CN100435218C - 光盘装置和光电检测信号处理方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的光盘设备包括：光拾取器(110)，其用激光束照射光盘；光接收单元，包括第一光接收元件和第二光接收元件，所述光接收单元接收从光盘反射的激光束，以便提供对应于被反射的激光束的第一光电检测信号和第二光电检测信号；测量单元(400，500)，其从所述光拾取器接收所述第一和第二光电检测信号，以便测量所述第一和第二光电检测信号之间的传播延迟时间差；延迟单元(600)，其根据所述信号传播延迟时间差延迟所述第一和第二光电检测信号，使得所述第一和第二光电检测信号的延迟时间彼此相等；以及信号处理电路(114)，其处理由所述延迟单元延迟的所述第一和第二光电检测信号，并且提供处理过的信号。

Description

光盘装置和光电检测信号处理方法
技术领域
本发明涉及一种光盘装置，该装置在光盘上记录信息并且从光盘再现信息。
背景技术
在光盘装置中，为了使激光束准确地追踪轨道，必须要产生循轨信号来执行跟踪伺服，其中在光盘的轨道中排列了表示信息的凹坑。在所述的循轨伺服中，光学拾取器装置的位置控制是根据该循轨信号沿着盘径向进行的。
从光盘反射的激光束是由分离的光接收单元接收的，该光接收单元包括多个光接收元件，并且每个光接收元件都产生一个光电检测信号。循轨误差信号产生电路用光电检测信号产生循轨误差信号。
近来，在光盘设备中广泛地采用一种循轨误差检测方法，在该方法中，循轨误差信号是从分离的光接收单元的输出信号之间的相位差中检测到的。
日本专利申请KOKAI公开2002-237062(第0032段和图13)公开了一种技术，其中，在相位误差检测类型的循轨误差检测方法中，延迟单元位于相位比较单元的前面，该相位比较单元用于比较相位差，在高密度和高线速度的情况下，对相位比较结果进行补偿，以便抑制相位差检测灵敏度的失真。
然而，在日本专利申请KOKAI公开2002-237062所揭示的配置中，存在这样一个问题，随着信息记录密度的增加，传输特征差很容易影响到循轨误差信号产生电路，所述传输特征差由从分离的光接收单元到循轨误差信号产生电路的线路长度差或者排列差所引起的。在日本专利申请KOKAI公开2002-237062公开的技术中，没有考虑到由从光电检测单元到相位误差检测电路的线路长度差产生的信号延迟量差。
在实际的光盘设备中，其上安装了分离的光接收单元的拾取头与其上安装了循轨误差信号产生电路的部分是相分离的，拾取头和该部分用连接电缆彼此连接。由于电路板上元件排列的限制，组成分离的光接收单元的光接收元件在从分离的光接收单元到循轨误差信号产生电路的线路长度方面彼此不同。因此，有线传输特征彼此不一致。例如，在延迟时间彼此不一致的情况下，光电检测信号从光接收元件到达循轨误差信号产生电路的时间也彼此不同。
因此，由于光接收元件的光电检测信号之间的相位差受到达时间差的影响，在循轨误差信号产生电路中，除光电检测信号的相位差之外，也同时观测到由组延迟特征(信号传输特征)所引起的传播时间差。
根据扶手椅(armchair)计算，在一个具有64.8Mbps信道比特率的系统中，产生对应于循轨误差信号的最大幅度的0.3％的误差的延迟时间差是46.3ps，而46.3ps对应于线路长度的大约1厘米的误差。当进行十倍(ten-time)高速再现时，相同的线路长度差就变成循轨误差的3％，这就不能再忽略了。
此外，由于线路的弯曲或组延迟特性中接近的线路之间的关系也会产生差异，人们认为，在光接收元件和循轨误差信号产生电路之间会产生传播时间差，而该传播时间差大于仅仅由线路长度差引起的传播时间差。
在这种情况下，因为循轨误差信号中的误差进一步增加，不考虑延迟时间差产生的循轨误差信号差，很难正确地进行轨道伺服。所以，很难象日本专利申请KOKAI公开2002-237062中公开的技术那样通过实际执行轨道伺服以调整伺服偏移量来使用消除产生的误差的影响的方法。
发明内容
考虑到上述情况，本发明的一个目的是，即使在高比特率情况下，通过对从光接收元件到例如循轨误差信号产生电路和射频信号处理电路的信号处理电路的线路长度之间的差产生的传输特征进行补偿，获得高质量再现信号。
为了实现上述目的，根据本发明一个实施例的光盘设备包括：光拾取器110，其用激光束照射光盘；光接收单元，其包括第一光接收元件和第二光接收元件，所述光接收单元接收从光盘反射的激光束，以便提供相应于所述反射激光束的第一光电检测信号和第二光电检测信号；检测单元400和500，其从所述光拾取器接收第一和第二光电检测信号，以便测量所述第一和第二光电检测信号之间的传播延迟时间差；延迟单元600，其根据所述信号传播延迟时间差延迟所述第一和第二光电检测信号，使得所述第一和第二光电检测信号的延迟时间彼此相同；和信号处理电路114，其处理由所述延迟单元延迟的第一和第二光电检测信号，并提供处理后的信号。
根据本发明的一个实施例，通过提供用于补偿由通常忽略的、从光接收元件到相位误差检测电路的线路长度差产生的信号延迟量差的电路，即使在实现高密度和高线速度的光盘设备中，也可以通过例如相位误差检测方法的循轨误差检测方法，稳定地执行轨道伺服。
本发明的其它优点将在后面的说明书中阐述，并且部分优点在说明中是显而易见的，或者可从本发明的实施中认识到。本发明的优点可以通过下文指出的方法和组合实现并获得。
附图说明
结合在说明书中并组成说明书的一部分的附图描述了本发明的实施例，并且这些附图与上述简要说明和如下给出的实施例的详细说明一起，用于解释本发明的原理。
图1A示出了根据本发明第一实施例的光盘设备的配置；
图1B示出了循轨误差产生电路114的配置；
图2A示出了检测器400A的配置；
图2B示出了检测器400B的配置；
图2C示出了检测器400C的配置；
图3A示出了时间测量仪440A的配置；
图3B示出了时间测量仪440B的配置；
图4示出了信号发生器250的例子；
图5A示出了延迟时间可变电路610；
图5B示出了延迟时间可变电路630；
图5C示出了延迟时间可变电路650；
图5D示出了延迟时间可变电路660；
图6示出了根据本发明第二和第三实施例的每个的循轨误差信号产生电路；
图7示出了根据本发明第四实施例的循轨误差信号产生电路；
图8示出根据本发明的第五实施例的射频信号补偿电路；
图9A示出了均衡量计算单元900A的配置；和
图9B示出了均衡量计算单元900B的配置。
具体实施方式
本发明的实施例将参考相关附图进行说明。
图1A是示出根据本发明第一实施例的光盘设备的配置的方框图。
激光二极管(LD)107发出的激光束穿过光学元件109，用该激光束照射光盘100。从光盘100反射的激光束再次穿过光学元件109，用该反射的激光束照射分割光接收单元101。控制单元200控制的LD驱动器108驱动LD107。
拾取头110包括该分割光接收单元101、LD107、光学元件109、物镜111和循轨致动器112。分割光接收单元101被安置在反射的激光束的光路中，该光路是在用激光束照射光盘时产生的，该分割光接收单元101位于在光盘(信息存储介质)100的信息轨道附近。
分割光接收单元101被相互正交的分界线分割，该分割光接收单元101包括光接收元件101a到101d。光盘100匀速旋转，从光盘100反射的激光束被信息轨道中形成的信息凹坑调制，光接收元件101a到101d接收被反射的激光束，将相应于反射激光束的电信号输出为光电检测信号A到D。
光接收元件101a至101d输出的光电检测信号A至D通过设置在光接收元件101附近的开关300、连接线和延迟时间可变电路600a至600d被传输到循轨误差信号产生电路114。如稍后说明的，延迟时间可变电路600a到600d使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延时彼此一致，并且延时可变电路600a至600d分别输出光电检测信号A’到D’。
图1B是表示循轨误差产生电路114的配置的方框图。
位于对角的光接收元件101a和101c的输出A′和C′被加法器102a相加，位于对角的光接收元件101b和101d的输出B′和D′被加法器102b相加，这样就产生A’+C’输出和B′+D’输出。附图标记103a和103b表示高通滤波器或带通滤波器，滤波器103a和103b消除对角和输出，即(A′+C′)输出和(B′+D′)输出的直流分量和噪声分量。
附图标记104a和104b表示二值化电路，该二值化电路104a和104b用阈值将通过滤波器103a和103b的信号分别转换成二进制信号。附图标记105表示相位比较器，该相位比较器105检测这些脉冲信号之间的相位差，以将该相位差作为电信号输出。
附图标记106表示低通滤波器，该低通滤波器106消除电信号中的噪声分量，以将该电信号作为循轨误差信号输出。循轨误差信号产生电路114由加法器102a和102b、滤波器103a和103b、二值化电路104a和104b、相位比较器105和低通滤波器106组成。
如图1A所示，通过循轨控制器113的计算将循轨误差信号转换成循轨致动器驱动电流。控制单元200控制轨道控制器113，轨道控制器113从控制单元200接收操作启动和停止命令、参数命令等等。
通过循轨致动器驱动电流驱动循轨致动器112以移动物镜111，这允许物镜111的焦点保持在光盘(信息存储介质)100的信息轨道的中心。通过移动物镜111以使物镜111的焦点保持在光盘100的信息轨道的中心(轨道宽度的中心)的操作被称为轨道伺服。
下面将描述根据第一实施例的光电检测信号延迟量的调整。
通常，人们认为由从光电检测单元到相位误差检测电路的线路长度差产生的信号延迟量的差异是可以忽略的。然而，由于在光盘设备记录和再现光盘时光盘密度和线速度的增加，信号延迟量的差异变得显著。信号延迟量的差异产生光电检测信号达到循轨误差产生电路的时间的差异，这导致循轨误差产生电路产生的循轨误差信号的失真。结果，循轨控制变得不稳定。
在第一实施例中，例如从光接收元件到循轨误差产生电路的光电检测信号的四个信号延迟量彼此相同，这允许在循轨误差产生电路中无失真地产生循轨误差信号。结果，可以稳定地执行轨道伺服。
在图1A中，为了使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致，在开始再现光盘100之前执行下列处理。
当与从开关300到检测器400的传播时间差相比时，光接收元件101a至101d和开关300之间的传输时间差，以及从检测器400通过延迟时间可变电路600a至600d到循轨误差信号产生电路114的信号传播时间差应是可忽略的。
(a1)在开始光盘100的信息再现之前，控制单元200将开关300的输入改变到信号发生器250。
(a2)信号发生器250同时将测量信号输出到相应于光接收元件101a至101d的信号线。测量信号具有例如脉冲波、扫描波、伪噪声信号的波形，在波形中可以指定时间差。
(a3)检测器400接收信号发生器250输出的信号，检测器400将检测的定时输出到延迟量计算单元500。
(a4)延迟量计算单元500测量检测到的定时的时间差。延迟量计算单元500如此计算要延迟的时间，使得其它信号线的延迟时间与最后到达的光电检测信号的传输所通过的信号线的延迟时间相一致，延迟量计算单元500将延迟时间命令值输出到延迟时间可变电路600a至600d。当与输出到其它延迟时间可变电路的延迟时间命令值相比较时，输出到与最后到达的光电检测信号的信号线相连的延迟时间可变电路的延迟时间命令值是最短延迟时间(零或大于零)。
(a5)当完成延迟时间设置时，控制单元200将开关300从信号发生器250切换到分割光接收单元101端。
通过上述操作，能够使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的信号传播延迟时间彼此一致。例如：延迟时间命令值是毫微秒级的，循轨致动器112的动作响应速度是毫秒级的。由此，由延迟时间可变电路的信号延迟所引起的循轨致动器112的动作延迟是可忽略的。
图2A到2C示出了图1A的检测器400的配置实例。
图2A示出了作为检测器400的配置实例的检测器400A。检测器400A包括具有相同配置的时间差检测器410到413。下面将描述时间差检测器410。
将输入信号输入到A/D转换器401。A/D转换器401将模拟信号转换为包括二进制的多码位(multi-level)数字信号。将A/D转换器401的输出输入到移位寄存器402。
锁存有该若干个与A/D转换器401相同的位的数值的部分(寄存器)在移位寄存器402中串联。移位寄存器402通过外部定时信号顺序地传送所锁存的数值。用于以恒定间隔发送该数值的定时信号波从振荡器403输入到移位寄存器402，移位寄存器402以恒定间隔将该数值传送到下一级寄存器。
在图1A的控制单元200的控制下，在信号发生器250开始信号产生的同时，移位寄存器402开始在寄存器中传送数值。可选地，可以将从开关300传输来的四个信号分别二值化，并且当该二值化信号被输入到任何一个延迟时间可变电路时，移位寄存器402就开始传送。前者可以获得信号发生器250产生的信号的延迟时间，而后者可以获得信号间的延迟时间差。所以，移位寄存器402可以将A/D转换器401的输出延迟一段等于″数值经过的寄存器的数量×恒定周期的时间″的时间。
另一方面，寄存器的输出信号被输入到互相关器(cross-correlator)404。将信号发生器250产生的理想波形信息存储在互相关器404中。该互相关器404在理想波形信息和从移位寄存器402输出的实际接收波形之间执行时域卷积计算，以便计算互相关性。
实际接收波形和理想波形之间存在强相关性。在移位寄存器根据时间顺序地将理想波形移位时，互相关器404输出指示理想波形被移动了多少次以便获得理想波形和实际接收波形之间的最强相关性的信息。该相关性可通过下列公式1表示。
假设其中n级寄存器相连的移位寄存器中锁存的A/D转换样本值是XN(N＝1，2，3，...，n)，并且存储在互相关器404中各段数字化理想波形信息为YN(N＝1，2，3，...，n)，互相关器404执行以下计算。
C ( k ) = 1 n - m Σ i n - m x i · y i + k , ( k = 1,2,3 , . . . , m )
其中，m是表示其中考察相关性的样本范围的自然数，并且m小于n。当指示C(k)的最大值时，互相关器404输出自然数k。
作为互相关器404的计算的结果，指示最强相关性的理想波形移位次数“k”表明存在“k×移位寄存器传送周期”的延迟时间。此信息作为传播延迟时间被输出。在这种情况下描述其中使用移位寄存器的配置。然而，也可以用存储器形成相同的配置。
图2B示出了作为图1A的检测器400的配置实例的检测器400B。检测器400B包括具有相同配置的时间差检测器450到453。下面将对时间差检测器450进行说明。
将输入信号输入到卷积器420。卷积器420具有其中存储二进制理想波形信息的内部结构，并且卷积器420是可以检测理想波形信息和输入信号之间的互相关性的元件。可以将其中使用表面声波特征的SAW卷积器引为代表性的卷积器。当输入了与存储在卷积器420中的波形信息相一致的波形时，卷积器420输出一个尖峰。
控制单元200将信号发生器250产生波形的定时通知时间差测量仪440，时间差测量仪440被内部复位，以便开始时间的测量。二值化单元430检测卷积器420输出的峰值，当检测到峰值时，时间差测量仪440停止测量。可选地，输入到时间差检测器450至453的四个输入信号可分别被二值化，并且当任何一个时间差检测器最初检测到二值化信号时，就开始时间测量。前者可以获得信号发生器250产生的信号的延迟时间，而后者可以获得信号间的延迟时间差。时间差测量仪440将测量的时间信息作为传播延迟时间输出。
图3A和3B分别示出了图2B的时间差测量仪440的配置实例。
图3A示出了作为时间测量设备仪440的一个配置实例的时间测量仪440A。复位信号打开与电容器442并联的开关443。由于电容器442连接到恒流源441，一旦开关443打开，就在电容器442中产生与时间成比例的电压。
当在接收停止信号时样本保持器444保持电容器442中产生的电压时，开关443闭合以释放电容器442中积聚的电荷。样本保持器444的电压变成与测量的延迟时间成比例的信息。对于其中由复位信号将电容器442的电压变成初始状态，并且通过停止信号，电容器442上出现与经过的时间成比例的电压变化的电路配置的情况，除上述配置之外还可以采用其它配置。
图3B示出了作为图2B的时间测量仪440的另一个配置实例的时间测量仪440B。振荡器456输出具有恒定周期的时钟信号。将时钟信号、复位信号和停止信号输入到计数器445。计数器445利用复位信号将存储的数值复位为零，当复位信号被释放时，计数器445开始对输入的时钟进行计数。
通过停止信号，计数器445停止与输入时钟同步的数值增加。计数器在停止时间存储的数值是与测量时间成比例的数值，计数器445将该数值作为时间信息输出。
回到检测器400的配置，图2C示出了作为图1A的检测器400的另一个配置实例的检测器400C。检测器400C包括具有相同配置的时间差检测器460至463。下面将对时间差检测器460进行说明。
二值化单元430利用预定的阈值将输入信号二值化。时间差测量仪440具有与图2B的时间差测量仪440相同的配置。控制单元200将信号发生器250产生波形的定时通知时间差测量仪440，并且将时间差测量装置仪440内部复位，以便开始时间测量。二值化单元430检测输入信号的到来，当提供了停止信号时，时间差测量仪440停止测量。可选地，时间差检测器460至463的四个输入信号可以分别被二值化，并且当将二值化信号输入任何一个时间差检测器时，同时开始时间测量。前者可以获得信号发生器250产生的信号的延迟时间，而后者可以获得信号之间的延迟时间差。时间差测量仪440将测量的时间信息作为传播延迟时间输出。
然后，将说明图1A的延迟量计算单元500的配置。
假定检测器400测量到的并且从四个信号线a、b、c和d输入的传播延迟时间是Ta、Tb、Tc和Td(其中Ta、Tb、Tc和Td都大于零)，延迟量计算单元500将由公式2表示的延迟时间命令值TRa、TRb、TRc和TRd输出到延迟时间可变电路600a到600d的。在这里，min(α，β，χ，δ)应是输出在α，β，χ，δ中的最小数值的函数。
TRa＝Ta-min(Ta，Tb，Tc，Td)
TRb＝Tb-min(Ta，Tb，Tc，Td)
TRc＝Tc-min(Ta，Tb，Tc，Td)
TRd＝Td-min(Ta，Tb，Tc，Td)
回到图1A，信号发生器250包括能够根据控制单元200的控制信号开始和停止振荡的振荡器。在检测器400具有图2A和2B所示配置的情况下，线性调频信号、伪随机信号、脉冲信号等等适于该振荡器的输出，在所述线性调频信号中振荡频率从低频变到高频。在检测器400具有图2C所示的配置的情况下，优选的是正弦波、方波等等。
图4示出了信号发生器250的配置实例。信号发生器250包括振荡器253、存储了数字化波形信息的存储器251、产生存储器251的地址的地址产生器252、将从存储器251读出的数字波形信息转换成模拟信号的D/A转换器254。根据控制单元200的控制信号地址，产生器252与振荡器253的时钟信号同步地产生地址信号，以读取存储在存储器251中的波形信息。并且，根据控制单元200的控制信号，地址产生器252停止地址信号的产生。
图5A到5C示出了图1A的延迟时间可变电路600a至600d的配置实例。因为延迟时间可变电路600a至600d具有相同的配置，图5A到5C示出了延迟时间可变电路600a至600d中的一个电路。
图5A示出了作为延迟时间可变电路的配置实例的延迟时间可变电路610。将输入信号输入到延迟线622。在延迟线622中提供可以从其取出在中间点的输出的多个端子，并且这些端子分别连接到多个开关611、612、...61n。为了使输入信号通过延迟线622，需要一个预定的传播时间。因此，当在延迟线622的任意点取出输出时，可以在延迟线622的传播时间范围内任意延迟该信号。
解码器621解码输入的延迟时间命令值，该延迟时间命令值使开关61m处于连接状态，并且使其它开关处于断开状态。开关61m连接到延迟线622的端子，该端子对应于最接近输入的延迟时间命令值的延迟时间。因此，在延迟线622的传播时间范围内获得该信号，并且该信号从放大器624输出。
图5B示出了作为图1A的延迟时间可变电路的另一个配置实例的延迟时间可变电路630。电压-电流转换器(V/I)642将输入信号转换成为与输入信号的电压变化成比例的电流变化，并且将电流变化输入到电荷耦合器件(CCD)643。CCD 643是其中串联了电荷积聚部分的器件，其中积聚的电荷可以按照外部定时信号顺序地传输到下一级电荷积聚部分。
将用于以恒定的间隔传送电荷的定时信号从振荡器645输入到CCD 643，CCD 643将电荷以恒定的间隔传输到下一级电荷积聚部分。由于电荷传输以恒定的间隔进行，与电荷积聚部分中的电压-电流转换器642的电流成比例地积聚电荷，所述电荷积聚部分与该电压电流转换器642连接，积聚的电荷被传输到下一级电荷积聚部分。电荷积聚部分分别具有开关631，632，...，63n。电荷从连接到变成连通状态的开关63m的电荷积聚部分流入电荷放大器646，并且电荷放大器输出与电荷量成比例的电压。
电荷传输到下一级电荷积聚部分意味着积聚和延迟电荷，使得当从串联连接的元件中选择任意的元件以取出电荷时，可以获得任意的延迟量。
解码器641将输入的延迟时间命令值解码，该延迟时间命令值使开关63m处于连通状态，并且使其它开关处于断开状态。开关63m连接到电荷积聚部分，该电荷积聚部分对应于最接近被输入的延迟时间命令值的延迟时间。因此，电荷从电荷积聚部分通过解码器641选择的开关63m流入电荷放大器646，并且能够获得其中按输入的延迟时间命令值延迟输入信号的输出信号。
图5C示出了作为图1A的延迟时间可变电路的配置实例的延迟时间可变电路650。将输入信号输入到A/D转换器651。A/D转换器651将模拟信号转换成为包括二进制的多码位数字信号。A/D转换器651的输出被输入到移位寄存器652。锁存有数值的部分(寄存器)在移位寄存器652中串联。移位寄存器652按外部定时信号顺序地传送锁存的数值。
振荡器654以恒定的间隔将时钟输入到寄存器，并且将数值以恒定的间隔传输到下一级寄存器。因此，移位寄存器652可以将A/D转换器651的输出延迟一段等于″数值经过的寄存器的数量×恒定时间间隔″的时间。
寄存器也独立地连接到选择器653，使得可以从任意串联连接的寄存器读取被锁存的数值。选择器653将输入的延迟时间命令值解码，选择器653选择对应于最接近延迟时间命令值的延迟时间的寄存器的输出，以获得其中输出被延迟任意时间的A/D转换结果。在这种情况下描述其中使用移位寄存器的配置。当然，可以用存储器形成这样的配置。
图5D示出了作为延迟时间可变电路的另一个配置实例的延迟时间可变电路660。将输入信号输入到全范围通过滤波器(全通滤波器)671。全范围通过滤波器671是一种其幅度传输特征无论频率如何均不发生变化的滤波器，全范围通过滤波器671可以通过控制滤波器的特征频率来改变组延迟量。
解码器672将延迟量命令值转换为控制滤波器的特征频率的信号，并且将该信号输入到全范围通过滤波器671。
如上所述，在第一实施例中，使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致。因此，在循轨误差信号产生电路114的相位比较器105中不产生由传播时间差所引起的相位差信号，这允许抑制由传播时间差所引起的循轨误差信号的失真(错误)。所以，可以稳定地执行轨道伺服，以便即使在高比特率的情况下也能获得高质量的再现信号。上述描述说明了将本发明应用于DPD循轨方法的例子。在DPD循轨方法中，根据光电检测信号之间的相位差产生循轨误差信号。但是，本发明还可以应用于PP循轨方法，在该方法中，根据光电检测单元输出的光电检测信号之间的幅度差，产生循轨误差信号。在PP循轨方法的情况下，可以使用二分割光电检测器(two-divided photo detector)单元。
下面，将描述本发明的第二实施例。
图6示出了根据本发明第二实施例的循轨误差信号产生电路的方框图。在图6中，与图1A(第一实施例)相同的元件用相同的名称和相同的附图标记表示，使得将省略其描述。在第二实施例中，光接收端不需要开关，而第一实施例中的光接收端需要开关。
如第一实施例所述，由控制单元210控制的LD驱动器108驱动的LD 107。
通常，在光盘设备中，采用了所谓的高频叠加法以便减少LD 107的激光束中包含的噪声，在该叠加法中，将比目标再现信号足够高的频率与LD 107的驱动电流叠加。因为被叠加的频率比在信号处理中可以检测到的频率足够高，其中该信号处理是对分割光接收单元101和它的输出执行的处理，因此，被叠加的频率不会影响光盘100的信息再现处理。
LD驱动器108的高频叠加单元108a执行该高频叠加，控制单元210可以设置叠加的频率。
在第二实施例中，为了使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致，在开始再现光盘100之前，当通过调焦控制使激光束聚焦在光盘100的镜面部分上时，执行以下处理。
(b1)控制单元210控制LD驱动器108，以便将高频叠加的频率降低到分割光接收单元101可以接收到该频率的程度。
(b2)光接收元件101a至101d分别将光电检测信号输出到相应的信号线上。
(b3)检测器400接收分割光接收单元101输出的光电检测信号，并且将检测到的定时输出到延迟量计算单元500。
(b4)延迟量计算单元500测量检测到的定时的时间差。延迟量计算单元500计算将被延迟的时间，该时间使得其它信号线的延迟时间与最后到达的光电检测信号的传输所经由的信号线的延迟时间一致。延迟量计算单元500将计算结果作为延迟时间命令值输出到延迟时间可变电路600a至600d。与输出到其它的延迟时间可变电路的延迟时间命令值相比较，被输出到与最后到达的光电检测信号的信号线相连的延迟时间可变电路的延迟时间命令值为最短延迟时间(零或大于零)。
(b5)当完成延迟时间设置时，控制单元210控制LD驱动器108，以将高频叠加的频率恢复到再现中的预定频率。即，将高频叠加的频率设置在比可以被分割光接收单元101和随后的处理检测到的频率足够高的频率上。
通过上述操作，可以使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的信号传播延迟时间彼此一致。在第二实施例中，不需要将开关和信号发生器直接安置在分割光接收单元101后面。因此，与第一实施例相比较，其系统配置更简单。
使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传输延迟时间彼此一致。因此，循轨误差信号产生电路114的相位比较器105中不产生由传播时间差所引起的相位差信号，这允许抑制由传播时间差所引起的循轨误差信号的失真。所以，可以稳定地执行轨道伺服，以便即使在高比特率的情况下也能获得高质量的再现信号。
随后将描述本发明的第三实施例。在第三实施例中，对LD输出功率进行调整。
图6也示出了根据本发明第三实施例的循轨误差信号产生电路的方框图。因为第三实施例具有与第二实施例相同的配置，这里将省略对每个组成部分的详细说明。
在第三实施例中，为了使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致，在开始再现光盘100之前，当通过调焦控制使激光束聚焦在光盘100的镜面部分上时，执行以下处理。
(c1)控制单元210控制LD驱动器108，以将从LD 107输出的激光束调制为具有其中可以指定时间差的波形，例如脉冲波、扫描波、伪噪声信号的信号。然而，在可写的光盘中，将激光束调制到不产生记录和擦除的范围。波形产生单元210a针对其中可以指定时间差的波形，例如脉冲波、扫描波、伪噪声信号，产生延迟时间测量信号。控制单元210利用产生的延迟时间测量信号控制LD驱动器108以调整LD驱动电流。
(c2)光接收元件101a至101d分别将光电检测信号输出到相应的信号线。
(c3)检测器400接收分割光接收单元101输出的光电检测信号，并且将检测到的定时输出到延迟量计算单元500。
(c4)延迟量计算单元500测量检测到的定时的时间差。延迟量计算单元500计算要延迟的时间，该时间使得其它信号线的延迟时间与最后到达的光电检测信号的传输所经由的信号线的延迟时间相一致。延迟量计算单元500将计算结果作为延迟时间命令值输出到延迟时间可变电路600a至600d。与输出到其它延迟时间可变电路的延迟时间命令值相比较，被输出到与最后到达的光电检测信号的信号线相连的延迟时间可变电路的延迟时间命令值为最短延迟时间(零或大于零)。
(c5)当完成延迟时间设置时，控制单元210控制LD驱动器108以将高频叠加到激光驱动信号，并且等待再现命令或记录命令。
通过上述操作，能够使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的信号传播延迟时间彼此一致。
在第三实施例中，不需要将开关和信号发生器直接安置在分割光接收单元101后面。因此，与第一实施例相比较，其系统配置更简单。此外，在光盘100中记录信息的操作需要调整激光束输出的电路。因此，类似于第二实施例，第三实施例中的光盘设备的LD驱动器108不需要专用电路，这样简化了系统结构。
使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致。因此，循轨误差信号产生电路114的相位比较器105中不产生由传播时间差所引起的相位差信号，这允许抑制由传播时间差所引起的循轨误差信号的失真。所以，即使在高比特率的情况下，也可以稳定地执行轨道伺服，以获得高质量的再现信号。
随后，将描述本发明的第四实施例。第四实施例具有反馈回路类型的配置，其中延迟时间可变电路和检测器的顺序是反的。
图7示出了根据本发明第四实施例的循轨误差信号产生电路的方框图。在第四实施例中，如图1A(第一实施例)所示的延迟时间可变电路和检测器的顺序是反的。
在图7中，与图1A(第一实施例)中相同的元件用相同的名称和相同的附图标记表示，使得将省略其描述。
即使延迟量计算单元为多个延迟时间可变电路指示了相同的延迟时间命令值，由于延迟时间可变电路600a至600d的特征的变化，实际延迟时间也经常会变化。因此，第四实施例中示出了与延迟时间可变电路中的变化无关的方法。
为了使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致，在开始再现光盘100之前执行以下处理。
(d1)控制单元200将开关300的输入改变到信号发生器250一端。根据控制单元200的命令，延迟量计算单元700将输出到延迟时间可变电路600a至600d的延迟时间命令值设置在可设置的最小延迟时间。
(d2)控制单元200控制信号发生器250以同步地将测量信号输出到对应于光接收元件101a至101d的信号线。测量信号具有其中能够指定时间差的波形，例如脉冲波、扫描波、伪噪声信号。
(d3)检测器400接收信号发生器250输出的信号，将被检测到的定时输出到延迟量计算单元700。
(d4)延迟量计算单元700测量检测到的定时的时间差，并确定对应于最后到达的光电检测信号的光接收元件。
(d5)延迟量计算单元700计算将要延迟的时间，该时间使得最后到达的光电检测信号和其它的光电检测信号之间的延迟时间差尽可能地小，并且延迟量计算单元700将延迟时间命令值输出到延迟时间可变电路600a至600d。
(d6)当完成延迟时间设置时，控制单元200将开关300从信号发生器250改变到分割光接收单元101端，以便停止信号发生器250的输出。
这样，第四实施例形成了一种减小了延迟时间可变电路的输出信号之间的延迟时间差的反馈回路。所以，能够与检测器400的检测延迟时间的增益误差以及延迟时间可变电路的延迟时间命令值的偏移误差和增益误差无关地执行对延迟时间差的校正。
在第二和第三实施例中，也可以成形类似的反馈回路类型的配置，在该配置中，在延迟时间可变电路的输出信号之间测量延迟时间差，并且根据该延迟时间差校正延迟时间。
使从光接收元件101a至101d到循轨误差信号产生电路114的传播延迟时间彼此一致。因此，在循轨误差信号产生电路114的相位比较器105中不产生由传播时间差引起的相位差信号，这允许抑制由传播时间差所引起的循轨误差信号的失真。
因此，即使在高比特率的情况下，也能稳定地执行轨道伺服，以获得高质量的再现信号。
接着，将描述本发明的第五实施例。在第五实施例中，通过与上述实施例相同的方法改善射频系统传输特征。
图8是表示根据本发明第五实施例的射频信号补偿电路的方框图。在图8中，与图1A中相同的部件用相同的名称和相同的附图标记表示，使得将省略其描述。
通过加法器504相加光接收元件101a至101d输出的光电检测信号，以形成射频信号，并且该射频信号通过排列在分割光接收单元101附近的开关300、延迟时间可变电路600a和600b以及可变均衡器电路700a和700b，被传输到射频信号处理电路800。
可变均衡器电路700a和700b是滤波器，在该滤波器中，通过来自均衡量计算单元900的命令改变频率传输特征。射频信号处理电路800从获得的再现信号中提取作为再现信息的二值化数字数据。
对射频信号执行通常为平衡的传输，以便保特其信号质量。平衡传输的信号被称为RFP信号和RFN信号。通常，在射频信号处理电路中，通过计算RFP信号和RFN信号之间的差，把进行平衡传输的信号转换为非平衡的信号。因此，当两个进行了平衡传输的信号的延迟时间或信号线(传输线)的频率特征彼此不同时，会在计算该差值的过程中产生失真。
在第五实施例中，在开始再现光盘100之前进行以下处理，以使RFP信号和RFN信号在从加法器504到射频信号处理电路800的传播特征方面彼此一致。
(e1)控制单元220将开关300的输入改变到信号发生器250一端。
(e2)控制单元220控制信号发生器250，以同步地将测量信号输出给RFP信号和RFN信号。测量信号具有其中能够指定时间差或频率特征的波形，例如脉冲波、扫描波和伪噪声信号。
(e3)检测器400接收信号发生器250输出的信号，将被检测到的定时输出到延迟量计算单元500。为了获得频谱信息，延迟时间可变电路将信号输出到均衡量计算单元900。
(e4)延迟量计算单元500测量检测到的定时的时间差。延迟量计算单元500计算要延迟的时间，该时间使得其他信号线的延迟时间与最后到达的信号的延迟时间一致，并且延迟量计算单元500将延迟时间命令值输出到延迟时间可变电路600a至600d。
与输出到其它的延迟时间可变电路的延迟时间命令值相比较，被输出到与最后到达的信号的信号线相连的延迟时间可变电路的延迟时间命令值为最短的延迟时间(零或大于零)。另一方面，均衡量计算单元900确定被延迟时间可变电路600a和600b延迟的RFP信号和RFN信号的传输路径的传输频率特征。均衡量计算单元900计算并且输出可变均衡器电路700a和700b的滤波系数，使得RFP信号和RFN信号的传输线的频率特征接近预定传输路径模型的频率特征。
(e5)控制单元220将开关300从信号发生器250改变到分割光接收单元101。
通过执行上述处理，RFP信号和RFN信号从加法器504到射频信号处理电路800的传输时间彼此一致，因此抑制了由传播特征的差异而产生的信号失真。此外，可变均衡器的适当调节抑制了由信号线传播频率特征的不足而产生的传播失真，这允许即使在高比特率的情况下也能获得高质量的再现信号。
图9A示出了作为图8的均衡量计算单元900的配置实例的均衡量计算单元900A。
将从延迟时间可变电路600a输入的信号输入到A/D转换器902。只有当信号从信号发生器250输出时，A/D转换器902才在控制单元220的控制下进行操作，并且通过来自振荡器901的信号，A/D转换器902以恒定的间隔执行A/D变换，并将A/D转换值存储在存储器903中。
FFT计算单元904对从存储器903读取的数据执行快速傅里叶变换(FFT)，并且将输入信号的频谱输出到均衡量计算单元900。比较器905将存储在比较器905中的理想频谱与FFT计算单元904输出的频谱进行比较，以便输出比较出的差。
理想频谱是期望的频谱，其中由延迟时间可变电路600a接收信号发生器250输出的信号。因此，输入信号的频谱和理想频谱之间的差是被连接线缆畸变的频率分量。频谱差指示应当由可变均衡器电路700校正的频率特征。因此，将频谱差作为均衡器可变命令输出到可变均衡器电路700a。
特别是，在可变均衡器电路是带通滤波器或高通滤波器或高频增强滤波器的情况下，其中该电路可以调整特征频率和提升量这两个变量，均衡量计算单元900A根据频谱差计算特征频率和提升量，以确定该特征频率和提升量是均衡器可变命令。
例如伪白噪声信号，线性调频信号和脉冲信号、当在预定时间内执行观测时变成平均频谱的信号优选为从信号发生器250输出的信号。
也可根据信号发生器250输出的信号，通过控制单元220的控制信号改变存储在比较器905中的理想频谱信息。
图9B示出了作为图8的均衡量计算单元900的配置实例的均衡量计算单元900B。
把从延迟时间可变电路600a输入的信号输入到滤波器组911。在滤波器组911中，布置了具有不同频带的带通滤波器。从每个滤波器的每个频带中提取频率分量。滤波器组911的输出通过每个频带的RMS计算单元913，输出被转换为每个频带的幅值的量。
在控制单元220的控制下，与信号发生器250输出的信号同步地改变选择器912，选择器912将幅度量传输到每个频带的A/D转换器914。根据控制单元220的控制信号，A/D转换器914对幅度量执行A/D转换，其中该幅度量与信号发生器250输出的信号同步地从选择器912在每个频带中输入，并且A/D转换器914将数据存储在存储器915中。以上述方式存储在存储器915中的数据表示从信号发生器250到均衡量计算单元900的传输路径的频率特征。
比较器916比较存储在比较器916中的理想频率特征和锁存在存储器915中的频率特征，以输出比较的差。所述的理想频率特征是，均衡量计算装置900接收的信号发生器250输出的信号所经由的传输路径的期望频率特征。因此，输入信号的频率特征和理想频率特征之间的差是由连接线缆畸变的频率分量。由于频率特征差表示应当由可变均衡器电路700校正的频率特征，所以比较器916将频率特征差作为均衡器可变命令输出到可变均衡器电路700a。
特别是在可变均衡器电路是带通滤波器或高通滤波器或高频率增强滤波器的情况下，其中该可变均衡器电路可以调整特征频率和提升量这两个变量，根据频谱差计算特征频率和提升量，在均衡器可变命令中设置特征频率和提升量。
还可根据信号发生器250输出的信号通过控制单元220的控制信号改变存储在比较器916中的理想频谱信息。
如上所述，在第五实施例中，认为可以对第一实施例作出类似于第二到第四实施例的修改。即，在第五实施例中，单独地将信号发生器250提供为用于测量延迟时间特征或频率特征的信号源，还可使用改变从LD 107发出的激光束输出的方法和控制LD驱动器108的方法，来减少高频叠加的频率。
此外，在将检测器400和延迟时间可变电路600a和600b或可变均衡器电路700a和700b的顺序颠倒以形成反馈回路模式的情况下，还可能使用改变LD107发出的激光束输出的方法和控制LD驱动器108的方法，来减少高频叠加的频率。
这样，按照本发明，通过对从光接收元件到信号处理电路的路径中的传播特征进行补偿的手段，对由根据组延迟特征差和频率特征差的传播时间差所引起的信号失真进行补偿。因此，使循轨误差信号产生和射频信号处理成为可能，并且即使在高比特率的情况下，也可以获得高质量的再现信号。
上述描述的是本发明的实施例。本发明的设备和方法不限于所述的描述，还可以对其作出各种改变和修改。这样的改变和修改都包括在本发明之内。此外，通过对实施例中的组成部分、功能、特征和处理步骤进行适当合并而形成的设备和方法也包括在本发明的范围之内。

Claims (23)

1.一种光盘设备，其特征在于包括：
光拾取器，其用激光束照射光盘，并且具有光接收单元，所述光接收单元包括第一光接收元件和第二光接收元件，所述光接收单元接收从光盘反射的激光束，以便提供对应于被反射的激光束的第一光电检测信号和第二光电检测信号；
测量单元，其从所述光拾取器接收所述第一和第二光电检测信号，以便测量所述第一和第二光电检测信号之间的传播延迟时间差；
延迟单元，其根据所述信号传播延迟时间差延迟所述第一和第二光电检测信号，从而使所述第一和第二光电检测信号的延迟时间彼此相等；以及
信号处理电路，其处理由所述延迟单元延迟的所述第一和第二光电检测信号，并且提供处理过的信号；
其中所述光学拾取器包含聚焦所述激光束的物镜和循轨致动器，所述循轨致动器在盘径向上移动所述物镜，使得通过物镜聚焦的激光束跟踪形成在旋转光盘上的轨道；
所述信号处理电路包含循轨误差产生电路，所述循轨误差产生电路根据由所述延迟单元延迟的第一和第二光电检测信号产生循轨误差信号；
所述光盘设备还包括根据所述循轨误差信号控制所述循轨致动器的循轨控制单元；
所述光盘设备还包括：
信号产生电路，其产生用于所述测量单元的测量的测量信号；
第一选择单元，其被直接提供在所述光拾取器的所述第一和第二光接收元件之后，其选择所述第一、第二光电检测信号和测量信号中的一个，从所述第一和第二光接收元件提供所述第一和第二光电检测信号，并且所述第一选择单元为所述延迟单元提供所选择的信号；以及
控制单元，其为所述第一选择单元提供控制信号，使得所述第一选择单元在所述测量单元的测量期间选择所述测量信号。
2.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述测量单元将从所述信号产生电路接收的信号二值化，并且检测所述信号产生电路产生所述测量信号的时间和检测到所述二值化信号的时间之间的时间差。
3.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述测量单元包括：
互相关性确定单元，其确定来自所述信号产生电路的信号和将由所述信号产生电路产生的理想信号之间的互相关性，并且输出表示所述互相关性的信号；
二值化单元，其将所述互相关性确定单元的输出信号二值化；以及
根据所述二值化单元的输出信号和所述信号产生电路的信号产生定时提供所述信号传播延迟时间差的单元。
4.根据权利要求3所述的光盘设备，其特征在于，所述互相关性确定单元包括SAW卷积器。
5.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述测量单元根据当每个光电检测信号传播通过信号线期间在电容器中产生的电压，测量所述延迟时间差，该电容器由恒定电流源充电。
6.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述测量单元根据当每个光电检测信号传播通过信号线期间由计数器计数的数值，测量所述延迟时间差，所述数值是通过计数振荡器产生的脉冲的数目来获得的。
7.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述信号产生电路包括：
存储器，其存储信号波形；
读取单元，其产生地址信息以便顺序读取存储在所述存储器中的数据；以及
D/A转换器，其对从所述存储器读取的数据进行数模转换。
8.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述延迟单元包括：
具有多个输出抽头的延迟线；以及
选择单元，其根据所述信号传播延迟时间差选择所述多个抽头中的一个，并且从所选择的抽头提供延迟的光电检测信号。
9.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述延迟单元包括其中使用电荷耦合器件的延迟时间可变电路。
10.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述延迟单元包括：
A/D转换器，其对所述光电检测信号进行A/D转换；
移位寄存器，其存储由所述A/D转换器转换过的数据，并且根据具有预先确定的周期的时钟信号，将存储的数据移位；以及
第二选择单元，其根据所述信号传播延迟时间差选择所述移位寄存器中的一个寄存器，并且提供存储在所选择的寄存器中的数值。
11.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于，所述延迟单元包括其中使用全范围通过滤波器的延迟时间可变电路。
12.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于还包括：
激光驱动单元，其将驱动电流提供给半导体激光器，所述半导体激光器发出所述激光束；
高频叠加单元，其在所述光盘的信息再现期间，将高频信号叠加到所述驱动电流上；以及
控制单元，其控制所述高频叠加单元，使得在所述测量单元的测量期间，所述高频信号的频率降低。
13.根据权利要求1所述的光盘设备，其特征在于还包括：
激光驱动单元，其将驱动电流提供给半导体激光器，所述半导体激光器发出所述激光束；以及
用所述测量信号调制所述驱动电流以改变在所述测量单元的测量期间所述半导体激光器的输出功率的单元。
14.一种光盘设备，其特征在于包括：
光拾取器，其用激光束照射光盘，并且具有光接收单元，所述光接收单元包括第一光接收元件和第二光接收元件，所述光接收单元接收从光盘反射的激光束，以便提供对应于被反射的激光束的第一光电检测信号和第二光电检测信号；
测量单元，其从所述光拾取器接收所述第一和第二光电检测信号，以便测量所述第一和第二光电检测信号之间的传播延迟时间差；
延迟单元，其根据所述信号传播延迟时间差延迟所述第一和第二光电检测信号，使得所述第一和第二光电检测信号的延迟时间彼此相等；
特征确定单元，由所述延迟单元延迟的第一和第二光电检测信号确定第一和第二光电检测信号的传播路径的传输频率特征；
可变均衡器，其根据由所述特征确定单元确定的所述传输频率特征改变传输频率特征，并且校正由所述延迟单元延迟的所述第一和第二光电检测信号；以及
信号处理单元，其从所述可变均衡器校正的所述第一和第二光电检测信号中提取二值化数据，所述二值化数据是再现信息。
15.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于还包括：
信号产生电路，其产生用于所述测量单元的测量的测量信号；
选择单元，其被直接提供在所述光拾取器的所述第一和第二光接收元件之后，其选择所述第一、第二光电检测信号和测量信号中的一个，从所述第一和第二光接收元件提供所述第一和第二光电检测信号，并且所述选择单元为所述延迟单元提供所选择的信号；以及
控制单元，其为所述选择单元提供控制信号，使得所述选择单元在所述测量单元的测量期间选择所述测量信号。
16.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于还包括：
激光驱动单元，其将驱动电流提供给半导体激光器，所述半导体激光器发出所述激光束；
高频叠加单元，其在所述光盘的信息再现期间，将高频信号叠加到所述驱动电流上；以及
控制单元，其控制所述高频叠加单元，使得在所述测量单元的测量期间，所述高频信号的频率降低。
17.根据权利要求15所述的光盘设备，其特征在于还包括：
激光驱动单元，其将驱动电流提供给半导体激光器，所述半导体激光器发出所述激光束；以及
用所述测量信号调制所述驱动电流以改变在所述测量单元的测量期间所述半导体激光器的输出功率的单元。
18.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于，将带通滤波器用作所述可变均衡器，在所述带通滤波器中，中心频率和提升量是可变的。
19.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于，将高通滤波器用作所述可变均衡器，在所述高通滤波器中，截止频率和提升量是可变的。
20.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于，将快速傅里叶变换(FFT)用作确定所述传输频率特征的特征确定单元。
21.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于，将幅值用作确定所述传输频率特征的特征确定单元，其中布置多个带通滤波器，每个频带滤波器输出所述幅值。
22.根据权利要求14所述的光盘设备，其特征在于，伪白噪声信号被用作用于测量所述传输频率特征的信号。
23.一种在光盘设备中处理光电检测信号的方法，其特征在于，所述方法包括：
用激光束照射光盘，以便用光接收单元接收从该光盘反射的激光束，所述光接收单元包含第一光接收元件和第二光接收元件，并且提供对应于反射的激光束的第一光电检测信号和第二光电检测信号；
接收所述第一和第二光电检测信号，以便测量所述第一和第二光电检测信号之间的传播延迟时间差；
根据所述信号传播延迟时间差延迟所述第一和第二光电检测信号，使得所述第一和第二光电检测信号的延迟时间彼此相同；
根据所述延迟的第一和第二光电检测信号确定所述第一和第二光电检测信号的传输路径的传输频率特征；
根据所确定的传输频率特征改变可变均衡器的传输频率特征；
用所述可变均衡器校正所述延迟的第一和第二光电检测信号；和
从所述可变均衡器修正的所述第一和第二光电检测信号中提取二值化数据，所述二值化数据是再现信息。
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