CN100573689C - 信息再生方法以及采用了这种方法的信息再生装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够适应大容量化和处理最小扫描距离不同的信号的信息再生方法以及采用了它的光碟装置。它采用PRML方式，其对NN个比特的卷积运算所定的目标值加上满足N(N＞NN)个比特的比特列的补偿量而确定目标值，将此与再生信号比较的同时，对从N个比特的比特列之中最确切的，即再生信号和目标值的误差为最小的比特列进行二进制化。

Description

信息再生方法以及采用了这种方法的信息再生装置
技术领域
本发明涉及采用了能够交换的光碟的信息再生方法以及信息再生装置。
背景技术
光碟中CD、DVD很普及，采用蓝光激光器的下一代光碟的开发也正在进行之中，对大容量化的追求一直在继续。另外，一台光碟装置被制成不仅仅能够播放CD，而是具有播放CD和DVD的播放以及记录CD-R/RW、DVD-RAM、DVD-R/RW的功能，对不同规格的光碟进行记录/播放的相互交换的性能也有待提高。
PRML(局部响应最大可能)法作为一种用于很好地改善S/N(信噪比)的磁光碟大容量化的手段正在广泛普及。PRML法是一种在比较连续N个时刻的再生信号和目标信号的同时，在最确切的比特列中实现二进制的方法。作为光碟的再生方法，虽然很早以来就一直用的是直接分割法，但是这种方法在高速化和大容量化方面的局限性是显而易见的。因此作为光碟的再生方法PRML法也在逐渐被应用。
在将PRML法应用于再生光碟的方法上有以下三个问题。
第一个问题是非对称性。由于PRML的目标信号是通过将所指定的脉冲响应(PR类)和比特列的卷积而算出来，其相对于中心值为上下对称。另一方面，在光碟中，通常为了提高S/N，而产生了非对称性。因此，读出的信号电平是非对称的，难以使其与PRML的目标信号一致。
第二个问题是对大容量化的对应。迄今为止还未提出方案采用PRML法来实现大幅的大容量化。有关这一点将在后面详细叙述。
第三个问题是最小游程长度。PRML的基本结构是由PR类和再生信号编码的游程长度来确定的。可是，相对于CD/DVD的最小游程长度为3T，MO(或下一代光碟)的最小游程长度为2T。因此，要想用一台光碟装置来处理数种光碟就需要安装数个PRML线路。
作为将PRML法应用于光碟的例子，在Technical Digest of ISOM2002，269-271(2002)中，给出了一种对于发生沿径向及切向光碟倾斜时相应地使信号电平变化的同时再生信号的方法。该方法能够很好地解决上述问题1的非对称性的发生。但是，基于此方法却很难解决问题2所示的大幅的大容量化的问题，也不能解决问题3所示的最小游程长度不同的信号的问题。
发明内容
如上所述原有的PRML法存在着需要适应大幅的大容量化和处理最小游程长度不同的信号的问题。
本发明的目的是解决上述原有技术中的问题，提供一种能够适应大幅的大容量化和处理最小游程长度不同信号的信息再生方法以及采用了这种方法的信息再生装置。
为了实现大幅的大容量化，以下就有关通过PRML法来实现大容量化加以说明。如上所述，PRML法通过PR类的选择而决定了目标信号。在这里，在一枚光碟里记录了记录密度不同的信号，通过不同的PR类来讨论高密度化性能的不同。准备好的光碟是在轨道间距为0.34μm的岸沟(Land and Groove)结构的基盘上沉积相位变化膜所得到的。在实验中使用的是Pulstech公司制造的DDU-1000型光碟评估装置。光源的波长为405nm，物镜镜片数值口径(NA)为0.85。采用RLL(1，7)作为调制符号，检测窗口宽度Tw从53nm变化到80nm。CD尺寸的光碟单面的纪录容量在Tw＝53nm时算出来为35GB。为了讨论PR类的不同而选择了以下三个系列。
(1)(1+D)n系列
为最基本的类系列，PR(1，1)，PR(1，2，1)，PR(1，3，3，1)，...。
(2)(1，2，...，2，1)系列
含有较多用于光碟中的PR(1，2，2，1)的系列，与上面的系列相比，很少强调高域，有望改善信噪(S/N)比。
(3)脉冲响应近似系列
PR类基本上是再生磁头的脉冲响应的近似。在这里，在PR类里所使用的是用光学模拟器计算出来的光学磁头的脉冲。
利用所选择的各PR类，采用用光学模拟器计算出来的理想的再生信号，在每一个PR类，确定好使目标信号和再生信号的平方误差为最小的同等条件后再生光碟的信号。均衡器的敲击数为11。
图2到图4分别给出了对于各PR类系列对光碟的再生性能的测试结果。
图2(a)是示意对(1+D)n系列的记录容量和错码率的关系的图。在图2(b)中综合了各PR类的比特表达式、有效比特列数、有效的状态数、独立的目标电平数、记录容量的上限。记录容量的上限给出的是错码率小于10-4时的范围。类比特数(PR类表达式里所含的要素的数)为N时，全部的比特列的数为2N，但是由于对游程长度的限制，有效比特列的数目为从比特列的集合中除去最小游程长度为1T所剩下的。有效状态数等也是同样求得的。一旦得到以上数据，由于线路的规模与有效比特列的数目成正比，所以希望采用使类比特数目尽可能小的方式。在该系列中能够使类比特数目很大程度的高密度化，类比特数目大于6性能就难以再得到提高。最大记录容量在类比特数目为7时为31GB。
图3(a)是示意对(1，2，...，2，1)系列的记录容量和错码率的关系的图。在图3(b)中综合了详细的结果。在该系列中，一旦类比特数目过大，记录容量就变小。类比特数目大时，能够更加精细地表现再生信号随时间的变化，由于同时独立的目标电平的数目也变多，对应于不同的两个通道的目标电平的差变小，选择通道时的错误也会增加。该系列的最大记录容量在类比特数目为5时为31GB。
图4(a)是示意对脉冲响应近似系列的记录容量和错码率的关系的图。在图4(b)中综合了详细的结果。该系列也同样，一旦类比特数目过大，记录容量就变小。最大记录容量在类比特数目为5时为32GB。
从以上所考虑的3种PR类系列所进行讨论的结果来看，可以判断出仅增加PR类比特数，不仅使结构复杂化对性能的提高也有界限。其主要原因是由于对光碟的再生信号会有引起光斑形状的符号间的干涉和引起记录时的热干扰的非线性边缘移位。为了处理这些非线性的符号间的干涉和边缘移位，利用线性卷积运算来确定目标值的基本的PRML法就显得无能为力，而需要采用某种方法来补偿非线性的成分。根据以上结果，要实现高密度化以下的两点是很重要的。
(1)通过不增大类比特数，不增加目标电平数。
(2)对利用卷积运算所定的目标值，加上对应于比特列的补偿量，
通过补偿目标值，来处理含在再生信号里的非线性成分。
为了满足以上条件实现大容量化，采用对NN个比特的卷积运算所确定的目标值，加上对应N(N＞NN)个比特的比特列的补偿量来确定目标值，将此与再生信号比较的同时，用N个比特的比特列中最确切的，即再生信号和目标值的误差最小的比特列将其二进制化的PRML法就可以。
以下叙述有关能够处理最小游程长度不同的信号的方式。首先，考虑通过PR类PR(1，2，2，1)来再生用于MO(或下一代光碟)的RLL(1，7)调制(最小游程长度2T)的信号。这时由于类比特数为4，比特列的数就为16(＝24)。图6(a)综合了相对于16个比特列的目标值。一般在光碟中相应于数值“1”记录符号的反射率低，相当于数值“0”的空号的反射率高。在这里，进行格式化使比特列“0000”的目标电平为“+1”，比特列“1111”的目标电平为“-1”。请注意以下用类的目标值来说明的场合也进行同样的格式化。图中，在比特列中最小游程长度不到2T时就产生游程长度限制(RunLength Limited)错误。图中6个比特列相当于此类情况。图6(b)综合了除去出现游程长度限制错误的比特列后的结果，全部用10个比特列就能够表现最小游程长度2T用的PR(1，2，2，1)。按照PRML法的惯例来表示就是状态数为6，目标电平数为7。
另一方面，CD/DVD中的最小游程长度为3T。考虑将它们通过PR类PR(3，4，4，3)来再生。图7(a)综合了相对于所有的比特列的目标电平。导致游程长度限制错误的比特列的数为8。图7(b)综合了仅抽出有效比特列所得到的结果，全部用8个比特列就能够表现最小游程长度3T用的PR(3，4，4，3)。PRML法的表示是状态数为6，目标电平数为5。
比较图6(b)和图7(b)就可以知道，由于比特列的数也不和目标电平的值一致，用对应于任何一方的方式构成的线路不能再生另一方。然而，在本发明中，由于能够补偿非线性移位，将图6(b)与图7(b)之差当作非线性移位，就能够将最小游程长度为2T和3T的信号都用一种方式来再生。这种方法总结如下。
(1)将最小游程长度小的一方(RLL(1，7)，PR(1，2，2，1))选择为基本方式。
(2)作为目标值所采用的是通过比特列和PR类的各系数的卷积运算所确定的值加上相应于比特列的补偿值。
(3)再生最小游程长度小的一方(RLL(1，7))时使用以上的条件。
(4)再生最小游程长度大的一方(RLL(2，10)，PR(3，4，4，3))时，将最小游程长度小的一方(RLL(1，7)，PR(1，2，2，1))的目标值和它的目标值之差用作相应于比特列的补偿值。同时，由于肯定会有导致最小游程长度限制错误的比特列，作为它的补偿值，通过采用对于再生信号的振幅足够大的值(符号为正或负都可以)，目标值和信号之差就会变得足够大，使其实际上满足游程长度限制。
采用本发明，由于能够抑制含在再生信号中的非线性成分，从实际效果上增加S/N，所以能够适应大容量化和处理最小游程长度不同的信号。
附图说明
图1是示意本发明的信息再生方法的基本概念的图。
图2是示意对于PR类为(1+D)n系列时记录容量和错码率的关系的实验结果图。
图3是示意对于PR类为(1，2，...，2，1)系列时记录容量和错码率的关系的实验结果图。
图4是示意对于PR类为脉冲响应近似系列时记录容量和错码率的关系的实验结果图。
图5是示意本发明和原有方式的大容量化性能不同的实验结果图。
图6是示意利用PR类PR(1，2，2，1)再生RLL(1，7)调制(最小游程长度2T)的信号时比特列和目标值的关系的图。
图7是示意利用PR类PR(3，4，4，3)再生RLL(2，10)调制(最小游程长度3T)的信号时比特列和目标值的关系的图。
图8是综合采用本发明的最小游程长度2T用补偿PR(1，2，2，1)方式再生最小游程长度3T的信号时的游程长度限制补偿表的设定值的图。
图9是综合原有的补偿PR(1，2，2，1)方式的起始目标值、补偿值、补偿目标值的图。
图10是综合本发明的补偿PR(0，1，2，2，1，0)方式的起始目标值、补偿值、补偿目标值的图。
图11是示意本发明的基本方式的程序图。
图12是示意将本发明的补偿值从再生信号中抽出的学习方法的程序图。
图13是示意得到本发明的补偿再生信号的方法的程序图。
图14是示意得到用于采用本发明的补偿再生信号来再生信息的时钟的方法的程序图。
图15是示意用于采用本发明的再生方法处理最小游程长度的信号的方法的程序图。
图16是综合采用本发明的最小游程长度2T用补偿PR(0，1，2，2，1，0)方式再生最小游程长度3T的信号时的游程长度限制补偿表的设定值的图。
图17是示意采用本发明测定DVD-RAM光碟的切线倾斜和错码率关系的结果图。
图18是示意本发明的光碟装置结构的概念图。
具体实施方式
以下通过实施例对本发明加以详细说明。
图1示意了本发明的信息再生方法的基本概念。为了说明的简单起见以最基本的类PR(1，1)为例来加以说明。方式1是基本的PRML方式。比较结构例里所示那样的对应连续2个时刻的比特列的目标值和再生信号的值后选择误差最小的比特列。在本例中，目标电平数为3，不能处理再生信号的非对称性以及非线性的符号间干涉。
方式2是Technical Digest of ISOM 2002，269-271(2002)中所公布的PRML方式。将对应于2个比特的比特列的补偿值V加在卷积运算所确定的目标值后用作新的目标值，选择与再生信号之值误差最小的比特列并进行二进制化。补偿值V的数值为4(＝22)。虽然这种方式能够处理再生信号的非对称性使目标值适当地变化，但是却不能完全去除非线性的符号间干涉。
本发明的方式将模式补偿比特一比特一比特地加在PR(1，1)的比特列的前后部分。方式2其特征在于将相应于加了不同模式补偿比特的4个比特的比特列的补偿值V加在目标值里。在此基础之上，在比较对应于4个比特的比特列的目标值和再生信号的同时，选择误差最小的比特列进行二进制化。在该方式中，用卷积运算所定的目标电平数保持为3不变，由于补偿值V的数为16(＝24)，所以能够在4比特的比特列的范围补偿非线性符号间的干涉。
如上所述，以下再次揭示在实现大容量化上的方针。
(1)通过不使类比特数变大，不增加目标电平数。
(2)通过在卷积运算所定的目标值上加上相应于比特列的补偿值来补偿目标值，处理再生信号里所含的非线性成分。
本方式满足以上条件，虽然基本上是4个比特的PRML方式，但它具有用2个比特来定目标值的特征，不增加目标电平就能够处理非线性成分。
为了将本方式与原有的PRML法区别开来，将PR类表示式记为PR(0，1，1，0)。这是类比特数为4的PRML法，虽然目标值和原来的叙述一样是由系数列(0，1，1，0)和4个比特的比特列的卷积运算算出来，但是由于两端的各1个比特其系数为零，与由2个比特的系数列(1，1)所定的目标值相同。另外，前后的系数“0”表示模式补偿比特，补偿比特的意思就是将由4个比特的比特列所定的补偿值V加算到目标值的意思。用同样的方法表现原有的方式1就成为PR(1，1)，方式2能够记述为补偿PR(1，1)。
图中的实验结果是在1枚光碟上记录上记录密度不同的信号，以不同的方式再生所得到的结果。条件在以下给出。准备好的光碟是在轨道间距为0.34μm的岸沟构造的基盘上沉积相位变化膜所得到的。在实验中使用的是Pulstech公司制造的DDU-1000型光碟评估装置。光源的波长为405nm，物镜镜片数NA为0.85。采用RLL(1，7)作为调制符号，检测窗口宽度Tw从53nm变化到80nm。CD尺寸的光碟的单面纪录容量在Tw＝53nm时算出来为35GB。图中的实验结果是用记录容量32.5GB的光碟在Tw＝57nm，PR类为PR(1，2，2，1)，以数据传送速度100Mbps再生时的结果。错码率在方式1(PR(1，2，2，1))时为50×10-4，在方式2(补偿PR(1，2，2，1))时为15×10-4，在本方式(补偿PR(0，1，2，2，1，0))时为0.05×10-4。通过本方式，能够确实把错码率降低到1/100以下。另外，再生信号的网眼图形是示意用各种方式时的实际信号(补偿再生信号)，可以知道在本方式中眼眶非常清晰。含在补偿再生信号里的2Tw信号的S/N在方式1中为3.6dB，方式2中为6.1dB，本方式中为9.5dB。有关补偿再生信号的详细情况将在后面叙述。
图5是示意本发明和原有方式中在大容量化性能方面的差异的实验结果。作为基本PR类选择的是PR(1，2，2，1)。求出错码率的容许值为10-4时记录容量的上限。原有方式的记录容量的上限在PR(1，2，2，1)时为30GB，补偿PR(1，2，2，1)时为32GB。本发明的方式的记录容量的上限在补偿PR(0，1，2，2，1，0)ML4时为32.5GB，在补偿PR(0，1，2，2，1，0)为34.5GB，在补偿PR(0，0，1，2，2，1，0，0)以及补偿PR(0，0，0，1，2，2，1，0，0，0)时则大于35GB。所谓补偿PR(0，1，2，2，1，0)ML4是指仅确定补偿值为6个比特，将选择最确切的比特列进行最佳复合处理的比特数在4个比特的状态下来进行的方式。虽然与原有的技术相比更加优越，由于不含有模式补偿比特来进行最佳复合处理，其抑制非线性移位的能力变低。要得到本发明的PRML方式的最大能力，含有模式补偿比特的最佳复合处理就很重要。这里所得到的结果并不局限于基本PR类为PR(1，2，2，1)，从图2至图4所示的通过在原有的PRML方式的各种PR类也能够使记录容量增加。
图5(b)是对应于图5(a)所示的各方式，综合了比特列的数、状态数、电平数、模式补偿比特数、ML比特数的图。由于用于实现PRML的线路的规模大致正比于比特列的数，要将模式补偿比特在前后各添加3个比特来实现补偿PR(0，0，0，1，2，2，1，0，0，0)，与PR(1，2，2，1)相比要有其10倍以上规模的线路。作为本发明的效果，由于还具有再生最小扫描距离不同的信号的能力，原来，考虑到为了再生互换而需要安装PR(1，2，2，1)和PR(3，4，4，3)，因此考虑到性能的提高，假如线路规模在3倍以下就能够断定其为合适的规模。考虑到这些时，将模式补偿比特附加了2个比特的补偿PR(0，1，2，2，1，0)的方式就可能是使用上最佳的选择。
在这里，叙述了有关作为基本的PR类选择的是PR(1，2，2，1)，将模式补偿比特在前后附加上同样数目的方式。但是，本发明并不局限于此。作为基本的PR类，也可以选择PR(1，1)，PR(1，2，1)，PR(3，4，4，3)，PR(1，1，1，1)，PR(1，2，2，2，1)等各种各样的基本PR类。另外，模式补偿比特的数并不局限于前后对称，也可以是如补偿PR(0，1，2，2，1)，补偿PR(0，0，1，2，2，1)，补偿PR(1，2，2，1，0)，补偿PR(1，2，2，1，0，0)等附加上非对称的比特数。例如，虽然记录时的热干扰的影响集中在前侧的边缘，假如要再生物理上清晰的信号，有时只在前侧附加模式补偿比特就是最佳选择。
图9以及图10综合了实施图1的实验时采用的补偿值V的值。图9综合了原有的补偿PR(1，2，2，1)的起始目标值(通过比特列和PR类的系数列的卷积运算而得到的值)、对应于比特列的补偿值、对起始目标值加上补偿值后的补偿目标值。对应于长空号的比特列“0000”以0.180，对应于长符号的比特列“1111”以0.090相加。假如看见图1的实验结果中方式1的网眼图形就可以知道，这些是对应于2T信号位于比信号振幅的中心更下侧时所谓的非对称性的结果。
图10综合了本发明的相应于补偿PR(0，1，2，2，1，0)的起始目标值、补偿值、补偿目标值。相应于比特列No.3“000110”的补偿值为0.129，比特列No.4“000111”的补偿值就为-0.056。前者对应于2Tw符号，后者对应于3Tw以上的符号。补偿值的不同是适应于2Tw符号和3Tw以上符号之间的非线性移位的结果。由于原有的PRML方式中没有模式补偿比特，所以不能够处理这些非线性移位。
图11至图15示意的是采用了于本发明的信息再生方法的光碟装置的PRML方式部分的程序图。
图11是本发明的基本方式的示意程序图。解码单元10由波形均衡器11、分支公制计算单元12、ACS(Add Select Compare)单元13、通道存储器14、PR目标表15、模式补偿表16组成。再生信号50预先通过AD转换器进行数字变换，利用波形均衡器11通过FIR(有限脉冲响应)滤波器被均衡处理，在分支公制计算单元12内对每一个比特列计算出目标值和误差的平方值(分支公制的值)。作为这时的目标值所用的是，对应于比特列的起始目标值参照PR目标表15，对应于比特列的补偿值则参照模式补偿表16，将两者相加所得到的值。
在ACS单元13，对上一时刻的状态以及各状态的分支公制的值(伴随状态的变迁的分支公制的值逐次相加，并且不发散而处理得到的值)加上对应于各比特列的分支公制的值。这时，从到现在时刻的状态的变迁过程(通常为两个，有时也因游程长度的限制只有一个)中，进行选择分支公制值小的那个的处理。所谓状态就是对某一时刻的迁移保存的比特列，例如PR类比特为4的场合，比特列为4个比特，状态用3个比特表示。
通道存储器14中仅保存对每一比特列被复合的二进制化结果中相当于十分长时刻的部分，随着时刻的更新也同时进行内存内容的移位处理以经常保存最新的结果。ACS单元13在迁移过程的选择处理时，将通道存储器中所储存的信息根据选择结果进行重新排列。通过反复进行这样的处理，然后依次合并通道存储器内的信息，经过足够长的时间后，与比特列无关都具有同样的值，就结束了所谓的通道合并。二进制化的结果51就是时刻更新时从通道存储器取出的二进制化信息。
在这里所给出的是参照作为PR类目标值的PR目标表15的方式，原来，多数情况下是使用硬件的乘积之和演算器直接算出目标值的方式。本发明的要点由于是对目标值加算上补偿值作为新的目标值，二进制化这样所得到的最确切的结果，目标值的算出可用任一种方式。
图12是示意将本发明的补偿值从再生信号中抽出的学习方法的程序图。对解码单元10的结构和工作已经作了说明。这里说明一下学习方法。
补偿表学习单元20由目标计算单元21和误差算出及平均化单元22组成。目标计算单元21只储存二进制化结果51中相当于类比特数的部分，根据这些比特列，用起始目标值参照PR目标表15，补偿目标值参照模式补偿表16而将两者的值相加得到的值来算出目标值。虽然处理内容上与分值公制计算单元12相同，相对于在分值公制计算单元12仅同时运算比特列数的值，在目标计算单元21则用已经二进制化后的结果只运算一个目标值。
误差算出及平均化单元22是比较波形均衡器11的输出和目标计算单元21的输出而算出误差量。误差量是根据比特列来划分的，通过只对适当时刻的部分分别进行平均化处理，得到对应于比特列的误差量的表的值。在计算误差量时，通过移位寄存器使波形均衡器11的输出延迟，也进行与目标计算单元21输出的延迟量相加的处理。通过将这样所得到的误差量的表的值52加到模式补偿表16的各个值上，就能够使补偿值适合再生信号而模仿它。
虽然作为模式补偿表16的起始值全部从零开始是比较自然的方法，当然也可以用通过模拟得到的值、基于实测所定的值、该驱动装置对同类光碟最后所使用的值等，对每一种记录媒体准备好起始值，将它们当作起始值的方法可以使学习早些收敛而更加有效。
图13是示意得到本发明的补偿再生信号的方法的程序图。图1中所示的补偿再生信号能够直感地判断再生信号的品质。实际的波形均衡信号与图1的方式1所示的网眼图形相同。进行大容量化后2T信号就不能完全分解，仅看该网眼图形难以直感地评估信号的品质，不知道是否发生了错误。光碟的场合，由于需要把一个记录媒体放入多家制造商的驱动装置进行再生，所以需要重视记录再生互换的开发。为此，如何进行评价大容量光碟中驱动器之间性能的差别，以及评价每一记录媒体性能的不同就很有必要。这样做了以后，就能够在原来的错码率以外目视网眼图案来评价信号品质。但是，在最小游程长度的信号不能完全分解的大容量光碟中也一定需要能够直觉地目视信号品质的网眼图案。
以上已经说明了图中的解码单元10的结构及其工作。这里就有关得到补偿再生信号的方法加以说明。本发明的补偿再生信号53是通过再生信号补偿单元30而被输出。再生信号补偿单元30是由补偿运算器31和D/A转换器32组成。补偿运算器31仅储存二进制化结果51中相当于类比特数的部分，从模式补偿表16中取得对应于该比特列的补偿值，从波形均衡器11的输出中将其减去。这时，与以上说明的补偿表学习单元20内的误差算出及平均化单元22的动作一样，进行与波形均衡器11的输出的延迟量的调整。从补偿运算器31输出的数字数据通过D/A转换器32被转换成模拟信号，就能够得到补偿再生信号53。
由于补偿再生信号53预先去除了非线性移位成分，所以能够使用原来的PRML法来二进制化。这时所得到的二进制化的结果与采用本发明的补偿PRML法二进制化所得到的结果相同。以此为切入点考虑时，再生信号补偿单元30就能够当作性能优良的非线性均衡器。含有这里所示的波形均衡器11的一般的波形均衡器具有FIR(有限脉冲响应)滤波器的结构，通过信号和系数列的乘积之和运算而得到结果。因此波形均衡器的特性大多数场合是用频率特性来定义。由于FIR滤波器为线性响应，例如用波形均衡器放大2T信号时，2T信号的带域的噪音也同时被放大。
另一方面，在再生信号补偿单元30内的处理中，由于不用乘积之和运算而只要减去补偿值，频率特性为非线性，将2T信号放大在同一带域的噪音也不会放大。补偿再生信号的S/N可能要比用其他的FIR滤波器的波形均衡器的S/N更大。图1所示的各方式的S/N的不同就是由此效果引起的，由于本发明能够从实际效果上提高再生信号的S/N，可以理解成能够大容量化。
图14是示意得到用于使用本发明的补偿再生信号再生信息的时钟的方法的程序图。已经说明了图中的解码单元10以及再生信号补偿单元30的结构和工作。这里说明时钟的生成。
要从再生信号中取出信息来二进制化需要作为基准的时钟。通常所知的时钟多半是通过PLL(Phase Locked Loop)来生成的。在记录容量变大，最小游程长度的信号完全不能分解的场合，当将再生信号直接连接到PLL上来生成时钟时，由于本发明最小游程长度的信号的S/N很小所生成的时钟有时不稳定。另外，含在再生信号里的移位使时钟摇摆不定，这就成为不稳定的主要原因。如上所示，由于具有改善补偿再生信号的S/N和补偿非线性移位的能力，假入将补偿再生信号连接到PLL上来生成时钟，就能显著改善其稳定性。如图所示，补偿再生信号53连接在PLL18上来生成时钟54就可以。
另外，并不限于从补偿再生信号生成时钟的场合，作为解决最小游程长度的信号的S/N较低的对策，也可以在PLL线路里设置去除最小游程长度的信号而生成时钟的机构。由于得到了二进制化的结果，利用此结果从送至PLL内的VCO(Voltage Controlled Oscillator)位相误差中去除最小游程长度的边缘信息就可以。由于近来数字PLL广泛普及，附加上简单的逻辑线路就能够实现以上的方法。图1至图5给出的结果是除去最小游程长度而使PLL动作得到的。所生成的时钟54也可以提供给解码单元等。有关PLL的内部结构由于众所周知这里就不再加以说明。
图15是示意采用本发明的再生方法来处理最小游程长度不同的信号的方法的程序图。本实施例的结构在图12的结构上追加了游程长度限制补偿表40。有关其基本动作已经说明完毕这里就只叙述有关游程长度限制补偿表40的工作。以下重申其基本概念。
(1)将最小游程长度小的一方选择为基本方式。
(2)作为目标值所采用的是通过比特列和PR类的各系数的卷积运算所确定的值加上相应于比特列的补偿值。
(3)再生最小游程长度小的一方时使用以上的条件。
(4)再生最小游程长度大的一方时，将最小游程长度小的一方的目标值和其目标值之差用作相应于比特列的补偿值。同时，由于肯定会有导致最小游程长度限制错误的比特列，作为它的补偿值，通过采用对于再生信号的振幅足够大的值(符号为正或负都可以)，目标值和信号之差就会变得足够大，使其实际上满足游程长度限制。
根据(4)的概念而生成的补偿量作成表格用于图中的游程长度限制补偿表40中就可以。刚开始再生时，作为模式补偿表16的起始值可以设定为游程长度限制补偿表40中的值。以后的动作和已经说明的内容相同。
仅有一点需要注意。即，导致游程长度限制错误的比特列的补偿值。在再生附着上了尘埃或记录媒体有缺陷等的品质很坏的信号时，采用本方式也还会发生再生错误。大部分时候会导致通道合并不能结束。这样二进制化结果51有时就会含有游程长度错误的比特列。这种场合，进行上述学习处理就能更新导致游程长度错误的比特列的补偿值。反复进行以上动作，最终就失去了实际效果上回避游程长度限制错误的机能。为了解决这种状况，对应于导致游程长度限制错误的比特列的补偿值经常保持相对于再生信号的振幅足够大的值(符号可正可负)就可以。具体地说，将学习结果53反映到模式补偿表16时设有不更新该比特列的补偿值的限制，更新后以游程长度限制补偿表40的值仅替换该比特的补偿值就可以。
图8示意的是游程长度限制补偿表中设定值的详细内容。作为基本方式，综合了有关用补偿PR(1，2，2，1)再生最小游程长度2T的信号的场合。在以该方式用PR(3，4，4，3)再生最小游程长度3T的信号的场合，在游程长度限制补偿表中设定RLL补偿值使得对应于各比特列的目标值的不同被吸收就可以。比特列“0000”的场合用0.000，比特列“0001”的场合用-0.095就可以。另外，由于比特列“0110”和“1001”导致游程长度限制错误，其必须设定成足够大的值。作为具体的数值希望是用再生信号振幅(本例中为2)两倍以上的值。在这里将值表示为∞。
图16是别的在游程长度补偿表里的设定值的具体例。在这里综合了有关选择补偿PR(0，1，2，2，1，0)作为基本方式的场合。由于图的看法和以上相同，就不再加以特别的说明。
采用本发明，为了将再生游程长度不同的信号时的效果定量化，将对应最小游程长度2T的补偿PR(1，2，2，1)作为基本方式再生市场销售的4.7GB DVD-RAM光碟。
图17是测定DVD-RAM光碟的切线倾斜和错码率的关系所得到的结果。如图可见，采用原来的PR(1，2，2，1)，在就这样再生的场合，错码率不会小于10-4。另一方面，将补偿PR(1，2，2，1)用作基本方式，选择图8所示的值作为起始值的场合，错码率在大于±0.5的范围都小于10-4。该容限量是与DVD-RAM用里所构成的原来的PR(3，4，4，3)法为同等以上大的，这也证明了本发明的效果。
在图11至15的说明中，说明了本发明的PRML方式的基本程序结构和动作。实际上用于光碟装置和磁盘装置的场合，还需要很多图中没有给出的周边部件。例如，必须在图11至图15所示的基本程序结构的前面追加上用于抑制再生磁头信号的DC成分的高通滤波器、改善频率特性的校正器以及低通滤波器、使振幅稳定的自增益控制线路、用于二进制化该信号的A/D转换器等。另外，从波形均衡器的输出生成时钟的PLL，探测出缺陷、磁头损坏，保持PLL线路和AGC等的动作的缺陷对策机能等也都是必要的。这些机能都是广为所知的，只要是本行业的从业人员就容易知道如何安装，因此这里不特别加以说明。
图18示意的是本发明的光碟装置的构成的一例。光碟记录媒体100通过电机162而被旋转。光学磁头130由光产生机构131、聚焦机构132、光探测机构133组成，通过伺服机构控制装置160内的自动位置控制机构161决定了光碟记录媒体100沿径向位于任意位置。光强度控制机构171控制光产生机构131以中央控制机构151所指定的光强度产生光122。光122通过聚焦机构132而聚焦，在光碟记录媒体100上形成光斑101。聚光机构132通过自动位置控制机构161进行聚焦动作和寻迹动作。从光斑101的反射光123通过光探测机构133被变换成电信号而成为再生信号。
再生机构190用再生信号再生记录在光碟记录媒体上的编码信息和地址信息等。如上所示的实现本发明的信息再生方法的机能被内藏在再生机构190内。也可以用图11至图15所示的程序图的机构安装在LSI中。
以下给出本发明的其它的实施方式。
(1)一种信息再生方法，其特征在于，用组合数个类比特的组合类比特和用于区别符号/空号的补偿比特组合起来的PRML，补偿信号波形的非线性移位，来再生信息。
(2)一种信息再生方法，其采用通过将连续N个时刻的再生信号与目标信号比较的同时来选择最确切的状态迁移来对上述再生信号进行二进制化的PRML法，其特征在于，含有：将上述PRML法表示为PR(α1，α2，...，αN)ML时，作为上述目标信号所使用的是在N个系数值(α1，α2，...，αN)和N个比特的数字比特列的卷积运算所求得起始目标电平V1上加上对应于N个比特的数字比特列的值的2N个以下的补偿值V2的工程；将上述再生信号与上述目标值(V1+V2)比较的同时，将其二进制化成最确切的比特列的工程；和从二进制化的比特列算出每N比特的补偿值V2，通过从上述再生信号减去而得到补偿过的再生信号的工程。
(3)一种信息再生装置，其用PRML法从再生信号输出二进制化结果，其特征在于，含有：使用对应于最小扫描距离R1(R1＞＝1)的状态迁移逻辑的PR目标值输出部，其输出对应于N个比特的比特列的PR类的目标值；模式补偿表，其储存对应于M(M＞N)个比特的比特列的补偿值；波形均衡器，其对再生信号进行均衡处理；分支公制计算单元，其对于上述波形均衡器的输出，以从上述PR目标值输出部输出的PR目标值和储存在上述模式补偿表中的补偿值相加所得到的值作为目标值，计算出每一比特列的分支公制的值，在再生最小游程长度R2(R2＞R1)的游程长度限制信号的场合，使用列入上述模式补偿表中的模式补偿值，只少比较对应游程长度不足R2的比特列的模式补偿值的设定上述PR目标值输出部的输出的最大值得很大时，或设定上述PR目标值输出部的输出的最小值很小时，能有效地对应最小游程长度R2，将上述再生信号进行二进制化。
如上述说明那样，采用本发明的信息再生方法及使用该方法的光碟装置，能实现大幅度的大容量化，而且，也能适应对最小扫描距离的不同信号的处理。

Claims (9)

1.一种信息再生方法，其采用通过将连续N个时刻的再生信号与目标信号比较的同时来选择误差最小的比特列来对上述再生信号进行二进制化的PRML法，其特征在于，含有：将上述PRML法表示为PR(α1，α2，…，αN)ML时，
作为上述目标信号所使用的是在N个系数值(α1，α2，…，αN)和N个比特的数字比特列的卷积运算所求得的起始目标电平V1上加上对应于N个比特的数字比特列的值的补偿值V2的工序，其中该补偿值V2为2N个以下；和将上述再生信号与上述目标值(V1+V2)比较的同时，将该再生信号二进制化成误差最小的比特列的工序。
2.如权利要求1所述的信息再生方法，其特征在于，从上述补偿过的再生信号中抽取用于再生信息的时钟。
3.如权利要求2所述的信息再生方法，其特征在于，在生成用于再生信息的时钟时，不使用来自长为最小游程长度的符号的位相信息生成时钟。
4.一种信息再生方法，其采用通过将连续N个时刻的再生信号与目标信号比较的同时来选择误差最小的比特列来对上述再生信号进行二进制化的PRML法，其特征在于，含有：将上述PRML法表示为PR(α1，α2，…，αN)ML时，状态迁移逻辑为对应于最小游程长度R1，其中R1＞＝1，去除最小游程长度不足R1的状态及其状态迁移的逻辑，作为上述目标信号所使用的是在N个系数值(α1，α2，…，αN)和N比特的数字比特列的卷积运算所求得起始目标电平V1上加上对应于N个比特的数字比特列的值的补偿值V2的工序，其中该补偿值V2为2N个以下；和将上述再生信号与上述目标值(V1+V2)比较的同时，将该再生信号二进制化成误差最小的比特列的工序；在再生作为上述再生信号的小于R1的最小游程长度R2的信号时，N个比特的数字比特列的最小游程长度不足R2时，作为对应于该数字比特列的上述补偿值V2的值，设定成上述再生信号的振幅的两倍以上的值，对应最小游程长度R2，对上述再生信号进行二进制化的工序。
5.如权利要求4所述的信息再生方法，其特征在于，在生成用于再生信息的时钟时，不使用来自长为最小游程长度R1和R2的符号的位相信息生成时钟。
6.一种信息再生装置，其用PRML法从再生信号输出二进制化结果，其特征在于，含有：PR目标值输出部，其使用对应于最小游程长度R1的状态迁移逻辑，输出对应于N个比特的比特列的PR类的目标值，其中R1＞＝1；模式补偿表，其储存对应于M个比特的比特列的补偿值，其中M＞N；波形均衡器，其对再生信号进行均衡处理；分支公制计算单元，其对于上述波形均衡器的输出，以从上述PR目标值输出部输出的PR目标值和储存在上述模式补偿表中的补偿值相加所得到的值作为目标值，计算出每一比特列的分支公制的值，在再生作为上述再生信号的小于R1的最小游程长度R2的信号时，使用列入上述模式补偿表中的模式补偿值，将最小游程长度不足R2的比特列的模式补偿值设定成上述再生信号的振幅的两倍以上的值，对应最小游程长度R2，对上述再生信号进行二进制化。
7.如权利要求6所述的信息再生装置，其特征在于，备有补偿表学习单元，其修正上述模式补偿表以使上述波形均衡器的输出和根据所得到的二进制化结果的比特列运算出来的上述目标值之间的误差变小。
8.如权利要求6所述的信息再生装置，其特征在于，备有：补偿运算器，其仅储存二进制化结果中相当于类比特的部分，从上述模式补偿表取得对应于其比特列的补偿值，从波形均衡器减去该补偿值；D/A转换器，其将上述补偿运算器的输出转换为模拟信号。
9.如权利要求8所述的信息再生装置，其特征在于，备有输入上述D/A转换器的PLL线路，通过上述PLL线路生成时钟。
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