結果、取り出されたクライアント側信号からスタッフバイトが除去され、クライアントクロック速度が新たに生成されてクライアントヘッド側またはクライアント支流に提供されるまで、ＤＴＦフレームは常に同じ回線速度でネットワーク間をトランスポートされるであろう。したがって、Ｎ個のクライアント側フレームは、常に同一のフレームサイズであり、その後、組み合わせられるかインターリーブされて、任意の２つのネットワークノードまたはその他任意の距離地点間の回線速度が常に同じ回線速度となるように、その他すべての回線側フレームのように同じサイズの回線側フレームを形成する。
Figure 0004925464
 表１−ｉＤＴＦフレームへのクライアント信号マッピング（一部、小数点以下第３位まで四捨五入）。
次に、本発明による、別の修正されたデジタルラッパーフレームを示す図６を参照する。図５は、Ｇ．７０９の修正されたＯＤＵデジタルラッパーフレームである回線側デジタルラッパーフレームまたはＤＴＦフレームに関し、ここでフレーム構造はノード要素（ＮＥ）間で利用されることに留意すべきである。一方、図６においては、Ｇ．７０９の修正されたＯＰＵデジタルラッパーフレームであるクライアント側デジタルラッパーフレームまたはｉＤＴＦフレームであり、クライアントモジュール内のクライアントまたは支流側において利用され、本明細書のアーキテクチャにおいては支流アクセスモジュールまたはＴＡＭとも称される。また、クライアント側フレームは、異なるＧｂｉｔ速度の信号を有するクライアント信号をリマッピングするために、ｉＤＴＦおよびＤＴＦフレームの同じセットが配備された中間ネットワーク要素（ＮＥ）のバックプレーンにおいて用いられる。端末または中間ノードのバックプレーンおよび内部動作において、クライアント信号は２．５Ｇｂｐｓで扱われる、すなわち、信号がより速い速度の場合の最小信号速度は、最小信号速度に分けて考えられる、すなわち、１０Ｇｂｐｓ信号は４つの２．５Ｇｂｐｓ信号に四等分される。したがって例えば、１０Ｇｂｉｔ信号は基本的に４つのクライアント信号フレームまたはｉＤＴＦフレームに四等分され、これらの４つのフレームは、４つのフレーマから新しいクロックドメインへ、同じクロック速度でクロックアウトされる。２．５Ｇｂｉｔ信号の場合、該当する４つの信号は４つのｉＤＴＦフレームにして新しいクロックドメインへラップされる。１０Ｇｂｉｔ信号用のこれら四等分されたフレームされた信号がクライアント側ＴＡＭ（支流アダプタモジュール）からクライアント側へ、またＮ個の該当するフレームがＤＴＦフレームに形成されるＤＬＭ（デジタル回線モジュール）内へ進む場合、それらはいくつかの信号の中の位相においてわずかな誤差である場合があることに留意すべきである。１０Ｇｂｉｔ信号に関するこの問題は、４つのフレーマが、このイベントのためのマスターフレーマとして機能するフレーマの１つによって出力において同時にトリガーされるようにロックされる本発明の新規の特徴によって回避される。マスターフレーマ循環バッファ、例えばＦＩＦＯが、１つのジャスティフィケーションイベントのためにトリガーされる等、その出力ポインタ位置を変更するようにトリガーされると必ず、その他３つのフレーマも、すなわち４つすべてのフレーマが同じイベントのためにトリガーされる。したがって、より大きなＧｂｉｔ速度信号または１０Ｇｂｐｓ信号が四等分される場合、いずれにしても、４つのフレーマは常に同じ手法で処理され、フレーム（すなわち、ｉＤＴＦフレーム）のジャスティフィケーションは常にロックされた後、単純なバイトマクシングまたはデマクシングが行われる。フレーマのグループ内の１つのフレーマＦＩＦＯは、多分割または四等分されたすべての信号セクションに適用されるジャスティフィケーションを決定するために用いられる。したがって、この配置において、回線側フレーミング（例えば、ＤＴＦフレーマおよびＦＥＣ符号化）に備えた多分割または四等分された信号セクションの次のインターリーブは、正確に実現することができる。結果として、ＩＣ論理回路内の同じフレーマを、例えば２．５Ｇｂｉｔおよび１０Ｇｂｉｔ信号の両方等、複数の速度のクライアント信号に用いることができる。このフレーマロッキングスキームは、例えば２．５Ｇｂｉｔ信号等の最低Ｇｂｉｔ速度信号には、これらの信号が信号セクションではなく４つの独立した信号であるため、用いられないこと、および、トランスポートの末端または遠端にあるそれらの間に位相誤差があるのは適切ではないことに留意すべきである。
図６において、３８０３バイトのペイロードエンベロープは、各グループがペイロードセクションおよびスタッフバイト（スキップされたバイト、またはダミーバイトとも称される）セクションを有するＮ個のペイロードグループに分割される。ペイロードグループについては図６Ａでさらに詳しく説明する。各ペイロードセクションに追加されるスタッフバイトの数はクライアント信号ペイロードタイプから測定され、表１に示すルックアップテーブルにおいて参照されるように、ノードのＡＳＩＣチップ内の論理回路に関連するソフトウェアまたはファームウェア内に提供される。表１には、公称スタッフバイト（ＮＳＢ）と称されるものを扱う２つの列があり、ＮＢＳにはＮＢＳ１およびＮＢＳ２の２つのタイプがある。表１におけるこれらの特定の列において、ＮＢＳ１はフレームのＮ−１ペイロードグループにおいて提供されるスタッフバイトの数を説明し、ＮＳＢ２は、基本的に同じフレームのペイロードエンベロープにスタッフィングされる全スタッフバイトの残りを備える、最後のペイロードグループＮにおいて提供されるスタッフバイトの数を説明する。したがって、Ｎ−１グループに関して、これらのペイロードグループは同じ数のスタッフバイト（Ｎ−１ペイロードグループにつきＮＳＢ１値）を有し、一方、最後のＮペイロードグループは、ペイロードグループがその他のＮ−１ペイロードグループにおけるスタッフバイトの総数（ＮＳＢ１）より多い、または少ない場合がある、残りのスタッフバイト（ＮＳＢ２値）を有するであろう。場合によっては、スタッフバイトを持つ唯一のグループとなってもよい。例えば、ＯＣ１９２に関して、ペイロードが１行につき３８０８バイトであり、ＯＣ１９２の効果的なペイロードバイトは１行につき３６６０バイトであって、１４８バイトの誤差はクライアント側フレームにおいて必要なスタッフバイトの合計である。したがって、スタッフバイトによる効果的なペイロードレートは９．９５７Ｇｂｐｓであり、これは通常９．９５３ＧｂｐｓのＯＣ１９２ペイロードレートより高い。表１からわかるように、ＯＣ１９２に関して、Ｎ−１ペイロードグループのＮＳＢ１は８バイトであり、ＮペイロードグループのＮＳＢ２は２８バイトである。ＯＣ１９２に関して、Ｎは１６と等しいため、最初の１５個のペイロードグループにおいてはペイロードグループ１−１５のそれぞれのスタッフバイトセクションに８バイトがスタッフィングされ（スタッフバイトの合計は８×１５または１２０に等しい）、最後のグループＮについては、Ｎ＝１６ペイロードグループであり、この最後のＮペイロードグループには２８バイトがスタッフィングされ、スタッフバイトの合計は１４８バイト（１２０＋２８）、すなわち、既に述べたＯＣ１９２のスタッフバイトの総数と等しくなる。
スタッフバイトはｉＤＴＦフレーム内に置かれ、そのためこれらのフレームは、クライアント信号のビット速度がどのようなものであるかにかかわらず、すべてが同じフレーム速度を有することに留意されたい。結果として、すべてのデジタルにラップされたクライアント信号は、最低ビット速度のＮ個の独立した信号であっても、多分割されたより速い速度の信号であっても、すべて同じフレーム速度を有する。これらの同一ビット速度ｉＤＴＦフレームのうちＮ個は、ＤＴＦフレームのフレーム速度も常に同じになるように、スーパーフレームまたはＤＴＦフレームに置かれる。結果として、トランスポートのための回線速度は、クライアント信号フォーマットが、標準タイプまたは独自（非標準）タイプ等、どのようなものであるかにかかわらず、常に同じである。上記の例において、当該回線速度は約１１．２Ｇｂｐｓである。したがって、この技術の利用によって、信号トランスポートは、単一の不変値のフレーム速度をその都度レンダリングするためにスタッフバイトを用いるｉＤＴＦフレームのそれぞれにおいて、任意の種類のフォーマットまたはプロトコルをサポートすることができる。クライアント信号フォーマットのそれぞれのタイプに必要なスタッフバイトの数の値は、各信号フォーマットについて２つの値ＮＳＢ１およびＮＳＢ２を有する表に記載されている。ＮＳＢ１＋ＮＳＢ２の値は、結果として生じる単一の不変フレーム速度を実現する目的で単一の所定フレームサイズを維持するために各ｉＤＴＦフレームにおいて必要なスタッフバイトの数である。ＮＳＢ１値は整数値Ｘであり、Ｘ×ｎは第１のＮＳＢ１値である。ＮＳＢ２値は、任意の残り値Ｙである。そこで、あるクライアント信号スタッフバイト要件（ＳＢＲ）のためのアルゴリズムは、以下の通りである。

ＳＢＲ＝Ｘ×ｎ＋Ｙ （１）

ここで、Ｘは整数値であり、ｎはＮＳＢ１値を実現するための当該整数値の倍数であり、ＹはＮＳＢ２値である。Ｇ．７０９にはＯＴＵ１フレーム速度の４つの異なる任意の時間速度をサポートするフォーマットが定められていないことを読者が理解することが重要である。ＯＴＵ１フレーム速度はすべて同一でなくてはならない。ＯＴＵ２はＯＴＵ１速度のちょうど４倍でなくてはならないため、ＯＴＵ１フレーム速度は同じ周波数でなくてはならない。同じ速度でない場合、ＯＴＵ２にマクシングされることができない。したがって、異なるフレーム速度を有する、異なる信号フォーマットに対応するため、異なる水晶ローカルクロックが、異なる信号フォーマットのフレーム速度を満たすこと、または、極めて正確なクロック分割器を有することが必要である。このアーキテクチャにおいて、任意の信号フォーマットのｉＤＴＦフレーム速度がフレームペイロードエンベロープにおけるスタッフバイトの配置と常に同じか同一であるため、唯一、該当する極めて正確なクロック速度が必要とされる。
そこでつまり、本発明のスキームは基本的に、任意の信号フォーマットまたはプロトコルを、同じ固定ｉＤＴＦフレーム速度の各場合において実現するｉＤＴＦペイロードエンベロープにマッピングする。この固定ｉＤＴＦフレーム速度は、所定のＤＴＦフレーム速度に適合させられる。４つのｉＤＴＦフレームは次いでＤＴＦフレームにマッピングされる。したがって、４つのフレームがＳＴＳ４８信号等の独立した信号であるか四等分されたＳＴＳ信号であるかを判定するために、１つの単純なフラグが配備され、４つの異なるＳＴＳ４８信号の場合に四等分されたＳＴＳ１９２信号またはフレーマが同じタイムドメインにロックされていない場合については、４つのフレーマが同じジャスティフィケーションならびにＮＳＢ１およびＮＳＢ２値が同じタイムドメインにロックされているか否かを判定する。ここでの主な利点は、異なる帯域幅信号（例えば、ＯＣ４８とＯＣ１９２）は、追加コストなしで同じシステムおよび回路論理を使用してトランスポートすることができることである。
当業者には、ＮＳＢ１およびＮＳＢ２値によるスタッフバイトは、クライアントペイロード以外に、信号オーバーヘッドまたはＦＥＣバイト等、信号フレームのその他のセクションにおいてスタッフィングされ得ることが理解されるであろう。しかしながら、オーバーヘッドセクションは概して信号内において同じままであり、ペイロードセクションは異なるペイロードタイプに従ってサイズが変化するため、所定のクライアント側またはｉＤＴＦフレームサイズを実現するにはフレームのペイロードセクション内にスタッフバイトを置くことが好ましい。このようにしてフレーム速度およびフレームサイズを固定することにより、追加のオーバーヘッドは異なるフレーム速度を示す必要がなく、回線側フレームおよび処理モジュールは、特に回線側では、信号ペイロードのサイズまたはそのタイプに全く依存しないため、あらゆる場合においてすべて同じであってよい。
したがって、換言すると、所定の数のペイロード列バイトは、バイトスタッフィングを介して各ペイロードエンベロープから取り出され、それによってクライアント信号ペイロードに利用可能なペイロードエンベロープサイズを低減し、そのようにして除去されたバイト数はクライアント信号ペイロードタイプに基づく。ペイロードエンベロープにおいて該当するバイトをスタッフバイトとして指定することによって、実際にペイロードから除去された該当するバイトの数に達する。次いで、クライアント信号ペイロードはＮ個のペイロードグループに分割され、ここで該当する各グループはペイロードセクションおよびスタッフバイトセクションを有する。そのようなリコンディションされたペイロードエンベロープを、効果的なペイロードエンベロープとも称する。
上記の説明から、ある一定のペイロードタイプに対する効果的なペイロードレートは、バイトスタッフィングのため、特定のクライアント信号ペイロードレートよりも常に高くなることを理解すべきである。これらのスタッフバイトは、クライアント側フレームからのペイロード読み出し中、論理回路によって無視される。したがって、クライアント信号ペイロードレートと効果的なペイロードレートとの間では、周波数または速度において常に誤差がある。この周波数誤差は、図４に示すペイロードフレーム内のＮＪＯ−ＮおよびＰＪＯ−Ｍバイトを介して追跡記録される。表１のＯＣ１９２の例として、このＰＪＯ正の調整誤差は、バイトＰＪＯ−１からＰＪＯ−Ｍによって代表される、ｐｐｍで〜４０９．２０６の速度オフセットとして示されることがわかる。また、ペイロードグループの幅は、各ペイロードグループのペイロードセクションには何バイトが含まれるか、およびスタッフバイトセクションには何バイトが含まれるかのいずれかまたは両方によって変動する場合があり、これは、表１より、ＯＣ１９２（３６６０バイト）、１０ＧＥ（３７９０バイト）およびＯＣ４８（３６６０バイト）等に関して、効果的なペイロードタイプに依存することを理解すべきである。
ここで、クライアント信号速度は任意の着信クライアント信号についてＰＴバイトオーバーヘッド（図４列１５行１参照）から容易に識別され得るため、効果的なペイロードサイズおよび速度がなぜ必要であるかに関しての問題が認識され得る。次いで信号はノードを通じて実際のペイロードレートでクロックすることができる。しかしながら、開示されているネットワークアーキテクチャの最重要点は、ネットワークのすべての回線側（すなわち、ネットワーク要素およびノード間の信号パス伝播）を同じ周波数または回線速度で操作することである。異なるプロトコルおよび標準についていかなるクライアント信号タイプまたはペイロードタイプにもそれを行うために、オーバーヘッド率（ＯＨＲ）はＧ．７０９標準の場合のように固定されたままではありえない。したがって、本発明は、常に所定および固定の周波数または速度のままの回線速度で回線側からクライアント側へ受信されたクライアント信号ペイロードタイプに従って変化する変動オーバーヘッド率（Ｖ−ＯＨＲ）を提供する。
このアーキテクチャのデジタルラッパーフレーム構造の典型的な例として、回線側（ＤＴＦ）信号速度は１１．１Ｇｂｐｓであってよく、クライアント側（ｉＤＴＦ）信号速度は２．６１２Ｇｂｐｓであってよい。ＤＴＦフレームは４行１６列のオーバーヘッド（ＯＨ）、３８０８列のペイロードおよび２５６列のＦＥＣから構成されてよい。クライアント側またはｉＤＴＦフレームは、４行１６列またはバイトのオーバーヘッド（ＯＨ）、３８０バイトのペイロード、および１６バイトの固定スタッフバイトで構成されてよく、トランスポートのためにＮ行がインターリーブされるこのフォーマットの場合、４行を含む。ｉＤＴＦフレームのフレーム速度は、１つのＤＲＦフレームへの４つのｉＤＴＦフレームの多重化またはインターリーブが一定の回線速度となるように、１つのＤＴＦフレームのフレーム速度の４分の１である。ＦＥＣオーバーヘッドはスタッフバイトより大きい場合があるため大きさに誤差がある場合もあるが、これらのフレーム（４つのｉＤＴＦフレームおよび１つのＤＴＦフレーム）に関連するフレーム速度は同一である。しかしながら、ＯＨの１６バイトまたは列は、ＤＴＦフレームにおいてインターリーブされた４つのｉＤＴＦフレームにおいて繰り返されていることに気付くことが重要である。
そのため、基本的に４つのｉＤＴＦフレームが１つのＤＴＦフレームにインターリーブされる。ＤＴＦフレームを形成するためのこのインターリーブ動作において、固定スタッフバイトは取り除かれ、ＦＥＣがその場所に挿入される。具体例として、ＤＴＦフレーム速度は指定された１１．１Ｇｂｐｓであってよく、２．６１２ＧｂｐｓのｉＤＴＦフレーム速度の４倍より速く（すなわち、１０．４４８Ｇｂｐｓより速い）、ＯＣｌ９２の標準速度、つまり１０Ｇｂｐｓより速い。これは、固定スタッフバイトの場所に挿入されたＦＥＣのバイト数が１６個の固定スタッフバイトより多いためである。換言すると、より速い速度の１１．１ＧｂｐｓはＦＥＣコーディングの量における変形に対応するためのものである。１０Ｇｅ等、オーバーヘッドの列またはバイトをさらに多く有するその他の基準のオーバーヘッドに対応するためにより大きいこともある。しかしながら、１１．１ＧｂｐｓのＤＴＦ回線速度はＮＥからＮＥで変化せず、ＦＥＣバイトまたは固定スタッフバイトのいずれかに対応することができることを認識すべきである。当然ながら、将来においてＦＥＣバイトがさらに必要となった場合には回線速度が変更することもあり得るが、目的は１つのネットワークノードまたは要素から次までで同じ回線速度を維持することである。将来、回線速度を全く変更せずにＮＥからＮＥまで同じ回線速度を維持することが望ましいであろう。これは、例えば、単一のＤＴＦフレームに多重化される際にｉＤＴＦフレームＯＨの一部を落とすことによって実現できる。ＯＨは実質的にフレームからフレームまで大きな変化なく各ｉＤＴＦフレーム内において繰り返されるため、当該オーバーヘッドの一部は、用いられるＦＥＣ符号化のタイプまたは種類の変化によって引き起こされ得たもの等のＦＥＣコードのさらなる調整に長い時間がかかるため、削除される場合がある。
既に述べたように、本発明のクライアント側および回線側フレームは、具体的に、それぞれ相互ノード要素デジタルトランスポートフレームまたはｉＤＴＦ、およびデジタル転送フレームまたはＤＴＦと称される。これらの独自フレームは、例えばクライアント侵入のクライアント側または支流側からの転送が、ノード要素（ＮＥ）の回線側をポイントすることを可能にする。ノード要素（ＮＥ）は、例えば、ネットワーク内のトランスミッタノード、ネットワーク内のレシーバノード、ネットワークの追加／ドロップ中間ノード、ネットワークの多元接続中間ノード、またはネットワークの利得ノードにあってよい。これらの独自フォーマットにおいては、非同期マッピングも異なるように扱われる。１０Ｇｂｐｓクライアント信号のカプセル化されたペイロードエンベロープレートは、１０．３６Ｇｂｐｓ±２０ｐｐｍである。２０ｐｐｍ周波数オフセットは、ローカル基準発振器によって測定される。ＤＴＦ信号速度は、１１．１Ｇｂｐｓ±２０ｐｐｍである。周波数オフセットはペイロードエンベロープレートオフセットを追跡する。ペイロード信号は、例えば１０．３６Ｇｂｐｓ等の固定ペイロードエンベロープレートを下回る限り、異なるビット速度を有することができる。固定ペイロードエンベロープとペイロード信号との間の公称周波数誤差は、ｉＤＴＦラッパーにおいて固定スタッフバイトによって扱われる。例えば、ペイロードタイプがＯＣ１９２である場合、ペイロードエンベロープには３８０８バイトごとに１４８の固定スタッフバイトがある。効果的なペイロードエンベロープレートは、（３８０８−１４８）／３８０８＊１０．３６＝９．９５７３５３Ｇｂｐｓである。この効果的なペイロードエンベロープレートと９．９５３２８Ｇｂｐｓの公称ＯＣ１９２信号速度との間の周波数誤差速度オフセットは４０９．２０６ｐｐｍであり、ジャスティフィケーション機構によって調整される。実際のＯＣ１９２ペイロード信号の±２０ｐｐｍ周波数オフセットもジャスティフィケーション機構によって調整され、最大ＮＪＯ、最小ＰＪＯおよび最大ＰＪＯの値を、上記表１に示す。
別の場合において、ペイロードタイプが１０ＧｂＥ ＬＡＮ ＰＨＹである場合、公称１０ＧｂＥ速度は１０．３１２５Ｇｂｐｓである。ペイロードエンベロープには、３８０８バイトごとに１６の固定スタッフバイトがある。効果的なペイロードエンベロープレートは（３８０８−１６）／３８０３＊１０．３６＝１０．３１６４７１Ｇｂｐｓである。この効果的なペイロードエンベロープレートと公称１０ＧｂＥ信号速度と間の周波数誤差または速度オフセットは３８５．０ｐｐｍであり、ジャスティフィケーション機構によって調整される。実際の１０ＧｂＥペイロード信号の±１００ｐｐｍ周波数オフセットもジャスティフィケーション機構によって調整される。ペイロードエンベロープレートおよびＤＴＦ信号速度は、クライアントペイロード信号タイプにかかわらず一定のままである。
この非同期マッピングアプローチの主な利点は、デジタルにラップされたクライアント信号が再生される光トランスポートまたは伝送ネットワークにおいて中間ノード内のＰＬＬ回路および水晶クロックの必要性をなくすことである。ペイロード信号は、新しい基準クロックドメインへ非同期にリマッピングされてよい。この新しいクロックドメインは、ＯＥＯ ＲＥＧＥＮノード（組み込まれる米国公開特許００３／００９９０１８Ａ１号を参照）等、ネットワークの中間の再生ノードにおいてローカルに生成され、前の伝送パスまたは光スパンからジッタ蓄積されることがない。そのノードまたはその他の該当する部位において信号再生（ＯＥＯ ＲＥＧＥＮ）があるようなアーキテクチャが用いられた場合、ジッタ蓄積の問題が常に生じる。これは、データのフレームが「浮動」し、わずかに異なる速度で受信される場合があるためである。過去においては、この問題は、これらの部位すべてにおいて信号を浄化するために高価なＰＬＬクロック回路を用いることによって解決された。これは高価なだけでなく、トランスポートされる、異なる信号速度がある場合には、異なる信号速度に正確なクロックを生成するための異なる水晶クロックがなくてはならない。しかしながら、このアーキテクチャにおいて、例えば表１に示す様々な信号フォーマットを表すもの等、ＮＳＢ１およびＮＳＢ２値の形態のスタッフバイト値は、異なる周波数または回線速度、もしくは異なる種類のペイロードをカバーするために用いられる。したがって、ＤＬＭ側は高価なＰＬＬクロックを必要とせず、ＴＡＭまたはクライアント受信側はマスター水晶クロックが分割されたクロックである複数のクロック信号のための１つの水晶クロックを必要とする。このアプローチは、ジッタ蓄積の問題をなくし、より安価なクロックコンポーネントに加えてより少ない電子コンポーネントの使用を可能にする。より速い速度の信号については、四等分等、セクションに分けることができ、信号セクションはクライアント信号フレーマを通じて送信され、いかなるフレームジャスティフィケーション問題もジャスティフィケーション蓄積問題もなくした所定の固定回線速度で回線側信号にインターリーブする直前に同じクロック速度でクロックアウトされる。一方、同期にマッピングされた信号の場合、音のクロックドメインで再生されなくてはならず、再生ノードにおけるジッタ蓄積を制御するために高価なＰＬＬ回路が必要である。
同期マッピングの場合、ＰＬＬ回路は、デジタルにラップされた信号が動くまさにその周波数で動かなくてはならない。従来の非同期マッピングの場合、ローカル基準クロックも各ペイロードタイプに従ってデジタルにラップされた信号の公称周波数で動かなくてはならない。ペイロードタイプが変更されると、ＰＬＬまたはローカル基準発振器の周波数は変更されなくてはならない。ペイロードタイプが変更された場合には、レシーバのクロックおよびデータの回復（ＣＤＲ）回路も異なるデータ速度にロックを試みなくてはならない。これは、同じシステム内で複数のペイロードタイプをサポートする必要がある場合に、ハードウェアおよびソフトウェア設計を複雑にする。
ここで、効果的なペイロードレートまたはＥＰＲの測定に関するさらなる議論を検討する。効果的なペイロードエンベロープは、例えば１１．１Ｇｂｐｓ対１０Ｇｂｐｓ等、一定のより速い回線速度または周波数で動作することによって固定されるペイロードエンベロープサイズよりも小さい。回線周波数における帯域幅は、より小さなペイロードを有するＯＣ１９２等のペイロードタイプを搬送するには大きすぎる。ＯＣ１９２クライアント信号の場合、表１からわかるように、効果的なペイロードサイズは１フレームにつき３６６０列である。そのため、回線速度と比較してより低いペイロードサイズおよび対応するより低い効果的なペイロードレートを実現するために、スタッフバイトは図６に描写するようなペイロードフレームに挿入される。図６に関連して既に示したように、各スタッフバイトのセクションはペイロードに沿って分配され、そのように分配されるスタッフバイトの量は、例えばＯＣ４８、ＯＣ１９２または１０ＧＥ等、クライアント信号ペイロードタイプに依存する。この意味において、ペイロードに沿って分配されるスタッフバイトセクションのサイズは１つのペイロードタイプから別のペイロードタイプへ変動し、ペイロードタイプの論理回路読み出しは、フレーム列カウンタを使用して、ペイロードグループが開始する場所と終了する場所との間の各ペイロードグループにおいてペイロードセクションがどこにあるかを、当然ながらクライアント信号ペイロードタイプに応じて把握するようにプログラムされている。効果的なペイロードエンベロープを備えるペイロードグループのこれらのスタッフバイトセクションは、ペイロードフレームを読み出す際、論理回路によって無視される。効果的なペイロード速度と実際のクライアント信号ペイロード速度との間の誤差は、ジャスティフィケーションバイト（ＰＪＯ−Ｍ）によって追跡記録され、ここでＭは整数である。利用されるＰＪＯ−Ｍの数は、効果的なペイロードレートと実際のクライアント信号ペイロードレートとの間の誤差の大きさに依存する。例として、異なる効果的なペイロードレートの生成において柔軟性を有するために、ＮＪＯ−ＮはＮ＝−１であってよく、ＰＪＯ−ＭはＭ＝３０以上であってよい。
効果的なペイロードレート（ＥＰＲ）は、変動オーバーヘッド率（Ｖ−ＯＨＲ）を超える固定回線速度（ＬＲ）に等しい、つまり、

ＥＰＲ＝ ＬＲ （２）
ＯＨＲ

ＯＨＲは、以下のように測定され得る。

ＯＨＲ＝ クライアントフレームサイズ
クライアントペイロードサイズ−ペイロードオフセットサイズ （３）

効果的なペイロードクロックは論理回路およびローカル基準クロックを介して派生し、水晶発振器を必要とせず、かつ水晶発振器ではない。中間ノードにおいて、ペイロードタイプは、ＰＴバイト（図４、列５、行１）を介して着信クライアント信号ペイロードタイプからおよび表１から派生し、オフセットサイズ（ＮＳＢ１およびＮＳＢ２）に加えてクライアントペイロードサイズも効果的なペイロードレートと同様に派生し得る。クライアント信号はノード要素（ＮＥ）において回線速度で受信され、ジャスティフィケーションバイト（ＰＪＯ−Ｍ）を介してＯＨから派生したクライアントペイロードレートを介しノードを通じてクロックされ、これは同じく表１の効果的なペイロードレートと既知である実際のペイロードレート（κ）との間の周波数誤差である、つまり、

クライアントペイロードレート＝効果的なペイロードレート＋周波数ジャスティフィケーション（ＰＪＯ−Ｍ） （４）

具体例として再度表１を参照すると、ＯＣ１９４は約９．９５３Ｇｂｐｓのクライアント信号速度および１０．３６Ｇｂｐｓのカプセル化されたペイロード速度を有する。選択した回線速度は一定であり、１１．１Ｇｂｐｓである、すなわち、約９．９５７Ｇｂｐｓの効果的な信号速度、９．９５３Ｇｂｐｓの公称クライアント信号速度より速い。Ｖ−ＯＨＲは、１１．１ｂｐｓの固定回線速度を維持するために、可変でなくてはならない。効果的なペイロードレートは、結果として起こる、回線速度が一定であるＯＨＲを判定する。そのため、例として、上記の式（３）によると、ＯＣ１９２のクライアントフレームサイズは４０８０であり、ＯＣ１９２のクライアントペイロードサイズは３８０８であり、ペイロードオフセットサイズは表１から、Ｎが１６に等しいとした場合、（ＮＳＢｌ＋ＮＳＢ２）または（（Ｎ−Ｉ）×８＋２８）または（１５×８＋２８）であり、１４８に等しい。ＯＣ１９２の効果的なペイロードサイズは３６６０バイト（表１参照）であり、これは３８０８のクライアントペイロードサイズから１４８のオフセットを引いたものである。したがって、ＯＨＲは４０８０を３６６０で割ったもの、つまり約１．１１５である。
要するに、効果的なペイロードレートは、９．９５３Ｇｂｐｓのペイロードクロックが、クライアント信号の異なるタイプごとに表１にも示されている、ある一定の回線速度および周波数ジャスティフィケーションバイトを１００万分の１（ｐｐｍ）で分けて把握しているネットワークノードにおいて派生することができる機構であることを理解すべきである。効果的なペイロードサイズはより小さい数である（または効果的なペイロードレートはより速い速度である）ため、スタッフバイトは３８０８バイトのＯＣ１９２クライアントペイロードに沿って分配される。上記の例においてＮが１６に等しいとした場合、図６においてわかるように、Ｎ−１までの各ペイロードグループは、２３８ペイロードバイトおよび８スタッフバイト（ＮＳＢ１）で合計２４６ペイロードグループバイトを含有するであろう。ペイロード番号１６である最後のＮペイロードグループの場合、このペイロードグループは、２３８ペイロードバイトおよび２８スタッフバイト（ＮＳＢ２）で合計２６６バイトを含有するであろう。
当業者には、クライアント信号ペイロード内に分配された多すぎるペイロードグループは、このアーキテクチャの利用において援助というよりむしろ負担となり得るため、ＮはＮ＝１から始まり当然ながら道理にかなった任意の数字であってよいことが理解されるであろう。あるいは、ペイロードグループは、論理回路がそのカウンタを通じて、フレームペイロード内の各ペイロードバイトセクションがどこで開始し終了するか、および、付随するスタッフバイトセクションが各ペイロードグループに関連してどこで開始し終了するかについてのバイトポジションまたは位置の知識を有する限り、一様でない不均一なサイズであってもよい。さらに、フレームペイロードに沿ってのフレームペイロードグループの配布は、ここでも同様に、論理回路がそのカウンタを通じて、フレームペイロード内の各ペイロードバイトセクションがどこで開始し終了するか、および、付随するスタッフバイトセクションが各ペイロードグループに関連してどこで開始し終了するかについてのバイトポジションまたは位置の知識を有する限り、不均一であってよい。明らかに、論理回路および回路カウンタの観点から最も容易なアプローチは、フレームペイロードエンベロープに沿ってペイロードグループを均一に分配させることである。
ここで、中間リンクノードまたはネットワーク要素（ＮＥ）１０の高レベルな代表例を概略的に示す図７を参照する。単純化するために、西から東へのペイロードトラフィックのみを示している。しかしながら、通常の状況において、クライアントペイロードトラフィックは双方向性である。図７に示すように、ノード１０は、光ドメインから電気ドメインへの変換のため回線側１１からクライアント信号を受信するためのデジタル回線モジュール（ＤＬＭ）１２と、ＡＳＩＣ論理１５Ａを介して回線クロック速度下で回線側クライアント信号が回復される、クロックおよびデータ回復回路１６とを含む。また、クライアント信号の正しい電気表現を取り出すために、ＦＥＣ復号化が適用される。この場合、ＡＳＩＣチップ１５Ａは、クライアントペイロードエンベロープの回復において使用するために、クライアント信号の回線側（ＤＴＦ）フレーム（図５）においてＦＥＣおよびＯＨの複合化を提供する。回復した回線側フレームは、ＡＳＩＣチップ１７Ａを介して信号が受信および処理される信号処理ユニット２０Ａへ進み、その他の処理コンポーネントの中でも特に、ペイロード信号クライアント側（ｉＤＴＦ）フレームを回復し、表１に示す信号フォーマットに関連するもの等、元のクライアントペイロードクロックを回復するために効果的なペイロードレート、および、効果的なペイロードレートとクライアント信号ペイロードレートとの間の周波数誤差を回復するためのクライアント信号ジャスティフィケーションバイトＰＪＯ−Ｍを生成する。また、回線速度はクライアント信号ペイロードレートより速いため、回線速度からクライアントペイロードレートへのクライアント信号の変換において循環バッファを用いなくてはならない。該当するバッファは、例えば、ＦＩＦＯまたは遅延線であってよい。この目的でＦＩＦＯ２２Ａの配備をここに示す。処理ユニット２０Ａは、効果的なペイロードレート（ＥＰＲ）を通じてペイロードクロック速度が派生するローカル基準クロック２１と、既に説明したようなルックアップテーブルの配備とを含んでもよい。
図７に示すように、データはより速い回線速度でＦＩＦＯ２２Ａにクロックされ、より遅いクライアントペイロードレート（ＰＬ速度）でクロックアウトされる。ノード要素１０は追加／ドロップノードとして示されており、回復したクライアント信号はその適切なペイロードレートで回線２６を介してクライアント支流１８に向けられることができ、また、この実施例においては、回線１９を介してクライアント信号速度でクライアント端末へ転送するための支流アクセスモジュール（ＴＡＭ）に含まれてもよい。ノード要素１０は、プロセッサユニット２０Ｂにクライアント信号のパススルーも提供し、ここでクライアント信号は、２０Ｃにおいて再生（３Ｒ）された後、例えばＦＩＦＯ２２Ｂを通じて例えば２．５Ｇｂｐｓ等のより低いバックプレーン信号速度から例えば１１．１Ｇｂｐｓ等のより高い回線速度へクロックされ、クライアントペイロードは効果的なペイロードエンベロープ（図６）を実現するためにＡＳＩＣ論理１７Ｂを介してペイロードグループおよびスタッフバイトとともにリアセンブルされ、その後、ペイロードが必要なＦＥＣ符号化およびＯＨを含むように、ＡＳＩＣ論理１５Ｂを介して回線側エンベロープ（図５）が生成されるＤＬＭ１４に渡される。次いで、ＤＬＭ１４は、より速い回線速度で電気ドメインから光ドメインへのクライアント信号の変換を提供し、東出力回線１３において送出される。同様に、クライアント支流１８からのクライアント信号は回線２６を介して処理ユニット２０Ｂによって受信されることができ、適切なクライアント側信号フレーム（ｉＤＴＦ）、次いで適切な回線側信号フレーム（ＤＴＦ）が論理１７Ｂおよび１５Ｂ、ならびにルックアップ表１の特定のクライアント信号ペイロードエンベロープ用のデータを介して作成される。
既に述べたように、既になされたことに関する本発明の重要な特徴は、信号伝送ネットワークにおける一定のより高いまたは早い回線速度は、クライアント信号ペイロードレートおよびノード要素のＤＬＭの侵入側における出力クロック速度と無関係であることである。ノード要素のＤＬＭの侵入側における出力クロック速度は、ローカル基準クロック２１を用い、ノード要素の侵入をバックプレーン動作速度にする特定のクライアント信号ペイロードタイプに従って実際のペイロードレートに変更されるであろう。ノード要素のＤＬＭの脱出側においては、逆の速度変化に遭遇するであろう。
本開示における光伝送ネットワークの非同期ネットワーク運用は、その他のタイプのクライアント信号プロトコルをトランスポートするためにも利用され得る。ＯＣ１９２以外に追加の例を表１に提供する。例えば、ノード要素１０における、図４〜６の修正されたＧ．７０９フレーム構造へのマッピングまたはリマッピングによる場合のある、非同期方式の１０ＧＥプロトコルデータである。この非同期マッピングまたはデマッピングは、水晶発振器を持つ位相ロックループ（ＰＬＬ）コントローラ等、これらのノード要素（ＮＥ）内の通常は必要であり高価なクロッキング装置の削除を可能にし、それによって光伝送ネットワーク、オペレーティングシステム、およびそれらのノード要素（ＮＥ）の製造におけるコスト全体を大幅に削減する。
ＯＣ１９２ペイロードの場合のように、イーサネット（登録商標）ペイロードもこのアーキテクチャに従って調整されるため、図４に示すように、ＰＪＯ−Ｍバイトは列１７および１８さらに行４等、クライアントペイロードに及び、これはイーサネット（登録商標）ペイロードエンベロープの列１７から列３８２４のクライアントペイロードの一部であることに留意すべきである。本明細書のスキームはクライアントペイロードに及ぶ機会バイトを含むが、このアーキテクチャのアプローチがクライアントペイロードへのＰＪＯ−Ｍ延長に必ずしも限定されないよう、イーサネット（登録商標）ペイロードフレーム内のスタッフまたはスキップされたバイトのための考えられるその他の構成が当業者によって容易に解明可能である。
次に、端子または中間ノード要素（ＮＥ）間にあるもの等、ノード要素を示す図８を参照する。これらのノードにおいて、信号再生ならびにＦＥＣ復号化および再符号化は各ＯＴＵパスの終点で行われる。一部の光増幅器（ＯＡ）ノードはリンクパスに含まれる場合があるが、ほとんどの部分は、いかなるＯＴＵパスでも、中間ノードにおいて信号再生があるだけでなく信号誤り訂正もある。このアーキテクチャは、主に本質的に非同期である光伝送ネットワークとして動作するネットワークにおけるシステムコストを削減しながら、各ノードにおける信号誤り訂正と各ノード要素における信号再生の両方を提供する。
図８において、デジタル回線モジュール（ＤＬＭ）は、電気ドメイン内においてパラレルデータとして通過した後、光ドメインにおいてシリアル光データを受信および送信するために回線側に示されている。トランスミッタ光集積回路（ＴｘＰＩＣ）チップ３２は、多重化された光チャネル信号を光出力として回線側光媒体へ伝送することを提供し、レシーバ光集積回路（ＲｘＰＩＣ）チップ３４は、多重化された光チャネル信号を回線側光媒体から受信することを提供する。単純化するために、各ＰＩＣについて２つの信号チャネルしか示していない。しかしながら、例えばＴｘＰＩＣチップ３２に集積された１０個の光トランスミッタ信号チャネルおよびＲｘＰＩＣチップ３４に集積された１０個のレシーバ信号チャネル等、概して２つを超える光チャネルが各ＰＩＣに存在している。ＴｘＰＩＣチップ３２およびＲｘＰＩＣチップ３４はそれぞれ、電気チャネル信号を光チャネル信号に（ＥＯ変換）、光チャネル信号を電気チャネル信号に（ＯＥ変換）変換する。ＤＬＭ内のトランスミッタ（ＴＸ）モジュールは、１つ以上のトランスミッタ光集積回路（ＴｘＰＩＣ）チップ３２を含んでよく、ＤＬＭ内のレシーバ（ＲＸ）モジュールは１つ以上のレシーバ光集積回路（ＲｘＰＩＣ）チップ３４を含んでよい。したがって、例えば、４０チャネル結合出力を提供するための４つの該当するＰＩＣチップ等、１つを超える１０チャネルＴｘＰＩＣチップ３２がある場合がある。それぞれのチップからの多重化された出力は、ともに多重化またはインターリーブされる場合がある。これらのＰＩＣチップに関する詳細は、米国特許公開ＵＳ２００３／００９５７３７Ａ１、ＵＳ２００４／００９５７３Ａ１、ＵＳ２００４／００３３００４Ａ１、ＵＳ２００３／００９５７３６Ａ１、およびＵＳ２００３／００８１８７８Ａ１において見ることができ、これらは譲受人の所有する特許出願に基づくものであり、参照することにより本明細書に組み込まれる。したがって、デジタル回線モジュールつまりＤＬＭは、その結果、１つ以上のＴｘＰＩＣおよびＲｘＰＩＣチップを含有するＴＸおよびＲＸモジュールにおいてチャネル信号帯域をホストする。ＤＬＭのＴＸおよびＲＸモジュールの一部であるこれらのＰＩＣチップを操作するための、関連の制御および安定化回路については図８に示していない。さらに進める前に、チップ３２および３４上の機能コンポーネントが分離され、１つには、波長可変の光個別コンポーネントまたは装置が、少なくとも部分的に、現在のように主に光トランスポートまたは伝送設備において使用されている場合にも本発明が実践され得るように、本発明の実践はＰＩＣチップ３２および３４の利用に基づいたものではないことが認識されるであろう。
ＲｘＰＩＣから受信したシリアル光データ信号は、例えばＳＦＩ−４．２ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ回路等の１：Ｎ ＳｅｒＤｅｓ回路３６によって受信された差動信号である。図８に示す２つの１：Ｎ ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ３６および３８は、Ｏｐｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ Ｆｏｒｕｍ（ＯＩＦ）によって定義される標準インターフェイスを含み、これは１６ビット低電圧差動伝送（ＬＶＤＳ）インターフェイスである。ＳｅｒＤｅｓ３６および３８の機能は、より高い電気信号トランスポート待ち時間およびより速い信号処理を可能にすることに加え、より容易な信号ハンドリングのためにクロスポイントスイッチ４２を介して電気チャネル信号を複数の並列セグメントに非直列化することである。例として、回線側のＲｘＰＩＣチップ３４からの着信電気チャネル信号は１０Ｇｂｐｓ信号であってよく、図８において１：４として示されるように、並列側のＳｅｒＤｅｓ出力において４つの２．５Ｇｂｐｓ信号に非直列化される。
図８に示す２つのＳｅｒＤｅｓ３６および３８は、バックプレーンコネクタ４４を通じてその他の回線側、デジタル回線モジュールつまりＤＬＭに、および、完全なデータプレーン接続性を持つミッドプレーンコネクタ４６を通じてＴＡＭ４８に接続されている、クロススイッチ４２に接続される。図７に関連して既に説明したように、ＴＡＭ４８は、クライアント設備または装置にインターフェイスで接続され、必要に応じてクライアント受信用のクライアント信号に独自の符号化を適用する。各ＴＡＭ４８は、２つ以上の２．５Ｇｂｐｓチャネルまたは２つ以上の１０Ｇｂｐｓチャネル等、複数のチャネルを扱うように設計することができる。これについては後でさらに説明する。クロスポイントスイッチ４２は、各チャネルにおいて、複数のデータ通路を持つ複数のチャネルをサポートする必要がある。クロスポイントスイッチ４２は、完全にノンブロッキングである。ＲｘＰＩＣチップ３４からの回線側トラフィックは、これも主に図１０に示されているように１つのＤＬＭから別のＤＬＭへ通過することができ、ここでクライアントトラフィックには別の光ネットワークへの信号脱出が設けられている。このトラフィックは、波長交換または変換を介して、異なる信号チャネルにマッピングされることもできる。また、回線側トラフィックは、支流追加／ドロップ機能性のためのＴＡＭ４８上の任意のポートに向けられてもよい。クライアント支流インターフェイスにおいて、クライアントの元の信号周波数は、クライアントのデータ信号がクライアントの設備への接続に適切な信号速度となるよう、デジタルにラップされた信号フォーマットから抽出される。この場合、ＴＡＭインターフェイスが、既に説明したように、このアーキテクチャにおいて水晶クロックを持つさらに高価なＰＬＬ回路が必要となる唯一の位置である水晶発振器を持つ適切なＰＬＬ回路を含むよう、正確なクロッキングが必要である。
図８に示す回線側における３Ｒ再生機能は、２つのＳＦＩ−４ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ３６および３８によって実行される。ＲｘＰＩＣチップ３４は、アナログ信号受信波形を提供する。アナログ波形のピークツーピーク振幅は、ＲｘＰＩＣモジュール内の自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器によってある一定のレベルに固定されている。ＳＦＩ−４ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ３６および３８は、受信したアナログ波形を飽和デジタル波形に変換する内蔵型制限増幅器（ＬＡ）を有する。
図９は、本発明で用いられ得るＳＦＩ−４ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓのブロック回路図である。レシーバフロントエンドは、ＰＣＢトレースによって誘発された周波数依存損失を補正することができる等化性能を有してよい。これはＳｅｒＤｅｓ３６および３８がＲＸモジュール内のＲｘＰＩＣチップ３４から少し離れている場合に有用な特徴である。図９は、このアーキテクチャの特徴を含む図８におけるＳＦＩ−４．２ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ３６および３８のコンテンツのさらに詳細なブロック図を表す。これらの特徴は、図８に示すように、ＳｅｒＤｅｓにおけるＦＥＣの配備、ならびに、ＳｅｒＤｅｓ３６および３８に提供される自走クロック４０の使用を通じた第１のクロッキング速度から第２のクロッキング速度へのオーバーヘッド（ＯＨ）およびペイロードのマッピングおよびデマッピング（リマッピング）である。ＳｅｒＤｅｓにおいて自走クロック用のローカル基準クロックを使用するアプローチは、チャネル信号タイミングのマッピングおよびデマッピングがない限り効果がない。これは、信号パスに沿ってクロッキング速度が変化することによってクライアントトラフィックもペイロードも損失しないこと保証するために機構が配備されなくてはならないよう、内部クロックは同じ周波数では動かないためである。
引き続き図９を参照すると、例えば１１．１Ｇｂｐｓ等の回線側速度下の着信チャネル信号は、固定ビットレート１１．１Ｇｂｐｓクロックを回復し、表１を介して効果的なペイロードレートを測定するために、３７においてクロックおよびデータ回復（ＣＤＲ）を受ける。続いてＦＥＣデコーダ３９においてＦＥＣ復号化が行われる。ＦＥＣ訂正後のクライアント信号は次いで、クライアントペイロードがｉＤＴＦフレーム構造へ非同期にマッピングされることを可能にする信号へマッピングされ、これは、クライアントペイロード信号と効果的なペイロードレートとの間の周波数において誤差があることを意味する。効果的なペイロードレートは、オーバーヘッドを実行するための追加の帯域幅を提供するために、ペイロード信号よりも高い速度または周波数である。しかしながら、該当する自走クロックスキームを配備する際に、特にペイロードデータにおいて、例えば２つの異なる信号の回線側ＤＴＦデジタルラッパーフレームとクライアント側ｉＤＴＦデジタルラッパーフレームとの間のアンダーフローおよびオーバーフローがデータ損失なく調整することができる機構を提供することが必要となるよう、これら２つの信号の周波数は絶えず変動する。この機構は、後でさらに詳細に説明する図１０に例示されている。したがって、何が起こっているかというと、図５に示すようなＤＴＦフレームが、異なるクロック速度の信号のマッピングおよびデマッピングが既に説明したような様式で実現できるようにｉＤＴＦフレームにデインターリーブされているのである。各ノード要素における侵入でのラッピングおよび脱出でのデラッピングはすべての位相ノイズまたはジッタをなくし（該当のジッタの信号周波数を超過する部分だけではない）、光リンク内のノード要素（ＮＥ）、特に中間ノードにおいて、精密でコストのかかるＰＰＬ回路および水晶発振器の必要性をなくすことを可能にし、光リンク内の各ノード要素において正確により低いスループットデータ誤りでＦＥＣ符号化および復号化することを可能にし、かつクライアント信号の再生を実現する。これはすべて、異なるタイプおよびフォーマットのクライアント信号のトランスポートを扱うための、各ノード要素における２つの水晶発振器およびＰＬＬ回路に関するあらゆる検討または要件をなくすことによって実現される。
図９に示すように、回線速度または周波数のＲｅｆＣｌｋ ＡおよびペイロードレートのＲｅｆＣｌｋ Ｂという２つの基準クロックがあり、いずれも既に説明した様式で効果的なペイロードレート識別の援助により、ローカルＣＬＫ４０（図８）から開発されたものである。したがって、回線側のＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓに着信するラップされたクライアント信号用の第１の速いクロッキング速度（例えば、１１．１Ｇｂｐｓ）および並列側のＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓから並列に出てくるラップされたクライアント信号用第２の遅いクロッキング速度（例えば、２．５Ｇｂｐｓ）がある。あるいは、これらの２つの基準クロックは実質的に同じ周波数であってもよく、同じ周波数であればさらに効果的となり得る。クロック回復およびＦＥＣ復号化を使って、信号は非同期デマッパー４１においてそのオーバーヘッドをデマップされ、非同期マッパー４５においてクライアント側フレーム（ｉＤＴＦ）フォーマットでリラップされる。この処理は、４３におけるパフォーマンスモニタリング（ＰＭ）を含む。信号をペイロードレートまたは周波数にリマッピングした後、信号は、当該技術分野では既知であるように、ＳＦＩ−４．２Ｔｘ回路４７において非直列化を受ける。本明細書の説明図において、信号は、さらに処理するために、例えば２．５Ｇｂｐｓの速度で４つの分離した並列信号に分けられることが示されている。
回線側への発信信号のための反対方向において、並列側からの信号はＳＦＩ−４．２Ｒｘ回路４９において直列化され、そこから非同期デマッパー５０においてオーバーヘッドおよびペイロードリラッピングを受け、その後、５２に介在パフォーマンスモニタリング（ＰＭ）を持つ非同期マッパー５４において回線側ＤＴＦフォーマットへリラッピングされる。新しくリラップされた信号は次いでＦＥＣエンコーダ５６およびクロックにおいて、例えば１１．１Ｇｂｐｓの回線速度でＴｘＰＩＣにＦＥＣ符号化される。クロッキング速度１１．１Ｇｂｐｓは、例えば、ノード用の単一ベース基準クロックとしてローカル基準クロック４０（図８）を用いて周波数を回線側速度に乗じるためのクロック乗算ユニット（ＣＭＵ）５８の使用を通じて実現される。
Ｇ．７０９信号プロトコルは、既に説明したように非同期で動作することができるが、リタイミングアプリケーションのために設計されていない、すなわち、第２のタイムドメインを通過するように１つのタイムドメイン内のペイロード信号を扱うことに適合していないことに留意することが重要である。特に、Ｇ．７０９ＯＨプロトコルは信号周波数の変化のために設計されていない。図１０は、Ｇ．７０９プロトコルが、特にそのペイロードを持つＯＰＵオーバーヘッドおよび光チャネルデータユニット（ＯＤＵ）オーバーヘッドにおいて、同期動作を最良に調整するよう設計されているため、図９のマッパーおよびデマッパー内において、信号周波数の変化がノード要素におけるＣＬＫ４０をベースとした自走クロックの配備によって調整される機構を開示している。
図１０は、図９のマッパー／デマッパーの一部のみを示し、本明細書においてはＦＩＦＯ６０として例示されている、ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓの着信および発信信号周波数要件の誤差を調整するための循環バッファを用いる非同期動作に関する。さらに、図１０は、実際には例えば、回線側から、ＰＩＣ３４および３６、ＦＥＣ ＳｅｒＤｅｓ３６および３８、クロスポイントスイッチ４２、ならびにバックプレーンコネクタ４４を通じて、図８に示すような別のＤＬＭへのチャネル信号パスであるバックツーバックＤＬＭスキームを示す。
図１０において、個別のＤＬＭモジュールのＣＰＵ６９は、そのソフトウェアは表１のデータも含むソフトウェアプログラムの管理の下、信号処理ユニット６１を操作する。該当するソフトウェアは、追加のまたは変更されたクライアント信号ペイロードタイプを表す表１の情報を含むために頻繁に更新することができる。ユニット６１は、ＡＳＩＣチップの形態で電子処理回路を含む。東西の回線側から、本明細書の代表例ではＲｘＰＩＣチップ３４、ＣＤＲ回路３７ならびにＦＥＣユニット３６および３８を含むＤＬＭのＲＸユニット６２において光信号が受信される。次いで信号はＲＸ ＯＨプロセッサ６４によって受信され、そこで信号は、既に説明したように、回線側フレーム構造またはＤＴＦフレームから元の回線速度信号タイミングから異なる信号タイミング（クライアント信号ペイロードレート）を有するクライアント側ペイロードフレーム構造またはｉＤＴＦフレームへリマップされる。これらのタイミングの誤差は、例えば調節可能なポインタを持つ６４バイトまたは２５６バイトＦＩＦＯ回路であり得る循環バッファ６０Ａおよび６０Ｂを使用することによって調整される。あるいは、バッファ６０は例えば遅延線であってよい。ここで、スタッフバイトはクライアント信号ペイロードから除去される。バッファは、ＲＸ ＯＨプロセッサ６４の受信側（回線側）対ＴＸ ＯＨプロセッサ６６の６０Ｂバッファの反対側（クライアント側）におけるクライアント信号のタイミング誤差を追跡記録する手法を提供し、ここでクロッキング速度は、特定のクライアント信号のペイロードレート、またはノード要素における信号処理システムのバックプレーン速度、例えば２．５Ｇｂｐｓ等になる。ペイロードバイトの反復はＲＸ ＯＨプロセッサ６４により書き込み（Ｗ）ポインタ６３によってバッファに書き込まれ、一方、同じペイロードバイトの反復はＴＸ ＯＨプロセッサ６６により読み出し（Ｒ）ポインタ６５を介して読み出される。このとき、チャネル信号は異なるタイムドメイン、すなわちペイロードレートタイムドメインにあり、この場合は同じ構成を有する別のＤＬＭへの配布のためにクロスポイントスイッチ（ＸＰ）６８に提供された際にデシリアライゼーション（直列から並列）および信号処理を介してさらに処理される。第２のＤＬＭにおいて、チャネル信号はＲＸ ＯＨプロセッサ７０に渡されてペイロードバイトがリマップ、すなわちスタッフバイトでリスタッフィングされ、ＦＩＦＯ６０Ｂにおいてバッファされ、次いでＴＸ ＯＨプロセッサ７２において、例えば１１．１Ｇｂｐｓの回線速度で回線ハンドリングするための効果的なペイロードエンベロープに変換される。次いで回線速度信号は、電気ドメインからファイバ伝送リンクにおけるトランスポート用の光ドメインへの変換のためにＴＸユニット７４に渡される。
既に述べたように、さらに重要な特徴は、図５に示すように、回線側フレームおよびクライアント側フレーム内のクライアント信号ペイロードを通じてＦＥＣ符号化を配布することは、スタッフバイトに加えて配布されたＦＥＣがそれぞれＦＩＦＯ回路６０の回路論理によって無視される場合があるため、より容量の小さいＦＩＦＯ６０Ａおよび６０Ｂの使用を可能にするという利点を有することである。
非同期処理は、ＴＸモジュール７４におけるＴｘＰＩＣチップを介してバックツーバックＤＬＭのそれぞれから信号伝送するためのデマッピングおよびマッピングの場合も同じである。したがって、図１０のバックツーバックＤＬＭは、上記の特許公開ＵＳ２００３／００９９０１８Ａ１に説明されているように、電気および光ドメイン両方の間の光−電気−光（ＯＥＯ）信号再生器、つまりＯＥＯ ＲＥＧＥＮを表し、ネットワークを通じた回線側速度がより高い周波数速度に固定されたままでいられるように、電気ドメイン信号用の２つの異なるタイミングドメインを提供する。この接続において、図１０のプロセッサ６４、６６、７２、および７７のそれぞれは、ローカルＣＬＫ４０をベースとした自身の自走クロックを有してよく、または特定の信号タイムドメイン内の自走クロックを共有してもよい。
異なるクロッキング周波数間に非同期タイミングを提供するための循環バッファの使用において、場合によっては、特定のバッファの書き込み（Ｗ）または読み出し（Ｒ）ポインタは互いに追い越すことができることを認識すべきである。侵入クロック速度が脱出クロック速度よりも速い場合、書き込み（Ｗ）ポインタは読み出しポインタを周期的に「重ね」て、結果としてバッファオーバーフロー状態を引き起こす。こうなると、受信したがまだ伝送されていないクライアント信号データは上書きされ、結果としてすべての信号フレームにおけるデータ損失および整列されたコンポジット信号におけるメッセージ不正を引き起こす。脱出クロック速度が侵入クロック速度よりも速い場合、読み出し（Ｒ）ポインタは書き込みポインタを「重ね」て、結果としてバッファアンダーフロー状態を引き起こす。こうなると、受信して既に伝送されたデータは次いで再伝送され、結果としてすべてのフレーム信号のおよび配列されたコンポジット信号におけるメッセージ不正を引き起こす。これらの状況において、バッファ内のオーバーヘッドシーケンスの１回の反復は無視され、バッファはオーバーヘッドシーケンスの新しい反復において動作するように設定される。これは、ＯＨデータがほとんど常に同じＯＨデータの複数繰り返される反復を備えるため、すなわち、修正されたクライアント側エンベロープ（ｉＤＴＦ ＯＨ）および修正された回線側エンベロープ（ＤＴＦ ＯＨ）内のこのＯＨデータが、オーバーヘッドの１回以上の反復がオーバーヘッドおよびそれに付随するクライアントペイロード内における非同期交換において有害な結果をもたらさないように極めてゆっくり変化するため、読み出し側ＴＸ ＯＨプロセッサにとっては重要性も損失もない。
上記の議論を参照すると、満たされるべき２つの要件がある。第１の要件は、すべてのフレーム信号における時折の複製または欠落バイトが悪影響を及ぼさないように、回線側フレーム信号はＲＸユニットによって集積または「デバウンス」されなければならないことである。特に、単一のデータ値に基づいてアラームをトリガーする信号に注意を払うべきであり、ここでオーバーフローは偽陰性検出を引き起こす場合があり、アンダーフローは偽陽性検出を引き起こす場合がある。第２の要件は、ＲＸユニットが、配列されたメッセージ内のＴＸ側におけるバッファオーバーフローおよびアンダーフロー状態によるメッセージコンテンツの周期的なマングリングを扱うことができることである。
したがって、クライアント信号設備に対し、本明細書において開示されている光トランスポートまたは伝送ネットワークの外部に、このアーキテクチャの信号デジタルラッピングおよびデラッピングは完全に透過的なものとして現われるであろう。非同期マッピングサービスを提供することにより、クライアント信号は時系列で見られ、これが複雑なネットワーク同期スキームの必要性をなくす。ＳＯＮＥＴ追加／ドロップモジュールは、例えば、クライアント信号のためのＳＯＮＥＴセクションおよび回線側端末機能を提供し、クライアント信号と直接的に相互接続されているように見えるであろう。
そこで要するに、各ノード要素内において、図１０に示すように、着信ＯＣｈ信号はＲＸユニット６２において受信され終了される。ＯＣｈは、デジタルラッパーフレームを搬送する電気信号に変換される。回線側またはＤＴＦフレームおよびそれらのオーバーヘッド信号は、侵入ＤＬＭにおいて終了される。回線側またはＤＴＦフレームにおいて検出された訂正可能なビット誤りは、ＦＥＣ復号化を介して回復される。その後クライアント側またはｉＤＴＦフレームが生成され、バックプレーン６８を通過する。脱出ＤＬＭは内部フレームを処理し、ＦＥＣ符号化を含む新しい回線側（ＤＴＦ）フレームを生成し、新しいＯＣｈ信号が生成され終了されるＴＸユニット７４に電気信号を渡す。
したがって、図１０のＲＸおよびＴＸユニット６２および７４において、図９のＦＥＣ／ＳｅｒＤｅｓ回路のそれぞれは、侵入および脱出ＤＬＭがそうであるように、互いに対して非同期である。結果として、３つの独立した（プレシオクロナス）タイミングドメインがあり、そのうち２つは該当するＯＥＯ ＲＥＧＥＮ（光−電気−光再生器）部位を信号が通過するタイミングが同一である。
ここで、例えば、ＯＣ３、ＯＣ１２、ＯＣ４０、ＯＣ４８（ＳＴＳ４８）、ＳＴＭ１６、ＯＣ１９２（ＳＴＳ１９２）、ＳＴＭ６４、２ｘＧｉｇＥ、１０ＧｉｇＥ ＬＡＮ Ｐｈｙ、１０Ｇファイバチャネル等（であるがこれらに限定されない）、複数の異なる信号フォーマットにも対応する回線側モジュールおよびクライアントまたは支流側モジュールという観点で開示されている、デジタル光ネットワークアプローチの機能性についての中間概要をまとめる。このアーキテクチャにおいて用いられる信号トランスポートフォーマットは、公知の信号フォーマットを有するか独自の信号フォーマットを有するかにかかわらず、いかなるクライアント信号も、回線側トランスポート基板への変更を除いて、レガシーまたはインストールされたネットワークの再設計またはアップグレードの必要性なしに、デジタル光ネットワークによってトランスポートすることができるという意味において普遍的である。本発明のデジタルトランスポートシステムの普遍的性質は、イーサネット（登録商標）を含むパケットトラフィック等、ＷＤＭトラフィックまたはデータ指向トラフィックに加えてＴＤＭトラフィックにも対応することができる。アーキテクチャの固有のアプローチは、例えば２．５Ｇｂｉｔ信号または１０Ｇｂｉｔ信号等のクライアント信号フレームを、本明細書においてはデジタルトランスポートフレームまたはＤＴＥと称されている回線側信号トランスポートのための汎用トランスポートフレームへカプセル化またはマッピングすることを含むデジタルハイアラーキを必要とする。ＤＴＦは、クライアントペイロード信号のエンベロープまたはキャリアとして機能し、かつ、デジタル光ネットワークアーキテクチャが信号スイッチング、管理、および３Ｒ機能性等の追加機能を実行することを可能にする。さらに、ＤＴＦトランスポートフレームは、上記に例示したような異なるフォーマットを持つ、異なる信号速度を有する、異なるクライアント信号フォーマットに同時に対応することができる。ＤＴＦトランスポートフレームは、現在知られている、または将来開発されるような任意のクライアント信号と比較して普遍的であるため、実装されるデジタル光ネットワークは、将来の、または新生のクライアント信号フォーマットおよび／もしくはサービス要件に対応することができる。重要なことに、後の議論においてさらに例示するように、ＤＴＦフレームの回線速度は、終端ノードから任意の中間ネットワーク要素およびその他の終端ノードまでの回線側速度が同じままであるよう、普遍的にネットワーク内のどこでも同じである。
ネットワークアーキテクチャに精通している者には既知であるように、本世代および次世代のＷＤＭネットワークシステムは一般にＴＤＭトラフィックをサポートする指向のものである。２．５Ｇｂｉｔおよび１０Ｇｂｉｔ等の異なる信号フォーマットの実装は、これらの異なるフォーマットのトランスポートは特にトランスポートされる信号フォーマット用に設計されているという意味において制限的である。いくつかのアプローチは、異なる信号フォーマットの、最適とはいえないスペクトル利用を産出し、異なる光工学技術規則の検討を必要とする、自然な波長光信号への直接的なマッピングをサポートする。また、非同期インターフェイスを利用する場合、３Ｒ機能性を実行するための中間スパン信号再生の光学技術は複雑になり、ネットワークシステムの信号範囲が増加すれば、これはますます重要になってくる。
その他のネットワークアプローチは、信号トランスポートの前に、より低い速度の信号インターフェイスまたは部分（例えば、２．５Ｇｂｉｔ）の、１０Ｇｂｉｔ波長信号へのＴＤＭマクシングを提供する。一般的なアプローチは、４ｘＯＣ４８／ＳＴＮ１６信号部分をＯＣ１９２／ＳＹＭ６４に多重化することである。しかしながら、このアプローチには、信号透過性およびトランスポートされた信号をグルーミングするための能力が欠けている。
同期ＳＯＮＥＴフォーマットにおいて、４つのＯＣ４８（２．５Ｇｂｐｓ）フレームを１つのＯＣ１９２（１０ＧｂｐｓフレームまたはＯＴＵフレーム）に多重化するという、同様の多重化アプローチがある。しかしながら、ＯＣ４８フレームをＯＣ１９２フレームに多重化するために、結合されるフレームはすべて整列される必要があり、フレーム速度は同一である必要がある。例えばＳＴＳ４８プロトコルには±４．６ｐｐｍ等、１００万分の１で計測される場合にいくらかの余地が許されているが、必要なのはフレーマを制御するためのローカルクロックである。フレーマは、実際には信号のマッパーおよびデマッパーである。本アーキテクチャの場合、あるタイムドメイン内のクライアント側信号または該当する信号の部分のそれぞれは、ペイロードをマッピングするためのＦＩＦＯを使用して、新しいクロックドメインを有するクライアント側フレームにマッピングされる。フレーマの配列はＡＳＩＣ ＩＣチップ内にあり、Ｎ個の信号がクライアント側フレームまたはｉＤＴＦフレームにマッピングすることができるよう、単一ペイロードを、１つのタイムドメインから、すべて同じタイムドメイン内に新しいクライアント側信号フォーマットでＮ個の並列信号を形成するためにローカルクロックを介して生成された別のタイムドメインへ、マッピングおよびデマッピングするためのものである。特に、個別のクレーマは個別のｉＤＴＦフレームを復号化し、信号ペイロードを個別のＦＩＦＯ内に置く。したがって、それぞれ読み出し／書き込みポインタを持ついくつかのＦＩＦＯがあり、ここで書き込みポインタは、わずかに異なる信号速度であり得るクライアント支流から生じるクライアント信号を調整するために、その他のＦＩＦＯ書き込みポインタと無関係である。信号のオーバーヘッド（ＯＨ）はクロックドメインの反対側にコピーされ、このオーバーヘッドは新しいクライアント側フレームにもマッピングされる。ＦＩＦＯの使用において、ＦＩＦＯは入力ポインタおよび出力ポインタを有する。ペイロード信号がＦＩＦＯから読み出される際、出力ポインタはすべてのＮ個のフレーマまたはｉＤＴＦフレームについて同じである新しいタイムドメイン速度でＦＩＦＯから信号データを読み出す。換言すると、クライアント信号は新しいまたは共通のクロックドメイン内において新しいフォーマットにラップされ、それらのフレーム境界は整列されるであろう。クライアントドメインからｉＤＴＦフレームへのリマッピングにおいて、いくつかのフレーム内のオーバーヘッドの一部は損失する場合があるが、これはクライアント信号オーバーヘッドではなく、このオーバーヘッドの一部の損失が取るに足りないものであるように時間をかけてゆっくり変化するクライアント側フレームフォーマットのオーバーヘッドである。いくつかのリタイミングされた信号は、次いでバイトインタリーバを介し、ラウンドロビン方式バイトインターリーブされる、すなわち、信号データのバイトが、各フレーマから順次連続して取り出される。インターリーブされた信号はその後、そのフレーマが結合信号オーバーヘッドの少数のバイトを修正するために機能し、ＦＥＣコードをインターリーブされた信号挿入するＦＥＣエンコーダを含む、ＤＴＦフレーマに提供される。ＦＥＣ符号化は、信号ペイロードおよびそのオーバーヘッドの両方の符号化を含む。ＦＥＣエンコーダは、分離したＤＴＦフレーマからのダウンストリームであってよく、ここでフレーマがＦＥＣバイトを信号内のゼロ地点に残し、ＦＥＣエンコーダがＦＥＣバイトを信号の適切な位置に挿入する。いずれの場合も、ＩＣ回路論理は、信号タイミングおよびインターリーブされたｉＤＴＦベースのＤＴＦフレームへのＦＥＣコードの挿入のポイントを把握している。
上記を参照すると、クライアント側フレームが着信クライアント信号と比較して低いフレーム速度を有する場合、クライアント側フレーム用のオーバーヘッドはドロップされる場合がある。しかし、上述したように、オーバーヘッドは時間をかけてゆっくり変化し、かつ基本的に各フレーム間で同じとなるため、これは有害ではない。クライアント側フレームが着信クライアント信号と比較して速い速度を有する場合、オーバーヘッドは単に複製することができる。したがって、新しいタイムドメインへのクライアント信号のラッピングにおいてクライアント側オーバーヘッドの一部は損失される場合があるが、クライアント信号の信号ペイロードはＦＩＦＯ読み出し／書き込みポインタの変化にかかわらず損失されることがなく、常に末端または遠端、すなわちその最終目的地点へトランスポートされるであろう。
また、既に述べたように、Ｇ．７０９フォーマットにおいて、１つのＳＴＳ４８信号がＯＴＵ１フレームにマッピングされ、その後４つのＯＴＵ１フレームが１つのＯＴＵ２フレームにマッピングされるデジタルラッパーが作成され、これはおよそ１０Ｇｂｉｔまたは約１０．７Ｇｂｉｔであり、ＯＴＵ２フレームはリンクまたはスパン上でトランスポートされる。また、Ｇ．７０９フォーマットにおいて、ＳＴＳ１９２信号はＯＴＵ２フレームへ直接的にマッピングされる。しかしながら、Ｇ．７０９フレーマフォーマットは、スタッフバイト配備を通じたクライアント信号ペイロードレートと無関係に、１つのＳＴＳ４８信号をすべて同じサイズのＯＴＵ１フレームへマッピングすること、その後複数の該当するＯＴＵ１フレームを１つのＯＴＵ２フレームへマッピングすることをサポートしていない。Ｇ．７０９プロセスは、異なるＧｂｉｔ速度信号のための異なる論理を使用するとより複雑であり、多分割（１０Ｇｂｐｓ信号の四等分等）はサポートされておらず、フレームロッキングは思いついた概念ではない。本アーキテクチャは、１つのセットがＳＴＳ１９２信号をＮ個の第１のｉＤＴＦフレームにマッピングするために第１のフレーマを利用し、そこから、Ｎ個のｉＤＴＦフレームが第２のフレーマにおいて１つのＤＴＦフレームにマッピングされ、もう１つのセットが４つのＳＴＳ４８信号を４つのｉＤＴＦフレームにマッピングするために第１のフレームを利用し、そこから、Ｎ個のｉＤＴＦフレームが第２のフレーマにおいて１つのＤＴＦフレームにマッピングされる、フレーマの２つの異なるセットという点においてこのアーキテクチャと異なる。したがって、ＳＴＳ１９２ １０Ｇｂｉｔ信号は、２．５Ｇｂｉｔ信号に加えてすべての１０Ｇｂｉｔ信号が、ｉＤＴＦフォーマット内で２．５Ｇｂｐｓで動作している４つの並列パスに沿ってノード要素のバックプレーンインターフェイスにおいて動作しているよう、４つの２．５ｂｉｔ部分に四等分される。四等分された１０Ｇｂｉｔ信号の場合、信号は、バックプレーンからＳＴＳ１９２信号へ、またそこからＯＣ１９２信号へリアセンブルされる。したがって、ＡＳＩＣ ＩＣチップは、ＳＴＳ４８信号またはＳＴＳ１９２信号上で動作するための同じフレーマのセットを配備することができる。
また、本アーキテクチャの別の特質は、Ｇ．７０９フォーマットと比較して、ｉＤＴＦ／ＤＴＦフレームスキーム内の１つのオーバーヘッドのみが必要である点、すなわち、オーバーヘッドの第２の層がＯＴＵ２フレームのために作成されるＧ．７０９フォーマットの場合のように複数のｉＤＴＦフレームをともにマクシングまたはインターリーブする際、ｉＤＴＦフレーム用の１層のオーバーヘッドが必要であり、オーバーヘッドの第２層はＤＴＦフレーム内に配備されないという点である。
上記の米国特許出願第１０／２６７，２１２号および公開ＵＳ２００３／００９９０１８Ａ１からわかるように、本アーキテクチャの汎用トランスポートフレームアプローチは、新しい中間ノード要素を最初から設計する必要なく、ネットワークのどこでもＯＥＯ ＲＥＧＥＮの扱いやすい母集団を可能にする。
デジタルハイアラーキは、上記で説明した汎用信号トランスポートフレームつまりＤＴＦを含む以外にも、クライアント信号をカプセル化し、これらがともにＮ個の該当するフレームのグループとしてその後ネットワーク内におけるトランスポートのためにＤＴＦトランスポートフレームへデジタルにラップされる、複数の多重化またはインターリーブされた内部デジタルトランスポートフレームつまりｉＤＴＦを含む。したがって、単一のＤＴＦエンベロープにラップされるＮ個のｉＤＴＦフレームがある。本説明において、Ｎは４に等しいものとして選ばれる（しかし、その他任意の整数であってよい）が、既に説明したように、これが４つのＯＴＵ１フレームから単一のＯＴＵ２フレームへのデジタルラッピングを通じてＧ．７０９において用いられるのと同じスケーリングファクタであるためである。本明細書のアーキテクチャの重要な特徴は、クライアントペイロードタイプまたは速度にかかわらず、信号受け渡し、パフォーマンスモニタリング、および信号グルーミングを可能にする、２層のデジタルトランスポートハイアラーキである。回線側モジュールまたはデジタル回線モジュール（ＤＬＭ）は、ネットワーク内のどこであっても、例えば１０．８Ｇｂｐｓ、１１Ｇｂｐｓまたは１１．１Ｇｂｐｓ等、実質的に同じクロック速度で動く汎用ＤＴＦトランスポートフレームをサポートし、高利得ＦＥＣが添付されている。クライアントまたは支流信号と直接的に関連するｉＤＴＦトランスポートフレームは、支流アダプタモジュールまたはＴＡＭとも称されるクライアント側モジュール内にある。特に、クライアント側モジュール内のＮ個のｉＤＴＦトランスポートフレーマは、より低いＧｂｉｔ速度公共信号フォーマットであってよく、当該フォーマットは、より低いＧｂｉｔ速度信号フォーマットをとってもよいし、パーティションまたは多分割（例えば、四等分）されたより高いＧｂｉｔ信号速度を当該より低いＧｂｉｔ速度信号フォーマットへ非同期に非直列化して、その後それらを回線側モジュールのＤＴＦフレーマに渡してもよい。前述のより低いＧｂｉｔ速度信号の例は、ｉＤＴＦへ直接的にマッピングされるＳＴＳ４８、ＳＴＮｌ６および２ｘＧｉｇＥ多重化信号等の、２．５Ｇｂｉｔタイプを備えるクライアント信号であるが、クライアント１０Ｇｂｉｔ信号は４つの並列通路に非直列化されるか、またはパーティションで区切られ、その後回線側モジュール内のＤＴＦフレームに渡される。現在のＷＤＭまたはＤＷＤＭネットワークシステムとは異なり、このクライアント信号カプセル化非同期多重化／逆多重化および汎用回線側トランスポート速度は、デジタル光ネットワークの任意の距離にわたって完全なクライアント信号透過性を提供する。
最後に、ｉＤＴＦフレーム等の同じフレームサイズを有するクライアント信号をラップおよびデラップするためにデジタルフレーマが用いられるという事実は、ＤＴＦフレーム等の回線側フレームを介してそれらの同じ回線速度でのトランスポートを可能にするだけでなく、ノード要素を再設計または再構成する、もしくは新しい回線側ＤＬＭコンポーネントをネットワーク要素に追加する必要なく、新しい独自のまたは異なる標準クライアント信号フォーマットまたはプロトコルを満たすために、回線側モジュールまたはＴＡＭが終端ノード要素またはおよび追加／ドロップ中間ノード要素のクライアント側へ容易に挿入することができる「プラグアンドプレイ」種のアーキテクチャにも道を開く。新しい容量を扱うために新しいＤＬＭコンポーネントを追加する必要がある場合、これらのＤＬＭコンポーネントはノード要素への追加として追加されてもよい。しかしながら、それらの追加は、新しいＴＡＭコンポーネントがノード要素に追加される場合に常に必要なわけではない。これは、新しいＯＥＯ ＲＥＧＥＮネットワーク要素が増幅器のバイパスの代わり、または増幅器のバイパスとしてインストールされる場合に光増幅器ノード要素の交換を伴わない限り、中間ノード要素を再設計または再構成する必要なく、ノード要素に近接して生じたクライアント信号要求を満たすために新しいＴＡＭがノード要素に挿入され得る中間ノード要素に特定のユーティリティである。
上述したように、該当するノード要素内に置かれている本発明の汎用デジタルラッパーフレームは、いかなる現行のまたは独自のクライアント信号フォーマットも扱うことができる。これについては、クライアント信号の伝送または受信用のデジタル光ネットワーク端末ネットワーク要素（ＮＥ）の一般的なアーキテクチャを示す図１１に関連してさらに具体的に説明する。図８の説明図のアーキテクチャと実質的に同様であり、当該図に示されるように複数のＴＡＭ４８にインターフェイスで接続されているのに加え、２つのＤＬＭがバックプレーンを介してバックツーバックに接続されている。ノードのクライアント側は、クライアント設備８０（１）〜８０（Ｎ）から同じまたは異なる信号フォーマットまたはプロトコルでクライアント信号を受信するＴＡＭ８２（１）〜８２（Ｎ）を含む。各ＴＡＭ８２は、図１４および１５に関連して後に説明するように、１つの信号フォーマットまたは複数の信号フォーマットを受信するよう構成されてよい。各ＴＡＭ８２は回路基板モジュールであり、該当するモジュールのグループは異なるクライアント信号フォーマットを受信するように設計される。例えば、ＴＡＭ基板８２は、１０ＧＥ ＬＡＮ Ｐｈｙ、ＯＣ１９２または１０Ｇファイバチャネル等、特定のプロトコルの２．５Ｇｂｉｔまたは１０Ｇｂｉｔ信号を扱うように設計されてよい。したがって、クライアントの信号フォーマット要件に応じて、クライアントのそれらの信号を扱うために特定のＴＡＭ８２がインストールされる。したがってＴＡＭ８２は、顧客の必要性を満たすために、クライアントによって採用された、当該クライアント専用の独自信号フォーマットを含む信号フォーマットに基づいてインベントリから選択されたプラグイン基板モジュールまたは「プラグアンドプレイ」モジュールのように機能する。
再度図１１を参照すると、回線側は、同じ設計かつＤＴＦフレーマを収容するデジタル回線モジュールつまりＤＬＭ８４（１）〜（８４（Ｎ）を含む。ＤＴＦフレーマは、各ＤＴＦフレームがＮｉＤＴＦフレームをデジタルにラップまたはカプセル化するＤＴＦフレームを利用する。回線スピードまたは速度がすべてのＤＬＭ８４と比較して同一となるように、クライアント信号は同一のｉＤＴＦフレーム内でラップされ、ＤＴＦフレームはすべて同じ長さであるため、ＤＬＭ８４は実質的にすべて同じであってよい。図１１に示すように、異なる信号フォーマットまたはプロトコルの同じまたは異なるクライアント信号のいくつかのＴＡＭ８２は、クライアント側のいくつかの異なる信号タイプのＴＡＭ８２を介して接続されることができ、それらの異なるＴＡＭ８２はユニバーサルＤＬＭ８４に接続される。したがって、この接続において、クライアント側ｉＤＴＦフレームは、ＴＡＭが同じ信号速度（例えば、複数の２．５Ｇｂ信号）を扱っていても異なる信号速度（例えば、１つ以上の２．５Ｇｂ信号および１つ以上の１０Ｇｂ信号）を扱っていてもすべて同じサイズであるため、１つのＤＬＭが１つを超えるＴＡＭを扱うことが可能である。概して既に参照したように、ＤＬＭ８４は、信号帯域多重化／逆多重化モジュールつまりＢＭＭ８６と通信を行っている光トランスミッタおよび光レシーバを含む。ＢＭＭ８６は、光リンク８８上での伝送のために、ＷＤＭ信号であるＤＬＭ８４からの信号の帯域を光学的に結合する。同様に、リンク８８から受信した、まとめられた光信号は、ＢＭＭ８６を介して分離した信号帯に逆多重化され、信号／帯域が異なる波長チャネル信号を備える複数の信号に逆多重化される、ＤＬＭ８４に連結される。
ここで、図１１に関連して、デジタル光ネットワーク内のその他のノードまたはネットワーク要素に加えて、端末ネットワークは一連のクライアント側基板および回線側基板モジュールで構成されていることが容易にわかるはずである。また、異なるクライアント側基板は、公共信号プロトコルであっても独自信号プロトコルであっても、クラインアント信号フォーマットに適合するクライアント（顧客）設備を持つインターフェイスの配備のために容易に選択することができる。該当の選択されたクライアント側は、１つ以上の汎用回線側基板（ＤＬＭ内）とともに配備されることができ、これらはすべて同じ回線速度を有し、かつスタッフバイト位置を持つｉＤＴＦトランスポートフレームを有するクライアント側フレーミングによって可能となったものであり、ｉＤＴＦトランスポートフレームが実質的にすべて同じペイロードサイズとなるように、該当するＮセットのフレーム全体のスタッフバイトの総数はクライアント信号ペイロードタイプおよび信号速度に依存する。
次に、デジタル光ネットワークにおける中間ノード要素のアーキテクチャを示す図１２を参照する。このノード要素は、例えば、クライアント信号の再増幅、信号再生（ＯＥＯ ＲＥＧＥＮ）、３Ｒ信号ケアまたは信号グルーミング用のものであってよい。図１２からわかるように、図１１のアーキテクチャは、クライアント設備９３（１）〜９３（Ｎ）がクライアント側の対応するクライアント側ＴＡＭ９２（１）〜９２（Ｎ）に連結されており、次いでこれらのＴＡＭは、西向き回線９５との接続のために帯域マルチプレクサモジュールつまりＢＭＭ９４を介して、または東向き回線９７との接続のために帯域マルチプレクサモジュールつまりＢＭＭ９６を介して、回線側ＤＬＭ９０（１）〜９０（Ｎ）に連結されているという点で図１２に持ち越される。したがって、ＤＬＭ９０は、９３に示された適切なクライアント設備への支流分配のために、それらが接続されたＴＡＭ９２を介して通過信号または追加／ドロップ信号を扱うことができる。
次に、ＷＤＭ信号のまとめられたグループをまとめるため、およびばらすための、２つの西ＢＭＭ１０６Ａおよび１０６Ｂならびに２つの東ＢＭＭ１０７Ａおよび１０７Ｂを備え、そのＤＴＦ汎用フレームフォーマットにおいて信号が受信され送信されるバックツーバックＤＬＭ１０２および１０４、１０３および１０５に連結された、デジタル光ネットワークのための交差接続および追加／ドロップノード要素１００を示す図１３を参照する。１１１に示されているような、対応するＢＭＭ１０６および１０７からの波長信号の追加のＷＤＭ信号帯域を扱うための追加のＤＬＭペアがＤＬＭペア１０２および１０４、１０３および１０５に並列で連結されてよいことに留意すべきである。また、この実施例では、図１２の実施例と同様に、ＤＬＭ８４、１０２、１０３、１０４および１０５内に、３Ｒ機能性および信号グルーミング等の追加の機能性が含まれてよい。したがって、本出願においてここでは詳細に示していないが、これらのＤＬＭは、信号第２トランスポートまたはｉＤＴＦフレーム、信号第１トランスポートまたはＤＴＦフレームから取り出すための、かつ、３Ｒ機能性のためにクライアント信号をフレームする第１のトランスポートフレームからリアセンブルされ、その後ｉＤＴＦ、次いでＤＴＦフレームフォーマットにおいてリラップされる、対応するＴＡＭをさらに含んでよい。この処理は、後に議論する図１４および１５に示され説明されているものと同様の装置を含むであろう。
図１３のノード要素において、ＢＭＭグループ１０６Ａ、１０７ＡおよびＢＭＭグループ１０６Ｂ、１０７Ｂは互いに異なるトラフィックネットワークシステムであり、トラフィックが該当する１つのシステムからその他のシステムへ転送されることが必要な場合がある。既に述べたように、該当する交差接続において、トラフィック要求に応じてより多数の該当するＤＬＭをインストールすることができる。これらのＤＬＭのそれぞれと接続されているのは、ＤＬＭ１０３および１０４のために示されているが、該当するトラフィックを交差接続するための複数のクライアント信号交差接続回線１０６Ｘである。また、各場合のクライアント側支流またはＴＡＭ１０８（１）．．．１０８（Ｎ）は、１０９（１）．．．１０９（Ｎ）に示されているような顧客またはクライアントの設備に接続される。留意すべきは、同じ信号フォーマットを有する１つを超えるクライアント信号が単一のＴＡＭ１０８によって受信されるよう、各ＴＡＭ１０８に対して１つを超えるクライアント接続があることである。したがって、例えば、単一のＴＡＭ１０８（１）は、ＳＴＳ４８フォーマット等、１タイプの信号フォーマットを受信するように設計されてよく、別のＴＡＭ１０８（Ｎ）は、ＳＴＳ１９２フォーマット等、別のタイプの信号フォーマットを受信するように設計されてよく、そのいずれも、ｉＤＴＦトランスポートフレームを実現するためにスタッフバイトラッパーを用いてクライアント側との間でラッピングまたはデラッピングするためのものである。既に述べたように、これらのＴＡＭ基板は、任意の標準またはクライアント信号フォーマットを送信または受信すること、もしくは信号をｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットでそれぞれラッピングまたはデラッピングすることができる。また、図１３に示すように、１つのネットワークシステム由来の信号が同じ中間ノード要素における別のネットワークシステムによって転送または受信するよう、異なるシステム内の少なくとも２つの該当するＤＬＭ１０３および１０３が回線１０６を介して互いに交差接続される。
次に、該当するノード要素のクライアント側から回線側への光信号の伝送に関する端子ノード要素１１０のさらに詳細な説明図である図１４を参照する。図示するように、ノード要素１１０において、単純化するために伝送側のみが示されている。受信側は図１５に示し、次に論じる。図１４において、光回線１１３（１）．．．１１３（Ｎ）を介して帯域マルチプレクサモジュールつまりＢＭＭ１１４に連結された複数のＴＡＭ／ＤＬＭユニット１１２（１）．．．１１２（Ｎ）を示す。前の実施例において示したように、光ユニット１１２からの多重化された出力信号は、光リンク１１５におけるトランスポート用の多重化された信号の帯域のように、ＢＭＭ１１４において光学的に多重化またはインターリーブされる。１つのＴＡＭ／ＤＬＭユニット１１２（Ｎ）の詳細は、複数のＴＡＭ１１６Ａおよび１１６Ｂを説明するものであり、ここでクライアント信号は、光信号として受信された場合、ＴＡＭユニット１１６Ａおよび１１６ＢにそれぞれＯＥコンバータ１１９Ａおよび１１９Ｂを備えるＯＥコンバータ１１８によって電気信号にＯＥ変換される。クライアント信号が電気信号として受信されることもでき、この場合、ＯＥ変換の必要がなく、したがって、任意の信号処理の後にそれらの個別のフレーム１２０Ａまたは１２０Ｂに送信され、ＴＡＭ１１６ＡはＮ／ｎ Ｇｂｉｔ信号（例えば、１０Ｇｂｉｔの四等分された信号（１０／４））の受信に適応され、一方、ＴＡＭ１１６Ｂはｎ×Ｎ Ｇｂｉｔ信号（例えば、ｎ×２．５Ｇｂｉｔ信号）の受信に適応されるという、この点に留意すべきである。読者のために便宜を図って、破線１１０Ａおよび１１０Ｂは、いずれかのタイプの信号速度のクライアント信号の、クライアント側フレームフォーマットまたはｉＤＴＦフレームへのデジタルラッピング用の境界をマークしていることに留意されたい。換言すると、これらの境界の間に、クライアント信号はスタッフバイトを適切に設け、ｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにデジタルにラップされる。このフォーマッティングは、１０Ｇ ＴＡＭ１１６Ａ内のフレーマ１２０Ａおよびｎ×２．５Ｇ ＴＡＭ１１６Ｂ内のフレーマ１２０Ｂによって行われ、これらは、本明細書において示すように、フレーマ１２０Ａに関してはｉＤＴＦフレームに四等分された１０Ｇｂｉｔ信号、フレーマ１２０Ｂに関してはｉＤＴＦトランスポートフレーム独立化された２．５Ｇｂｉｔ信号である。高速（１０Ｇｂｐｓ）信号は、スイッチファブリック１２３への４つの通路接続に沿って伝播するために４つのパーティションで区切られた信号セクションに四等分され、一方、低速すなわち２．５Ｇｂｐｓ信号はフレーマ１２４、ＦＥＣエンコーダ１２６およびＥＯコンバータ１２７を介して個別に処理されることに留意すべきである。フレーマ１２０は、シリアライザ／デシリアライザＡＳＩＣチップの一部であってよく、概してそうである。ラップまたはマッピングされた信号はその後ＤＬＭ１２２の一部としてスイッチファブリック１２３に受信され、ここでｉＤＴＦフレームは既に説明したような様式でフレーマ１２４（１）．．．１２４（Ｎ）を介して回線トランスポート側またはＤＴＦトランスポートフレームへデジタルにラップまたはマッピングされる。次に、既に説明したような様式でＦＥＣエンコーダ１２６（１）．．．１２６（Ｎ）においてＤＴＦフレームにＦＥＣ符号化が追加される。次いで、これらの電気信号は、ＥＯコンバータ１２７において示されるように、トランスポートのため、対応する光信号にＥＯ変換される。該当する変換は個別半導体または電気光学素子を介して実現できるが、現在の光ネットワーク業界において従来から知られ使用されているように、複数の信号チャネルを有するモノリシックＴｘＰＩＣ１２８がこのＥＯ変換に用いられるとして示されている。チップ１２８は、上記の米国特許出願公開ＵＳ２００４／００９５７３Ａ１において開示されており、各チャネルがレーザー光源１３９（Ｌ）およびモジュレータ（Ｍ）を含むＮ個の集積信号チャネルを備え、その出力はアレイ導波路格子（ＡＷＧ）等の集積光結合器１３４に連結され、ここで光学的に変調された信号λ１〜λｎは、結合または多重化され、その後、多重化される際に、回線１１３（Ｎ）を介してＢＭＭ１１４に接続される。新しい、および増加の一途をたどるクライアント信号接続された顧客のトラフィック要求を満たすために、ＤＬＭ１２２のスイッチファブリック１２３との接続用のさらなるＴＡＭ１１９がネットワーク要素１１０に追加され得ることを繰り返し述べたい。
次に、本発明による、該当するノード要素の回線側からクライアント側への光信号の受信に関連する端子ノード要素１４０のより詳細な説明図である図１５を参照する。ノード要素１４０において、図示するように、送信側については図１４に関連して既に論じたため、単純化するために受信側のみ示している。図１５において、まとめられたＷＤＭ信号は光リンク１４５で受信され、ＢＭＭ１４４によってばらされ、多重化された光信号のばらされたＷＤＭ信号グループは、それぞれ光回線１４３（１０．．．１４３（Ｎ）を介して個別のＤＬＭ／ＴＡＭユニット１４２（１）．．．１４２（Ｎ）によって受信され、まず個別のＤＬＭ１５４に提供される。信号はまずＤＬＭ１５４内のＯＥコンバータ１２７によってＯＥ変換され、ここで受信された信号は、Ｎ個の光信号λ１〜λｎに分配または逆多重化するための分配器１４４を有するＲｘＰＩＣ１５８において受信され、その後、一連のオンチップ光検出器１５３を介して電気的に変換される。チップ１５２の詳細は、上述の米国特許出願公開ＵＳ２００４／００３３００４Ａ１において開示されている。チップ１５２は、検出された電流信号の電圧信号への変換用回路および集積チップ部分が１５５に示されている信号増幅等の、チップ集積電気信号処理を含んでよい。電気的に変換された信号は、次いで１５６（１）．．．１５６（Ｎ）においてＦＥＤ復号化され、その後、クライアント側またはＤＴＦフレームからフレーマ１５４（１）．．．１５４（Ｎ）を介してクライアント側またはｉＤＴＦフレームへのデマッピングを受ける。ここで、電気的に表された信号はｎ×ＮＧｂｉｔ信号（例えば、２．５Ｇｂｉｔ信号）または四等分されたＮ／ｎＧｂｉｔ信号（１０Ｇｂｉｔ信号）であり、場合によっては、スイッチファブリック１５３を通じてそれぞれＴＡＭ１４６Ａ（１０Ｇｂｉｔ）および１４６Ｂ（２．５Ｇｂｉｔ）内の適切なフレーマ１５０Ａまたは１５０Ｂに渡される。フレーマ１５０において、信号はクライアント側またはｉＤＴＦフレームからデマッピングされ、元のクライアント信号にリアセンブルされ、その後ここで、クライアント設備によるシームレスな受信のために、ＥＯコンバータ１４９Ａおよび１４９Ｂを介して光ドメインに変換される。フレーマ１５０は、シリアライザ／デシリアライザＡＳＩＣチップの一部であってよく、概してそうである。クライアント側またはｉＤＴＦフレームは、破線１４０Ａと１４０Ｂとの間、すなわち、フレーマ１５０と１５４との中間点の大部分の処理中であることがわかる。すべての信号が、例えば２．５Ｇｂｐｓであり得る最低ｉＤＴＦフレーム速度となるのはこの段階である。この場合、四等分された高速ビット速度（１０Ｇｂｉｔ）信号はフレーマ１５０Ａにおいて４つのパーティションで区切られた信号セクションから完全な信号にリアセンブルされ、一方、分離された低速（２．５Ｇｂｉｔ）信号は光ドメインへの変換のためにＥＯコンバータ１４９Ｂに単独で提示されることに留意されたい。これらの信号のタイミングまたはリタイミングは、特に四等分された高速（例えば、１０Ｇｉｔ）信号をリアセンブルする際に問題であるフレームジッタに関する問題となる場合があることが知られている。この問題は後の議論において取り上げる。
次に、クライアント信号ペイロードを１つのタイムドメインから別のタイムドメインへ非同期クロッキングするための、ＤＬＭおよびＴＡＭアーキテクチャを説明したシステムアーキテクチャにおけるタイムドメイン間のタイミングについてさらに直接的に扱っている図１６〜２１を参照する。図１６は、非同期タイミングアーキテクチャの回線側またはＤＬＭ伝送側をより詳細に示す。ＤＬＭ１６０は、信号チャネル１６１（１）．．．１６１（４）上において、顧客システムインターフェイスまたはＴＡＭから、４つのクライアント信号または多分割クライアント信号を、ｉＤＴＦフレーマからのそれらのｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットで受信し、ｉＤＴＦオーバーヘッドプロセッサ１６２（１）．．．１６２（４）に提供され、ここでそのｉＤＴＦフレームオーバーヘッドは、その中で信号が既にデジタルにラップされたｉＤＴＦフレームに関連して定義される。これらのデジタルにラップされた信号は、個別のクロックＣＬＫｔｌ、ＣＬＫｔ２、ＣＬＫｔ３、およびＣＬＫｔ４のクロックドメイン内にあってよい。次いで、ｉＤＴＦフレーム信号は個別のクロック速度でそれぞれデマッパー／マッパー１６４（１）．．．１６４（４）に提供され、ここでＮ個のｉＤＴＦトランスポートフレームは単一のＤＴＦトランスポートフレームにデジタルにラップされ、新しいクロックｔ５にリタイムされるが、これは４つすべてのデマッパー／マッパー１６４について同じである。一般に、ユニット１６２および１６４は、まとめてＤＴＦフレーマと称される場合がある。これら４つの信号チャネルは、分離および独立した自身の信号速度を有してよく、そのためそれらのクロック速度はオーバーヘッドから抽出される。それらの異なるタイミング速度は、異なる回復したクロックＣＬＫｔｌ、ＣＬＫｔ２、ＣＬＫｔ３、およびＣＬＫｔ４によって表され、これらのクロックは、デマッパー／マッパー１６４において、回復したクロックに基づいて単一のノード基準クロック（図８に示すクロック４０等）から提供されてよく、ここで信号ペイロードは、ｉＤＴＦフレームラップされた信号のように、それらのタイムドメイン（ｔ１、ｔ２、ｔ３、およびｔ４）からＤＴＦトランスポートフレームフォーマット内の第２の共通タイムドメイン（ｔ５）へリタイミングされる。したがって、ｔ５クロックは信号ペイロードをＤＴＦトランスポートフレームにリマップするために使用される。ＦＩＦＯ等、デマッパー／マッパーバッファの援助により、クライアント信号は、既に説明したように、例えば回線速度１１．１Ｇｂｐｓ等、汎用回線周波数または速度を有する新しいタイムドメインにリフレームされる。形成された４つのＤＴＦフレームは、次いで、インターリーバ１６６においてバイトインターリーブされ、その後、ＤＴＦフレームオーバーヘッドはＤＴＦ ＯＨプロセッサ１６８によって挿入され、続いて、インターリーブされたＤＴＦフレームのＦＥＣセクションにおいて、ＦＥＣエンコーダ１６９を介し、ＦＥＣ符号化および挿入が行われる。
ＤＬＭ伝送側フレーマの重要な特徴は、４つのデマッパー／マッパー１６４がロッカー１６７を介して十分なジャスティフィケーション要件にロックすることができることである。例えば、４つのチャネルが４つの独立したクライアント信号を備える場合、４つのユニット１６４をロックする必要はなく、信号は、それらの個別のクロックＣＬＫｔ１、ＣＬＫｔ２、ＣＬＫｔ３およびＣＬＫｔ４から同じｔ５クロックにタイミングされる。しかしながら、ジャスティフィケーション問題は、チャネル１６１上の４つの信号が、パーティションで区切られた１０Ｇｂｉｔ信号等の四等分されたクライアント信号である際に生じる。この場合、ロッカー１６７フラグは、すべてのユニット１６４を、デマッパー／マッパー１６４（１）等のユニットの１つのジャスティフィケーション要件にロックするために起動または設定され、それによってすべてのチャネルのタイミングが同一になり、部分信号は信号伝送の遠位受信端において適切にリアセンブルすることができる。
図１７は、タイミングアーキテクチャの回線側またはＤＬＭ受信側のさらに詳細な図である。リンクへの着信信号はＤＬＭ１７０によって受信され、まずＦＥＣデコーダ１７８においてＦＥＣ復号化され、続いてＤＴＦ ＯＨプロセッサ１７９においてＤＴＦオーバーヘッドの一定部分の除去が行われる。この後、４つのＤＴＦフレーム信号のデインターリーブまたは信号パーティションが行われ、これは次に個別のデマッパー／マッパーユニット１７４（１）．．．１７４（４）へ送信される。ｔ５クロックは伝送側（図１６）においてローカルに生成されるため、ユニット１７４はクロックｔ６と称する回復したクロックを有し、そのためこれらのｔ６クロックはｔ５クロックと異なる場合がある。ｔ７クロックは、４つのユニット１７４からの出力をクロックアウトするための、このＤＬＭ１７０におけるローカル基準クロックである。デマッパー／マッパーユニット１７４において、デマッパーはユニットＦＩＦＯを通じて翻訳される信号ペイロードを抽出し、新しいｉＤＴＦフレーム内のｔ７クロックへリマッピングされる。再度述べるが、ｉＤＴＦフレームフォーマットはこのアーキテクチャのノード要素内にあるインターフェイスフォーマットであることを理解すべきである。ｉＤＴＦフレームはその後、システムインターフェイスチャネル１７１（１）．．．１７１（４）上にクライアント信号を提供するために、ｉＤＴＦ ＯＨプロセッサ１７２（１）．．．１７２（４）において処理される。ここでも、デインターリーバ１７６においてデインターリーブされた信号がクライアント多分割信号である場合、信号が集積された際のジャスティフィケーションがすべて同じになるように、受信したフラグを介し、ユニット１７４において、ユニット１７４のうち１つのジャスティフィケーションに対するそれらの動作をロックするために、ロッカー１７７が利用される。
次に、受信方向における１０ＧｂｉｔモードＴＡＭ動作の具体例を示す図１８を参照する。ＴＡＭ１８０において、ｉＤＴＦフレームされたデータは対応するＴＡＭから４つのチャネル１８１（１）．．．１８１（４）上で、スタッフバイトチェックおよびパリティチェックとともにｉＤＴＦオーバーヘッドの一部を抽出するｉＤＴＦ ＯＨプロセッサ１８２（１）．．．１８２（４）に提供される。ｉＤＴＦフレームオーバーヘッドの一部は残る。デマッパー１８４（１）．．．１８４（４）において、スタッフバイトは除去され、ペイロードクロックｔ１０が抽出される。このｔ１０クロックは、１０Ｇｂｉｔモードまたは２．５Ｇｂｉｔモードに対する一部のクロック訂正と基本的に同じである。次に、ｉＤＴＦフレームからペイロードが抽出され、ｔ１０クロック速度でＦＩＦＯバッファに挿入され、既に説明した様式のクライアント信号ペイロードエンベロープであるｔ１１クロック速度でバッファから除去される。ｔ１１クロックは、ネットワークアーキテクチャにおいて必要な唯一の該当する水晶クロックである精密なＰＬＬ回路クロックによって生成される。また、この実施例はＴＡＭ１８０において１０Ｇｂｉｔモードであるため、ロッカー１８７は、ジッタジャスティフィケーションバイト（ＰＪＯ−Ｍ）がクライアント１０Ｇｂｉｔ信号の四等分されたすべての部分に適用されるよう、４つすべてのデマッパーをともに同一のジャスティフィケーションに設定またはロックするために、フラグを受信する。クライアント信号ペイロードエンベロープレートクロックｔ１１にリタイミングされたクライアント信号は、信号が生じた伝送端末ネットワーク要素の遠位端において生じた際に、クライアントペイロードをリアセンブルするため、インターリーバ１８６においてデインターリーブされる。次に、リアセンブルされた信号は、ペイロードにおいてあらゆる手順誤りを測定するためにクライアントＰＭまたはペイロードモニタ１８８によってチェックされ、その後、信号はクライアント設備へ送信される。
次に、ＤＬＭの回線側フレーマへ転送するための、クライアント１０Ｇｂｉｔモード信号の伝送の準備用のＴＡＭ２００を備える図１９を参照する。図１９において、１０Ｇｂｉｔモードクライアント信号は、概して光ドメインフォーマットであり得るチャネル２０９で受信される。信号は、信号誤りをチェックするためにクライアントＰＭまたはパフォーマンスモニタ２０８において扱われる。次いで信号は４つの通路またはチャネルに分割またはバイトデインターリーブされ、Ｎ個の通路があるため本明細書においてはこれを四等分されるとも称する。この場合、次に、マッパー２０４（１）．．．２０４（４）の各チャネルペイロードは、ｉＤＴＦフレームにラップまたはロードされ、ＰＬＬ回路を必要とすることなく単一のローカル基準クロックｔ９にマッピングされる。また、表１に関連して既に論じたような様式で、必要な数のスタッフバイトがペイロードに追加される。信号ペイロードレートが遅くなると、異なるクライアント信号について同じｉＤＴＦフレームサイズを実現するために、追加しなければならないスタッフバイトが増えることに留意すべきである。例えば１０Ｇｂｉｔモード信号よりも２．５ｇｂｉｔ信号等、より多くのスタッフバイトがあるのはこのためである。したがって、ｔ９クロックはすべての信号チャネルについて同じであり、４つのチャネルが同じ信号タイミングを有するよう、ロッカー２０７は、すべてのマッパー２０４に適用されるジャスティフィケーションを同じジャスティフィケーションバイトにロックさせるようにそのフラグを設定する。Ｎ個のｉＤＴＦフレーム（ここではＮ＝４とするが、別の整数であってもよい）が単一のＤＴＦフレームに繰り返し挿入およびインターリーブされる際に、光伝送ネットワークにおけるそれぞれのネットワーク要素間で同じ汎用回線速度となるよう、マッパー２０４においてスタッフバイトが追加されてチャネル信号をすべて同じ長さにする。また、ｔ８クロックはクライアント信号のペイロードクロックであり、信号タイプに応じて、この受信したクロックは互いに異なる場合があることに留意すべきである。この場合、例えば、この受信されたクロックは図１７のｔ７クロックであってよい。ｉＤＴＦペイロードフレームへの信号マッピングの後、ｉＤＴＦ ＯＨプロセッサ２０２（１）．．．２０２（４）においてｉＤＴＦフレームオーバーヘッドが追加され、４つのチャネルまたは通路２１０（１）．．．２０１（４）を介して対応するＤＬＭへ送信される。
次に、対応するＤＬＭから発するｉＤＴＦフレームフォーマットの２．５Ｇｂｉｔモードクライアント信号の回復のための、受信方向におけるＴＡＭ１９０を示す図２０を参照する。４つのチャネル１９１は、本明細書においてはクロックＣＬＫｔ１０−１、ＣＬＫｔ１０−２、ＣＬＫｔ１０−３およびＣＬＫｔ１０−４として示される、異なる基準クロックを有する４つの異なるＤＬＭからのクライアント信号を含有することができることに留意すべきである。ｉＤＴＦトランスポートフレームの４つの通路１９１（１）．．．１９１（４）は、次いで４つのｉＤＴＦ ＯＨプロセッサ１９２（１）．．．１９２（４）へ渡され、ここでｉＤＴＦオーバーヘッドの部分はフレームから除去され、その後２．５信号ペイロードがデマッパー１９４（１）．．．１９４（４）において受信され、ここでｔ１０−１、ｔ１０−２、ｔ１０−３およびｔ１０−４で表されるような信号からクロック回復が実現される。これらのクロックは、対応するＤＬＭにおいて生成され、それぞれ信号から回復される。ｔ１０クロックは、２．５Ｇｂｉｔモードおよび１０Ｇｂｉｔモードについて同一であってよい。クライアントペイロードは、デマッパー１９４を介してｉＤＴＦから抽出される。４つの独立した２．５Ｇｂｉｔ信号または例えば２．１Ｇｂｐｓ等のその他の独自の信号速度があるため、ｔ１０クロックは異なるクロック速度であってもよい。これら４つの信号はその後、クロック速度ｔ１１−１、ｔ１１−２、ｔ１１−３およびｔ１１−４でデマッパー１９４からそれらのＦＩＦＯバッファを介してクロックアウトされるが、クロック速度は全く同じではあり得ないため、これらはすべて異なるクロック速度である。ここでも、このクロックはＰＬＬ回路を持つ精密なクロックであり、実クライアント信号クロックを得るためのジャスティフィケーションバイトの使用を含む本発明のアーキテクチャにおいて唯一必要とされるものである。信号はその後クライアントペイロードレートでクライアントＰＭ回路１９８（１）．．．１９８（４）へ渡され、ここで誤りおよびそこからクライアントの設備をチェックするためにパフォーマンスモニタリングが実現される。このシナリオにおいて、４つの独立した２．５６Ｇｂ信号があるため、ロッカー１９７にはフラグが適用されないことに留意されたい。
次に、４つのチャネル２１１（１）．．．２１１（４）においてクライアント設備から４つの異なるクライアント信号を受信し、信号誤りをチェックするためにクライアントＰＭまたはパフォーマンスモニタ２１２（１）．．．２１２（４）へ渡されるための、伝送方向におけるＴＡＭ２１０を備える図２１を参照する。次いで、４つの独立した信号はマッパー２１４（１）．．２１４（４）へ渡され、ここでクライアント信号クロックｔ８−１、ｔ８−２、ｔ８−３およびｔ８−４が回復される。２．５Ｇｂｐｓの独立したクライアント信号があるため、これらの個別のクロック速度はすべて、わずかに異なるクロック速度であってよい。その後、信号ペイロードはｉＤＴＦフレームでラップされ、スタッフバイトは表１にあるＮＳＢ１およびＮＳＢ２値を介して該当する各フレームへ適切に追加され、そのためマッパーＦＩＦＯバッファの出力におけるクロック速度は同じフレームクロック速度ｔ９となり、これは基準クロック４０のような単純なローカル基準クロックである。ｉＤＴＦラップされた信号は、次にｉＤＴＦ ＯＨプロセッサ２１６（１）．．．２１６（４）においてｉＤＴＦオーバーヘッドを提供され、その後、１つ以上の対応するＤＬＭに渡される。このシナリオにおいて、４つの独立した２．５６Ｇｂ信号があるため、ロッカー２１７にはフラグが適用されないことに留意されたい。
当業者であれば、ＴＡＭ１８０、１９０、２０２および２１０は分離したクライアント信号アクセスモジュールとして供給され、設備製造業者のインベントリからの「オフザシェルフ」モジュールとして、異なるクライアント信号ペイロードおよび速度を有する、異なるクライアント信号を扱うために使用され得ることが理解されるであろう。該当するＴＡＭは、例えば２．３Ｇｂｐｓ等、非標準または独自ペイロードタイプを有する新しいクライアント信号用に製作されることができ、ここで、該当する各新しいＴＡＭモジュールに関連して、新しいペイロードタイプとの適合を提供するためのローカルクロック速度の変更に加え、新しいクライアント信号ペイロードタイプのスタッフバイト要件を満たすために、ＮＳＢｌおよびＮＳＢ２の新しい値が上記の表１に追加される。そのためアーキテクチャは、信号のビット速度が、例えば２．５Ｇｂｉｔモードおよび１０Ｇｂｉｔモードについてそれぞれ２．５９Ｇｂｐｓまたは１０．３６Ｇｂｐｓ等、ペイロードエンベロープレートを下回る限り、ほとんどＴＡＭ修正を行うことなくあらゆる周波数を迅速な様式で容易にサポートすることができる。
受信方向における１０Ｇｂｉｔモードおよび２．５Ｇｂｉｔモードの信号処理は、図１８および２０に関連して説明したように、図１９および２１に関連して説明したような伝送方向におけるものと同様に、これらのモードのそれぞれについて利用される同じＡＳＩＣチップ回路内にあってよいことを理解すべきである。
最終概要として、本発明の前述の開示を読み理解する中で、当業者には、本発明の様々な特徴のうち、本発明の２つの主要な特徴は（１）ネットワーク要素（ＮＥ）と端子要素との間にあるすべての信号のトランスポート用の単一のチャネル速度、および（２）各フレームサイズを所定値と等しくレンダリングするためにスタッフバイトを使用して異なるクライアント信号の異なるペイロードをＮ個のクライアント側トランスポートフレームへデジタルにラッピングし、次いでＮ個のフレームはネットワークにおけるトランスポートのために回線側フレームにラップされること、であることが認識されるであろう。Ｎ個のクライアント側トランスポートフレーマは、最低信号ペイロードレートを有してよく、Ｎ個のクライアント信号または多分割されたクライアント信号を、より高いペイロードビット速度を有する信号用のＮ個の部分またはパーティションにデジタルにラップするために配備される。多分割信号の場合、Ｎ個のフレーマはともにロックされ、クライアント信号はセクションに分けられているため、すべてのフレーマにおいてフレーマの１つによってジャスティフィケーションが課される。この場合、Ｎ個のフレーマのフレーム速度は、Ｎ×最低信号ペイロードレートが基本的にセクションに分けられた信号ペイロードレートの信号速度となるよう、最低信号ペイロードレートであってよい。しかしながら、最低信号速度の独立したクライアント信号は、わずかに異なるフレーム速度または全く異なるフレーム速度のいずれかで個別に動作することができるため、ジャスティフィケーションのためにロックされる。したがって、各Ｎフレーマには個別のジャスティフィケーションが課される。上述の基本的な例は、フレーマジャスティフィケーションがロックされていないデジタルラッピングのために４つの独立した２．５Ｇｂｐｓ信号、および、フレーマが１つの元のクライアント信号の一部を含有するためにフレーマジャスティフィケーションがロックされている４つのフレーマのために４つのサブセクションに分けられた（四等分された）１０Ｇｂｐｓ信号を受け入れる、４つのフレーマである。１０Ｇｂｉｔ信号の場合等のジャスティフィケーションのための多重フレーマロッキングの場合、１つのクライアント側フレーム（ｉＤＴＦフレーム）のためのジャスティフィケーションは、セクションに分けられた信号部分がフレーマＦＩＦＯを介してすべて同じクロック速度にクロックされる場合、その他のクライアント側フレームのそれぞれについて同一である。そうでない場合、元のクライアント信号を提供するために分離した部分を後に再結合できるよう、各セクションに分けられた信号部分について個別のジャスティフィケーションのために追加のオーバーヘッドが必要となるであろう。処理するオーバーヘッドが増えると、オーバーヘッドおよびジャスティフィケーションを処理するためにより多くの回路論理が必要となる。本発明のロッキングスキームを配備することにより、セクションに分けられた信号部分は常に整列され、したがって、当該追加のオーバーヘッドは要求されない、または必要ではない。各フレーマに適用されるジャスティフィケーションを実現するための多重フレーマノンロッキングの場合、４つの独立した信号はＦＩＦＯを使用して同じクロックドメインへマッピングすることができる。しかしながら、独立した信号用のものである信号フレームは必ずしもすべて同じクロック速度を有するわけではないため、ジャスティフィケーションバイトはすべて異なってよい。いくつかの信号の中のフレーマ間での任意の相対遅延または待ち時間は、ネットワークスパンに沿って一部のポイントにおいて信号はいずれにせよ独自に分離されていくため、実質的でなく、関係がない。
いくつかの特定の実施例と併せて本発明を説明したが、当業者には、本出願において説明されている結果および利点を実現することを意図された機能を実行するための前述の説明を踏まえて、さらに多くの代替、修正、および変形が容易に想像され、明らかになること、ならびに、該当する修正および変形は本発明の範囲内であるとみなされることが明らかである。一例として、さらに複雑でコストがかかるが、Ｇ．７０９標準の場合のように回線側フレームに追加層オーバーヘッドを追加することは開示されているアーキテクチャの範囲内であり、そのため、１０Ｇｂｉｔ信号は、ＯＴＵ２フレームへのラッピングと同じ様式で、伝送の遠位端においてこれらの信号フレームを再同期するためにオーバーヘッドの新しい層を使用してクライアント側フレームへデジタルにラップすることができる。これは、これらの信号がセクションに分けられることを必要とすることなく、かつ、信号ジャスティフィケーションのために複数のフレーマをともにロッキングし、その後バイトインターリーブを行うというコンセプトを配備することなく行われる。また、開示されているアーキテクチャの原理は、電気通信ネットワークの電気ドメイン内でのみトランスポートされ、光電気通信ネットワークにおいて利用される電気−光（ＥＯ）および光−電気（ＯＥ）交換タイプ内ではされない、電気通信信号のトランスポートにも適用できることが認識されるであろう。したがって、本明細書において説明した発明は、該当するすべての代替、修正、用途、および変形を、添付の特許請求の範囲の精神および範囲内に含まれ得るものとして包含することを意図している。また、当業者であれば、説明したすべてのパラメータ、寸法、材料および構成は例示的意味であり、具体的には本発明が適用される、または用いられる特定の用途に依存することを容易に理解するであろう。また、２つ以上の特徴、システム、装置、材料および／または方法の任意の組み合わせは、それらの組み合わせが相互に矛盾していない場合、本発明の範囲に含まれる。「備える」「含む」「保有する」「有する」「包含する」等の単語を含む暫定的な単語または語句は、制約のないものとして、すなわち、「を含むがこれらに限定されない」ことを意味するものとして解釈すべきものである。
図面中、類似の参照記号は類似の部分または要素に言及するものである。
図１は、３Ｒ光伝送ネットワークの高レベル概略図である。 図２は、Ｇ．７０９光トランスポートモジュール（ＯＴＭ）の概略図である。 図３は、Ｇ．７０９フレーム構造の概略図である。 図４は、本開示に関連して利用される修正されたＧ．７０９フレーム構造の概略図である。 図５は、本開示に関連してクライアント信号において利用される回線側フレーム構造の概略図である。 図６は、本発明に関連して利用されるノード側フレーム構造の概略図である。 図６Ａは、図６に示すノード側フレーム内のペイロードグループの１つの詳細である。 図７は、本開示を利用する伝送ネットワークにおける中間ノードの概略図である。 図８は、本開示の実践において用いられ得るデジタル回線モジュール（ＤＬＭ）のブロック回路図である。 図９は、図８に示すＤＬＭ回路において用いられ得る前方誤り訂正（ＦＥＣ）直並列（シリアライザ／デシリアライザ（ＳｅｒＤｅｓ））信号変換のより詳細な回路図である。 図１０は、異なるペイロードタイプのものであり得るクライアント信号の非同期リマッピングの配備を示すＯＥＯ光トランスポートネットワーク中間ノード要素（ＮＥ）の詳細なブロック回路図である。 図１１は、本開示の端子ノードを備えるノード要素（ＮＥ）の高レベル概略図である。 図１２は、デジタル増幅ノードまたはＯＥＯ ＲＥＧＥＮノードとも称される場合がある、本開示の中間ノード要素を備えるノード要素（ＮＥ）の概略図である。 図１３は、本開示の交差接続および追加／ドロップノード要素を備えるノード要素（ＮＥ）の概略図である。 図１４は、本開示による端子ノード要素のクライアント側から回線側への光信号の伝送に関連する、該当するノード要素の部分のより詳細な概略図である。 図１５は、本開示による光信号の受信に関連する、端子ノード要素の部分のより詳細な概略図である。 図１６は、ｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにおいてデジタルにマッピングされ、次いでＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにリマッピングされるような、クライアント信号の非同期クロッキングのためのアーキテクチャのＤＬＭ伝送側を示す図１４のトランスミッタ端末ノード要素の伝送側（脱出）のより詳細な概略図である。 図１７は、回線側においてＤＴＦトランスポートフレームフォーマットからデマッピングされ、次いでｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにリマッピングされるような、クライアント信号の非同期クロッキングのためのアーキテクチャＤＬＭレシーバ側を示す図１５のレシーバ端末ノード要素のレシーバ側（侵入）に関連するより詳細な概略図である。 図１８は、ＤＬＭからの受信によるｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにおける１０Ｇｂｉｔモードクライアント信号の回復のための、受信方向にあるクライアント側支流基板またはＴＡＭのより詳細な概略図である。 図１９は、ｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットを介して伝送用のＤＬＭによって受信するための、１０Ｇｂｉｔモードクライアント信号の伝送のための、伝送方向にあるクライアント側支流基板またはＴＡＭのより詳細な概略図である。 図２０は、ＤＬＭからの受信によるｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットにおける２．５Ｇｂｉｔモードクライアント信号のための、受信方向にあるクライアント側支流基板またはＴＡＭのより詳細な概略図である。 図２１は、ｉＤＴＦトランスポートフレームフォーマットを介して伝送用のＤＬＭによって受信するための、２．５Ｇｂｉｔモードクライアント信号の伝送のための、伝送方向にあるクライアント側支流基板またはＴＡＭのより詳細な概略図である。

Claims (14)

  1. ペイロードレートを有するクライアントデータを受信するように構成された入力と、
    第２フレーム内で複数の第１フレームを供給するように構成された出力と
    を備えるネットワーク要素であって、
    前記複数の第１フレームの各々は、少なくとも４つのペイロードグループを受け入れるように構成されたペイロードエンベロープを有し、前記少なくとも４つのペイロードグループの各々は、ペイロードセクションと、スタッフバイトセクションとを含み、前記少なくとも４つのペイロードグループの各々のペイロードセクションは、前記クライアントデータの一部を示すデータを含み、前記少なくとも４つのペイロードグループの各々のスタッフバイトセクションは、複数のスタッフバイトを含み、前記少なくとも４つのペイロードグループは、前記少なくとも４つのペイロードグループの各々のスタッフバイトセクションが前記複数の第１フレームの各々のペイロードエンベロープの全長に沿った複数の位置のうちのそれぞれの１つの位置に配置されるように、前記複数の第１フレームの各々のペイロードエンベロープの全長に沿って分配されており、前記少なくとも４つのペイロードグループのうちのそれぞれの１つのペイロードグループのペイロードセクションは、前記複数の位置のうちの連続する位置の間に提供されており、前記出力により供給される前記第２フレームが非同期マッピングされており、
    前記少なくとも４つのペイロードグループのうちの１つのペイロードグループのスタッフバイトセクションは、第１個数のスタッフバイトを有し、前記少なくとも４つのペイロードグループのうちの残りのペイロードグループのスタッフバイトセクションの各々は、第２個数のスタッフバイトを有し、前記スタッフバイトの第１個数は、前記スタッフバイトの第２個数とは異なり、
    前記第２フレームは、実質的に一定のデータ回線速度を有する、ネットワーク要素。
  2. 前記複数の第１フレームの各々は、同一の長さを有する、請求項１に記載のネットワーク要素。
  3. 前記複数の第１フレームは、第１の複数の第１フレームであり、前記第２フレームは、複数の第２フレームのうちの第１の第２フレームであり、前記クライアントデータは、第１クライアントデータであり、前記データは、第１データであり、前記クライアントデータのペイロードレートは、第１ペイロードレートであり、前記ネットワーク要素の出力は、さらに、前記複数の第２フレームのうちの第２の第２フレーム内で第２の複数の第１フレームを供給するように構成されており、前記第２の複数の第１フレームは、前記入力により受信される第２クライアントデータを示す第２データを含み、前記第２クライアントデータは、前記第１ペイロードレートとは異なる第２ペイロードレートを有し、前記複数の第２フレームのうちの前記第２の第２フレームは、前記実質的に一定のデータ回線速度を有する、請求項２に記載のネットワーク要素。
  4. 前記少なくとも４つのペイロードグループのうちの第１ペイロードグループは、前記複数の第１フレームの各々のペイロードエンベロープの前記少なくとも４つのペイロードグループのうちの少なくとも１つである、請求項１に記載のネットワーク要素。
  5. 前記スタッフバイトの第１個数および第２個数は、前記クライアントデータのペイロードレートから決定される、請求項１に記載のネットワーク要素。
  6. 前記複数の第１フレームの各々は、さらに、オーバーヘッドセクションを含み、前記オーバーヘッドセクションは、前記スタッフバイトの第１個数を示す第１値と、前記スタッフバイトの第２個数を示す第２値とを含む、請求項１に記載のネットワーク要素。
  7. 前記ペイロードレートは、複数のペイロードレートのうちの対応する１つであり、前記スタッフバイトの第１個数は、スタッフバイトの複数の第１個数のうちの対応する１つであり、前記スタッフバイトの第２個数は、スタッフバイトの複数の第２個数のうちの対応する１つであり、前記ネットワーク要素は、前記複数のペイロードレートと、前記スタッフバイトの複数の第１個数および複数の第２個数とを格納するように構成されたメモリ回路をさらに備える、請求項１に記載のネットワーク要素。
  8. 前記ペイロードレートは、複数のペイロードレートのうちの対応する１つであり、前記第２フレームの前記実質的に一定のデータ回線速度は、前記クライアントデータの前記複数のペイロードレートのうちの前記対応する１つに、複数の可変オーバーヘッド率の値のうちの対応する１つを乗算したものに等しく、前記複数の可変オーバーヘッド率の値の各々は、前記複数のペイロードレートのうちのそれぞれの１つに対応する、請求項１に記載のネットワーク要素。
  9. 前記複数の第１フレームに関連する第１クロックドメインと前記第２フレームに関連する第２クロックドメインとの間で前記クライアントデータを変換するように構成されたバッファ回路をさらに備える、請求項１に記載のネットワーク要素。
  10. 前記バッファ回路は、循環バッファを含む、請求項９に記載のネットワーク要素。
  11. 前記バッファ回路は、ＦＩＦＯを含む、請求項９に記載のネットワーク要素。
  12. クライアント信号に関連するクライアント信号クロックドメインと前記複数の第１フレームに関連する第１クロックドメインとの間で前記クライアントデータを変換するように構成されたバッファ回路をさらに備える、請求項１に記載のネットワーク要素。
  13. 前記バッファ回路は、循環バッファを含む、請求項１２に記載のネットワーク要素。
  14. 前記バッファ回路は、ＦＩＦＯを含む、請求項１２に記載のネットワーク要素。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2106051B1 (en) * 2007-01-17 2019-02-27 Nippon Telegraph and Telephone Corporation Digital transmission system and digital transmission method
JP5091489B2 (ja) * 2007-01-17 2012-12-05 日本電信電話株式会社 デジタル伝送システムおよびデジタル伝送方法
JP5071963B2 (ja) * 2007-01-17 2012-11-14 日本電信電話株式会社 デジタル伝送システム、およびデジタル伝送方法
CN101267386B (zh) * 2007-03-15 2011-12-07 华为技术有限公司 传输多路独立以太网数据的方法、装置和系统
CN101291179B (zh) 2007-04-17 2011-03-23 华为技术有限公司 一种光传送网中客户信号传送方法及相关设备
CN101335751A (zh) * 2007-06-29 2008-12-31 华为技术有限公司 将以太网编码块映射到光传输网络传输的方法及装置
US20110008050A1 (en) 2008-01-03 2011-01-13 Riccardo Ceccatelli Demultiplexing and Multiplexing Method and Apparatus
WO2009090742A1 (ja) * 2008-01-17 2009-07-23 Fujitsu Limited 信号処理装置および信号処理方法
CN101965701B (zh) * 2008-02-07 2015-06-24 英飞聂拉股份有限公司 任意速率的客户机信号的双重异步映射
JP4695171B2 (ja) * 2008-09-17 2011-06-08 日本電信電話株式会社 光ディジタル送信装置、光ディジタル送受信システムおよび光ディジタル送信方法
US8296630B2 (en) * 2008-10-02 2012-10-23 Fujitsu Limited Multi-mode forward error correction
US8571037B2 (en) 2008-11-14 2013-10-29 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Optical digital transmission system
JP5453948B2 (ja) * 2009-06-18 2014-03-26 富士通セミコンダクター株式会社 データ受信処理方法及びデータ受信処理装置
US8446906B2 (en) 2009-07-01 2013-05-21 Infinera Corporation Providing access to client overhead while transparently transmitting the client signal
JP5375470B2 (ja) * 2009-09-14 2013-12-25 富士通株式会社 デジタル加入者線用伝送装置及びａｔｍ帯域制御方法
US20120246537A1 (en) * 2009-12-01 2012-09-27 Mitsubishi Electric Corporation Error correction method and device
JP5309041B2 (ja) * 2010-01-07 2013-10-09 日本放送協会 インターフェース装置
JP2013017048A (ja) * 2011-07-04 2013-01-24 Nec Corp 通信装置、通信システム、通信方法、および通信プログラム
EP2618536A4 (en) * 2012-04-25 2014-02-19 Huawei Tech Co Ltd METHOD AND DEVICE FOR UNIFIEDING IMAGE RATES
JP5963817B2 (ja) * 2014-08-20 2016-08-03 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 フレーム再マッピング方法
WO2017000126A1 (zh) * 2015-06-29 2017-01-05 华为技术有限公司 一种分组业务映射到光传送网络的方法和otn设备
US10348329B2 (en) * 2017-02-13 2019-07-09 Qualcomm Incorporated Low density parity check (LDPC) circular buffer rate matching
US11600964B2 (en) 2020-08-17 2023-03-07 Cisco Technology, Inc. Package self-heating using multi-channel laser
CN117378214A (zh) * 2021-06-18 2024-01-09 华为技术有限公司 传输数据的方法和装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1229692A1 (en) * 2001-02-02 2002-08-07 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Method and apparatus for tunnelling data in a network

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6765928B1 (en) * 1998-09-02 2004-07-20 Cisco Technology, Inc. Method and apparatus for transceiving multiple services data simultaneously over SONET/SDH
US20030048813A1 (en) * 2001-09-05 2003-03-13 Optix Networks Inc. Method for mapping and multiplexing constant bit rate signals into an optical transport network frame
JP2003188919A (ja) * 2001-12-19 2003-07-04 Nec Corp ネットワーク、スイッチ装置及びそれに用いるｏｔｎフレーム処理方法並びにその回路及び集積回路
US7564875B2 (en) * 2003-11-11 2009-07-21 Intel Corporation Techniques to map and de-map signals

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1229692A1 (en) * 2001-02-02 2002-08-07 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Method and apparatus for tunnelling data in a network

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