JP2008507024A - 振幅変調信号用復調器 - Google Patents

Abstract

閾値切換えモジュール（ＳＷＳ）を含む振幅変調信号用復調回路（ＤＭＯＤ）が定義され、閾値切換えモジュール（ＳＷＳ）の信号出力（ＳＡ）は復調回路（ＤＭＯＤ）の出力（ＤＡ）に接続され、閾値切換えモジュール（ＳＷＳ）の信号入力（ＳＥ）は第１のキャパシタ（Ｃ１）を介して復調回路（ＤＭＯＤ）の入力（Ｅ）に接続される。さらに、信号入力（ＳＥ）は、閾値切換えモジュール（ＳＷＳ）の出力（ＳＡ）状態に応じて、結合要素（ＫＯ）を介して第１または第２のどちらかの基準電圧（Ｕｒｅｆ１、Ｕｒｅｆ２）に接続することができる。このような方法により、切換え閾値の大きさが入力信号（ＵＬ）のそれぞれの静止位置から相対的に決められるので、切換えポイントは入力信号（ＵＬ）の絶対値の影響を受けなくなる。

Description

本発明は、閾値切換えモジュールを含む、振幅変調信号用復調回路であって、閾値切換えモジュールの信号出力が復調回路の出力に接続された復調回路に関する。

上述の復調回路は、送信機によって送出された振幅変調信号の復調に使用される。１つの用途は、例えばスマート・カードであり、スマート・カードにおいては、いわゆる「リーダ」によって送出された信号は受信コイルによって受信され、次いで復調回路によって評価される。この間に、ハイ・コイル電圧とロー・コイル電圧を確実に区別する必要があり、また立上りコイル電圧と立下りコイル電圧も確実に区別する必要がある。

従来技術で知られている、この区別を行うための可能な方法は、コンパレータを使用して受信コイルに存在する電圧と基準電圧を比較することである。コンパレータは基本的には、入／出力特性の線形部分ではなく主に飽和領域で動作する演算増幅器であり、したがって閾値切換えモジュールとしての役割を果たす。次に、コイル電圧が基準電圧を超えた場合は、コンパレータはその出力を「ハイ」に切り換え、コイル電圧が基準電圧を下回った場合は、コンパレータはその出力を「ロー」に切り換える。配線によって、逆の動作を実現することも可能である。

知られているもう１つの可能な方法は、コイル電圧を直接評価するのではなく、その平均値を評価することである。平均値を評価する１つの方法は、コンパレータとコイルの間にローパス・フィルタを設けることである。他の可能な方法は、コイル電圧のエンベロープを評価し、そのためにピーク値整流器を設けることである。最後に、コンパレータの代わりに、インバータまたは「シュミット・トリガ」とよばれているものを使用することもできる。この場合は、コイル電圧との比較のために内部切換え閾値またはそのエンベロープだけが使用されるので、外部電圧基準は不要になる。

様々な影響因子のために、コイル電圧の推移は明確には規定されない。 例えば、最大値は、送信機によって放射される電界強度に依存する。逆に、最小値は、変調の間に送信機がどの程度電界を低下させることができるかに依存する。スマート・カードに関連する標準であるＩＳＯ−１４４４３−Ａでは、例えばそれに対して最大で最大値の５％が想定されている。他の影響因子は、送信アンテナの品質および受信コイルの品質である。前述の影響因子はすべて、信号が「不鮮明」になる状況をもたらす可能性がある。すなわち、信号の上昇時に、変調の間の最大値と最小値の差が減少し、結果として復調回路における検出をより困難なものにする恐れがある。

前述のすべての復調回路に共通する欠点は、切換え閾値が固定値に設定されること、あるいはインバータまたはシュミット・トリガの場合には切換え閾値が部品の内部配線に依存すること、さらに切換え閾値が温度や供給電圧の影響を受けることである。したがって、これらの回路は、制限された範囲でのみ上述の信号波形の評価に適するものである。

前述の回路のほかに、従来技術による復調回路の他の設計バージョンも知られている。例えば、２００３年１０月２１日付の「データ交換用無接触通信システム［contactless communication system for exchanging data］」と題する米国特許第６６３６１４６号は、低変調振幅の信号に特に適する復調回路を開示している。このような信号は、例えば変調フェーズの間にも、すなわち送信機がその送信電力を低下させたときにも、送信機によって放射される電磁界による受信機への電源供給を保証するために使用される。この場合、復調回路は入力信号をフィルタリングするためのローパス・フィルタを含む。ローパス・フィルタの出力信号は、コンパレータの第１の接続部に直接供給され、他の接続部には、積分器として機能して信号の平均値を提供するＲＣ組合せ回路を介して供給される。この場合、好ましくは、コンパレータはヒステリシスを有する。この特許文献はまた、振幅の変化を検出する復調回路の他の変形形態も開示している。この場合もやはり、入力信号はローパス・フィルタを介して供給され、その出力信号は微分器ステージを介してコンパレータの第１の入力に供給される。コンパレータの第２の入力は、例えばグランドなどの基準電圧に接続される。この構成方法により、復調回路は信号の平均値レベルの影響を受けなくなる。

２００３年７月１０日付の「信号を振幅変調変更する変調器［A demodulator for amplitude-modulated altering signal］」と題する米国特許出願公開第２００３／０１２８０７０号はさらに、ピーク値検出器と２つの復調器を備えた回路を開示している。第１の復調器は、信号ピークを検出し、変調の開始を検出するための上側閾値を生成するために提供され、第２の復調器は、信号最小値を検出し、変調の終了を検出するための下側閾値を生成するために提供される。このために、回路は２つのコンパレータを備えている。次いで、後続の論理ステージは復調信号を生成する。

２００３年８月２８日付の「スマート・カードまたは無接触チケット用の広いダイナミック・レンジ復調器［Wide dynamic range demodulator for smart card or contactless tickets］」と題する米国特許出願公開第２００３／０１６０６５０号はさらに、入力信号のエンベロープを生成するためのピーク値検出器と、信号のＤＣ電圧部の分だけ受信信号を変位させるための第１のモジュールとを有する復調回路を開示している。他のモジュールは、変調の開始と終了を検出するための切換え閾値を生成する。その後、コンパレータは前述の２つの信号を比較し、復調信号を提供する。

最後に、１９９９年７月２７日付の「適応データ検出付ワイヤレス電力化通信装置および方法［Wireless powered communication device with adaptive data detection and method］」と題する米国特許第５９３０３０４号は、復調を改善するために、受信した信号の強さに応じてコンパレータの切換え閾値が変更される回路を開示している。

本発明の目的は、好ましくない状況下でも受信信号の復調を可能にする復調回路を定義することである。

上述の目的を達成するために、閾値切換えモジュールの信号入力が第１のキャパシタを介して復調回路の入力に接続されるとともに、その信号入力を、閾値切換えモジュールの出力状態に応じて、結合要素を介して第１または第２のどちらかの基準電圧に接続することができる冒頭で述べたような復調回路が定義される。

有利には、この定義においては、立ち上がりおよび立下り入力信号の切換えポイントを互いに独立に設定することができる。これらの切換えポイントはさらに、それぞれの絶対値から相対的に切換え閾値が決められるので、入力信号の絶対値の影響は受けないことになる。このことは、復調器の切換えを起こすためには、入力信号は常に上側静止位置から第１の差分値分だけ低下しなければならないこと、または下側静止位置から第２の差分値分だけ上昇しなければならないことを意味する。したがって、この復調回路は、様々な変調振幅、ならびに特に変調フェーズの間に不快に明白になる妨害信号のどちらの影響も受けないことになる。このため、第２の差分値は、好ましくは妨害信号の振幅がこの差分値よりも小さくなるように決められる。本発明による復調回路の他の利点は、スイッチング・ピーク、またはいわゆる「バースト」の回避である。基準電圧の切換えによって、本発明による回路は切換えヒステリシスを含み、それにより前述の問題を回避することができる。他の利点は、送信機での変調の開始または終了から復調器の切換えまでの間の遅延時間が相対差分値の原理（principle of the relative differential values）によってほぼ一定になることである。最後に、本発明の意味での基準電圧は、基準電圧源によって形成される必要はなく、０ボルトまたはグランドも含めた極めて一般的な電圧レベルを表すことに注意されたい。

本発明の有利な変形形態は、結合要素が信号入力と第１の基準電圧の間および／または信号入力と第２の基準電圧の間に配置された電流源を備えるか、あるいは結合要素が信号入力と第１および第２の基準電圧の間に配置された共通の電流源を備える復調回路を用いてもたらされる。結合要素は、信号入力における第１または第２の基準電圧とは異なる電圧レベルを可能にするために、極めて一般にその位置に配置される。有利には、結合要素は、特にグランドまたは供給電圧に対して切り換えられるときには、集積された形すなわちチップ上に比較的に簡単に形成することができる電流源によって実現される。各基準電圧源に対してそれぞれ個別の電流源が提供されるか、または両方の基準電圧源に対して共通の電流源が提供される。

他の有利な変形形態もやはり、結合要素が信号入力と第１の基準電圧の間および／または信号入力と第２の基準電圧の間に配置された抵抗器を備えるか、あるいは結合要素が信号入力と第１および第２の基準電圧との間に配置された共通の抵抗器を備える復調回路を用いて達成される。この場合、結合要素は、やはり簡単な方法で形成することができる抵抗器によって実現される。ここでもまた、それぞれの場合に、各基準電圧源に対して個別の抵抗が提供されるか、または両方の基準電圧源に対して共通の抵抗が提供される。

結合要素が信号入力と第１の基準電圧の間および／または信号入力と第２の基準電圧の間に配置されたインピーダンス変換器を備えるか、あるいは結合要素が信号入力と第１および第２の基準電圧との間に配置された共通のインピーダンス変換器を備える場合は、さらに有利である。この場合には、結合要素は、集積された形で比較的簡単に形成することができるインピーダンス変換器によって実現される。通常、この種の用途には、比較的高い出力抵抗を有するインピーダンス変換器が使用される。この場合もまた、各基準電圧源に対して個別のインピーダンス変換器が提供されるか、または両方の基準電圧源に対して共通のインピーダンス変換器が提供される。

結合要素が、信号入力と第１の基準電圧の間に配置されたインピーダンス変換器と、信号入力と第２の基準電圧の間に配置された電流源とを備えている場合は、さらに有利である。この場合、第２の基準電圧としてグランドを使用することができ、グランドに接続された電流源を使用することができる。ここで、電流源はカレント・ミラーによって実現することができる。このようにして、第２の基準電圧を生成するための個々の部品を節約することができる。さらに、第１の基準電圧には、チップ上に既に存在している基準電圧を同様に使用することもできる。通常、このような電圧源は過負荷にすべきではなく、その意味で、インピーダンス変換器によってそれらを分離するのが有利である。分離には、抵抗器よりもインピーダンス変換器を用いる方がより良い結果が得られる。さらに、インピーダンス変換器の方が、抵抗器よりもチップ上の必要な面積が小さくなる。

また、本発明の他の有利な変形形態は、信号入力がさらに、第２のキャパシタを介して第３の基準電圧に接続される復調回路を用いて達成される。通常、復調回路は、受信コイルで発生する電圧レベルに比べて比較的低い電圧で動作する。提案された回路変形形態を用いると、受信コイルにおける比較的高い電圧を、復調回路の比較的低い電圧レベルに適合させることが可能になる。このようにして、例えばスマート・カード上に追加のチップ領域を必要とすることになる個別の変調回路用電源なしで済ませることができる。

ピーク値整流器および／またはローパス・フィルタが第１のキャパシタの前に直列に接続されている場合はさらに有利である。原理的には、復調回路の入力信号として受信コイルの電圧を直接使用することが可能であるが、受信コイルの電圧を事前に平滑化しておく方がさらに良い。このための可能な方法として、コイル電圧の平均値を形成するローパス・フィルタ、またはコイル電圧のエンベロープを提供するピーク値整流器がある。この場合、ピーク値整流器は通常、オプションで電流源と組み合わされるダイオードを含む。

閾値切換えモジュールとしてコンパレータが提供され、コンパレータの出力が信号出力として提供され、コンパレータの第１の入力が信号入力として提供され、コンパレータの第２の入力が閾値電圧に接続される場合も有利である。一方では、コンパレータは容易に使用可能または集積された形に容易に形成可能であり、他方では、コンパレータは閾値電圧を外部に接続することができる。

最後に、閾値切換えモジュールとしてインバータが提供され、インバータの出力が信号出力として提供され、インバータの入力が信号入力として提供される場合も有利である。インバータは、閾値切換えモジュールの実際の切換えを行うための単純な部品である。なぜならば、インバータでは、内部配線によって閾値電圧が既に規定されているので、閾値電圧のための外部配線を必要としないからである。しかし、閾値電圧は一定ではなく、温度および供給電圧に依存するという事実を考慮する必要がある。ヒステリシス付きのインバータ、すなわちいわゆる「シュミット・トリガ」を使用することも考えられる。

本発明のこれらおよび他の態様は、制限的でない実施例とともに添付の図面に示された諸実施形態を参照することによって明らかになり、解明されるはずである。

図１は、閾値切換えモジュールＳＷＳ、第１のキャパシタＣ１、結合要素ＫＯ、第１および第２のスイッチＳ１、Ｓ２、ならびに第１および第２の基準電圧Ｕｒｅｆ１、Ｕｒｅｆ２を含む、本発明による復調回路ＤＭＯＤを示す。閾値切換えモジュールＳＷＳの信号出力ＳＡは、変調回路ＤＭＯＤの出力ＤＡに接続される。さらに、閾値切換えモジュールのＳＷＳの信号入力ＳＥは、第１のキャパシタＣ１を介して復調回路ＤＭＯＤの入力ＤＥに接続される。さらに、結合要素ＫＯは、信号入力ＳＥに接続される。結合要素ＫＯはさらに、第１のスイッチＳ１を介して第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１、または第２のスイッチＳ２を介して第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２のどちらかに接続することができる。どちらのスイッチが開でどちらのスイッチが閉かは、信号出力ＳＡの状態によって決まる。この場合、第１および第２の基準電圧Ｕｒｅｆ１およびＵｒｅｆ２は、一方の基準電圧が閾値切換えモジュールＳＷＳの閾値より上に存在し、もう一方の基準電圧が閾値より下に存在するように選択される。

図２は図１の本発明による復調回路ＤＭＯＤの特定のバージョンを示し、この図では、閾値切換えモジュールＳＷＳとしてコンパレータＫが提供され、コンパレータＫの出力ＫＡは信号出力ＳＡとして提供され、コンパレータＫの第１の入力ＫＥ１は信号入力ＳＥとして提供されている。コンパレータＫの第２の入力ＫＥ２は閾値電圧Ｕｔｈｒに接続される。閾値電圧Ｕｔｈｒを変化させることができることを指摘しておく。しかし、その変化は、復調回路ＤＭＯＤの入力電圧ＵＬの変化と比べて緩やかなものである。信号入力ＳＥと第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１の間に配置された第１の抵抗器Ｒ１と、信号入力ＳＥと第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２の間に配置された第２の抵抗器Ｒ２とが結合要素ＫＯとして提供される。さらに、第１のキャパシタＣ１と復調回路ＤＭＯＤの入力ＤＥの間には、入力電圧ＵＬのピーク値またはエンベロープＵＬｐｋを提供するダイオードＤが挿入される。図２ａは代替的に結合要素ＫＯを示し、この結合要素では信号入力ＳＥと第１および第２の基準電圧Ｕｒｅｆ１およびＵｒｅｆ２との間に共通の抵抗器Ｒが配置されている。

次に、図２に示された復調回路ＤＭＯＤの機能が、図３に基づいてより詳細に説明される。図３は、電圧／時間曲線を備えた３つの図を示す。第１の図は、時間ｔに対する入力電圧ＵＬおよびそのエンベロープＵＬｐｋを示し、第２の図は、時間ｔに対する信号入力ＳＥの電圧を示し、第３の図は、時間ｔに対する信号出力ＳＡの電圧を示す。

第１の図から、整流された受信コイル電圧に相当する入力電圧ＵＬが時間ｔ１までハイ振幅Ｕｈｉを有し、次いでロー振幅Ｕｌｏまで低下し、さらに時間ｔ２から再びハイ振幅Ｕｈｉに向かって上昇することが分かる。したがって、時間ｔ１と時間ｔ２の間に変調が発生する。エンベロープＵＬｐｋは、ダイオードＤを用いたピーク値整流後の対応する推移を示す。

さらに、第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１は閾値電圧Ｕｔｈｒより大きく、逆にＵｔｈｒは第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２より大きいと想定される。この事実は、図３の第２の図から明確に理解できる。次に、変調が発生しない限りは、第１のスイッチＳ１が閉で第２のスイッチＳ２が開であると想定される。ハイ振幅Ｕｈｉからロー振幅Ｕｌｏへの遷移の場合は、エンベロープＵｌｐｋの立下り信号曲線が発生し、したがって第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１から始まった閾値切換えモジュールＳＷＳの信号入力ＳＥの電圧も同様に下降する。第１の切換え時間ｔＳ１の場合であるが、信号入力ＳＥの電圧が閾値電圧Ｕｔｈｒを下回ると直ぐに、コンパレータＫの出力ＫＡの電圧はハイ値ＫＡｈｉからロー値ＫＡｌｏに切り換えられる。その後、第１のスイッチＳ１は開になり、第２のスイッチＳ２は閉となる。第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２は第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１より小さいので、次に閾値切換えモジュールＳＷＳの信号入力ＳＥの電圧は第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２と同じ値になるまで急速に低下する。

次いで逆の推移が発生する。次に、ロー振幅Ｕｌｏから始まりハイ振幅Ｕｈｉに至る、エンベロープＵｌｐｋの立ち上がり信号推移が発生し、したがって第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２から始まる閾値切換えモジュールＳＷＳの信号入力ＳＥの電圧が上昇する。第２の切換え時間ｔＳ２の場合であるが、信号入力ＳＥの電圧が閾値電圧Ｕｔｈｒを超えると直ぐに、コンパレータＫの出力ＫＡの電圧はロー値ＫＡｌｏからハイ値ＫＡｈｉに切り換えられる。次に、第１のスイッチＳ１が閉になり、第２のスイッチＳ２が開になる。第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１は第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２より大きいので、次いで閾値切換えモジュールＳＷＳの信号入力ＳＥの電圧は、第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１になるまで急速に立ち上がる。したがって、出力状態が再度達成される。信号入力ＳＥの電圧については、オーバシュートも生じ得ることに留意されたい。したがって、第１および第２の抵抗器Ｒ１およびＲ２は、変調の終了時または次の変調の開始時までに再度定常状態に達するように選択されなければならない。したがって、それらの抵抗器は任意の大きさとすることはできない。

図３からさらに、第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１と閾値電圧Ｕｔｈｒの間の距離が、コンパレータＫの切換えを発生させるために、ハイ振幅Ｕｈｉから始まる入力電圧ＵＬをどれだけ低下させる必要があるかを示す第１の差分電圧Ｕ１を決定することも容易に分かる。同様に、第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２と閾値電圧Ｕｔｈｒの間の距離は、やはりコンパレータＫの切換えを生ずるために、ロー振幅Ｕｌｏから始まる入力電圧ＵＬをどれだけ上昇させる必要があるかを示す第２の差分電圧Ｕ２を決定する。第１および第２の基準電圧であるＵｒｅｆ１およびＵｒｅｆ２と、閾値電圧Ｕｔｈｒの対応する選択によって、２つの切換えポイントは互いに独立に決定することができ、また入力電圧ＵＬの振幅の大きさとも独立に決定することができる。したがって、変調回路ＤＭＯＤは、例えば変調振幅、送信アンテナの品質、受信コイルの品質など様々な影響変数に特にうまく適合させることができる。

図４は、図１の本発明による復調回路ＤＭＯＤの他の特定バージョンを示し、この図では、閾値切換えモジュールＳＷＳとしてインバータＩが提供され、インバータＩの出力ＩＡは信号出力ＳＡとして提供され、インバータＩの入力ＩＥは信号入力ＳＥとして提供されている。図２と比べて、この図では閾値電圧Ｕｔｈｒは使用されておらず、この場合はインバータＩの内部配線によって生ずる。この場合もまた、信号入力ＳＥと第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１の間に配置された第１の抵抗器Ｒ１、および信号入力ＳＥと第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２の間に配置された第２の抵抗器Ｒ２は、結合要素ＫＯとして機能する。同様に、第１のキャパシタＣ１と復調回路ＤＭＯＤの入力ＤＥの間には、入力電圧ＵＬのピーク値またはエンベロープＵＬｐｋを提供するためのダイオードＤが挿入される。

図５は、図１による本発明のさらに他の復調回路ＤＭＯＤを示し、この図では、図２と同様に閾値切換えモジュールＳＷＳとしてコンパレータＫが提供され、コンパレータＫの出力ＫＡはやはり信号出力ＳＡとして提供され、コンパレータＫの第１の入力ＫＥ１は信号入力ＳＥとして提供されている。コンパレータＫの第２の入力ＫＥ２はやはり、閾値電圧Ｕｔｈｒに接続される。結合要素ＫＯとして、第１のスイッチＳ１と第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１の間に配置されたインピーダンス変換器ＩＭＰ１、ならびに第２のスイッチＳ２と第２の基準電圧Ｕｒｅｆ２であるグランドへの接続点との間に接続された電流源Ｉｒｅｆ２が提供される。図２ａと同様に、結合要素ＫＯとして共通のインピーダンス変換器または共通の電流源も考えられる。この場合もまた、第１のキャパシタＣ１と変調回路ＤＭＯＤの入力ＤＥの間には、入力電圧ＵＬのピーク値またはエンベロープＵＬｐｋを提供するダイオードＤが挿入される。ダイオードＤおよび第１のキャパシタＣ１の共通ポイントと、グランドへの接続点との間に配置された電流源Ｉｄは、第１のキャパシタＣ１が常に放電され、入力電圧ＵＬの減衰振幅の場合でもエンベロープＵＬｐｋを正しく再生できることを保証する。さらに、信号入力ＳＥと第３の基準電圧Ｕｒｅｆ３であるグランドへの接続点との間にも第２のキャパシタＣ２が挿入される。最後に、２つのスイッチＳ１とＳ２の交互起動は、信号出力ＳＡと第１のスイッチＳ１の間にあるスイッチング・インバータＩＳ１によって示されている。

この回路では、集積時に比較的大きな空間を必要とする抵抗器をまったく含まないことが特に有利である。図２の第１の抵抗器Ｒ１の代わりに機能的に見て同様に動作するインピーダンス変換器ＩＭＰ１が挿入され、第２の抵抗器Ｒ２の代わりに電流源Ｉｒｅｆ２が挿入されている。したがって、以下のディメンジョニング提案（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｉｎｇ ｐｒｏｐｏｓａｌ）では、抵抗器Ｒ１の代わりにインピーダンス変換器ＩＭＰ１の内部抵抗が使用される。第１の基準電圧Ｕｒｅｆ１および閾値電圧Ｕｔｈｒのための電圧源は理想的なものであり抵抗を含まないと想定される。さらに、Ｕ_ＳＥは信号入力ＳＥの電圧を示す。電流Ｉ_Ｃ１、Ｉ_Ｃ２、Ｉ_Ｒ１およびＩ_Ｒｅｆ２の方向は図５に示されている。キルヒホッフの電流則に基づいて、次の結果が得られる。

Ｉ_Ｃ１＝Ｉ_Ｃ２＋Ｉ_Ｒ１ （Ｓ１閉）
Ｉ_Ｃ１＝Ｉ_Ｃ２＋Ｉ_ｒｅｆ２ （Ｓ２閉）
さらに、

代入すると次式となる。

この式から、復調回路ＤＭＯＤの機能に関して解明されるべき、以下の４つの切換え条件を導くことができる。

切換え閾値での平衡状態においては、次式が適用される。

Ｕ_ＳＥ＝Ｕ_ｔｈｒ
したがって、

切換え閾値を超えることができるためには、図６に視覚化された、最初の２つの条件が適用される。

さらに、ｔ１とｔＳ１、またはｔ２とｔＳ２の間の切換えプロセスにおいては、次式が適用される。

時定数Ｒ_１・Ｃ_１、またはＣ_１が非常に大きいという単純化の下では、図７に視覚化された、次の条件が適用される。

復調回路ＤＭＯＤの部品の対応する選択によって上述の４つの切換え条件を満たすことができ、したがって復調回路ＤＭＯＤの機能を保証することができる。２つの交互切換え可能な基準電圧Ｕｒｅｆ１およびＵｒｅｆ２により、図６に示されたｄＵＬｐｋ／ｄｔおよび図７に示されたＵＬｐｋの両方で、切換え手順におけるヒステリシスが生じる。図７において、縦座標の位置が、それぞれエンベロープＵＬｐｋの静止値（ｒｅｓｔｉｎｇ ｖａｌｕｅ）、すなわち切換え手順に応じてロー振幅Ｕｌｏまたはハイ振幅Ｕｈｉの特性を示していることに留意されたい。もちろん、コンパレータＫの出力ＫＡが逆方向に切り換えられることも考えられる。したがって、その場合には、図３、６、および７においてハイ値ＫＡｈｉとロー値ＫＡｌｏを交換しなければならないことになる。

既述したように、抵抗器Ｒ１に、すなわちこの場合はインピーダンス変換器ＩＭＰ１の内部抵抗に比較的大きな値が選択された場合は、第１と第２のキャパシタＣ１とＣ２によって形成される容量分圧器においてその抵抗を通過する漏れ電流が少なくなり、したがって切換え閾値を容易に設定することができるので、復調回路ＤＭＯＤの有利な設計が達成される。さらに、第１のキャパシタＣ１と第１の抵抗Ｒ１によって形成されるハイパス・フィルタの限界周波数が比較的小さいので、入力信号は顕著には減衰しない。もちろん、類似のアプローチは、第２の抵抗器Ｒ２または第２のインピーダンス変換器の内部抵抗に対しても適用することができる。対応する検討は、同様に容量分圧器における漏れ電流を少なく抑える必要がある電流源Ｉｒｅｆ２に対しても適用する。

最後に、上述の実施形態が本発明を限定するものではなく、例示のためのものであること、ならびに当業者には、添付の特許請求の範囲に定義された本発明の範囲を逸脱することなく多くの代替実施形態の設計が可能であることに留意されたい。特許請求の範囲において、括弧内に示された参照符号はいずれも特許請求の範囲を限定するものと解釈すべきではない。「含む」、「備える」などの用語は、いずれかの請求項または明細書の全体にリストアップされた要素またはステップ以外の要素またはステップの存在を排除するものではない。ある要素の単数での参照はその要素の複数での参照を排除するものではなく、また逆も同様である。いくつかの手段を列挙した装置クレームにおいては、それらの手段のうちのいくつかは同一アイテムに関するハードウェアによって実施することができる。いくつかの手段が互いに異なる従属クレームに記載されているという単なる事実により、これらの手段の組合せが有利に使用できないことを示すものではない。

本発明による復調回路を示す図である。 閾値切換えモジュールとしてコンパレータが提供された、図１の復調回路を示す図である。 図２の復調回路の代替結合要素を示す図である。 図２の復調回路の場合の電圧／時間曲線を示す図である。 閾値切換えモジュールとしてインバータが提供された、図１の復調回路を示す図である。 特に集積された形での製造が容易な、図１の復調回路を示す図である。 入力電圧の時間ベースの微分に関する切換えヒステリシスを示す図である。 入力電圧に関する切換えヒステリシスを示す図である。

Claims (9)

1. 振幅変調信号用復調回路であって、閾値切換えモジュールを含み、
   前記閾値切換えモジュールの信号出力が前記復調回路の出力に接続され、
   前記閾値切換えモジュールの信号入力が、第１のキャパシタを介して前記復調回路の入力に接続され、
   前記閾値切換えモジュールの出力の状態に応じて、結合要素を介して前記信号入力を第１または第２どちらかの基準電圧に接続することができる
   復調回路。
2. 前記結合要素が、前記信号入力と前記第１の基準電圧の間または前記信号入力と前記第２の基準電圧の間、あるいはその両方に配置された電流源を含むか、それとも
   前記結合要素が、前記信号入力と前記第１および前記第２の基準電圧との間に配置された共通の電流源を含むことを特徴とする、請求項１に記載の復調回路。
3. 前記結合要素が、前記信号入力と前記第１の基準電圧の間または前記信号入力と前記第２の基準電圧の間、あるいはその両方に配置された抵抗器を含むか、それとも
   前記結合要素が、前記信号入力と前記第１および前記第２の基準電圧との間に配置された共通の抵抗器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の復調回路。
4. 前記結合要素が、前記信号入力と前記第１の基準電圧の間または前記信号入力と前記第２の基準電圧の間、あるいはその両方に配置されたインピーダンス変換器を含むか、それとも
   前記結合要素が、前記信号入力と前記第１および前記第２の基準電圧との間に配置された共通のインピーダンス変換器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の復調回路。
5. 前記結合要素が、前記信号入力と前記第１の基準電圧の間に配置されたインピーダンス変換器と、前記信号入力と前記第２の基準電圧の間に配置された電流源とを含むことを特徴とする、請求項４に記載の復調回路。
6. 前記信号入力がさらに、第２のキャパシタを介して第３の基準電圧に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の復調回路。
7. ピーク値整流器またはローパス・フィルタ、あるいはその両方が、前記第１のキャパシタの前に直列に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の復調回路。
8. 前記閾値切換えモジュールとしてコンパレータが提供され、
   前記コンパレータの出力が前記信号出力として提供され、
   前記コンパレータの第１の入力が前記信号入力として提供され、
   前記コンパレータの第２の入力が閾値電圧に接続されること
   を特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の復調回路。
9. 前記閾値切換えモジュールとしてインバータが提供され、
   前記インバータの出力が前記信号出力として提供され、
   前記インバータの入力が前記信号入力として提供されること
   を特徴とする、請求項１から７のいずれか一項に記載の復調回路。

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