CN1009410B - 帧和相位快速同步的装置 - Google Patents

Abstract

接收到的独特字RK既含有帧时钟RT。又含有字符时钟ZT。在传输通路中独特字受到特定形式的畸变。如果这个畸变的独特字由含有相位误差的取样时钟取样，则相位误差可从样值中确定出。然而，在传输通路中发生畸变时，独特字前后的字符会产生前振荡和后振荡，它们迭加在独特字上，使独特字的值复杂化。根据本发明的基本想法。对取样瞬间前振荡和后振荡的值进行计算。并作为校正值从测得的样值中减去它，因而只留下独特字的畸变影响。

Description

本发明是涉及接收端帧和相位实现同步的一种装置。这类装置之一在DE-OS32    27    151中已予公开。

在先有技术的这类装置中，接收到的字符流以取样时钟速率取样，样值由一个模/数转换器进行数字化，因而数字字符流原来的畸变将包含在数字化的样值中。由一个数字相关器从数字样值序列和存贮在接收端作为帧校准字的一个已知独特字中产生出互相关函数。当接收到的字符流中出现独特字时，互相关函数具有最大值。根据这些最大值，可以导出帧时钟。采用这种时间离散（取样时钟）处理虽只能得到互相关函数的各单个样值，然而，根据最大样值前后的两个互相关函数的样值，可以确定这两个样值相对于最大样值在时间上是否是对称的。由此，可以导出调整取样时钟相位用的控制信息，并由这个控制信息调整取样时钟相位。

在那样的先有技术装置中，取样时钟的相位只能慢慢地调整。由于字符流的畸变仍保留在样值中，所以，用以导出控制信息的样值包含有独特字之后的字符来的前振荡成分和独特字之前的字符来的后振荡成分。在这种先有技术装置中，这类成分是通过几个帧周期内的平均化来滤除的。

本发明的目的是使取样时钟相位的调整快速些。

本发明的基本想法如下：

接收到的独特字即含有帧时钟，也含有字符时钟。在传输通路上， 独特字受到特定形式的畸变。如果这种有畸变的特独字由含有相位误差的取样时钟来取样，则相位误差可从样值中确定出。然而，在传输通路中发生畸变时，独特字前后的字符引起的前振荡和后振荡将迭加在独特字上，使独特字的估值复杂化。在先有技术中，通过在几帧内的平均化来平滑掉这种前振荡和后振荡。按照本发明的基本想法，计算出取样瞬间前振荡和后振荡的值，作为校正值从测得的样值中减去它，而只留下独特字的畸变影响。于是，从第一个检测出的独特字中便可导出对于重新调整取样时钟相位适用的控制信息。然而，其优点在于：得出的校正值不是用来校正样值自身，而是用来校正由样值所导出的量值。

前振荡和后振荡的值可从传输通路的传输系数再生出的字符中导出。传输系数或是预先设定的，或是从自适应均衡器的均衡系数中得出的。

现在，参阅以下附图来说明本发明的实施例：

图1是本发明的装置的粗略方框图;

图2和图3是图1所示装置的较详细的方框图;

图4是先有技术的自适应均衡器的方框图。

参阅图1，本发明的装置可分为三个方块。第一方块10借助于字符取样时钟ZT将接收到的字符流e转变为二进制数据系列Di。此外，从第一方块10中导出帧时钟RT和误差信号△K′。误差信号△K′确定了字符取样时钟ZT与实际字符时钟的瞬时相位偏差。借助于帧时钟RT，第二方块20可从这个误差信号△K′中导出调整用的控制信息△P。第二方块实现控制功能，并设计例如可防止相位抖动或振荡。第三方块30产生字符取样时钟ZT，ZT的相位由调整用控制信息△P进行校正。

在本实施例中，信号处理是数字式的。接收到的字符流e由重复率为字符取样时钟ZT的数字化8比特样值序列组成。误差信息△K′也由8比特字组成，但每帧只计值一次，即其重复率为帧时钟RT。调整用控制信息△P由4比特字组成。

图2较详细地示出了图1的第一方块10，通过自适应均衡器E从接收到的字符流e中得出二进制数据Di。

自适应均衡器E的一个结构例子示于图4。这种结构是本技术领域中的专业人员所熟悉的，这里不再赘述。所传输的字符流中的每个字符在传输通路中受到畸变，其形式为产生大量的前振荡和后振荡。前振荡和后振荡的间隔等于字符长度，所以不同字符的前振荡和后振荡将相互直接迭加。在均衡器E中，每个字符的前振荡M和后振荡N分别由系数为C₁～C_-M和C₁～C_N的加权量来计值。各系数的下标明了由该系数加权的前振荡或后振荡与相关字符之间的距离。字符本身由系数CO来计值，并将判决阀设置在CO/2上。其次，重要的是需考虑多少个前振荡和后振荡，是否只需考虑后振荡，有均衡系数CK是预设定的还是自适应的。

根据完全地均衡好接收到的字符流e所需的那些均衡系数，从中可得出传输通路的各传输系数。因为可以假定那些实际应用的均衡系数代表了良好的逼近，所以用它们可以导出传输通路中传输系数的良好逼近值。

第一方块10中包含有一个估算单元AE。这个单元内包含有一个对传输通路进行模拟的横向滤波器TF。估算单元AE中的矩阵计算器MR根据均衡系数CK确定出横向滤波器TF的滤波系数CK^＊。从均衡系数CK变换到滤波系数CK^＊是根据表1的公式计算的。适合于做这种变换的计算器属于先有技术范围。

于是，横向滤波器TF的输出信号基本上与均衡器E输入端上的信号相同，但它没有取样相位误差到引起的偏差了。然而，均衡器E和横向滤波器TF中的延时造成了相对于接收到字符流e而言的延时。为了能将实际接收到的字符流e与横向滤波器TF中模拟出的字符流作比较，让接收到的字符流e在延时部件VG中受到适当的延时。

因此，在延时部件VG和横向滤波器TF的输出端上给出了两个能作比较的信号。延时部件VG之后是相关器KR，它对字符流与已知的独特字RK进行相关计算。在随后的求和电路SR中，对各样值乘以系数1/α，并从乘积中减去延时两个取样时钟周期T后的样值。所得的差值就是校正值△K，它由有用成分和干扰成分两部分组成。有用成分取决于字符取样时钟ZT的相位误差，它用来校正ZT的相位，干扰成分是由独特字之后的字符的前振荡和独特字之前的字符的后振荡造成的。

横向滤波器TF的后面有相似于上述结构的相关器KD和求和电路SD，产生出校正值△K″。由于在此支路中模拟出的信号是无取样相位误差的，因而校正值△K″中不存在有用成分，只有干扰成分。通过加法器A2，从含有有用成分和干扰成分的校正值△K中减去只含有干扰成分的校正值△K″，得出误差信息△K′。

相关器KR的一路输出还加到一个帧检测电路RE的输入端。帧检测电路RE产生帧时钟RT，这是下一步处理二进制数据Di和计算误差信息△K′所需要的。

图2所示的整个第一方块10是按字符取样时钟ZT的重复率工作的。然而，可应用的误差信息△K′只能从重复率为帧时钟RT的独特字中求得。

对于校正值演算的进一步了解可参阅上述的DE-OS    32    27    151;对于系数1/α的说明，读者可参阅DE-OS33    33    714。

在由估算单元AE确定的校正值△K″中，含有两个另外的干扰成分。第一干扰成分来源于横向滤波器TF对传输通路的非理想模拟。第二干扰成分的来源，是由于前振荡和后振荡的干扰效应以无相位误差状态进入△K″，而进入到△K的是有相位误差的。

传输通路的非理想模拟一方面是由于横向滤波器TF的长度有限，另一方面是由于滤波系数CK^＊包含有误差。如所述的实施例中那样，如果滤波系数CK^＊不仅可以预先设定，而且还可以从自适应均衡器E的均衡系数CK中求出，则均衡器的非适应状态和取样时钟的相位误差都将导致滤波系数的误差。所有这些误差均会既影响独特字前后的数据，又影响独特字本身。至少，滤波系数误差对独特字的影响必须予以补偿。

这种补偿是在计算独特字影响的本身过程中实现的。因此，需要确定在进一步计值的有关瞬间独特字通过横向滤波器TF、相关器KD和求和电路SD时产生的校正值△K″中的该成分。这是个单一的恒定校正值KW，它仅取决于独特字和滤波系数CK^＊。对于独特字是N比特Barker码的极有利情况，校正值为KW＝-N（Cl^＊/α-C^＊ _-1）;在11比特Barker码时，KW＝-11（Cl/α-C^＊ _-1）。这时，独特字由11100010010序列或与之等效的序列（在时间或极性上倒置的序列）组成。Barker码具有这样的特性，在相符的情况下其自相关函数等于N，在其他情况下等于绝对最大值1。在图2的实施例中，校正值KW在矩阵计算器MR中计算出，由加法器Al将KW与校正值△K″相加。

其它干扰量的影响可忽略不计。

将误差信息△K′处理为调整用控制信息△P，亦即第二方块20的内部电路，是与导出误差信息△K′的方式无关的。

图3示出了第二方块20的优选实施例的详细方块图。

在形成调整用控制信息△P的路径中，误差信息△K′要通过一条主支路，还作为时间的函数通过若干条次支路。在主支路中，信号首先通过乘法器221，乘上系数D的倒数，然后通过两个加法器222和223，再在取样单元225中化为整数，并在限幅器227中限幅到4比特的值（例如从-8到+7）。限幅器227的输出就是调整用的控制信息△P。加法器223的输出还暂存在存贮器224中，延时一个帧周期Tr后反馈回加法器223的同相输入端。取整单元225的输出暂存在存贮器226中，延时一个帧周期Tr后反馈回加法器223的反相输入端。

在加法器222和223之间分出一路信号，起初的128个帧周期内它通过开关233馈送到存储器231。经一个帧周期Tr后，通过乘法器232返送到加法器222的一个输入端。在乘法器232中乘以系数C。

在起初的32个帧周期后，加法器222与223之间分路出的信号经过加法器241和开关251（它在32个帧周期后闭合）送到另一支路，该支路中含有乘法器252、加法器253、存贮器254和另一乘法器255。乘法器255的输出一路返送到加法器241，另一路通过加法器243送到开关233。在起初的128个帧周期之后，开关233让加法器243的输出信号前进。上述支路中也有一条反馈线，是从存贮器254的输出到加法器253的一个输入端。在乘法器252中乘以系数E，在乘法器255中乘以系数1/16。

再一条支路是加法器241的输出经乘法器242后到达加法器243的第二输入端。在乘法器242中乘以系数1/α。

整个第二方块20按帧时钟RT的重复率工作的。所以，在所述的信号通路的任一经定点处，新的数字值每一个帧时钟周期出现一次。为了以有利的方式即影响这种控制的瞬态振荡，又影响其稳态情况，由开关233和251分别切换不同的支路，且系数C、D和E按表2变化。

表2

N    0……15    16……31    32……127    128……

C    3/4    3/4    7/8    1

D    1/（1/4+1/8）    8    16    16

E    -    -    1    1/32

各个阶段之间的切换是由计数电路21控制的，计数电路中包括有内含7级的二进制计数器211，计数器211的第4、第5和第7级的抽头提供出信号N₄、N₅和N₇，用以控制上述的开关和改变相乘系数。计数N≥16时N₄＝1，N≥32时N₅＝1，N＝128时N₇＝1。当计数器计满数（N＝128）时，由于信号N₇通过反相器212加到与门213的一个输入端，计数仃止。与门213的另一输入端加有帧时钟RT，与门213输出接到计数器211的时钟输入端。当然，在失去同步时必须保证计数器复位。

图1中的第三方块30对应于上面多次提到的DE-OS    32    27    151.4内图2中的单元7、8、9，并可按该文献中所述的结构组成。

第一方块10的结构也可不同于图2中所示的实施例。尤其是，横向滤波器TF的功能可由一个计算器来实现，该计算器也能实现矩阵计数器MR的功能。

此外，上述两个支路的功能可以合併，从而可以减少一个相关器（KR或KD）和一个有关的求和电路（SR或SD）。于是，加法器A2的功能可在信号通路中向前移。在输出端完成的唯一运算是加上校正值KW。

如果在横向滤波器TF的输入端或在实现横向滤波器功能的计算器的输入端上与独特字关联的数据Di借助于帧时钟被置“O”，则校正值KW＝O;其随后的计算和它在加法器A1中的相加就可以省去了。

相关器和求和电路的工作可用算法来表述，所以它们的功能可由计算器来完成。计算器甚至还可用于自适应均衡器E。

根据接收到的字符流e的传输速率，并根据可供使用的计算器， 在采用的计算器与各种功能（function）的各自实现之间可能有变化。在这种情况下，必须考虑到各别的功能应以帧时钟率RT来实现，而另一些功能应以字符取样时钟率ZT来实现。

Claims (2)

1、在接收端用于帧同步并使接收端的取样时钟相位与通过传输通路接收到的字符流相位相同步的一种装置，在所述的字符流中包含有以规定时间间隔出现的独特字；该装置包括：一个数字式相关器，用以从接收到的以取样时钟重复率取样的字符流和接收端存贮的独特字中形成一个互相关函数；一个帧检测电路，用以根据互相关函数最大值的位置来确定帧时钟，该最大值以帧周期的间隔复现；一个相位同步电路，用以从检测出的重复出现的最大值附近的互相关函数值中求出供调整取样时钟相位用的控制信息，并以此调整所述的相位；一个用以再生字符的判决部件，其特征在于，具有一个估算单元(AE)，它根据再生的字符和传输通路的传输系数确定出校正值，并以此校正用于导出控制信息(△P)的值，这些校正值考虑到了独特字(RK)前后的字符的前振荡和后振荡所造成的影响。

2、根据权利要求1所述的装置，还包括一个用以均衡接收到的字符流的自适应均衡器，其特征在于，传输通路的传输系数是从该均衡器（E）自适应确定的均衡系数中导出的。

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