CN100521865C - 具有减小噪声的高频信号传输线 - Google Patents

Abstract

在此公开的是具有减小噪声的高频信号传输线。具体地，本发明的信号传输线具有减小的辐射噪声和反射噪声，由于将在信号线之间放置的传统接地保护栅线(ground guard fence line)分隔为多个彼此分隔的接地线块来屏蔽噪声。

Description

具有减小噪声的高频信号传输线

技术领域

本发明通常涉及具有减小噪声的高频信号传输线。具体地，本发明涉及降低的辐射噪声和反射噪声的信号传输线，通过将放置在信号线之间的接地保护栅线分隔为多个彼此分隔的接地线块来屏蔽噪声。

背景技术

通常，电子系统芯片的高频信号传输和高速交换由于电磁干扰而引起不期望的噪声。特别地，必须具有高密度电路设计的用于高频组件的印刷电路板(PCB)，需要预设导线长度，而且具有设计为互相邻近的传输高频信号的导线和传输低频信号的导线。因此，由于所述两种导线生成的串扰噪声，传输信号是困难的。

当信号通过PCB的微波传输带传输时生成的噪声包括，例如，串扰噪声，反射噪声和辐射噪声。

串扰噪声由在组成信号线的两个传输线之间的电容性耦合和电感性耦合而生成，且其大小取决于设计传输线的方法、绝缘体和阻抗匹配程度。

同样，串扰噪声分为近端串扰噪声和远端串扰噪声。

近端串扰噪声当将信号从高频线的信号施加部分传输到其远端时，引起在邻近高频线的线上的噪声，并且当信号从高频线的远端返回其信号施加部分时出现。

远端串扰噪声当信号发送到线的远端时出现。虽然远端串扰噪声具有比近端串扰噪声小很多的信号宽度，它具有大的量级，由此因错误交换操作。

进一步，反射噪声在高频信号传输线和邻近于传输线之间的特征阻抗或终止电阻的不匹配时生成。在传输线的远端生成的反射电阻影响近端串扰噪声。因而，既减小反射噪声也减小由反射噪声引起的串扰噪声是很重要的。

进一步，当沿着在信号传输线上形成的闭合回路传输信号时，由闭合环路生成辐射噪声。

在减小串扰噪声的传统高密度导线设计中，使用了在高频信号线和邻近信号线的线之间放置接地保护栅线(GGFL)的方法，以及具有穿过GGFL形成的通孔的结构。

图1是显示传统高密度导线设计的结构的透视图，其由信号线11和在信号线11之间放置的GGFL 12组成以最小化噪声。图2是沿着图1的A-A’线的剖面图，显示了GGFL 12、通孔13和接地电极14a和14b。

沿GGFL 12按规律间隔形成通孔13，且分别在GGFL 12的上和下表面形成的接地电极14a和14b通过通孔13互相连接。

如图1所示，设计包括信号线11、在信号线11之间放置的GGFL12以及沿GGFL 12按规律间隔形成的通孔13的传统结构，使得由GGFL 12屏蔽由信号线11辐射的发射能量。

然而，如图1和2所示的所有传统结构，以及其他传统结构，只考虑串扰噪声，而不考虑反射噪声。

因此，虽然传统结构有效减小串扰噪声，它们在具有高导线密度的衬底上几乎没有减小反射噪声的效果。这样，传统结构是不便的，因为它们对反射噪声和串扰的同时减小是极小的。

在如图2所示的传统结构中，通过在GGFL 12的上和下表面安置的接地电极14a和14b生成返回信号。假设按如箭头16所示，从左向右传输高频信号，并且按如箭头17所示，从右向左传输返回信号。

在这种情况下，沿着在GGFL 12的上和下表面安置的接地电极14a和14b形成如虚线箭头18a和18b所示的闭合回路，并且连接上和下接地电极14a和14b的通孔，因此导致辐射噪声。

至于反射噪声，它出现的原因是由于在接地线和信号线之间的电容性耦合而引起的电容C，导致特征阻抗不匹配。为了减小反射噪声，应将接地线设计为按预设间隔与信号线分隔开来。然而，由此设计的结构没有展示出屏蔽串扰噪声的接地线效果。即，当导线密度增加时，通过屏蔽串扰噪声的接地线，反射噪声再次增加。

至于在GGFL 12上形成的传输信号返回线，如果由GGFL 12、接地电极14a和14b以及通孔13而形成闭合回路，它导致辐射噪声。然而，在传统GGFL结构中，当放置信号线以互相邻近，来屏蔽串扰噪声时，在GGFL 12上进一步增强辐射噪声，从而降低信号传输的可靠性。

随着导线密度的增加，应同时考虑反射噪声、串扰噪声和辐射噪声。在所述三种噪声中，如果仅向其中一种噪声给予优先权，不可避免的生成其他种类噪声。因此，设计适宜的导线模式是困难的。

在这点上，产生像在PCB上的微波传输带线那样在信号传输线之间放置GGFL以消除串扰噪声的尝试，并在“Effect of Ground GuardFence With Via And Ground Slot On Radiated Emission In Multi-LayerDigital Printed Circuit Board”，IEEE International Symposium OnElectromagnetic Compatibility，2001，pp.653-656中发表。虽然上述方法可减小串扰噪声，反射噪声和辐射噪声依然存在或增加，因此恶化PCB的整体噪声特性。使用上述方法解决PCB的噪声问题是不可能的。

发明内容

因此，紧记出现在相关领域的上述问题而产生本发明，并且本发明的目标是通过改进传统GGFL结构，向PCB提供具有减小噪声的高频信号传输。

本发明的另一目标是向PCB提供高频信号传输，其能够最小化反射噪声和辐射噪声，以及串扰噪声。

本发明的进一步目标是提供考虑到在PCB上生成的不同种类噪声间的关系，能够最小化整体噪声特性的PCB。

为了实现上述目标，本发明向PCB提供高频信号传输，其包括在PCB中构图的多个传输线以传输高频信号；放置在传输线之间并按预设间隔在信号传输方向上彼此间隔的多个接地线块，以屏蔽噪声，每个接地线块包括通孔；以及通过通孔连接到接地线块的接地电极。

附图说明

本发明的上述以及其他目标、特性和优点将根据以下结合附图的详细说明而更加清楚，其中：

图1是显示用于最小化在信号线上的噪声的传统高密度导线设计的结构的透视图；

图2是沿着图1的A-A’线的剖面图；

图3是显示根据本发明的用于高频信号传输的PCB的结构的透视图；以及

图4是沿着图3的B-B’线的剖面图；

具体实施方式

在下文中，将参照附图，给出本发明的详细描述。

图3是显示根据本发明的用于高频信号传输的PCB的透视图，以及图4是沿着图3的B-B’线的剖面图，其中图3显示接地线块32、通孔33和接地电极34a和34b。

如图3所示，本发明用于高频信号传输的PCB是多层PCB，其中一层包括多个信号传输线31以传输高频信号，以及放置在信号传输线31之间的多个接地线块32以屏蔽噪声。接地线块32每个都具有穿过其的通孔33。此外，接地线块32可包括连接盘部分(land part)38来连接至通孔33。

在接地线块32的上和下表面上，形成接地电极34a和34b。接地线块32通过通孔33连接至接地电极34a和34b。接地电极34a和34b用来吸收噪声以将所吸收的噪声转移至接地终端，由此消除噪声。

在PCB的相同层上形成信号传输线31和接地线块32，在紧邻上述层的上和下层上形成接地电极34a和34b。

如图3和4所示，以如下方式构造用于高频信号传输的PCB：将如图1和2所示的传统高频信号传输线分隔为按预设间隔(S_SGFL)彼此分离的多个接地线块32。

在本发明的PCB中，优选地用下面基于实验结果的等式1来表示接地线块32之间的间隔(S_SGFL)：

等式1

S_SGFL＝c/37·F_max(mm)

其中c为2.998×10¹¹mm/sec，即为光速；F_max当所传输的信号为数字信号时，5倍于工作频率，且当所传输的信号为RF时，等于所传输的信号的工作频率；以及37为绝缘层的相对介电常数。

优选地用下面的等式2来表示信号传输线31和接地线块32之间的距离L_SGFL：

等式2

L_SGFL＝a×exp(-b*F_max)

其中用下面的等式3表示a和b：

等式3

$a={0.0125F}_{\max }^4-0.175F_{\max }^3+0.8875F_{\max }^2+2.025F_{\max }+3.7$

$b=0.0017F_{\max }^4-0.0079F_{\max }^3-{0.0495F}_{\max }^2+0.856F_{\max }$

当接地线块的连接盘部分38的宽度是L_d，以及通孔33的直径是V_d时，优选地将连接盘部分38的宽度L_d形成为比通孔33的直径V_d大0.2mm，以最小化噪声，其用下面的等式4表示：

等式4

L_d＝V_d+0.2(mm)

这样，用下面的等式5来表示L_d的范围：

等式5

$L_d\&le;L_{\mathrm{SGFL}}<\frac{s_{\mathrm{SGFL}}}{2}$

在图4中，假设按如箭头36所示，从左向右传输高频信号，并且按如箭头7所示，从右向左传输返回信号。

在这种情况下，沿着在接地线块32的上和下表面安置的接地电极34a和34b和通孔33形成如虚线箭头39b所示的闭合回路，指示返回信号的传输。然而，由于只在接地线块32的上和下表面的接地电极34a和34b上形成返回线，且不在接地线块32上形成，与传统传输线不同，减小了在返回线上形成的闭合回路数目。结果，与如图1和2所示的传统结构相比，由在本发明的传输线上形成的闭合回路所引起的辐射噪声几乎为零。

进一步，用作为PCB的层间绝缘层的预浸料坯(prepreg)35填充信号传输线31、接地线块32以及接地电极34a和34b之间的间隔。由于用作为绝缘体的预浸料坯35填充作为导体的信号传输线31、接地线块32以及接地电极34a和34b之间的间隔，PCB具有与在直线上排列多个电容相同的效果。

同样地，用下面的等式6表示在信号传输线31和接地线块32之间形成的电容C：

等式6

$C=\mathrm{\&epsiv;}\&CenterDot;\frac{A}{d}$

其中ε是绝缘层35的介电常数，A是接地电极34a和34b的面积，对应于接地线块32之间的间隔，以及d是接地电极34a和34b之间的距离。

同样，本发明的接地电极34a和34b之间的距离d为如图1和2所示的传统传输线的接地电极14a和14b与GGFL12之间的距离的两倍。因此，在本发明中，由接地线块32和绝缘体35导致的电容C为现有技术中的1/2倍。

用下面的等式7表示传输线的特征阻抗Z₀：

等式7

$Z_0=\sqrt{\frac{R+\mathrm{j\&omega;L}}{G+\mathrm{j\&omega;C}}}$

其中R是传输线的每单位长度的电阻，L是传输线的每单位长度的电感，G是传输线的每单位长度的电导，以及C是传输线的每单位长度的电容。

通常，最广泛地使用终端电阻为50Ω的传输线。如图1和2所示的传统传输线的终端电阻不到50Ω，因此由于阻抗不匹配而生成反射噪声。然而，本发明用于信号传输的PCB的电容C减小，借此增大特征阻抗至接近50Ω的程度。因此，在本发明中彻底地减小了由阻抗不匹配而导致的反射噪声。

下面的表1显示由仿真而测量的本发明的结构、如图1和2所示的传统结构以及没有GGFL的传输线的噪声生成和减小率。如表1所示，与传统GGFL结构相比，在本发明中，确定进一步减小了反射噪声和辐射噪声，同时串扰噪声几乎没有变化。

表1

如上所述，本发明提供具有减小噪声的高频信号传输线。在本发明的高频信号传输线中，将GGFL分隔为按预设间隔彼此隔开的多个接地线块，因此，在GGFL和信号传输线之间的电容减小。从而，可最小化反射噪声，同时减小串扰噪声。

在本发明的高频传输线中，将GGFL分隔为按预设间隔彼此隔开的多个接地线块，因此，在GGFL上形成的闭合回路的数目减小。从而，可最小化辐射噪声，同时减小串扰噪声。

尽管为示例的目的公开了本发明的优选实施例，本领域普通技术人员将理解可有多种形变、增加和替换，而不偏离本发明如在权利要求书中所公开的范围和精神。

Claims (3)

1.用于高频信号传输的印刷电路板，包括：

在印刷电路板上构图的多个传输线，以传输高频信号；

放置在所述传输线之间，以预设间隔在信号传输方向上彼此分隔的多个接地线块，以降低噪声，每个所述接地线块包括通孔；以及

通过所述通孔连接到所述接地线块的接地电极，其中所述接地电极形成在与所述多个传输线和所述多个接地线块不同的层上。

2.如权利要求1所述的印刷电路板，其中在所述接地电极、所述传输线和所述接地线块之间放置绝缘层。

3.如权利要求2所述的印刷电路板，其中按由下面的等式1表示的间隔S_SGFL彼此分离所述接地线块：

等式1

S_SGFL＝(c/37)·F_max

其中c为2.998×10¹¹mm/sec，即为光速；F_max为所传输的信号的工作频率；以及37为绝缘层的相对介电常数。

Images