CN100508361C - 用于同步机的控制器 - Google Patents

Abstract

一种同步机控制器，包括：电源转换器；由电源转换器驱动的同步机；PWM调制部分，用于控制同步机；电流检测部分，检测流到同步机中的电流；电压检测部分，检测施加到同步机的电压；电流变化量运算部分，对在与电流检测部分中的检测采样同步的定时之间的时间间隔内的电流变化量进行运算；电压积分运算部分，对在与电流变化量运算部分中的定时相同的定时之间的时间间隔内的电压积分值进行运算；用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分，将电流变化量和电压积分值定义为一组，并对包括了全部组的时间间隔内的电流变化量进行运算；用于包括全部组的时间间隔的电压积分运算部分；以及旋转相位角推定部分，对同步机的旋转相位角进行推定。

Description

用于同步机的控制器

相关申请的交叉引用

本申请基于并要求先前于2005年2月21日申请的日本专利申请2005-044493的优先权，其全部内容包含在此作为参考。

技术领域

本发明涉及同步机的控制器。

背景技术

一般来说，在同步机(电动机，发电机)的控制器中，为了对同步机进行驱动控制，需要用于检测转子的旋转相位角的检测器。然而，如下文所述，在使用检测器的控制器中有很多内在的问题。首先，检测器的存在增加了同步机的体积。因此，抑制了同步机输出的扩展。第二，需要对检测器自身进行维护/检查工作。因此，降低了维护/检查的效率。第三，因为在来自检测器的信号线上叠加了噪音等，所以检测值出现扰动，并且降低了控制性能。第四，大部分检测器需要用于对其自身进行驱动的电源，并且需要向检测器提供除了用于同步机驱动源的电源之外的、属于其它系统的电源。这会导致电源安装空间、电源线以及成本等上的负担增加。

考虑到上面描述的这些问题，近几年，已经提出了一种不使用检测器而推定旋转相位角的控制方法，该方法根据推定的旋转相位角进行驱动控制。这种控制方法被称为“无传感器的(sensorless)控制”。

作为一个用于同步机的控制器(其中包括这种无传感器的控制装置)，例如在公开号为H8-205578(1996年公开)的日本已公开专利中公开了这样一种技术，在该技术中，在一个通过脉宽调制(下文称作PWM)反相器对同步机进行驱动的系统中，与PWM的切换同步地检测由PWM控制产生的输出电流的变化量以及输出电压的时间积分值的变化量，并通过使用所检测到的值，根据同步机的电流/电压方程式来检测旋转相位角。

然而，在如上面所述的同步机控制器中，因为通过使用由PWM产生的电压和电流的高频分量来推定同步机的旋转相位角，因此需要对在任意检测点上的电流和电压进行测量，或者需要通过高频采样(这种采样被称为高速采样)对电流和电压进行测量，高频采样的频率大于PWM的切换频率。至今，关于这种电流和电压，各个测量仪器测得的输入电压通过模数转换器(以下称为AD转换器)转换成数字信号，并使用这个数字信号进行控制操作。然而，为了在任意点上进行测量以及使用高速采样进行测量，需要一种特殊的电路和成本高的AD转换器。

发明内容

为了解决上面描述的问题，提出了本发明。本发明的一个目的是提供一种用于同步机的控制器，该控制器能够通过使用具有低采样频率的AD转换器来确切地推定旋转相目位角。

为了实现上面描述的目标，本发明的一个方面被概括为一种同步机的控制器，其包括：电源转换器，其将直流电源和交流电源进行交替转换；同步机，由该电源转换器驱动；PWM调制部分，其对用于控制该同步机的电压指令值进行PWM调制；电流检测部分，其在预定采样定时对流到该同步机中的电流进行检测；电压检测部分，其对施加到同步机的电压进行检测；第一电流变化量运算部分，其对在与电流检测部分的检测采样同步的定时之间的时间间隔内的电流变化量进行运算；第一电压积分运算部分，对在与电流变化量运算部分中的定时相同的定时之间的时间间隔内的电压积分值进行运算；用于包括全部组的时间间隔的第二电流变化量运算部分，将在相同定时之间的时间间隔内的第一电流变化量运算部分的电流变化量和第一电压积分运算部分的电压积分值定义为一组，并时包括了多个组的全部运算定时的时间间隔内的电流变化量进行运算；用于包括全部组的时间间隔的第二电压积分运算部分，对与第二电流变化量运算部分的时间间隔相同的时间间隔内的电压积分值进行运算；旋转相位角推定部分，其通过采用多个相应的组、对应于该相应组的时间间隔、包括了多个组的全部运算定时的时间间隔内的电流变化量和电压积分值、以及包括了多个组的全部运算定时的时间间隔，来对同步机的旋转相位角进行推定。

根据本发明的这个方面，通过使用装配在通用同步机的控制器中的电流检测部分、电压检测部分、具有低采样频率的AD转换器以及运算处理单元，可以确切地实现相位角推定，而不需要使用特殊的电路结构或者特殊的高速AD转换器。

附图说明

图1是根据本发明第一种实施方式的同步机控制器的方框图。

图2是根据本发明第一种实施方式的图，其示出了电流变化及其检测采样的概念。

图3是根据本发明第一种实施方式的图，其解释了矢量控制坐标系统的概念。

图4是根据本发明第二种实施方式的图，其示出了电流变化及其检测采样的概念。

图5是根据本发明第三种实施方式的同步机控制器的方框图。

图6是根据本发明第六种实施方式的同步机控制器的方框图。

具体实施方式

下面将参照附图对本发明的实施方式进行描述。

(第一种实施方式)

图1是一个方框图，其示出了根据本发明第一种实施方式的同步机控制器。根据第一种实施方式的同步机控制器包括电源转换器1、同步机2、PWM调制部分3、电流检测部分4、电压检测部分5、电流变化量运算部分(第一电流变化量运算部分)6、电压积分运算部分(第一电压积分运算部分)7、用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分(第二电流变化量运算部分)8、用于包括全部组的时间间隔的电压积分运算部分(第二电压积分运算部分)9以及旋转相位角推定部分10。

电源转换器1从PWM调制部分3中接收用于驱动电源转换器1的门极指令(gate command)，并使内置于电源转换器1中的开关元件进行切换，进而使交流/直流电源交替转换。图1示出了使直流电源和三相交流电源进行转换的结构。

同步机2接收提供的三相交流电流，并由流入到各个励磁相位中的电流产生转矩，由此进行旋转。通常，在对同步机的控制中，对其旋转角度进行测量，并且励磁电流与该旋转角同步变化。因此，需要对旋转角进行检测。例如，在对为转子采用了永磁体的永磁体同步机的控制中，距基准角度的永磁体磁通方向(N极方向)被检测作为旋转相位角，并根据该旋转相位角的方向向同步机提供电压并使电流流入其中。

PWM调制部分3接收用于控制同步机2的三相电压指令，并且产生并输出用于切换导通/关断(ON/OFF)电源转换器1中的各个开关元件的门极指令，例如，这通过PWM调制来进行。

电流检测部分4设置在电源转换器1和同步机2之间的电源线上，并对流到电源线上的电流进行测量。通常，就流入到同步机2中的三相交流电流而言，如果检测到三相之中的两相电流，那么可以获得全部三相的电流值。因此，图1示出了作为典型实施方式的这种结构。

电压检测部分5设置在电源转换器1和同步机2之间的电源线的各相之间，并且测量电源线的各相间的电压。图1示出了因与电源检测部分4类似的理由测量两线之间的电压(U和V之间的电压，W和U之间的电压)的结构。另外，通常，通过对施加给电源转换器1的直流电压和输入到电源转换器1上的门极指令的运算，获得三相电压，也是可能的。此外，如果直流电压不是频繁地变化，那么仅通过门极指令的运算也可以获得三相电压。在这种情况下，不必像图1示出的那样设置线来检测两线之间的电压，而且可以简化装置。

电流变化量运算部分6记录从电流检测部分4输入的电流值，并对任意定时之间的电流值变化量进行运算。通常，电压值与从电流检测部分4输入的电流值成正比。该电压值通过使用AD转换器而被转换为数字值，并且该数字值被用作电流值。在这种情况下，由于AD转换器仅执行离散处理，所以存在用于电流检测采样的点。

图2是示出电流变化及其检测采样的概念的图。横坐标轴表示时间t，纵坐标轴表示电流i或电压V。图2以点表示检测采样。如图2中的黑点所示，电源变化量运算部分6对任意时间间隔内的电流变化量Δi进行运算，如表达式1所示，并输出经过运算的电流变化量。

[表达式1]

Δi_k＝i_tek-i_tsk

限定时间间隔的起始点和终点与对从电流检测部分4输入的每个电流值进行采样的定时是同步的。因此，可以通过简单的差分运算而直接运算出电流变化量。此外，起始点和终点可以从与电流值的采样同步的采样点中任意选择。图2示出了其中可以任意选择采样点而不用受固定规则限制的结构。因此，例如，甚至是在假定检测到异常电流的情况下，其中该异常电流是因为例如噪音和PWM切换的影响等而产生的，也可以仅选择其中在评价所检测到的电流值时能够检测到正常值的采样，而且可以精确地执行下文将要描述到的相位角推定运算。另外，由于可以任意地选择采样点，所以不需要高性能的AD转换器来高速采样、利用触发器采样等，可以采用便宜的AD转换器，并且可以实现设备成本的降低。

电压积分运算部分7对从电压检测部分5输入的电压值进行记录，并对任意定时之间的电压值的积分进行运算。此外，在电压值检测过程中，检测采样是以与图2中示出的电流检测类似以的方式进行的。图2示出了通过与电流检测相同的采样检测电压值的结构。然而，如在对电压检测部分5的说明中那样，在通过采用门极指令对电压进行运算的情况下，依据该门极指令通过运算采样对电压值进行运算，是可能的。因此，一般情况下，可以通过比电流检测采样更高速的采样来检测电压值。这是因为，在许多情况下根据PWM的门极指令运算由诸如微型计算机之类的运算处理单元进行运算，并且由微型计算机根据PWM进行的运算采样是极其高速的，可高达几十到几百纳秒[nsec]。与此相反，通常由用于电流检测等的AD转换器进行采样的速度是几到几十微秒[μsec]，这与微型计算机的运算采样速度相比可以说是低速。例如，如果假定微型计算机进行PWM运算采样的速度为100[nsec]，并且AD转换器进行采样的速度为5[μsec]，那么当电流检测采样执行两次时，电压检测采样可以执行大约50次。在这种结构的情况下，很可能与电流检测采样同步地执行电压检测采样。除此之外，可以分别提供用于电流检测的AD转换器和用于电压检测的AD转换器，并使这些AD转换器的转换定时彼此同步。因此，电流检测采样与电压检测采样的同步在实际应用中不会引起问题。

如表达式2所示，在与介于起始点和终点之间的电流检测采样时间间隔相同的时间间隔内，电压积分运算部分7执行电压值的积分运算，并输出经过运算的电压值，其中该起始点和终点是在电流变化量运算部分6中选择出来的。

[表达式2]

$V_{\mathrm{sk}}={\∫}_{\mathrm{sk}}^{\mathrm{ek}}\mathrm{Vdi}$

用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分8，将由电流变化量运算部分6运算得到的电流变化量Δi、和在与该电流变化量Δi的时间间隔相同的时间间隔内运算得到的电压积分值定义为一组，并且对于任意选择的多个组，对在包括全部组的时间间隔内的电流变化量Δi_all进行运算。

用于包括全部组的时间间隔的电压积分运算部分9，对在与用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分8中的时间间隔相同的时间间隔内的电压积分进行运算。

通过电流变化量运算部分6和电压积分运算部分7的运算获得的各自运算结果被输入到旋转相位角推定部分10中。此外，通过用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分8和用于包括全部组的时间间隔的电压积分运算部分9的运算获得的各自运算结果也被输入到旋转转相位角推定部分10中。该旋转相位角推定部分10根据从电流变化量运算部分6、电压积分运算部分7、用于包括全部组的时间间隔的电流变化量运算部分8和用于包括全部组的时间间隔的电压积分运算部分9输入的值，对同步机的旋转相位角进行推定。

下文将描述旋转相位角的推定运算方法。首先，描述允许对同步机2的旋转相位角进行推定的原理。同步机2的电压方程式如矢量控制坐标系中的表达式3所示，该矢量控制坐标系是与同步机的旋转同步旋转的坐标系。

[表达式3]

图3是解释该矢量控制坐标系的概念的图。当表达式3采用图3中的静止框架(rest frame)∑αβ时，可以得到表达式4。

[表达式4]

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=r\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos 2\mathrm{\θ}& L_1\sin 2\mathrm{\θ}\\ L_1\sin 2\mathrm{\θ}& L_0-L_1\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pi}}_{\mathrm{\α}}\\ {\mathrm{pi}}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$

${=}_{r}i+\left[\begin{array}{cc}{L}_{11}& L_{12}\\ L_{21}& L_{22}\end{array}\right]i+e$

由于包括在表达式4中的L₁₁到L₂₂是旋转相位角θ的函数，所以如果L₁₁到L₂₂可以运算出，那么就可以推定出旋转相位角θ。

由于L₁₁到L₂₂在表达式4中是电流差分项的系数，所以在关注电流/电压的高频分量的时候，下列表达式5中表示的关系可以通过应用上述原理导出。

[表达式5]

$\tilde{v}=L\frac{d}{\mathrm{dt}}\tilde{i}$

其中，

高压高频分量

电流高频分量

当集合不同时间上的电流和电压的高频分量时，表达式5可以用下面示出的矩阵表示。

[表达式6]

$\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{V}}_{0\mathrm{\α}}& {\tilde{V}}_{1\mathrm{\α}}& \·\·\·& {\tilde{V}}_{\mathrm{k\α}}\\ {\tilde{V}}_{0\mathrm{\β}}& {\tilde{V}}_{1\mathrm{\β}}& \·\·\·& {\tilde{V}}_{\mathrm{k\β}}\end{array}\right]=L\left[\begin{array}{cccc}\frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{0\mathrm{\α}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{0\mathrm{\α}}}& \frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\α}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{1\mathrm{\α}}}& \·\·\·& \frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\α}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{k\α}}}\\ \frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{0\mathrm{\β}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{0\mathrm{\β}}}& \frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\β}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{1\mathrm{\β}}}& \·\·\·& \frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\β}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{k\β}}}\end{array}\right]$

通过将表达式6修改成下面的表达式7到9，可以对由L₁₁到L₂₂构成的感抗矩阵的近似结果进行运算。

[表达式7]

$L\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Δ}\tilde{i}}_{0\mathrm{\α}}& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\α}}& \·\·\·& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\α}}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{0\mathrm{\β}}& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\β}}& \·\·\·& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{V}}_{0\mathrm{\α}}\mathrm{\Δ}{t}_0& {\tilde{V}}_{1\mathrm{\α}}\mathrm{\Δ}{t}_1& \·\·\·& {\tilde{V}}_{\mathrm{k\α}}\mathrm{\Δ}{t}_k\\ {\tilde{V}}_{0\mathrm{\β}}\mathrm{\Δ}{t}_0& {\tilde{V}}_{1\mathrm{\β}}\mathrm{\Δ}{t}_1& \·\·\·& {\tilde{V}}_{\mathrm{k\β}}\mathrm{\Δ}{t}_k\end{array}\right]$

[表达式8]

${\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{0\mathrm{\α}}& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{0\mathrm{\β}}\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\α}}& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{1\mathrm{\β}}\\ \·& \·\\ \·& \·\\ \·& \·\\ \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\α}}& \mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{k\β}}\end{array}\right]}^T{L^T=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{V}}_{0\mathrm{\α}}\mathrm{\Δ}{t}_0& {\tilde{V}}_{0\mathrm{\β}}\mathrm{\Δ}{t}_0\\ {\tilde{V}}_{1\mathrm{\α}}\mathrm{\Δ}{t}_1& {\tilde{V}}_{1\mathrm{\β}}\mathrm{\Δ}{t}_1\\ \·& \·\\ \·& \·\\ \·& \·\\ {\tilde{V}}_{\mathrm{k\α}}\mathrm{\Δ}{t}_k& {\tilde{V}}_{\mathrm{k\α}}\mathrm{\Δ}{t}_k\end{array}\right]}^T$

[表达式9]

$={\left[\begin{array}{cc}{L}_{11}& L_{12}\\ L_{21}& L_{22}\end{array}\right]}^T$

$={\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos 2\mathrm{\θ}& L_1\sin 2\mathrm{\θ}\\ L_1\sin 2\mathrm{\θ}& L_0-L_1\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]}^T$

其中，上标T表示转置矩阵，上标LM表示左侧伪逆矩阵。

电流和电压高频分量的集合(aggregation)可以从相同时间间隔内的电流变化量和电压积分值的组的集合(对应于下标数字和k)(由电流变化量运算部分6和电压积分运算部分7运算得到)中运算而来，并从在包含这多个组的整个集合的时间间隔内的电流变化量和电压积分值运算而来。运算方法在表达式10和表达式11中示出。

[表达式10]

${\tilde{V}}_k=\frac{V_{\mathrm{sk}}}{\mathrm{\Δ}{t}_k}-\frac{V_{\mathrm{sall}}}{\mathrm{\Δ}{t}_{\mathrm{all}}}$

[表达式11]

${\tilde{i}}_k=\mathrm{\Δ}{i}_k-\mathrm{\Δ}{i}_{\mathrm{all}}$

同步机的旋转相位角可以如表达式12所示从通过上述表达式得到的感抗矩阵中获得。

[表达式12]

$2\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\frac{L_{12}+L_{21}}{L_{11}-L_{22}}$

在表达式12中，得到的旋转相位角是一个双倍角(double angle)。因此，可以通过应用倍加器(doubler)锁相环(PLL)而简单地运算出推定的相位角θ。在此，从该双倍角得到的推定相位角θ可以是0°或180°来作为实际的相位角。因此，通过例如执行极性(NS)确定，可以确定该推定的相位角θ是否与0°或180°相符，并且根据确定的结果，可以允许该推定的相位角和实际相位角彼此完全一致。

根据第一实施方式，通过装配在用于通用同步机的控制器中的电流检测部分4、电压检测部分5、AD转换器和运算处理单元，可以确切地实现相位角推定，并且不需要特殊的电路结构或者特别昂贵的AD转换器。

(第二实施方式)

本发明的第二实施方式的特征在于采用这样一种结构，其中在对第一实施方式中的那组电流变化量和电压积分值进行运算的情况下选择限定出时间间隔的起始点和终点，以便与某一时间内的电流检测采样一致，其中在该时间内正从电源转换器1输出一个空间电压矢量。

图4是示出根据本发明第二实施方式的电流变化及其检测采样概念的图。当一个空间电压矢量的输出时间短，且电流检测在该时间内未能执行两次或者更多次(电流检测采样执行了一次)时，不选择相关的电流检测采样。当电流检测采样在正在输出一个空间电压矢量的时间内执行了三次或者更多次时，可以选择任意采样。图4中的箭头A示出了在输出一个不为零的电压矢量期间仅执行一次采样的情况。在这种情况下，不选择相关的电流检测采样。图4中的箭头B示出了在输出一个不为零的电压矢量期间有两次采样的情况。在这种情况下，选择相关的电流检测采样。

根据第二实施方式，可以对其中每单位时间的变化在同步机2的电流变化之中最大的变化量进行运算，并且可以提高旋转相位角的推定精度。

(第三实施方式)

图5是根据本发明第三实施方式的同步机控制器的框图。注意到，对于与图1中相同的组成部分，使用了相同的附图标记。在第三实施方式中，采用了这样一种结构，其中增加了一个电压指令调节部分11，其对输入到PWM调制部分3中的电压指令进行调节，以便即使在PWM调制后输出一个空间矢量的输出时间在运算该电压指令的情况下是最小值，电流检测采样也可以在上述输出时间内执行两次或者更多次。作为电压指令的调节方法，涉及到在电压指令中将预定高频分量叠加到另一个高频分量上的方法。

根据第三实施方式，在输入到PWM调制部分3中的电压指令为低的情况下，在空间电压矢量的输出时间内电流检测采样的数目不低于2，并且可以对所有输出的空间电压矢量中的电流变化量和电压积分值进行运算。在第二实施方式中，当电流检测采样在空间电压矢量输出时间内执行一次时，不选择相关的采样，因此采样过程中出现了浪费。在第三实施方式中，可以利用全部采样用于运算而不会浪费，而且还可以进一步提高推定精度。

(第四实施方式)

本发明的第四实施方式的特征在于采用了这样一种结构，其中从如图2所示的电流检测采样中选择与限定对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔的起始点和终点对应的两个定时i_ts1和i_te1，以便在运算时间间隔内具有从电源转换器1输出多个空间电压矢量的这种时间间隔，并且选择这两个定时i_ts1和i_te1以便与电流采样定时同步。在图2中，在Δi₂中执行如上所述的运算。

根据第四实施方式，例如，当电流检测采样低速执行，并且其周期超过正输出多个空间电压矢量的时间时，此外也当通过某个电流检测采样得到的电流检测值变得异常并且无法采用时，可以正常地执行推定而不会使推定精度恶化或者不能运算。

(第五实施方式)

本发明的第五实施方式的特征在于采用这样一种结构，其中对电流变化量的时间间隔进行选择，以便使其最接近于PWM调制部分3中的载波的半个周期时间。

通常，对于微型计算机对同步机进行的控制而言，在许多情况下，PWM调制部分3中的载波的每半个周期，输出并调制电压指令值。这意味着电压指令值每半个载波周期就会改变，并且在受这个电压指令值驱动的同步机2的电流中，每半个载波周期就会出现电流变化。在该第五实施方式中，采用了这样一种结构，其中对电流检测采样进行选择，以便使得电流变化量运算的时间间隔可以最接近于载波的半个周期，因此使得检测电流变化量成为可能。

第五实施方式适用于对电流检测采样进行选择，以便使得电流变化量运算的时间间隔可以变为载波的半个周期，因此使得可以任意地选择时间间隔的起始点/终点。例如，在选择起始点/终点以使其与载波的上峰点和下峰点一致，并且选择开始输出空间电压矢量的零电压矢量时的点作为起始点、以及选择开始输出下一个零电压矢量时的点作为终点时，这种选择方法是可行的。另外，在根据微型计算机对同步机的控制、每一个载波周期而不是每半个载波周期输出电压指令值的情况下，也可以进行设定，以使得电流变化量运算的时间间隔与这一个周期一致。

根据第五实施方式，可以通过每半个载波周期的电压指令变化来对电流变化量进行运算，并且可以提高旋转相位角的推定精度。

(第六实施方式)

图6是根据本发明第六实施方式的同步机控制器的框图。对于与图1和图3中相同的组成部分采用了相同的附图标记。在第六实施方式中，采用了这样一种结构，其中向根据第一实施方式的同步机控制器增加了一个高频电压叠加部分12，其将与载波同步的高频电压叠加到另一个电压上。

在第五实施方式中，已经描述了对由电压指令每半个载波周期就会改变的事实所引起的电流变化量进行运算的结构。然而，当电压指令的变化小时，由此引起的电流变化也会是小的。当电流变化小时，可能会出现电流的高频分量不能被准确检测到的情况，其中该电流的高频分量是由旋转相位角推定部分10所推定的。在第六实施方式中，与载波同步的高频电压被叠加到另一个电压上，从而使电压指令的变化变大。通常，载波的频率比同步机的驱动频率高很多，并且因此，高频电压的叠加不会影响对同步机的控制。

根据第六实施方式，每半个周期的电压指令变化可以通过高频电压的叠加而变大，可以通过每半个载波周期的电压指令变化来对电压变化量进行精确运算，并且可以提高旋转相位角的推定精度。

(第七实施方式)

在第一到第六实施方式中，已经采用了这样一种结构，其中对电流变化量和电压积分值的运算与电流检测部分4中的检测采样是同步的。然而，还存在其中比较好的是选择电压检测部分5中的检测采样作为将被同步的采样的情形，并且第七实施方式的特征在于采用了如上所述的这种结构。

其中比较好的是使上述运算与电压检测部分5中的检测采样同步的情形，是例如电压检测采样的速度比电流检测采样的速度低的情形。在这种情形下，很难使前者与后者同步，并且因此不可能在同一时间间隔内对电流变化量和电压积分值进行运算。在第七实施方式中，采用了这样的结构，其中在其间对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔被设置为与电压检测采样同步的定时。

根据第七实施方式，在电压检测采样的速度低于电流检测采样的速度的这种情况下，可以正常地执行推定运算而不会使推定精度恶化或者不能运算。

注意到，本发明并不局限于上述实施方式，并且在不背离本发明的精神的情况下多种改变都是可能的。

Claims (7)

1、一种用于同步机的控制器，包括：

电源转换器，其将直流电源和交流电源进行交替转换；

同步机，由该电源转换器驱动；

PWM调制部分，其对用于控制该同步机的电压指令值进行PWM调制；

电流检测部分，其在预定采样定时对流到该同步机中的电流进行检测；

电压检测部分，其对施加到同步机的电压进行检测；

第一电流变化量运算部分，对在与电流检测部分中的检测采样同步的定时之间的时间间隔内的电流变化量进行运算；

第一电压积分运算部分，对在与第一电流变化量运算部分中的定时相同的定时之间的时间间隔内的电压积分值进行运算；

第二电流变化量运算部分，将在相同定时之间的时间间隔内的第一电流变化量运算部分的电流变化量和第一电压积分运算部分的电压积分值定义为一组，并对包括了多个组的全部运算定时的时间间隔内的电流变化量进行运算；

第二电压积分运算部分，对在与第二电流变化量运算部分的时间间隔相同的时间间隔内的电压积分值进行运算；

旋转相位角推定部分，其通过使用多个相应组、对应于相应组的时间间隔、包括了多个组的全部运算定时的时间间隔内的电流变化量和电压积分值、以及包括了多个组的全部运算定时的时间间隔，来对同步机的旋转相位角进行推定。

2、根据权利要求1的用于同步机的控制器，其中，对应于起始点和终点的两个定时与在正从电源转换器中输出一个空间电压矢量时所引起的电流采样定时是同步的，其中该起始点和终点定义出了对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔。

3、根据权利要求1的用于同步机的控制器，还包括：电压指令调节部分，其对电压指令值进行调节，以便在PWM调制部分进行调制之后输出的空间电压矢量的最短输出时间内，电流检测部分中的检测采样可以执行两次或更多次。

4、根据权利要求1的用于同步机的控制器，其中，对对应于起始点和终点的两个定时进行选择，其中该起始点和终点定义出了对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔，以便可以在该时间间隔内从电源转换器输出多个空间电压，并且所述两个定时与电流采样定时同步。

5、根据权利要求1的用于同步机的控制器，其中，对应于起始点和终点的两个定时与电流采样定时是同步的，其中该起始点和终点定义出了对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔，电流采样定时被这样选择以便使该时间间隔可以最接近于PWM调制部分中的载波的半个周期时间。

6、根据权利要求1的用于同步机的控制器，其中，对应于起始点和终点的两个定时与电流采样定时是同步的，其中该起始点和终点定义出了对电流变化量和电压积分值进行运算的时间间隔，电流采样定时被这样选择以便使该时间间隔可以最接近于PWM调制部分中的载波的一个周期时间。

7、根据权利要求1的用于同步机的控制器，还包括：高频电压叠加部分，其叠加与PWM调制部分中的载波同步的高频电压。

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