CN100431019C - 光盘装置 - Google Patents

Abstract

本发明所涉及的光盘装置，如图1及图2所示，具备除去从拾取头的各受光元件输出的信号的低频分量，在由高速低位的AD变换器进行AD变换之后生成通过数字处理进行光盘的记录和再生所必需的各种信号的高频带处理电路；以及除去从拾取头的各受光元件输出的信号的高频分量，在由低速高位的AD变换器进行AD变换之后生成通过数字处理进行光盘的记录和再生所必需的各种信号的低频带处理电路。结果，可以以一个电路生成光盘的记录及再生所必需的各种信号，所以可以实现产品的低成本化、低功耗化和电路规模小型化。

Description

光盘装置

技术领域

本发明涉及利用从光拾取头的受光元件输出的信号检测光盘的记录及再生所必需的各种信号的光盘装置。

背景技术

图20为示出现有的光盘装置的结构的框图。

在图20中，现有的光盘装置的构成包括：拾取头1000、VGA1001a～h、HPF1002a～d、比较器1003a～d、相位差跟踪误差信号检测电路1004、偏离轨道信号生成电路1005、差动RF信号生成电路1006、摆动信号生成电路1007、CAPA检测信号生成电路1008、伺服误差信号生成电路1009、选择器1010、选择器1011、LPF1012、比较器1013、LPF1014、LPF1015、LPF1016、选择器1017及ADC1018。另外，此处，为了示出VGA1001、HPF1002、比较器1003的构成数的具体示例，假设使用具有如图3所示的由4个分割受光元件(以下称其为受光元件)组成的3个4分割受光元件的拾取头，从该拾取头，如图3所示，输出来自接受主光束的受光元件A～D32(以下称其为主受光元件A～D)的信号和来自接受在照射受光元件A～D的主光束之前和/或之后所照射的辅助光束的受光元件E～H31、33(以下称其为辅助受光元件E～H)的信号。

VGA1001a～h，是输入从拾取头1000的受光元件A～H输出的信号，由于再生介质的反射率、激光功率的偏差、拾取头的效率等主要原因，对受光元件输出信号的振幅偏差大的进行修正的增益调整放大器。

HPF1002a～d，从受光元件输出信号中除去直流分量及光盘上的伤痕等引起的电平变动分量。

比较器1003a～d，将从HPF1002a～d分别输出的信号的RF分量进行二值化并输出。

相位差跟踪误差信号检测电路1004，测定从由模拟电路构成的比较器1003a～d输出的4信道的信号输入的输入信号间的相位差并生成相位差跟踪误差信号(以下称其为DPDTE)而输出。

偏离轨道信号生成电路1005，根据从相位差跟踪误差信号检测电路1004输出的DPDTE信号生成用于检测偏离轨道的偏离轨道信号。

差动RF信号生成电路1006，根据4分割受光元件的输出信号生成差动RF信号(以下称其为宽带pushpullTE)。

摆动信号生成电路1007，将从差动RF信号生成电路1006输出的宽带pushpullTE输入到由模拟电路构成的BPF，提取在光盘的种类为DVD-R/RW、DVD-RAM时存在的摆动信号。

CAPA检测信号生成电路1008，检测在RAM再生时CAPA(地址标记)部分的宽带pushpullTE接触上下并输出CAPA检测信号。

伺服误差信号生成电路1009，由模拟电路构成，根据光拾取头的受光元件的输出，进行依照拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式预先确定的多个模式的伺服矩阵运算和平衡运算，生成各种伺服信号。另外，作为所生成的伺服信号，有聚焦误差信号(以下称其为FE信号)、跟踪误差信号(以下称其为TE信号)以及表示反射光量的全相加信号(以下称其为AS信号)。

图21、图22、图23是示出为了在伺服误差信号生成电路1009中生成TE信号、FE信号、AS信号而进行的矩阵运算的运算式的一个例子，图中的A～H是从图3所示的各受光元件发出的输出信号，另外，相位差AB表示受光元件A及B的输出信号的相位差，相位差CD表示受光元件C及D的输出信号的相位差，而k及a表示运算常数。

在伺服误差信号生成电路1009中，依照拾取头的结构、再生介质、再生模式等切换图21、图22、图23分别示出的运算式并进行矩阵运算而生成TE信号、FE信号及AS信号。于是，在进行如图21、图22、图23所示的多个运算式的运算的场合，必须利用可以进行与各个运算式相应的矩阵运算及其总和的运算的模拟电路构成伺服误差信号生成电路1009。

另外，选择器1010在由伺服误差信号生成电路1009生成的多个TE信号以及由相位差跟踪误差信号检测电路1004检测的TE信号之中，选择与拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的TE信号，选择器1011，在由伺服误差信号生成电路1009生成的多个FE信号之中，选择与拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的FE信号。

之后，在LPF1012中除去从选择器1010输出的TE信号的噪声，将从选择器1010输出的TE信号的平均值作为阈值由比较器1013进行二值化而输出轨道交叉信号。

LPF1014、LPF1015、LPF1016，是具有小于等于低频带取样频率数的1/2的截止频率的抗混入滤波器。

选择器1017顺序选择TE信号、FE信号、AS信号并输入到ADC1018，与将从选择器1017输出的信号顺序变换为数字信号的ADC1018一起构成时分AD变换器。

另外，从ADC1018输出的数字化的TE信号、FE信号、AS信号，之后输出到伺服运算电路(未图示)，根据此伺服误差信号进行数字伺服运算，生成对驱动系统的驱动信号。

下面对上述结构的现有的光盘装置的动作予以说明。

从拾取头1000的受光元件A～H输出的信号分别输入到VGA1001a～h，进行增益调整。然后，在将对来自主受光元件A～D的输出信号的VGA1001a～h的输出向HPF1002a～d及差动RF信号生成电路1006输出的同时，将来自VGA1001a～h的输出向伺服误差信号生成电路1009输出。

对来自主受光元件A～D的输出信号的VGA1001a～h的输出，经HPF1002a～d及比较器1003a～d，输入到相位差跟踪误差信号检测电路1004，并在生成DPDTE信号之后，由偏离轨道信号生成电路1005生成并输出偏离轨道信号。

另外，对来自主受光元件A～D的输出信号的VGA1001a～h的输出，输入到差动RF信号生成电路1006，并在生成宽带pushpullTE之后，在DVD-R/RW、DVD-RAM再生时，由摆动信号生成电路1007生成并输出摆动信号，在RAM再生时，由CAPA检测信号生成电路1008生成并输出CAPA检测信号。

另一方面，在伺服误差信号生成电路1009中，利用用于进行与预先设定的拾取头结构、再生介质、再生模式相对应的多个模式的运算处理的模拟电路，对所输入的来自VGA1001a～h的输出进行规定的矩阵运算而生成TE信号、FE信号、AS信号。

由伺服误差信号生成电路1009生成的多个TE信号、FE信号，输入到选择器1010及选择器1011，在输入的TE信号、FE信号中选择与拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的一个TE信号、FE信号。另外，对选择器1010还输入由相位差跟踪误差信号检测电路1004生成的DPDTE信号。

于是，由选择器1010选择的TE信号，经LPF1012及比较器1013作为轨道交叉信号输出。

另外，由选择器1010及选择器1011分别选择的TE信号、FE信号及从伺服误差信号生成电路1009输出的AS信号分别经LPF1014、LPF1015、LPF1016及选择器1017由ADC1018顺序变换为数字信号而输出。

于是，利用这种现有的光盘装置，可以对从DVD-RAM/R/RW起一直到CD-R/RW的全部DVD/CD类光盘的记录及再生相对应的信号进行检测，利用一个光盘装置，可以对全部DVD/CD类光盘进行再生。然而，在上述的现有的光盘装置中，由于对伺服误差信号生成电路1009的输入信号频带为从直流至低频(数10KHz)，而输入到差动RF信号生成电路1006及HPF1002的输入信号频带为数KHz至数10MHz的高频带，由于在VGA1001a～h中有必要覆盖该两个频带的同时，还要求广范围的增益调整及偏移调整功能，这就成为产品成本增大的主要原因。

另外，为了生成摆动信号及CAPA检出信号，必须设置差动RF信号生成电路及摆动信号生成电路，但是，如上所述，在现有的光盘装置中，因为是利用模拟电路构成差动RF信号生成电路及摆动信号生成电路，使电路规模变大，在光盘装置的小型化上成为问题。

另外，由于对生成摆动信号之际使用的模拟BPF所输出的信号，在带宽及中心频率的输出特性上存在很大的偏差，必须预先将BPF的通频带宽设计成为宽于必需的带宽。

另外，如上所述，在现有的光盘装置中，因为伺服误差信号生成电路1009是利用模拟电路构成的，为了进行与预先设定的拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的多个模式的运算处理，必须设置数种模拟电路而成为电路规模及功耗的主要原因。

另外，由于伺服误差信号生成电路1009是由模拟电路构成的，在利用此种伺服误差信号生成电路1009进行如图21、图22所示的运算之际，由于受到电路规模等的制约，作为运算常数的k及a的值的调整精度有限度，同时由于经过调整的运算常数中也会发生偏差，就成为S/N恶化的主要原因。

此外，  在利用硬件进行如图21、图22所示的TE＝(TE+)＊(1-a)-(TE-)＊(1+a)、FE＝(FE+)＊(1-a)-(FE-)＊(1+a)的运算时，模拟乘法器是必需的，由于利用以此种模拟乘法器为首的运算电路会产生偏移，所以很难生成正确的伺服误差信号。

另外，在采用TE信号使跟踪伺服机构动作时，为了提高S/N，优选是将LPF1005的截止频率在不影响伺服机构特性的范围内设定为尽可能低的值(通常为50～80KHz)，但由于在寻道时轨道交叉周期为大于等于100KHz，必须相应于此种寻道速度改变LPF1012的截止频率，在使电路结构变得复杂的同时，也会成为电路规模增大的主要原因。

另外，为了做到信号处理的数字化，考虑在现有的光盘装置的VGA1001a～h的输出后，设置AD变换器以数字方式进行其后的信号处理，但由于作为差动RF信号生成电路1006及HPF1002的输入数据，与对各输入数据每一个在数10MHz的取样频率时必需大于等于4位的精度的数据相对，作为伺服误差信号生成电路1009的输入数据，对各输入数据每一个在100MHz的取样频率时必需大于等于8位的精度的数据，与VGA1001a～h连接的AD变换器必须是具有数10MHz的变换速度的大于等于8位的精度的AD变换器而成为产品成本增大的主要原因。

本发明系为解决上述问题而完成的发明，其目的为提供一种在对多种光盘进行记录或再生的光盘装置中，在削减产品成本、电路规模以及功耗的同时，可以检测不受温度特性及IC的偏差左右的可靠性高的各种信号的光盘装置。

发明内容

本发明第1方面的光盘装置的特征在于其构成包括：HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；相位差跟踪误差信号检测电路，基于从上述AD变换器输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器。

利用这种结构的光盘装置，由于在用于高频带信号处理器的AD变换器中可以使用高速低位数的AD变换器、在用于低频带信号处理器的AD变换器中可以使用低速高位数的AD变换器，所以可以不使用高性能的AD变换器而实现低成本的数字化系统。另外，通过对高频带和低频带分开处理，也就不需要设置覆盖高频带和低频带两个频率的高性能的VGA，可以做到产品的低成本化。

另外，本发明第2方面的光盘装置的特征在于在第1方面所述的光盘装置中，上述HPF构成为对于从拾取头的各受光元件输出的信号，级联连接具有不同截止频率的多个HPF，以使截止频率顺序地变大，利用从上述多个HPF中的各HPF输出的所要求的频带的信号，进行光盘的记录及再生所必需的多个信号的检测。

利用这种结构的光盘装置，可以从各HPF的输出得到为检测多种信号所必需的频带的信号，利用一个电路可检测光盘的记录及再生所必需的各种信号。

另外，本发明第3方面的光盘装置的特征在于在第1方面所述的光盘装置中，上述第二AD变换器是顺序地切换来自上述LPF的输出信号，以时分进行多信道的AD变换的时分AD变换器。

另外，本发明第4方面的光盘装置的特征在于在第3方面所述的光盘装置中，上述伺服误差信号生成电路还包括：利用用于生成多种伺服误差信号的伺服误差信号生成程序进行伺服误差信号生成运算而生成伺服误差信号的一个运算器，上述运算器以时分方式生成多个伺服误差信号。

另外，本发明第5方面的光盘装置的特征在于在第3方面所述的光盘装置中，上述伺服误差信号生成电路还包括：利用用于生成与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式一致的伺服误差信号的多个伺服误差信号生成程序进行伺服误差信号生成运算而生成伺服误差信号的一个运算器，上述运算器与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式配合对上述伺服误差信号生成程序进行切换而进行伺服误差信号生成运算。

另外，本发明第6方面的光盘装置的特征在于在第5方面所述的光盘装置中，上述伺服误差信号生成程序，对每种伺服误差信号存在多个，上述运算器，对于每种伺服误差信号，与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式配合，分别对上述伺服误差信号生成程序进行切换而进行伺服误差信号生成运算。

另外，本发明第7方面的光盘装置的特征在于在第6方面所述的光盘装置中，上述运算器，对每种伺服误差信号改变用于生成所要求的伺服误差信号的上述伺服误差信号生成程序。

另外，本发明第8方面的光盘装置的特征在于在第7方面所述的光盘装置中，上述运算器，在生成全加法信号、聚焦误差信号及跟踪误差信号作为伺服误差信号时，使用上述伺服误差信号生成程序使全加法信号的生成频度比聚焦误差信号及跟踪误差信号的生成频度低。

另外，本发明第9方面的光盘装置的特征在于在第3方面所述的光盘装置中还包括：控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中上述全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

另外，本发明第10方面的光盘装置的特征在于在第3方面所述的光盘装置中还备有：控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，在上述伺服误差信号生成电路使用来自光拾取头的受光元件的针对主光束的受光元件发出的信号和针对辅助光束的受光元件发出的信号来进行伺服误差信号生成运算之际，上述定时控制电路，使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的针对主光束的全部的受光元件发出的信号的取得完成定时和上述时分AD变换器的针对上述主光束的全部的受光元件发出的信号的AD变换结束定时一致的同时，上述伺服误差信号生成电路，使用针对由上述时分AD变换器进行了AD变换的主光束的受光元件发出的信号和比该针对进行了AD变换的主光束的受光元件发出的信号早1个取样周期前针对进行了AD变换的辅助光束的受光元件发出的信号，进行伺服误差信号生成运算。

另外，本发明第11方面的光盘装置的特征在于在第6方面所述的光盘装置中还包括：控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，在上述伺服误差信号生成电路使用同一信道的AD变换结果重复进行多种伺服误差信号生成运算之际，上述伺服误差信号生成电路，优先进行相位滞后影响更大的伺服误差信号的生成运算，上述定时控制电路，在由上述伺服误差信号生成电路最初进行的伺服误差信号生成运算中，使为生成该伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

另外，本发明第12方面的光盘装置的特征在于在第6方面所述的光盘装置中还包括：控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，在上述伺服误差信号生成电路使用从上述时分AD变换器输出的同一信道的AD变换结果重复进行多种伺服误差信号生成运算之际，上述定时控制电路，在上述时分AD变换器中使同一信道在一个取样之间重复进行AD变换的同时，在上述伺服误差信号生成电路的上述多种伺服误差信号的生成运算中，使为生成各伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

另外，本发明第13方面的光盘装置的特征在于在第6方面所述的光盘装置中还包括：控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，并且，上述定时控制电路，具有任意控制进行AD变换的信道的选择和信道的切换定时的机构，依照上述伺服误差信号生成电路的伺服误差信号生成运算的运算时间控制上述时分AD变换器的各信道AD变换定时，由上述定时控制电路，使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中上述全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

另外，本发明第14方面的光盘装置的特征在于在第6方面所述的光盘装置中，上述时分AD变换器的构成包括：AD变换器；输入选择器，利用多个输入信道接受来自光拾取头的受光元件的多个输出，输出到上述AD变换器；输出选择器，从多个输出信道输出从上述AD变换器输出的数字化的信号；以及选择器控制电路，通过向上述输入选择器及上述输出选择器输入控制信号，控制进行AD变换的信道的选择和信道的切换定时。

另外，本发明第15方面的光盘装置的特征在于包括：第一HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的直流分量及低频的电平的变动；第二HPF，分别接受来自上述第一HPF的输出信号，具有比上述第一HPF的截止频率高的截止频率；AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；第三HPF，分别接受来自上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；时分AD变换器，顺序地切换来自上述LPF的输出信号，利用上述LPF的截止频率的2倍以上的取样频率进行多信道的AD变换；伺服误差信号生成电路，利用来自上述时分AD变换器的输出，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号；以及伺服运算电路，基于由上述伺服误差信号生成电路生成的伺服误差信号，进行数字伺服运算，生成针对驱动系统的驱动信号。利用这种结构的光盘装置，由于可以在检测多种信号之际共用AD变换器等等，由于可以在缩小电路规模的同时，利用数字处理生成各种信号，可以得到具有除去电路元件的偏差所引起的对检测特性的影响的性能稳定的光盘装置。

另外，本发明第16方面的光盘装置的特征在于包括：第二HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的小于等于规定的截止频率的频率；AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；时分AD变换器，顺序地切换来自上述LPF的输出信号，利用上述LPF的截止频率的2倍以上的取样频率进行多信道的AD变换；伺服误差信号生成电路，利用来自上述时分AD变换器的输出，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号；以及伺服运算电路，基于由上述伺服误差信号生成电路生成的伺服误差信号，进行数字伺服运算，生成针对驱动系统的驱动信号。

利用这种结构的光盘装置，由于可以在检测多种信号之际共用AD变换器等等，由于可以在缩小电路规模的同时，利用数字处理生成各种信号，可以得到具有除去电路元件的偏差所引起的对检测特性的影响的性能稳定的光盘装置。

另外，本发明第17方面的光盘装置的特征在于包括：第一HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的直流分量及低频的电平的变动；第二HPF，分别接受来自上述第一HPF的输出信号，具有比上述第一HPF的截止频率高的截止频率；AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；以及相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号。

利用这种结构的光盘装置，由于可以在检测多种信号之际共用AD变换器等等，由于可以在缩小电路规模的同时，利用数字处理生成各种信号，可以得到具有除去电路元件的偏差所引起的对检测特性的影响的性能稳定的光盘装置。

另外，本发明第18方面的光盘装置的特征在于在第15或17方面所述的光盘装置中，上述第一HPF的截止频率，是对从拾取头的各受光元件输出的信号的抖动没有影响的频率。

另外，本发明第19方面的光盘装置的特征在于包括：第二HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的小于等于规定的截止频率的频率；AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；以及相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号。

利用这种结构的光盘装置，由于可以在检测多种信号之际共用AD变换器等等，由于可以在缩小电路规模的同时，利用数字处理生成各种信号，可以得到具有除去电路元件的偏差所引起的对检测特性的影响的性能稳定的光盘装置。

另外，本发明第20方面的光盘装置的特征在于在第15-17、第19中的任一方面所述的光盘装置中，上述第三HPF具有的截止频率是可以除去电压电平的变动以及除去摆动分量的频率。

利用这种结构的光盘装置，可以去掉由于光盘的信号失落等产生的受光元件输出的电压电平变动，可以得到适用于生成DPDTE信号及偏离轨道信号的高频带的信号。

另外，本发明第21方面的光盘装置的特征在于包括：HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；摆动信号生成电路，利用从上述第一AD变换器输出的数字信号生成摆动信号；LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器。

利用这种结构的光盘装置，由于是利用数字处理生成摆动信号，与利用模拟电路生成摆动信号的场合相比，在可以使电路规模变得特别小的同时，可以生成除去由于电路元件的偏差引起的对检测特性的影响的正确的摆动信号。

另外，本发明第22方面的光盘装置的特征在于在第21方面所述的光盘装置中，上述摆动信号生成电路的构成包括：逻辑运算电路，利用从上述AD变换器输出的数字信号进行运算以计算出推挽跟踪误差信号；以及数字BPF，从利用上述逻辑运算电路计算出的推挽跟踪误差信号生成摆动信号。

利用这种结构的光盘装置，由于是利用数字BPF生成摆动信号，与利用模拟电路构成BPF的场合相比，在可以使电路规模变得特别小的同时，由于在数字BPF中PF特性的偏差，可以设计必要充分的带宽下的BPF，可以使再生摆动信号的S/N提高。

另外，本发明第23方面的光盘装置的特征在于在第22方面所述的光盘装置中，上述第二HPF的截止频率是小于等于上述数字BPF的通频带的频率。

利用这种结构的光盘装置，可以从第2HPF的输出得到适用于检测摆动信号等的信号的频带的信号。

另外，本发明第24方面的光盘装置的特征在于包括：HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；推挽轨道交叉信号生成电路，利用从上述第一AD变换器输出的数字信号生成推挽轨道交叉信号；LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器，将由上述推挽轨道交叉信号生成电路生成的推挽轨道交叉信号用作光盘高速寻道时的轨道交叉信号。

利用这种结构的光盘装置，在高速寻道时，可以利用由高频处理电路的推挽轨道交叉信号生成电路生成的高速轨道交叉信号进行光盘的再生处理，可以解决特别是由低频带处理电路的低速轨道交叉信号生成电路生成的轨道交叉信号在轨道交叉频率高时品质劣化的问题。

另外，本发明第25方面的光盘装置的特征在于在第24方面所述的光盘装置中，上述推挽轨道交叉信号生成电路的构成包括：逻辑运算电路，利用从上述AD变换器输出的数字信号进行运算以计算出推挽跟踪误差信号；以及二值化电路，将利用上述逻辑运算电路计算出的推挽跟踪误差信号在过零点进行二值化并生成推挽轨道交叉信号。

利用这种结构的光盘装置，在高速寻道时，可以利用由高频处理电路的推挽轨道交叉信号生成电路生成的高速轨道交叉信号进行光盘的再生处理，可以解决特别是由低频带处理电路的低速轨道交叉信号生成电路生成的轨道交叉信号在轨道交叉频率高时品质劣化的问题。

附图说明

图1为示出本发明的实施方式1的光盘装置的高频带处理电路的结构的一个例子的框图。

图2为示出本发明的实施方式1的光盘装置的低频带处理电路的结构的一个例子的框图。

图3为示出本发明的实施方式1的拾取头具有的受光元件的一个例子的示图。

图4(a)为示出本发明的实施方式2的光盘装置的伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的结构的一个例子的框图。

图4(b)为说明本发明的实施方式2的光盘装置的伺服运算电路的运算处理的信号图。

图5(a)为示出不进行本发明的实施方式2的运算处理时的运算的时序图。

图5(b)为示出进行本发明的实施方式2的运算处理时的运算的时序图。

图6为示出本发明的实施方式3的光盘装置的伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的构成的一个例子的框图。

图7(a)为示出没有利用高带相位超前滤波器进行相位补偿时的相位滞后的示图。

图7(b)为示出利用高带相位超前滤波器进行相位补偿时的相位滞后的示图。

图8为示出本发明的实施方式4的光盘装置的伺服误差信号生成电路的构成的一个例子的框图。

图9为示出本发明的实施方式5的光盘装置的伺服误差信号生成电路的构成的一个例子的框图。

图10为示出本发明的实施方式6的光盘装置的伺服误差信号生成电路的构成的一个例子的框图。

图11为示出本发明的实施方式6的光盘装置的伺服误差信号生成电路的运算处理的一个例子的示图。

图12为示出本发明的实施方式7的光盘装置的低频带处理电路的构成的一个例子的框图。

图13为示出第1具体例的时分AD变换器和伺服误差信号生成电路的动作定时的一个例子的时序图。

图14为示出第2具体例的时分AD变换器和伺服误差信号生成电路的动作定时的一个例子的时序图。

图15为示出第3具体例的时分AD变换器和伺服误差信号生成电路的动作定时的一个例子的时序图。

图16为示出第4具体例的时分AD变换器和伺服误差信号生成电路的动作定时的一个例子的时序图。

图17为示出本发明的实施方式8的光盘装置的低频带处理电路的构成的一个例子的框图。

图18为示出本发明的实施方式8的光盘装置的时分AD变换器的构成的一个例子的框图。

图19为示出本发明的实施方式8的光盘装置的时分AD变换器和伺服误差信号生成电路的动作定时的一个例子的时序图。

图20为示出现有的光盘装置的构成的框图。

图21为示出用于生成TE信号的运算式的一个例子的示图。

图22为示出用于生成FE信号的运算式的一个例子的示图。

图23为示出用于生成AS信号的运算式的一个例子的示图。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(实施方式1)

按照本发明的实施方式1的光盘装置，使从拾取头输出的信号分成为两个系列，使一个信号由设置了HPF的高频带处理电路进行处理的同时，另一个信号由设置了LPF的低频带处理电路进行处理。

图1为示出本发明的实施方式1的光盘装置的高频带处理电路的结构的一个例子的框图，图2为示出本发明的实施方式1的光盘装置的低频带处理电路的结构的一个例子的框图。

图1所示的高频带处理电路，是利用从拾取头输出的信号的高频带进行光盘的记录及再生所必需的各种信号的检测的电路，而图2所示的低频带处理电路，是利用从拾取头输出的信号的低频带进行光盘的记录及再生所必需的各种信号的检测的电路。

另外，此处，为了示出高频带处理电路的第1HPF1、VGA2、第2HPF3、ADC4a～d的构成数以及低频带处理电路的VGA12、LPF13的构成数的具体示例，设拾取头具有如图3所示的由4个分割受光元件(以下称其为受光元件)组成的3个4分割受光元件。

就是说，如图3所示，拾取头是生成来自接受主光束的受光元件A～D32(以下称其为主受光元件A～D)的信号和来自接受在照射受光元件A～D的主光束之前和/或之后照射的辅助光束的受光元件E～H31、33(以下称其为辅助受光元件E～H)的信号的装置。

另外，之后，由拾取头生成的信号，分成为两个系列，在从针对主光束的受光元件发出的信号A～D输出到高频带处理电路的同时，从针对主光束的受光元件发出的信号A～D及针对辅助光束的受光元件发出的信号E～H输出到低频带处理电路。

下面利用图1对高频带处理电路予以详细说明。

在图1中，高频带处理电路的组成包括：第1HPF1a～d；VGA2a～d；第2HPF3a～d；ADC4a～d；摆动信号生成电路5；推挽轨道交叉信号生成电路6；第3HPF7a～d；相位差跟踪误差信号检测电路8；CAPA检测信号生成电路9；轨道交叉信号生成电路10以及偏离轨道信号生成电路11。另外，在本发明的实施方式1中，是对分别具有各4个第1HPF1a～d、VGA2a～d、第2HPF3a～d、ADC4a～d以及第3HPF7a～d的实施方式进行了说明，但关于这些电路的构成数，是根据输入到高频带处理电路的受光元件的信号数预先决定的，上述电路的构成数并不限定于4个。

第1HPF1a～d，是分别输入来自受光元件A～D的信号，除去放大器偏移、杂光偏移等直流分量及低频的电平变动的HPF。另外，此第1HPF1a～d的截止频率，设定为(通常为100～2KHz)以便不使RF信号的抖动劣化，发自该第1HPF1a～d的输出，如后所述，可以用作加法RF信号。但是，在不将第1HPF1a～d的输出用作加法RF时，也可以使第1HPF1a～d的截止频率成为与后述的第2HPF3a～d的截止频率相同或不设置此第1HPF1a～d。

VGA2a～d，是对由于再生介质的反射率、激光功率的偏差、拾取头的效率等主要原因引起的受光元件输出信号的振幅偏差增大进行修正的增益调整放大器。另外，通过将第1HPF1a～d的截止频率设定为不使RF信号的抖动劣化，如图2所示，可以将从VGA2a～d的输出作为加法RF信号输出到数据再生电路。结果，可以利用一个电路进行数据再生用的再生信号的生成和生成伺服信号用的信号的生成，就可以削减电路规模。

第2HPF3a～d，具有大于等于第1HPF1a～d的截止频率的截止频率，除去由于VGA2a～d产生的偏移以及由于光盘的伤痕等产生的再生信号的电平变动。另外，第2HPF3a～d的截止频率，设定为可使大于等于构成后述的摆动信号生成电路5的BPF的通常频带的频率信号通过的频率(通常为小于等于140KHz)，由后述的摆动信号生成电路5进行检测。

ADC4a～d，是各ADC的取样频率为约16～100MHz、位分辨率为5～8bit左右的高速低位的AD变换器，利用RF信号的位速率的约0.5～3.0倍的取样频率进行AD变换。另外，此处，取样频率为约50MHz，位分辨率为5位。另外，ADC4a～d为同时动作。

摆动信号生成电路5，由逻辑运算电路和数字BPF构成(未图示)，以从ADC4a～d输出的4信道的高速AD变换数据作为输入，上述逻辑运算电路进行pushpull运算((ADC4a的输出)+(ADC4d的输出)-(ADC4b的输出)+(ADC4c的输出))而生成宽带pushpullTE(推挽轨道误差信号)，将该生成的宽带pushpullTE作为对上述数字BPF的输入，生成在光盘为DVD-R/RW、DVD-RAM的场合存在的摆动信号。另外，BPF的中心频率，在再生速度为标准速度的场合设定为约140KHz。

另外，推挽轨道交叉信号生成电路6，由逻辑运算电路和二值化电路构成(未图示)，将从ADC4a～d输出的4信道的高速AD变换数据作为输入，上述逻辑运算电路进行pushpull运算((ADC4a的输出)+(ADC4d的输出)-(ADC4b的输出)+(ADC4c的输出))生成高速pushpullTE，上述二值化电路利用pushpullTE的平均值或过零点进行二值化而生成推挽轨道交叉信号。

第3HPF7a～d，是具有比第2HPF3a～d的截止频率高的截止频率的数字HPF，为了检测DPDTE信号，进行由于光盘上的伤痕等所引起的电压电平变动的除去、wobble分量的除去。另外，此处将第3HPF7的截止频率设定为100k～300KHz。

相位差跟踪误差信号检测电路8，测定从第3HPF7a～d输出的4信道的信号输入的输入信号间的相位差并输出DPDTE信号。

CAPA检测信号生成电路9，将从相位差跟踪误差信号检测电路8输出的DPDTE信号作为输入，在RAM再生时，检测到CAPA(地址标记)部分的DPDTE信号上下接触并输出CAPA检测信号。

伺服误差信号生成电路10，将从相位差跟踪误差信号检测电路8输出的DPDTE信号作为输入，在DVD-ROM再生时，对DPDTE信号在过零点进行二值化而生成并输出推挽轨道交叉信号。

偏离轨道信号生成电路11，通过进行从第3HPF7a～d输出的4信道的信号输入的输入信号间的比较处理，生成并输出表示是否偏离轨道的偏离轨道信号。另外，此处，通过取二值化后的数字信号的“异或”作为比较处理，进行左右(A/B和C/D)的信号的比较，在不同的部分少时为在轨，在不同的部分多时为偏离轨道。

下面利用图2对低频带处理电路予以详细说明。

在图2中，低频带处理电路，的组成包括：VGA12a～h；LPF13a～h；时分AD变换器14；低速轨道交叉信号生成电路15；伺服误差信号生成电路16以及伺服运算电路17。另外，在本发明的实施方式1中，是对分别具有各8个VGA12、LPF13的实施方式进行了说明，但关于这些电路的构成数，是根据输入到低频带处理电路的受光元件的信号数预先决定的，上述电路的构成数并不限定于8个。

VGA12a～h，与VGA2a～d一样，也是对由于再生介质的反射率、激光功率的偏差、拾取头的效率等主要原因引起的受光元件输出信号的振幅偏差增大进行修正的增益调整放大器。

LPF13a～h，具有小于等于低带取样频率的1/2的截止频率，是抗混入滤波器。

时分AD变换器14，对从LPF13a～h输出的8信道的信号顺序切换并通过时分进行AD变换，将数字化的从受光元件发出的信号顺序输出。另外，在时分AD变换器14中使用的AD变换器，是取样频率为约2～5MHz，位分辨率为8～12bit左右的低速高位的AD变换器，具有比较宽的输入动态范围和高的位分辨率。另外，此处，在设定伺服取样频率为200KHz的场合，AD变换频率进行变换使其成为1.6MHz，位分辨率为10bit。

低速轨道交叉信号生成电路15，根据低速AD变换结果的数据，利用硬逻辑器件对3 beam TE、pushpullTE进行运算，利用平均值或过零点进行二值化并作为轨道交叉信号而输出。

伺服误差信号生成电路16，是DSP等的处理器，从经过AD变换的各受光元件的输出信号，利用微码实施适用于拾取头的结构、再生介质、再生模式等的运算处理，生成TE信号、FE信号和AS信号。另外，借助于伺服误差信号生成电路16的运算处理，也可以由逻辑电路进行。

伺服运算电路17，基于由伺服误差信号生成电路16生成的TE信号、FE信号和AS信号，进行数字伺服运算，生成并输出对驱动系统的驱动信号。

下面对本发明的光盘装置的动作进行说明。

首先，对高频带处理电路的动作予以说明。

在对高频带处理电路输入从拾取头的受光元件A～D输出的信号时，在进行由于第1HPF1a～d引起的放大器偏移、杂光偏移等的除去，由于VGA2a～d引起的振幅调整以及第2HPF3a～d引起的偏移的除去，以及由光盘的伤痕等产生的再生信号的电平变动的除去之后，利用ADC4a～d将来自受光元件A～D的高频带的信号变换为数字信号，分别输出到摆动信号生成电路5、推挽轨道交叉信号生成电路6及第3HPF7a～d。

另外，第1HPF1a～d的截止频率，如上所述，由于设定为RF信号的抖动不劣化的值(通常为100～2KHz)，所以可以将除去了经由VGA2a～d输出的低频带的信号用作加法RF信号。结果，可以利用一个电路进行数据再生用的再生信号的生成和生成伺服信号用的信号的生成，就可以削减电路规模。

下面，在接受了从ADC4a～d输出的4信道的数字信号的输入的摆动信号生成电路5中，通过运算计算出宽带pushpullTE，利用数字BPF，生成在光盘为DVD-R/RW、DVD-RAM时存在的摆动信号。另外，这样，通过使用数字BPF生成摆动信号，与利用模拟电路构成BPF的场合相比，在可以使电路规模变得特别小的同时，由于在数字BPF中，不存在BPF特性的偏差，可以设计必要充分的带宽下的BPF。

另外，在接受了从ADC4a～d输出的4信道的数字信号的输入的推挽轨道交叉信号生成电路6中，通过运算计算出高速pushpullTE，利用高速pushpullTE的平均值或过零点进行二值化生成推挽轨道交叉信号。

另外，在高速寻道时，将在此推挽轨道交叉信号生成电路6中生成的推挽轨道交叉信号切换为由低速轨道交叉信号生成电路15生成的轨道交叉信号使用。结果，由低速轨道交叉信号生成电路20生成的轨道交叉信号，可以解决特别是由轨道交叉频率高时品质劣化的问题。

另外，接受从ADC4a～d输出的数字信号的输入的第3HPF7a～d，为检测DPDTE信号，进行由于光盘上的伤痕等所引起的电压电平变动的除去、wobble分量的除去。另外，由于此第3HPF7a～d是数字HPF，可以设定自由度更高的截止频率。

于是，从第3HPF7a～d输出的4信道的数字信号，输入到相位差跟踪误差信号检测电路8及偏离轨道信号生成电路11，在相位差跟踪误差信号检测电路8中测定4信道的数字信号间的相位差并作为DPDTE信号输出。

其后，此DPDTE信号，输入到CAPA检测信号生成电路9、轨道交叉信号生成电路10，在RAM再生时和在DVD-ROM再生时，分别由CAPA检测信号生成电路9和轨道交叉信号生成电路10，生成CAPA检测信号和轨道交叉信号。另外，由轨道交叉信号生成电路10生成的轨道交叉信号，是从DVD-ROM再生时的低速寻道起到高速寻道时为止可使用的信号。

另一方面，在偏离轨道信号生成电路11中，通过进行从第3HPF7a～d输出的4信道的信号输入的输入信号间的比较处理，生成表示是否离开轨道的偏离轨道信号。

下面对低频带处理电路的动作予以说明。

在输入从拾取头的受光元件A～H输出的信号时，在完成利用VGA12a～h的增益调整、利用LPF13a～h的小于等于低带取样频率的1/2的截止频率的除去之后，从LPF13a～h输出的8信道的信号由时分AD变换器14进行时分AD变换，来自数字化的受光元件A～H的信号，输出到低速轨道交叉信号生成电路15及伺服误差信号生成电路16。

在低速轨道交叉信号生成电路15中，将从此时分AD变换器14输出的数字信号作为输入，利用硬逻辑器件对3 beam TE、pushpullTE进行运算，利用过零点进行二值化，产生并输出轨道交叉信号。

另外，在伺服误差信号生成电路16中，将从时分AD变换器14输出的数字信号作为输入，利用微码实施适用于拾取头的结构、再生介质、再生模式等的运算处理，生成并输出TE信号、FE信号和AS信号。就是说，用于生成图21、图22、图23所示的TE信号、FE信号、AS信号的运算处理，可利用DSP等的处理器基于程序执行。

其后，基于在伺服误差信号生成电路16中生成的TE信号、FE信号、AS信号，由伺服运算电路17进行数字伺服运算，生成对驱动系统的驱动信号。

结果，可以只改变微码，就可以进行与拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的运算，比起由与拾取头的结构、再生介质、再生模式等相对应的多个模拟电路构成的现有的伺服误差信号生成电路，可以大幅度地减小电路规模及功耗。

另外，由于利用伺服误差信号生成电路16的运算是利用借助微码的数字处理进行的，在可以对图21及图22中所示的运算式中的k及a的值进行微细调整的同时，也不会产生像在利用模拟电路进行运算时所看到的偏移等的模拟偏差，可以生成更正确的TE信号、FE信号、AS信号。

如上所述，利用本发明的实施方式1的光盘装置，通过使从拾取头输出的信号分成为两个系列，在将一个信号由设置了HPF的高频带处理电路进行处理的同时，另一个信号由设置了LPF的低频带处理电路进行处理，可以在用于高频带信号处理器的AD变换器中使用高速低位数的AD变换器4a～d、在用于低频带信号处理器的AD变换器中使用低速高位数的时分AD变换器14，所以可以不使用高性能的AD变换器而实现低成本的数字化系统。另外，通过对高频带和低频带分开处理，也就不需要在高频带处理电路和低频带处理电路中设置高性能的VGA，可以谋求产品的低成本化。

另外，利用本发明的实施方式1的光盘装置，在利用低频带处理电路的低速轨道交叉信号生成电路15生成在通常动作时使用的轨道交叉信号的同时，通过利用高频带处理电路的推挽轨道交叉信号生成电路6生成高速的轨道交叉信号，在高速寻道时，可以使用由高频带处理电路生成的高速轨道交叉信号进行处理。

另外，在高频带处理电路中，通过对于从拾取头的各受光元件输出的信号设置具有使截止频率顺序增加的不同的截止频率的HPF，可以从各HPF的输出得到用于检测多种信号所必需的所希望的频带的信号，可以利用一个电路检测光盘的记录及再生所必需的各种信号。

另外，在高频带处理电路中，通过使用一个ADC4a～d生成输入到摆动信号生成电路5、推挽轨道交叉信号生成电路6及第3HPF7a～d的数字数据，不需要对各电路的每一个设置AD变换器而可以谋求缩小电路规模的同时，可以得到低功耗、产品成本低的光盘装置。

另外，在高频带处理电路中，通过使第3HPF7a～d成为数字结构，在可以以更高自由度设定截止频率的同时，可削减模拟电路而不会使性能劣化，可以使电路规模缩小。

另外，通过使用数字BPF生成摆动信号，与利用模拟电路构成各种BPF时相比，在可以使电路规模显著缩小的同时，在数字BPF中，由于不存在BPF特性的偏差，可以设计必要充分的带宽下的BPF，可以使再生摆动信号的S/N提高。

另外，在低频带处理电路中，由于在对来自各受光元件的输出信号进行AD变换之后，伺服误差信号生成电路16通过利用微码进行数字处理，可以只改变微码进行与拾取头的结构、再生介质、再生模式相对应的运算的同时，可以对为生成TE信号、FE信号、AS信号而使用的运算常数进行微细调整，也不会产生像在利用模拟电路进行运算时所见到的偏移等的模拟性的偏差，可以生成更正确的TE信号、FE信号、AS信号。

另外，在低频带处理电路中，通过利用时分AD变换器对来自光拾取头的受光元件的多个输出进行AD变换，不需要对光拾取头的受光元件的每一个设置AD变换器而可以得到缩小电路规模的效果。

另外，对于在利用本发明的实施方式1的光盘装置中，为了进行光盘的记录及再生所必需的各种信号的检测，高频带处理电路具备摆动信号生成电路5、推挽轨道交叉信号生成电路6、相位差跟踪误差信号检测电路8、CAPA检测信号生成电路9、轨道交叉信号生成电路10及偏离轨道信号生成电路11，低频带处理电路，具备低速轨道交叉信号生成电路15、伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17进行了说明，但这些到底只是一例，本发明的光盘装置，也可以具有此处所示出的光盘装置的构成要素的一部分的装置及具有用来从光盘检测所希望的信号的其他的构成要素。

(实施方式2)

下面，作为本发明的实施方式2，对在上述实施方式1中使用图2说明的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的详细构成及动作予以说明。另外，此处说明的光盘装置，是伺服误差信号生成电路16，对于针对主受光元件A～D发出的信号的运算处理的动作定时和针对从辅助受光元件E～H发出的信号的运算处理的动作定时分别个别地进行控制，伺服运算电路17使用由上述伺服误差信号生成电路生成的信号进行数字伺服运算，生成对驱动系统的驱动信号。

图4(a)为用来说明本发明的实施方式2的光盘装置的伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的说明图，图4(a)为示出伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的结构的一个例子的框图，图4(b)为用于说明伺服运算电路的运算处理的信号图。

在图4(a)中，根据本发明的实施方式2的伺服误差信号生成电路16，由主光束运算器41和辅助光束运算器43构成，而伺服运算电路17由主光束伺服运算器42、辅助光束伺服运算器44和加法器45构成。另外，图中的时分AD变换器14指的是图2的时分AD变换器14。

主光束运算器41是在从时分AD变换器14顺序输出的受光元件A～H的信号之中，利用主受光元件A～D发出的信号进行运算处理，生成基于主受光元件A～D的信号的伺服误差信号的运算电路，主光束伺服运算器42基于在主光束运算器41中所生成的伺服误差信号生成针对主受光元件A～D发出的信号的驱动信号。

另外，辅助光束运算器43是在从时分AD变换器14顺序输出的受光元件A～H的信号之中，利用辅助受光元件E～H发出的信号进行运算处理，生成基于辅助受光元件A～D的信号的伺服误差信号的运算电路，辅助光束运算器44基于在辅助光束运算器43中所生成的伺服误差信号生成针对辅助受光元件E～H发出的信号的驱动信号。

另外，此时，主光束运算器41及主光束伺服运算器42的运算处理和辅助光束运算器43及辅助光束伺服运算器44的运算处理，分别在个别的动作定时独立地进行。

另外，加法器45是将来自主光束伺服运算器42的输出信号和来自辅助光束伺服运算器44的输出信号相加，最终作为针对驱动系统的驱动信号输出的装置。

图4(b)的(i)～(iii)，为分别示出从主光束伺服运算器42、辅助光束伺服运算器44及加法器45发出的输出信号的一个例子，在本发明的伺服运算电路17中，通过将作为主光束伺服运算器42的运算结果的图4(b)的(i)和作为辅助光束伺服运算器44的运算结果的图4(b)的(ii)由加法器45相加，可得到图4(b)的(iii)所示的伺服运算电路17的运算结果。

下面对本发明的实施方式2的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的动作，在对进行及不进行本发明的实施方式2的运算处理的场合进行比较的情况下予以说明。

图5为用来说明本发明的实施方式2的光盘装置的伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的运算处理的时序图，图5(a)为用来说明不进行本发明的实施方式2的运算处理时的运算的时序图，而图5(b)为用来说明进行本发明的实施方式2的运算处理时的运算的时序图。

以下，首先利用图5(a)对不进行本发明的实施方式2的运算处理时的运算处理予以说明。

图5(a)的(i)示出对输入到时分AD变换器14的2组4分割受光元件发出的输出信号A～H的AD变换的顺序，如图所示，在主受光元件A～D发出的信号之后，选择辅助受光元件E～H发出的信号，进行AD变换。图5(a)的(ii)示出辅助取样周期，图5(a)的(iii)示出利用时分AD变换器14进行的模拟信号的取样定时，而图5(a)的(iv)示出变换为数字信号的定时。图5(a)的(v)示出利用伺服误差信号生成电路16的伺服误差信号的生成运算的开始定时，图5(a)的(vi)示出利用伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的伺服运算的开始定时，而图5(a)的(vii)示出由伺服运算电路17生成的驱动输出的输出定时。

在利用图5(a)所示的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的运算处理中，由于利用如图5(a)的(v)所示的运算开始定时进行受光元件A～H发出的信号的运算处理，伺服误差信号生成电路16的运算，为了缩短从主受光元件A～D发出的信号(图5(a)的主(1))的运算时间及其结果的输出的延时，将利用伺服误差信号生成电路16的运算处理在接受发自时分AD变换器14的受光元件D的信号输出之后进行。

因此，在此运算开始时，从辅助受光元件E～H发出的信号(图5(a)的辅(1))尚未输入到上述运算器，结果从辅助受光元件E～H发出的信号的运算处理，在一个取样周期后的主受光元件A～D发出的信号(图5(a)的主(2))的运算处理之际进行。

就是说，在利用伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的通常的运算处理中，在发自主受光元件A～D的信号的运算处理(主(1))之际，进行在一个取样周期前的辅助受光元件E～H发出的信号的运算处理(辅(0))，将从主受光元件A～D发出的信号的运算结果(主(1))和从一个取样周期前的辅助受光元件E～H发出的信号的运算结果(辅(0))的相加值输出以作为驱动输出(参照图5(a)的(vii))。

结果，如图5(a)的(vii)所示，相对于发自主受光元件A～D的信号的最大运算延时T1可以最短，对于辅助受光元件E～H的信号的最大运算延时T2变得非常大。

于是，在本发明的实施方式2中，如图4及图5(b)所示，针对发自主受光元件A～D的信号的运算处理和针对发自辅助受光元件E～H的信号的运算处理可在各自个别的动作定时独立地进行。

下面对图5(b)进行说明。另外，图5(b)中的图5(b)的(i)～(iv)与图5(a)的(i)～(iv)相同。

图5(b)的(v)示出利用图4(a)所示的主光束运算器41的伺服误差信号的生成运算的开始定时，图5(b)的(iv)示出利用图4(a)所示的辅助光束运算器43的伺服误差信号的生成运算的开始定时。另外，图5(b)的(vii)示出利用伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的运算的开始定时，图5(b)的(viii)示出由伺服运算电路17生成的驱动输出的输出定时。

在利用图5(b)所示的本发明的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的运算处理中，如图5(b)(v)、(vi)所示，针对发自主受光元件A～D的信号的运算处理和针对发自辅助受光元件E～H的信号的运算处理利用伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17以各自个别的动作定时独立地进行，并将对主受光元件的运算结果和对辅助受光元件的运算结果的相加值作为驱动输出顺序予以输出。就是说，如图5(b)(viii)所示，在把从一个取样周期前的辅助受光元件E～H发出的信号的运算结果(辅(0))和从主受光元件A～D发出的信号的运算结果(主(1))的相加值输出之后，将从主受光元件A～D发出的信号的运算结果(主(1))和从辅助受光元件E～H发出的信号的运算结果(辅(1))的相加值输出。

结果，由针对从辅助受光元件E～H发出的输出信号的运算及针对其结果的输出的延时构成的最大运算延时T4与由针对主受光元件A～D发出的输出信号的运算及针对其结果的输出的延时构成的最大运算延时T3相等，相对从图5(a)所示的辅助受光元件E～H发出的信号的最大运算延时T2可以大幅度地缩短(参照图5(b)的(viii))。

这样，利用本发明的实施方式2的光盘装置，通过针对发自主受光元件A～D的信号的运算处理和针对发自辅助受光元件E～H的信号的运算处理分别独立地进行，在可以利用各自运算结果得到更正确的驱动信号的同时，可以使由伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17产生的运算处理及其结果的输出的延时最小。

另外，在本发明的实施方式2中，对由主光束伺服运算器42及辅助光束伺服运算器44将基于主光束和辅助光束的驱动输出分别生成之后利用加法器45相加并将该相加值作为驱动输出而输出的示例进行说明，但本发明也可以是由伺服误差信号生成电路16对从主受光元件A～D发出的信号的运算处理的动作定时和从辅助受光元件E～H发出的信号的运算处理的动作定时分别个别地进行控制，由伺服运算电路17利用由上述伺服误差信号生成电路生成的信号进行数字伺服运算，生成对驱动系统的驱动信号，比如，也可以在利用主光束运算器41及辅助光束运算器43分别独立地生成基于主光束和辅助光束的伺服误差信号之后，利用加法器45求出伺服误差信号的相加值，并根据该相加值进行伺服运算而生成驱动输出。

(实施方式3)

下面，作为本发明的实施方式3，对在上述实施方式2中说明的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17的另一种形态予以说明。另外，此处说明的光盘装置的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17是在伺服运算电路17中设置有利用相位补偿对于相对辅助受光元件E～H的信号的运算处理的运算开始为止的延时进行修正的高带相位超前滤波器65，对由于相对辅助受光元件E～H的信号的运算延时引起的相位滞后进行补偿。

图6为示出本发明的实施方式3的伺服误差信号生成电路及伺服运算电路的构成的一个例子的框图。

在图6中，本发明的实施方式3的伺服误差信号生成电路16由主光束运算器61和辅助光束运算器63构成，而伺服运算电路17由主光束伺服运算器62、辅助光束伺服运算器64、高带相位超前滤波器65和加法器66构成。另外，图中的时分AD变换器14指的是图2中的时分AD变换器14。

主光束运算器61是在从时分AD变换器14顺序输出的受光元件A～H的信号之中，利用主受光元件A～D发出的信号进行运算处理，生成基于主受光元件A～D的信号的伺服误差信号的运算电路，主光束伺服运算器62基于在主光束运算器61生成的伺服误差信号生成针对主受光元件A～D发出的信号的驱动信号。

另外，辅助光束运算器63是在从时分AD变换器14顺序输出的受光元件A～H的信号之中，利用辅助受光元件E～H发出的信号进行运算处理，生成基于辅助受光元件A～D的信号的伺服误差信号的运算电路，辅助光束运算器64基于在辅助光束运算器63生成的伺服误差信号生成针对辅助受光元件E～H发出的信号的驱动信号。

高带相位超前滤波器65是对从辅助光束伺服运算器64输出的驱动输出进行相位补偿的装置，利用相位补偿对从针对主光束的受光元件发出的信号的运算处理的开始时间到从针对辅助光束的受光元件发出的信号的运算处理的运算开始为止的延时进行修正。

另外，加法器66，是将来自主光束伺服运算器62的输出信号和来自高带相位超前滤波器65的输出信号相加，最终作为针对驱动系统的驱动信号输出的装置。

下面对动作予以说明。

在从时分AD变换器14输出的受光元件A～H的信号之中，从主受光元件A～D发出的信号和从辅助受光元件E～H发出的信号分别输入到主光束运算器61和辅助光束运算器63。

此时，假设针对利用本发明的实施方式3的伺服误差信号生成电路16的输入信号的运算处理及其结果的输出与图5(a)示出的运算处理的定时以相同的定时进行时，在对从主受光元件A～D发出的信号进行运算处理之后，由于对一个取样周期前的辅助受光元件E～H发出的信号进行运算处理，如上所述，会产生图5(a)所示的T2的最大运算延时。

于是，该延时作为运算器的特性，发现是开环特性的增益交点附近的频率的相位滞后，成为引起伺服特性劣化的主要原因。

因此，在本发明的实施方式3的伺服误差信号生成电路16及伺服运算电路17中，在伺服运算电路17中设置高带相位超前滤波器65，由高带相位超前滤波器65对由于相对辅助受光元件E～H的信号的运算延时引起的相位滞后进行补偿。

下面对利用该高带相位超前滤波器65进行的相位补偿予以详细说明。

图7为用来说明利用高带相位超前滤波器进行相位补偿的说明图，图7(a)示出不进行相位补偿时的相位滞后，而图7(b)为示出进行相位补偿时的相位滞后。另外，图中的A表示针对发自主光束受光元件的信号的运算处理的运算延时引起的相位滞后，B表示针对辅助光束受光元件发出的信号的运算处理的运算延时引起的相位滞后，C表示对B的相位滞后进行相位补偿的相位特性，Y表示A和B的相加结果，而D表示利用高带相位超前滤波器进行补偿的相位特性。

如图7(a)所示，在不进行相位补偿时，由于针对从辅助光束受光元件发出的运算处理的运算延时引起的相位滞后(图7(a)的B)，与针对从主光束受光元件发出的信号的运算处理的运算延时引起的相位滞后(图7(a)的A)相比很大，就成为大于等于作为这些的加法结果的输出信号Y的增益交点频率附近的频率的相位滞后(图7(a)的Y)，使伺服特性劣化。

于是，在本发明中，对于由辅助光束伺服运算器64运算的辅助受光元件E～H发出的信号的运算结果，利用高带相位超前滤波器65，对由于延时T2引起的相位滞后进行修正。于是，将从主光束伺服运算器62输出的运算结果和利用高带相位超前滤波器65进行了相位补偿的辅助光束伺服运算器64的运算结果利用加法器66相加并作为伺服运算电路16的运算结果输出。

图7(b)示出这一状态，图7(b)的A、图7(b)的B与图7(a)相同，图7(b)D示出利用高带相位超前滤波器65对图7(b)的B的相位滞后在伺服频带中进行补偿的相位特性。另外，此相位补偿量，设定为等于相对从伺服带内的辅助光束受光元件发出的信号的运算延时引起的相位差和相对从主光束受光元件发出的信号的运算延时引起的相位滞后的差。

其结果，经过相位补偿的信号C的相位特性(图7(b)的C)的伺服带内的相位特性，可以成为与相对从主光束受光元件发出的信号的运算延时引起的相位滞后A的相位滞后大致相等，并且作为这些的相加结果的输出信号Y的相位特性(图7(b)的Y)也大致与相对从主光束受光元件发出的信号的运算延时引起的相位滞后相等。

这样，利用本发明的实施方式3的光盘装置，通过利用高带相位超前滤波器65对相对发自辅助受光元件E～H的信号的运算延时引起的相位滞后进行补偿，可以利用简单的结构，对由于从辅助受光元件E～H发出的信号的处理延时引起的相位滞后的增大进行补偿，可以防止伺服特性的劣化。

另外，在本发明的实施方式3中，是对从主光束伺服运算器62及高带相位超前滤波器65输出的驱动输出利用加法器66相加的示例进行的说明，但本发明只要是把相对从主光束的受光元件发出的信号的运算处理的开始时间一直到相对辅助光束的受光元件发出的信号的运算处理的运算开始为止的延时，可以由高带相位超前滤波器产生的相位补偿进行修正即可，比如，也可以在利用主光束运算器41及辅助光束运算器43生成伺服误差信号之后，由高带相位超前滤波器65对辅助光束运算器43生成的伺服误差信号进行相位补偿，利用加法器45将主光束运算器41及高带相位超前滤波器65输出的伺服误差信号相加，基于该相加值生成驱动并输出。

另外，在本发明的实施方式3中，对伺服误差信号生成电路16以及伺服运算电路17分别具有2个运算器的示例进行了说明，但本发明只要是把相对于相对主光束的受光元件发出的信号的运算处理的开始时间到相对辅助光束的受光元件发出的信号的运算处理的运算开始为止的延时，由高带相位超前滤波器进行相位补偿即可。例如，可以利用1个运算器，以时分方式把从时分AD变换器14顺序输出的AD变换结果进行处理。

另外，在本发明的实施方式1至3的光盘装置中，举例说明的是具有如图3所示的结构的拾取头的装置，但光盘装置具备的拾取头并不限定于此种结构，只要是至少对于受光元件进行主光束和辅助光束照射，输出针对上述主光束的4个信号和针对上述辅助光束的2个或4个信号的装置即可。

(实施方式4)

下面，作为本发明的实施方式4，对在上述实施方式1中利用图2说明的伺服误差信号生成电路16的详细结构及动作予以说明。另外，此处说明的光盘装置的伺服误差信号生成电路16是利用一个运算器以时分方式生成多个伺服误差信号的装置。

图8为示出本发明的实施方式4的伺服误差信号生成电路16的构成的一个例子的框图。

在图8中，伺服误差信号生成电路16，由运算器81和伺服误差信号生成程序82构成。另外，图中的时分AD变换器14，指的是图2的时分AD变换器14。

运算器81，是利用伺服误差信号生成程序82进行伺服误差信号生成运算，以时分方式进行多个伺服误差信号的生成的装置，在对生成的伺服误差信号的每一种，进行符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的条件分支处理，在构筑了适合条件的伺服误差信号生成程序82之后，进行伺服误差信号的生成运算，生成多种伺服误差信号。

伺服误差信号生成程序82是用来生成多个伺服误差信号的程序，是可以通过进行符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的条件分支处理，利用一个程序生成多个伺服误差信号的程序。

下面对利用本发明的实施方式4的伺服误差信号生成电路16的动作予以说明。

从时分AD变换器14输出的发自受光元件A～H的数字化的受光光量的信息，输入到伺服误差信号生成电路16的运算器81。在运算器81中，利用用来生成多个伺服误差信号的伺服误差信号生成程序82进行伺服误差信号生成运算，以分时方式进行符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的多种伺服误差信号的生成。

如上所述，根据利用本发明的实施方式4的伺服误差信号生成电路16，通过以时分方式对光拾取头的受光元件的多个输出信号进行AD变换，由伺服误差信号生成电路16以数字处理方式进行伺服误差信号生成运算，在可以减小电路规模、功耗的同时，可以消除用来生成伺服误差信号的伺服误差信号生成运算的偏差，提高运算精度。

另外，生成伺服误差信号的伺服误差信号生成电路16，通过利用伺服误差信号生成程序82进行伺服误差信号的运算，可以不设置与生成的伺服误差信号量相同量的数字电路，而只以一个运算器生成多种伺服误差信号而得到可以缩小电路规模的效果。

(实施方式5)

下面，作为本发明的实施方式5，对在上述实施方式4中说明的伺服误差信号生成电路16的另一种形态予以说明。另外，此处说明的光盘装置的伺服误差信号生成电路16，在预先备有符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的多个程序这一点上，与利用图8在上述本发明的实施方式4中说明的伺服误差信号生成电路不同。

图9为示出本发明的实施方式5的光盘装置的伺服误差信号生成电路16的构成的一个例子的框图。

在图9中，本发明的实施方式5的伺服误差信号生成电路16由运算器91和伺服误差信号生成程序92a～c构成。另外，图中的时分AD变换器14指的是图2的时分AD变换器14。

运算器91是按照光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式对伺服误差信号生成程序92a～c切换而进行伺服误差信号生成运算，生成符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的条件的多种伺服误差信号。

伺服误差信号生成程序92a～c是用来进行符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成运算的程序。另外，此处为了简化说明，说明的是伺服误差信号生成程序92是由3个程序构成的程序，但对于预先保持的程序数没有特别的限制。

下面对利用本发明的实施方式5的伺服误差信号生成电路16的动作予以说明。

从时分AD变换器14输出的发自受光元件A～H的数字化的受光光量的信息，输入到伺服误差信号生成电路16的运算器91。在运算器91中，从伺服误差信号生成程序92a～c中选择符合处理对象的光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成程序92，利用所选择的该伺服误差信号生成程序92进行伺服误差信号生成运算。另外，在利用一个运算器91生成多种伺服误差信号时，以时分方式进行这一处理。

如上所述，根据利用本发明的实施方式5的伺服误差信号生成电路16，伺服误差信号生成电路16，预先备有多个符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成程序92，在伺服误差信号生成运算时，通过从这些之中选择最佳的伺服误差信号生成程序进行伺服矩阵运算，可以省略伺服矩阵运算中的条件分支处理，即使是使用低速运算器也可以进行伺服误差信号的生成处理。

另外，在本发明的实施方式5中，说明的是伺服误差信号生成电路16具有伺服误差信号生成程序92的场合，但伺服误差信号生成电路16也可以具有在上述实施方式4中说明的伺服误差信号生成程序82和在本实施方式5中说明的伺服误差信号生成程序92，并依照进行生成的伺服误差信号的种类切换使用的程序。

(实施方式6)

下面，作为本发明的实施方式6，对在上述实施方式4中说明的伺服误差信号生成电路16的另一种形态予以说明。另外，此处说明的光盘装置的伺服误差信号生成电路16，在针对伺服误差信号的每一种预先备有符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的多个程序这一点上，与利用图8在上述本发明的实施方式4中说明的伺服误差信号生成电路不同。

图10为示出本发明的实施方式6的光盘装置的伺服误差信号生成电路16的构成的一个例子的框图。

在图10中，本发明的实施方式6的伺服误差信号生成电路16由运算器101、FE信号生成程序102a～c、TE信号生成程序103a～c、AS信号生成程序104a～c构成。另外，图中的时分AD变换器14指的是图2的时分AD变换器14。

运算器101从各个FE信号生成程序102a～c、TE信号生成程序103a～c、AS信号生成程序104a～c之中选择符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成程序102～104，进行伺服误差信号生成运算，生成FE信号、TE信号及AS信号。

FE信号生成程序102a～c，是用来生成符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的FE信号的伺服误差信号生成程序。

TE信号生成程序103a～c，是用来生成符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的TE信号的伺服误差信号生成程序。

AS信号生成程序104a～c，是用来生成符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的AS信号的伺服误差信号生成程序。

另外，此处为了简化说明，说明的是FE信号生成程序102、TE信号生成程序103、AS信号生成程序104各自由3个程序构成的情况，但对于预先保持的程序数没有特别的限制。

下面对利用本发明的实施方式6的伺服误差信号生成电路16的动作予以说明。

从时分AD变换器14输出的发自受光元件A～H的数字化的受光光量的信息，输入到伺服误差信号生成电路16的运算器101。在运算器101中，从各个FE信号生成程序102a～c、TE信号生成程序103a～c、AS信号生成程序104a～c之中选择符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的FE信号生成程序102、TE信号生成程序103及AS信号生成程序104，利用选择的该伺服误差信号生成程序进行伺服误差信号生成运算。另外，所涉及的FE信号、TE信号及AS信号的生成处理以时分方式进行。

这样，伺服误差信号生成电路16针对伺服误差信号的每一种预先备有多个符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成程序，在伺服误差信号生成运算时，通过从这些之中选择最佳的伺服误差信号生成程序进行伺服矩阵运算，可以省略伺服矩阵运算中的条件分支处理，即使是使用低速运算器也可以进行伺服误差信号的生成处理。

下面对利用本发明的实施方式6的伺服误差信号生成电路16的运算器101的运算处理予以详细说明。

在利用本发明的实施方式6的伺服误差信号生成电路16的运算器101的运算处理中，运算器101依照进行生成的伺服误差信号的种类，改变针对上述伺服误差信号的每一种设置的伺服误差信号生成程序102～104的动作频度。

图11为示出本发明的实施方式6的光盘装置的伺服误差信号生成电路16的运算器101进行的伺服误差信号生成运算的一个例子的示图。

如图11所示，在本发明的实施方式6中，运算器101在生成FE信号、TE信号和AS信号的场合，使作为低带的伺服误差信号的AS信号的AS信号生成程序的动作频度成为比作为另外的伺服误差信号的FE信号、TE信号的生成程序动作频度低。

结果，由于可以只使作为低带的伺服误差信号的AS信号的取样周期减小，可以在保持基于伺服误差信号针对生成的驱动系统的驱动信号的精度的同时，减轻运算器101的运算处理负担。

如上所述，根据利用本发明的实施方式6的伺服误差信号生成电路16，伺服误差信号生成电路16，预先备有多个符合光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的用来生成多种伺服误差信号的伺服误差信号生成程序，在伺服误差信号生成运算时，通过在从这些多个伺服误差信号生成程序之中选择最佳的伺服误差信号生成程序的同时，依照伺服误差信号的种类来改变伺服误差信号生成程序的动作频度，可以减轻伺服误差信号生成电路16的运算器101的运算处理负担，即使是使用低速运算器也可以进行伺服误差信号的生成处理。

另外，在本发明的实施方式6中，说明的是伺服误差信号生成电路16具有伺服误差信号生成程序102～104的情况，但伺服误差信号生成电路16也可以具有在上述实施方式4、5中说明的伺服误差信号生成程序82、92中的至少1个和在本实施方式6中说明的伺服误差信号生成程序102～104，并依照进行生成的伺服误差信号的种类切换使用的程序。

(实施方式7)

下面，作为本发明的实施方式7，对在上述实施方式1中利用图2说明的低频带处理电路的另一种形态予以说明。另外，此处说明的光盘装置的低频带处理电路，通过以定时控制电路121来控制利用时分AD变换器14的AD变换完成定时和伺服误差信号生成电路16的AD变换结果取得定时，可以做到使在以一个运算器生成多个伺服误差信号之际的相位滞后减小。

图12为用于说明本发明的实施方式7的低频带处理电路的构成的框图。

在图12中，低频带处理电路的构成包括VGA12a～h、LPF13a～h、时分AD变换器14、低速轨道交叉信号生成电路15、伺服误差信号生成电路16、伺服运算电路17及定时控制电路121。另外，在本发明的实施方式7的低频带处理电路中，对于与利用图2说明的本发明的实施方式1的低频带处理电路相同的构成要素赋予同一符号，并省略其说明。

定时控制电路121是用来控制时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时的装置，按照对应于光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成电路16的运算处理的内容对时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时进行控制。

下面对利用定时控制电路121的动作定时控制举出具体示例予以说明。另外，在以下说明的各具体示例中，设想多种模式对从拾取头输出的信号及生成的伺服误差信号的种类进行说明。

具体例1

首先，作为具体例1，设想从光拾取头的受光元件A～H发出的信号，由时分AD变换器14进行AD变换，将从数字化的受光元件A～H发出的信号作为信道1至8的信号，顺序输出到伺服误差信号生成电路16的场合。于是，此时，伺服误差信号生成电路16在利用信道1至4发出的信号生成一个伺服误差信号之后，利用从信道5、6发出的信号生成一个伺服误差信号。

图13为示出时分AD变换器14和伺服误差信号生成电路16的动作定时的一个例子的时序图。另外，图中的数字表示上述信道编号。

如图13所示，定时控制电路121控制时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时，在发自信道1、2、3、4的伺服误差信号生成运算中，使伺服误差信号生成电路16的信道4的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器14的信道4的AD变换完成定时一致。另外，在发自信道5、6的伺服误差信号生成运算中，使伺服误差信号生成电路16的信道6的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器14的信道6的AD变换完成定时一致。

这样，利用定时控制电路121，通过使为生成伺服误差信号生成电路16的一个的伺服误差信号所必需的全部受光光量的信号的取得完成定时和利用时分AD变换器14的该信号的AD变换的完成定时相一致，可使伺服误差信号生成时的相位滞后变小。

具体例2

其次，作为具体例2，设想从光拾取头的受光元件A～H发出的信号，由时分AD变换器14进行AD变换，将针对主光束的受光元件发出的信号A～D作为信道1至4的信号，将针对辅助光束的受光元件发出的信号E～H作为信道5至8的信号顺序输出到伺服误差信号生成电路16的场合。于是，此时，伺服误差信号生成电路16利用顺序输入的从信道1至6发出的信号，生成伺服误差信号。

图14为示出时分AD变换器14和伺服误差信号生成电路16的动作定时的一个例子的时序图。另外，图中的数字表示上述信道编号。

如图14所示，定时控制电路121控制时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时，在发自信道1、2、3、4、5、6的伺服误差信号生成运算中，使伺服误差信号生成电路16的信道4的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器14的信道4的AD变换完成定时一致。另外，伺服误差信号生成电路16在伺服误差信号生成运算中，使用一个取样前的AD变换结果作为针对辅助光束的受光光量的信息的发自信道5、6的AD变换结果。这是因为取得从时分AD变换器14顺序输出的信道1至6的信号而生成伺服误差信号的场合的针对主光束的信号的相位滞后所引起的在伺服误差信号中产生的相位滞后，与通过使用1个取样周期前的数据作为针对辅助光束的受光光量的信息所产生的伺服误差信号的生成运算误差相比，给予整个装置的控制精度的影响很大之故。

这样，通过伺服误差信号生成电路16使用一个取样周期前的AD变换结果作为表示针对辅助光束的受光光量的信息的信号，在取得针对主光束的信号的AD变换结果之后，在可以立刻进行伺服误差信号的生成运算的同时，利用定时控制电路121，通过使用来生成伺服误差信号所必需的针对主光束的受光光量的信号的取得完成定时和利用时分AD变换器14的该信号的AD变换的完成定时相一致，可使针对主光束的信号的相位滞后减小，使生成的伺服误差信号的相位滞后产生的影响变小。

具体例3

其次，作为具体例3，设想从光拾取头的受光元件A～D发出的信号，由时分AD变换器14进行AD变换，将从数字化的受光元件A～D发出的信号作为信道1至4的信号顺序输出到伺服误差信号生成电路16的场合。于是，此时，伺服误差信号生成电路16，利用信道1至4发出的同样信号，生成两种伺服误差信号。

图15为示出时分AD变换器14和伺服误差信号生成电路16的动作定时的一个例子的时序图。另外，图中的数字表示信道编号。

如图15所示，定时控制电路121控制时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时，在利用发自信道1、2、3、4的信号的最初的伺服误差信号生成运算中，使伺服误差信号生成电路16的信道4的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器14的信道4的AD变换完成定时一致。

另外，伺服误差信号生成电路16在两种伺服误差信号的生成运算之际，从更具有相位滞后影响的伺服误差信号进行伺服误差信号的生成运算，而在生成后面的伺服误差信号之际，使用在优先进行的伺服误差信号的生成运算中使用的从信道1、2、3、4发出的信号的信息。比如，在生成TE信号和FE信号两种信号伺服误差信号的场合，在TE信号一方比FE信号更容易受到相位滞后的影响的场合，在伺服误差信号生成电路16中，在优先生成容易受到相位滞后的影响的TE信号之后，利用从同一时分AD变换器14的输出信号生成FE信号。另外，容易受到相位滞后影响的跟踪误差信号的种类的顺序是依光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式等诸条件而变化，一般可以认为容易受到相位滞后的影响的顺序是TE信号、FE信号、AS信号的顺序。

这样，伺服误差信号生成电路16在生成的多个伺服误差信号之中，在优先生成对相位滞后影响大的伺服误差信号的同时，利用定时控制电路121，通过使为生成最初的伺服误差信号所必需的受光光量的信号的取得完成定时和利用时分AD变换器14的该信号的AD变换的完成定时相一致，可使从受相位滞后的影响大的伺服误差信号利用时分AD变换器14进行AD变换的完成定时起一直到利用伺服误差信号生成电路16的伺服误差信号的生成定时为止的时间变得更小，可以使作为光盘装置的伺服误差信号的相位滞后的影响减小。

具体例4

其次，作为具体例4，设想从光拾取头的受光元件A～D发出的信号，由时分AD变换器14进行AD变换，将从数字化的受光元件A～D发出的信号作为信道1至4的信号，顺序输出到伺服误差信号生成电路16的场合。于是，此时，伺服误差信号生成电路16，利用在一个取样周期内从信道1至4输出的信号，生成两种伺服误差信号。

图16为示出时分AD变换器14和伺服误差信号生成电路16的动作定时的一个例子的时序图。另外，图中的数字表示信道编号。

如图16所示，定时控制电路121控制时分AD变换器14及伺服误差信号生成电路16的动作定时，在对来自信道1、2、3、4的信号在一个取样间反复进行AD变换的同时，在利用发自信道1、2、3、4的信号的两种伺服误差信号生成运算的各个之中，使伺服误差信号生成电路16的信道4的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器14的信道4的AD变换完成定时一致。

这样，在一个取样周期内从同一个信道的AD变换结果生成多个伺服误差信号的场合，由定时控制电路121，在利用时分AD变换器14在一个取样间反复进行AD变换的同时，通过使在伺服误差信号的生成运算中使用的全部受光光量的信号的取得完成定时和利用时分AD变换器14的该信号的AD变换的完成定时相一致，可使伺服误差信号的相位滞后减小。

如上所述，根据利用本发明的实施方式7的光盘装置，通过设置控制时分AD变换器及伺服误差信号生成电路的动作定时的定时控制电路，即使是在利用一个运算电路以时分方式生成多个伺服误差信号的场合，也可以减小伺服误差信号生成时的相位滞后。

(实施方式8)

下面，作为本发明的实施方式8，对在上述实施方式1中说明的低频带处理电路的另一种形态予以说明。另外，此处说明的光盘装置的低频带处理电路，即使是在伺服误差信号生成电路16的运算能力低的情况下，通过控制从时分AD变换器14发出的输出数据的种类及输出定时，也可以做到使在伺服误差信号生成时的相位滞后减小。

图17为示出本发明的实施方式8的光盘装置的低频带处理电路的构成的框图。

在图17中，低频带处理电路的构成包括VGA12、LPF13、时分AD变换器171、低速轨道交叉信号生成电路15、伺服误差信号生成电路16、伺服运算电路17及定时控制电路121。另外，在本发明的实施方式8的低频带处理电路中，对于与利用图2说明的根据本发明的实施方式1的低频带处理电路相同的构成要素赋予同一符号，并在此省略其说明。

时分AD变换器171，以表示来自光拾取头的多个受光元件的受光光量的多个模拟信号作为输入，对进行所输入的模拟信号的AD变换的信道的选择和对信道的切换定时进行任意的控制，对输入的模拟信号以时分方式进行AD变换，并将数字化的受光光量的信息输出到伺服误差信号生成电路16。

定时控制电路121是用来控制时分AD变换器171及伺服误差信号生成电路16的动作定时的装置，按照相应于光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式的伺服误差信号生成电路16的运算处理的内容对时分AD变换器171及伺服误差信号生成电路16的动作定时进行控制。

下面对时分AD变换器171的构成予以更详细的说明。

图18为示出时分AD变换器171的构成的一个例子的框图。

在图18中，时分AD变换器171由选择器控制电路181、输入选择器182、AD变换器183和输出选择器184构成。

选择器控制电路181通过向输入选择器182及输出选择器184输出控制信号，控制进行输入的模拟信号的AD变换的信道的选择和信道的切换定时。

输入选择器182以从光拾取头的受光元件A～H分别输出的模拟信号作为输入，在由选择器控制电路181指示的规定的定时，选择规定的信道的信号输出到AD变换器183。

AD变换器183对从输入选择器182输出的模拟信号进行AD变换而将数字化信号输出到输出选择器184。

输出选择器184利用由选择器控制电路181指示的输入选择器182所选择的信道将从AD变换器183输出的数字化信号进行输出。

下面对利用该时分AD变换器171及定时控制电路121进行的动作定时控制举例说明。

图19为示出时分AD变换器171和伺服误差信号生成电路16的动作定时的一个例子的时序图。另外，图中的数字表示信道编号。

在此图19中，为了使时分AD变换器171、伺服误差信号生成电路16及定时控制电路121的动作说明易于了解，设想从光拾取头的受光元件A～H发出的信号，由时分AD变换器14进行AD变换，从受光元件A～H发出的数字化信号，作为信道1至8的信号顺序输出到伺服误差信号生成电路16的场合。于是，此时，伺服误差信号生成电路16，利用从信道4发出的信号，生成一个伺服误差信号之后，利用从信道5、6发出的信号生成一个伺服误差信号。

在伺服误差信号生成电路16的运算能力低，利用信道1至4的伺服误差信号的生成运算需要时间的场合，由时分AD变换器171以信道1至4相同的定时进行信道5、6的AD变换并输出中，在使用伺服误差信号生成电路16的信道1～4的伺服误差信号的生成运算中，产生时分AD变换器171的信道6的AD变换已经完成的状态。结果，利用定时控制电路121，就不能使信道5、6的伺服误差信号生成运算中的伺服误差信号生成电路16的信道6的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器171的信道6的AD变换完成定时相一致。

于是，利用本发明的实施方式8的时分AD变换器171，如图19所示，基于利用伺服误差信号生成电路16的信道1至4的伺服误差信号生成运算的运算时间，使信道5、6的AD变换的定时延迟，利用定时控制电路121，可以使信道5、6的伺服误差信号生成运算中的伺服误差信号生成电路16的信道6的AD变换结果的取得定时与时分AD变换器171的信道6的AD变换完成定时相一致。另外，此时，将伺服误差信号生成电路16的伺服误差信号生成运算所需要的运算时间由时分AD变换器171预先设定，根据选择器控制电路181的输入选择器182和输出选择器184的控制，可以使信道5、6的AD变换定时延迟。

如上所述，根据利用本发明的实施方式8的光盘装置，在时分AD变换器控制进行AD变换的输出数据的种类及输出定时的同时，通过利用定时控制电路121使为了生成伺服误差信号生成电路16的一个伺服误差信号所需要的全部受光光量的信号的取得完成定时和利用时分AD变换器171的该信号的AD变换的完成定时相一致，即使是在伺服误差信号生成电路16的运算能力低的场合，也可以减小伺服误差信号生成时的相位滞后。

另外，以上说明的是在本发明的实施方式1至8的光盘装置的低频带处理电路中，设置有LPF，在除去高频分量之后生成光盘的记录及再生所必需的各种信号的示例，但也可以在低频带处理电路中不设置LPF，在包含高频带分量的情况下进行处理。

本发明是一种可以从光拾取头的受光元件输出的信号中正确检测再生所必需的各种信号的光盘装置，由于可以同时实现装置小型化、低功耗化、低成本化，所以是有用的。

Claims (25)

1.一种光盘装置，其特征在于包括：

HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；

相位差跟踪误差信号检测电路，基于从上述AD变换器输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；

LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及

伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，

其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器。

2.如权利要求1所述的光盘装置，其特征在于：

上述HPF构成为对于从拾取头的各受光元件输出的信号，级联连接具有不同截止频率的多个HPF，以使截止频率顺序地变大，

利用从上述多个HPF中的各HPF输出的所希望的频带的信号，进行光盘的记录及再生所必需的多个信号的检测。

3.如权利要求1所述的光盘装置，其特征在于：

上述第二AD变换器是顺序地切换来自上述LPF的输出信号，以时分进行多信道的AD变换的时分AD变换器。

4.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于其中：

上述伺服误差信号生成电路还包括：利用用于生成多种伺服误差信号的伺服误差信号生成程序进行伺服误差信号生成运算而生成伺服误差信号的一个运算器，上述运算器以时分方式生成多个伺服误差信号。

5.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于：

上述伺服误差信号生成电路还包括：利用用于生成与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式一致的伺服误差信号的多个伺服误差信号生成程序进行伺服误差信号生成运算而生成伺服误差信号的一个运算器，上述运算器与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式配合对上述伺服误差信号生成程序进行切换而进行伺服误差信号生成运算。

6.如权利要求5所述的光盘装置，其特征在于：

上述伺服误差信号生成程序，对每种伺服误差信号存在多个，

上述运算器，对于每种伺服误差信号，与光拾取头的结构、记录再生介质、记录再生模式配合，分别对上述伺服误差信号生成程序进行切换而进行伺服误差信号生成运算。

7.如权利要求6所述的光盘装置，其特征在于其中：

上述运算器，对每种伺服误差信号改变用于生成所要求的伺服误差信号的上述伺服误差信号生成程序。

8.如权利要求7所述的光盘装置，其特征在于其中：

上述运算器，在生成全加法信号、聚焦误差信号及跟踪误差信号作为伺服误差信号时，使用上述伺服误差信号生成程序使全加法信号的生成频度比聚焦误差信号及跟踪误差信号的生成频度低。

9.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于还包括：

控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，

使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中上述全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

10.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于其中还备有：

控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，

在上述伺服误差信号生成电路使用来自光拾取头的受光元件的针对主光束的受光元件发出的信号和针对辅助光束的受光元件发出的信号来进行伺服误差信号生成运算之际，上述定时控制电路，使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的针对主光束的全部的受光元件发出的信号的取得完成定时和上述时分AD变换器的针对上述主光束的全部的受光元件发出的信号的AD变换结束定时一致的同时，上述伺服误差信号生成电路，使用针对由上述时分AD变换器进行了AD变换的主光束的受光元件发出的信号和比该针对进行了AD变换的主光束的受光元件发出的信号早1个取样周期前针对进行了AD变换的辅助光束的受光元件发出的信号，进行伺服误差信号生成运算。

11.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于还包括：

控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，

在上述伺服误差信号生成电路使用同一信道的AD变换结果重复进行多种伺服误差信号生成运算之际，上述伺服误差信号生成电路，优先进行相位滞后影响更大的伺服误差信号的生成运算，上述定时控制电路，在由上述伺服误差信号生成电路最初进行的伺服误差信号生成运算中，使为生成该伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

12.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于还包括：

控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，

在上述伺服误差信号生成电路使用从上述时分AD变换器输出的同一信道的AD变换结果重复进行多种伺服误差信号生成运算之际，

上述定时控制电路，在上述时分AD变换器中使同一信道在一个取样之间重复进行AD变换的同时，在上述伺服误差信号生成电路的上述多种伺服误差信号的生成运算中，使为生成各伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

13.如权利要求3所述的光盘装置，其特征在于还包括：

控制上述时分AD变换器及上述伺服误差信号生成电路的动作的定时的定时控制电路，

并且，上述定时控制电路，具有任意控制进行AD变换的信道的选择和信道的切换定时的机构，

依照上述伺服误差信号生成电路的伺服误差信号生成运算的运算时间控制上述时分AD变换器的各信道AD变换定时，由上述定时控制电路，使为生成上述伺服误差信号生成电路的一个伺服误差信号所必需的全部的受光元件发出的信号的取得结束的定时和在上述时分AD变换器中上述全部的受光元件发出的信号的AD变换结束的定时一致。

14.权利要求13所述的光盘装置，其特征在于：

上述时分AD变换器的构成包括：

AD变换器；

输入选择器，利用多个输入信道接受来自光拾取头的受光元件的多个输出，输出到上述AD变换器；

输出选择器，从多个输出信道输出从上述AD变换器输出的数字化的信号；以及

选择器控制电路，通过向上述输入选择器及上述输出选择器输入控制信号，控制进行AD变换的信道的选择和信道的切换定时。

15.一种光盘装置，其特征在于包括：

第一HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的直流分量及低频的电平的变动；

第二HPF，分别接受来自上述第一HPF的输出信号，具有比上述第一HPF的截止频率高的截止频率；

AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；

第三HPF，分别接受来自上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；

相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；

LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

时分AD变换器，顺序地切换来自上述LPF的输出信号，利用上述LPF的截止频率的2倍以上的取样频率进行多信道的AD变换；

伺服误差信号生成电路，利用来自上述时分AD变换器的输出，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号；以及

伺服运算电路，基于由上述伺服误差信号生成电路生成的伺服误差信号，进行数字伺服运算，生成针对驱动系统的驱动信号。

16.一种光盘装置，其特征在于包括：

第二HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的小于等于规定的截止频率的频率；

AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；

第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；

相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号；

LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

时分AD变换器，顺序地切换来自上述LPF的输出信号，利用上述LPF的截止频率的2倍以上的取样频率进行多信道的AD变换；

伺服误差信号生成电路，利用来自上述时分AD变换器的输出，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号；以及

伺服运算电路，基于由上述伺服误差信号生成电路生成的伺服误差信号，进行数字伺服运算，生成针对驱动系统的驱动信号。

17.一种光盘装置，其特征在于包括：

第一HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的直流分量及低频的电平的变动；

第二HPF，分别接受来自上述第一HPF的输出信号，具有比上述第一HPF的截止频率高的截止频率；

AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；

第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；以及

相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号。

18.如权利要求15或17所述的光盘装置，其特征在于其中：

上述第一HPF的截止频率，是对从拾取头的各受光元件输出的信号的抖动没有影响的频率。

19.一种光盘装置，其特征在于包括：

第二HPF，针对从拾取头的备受光元件输出的信号分别设置，除去来自上述各受光元件的输出信号的小于等于规定的截止频率的频率；

AD变换器，分别接受来自上述第二HPF的输出信号，对来自上述第二HPF的输出信号分别进行AD变换；

第三HPF，分别接受从上述AD变换器输出的数字信号，具有比上述第二HPF的截止频率高的截止频率；以及

相位差跟踪误差信号检测电路，利用从上述第三HPF输出的数字信号，通过数字处理生成相位差跟踪误差信号。

20.如权利要求15-17、19中的任一项所述的光盘装置，其特征在于：

上述第三HPF具有的截止频率是可以除去电压电平的变动以及除去摆动分量的频率。

21.一种光盘装置，其特征在于包括：

HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；

摆动信号生成电路，利用从上述第一AD变换器输出的数字信号生成摆动信号；

LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及

伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，

其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器。

22.如权利要求21所述的光盘装置，其特征在于：

上述摆动信号生成电路的构成包括：

逻辑运算电路，利用从上述AD变换器输出的数字信号进行运算以计算出推挽跟踪误差信号；以及

数字BPF，从利用上述逻辑运算电路计算出的推挽跟踪误差信号生成摆动信号。

23.如权利要求22所述的光盘装置，其特征在于：

上述HPF的截止频率是小于等于上述数字BPF的通频带的频率。

24.一种光盘装置，其特征在于包括：

HPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第一AD变换器，分别接受来自上述HPF的输出信号，以可对RF信号的频带进行取样的取样频率进行动作；

推挽轨道交叉信号生成电路，利用从上述第一AD变换器输出的数字信号生成推挽轨道交叉信号；

LPF，针对从拾取头的各受光元件输出的信号分别设置；

第二AD变换器，分别接受来自上述LPF的输出信号，顺序地输入这些输出信号进行AD变换；以及

伺服误差信号生成电路，基于从上述第二AD变换器输出的数字信号，利用数字处理进行伺服误差信号生成运算，生成伺服误差信号，

其中，上述第二AD变换器是比上述第一AD变换器低速高位数的AD变换器，

将由上述推挽轨道交叉信号生成电路生成的推挽轨道交叉信号用作光盘高速寻道时的轨道交叉信号。

25.如权利要求24所述的光盘装置，其特征在于：

上述推挽轨道交叉信号生成电路的构成包括：

逻辑运算电路，利用从上述AD变换器输出的数字信号进行运算以计算出推挽跟踪误差信号；以及

二值化电路，将利用上述逻辑运算电路计算出的推挽跟踪误差信号在过零点进行二值化并生成推挽轨道交叉信号。

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