CN100583623C - 用于调幅信号的解调器 - Google Patents

Abstract

一种用于调幅信号的解调器电路(DMOD)，包括阈值切换模块(SWS)，其中，所述阈值切换模块(SWS)的信号输出端(SA)与解调器电路(DMOD)的输出端(DA)相连，所述阈值切换模块(SWS)的信号输入端(SE)通过第一电容(C1)与解调器电路(DMOD)的输入端(E)相连。此外，根据阈值切换模块(SWS)的输出端(SA)的状态，信号输入端(SE)可通过耦合元件(KO)与第一或第二参考电压(Uref1，Uref2)相连。由此，切换点与输入信号(UL)的绝对值无关，因为由输入信号(UL)的各个静态点相对设计开关阈值的大小。

Description

用于调幅信号的解调器

技术领域

本发明涉及一种用于调幅信号的解调器电路，包括阈值切换模块，其中阈值切换模块的信号输出端连接到解调器电路的输出端。

背景技术

上述种类的解调器电路用于将发射机所发射的调幅信号解调。一种应用为比如智能卡，其中通过接收线圈接收所谓“读出器”发出的信号，随后通过解调器电路确定其数值。在这种情况下，必须将高的线圈电压与低的线圈电压可靠地区分开，使其中一个升高，使一个下降。

根据现有技术一种实现这一目的的可能方法包括，使用比较器将接收线圈处所具有的电压与参考电压进行比较。所述比较器实质上是一种运算放大器，它并非工作在输入/输出特性曲线的线性部分，而主要工作在饱和区域，从而起到阈值切换模块的作用。如果这时的线圈电压超过参考电压，则比较器将其输出切换到“高”，如果线圈电压低于参考电压，则切换到“低”。根据布线，也可以实现相反的性质。

另一种已知的可能方法是，并不直接确定线圈电压的大小，而是确定其平均值。一种实现的方法是在比较器与线圈之间设置低通滤波器。另一种可能方法是确定线圈电压的包络线，并为此而设置峰值整流器。最后，还可以使用反相器或所谓“施密特触发器”取代比较器。这里，不需要外部电压参考，因为仅采用内部开关阈值或者其包络线与线圈电压进行比较。

由于多种影响因素，线圈电压的发展变化不能被明确地限定：例如，最大值取决于发射机所发射的场强度。而最小值取决于调制期间发射机能减弱场强多少。在与智能卡有关的标准ISO-14443-A中，比如，将其设计为最大是最大值的5％。其他影响因素有发射天线以及接收线圈的质量。所有上述影响因素有可能导致信号变得“模糊”的情形；换言之，在调制期间，按照信号增强的方式，减小最大值与最小值之间的差值，从而使得在解调器电路中进行的检测更加困难。

所有上述解调器电路的一个共同点是，存在开关阈值被设定为固定数值的缺点，或者在反相器或施密特触发器的情形下，开关阈值取决于部件的内部布线，此外，还取决于温度和电源电压。从而，这些电路仅适于有限程度地确定上面所述的信号形态。

除了已经提到的电路以外，从现有技术还可以了解到其他用于解调器电路的设计形式。比如2003年10月21日的US 6,636,146“Contactlesscommunication system for exchanging data”，披露了一种特别适合于具有低调制深度的信号的解调器电路。这些信号被用于比如，确保在调制阶段，即当发射机降低其发射功率时，通过发射机发射出的电磁场输送给接收机的功率。这里，所述解调器电路包含低通滤波器，利用它对输入信号进行滤波。所述低通滤波器的输出信号被直接输送给比较器的第一接线端，并通过RC组合输送给其他接线端，所述RC组合作为积分器，从而可以得到信号的平均值。这里，所说的比较器最好具有滞后作用。该文献还披露了解调器电路的另一种改型，它检测振幅的改变。这里，输入信号也是通过低通滤波器输送，其输出信号通过微分级输送到比较器的第一输入端。比较器的第二输入连接参考电压，比如接地。由于这种构成方法，解调器电路对信号平均值的大小并不敏感。

此外，2003年7月10日的美国专利US2003/0128070“A demodulatorfor an amplitude-modulated altering signal”披露了一种电路，它包括峰值检测器和两个解调器。一个用于检测信号峰值并产生用于识别调制开始的上阈值，一个用于检测信号最小值并产生用于识别调制结束的下阈值。为此，该电路包括两个比较器。然后，随后的逻辑级产生解调信号。

此外，2003年8月28日的美国专利US2003/0160650“Wide dynamicrange demodulator for smart cards or contactless tickets”披露了一种解调器电路，它具有用于产生输入信号的包络线的峰值检测器，和用信号的DC电压部分置所接收信号的第一模块。另一模块产生用于识别调制开始和结束的开关阈值。随后，比较器比较上述两个信号，并获得解调信号。

最后，1999年7月27日的美国专利US5,930,304“Wireless poweredcommunication device with adaptive data detection and method”，披露了一种电路，其中，根据所接收信号的强度改变比较器的开关阈值，以便改善解调制。

发明内容

本发明的目的在于定义一种解调器电路，即便在不利的条件下，它也能将接收信号解调制。

为了实现上述目的，定义一种本文开头所述类型的解调器电路，其中阈值切换模块的信号输入端借助第一电容与解调器电路的输入端相连，并且根据阈值切换模块的输出状态，所述信号输入端可经耦合元件与第一或者第二参考电压相连。

优点在于，这里可以彼此独立地设定升高和降低输入信号的切换点。此外，所述切换点与输入信号的绝对值无关，这是因为开关阈值的大小与相应的绝对值有关。这就意味着，输入信号总是要比上静态位置(restingposition)低一个第一差值，或者必须比下静态位置高一个第二差值，从而实现解调器的切换。从而，所述解调器电路对不同的调制深度，特别是在调制阶段所出现的令人不快的干扰信号都不敏感。为此，最好将第二差值的大小确定成，使干扰信号的振幅小于所述的差值。本发明解调器电路的另一个优点在于，避免产生切换峰值或所谓“脉冲”。在参考电压的切换过程中，按照本发明的电路包含切换滞后，由此，可以避免上述问题。另一个优点在于，在发射机那里，从调制开始或结束直至解调器发生切换为止之间的延迟时间，在很大程度上否保持恒定不变。概括而言，注意在本发明的意义上，所述参考电压并非必须由参考电压源形成，而通常表示还可包括0伏或接地的电压电平。

对于解调器电路产生本发明的一种有益变型，其中，所述耦合元件包括设置在信号输入和第一参考电压之间和/或信号输入与第二参考电压之间的电流源，或者，所述耦合元件包括设置在信号输入与第一和第二参考电压之间的公共电流源。使信号输入处的电压电平与第一或第二参考电压不同的耦合元件是极为普通的。很容易通过集成方式，也即在芯片上制造的电流源有利于实现这一点，特别是当它切换到接地或电源电压时。分别为每个参考电压源提供一个分离的电流源，或者为两个参考电压源提供一个公共电流源。

对于解调器电路还可以实现另一种有益的变型，其中，所述耦合元件包括设置在信号输入与第一参考电压之间和/或信号输入与第二参考电压之间的欧姆电阻，或者，所述耦合元件包括设置在信号输入与第一和第二参考电压之间的公共欧姆电阻。这里，由同样可经简单方法制造的欧姆电阻来实现所述的耦合元件。这里，在每种情况下为参考电源提供一个分离的电阻，或者为两个参考电源共同地提供一个电阻。

如果耦合元件包括设置在信号输入与第一参考电压之间和/或信号输入与第二参考电压之间的阻抗转换器，或者耦合元件包括设置在信号输入与第一和第二参考电压之间的公共阻抗转换器，则更加有益。这里，由可按照集成方式简单制造而成的阻抗转换器来实现耦合元件。通常，将具有相当高输出电阻的阻抗转换器用作这样的用途。再次指出，为每个参考电源设置一个分离的阻抗转换器，或者为两个参考电源设置一个公共的阻抗转换器。

如果耦合元件包括设置在信号输入与第一参考电压之间的阻抗转换器，以及设置在信号输入与第二参考电压之间的电流源，则更加有益。在这种情况下，可以接地用作为第二参考电压，并且可以使用连接地的电流源。这里，可由电流反射镜(current mirror)实现电流源。由此，可以省去用于产生第二参考电压的分离部件。此外，同样可使用芯片上已经存在的参考电压作为第一参考电压。通常，为了有利于通过阻抗转换器去耦合，这些电流源必须没有被加以重负荷。与使用电阻相比，通过阻抗转换器能够更好地去耦合。此外与欧姆电阻相比，阻抗转换器在芯片上需要占据更少面积。

对解调器电路还可以实现本发明另一种有益的变型，其中，信号输入端还通过第二电容与第三参考电压相连。通常，与接收线圈处的电压电平相比，可以用相对较低的电压对解调器电路进行操作。利用所提出的电路变型，可使接收线圈处相当高的电压适合于解调器电路的相当低的电压电平。由此，无需用于解调器电路的分离电源，而分离电源在智能卡上将需要附加芯片区域。

如果在第一电容之前串联连接峰值整流器和/或低通滤波器，则更加有益。原则上，可以直接使用接收线圈处的电压作为解调器电路的输入信号，不过最好预先使其平滑化。实现此目的的一种方法是形成线圈电压平均值的低通滤波器，或者能够得到线圈电压包络线的峰值整流器。这里，所述峰值整流器通常包括可选择地与电流源结合的二极管。

如果设置比较器作为阈值切换模块则也是有益的，其中，比较器的输出作为信号输出，比较器的第一输入作为信号输入，比较器的第二输入连接阈值电压。一方面，比较器易于得到，或者可按照集成方式很容易地制成，另一方面，比较器可以外接阈值电压。

最后，如果提供反相器作为阈值切换模块，也是有益的，其中，反相器的输出作为信号输出，反相器的输入作为信号输入。反相器代表阈值切换模块中进行实际转换的简单部件。这是因为反相器不需要用于阈值电压的外部布线，因为已经通过内部布线进行了定义。不过，必须考虑的是阈值电压是不固定的，而随温度和电源电压而变。还可以想到使用具有滞后作用的反相器，换言之，使用所谓的“施密特触发器”。

参照下面附图所述的实施例，通过非限定的示例，显然可以得出本发明的这些和其他方面，并据此进行说明。

附图说明

图1表示本发明的解调器电路；

图2表示图1的解调器电路，其中用比较器作为阈值切换模块；

图2a表示用于图2解调器电路的可选择的耦合元件；

图3表示图2解调器电路情况下的电压/时间曲线；

图4表示图1的解调器电路，其中用反相器作为阈值切换模块；

图5表示图1的解调器电路，特别易于以集成形式制作；

图6表示切换滞后与基于时间的输入电压偏离的关系；

图7表示切换滞后与输入电压的关系。

具体实施方式

图1表示本发明的解调器电路DMOD，包括：阈值切换模块SWS，第一电容C1，耦合元件KO，第一和第二开关S1，S2，以及第一和第二参考电压Uref1，Uref2。所述阈值切换模块SWS的信号输出端SA与解调器电路DMOD的输出端DA相连。此外，阈值切换模块SWS的信号输入端SE通过第一电容C1与解调器电路DMOD的输入端DE相连。此外，耦合元件KO与信号输入端SE相连。耦合元件KO还可以通过第一开关S1与第一参考电压Uref1相连，或者通过第二开关S2与第二参考电压Uref2相连。哪个开关打开，哪个开关闭合，这取决于信号输出端SA的状态。这里，将第一和第二参考电压Uref1和Uref2选择成为，使一个参考电压高于阈值切换模块SWS的阈值，而另一个低于阈值切换模块SWS的阈值。

图2表示图1所示本发明解调器电路DMOD的一种具体形式，用比较器K作为阈值切换模块SWS，其中，比较器K的输出端KA作为信号输出端SA，比较器K的第一输入端KE1作为信号输入端SE。比较器K的第二输入端KE2与阈值电压Uthr相连。需要指出，阈值电压Uthr是可变的。不过，与解调器电路DMOD的输入电压UL的变化相比，它的变化是缓慢的。设置在信号输入端SE与第一参考电压Uref1之间的第一欧姆电阻R1，和设置在信号输入端SE与第二参考电压Uref2之间的第二欧姆电阻R2，作为耦合元件KO。此外，在电容C1与解调器电路DMOD的输入端DE之间插入二极管D，二极管D可获得输入电压UL的峰值或包络线ULpk。图2a表示可选择的耦合元件KO，其中，在信号输入端SE与第一和第二参考电压Uref1和Uref2之间设置一个公共的耦合电阻R。

下面，在图3基础上更为详细地说明图2所示解调器电路DMOD的功能。图3表示具有电压/时间曲线的三个图表。第一个图表表示输入电压UL以及其包络线ULpk随时间t的变化，第二个图表表示信号输入端SE处的电压随时间t的变化，第三个图表表示信号输出端SA处的电压随时间t的变化。

从第一个图表可以看出，与经过整流的接收线圈电压相应的输入电压UL直到t1时刻都具有高振幅Uhi，然后降落到低振幅Ulo，并从t2时刻开始再次向上升高到高振幅Uhi。在t1时刻与t2时刻之间，发生调制。包络线ULpk表明在借助二极管D进行峰值整流之后的相应发展变化。

此外，假设第一参考电压Uref1大于阈值电压Uthr，并且阈值电压Uthr大于第二参考电压Uref2。从图3的第二图表易于看出这一点。此时，只要没有发生调制，则预先假定第一开关S1闭合，第二开关S2打开。在从高振幅Uhi变为低振幅Ulo的情况下，此时的包络线ULpk产生下降信号曲线，为此，阈值切换模块SWS的信号输入端SE处的电压从第一参考电压Uref1也开始降落。一旦信号输入端SE处的电压下降到阈值电压Uthr以下，即为处于第一切换时刻tS1的情形，则比较器K的输出端KA处的电压就从高值KAhi切换到低值KAlo。随后，第一开关S1打开，第二开关S2闭合。由于第二参考电压Uref2小于第一参考电压Uref1，此时阈值切换模块SWS的信号输入端SE处的电压下降得更快，直至它与第二参考电压Uref2具有相同大小为止。

然后发生相反的过程。此时，包络线ULpk发生从低振幅Ulo到高振幅Uhi的上升信号过程，为此，阈值切换模块SWS的信号输入端SE处的电压从第二参考电压Uref2开始升高。一旦信号输入端SE处的电压超过阈值电压Uthr，即为处于第二开关时刻tS2的情形，则比较器K的输出端KA处的电压就从低值KAlo切换到高值KAhi。然后第一开关S1闭合，第二开关S2打开。由于第一参考电压Uref1大于第二参考电压Uref2，此时，阈值切换模块SWS的信号输入端SE处的电压升高得更快，直至它与第一参考电压Uref1一样大为止。从而再次实现输出状态。应予说明的是，在信号输入端SE处的电压下，也会发生过冲。从而，必须将第一和第二欧姆电阻R1和R2选择成，使得由调制结束或者下一次调制开始，再次达到稳定状态。因而，它们不能具有任意随机的尺寸。

从图3还易于看出，第一参考电压Uref1与阈值电压Uthr之间的差距也决定第一差值电压U1，表示为了实现比较器K的切换，输入电压UL从高振幅Uhi开始必须下降多少。同样，第二参考电压Uref2与阈值电压Uthr之间的差距决定第二差值电压U2，表示为了使比较器K再次切换，输入电压UL从低振幅Ulo开始必须升高多少。通过相应地选择第一和第二参考电压Uref1和Uref2以及阈值电压Uthr，可以彼此独立地定义两个切换点，而与输入电压UL的幅值高度无关。为此，解调器电路DMOD特别适于改变诸如调制深度、发射机天线的质量以及接收线圈的质量之类的影响变量。

图4表示图1所示本发明解调器电路DMOD的另一个具体形式，其中用反相器I作为阈值切换模块SWS，其中反相器I的输出端IA作为信号输出端SA，用反相器I的输入端IE作为信号输入端SE。与图2相比，这里没有加给阈值电压Uthr，在这种情况下是考虑了反相器I的内部布线的结果。再予指出，设置在信号输入端SE与第一参考电压Uref1之间的第一欧姆电阻R1，和设置在信号输入端SE与第二参考电压Uref2之间的第二欧姆电阻R2，起耦合元件KO的作用。同样，在解调器电路DMOD的第一电容C1与输入端DE之间插入二极管D，它可以获得输入电压UL的峰值或包络线ULpk。

图5表示另一种图1所示本发明的解调器电路DMOD，有如图2中所示那样，使用比较器K作为阈值切换模块SWS，其中，用比较器K的输出端KA作为信号输出端SA，用比较器K的第一输入端KE1作为信号输入端SE。比较器K的第二输入端KE2也与阈值电压Uthr相连。假设耦合元件KO为设置在第一开关S1与第一参考电压Uref1之间的阻抗转换器IMP1，和设置在第二开关S2与连接作为第二参考电压Uref2的地的连线之间的电流源Iref2。与图2a类似地，可以采用公共阻抗转换器或公共电流源作为耦合元件KO。再予指出，在解调器电路DMOD的第一电容C1与输入端DE之间插入二极管D，它可以获得输入电压UL的峰值或包络线ULpk。设置在二极管D和第一电容C1的公共点与连接地的连线之间的电流源Id，能够保证即使在输入电压UL的振幅发生衰落的情况下，也可持久地对第一电容C1充电，并准确地再现出包络线ULpk。此外，在信号输入SE与连接地的连线之间还插入第二电容C2，其中，接地作为第三参考电压Uref3。最后，用信号输出SA与第一开关S1之间的开关反相器IS 1交替触发两个开关S1和S2。

在这一该电路中，由于不包括任何耦合电阻而特别有益，而欧姆电阻在集成时需要占据相当大量的空间。插入在功能方面按照相同方式工作的阻抗转换器IMP1取代图2中的第一电阻R1，并插入电流源Iref2取代第二电阻R2。由于下面所述的尺寸设定目的，使用阻抗转换器IMP1的内电阻作为电阻R1。假设用于第一参考电压Uref1和用于阈值电压Uthr的电压源是理想的，从而无需电阻。此外，U_SE表示信号输入SE处的电压。在图5中可以得到电流I_C1，I_C2，I_R1和I_Ref2的方向。根据基尔霍夫电流定律，得到以下结果：

I_C1＝I_C2+I_R1      (S1闭合)

I_C1＝I_C2+I_ref2    (S2闭合)

此外：

$I_{C1}=C_1\·\frac{d(U_{\mathrm{Lpk}}-U_{\mathrm{SE}})}{\mathrm{dt}}$

$I_{C2}=C_2\·\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}$

$I_{R1}=\frac{U_{\mathrm{SE}}-U_{\mathrm{ref}1}}{R_1}$ (S1闭合)

在代入之后，得出：

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{C_1+C_2}{C_1}\·\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}+\frac{U_{\mathrm{SE}}-U_{\mathrm{ref}1}}{C_1\·R_1}$ (S1闭合)

$\∫\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{dt}=\frac{C_1+C_2}{C_1}\·\∫\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{dt}+\frac{1}{C_1\·R_1}\·\∫(U_{\mathrm{SE}}-U_{\mathrm{ref}1})\·\mathrm{dt}$

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{C_1+C_2}{C_1}\·\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}+\frac{I_{\mathrm{ref}2}}{C_1}$ (S2闭合)

$\∫\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{dt}=\frac{C_1+C_2}{C_1}\·\∫\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}\·\mathrm{dt}+\frac{1}{C_1}\·\∫I_{\mathrm{ref}2}\·\mathrm{dt}$

由此可得出下面四个切换条件，为了得出解调器电路DMOD的功能需要对其加以确定。在处于切换阈值的平衡状态，采用下式：

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}=0$

U_SE＝U_thr

从而：

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}1}}{C_1\·R_1}$ (S1闭合)

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}=\frac{I_{\mathrm{ref}2}}{C_1}$ (S2闭合)

为了能够超出开关阈值，从图6看出，采用前两个条件：

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}<\frac{U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}1}}{C_1\&CenterDot;R_1}$ (S1闭合)

$\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}>\frac{I_{\mathrm{ref}2}}{C_1}$ (S2闭合)

此外，在t1与tS1或者t2与tS2之间的切换过程中，采用下式：

$\underset{t1}{\overset{\mathrm{tS}1}{\&Integral;}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}\&CenterDot;\mathrm{dt}=U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}1}$ (S1闭合)

$\underset{t1}{\overset{\mathrm{tS}1}{\&Integral;}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}\&CenterDot;\mathrm{dt}=-U_1$

$\underset{t1}{\overset{\mathrm{tS}2}{\&Integral;}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{SE}}}{\mathrm{dt}}\&CenterDot;\mathrm{dt}=U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}2}$ (S2闭合)

$\underset{t1}{\overset{\mathrm{tS}2}{\&Integral;}}\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{Lpk}}}{\mathrm{dt}}\&CenterDot;\mathrm{dt}=U_2$

在简化的形式下，时间常数R₁.C₁或者C₁非常大，从图7看出，采用另外的条件：

$U_1<\frac{C_1+C_2}{C_1}\&CenterDot;(U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}1})$ (S1闭合)

$U_2>\frac{C_1+C_2}{C_1}\&CenterDot;(U_{\mathrm{thr}}-U_{\mathrm{ref}2})$ (S2闭合)

通过相应地选择解调器电路DMOD的部件，可满足上面所述的四个开关条件，从而，可保证解调器电路DMOD的功能。使用两个可交替切换的参考电压Uref1和Uref2，导致对于图6中所示的dULpk/dt和图7中所示的ULpk，切换过程均发生滞后。在图7中，必须注意，纵坐标的位置分别表示取决于开关过程、低振幅Ulo或高振幅Uhi的包络线ULpk的静态数值。当然还可以看出，比较器K的输出KA被切换成反相。从而，在图3，6和7中，在此情况下应当交换高值KAhi和低值KAlo。

正如已经提到的，如果为电阻R1选择相对较大数值，则可实现解调器电路DMOD的优化设计，在此情况下，由于由第一和第二电容C1和C2构成的电容分压器处的漏电流流过的阻抗转换器LMP1的内电阻比较小，从而易于设定开关阈值。此外，输入信号没有发生明显地衰减，这是因为由第一电容C1和第一电阻R1构成的高通滤波器的极限频率相当小的原因。当然，对于第二电阻R2或者对于第二阻抗转换器的内阻也可以采用类似方法。对电流源Iref2也采用相应的考虑，在电容分压器处同样也只引起小的漏电流。

最后，应予说明的是，上述实施例说明而并非限制本发明，本领域技术人员在不偏离由所附权利要求限定的本发明范围条件下可以设计出多种可选实施方式。在权利要求中，置于圆括号内的任何附图标记都不应当被理解为限制权利要求。词语“包括”等不排除存在除权利要求或者说明书整体中所列出之外的元件或步骤。提及的单个元件不排除存在多个这种元件，反之亦然。在包含多个装置的设备权利要求中，可通过一个相同的硬件来实现这些装置中的数个。唯一的事实在于，在互不相同的从属权利要求中提到的措施不表明不能使用这些措施的组合来获得益处。

Claims (9)

1.一种用于调幅信号的解调器电路(DMOD)，包括阈值切换模块(SWS)，其中，

-所述阈值切换模块(SWS)的信号输出端(SA)与解调器电路(DMOD)的输出端(DA)相连，

-所述阈值切换模块(SWS)的信号输入端(SE)经第一电容(C1)与解调器电路(DMOD)的输入端(DE)相连，

-耦合元件(KO)与信号输入端(SE)相连，

-根据所述阈值切换模块(SWS)的输出端(SA)状态，所述信号输入端(SE)可通过耦合元件(KO)选择地经第一开关(S1)或第二开关(S2)分别与第一或第二参考电压(Uref1，Uref2)相连；并且

-使所述第一和第二参考电压(Uref1，Uref2)之一高于阈值切换模块(SWS)的阈值，而另一个低于阈值切换模块(SWS)的阈值。

2.如权利要求1所述的解调器电路(DMOD)，其中，

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一参考电压(Uref1)之间和/或设置在信号输入端(SE)与第二参考电压(Uref2)之间的电流源(Iref2)，或者

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一及第二参考电压(Uref1，Uref2)之间的公共电流源。

3.如权利要求1所述的解调器电路(DMOD)，其中，

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一参考电压(Uref1)之间和/或设置在信号输入端(SE)与第二参考电压(Uref2)之间的欧姆电阻(R1，R2)，或者

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一及第二参考电压(Uref1，Uref2)之间的公共欧姆电阻(R)。

4.如权利要求1所述的解调器电路(DMOD)，其中，

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一参考电压(Uref1)之间和/或设置在信号输入端(SE)与第二参考电压(Uref2)之间的阻抗转换器(IMP1)，或者

-所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一和第二参考电压(Uref1，Uref2)之间的公共阻抗转换器。

5.如权利要求4所述的解调器电路(DMOD)，其中，所述耦合元件(KO)包括设置在信号输入端(SE)与第一参考电压(Uref1)之间的阻抗转换器(LMP1)，和设置在信号输入端(SE)与第二参考电压(Uref2)之间的电流源(Iref2)。

6.如权利要求1所述的解调器电路(DMOD)，其中，所述信号输入端(SE)还经第二电容(C2)与第三参考电压(Uref3)相连。

7.如权利要求1所述的解调器电路(DMOD)，其中，在第一电容(C1)之前串联连接峰值整流器(D，Id)和/或低通滤波器。

8.如权利要求1到7中任一项所述的解调器电路(DMOD)，其中，

-用比较器(K)作为阈值切换模块(SWS)，

-所述比较器(K)的输出端(KA)作为信号输出端(SA)，

-所述比较器(K)的第一输入端(KE1)作为信号输入端(SE)，并且

-所述比较器(K)的第二输入端(KE2)与阈值电压(Uthr)相连。

9.如权利要求1到7中任一项所述的解调器电路(DMOD)，其中，

-用反相器(I)作为阈值切换模块(SWS)，

-所述反相器(I)的输出端(IA)作为信号输出端(SA)，并且

-所述反相器(I)的输入端(IE)作为信号输入端(SE)。

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