CN100364225C - 无传感器电机驱动装置及其驱动方法 - Google Patents

Abstract

一种无传感器电机驱动装置及其驱动方法，包括一个PWM控制部(1)在一个前置驱动电路(2)和一个输出电路(3)的电流驱动控制下平缓改变相电流(Iu，Iv，Iw)。前置驱动电路(2)在一个PWM禁止周期内按照PWM禁止信号(NPWM)暂停对特定电机线圈(Mu，Mv，Mw)的激励。一个自换向电路(5)在BEMF检测周期内按照BEMF检测信号(DZC)执行过零点检测。一个计数部(7)选择自换向信号(SC)或前置换向信号(FC)当中首先输入的一个作为换向信号(CS)，并且根据其间隔产生PWM禁止信号(NPWM)和BEMF检测信号(DZC)。BEMF检测周期在PWM禁止周期开始之后开始，并在激励相位发生切换时与PWM禁止周期一起结束。

Description

无传感器电机驱动装置及其驱动方法

技术领域

本发明涉及到驱动无传感器电机的装置和方法，具体涉及到一种在强制换向(commutation)控制下控制无传感器电机状态的装置和方法。

背景技术

在无刷电机中，采用电气换向来替代有电刷的机械换向。电气换向对转子位置，也就是转子的旋转角度是有要求的。常规的无刷电机配置有诸如Hall器件等位置传感器，并且被用来检测转子位置。例如可以参见日本专利申请公开2003-174789和2003-244983号公报。

在无传感器电机中，要检测转子旋转过程中在电机线圈中感应的电压。以下将这种电压称为BEMF(反电动势)。利用BEMF检测转子位置是在没有位置传感器的条件下执行的。由于无传感器电机没有位置传感器，它的部件成本很低且接线比较简单。因而，易于小型化，并且因此被广泛地用作FDD，HDD，MD/CD/DVD驱动器等等的主轴电机，以及VTR，摄像机等等的滚筒电机。

图27表示一种常规的无传感器电机驱动装置的框图。例如可以参见Kusaka Satoru，的“Feature Story，Design of Motor Control Circuit toLearn in Experiments，Chapter4，Method for Driving Sensorless DC Motor，”in“Transistor Gijutsu”(在日本出版)，CQ出版，2000年2月发行，Vol.37，No.425，pp.221-228。这种无传感器电机驱动装置可以驱动一个三相无传感器电机M。PWM控制部10基于一个位置信号PS产生PWM控制信号P和PWM屏蔽(mask)信号MPWM。用位置信号PS表示无传感器电机M的转子(未表示)估算位置。PWM控制信号P表示激励无传感器电机M的电机线圈Mu，Mv和Mw的时序。PWM屏蔽信号MPWM从PWM控制信号P的各个上升和下降沿起按预定时间维持有效。

按照一个激励相位切换信号CP，一个前置驱动电路20选择输出电路3的上面三个上面功率晶体管31U，31V和31W之一并且维持其处于导通状态。前置驱动电路20进一步选择下面三个下面功率晶体管32U，32V和32W之一并且按照PWM控制信号P快速切换其导通和截止。这样就能激励三个电机线圈Mu，Mv和Mw中的两个。此处，对应着各自的激励相位共有六种类型的激励图形。受激励的电机线圈产生磁场并随之在转子上产生转矩。

一个BEMF比较部4包括三个比较器4U，4V和4W，并且各自将无传感器电机M的三个驱动端子UO，VO和WO的电压与三个电机线圈Mu，Mv和Mw中心点C的电压(以下将这一电压称为中心抽头电压)相比较。根据BEMF比较部4的三个输出信号BCU，BCV和BCW，一个自换向电路50检测每一个驱动端子UO，VO和WO电压与电机线圈中心抽头电压之间的一致性。此处按照两种类型的屏蔽信号MZC和MPWM来屏蔽BEMF比较部4的输出信号BCU，BCV和BCW。这样就能在各个激励相位中精确检测到未激励电机线圈中的BEMF与以下被称为过零点的电机线圈中心抽头电压之间的一致性。自换向电路50在检测到过零点时产生一自换向信号SC。

强制换向电路60产生一个固定脉冲信号也就是预定时间间隔的强制换向信号FC。计数部70选择自换向信号SC或强制换向信号FC之一，并将其作为换向信号CS传送到激励相位开关电路80。另一方面，计数部70测算换向信号CS的间隔并根据这一间隔产生一个位置信号PS。此处对换向信号CS进行延迟调节，例如是比被选择的自换向信号SC或强制换向信号FS滞后大约30度。每当激励相位开关电路80输入换向信号CS时就产生一个激励相位开关信号CP。激励相位开关电路80还维持位置检测屏蔽信号MZC从输入换向信号CS起的预定时间内有效。

图28是一个波形图，表示无传感器电机M在稳态转子旋转过程中的三相电流Iu，Iv和Iw，以及电机线圈Mu，Mv和Mw各自的三相BEMF Vu，Vv，和Vw；驱动端子UO，VO，和WO各自的三相电压VUO，VVO和VWO；以及位置检测屏蔽信号MZC。在图28中，水平轴线代表相位，它对应着用电角度表示的转子位置。

前置驱动电路20按每个激励相位导通和截止输出电路3的六个功率晶体管。如图28所示，此处随着电机线圈的激励共有六种类型的导通/截止图形I-VI。换言之，激励相位将相电流的一个周期划分成每相60度。在三相电机线圈Mu，Mv和Mw当中的各个激励相位中，一个相位允许源电流也就是从一个驱动端子流向中心点C的电流(图27中箭头所示的方向)流动，另一相位允许下降电流也就是与源电流反方向流动的电流流动，而余下的一个相位保持在非激励状态。在图28中用阴影区表示下降电流。

在常规无传感器电机驱动装置的各个激励相位下，前置驱动电路20可以维持在其中流过源电流的上面功率晶体管31U，31V和31W的导通状态，并对在其中流过下降电流的下面功率晶体管32U，32V和32W的导通和截止执行PWM控制。前置驱动电路20还对涉及激励相位之间切换的功率晶体管的导通和截止执行硬切换，使得相电流Iu，Iv和Iw形成矩形波形。特别是各个电机线圈Mu，Mv和Mw反复交替经历120度的激励周期和60度的非激励周期。还要将相电流Iu，Iv和Iw之间的相位差维持在120度。

转子旋转分别在电机线圈Mu，Mv和Mw中感应出BEMF Vu，Vv和Vw。BEMFVu，Vv和Vw具有近似正弦的波形。无传感器电机中三个驱动端子UO，VO，和WO的电压VUO，VVO和VWO分别等于由输出电路3提供的、与BEMF Vu，Vv和Vw重叠的驱动电压。这样就能消除图28中由PWM控制制成的输出电压VUO，VVO和VWO的轻微波动。在各个激励相位，BEMF Vu，Vv和Vw在非激励线圈，也就是输出电路3没有对其施加驱动电压的那一电机线圈上产生一个过零点。参见图28中所示的白圈ZC。这样，驱动端子UO，VO，和WO的各个电压VUO，VVO和VWO与电机线圈的中心抽头电压一致的那一瞬时就对应着BEMF Vu，Vv和Vw的过零点ZC，参见图28中所示的黑圈ZCO。

BEMF Vu，Vv和Vw的各个电平对应着转子磁极中心与定子磁极中心之间的角度，即，流经电机线圈Mu，Mv和Mw的相电流Iu，Iv和Iw产生的各个磁场的部位是最集中的部位。特别是在过零点上，转子位置与电角度上按60度间隔的六个预定位置任何一个都一致，图28中表示的电角度有0，60，120，180，240和300度。这样就能通过检测驱动端子UO，VO，和WO的各个电压VUO，VVO和VWO的过零点ZCO估算出转子位置。根据估算的转子位置来控制对电机线圈的激励，这样就能将定子磁极中心与转子磁极中心之间的角度维持在一个适当范围之内。转子由此就能有效产生一个转矩，并维持在足够的高电平。在图28中，在检测到过零点之后滞后大约30度改变激励相位，因为换向信号CS比检测到的过零点滞后大约30度。这样就能将转子上产生的转矩维持在最大，因为定子磁极中心与转子磁极中心之间的角度被维持在电角度大致等于90度。这样就能有效维持稳定的转子旋转，并且能承受负载的变化。

驱动端子UO，VO，和WO的各个电压VUO，VVO和VWO的变化实际上包括因功率晶体管导通和截止产生的噪声。噪声主要是因激励相位与PWM控制造成的轻微波动(未表示)之间的切换产生的噪声N(参见图28)。噪声会给BEMF比较部4检测的过零点带来误差。在常规的无传感器电机驱动装置中，位置检测屏蔽信号MZC每当在激励相位之间切换时也就是每当产生换向信号CS时维持有效一预定时间。参见图28，在这一周期中，BEMF比较部4的输出信号BCU，BCV和BCW被屏蔽，这样就能避免因在激励相位之间切换产生的噪声N造成对过零点的错误检测。另外，PWM屏蔽信号MPWM在PWM控制信号P的每一个上升/下降沿处维持有效一预定时间。在这一阶段中，BEMF比较部4的输出信号BCU，BCV和BCW被屏蔽，这样就能避免因PWM控制产生的波动造成对过零点的错误检测。这样就能实现对过零点的精确检测。

如上所述，无传感器电机中转子位置的检测是基于对电机线圈中BEMF过零点的检测。对转子位置的上述检测不能被用于无传感器电机的起动，因为只有在转子转速超过一定范围时才能检测到BEMF。在起动无传感器电机时，常规的无传感器驱动装置是采用来自强制换向电路60的强制换向信号FC而不是来自自换向电路50的自换向信号SC。如图27所示，因此，常规的无传感器驱动装置是按照固定周期来改变对电机线圈的激励，与转子的实际位置无关。基于强制换向信号FC的激励控制(在下文中被称为强制换向控制)，它是从无传感器电机起动开始持续预定时间，或是直至转子旋转速度达到一个固定值的那一时刻为止。然后将强制换向控制变成基于自换向信号SC的激励控制(在下文中被称为自换向控制)。因此，常规的无传感器驱动装置在起动无传感器时不考虑对转子位置的检测。

在一般的无刷电机中，在激励相位之间的切换会周期性改变定子磁极与转子磁极之间的吸引/排斥力，以及定子和转子内部的应力分布。因此，无刷电机都会产生噪声，以下称其为电机回声噪声。特别是在相电流Iu，Iv和Iw(如图28所示)发生急剧变化时，电机回声噪声往往很大。为了抑制电机回声噪声，希望能平缓地改变相电流。

在具有位置传感器的无刷电机中，不同于无传感器电机，转子位置的检测不需要电机线圈的非激励周期。由于容易实现相电流的平缓改变，比较容易抑制电机回声噪声。例如可参见日本专利申请公开2003-174789和2003-244983号公报。特别是在PWM控制下对电机线圈执行激励控制的情况下，位置传感器的检测能够保持高精度，与PWM控制产生的波动无关。

另一方面，在无传感器电机中，如上所述，BEMF过零点的检测需要电机线圈非激励周期。然而，相电流的平缓变化能缩短电机线圈的非激励周期。特别是在激励控制下不能保证电机线圈的非激励周期，类似于带位置传感器的无刷电机的情况。另外，必须可靠地屏蔽PWM控制造成的波动，因为波动会降低过零点检测的精度。然而，相电流的平缓变化需要延长PWM控制周期。这样就会延长上述屏蔽所需的周期，因而会缩短过零点的检测周期。这样，在无传感器电机中对电机回声噪声的抑制就会妨碍过零点的精确检测。

妨碍对过零点的精确检测会妨碍对自换向控制可靠性的改善，特别是会妨碍无传感器电机中所产生转矩的增大。换言之，抑制电机回声噪声与在自换向控制下增大转矩难以兼容。

另外，妨碍对过零点的精确检测会造成无传感器电机难以迅速可靠地起动。强制换向控制是改变对电机线圈的激励，不考虑实际转子位置。这样，定子磁极中心与转子磁极中心之间的角度会落在最佳范围之外，难以增大所产生的转矩。结果，在强制换向控制下起动无传感器电机会难以增大起动转矩，因而难以缩短起动时间。这种起动控制还易受负载变化的影响。例如是在将无传感器电机用作CD/DVD组合驱动的主轴电机的情况下，转动惯量会在CD和DVD之间变化。另外，在将无传感器电机用作HDD主轴电机的情况下，磁盘数量随容量而改变，磁盘半径也会随尺寸而改变。面对这种变化的负载，在强制换向控制下难以实现无传感器电机的稳定起动。在无传感器电机的起动过程中，要解决这些难题就需要尽可能迅速可靠地从强制换向控制切换到自换向控制。

然而，常规的无传感器电机驱动装置在起动无传感器电机时要从开始持续预定时间的强制换向控制，或是直至转子转速达到一个稳定值为止。换言之，在达到被认为有可能精确地检测过零点的那一状态之前不能从强制换向控制改为自换向控制。要缩短上述预定时间是困难的，因为在无法精确检测过零点时会影响起动的可靠性。另一方面，强制换向控制难以缩短从无传感器电机起动直到转子转速达到稳定值所需的时间。因此，常规无传感器电机驱动装置在起动无传感器电机时难以迅速可靠地从强制换向控制切换到自换向控制。因而就难以迅速可靠地起动无传感器电机。

发明内容

本发明的目的是提供一种无传感器电机驱动装置及其驱动方法，能够高精度检测BEMF的过零点并抑制电机回声噪声，从而实现无传感器电机的迅速可靠起动。

按照本发明第一方面的一种无传感器电机驱动装置包括：

一输出电路，激励一无传感器电机的一电机线圈；

一PWM控制部，根据反映无传感器电机的估算转子位置的一个位置信号产生一个反映电机线圈激励时序的PWM控制信号；

一激励相位切换电路，与换向信号同步地在激励相位之间切换；

一前置驱动电路，选择对应着激励相位的电机线圈，通过输出电路按照PWM控制信号改变对选定电机线圈的激励，并且在PWM禁止周期内禁止输出电路对特定电机线圈的激励；

一BEMF比较部，检测电机线圈中感应的BEMF，将该BEMF与电机线圈的中心抽头电压相比较；

一自换向电路，检测BEMF与中心抽头电压之间的一致性，即在BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；以及

一计数部，根据自换向信号产生换向信号，测算换向信号的间隔，根据该间隔产生位置信号，根据位置信号建立PWM禁止周期和BEMF检测周期，特别是开始PWM禁止周期早于BEMF检测周期的起点，并且与换向信号同步地结束PWM禁止周期和BEMF检测周期。

这种无传感器电机驱动装置首先建立PWM禁止周期并在该周期内禁止激励特定的电机线圈。这样就能确保电机线圈的非激励周期。其次，BEMF检测周期的起点在时间上滞后于PWM禁止周期的起点。这样，在电机线圈的BEMF检测周期的起点上，激励一个电机线圈的PWM控制已经停止了。如此就有可能精确地检测过零点。进而，PWM禁止周期和BEMF检测周期都是与换向信号同步结束的，换言之，在检测过零点的同时在激励相位之间切换。这样，在检测到过零点时就能激励电机线圈并迅速恢复对其的PWM控制。例如是在为了平缓改变相电流对电机线圈执行激励控制的情况下，相电流可以在检测到过零点时开始。在转子位于适合产生转矩的范围内的时间周期中，相电流足够大，所产生的转矩足够高。这样，本发明第一方面的无传感器电机驱动装置就能通过平缓改变相电流来抑制电机回声噪声，并且能充分提高所产生的转矩。

在按照本发明第一方面的无传感器电机驱动装置中，PWM控制部最好是包括：

一指令电路，根据原始指令和位置信号设置预期电流；

一电流比较部，检测电机线圈的电流，并将检测的电流与预期电流相比较；；以及

一PWM控制电路，参照检测的电流与预期电流之间的差产生PWM控制信号。

换言之，PWM控制部执行相电流的反馈控制。指令电路最好是逐步增大和减小预期电流。这样，由于相电流按平缓波形的形状来控制，所以，电机回声噪声得以抑制。在按照本发明第一方面的无传感器电机驱动装置中，计数部最好是在下面两个时刻之一当中首先到来的时刻开始BEMF检测周期：从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻和估算转子位置从PWM禁止周期的起点的值改变了一固定量的时刻。这样，在转子低速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻开始。另一方面，在转子高速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在估算转子位置从PWM禁止周期开始时的值改变了一固定量的时刻开始。这样就能保证检测周期足够长，而与转子的实际转速无关，如此才有可能对过零点进行精确检测。

按照本发明第二方面的一种无传感器电机驱动装置，包括：

一输出电路，激励一无传感器电机的一电机线圈；

一PWM控制部，根据反映无传感器电机的估算转子位置的一位置信号产生一反映电机线圈激励时序的PWM控制信号；

一激励相位切换电路，与换向信号同步地在激励相位之间切换；

一前置驱动电路，选择对应着激励相位的电机线圈，并通过输出电路按照PWM控制信号改变对选定电机线圈的激励；

一BEMF比较部，检测电机线圈中感应的BEMF，并将该BEMF与电机线圈的中心抽头电压相比较；

一自换向电路，检测BEMF与中心抽头电压之间的一致性，也就是在BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；

一强制换向电路，按照预定周期产生强制换向信号；

一选择电路，在BEMF检测周期中选择首先到来的自换向信号和强制换向信号之一作为换向信号；以及

一计数部，测算换向信号的间隔，根据该间隔产生位置信号，根据位置信号建立BEMF检测周期，特别是与换向信号同步地结束BEMF检测周期。

这种无传感器电机驱动装置能在强制换向控制过程中确保BEMF检测周期，与强制换向控制并行执行过零点检测的操作。换向信号是自换向信号和强制换向信号当中首先产生的那一个，并且BEMF检测周期因换向信号的产生而结束。在产生自换向信号时或是在检测到过零点时能确保选择自换向信号作为换向信号，因为仅有在BEMF检测周期中才会产生自换向信号。这样就能按过零点检测将强制换向信号迅速改成自换向信号。特别是在无传感器电机在强制换向控制下起动时，强制换向控制被迅速可靠地切换成自换向控制。这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置中，PWM控制部最好是包括：

一指令电路，根据原始指令和位置信号设置预期电流；

一电流比较部检测电机线圈的电流，并将检测的电流与预期电流相比较；；以及

一PWM控制电路，参照检测的电流与预期电流之间的差产生PWM控制信号。

换言之，PWM控制部对相电流执行反馈控制。指令电路最好是逐步增大和减小预期电流。这样，由于相电流按平缓波形的形状来控制，所以，电机回声噪声得以抑制。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置中，计算电路根据位置信号建立PWM禁止周期，特别是PWM禁止周期的起点比BEMF检测周期要早，并与换向信号同步地结束PWM禁止周期。

前置驱动电路在PWM禁止周期中用输出电路禁止激励特定的电机线圈。

这种无传感器电机驱动电路首先建立PWM禁止周期，并在此周期内禁止激励特定的电机线圈。这样就能保证电机线圈的非激励周期。其次，BEMF检测周期起点在时间上滞后于PWM禁止周期的起点。这样，在电机线圈的BEMF检测周期的起点上，激励一个电机线圈的PWM控制已经停止了。如此就有可能精确地检测过零点。进而，PWM禁止周期和BEMF检测周期都是与换向信号同步结束的，换言之，在检测过零点的同时在激励相位之间切换。这样，在检测到过零点时就能激励电机线圈并迅速恢复对其的PWM控制。例如，在为了平缓改变相电流对电机线圈执行激励控制的情况下，允许相电流在检测到过零点时开始增加。从而，在转子位于适合产生转矩的范围内的时间周期中，相电流足够大，所产生的转矩足够高。这样，本发明第二方面的无传感器电机驱动装置就能通过平缓改变相电流来抑制电机回声噪声，并且能充分提高所产生的转矩。特别是在无传感器电机起动时，能够充分提高起动转矩，这样便于缩短起动时间，并且这种起动控制能够承受负载的变化。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置中，计算电路最好是下面两个时刻之一当中首先到来的时刻开始BEMF检测周期：从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻和估算转子位置从PWM禁止周期的起点的值改变了一固定量的时刻。这样，在转子低速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻开始。另一方面，在转子高速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在估算转子位置从PWM禁止周期开始时的值改变了一固定量的时刻开始。这样就能保证检测周期足够长，而与转子的实际转速无关，如此才有可能对过零点进行精确检测。特别是在起动无传感器电机时能够迅速可靠地执行从强制换向控制到自换向控制的切换，这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置中，强制换向电路最好是稳定产生强制换向信号。若是外界的突发振动/冲击(abruptvibration/shock)妨碍了转子稳定旋转，并由此产生自换向信号的突然中断，就迅速选择强制换向信号作为换向信号。换言之，自换向控制被迅速换成强制换向控制。这样就能平稳地重新起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置中，当在前一BEMF检测周期中自换向信号输入早于强制换向信号输入，强制换向电路就在BEMF检测周期中延长强制换向信号的周期。一旦检测到过零点并且产生了自换向信号，在下一BEMF检测周期中就很可能检测到过零点并且很可能会产生自换向信号。因此，对强制换向信号周期的上述延长就更增加在下一BEMF检测周期中检测到过零点的可能性。这样，一旦检测到过零点，强制换向控制就能迅速可靠地改成自换向控制。这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动电路中，若是在前一BEMF检测周期中连续预定次数重复自换向信号输入早于强制换向信号输入，强制换向电路就在BEMF检测周期中延长强制换向周期。上述预定次数的激励相位最好能等于一个周期的360度电角度。若是继续选择如上所述的强制换向信号，强制换向信号就不能与转子旋转同步。特别是在无传感器电机起动时，强制换向信号的周期很可能比转子的实际旋转周期短得多。例如是在重负载条件下很容易发生这种现象。因此，如上所述延长强制换向信号的周期可以接近转子的实际旋转周期。这样就能增大检测到过零点的可能性。由此就能实现从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换，从而就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动电路中，强制换向电路最好能产生至少两种类型的各种周期的脉冲信号，并且选择其中一种脉冲信号作为强制换向信号。脉冲信号还应该包括具有固定周期的第一信号和具有第一信号二倍周期的第二信号。例如是在根据第一信号按强制换向控制起动无传感器电机的情况下，如果难以产生自换向信号，第一信号就不会与转子旋转同步。特别是第一信号的周期很可能比转子旋转的实际周期短得多。例如是在重负载条件下很容易发生这种现象。此时就将第一信号换成第二信号。第二信号的周期很可能接近转子旋转的实际周期，这样就能增大检测到过零点的可能性。由此就能实现从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换，从而就能迅速可靠地起动无传感器电机。

按照本发明第一方面的一种无传感器电机驱动方法，包括以下步骤：

根据反映无传感器电机估算转子位置的一位置信号产生一反映无传感器电机的电机线圈激励时序的PWM控制信号；

选择对应着激励相位的电机线圈，并按照PWM控制信号激励选定的电机线圈；

根据位置信号起动一PWM禁止周期；

在PWM禁止周期内禁止激励特定的电机线圈；

检测电机线圈中感应的BEMF，并将该BEMF与电机线圈的中心抽头电压相比较；

在起动PWM禁止周期后起动BEMF检测周期；

检测BEMF与中心抽头电压之间的一致性，即BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一个自换向信号；

根据自换向信号产生一个换向信号；

与换向信号同步地结束PWM禁止周期和BEMF检测周期；

与换向信号同步地在激励相位之间进行切换；

测算换向信号的间隔；并且

根据该间隔产生位置信号。

这种无传感器电机驱动方法首先建立PWM禁止周期，并在此周期内禁止激励特定的电机线圈，这样就能保证电机线圈的非激励周期。其次，BEMF检测周期的起点在时间上滞后于PWM禁止周期的起点。这样，在电机线圈的BEMF检测周期的起点上，激励一个电机线圈的PWM控制已经停止了。如此就有可能精确地检测过零点。进而，PWM禁止周期和BEMF检测周期都是与换向信号同步结束的，换言之，在检测过零点的同时在激励相位之间切换。这样，在检测到过零点时就能激励电机线圈并迅速恢复对其的PWM控制。例如是在为了平缓改变相电流对电机线圈执行激励控制的情况下，允许相电流在检测到过零点时开始增大。在转子位于适合产生转矩的范围内的时间周期中，相电流足够大，所产生的转矩足够高。这样，根据本发明第一方面的无传感器电机驱动方法就能通过平缓改变相电流来抑制电机回声噪声，并且能充分提高所产生的转矩。

在按照本发明第一方面的无传感器电机驱动方法中，产生PWM控制信号的步骤最好是包括以下子步骤：

根据原始指令和位置信号设置预期电流；

检测电机线圈的电流，并将检测电流与预期电流相比较；并且

参照检测电流与预期电流之间的差产生PWM控制信号。

换言之，PWM控制对应着相电流的反馈控制。在设置预期信号的各个子步骤中最好是逐步增大和减小预期电流。这样，由于控制相电流成平缓波形，所以，电机回声噪声就能得以抑制。

按照本发明第一方面的无传感器电机驱动方法最好是包括以下步骤，测算从PWM禁止周期开始经过的时间及估算转子位置的变化量。接下来的步骤是在从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻和估算转子位置从PWM禁止周期起点上的值改变了一固定量的时刻当中首先到来的那一时刻开始BEMF检测周期。这样，在转子低速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在从PWM预期周期的起点经过一固定时间的时刻开始。另一方面，在转子高速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在估算转子位置从PWM禁止周期开始时的值改变了一固定量的时刻开始。这样就能保证BEMF检测周期足够长，而与转子的实际转速无关，如此才有可能对过零点进行精确检测。

按照本发明第二方面的一种无传感器电机驱动方法，包括以下步骤：

根据反映无传感器电机的估算转子位置的一个位置信号产生一个反映电机线圈激励时序的PWM控制信号；

选择对应着激励相位的电机线圈，并按照PWM控制信号激励选定的电机线圈；

检测电机线圈中感应的BEMF，并将该BEMF与电机线圈的中心抽头电压相比较；

根据位置信号开始一BEMF检测周期；

检测BEMF与中心抽头电压之间的一致性，也就是BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；

按照预定周期产生强制换向信号；

在BEMF检测周期中选择首先到来的自换向信号和强制换向信号之一作为换向信号；

与换向信号同步地结束BEMF检测周期；

与换向信号同步地改变激励相位；

测算换向信号的间隔；并且

根据换向信号的间隔产生位置信号。

这种无传感器电机驱动方法能在强制换向控制过程中确保BEMF检测周期，与强制换向控制并行执行过零点检测的操作。换向信号是自换向信号和强制换向信号当中首先产生的那一个，并且BEMF检测周期因换向信号的产生而结束。在产生自换向信号时或是在检测到过零点时能确保选择自换向信号作为换向信号，因为仅有在BEMF检测周期中才会产生自换向信号。这样就能利用过零点检测将强制换向信号迅速换成自换向信号。特别是在无传感器电机在强制换向控制下起动时，强制换向控制被迅速可靠地切换成自换向控制。这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法中，产生PWM控制信号的步骤包括以下子步骤：

根据原始指令和位置信号设置预期电流；

检测电机线圈的电流，并将检测的电流与预期电流相比较；以及

参照检测的电流与预期电流之间的差产生PWM控制信号。

换言之，PWM控制相当于对相电流执行反馈控制。最好是在设置所述预期电流的每一子步骤中逐步增大和减小预期电流。这样，因为将相电流控制成平缓的波形，所以电机回声噪声就能得以抑制。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法，还应该包括以下步骤：

根据位置信号在BEMF检测周期之前开始PWM禁止周期；

在PWM禁止周期内禁止激励特定的电机线圈；并且

与换向信号同步地结束PWM禁止周期。

这种无传感器电机驱动方法首先建立PWM禁止周期，并在此周期内禁止激励特定的电机线圈，这样就能保证电机线圈的非激励周期。再有，BEMF检测周期起点在时间上滞后于PWM禁止周期的起点。这样，在电机线圈的BEMF检测周期的起点上，激励一个电机线圈的PWM控制已经停止了。如此就有可能精确地检测过零点。进而，PWM禁止周期和BEMF检测周期都是与换向信号同步结束的，换言之，在检测过零点的同时在激励相位之间切换。这样，在检测过零点时就能激励电机线圈并迅速恢复对其的PWM控制。例如是在为了平缓改变相电流对电机线圈执行激励控制的情况下，允许相电流在检测过零点时开始增大。在转子位于产生转矩的适当范围内的时间周期中，相电流足够大，所产生的转矩足够高。这样，本发明第二方面的无传感器电机驱动方法就能通过平缓改变相电流来抑制电机回声噪声，并且能充分提高所产生的转矩。特别是在起动无传感器电机时能够充分提高起动转矩，这样便于缩短起动时间，并且这种起动控制能够承受负载的变化。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法，还包括一个步骤，测算从PWM禁止周期开始经过的时间及估算转子位置的变化量。然后执行的一个步骤是，在从PWM禁止周期的起点经过一定时间的时刻和估算转子位置从PWM禁止周期起点上的值改变了一定量的时刻当中首先到来的那一时刻开始BEMF检测周期。这样，在转子低速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在从PWM禁止周期的起点经过一定时间的时刻开始。另一方面，在转子高速旋转的情况下，BEMF检测周期就是在估算转子位置从PWM禁止周期开始时的值改变了一定量的时刻开始。这样就能保证检测周期足够长，而与转子的实际转速无关，如此才有可能对过零点进行精确检测。特别是在起动无传感器电机时能够迅速可靠地执行从强制换向控制到自换向控制的切换，这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法，最好是持续执行产生强制换向信号，若是外界的突发振动/冲击妨碍了转子稳定旋转，并由此产生自换向信号的突然中断，就迅速选择强制换向信号作为换向信号。换言之，自换向控制被迅速换成强制换向控制。这样就能平稳地重新起动无传感器电机。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法，还包括以下步骤，若是在前一BEMF检测周期中自换向信号输入早于比强制换向信号输入，就在BEMF检测周期中延长强制换向信号周期。一旦检测过零点并且产生了自换向信号，在下一BEMF检测周期中就很可能检测到过零点并且很可能会产生自换向信号。因此，对强制换向信号周期的上述延长就更提高了在下一BEMF检测周期中检测到过零点的可能性。这样，一旦检测到过零点，强制换向控制就能迅速可靠地改成自换向控制。这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动方法，还包括以下步骤，若是在前一BEMF检测周期中连续预定次数反复输入自换向信号早于强制换向信号输入，就在BEMF检测周期中延长强制换向周期。上述预定次数的激励相位最好能等于一个周期的360度电角度。若是继续选择如上所述的强制换向信号，强制换向信号就不能与转子旋转同步。特别是在无传感器电机起动时，强制换向信号的周期很可能比转子的实际旋转周期短得多。例如是在重负载条件下很容易发生这种现象。因此，如上所述延长强制换向信号的周期可以接近转子的实际旋转周期。这样就能增大检测到过零点的可能性。由此就能实现从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换。这样就能迅速可靠地起动无传感器电机。

在按照本发明第二方面的无传感器电机驱动电路中，产生强制换向信号的步骤包括以下子步骤，按照各种周期产生至少两种类型的脉冲信号，并且选择一种脉冲信号作为强制换向信号。脉冲信号还应该包括具有固定周期的第一信号和具有第一信号两倍周期的第二信号。例如是在根据第一信号按强制换向控制起动无传感器电机的情况下，如果难以产生自换向信号，第一信号就不会与转子旋转同步。特别是第一信号的周期很可能比转子旋转的实际周期短得多。例如是在重负载条件下很容易发生这种现象。此时就将第一信号换成第二信号。第二信号的周期很可能接近转子旋转的实际周期，这样就能增大检测到过零点的可能性。由此就能实现从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换，从而迅速可靠地起动无传感器电机。

按照本发明第一方面的无传感器电机驱动装置和方法使PWM禁止周期的起点比BEMF检测周期的起点提前。另外，在检测过零点时使得PWM禁止周期和BEMF检测周期在激励相位之间发生切换时结束。这样就能精确检测到过零点，因为利用相电流的平缓变化抑制电机的回声噪声能够确保电机线圈的非激励周期。还能充分提高所产生的转矩，因为相电流在检测过零点时会迅速增大。这样无传感器电机的驱动控制就能承受负载的变化。因此，按照本发明第一方面的无传感器电机驱动装置和方法对驱动无传感器电机具有优越性，这种电机例如可以用作CD/DVD组合驱动的主轴电机，以及各种容量/尺寸的硬盘驱动器(HDD)中通用的主轴电机。

按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置和方法能在强制换向控制中保证BEMF检测周期，并且与过零点检测并行工作。另外，通过选择自换向信号和强制换向信号当中首先产生的那一个作为换向信号，能够在检测到过零点时迅速可靠地从强制换向控制切换到自换向控制。因此，特别是在强制换向控制下起动无传感器电机的情况下能够迅速可靠地起动无传感器电机。因此，按照本发明第二方面的无传感器电机驱动装置和方法对驱动无传感器电机具有优越性，这种电机例如可以用作CD/DVD组合驱动的主轴电机，能够改善再生产质量。另外，在用于驱动作为HDD的主轴电机的无传感器电机时有助于提高工作转速。

尽管在权利要求书中具体限定了本发明的新颖性特征，根据以下结合附图的详细说明能够更好地理解本发明的结构和内容及其连带的其他目的和优点。

附图说明

图1是按照本发明实施例1的一种无传感器电机驱动装置的方框图；

图2表示本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中一个转矩指令电路12的内部结构的方框图；

图3表示用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的位置信号PS，原始转矩指令TQ，增加转矩指令TQ1，和减少转矩指令TQ2的波形图；

图4表示用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中各个激励相I-VI的相电流Iu，Iv和Iw的各种状态的图表；

图5表示有关本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的相电流Iu，Iv和Iw以及BEMF Vu，Vv和Vw的波形图；

图6是图5中所示激励相位I-IV中的相电流Iu，Iv和Iw以及BEMF Vu，Vv和Vw的放大波形图，以及用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的PWM禁止信号NPWM和BEMF检测信号DZC的波形图；

图7表示用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的过零点边沿检测的情况的波形图，也就是BEMF检测周期中在W相中出现过零点的情况的波形图；

图8表示用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的过零点状态检测情况的波形图，也就是BEMF检测周期之前在W相中出现过零点的情况的波形图；

图9表示本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中一个强制换向电路6的内部结构的方框图；

图10表示用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的强制换向信号FC，时钟信号CLK脉冲的计数CNI，以及自换向信号SC的时序图；

图11表示为本发明实施例1的无传感器电机驱动装置产生强制换向信号FC的强制换向信号发生电路62的操作的一个流程图的前半部分；

图12表示为本发明实施例1的无传感器电机驱动装置产生强制换向信号FC的强制换向信号发生电路62的操作的一个流程图的后半部分，；

图13表示本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中一个计数电路72的内部结构的方框图；

图14是用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的一个计数电路72的换向信号CS，内部信号CN2，RTC，和DV，以及计数电路72发出的三个信号PS，NPWM和DZC的时序图；

图15是无传感器电机M在稳态转子旋转过程中同一个电机线圈中相电流和BEMF的波形图，可用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置；

图16表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图，可用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置，具体表示的情况是自换向信号SC的脉冲间隔T2比强制换向信号FC的原始脉冲间隔T要短，也就是T2＜T；；

图17表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图，可用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置，具体表示的情况是自换向信号SC的脉冲间隔T2比强制换向信号FC的原始脉冲间隔T要长，而比强制换向信号FC的延长脉冲间隔6T要短，也就是T＜T2＜6T；

图18表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图，可用于本发明实施例1的无传感器电机驱动装置，具体表示的情况是产生的自换向信号SC从时间TC一直持续到强制换向信号FC的延长周期6T的时刻；

图19表示本发明实施例2的无传感器电机驱动装置中一个计数电路72的内部结构的方框图；

图20表示用于本发明实施例2的无传感器电机驱动装置的换向信号CS，四位并行信号DV，位置信号PS，PWM禁止信号NPWM，触发器TR，和BEMF检测信号DZC的时序图；

图21表示本发明实施例3的无传感器电机驱动装置中一个强制换向电路6的内部结构的方框图；

图22表示由强制换向信号发生电路62A产生的两个信号PA和PB，时钟信号CLK的脉冲的第一计数CN1A和第二计数CN1B，强制换向信号FC，和自换向信号SC，可用于本发明实施例3的无传感器电机驱动装置的时序图；

图23是用来表示强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63的操作的一个流程图的第一部分，用来为本发明实施例3的无传感器电机驱动装置产生强制换向信号FC；

图24是用来表示强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63的操作的流程图的第二部分，用来为本发明实施例3的无传感器电机驱动装置产生强制换向信号FC；

图25是用来表示强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63的操作的流程图的第三部分，用来为本发明实施例3的无传感器电机驱动装置产生强制换向信号FC；

图26表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图，可用于本发明实施例3的无传感器电机驱动装置；

图27表示常规的无传感器电机驱动装置的方框图；

图28表示常规无传感器电机M在稳态转子旋转过程中的BEMF Vu，Vv和Vw，三个电机线圈Mu，Mv和Mw各自的相电流Iu，Iv和Iw，位置检测屏蔽信号MZC，以及三个驱动端子UO，VO，和WO各自的电压VUO，VVO和VWO的波形图。

应该认识到有些或是所有附图是用于说明的示意图，并不需要按照图中所示元件的实际相对尺寸或位置来表示。

具体实施方式

以下要参照附图解释本发明的最佳实施例。

实施例1

图1表示按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的方框图。这种无传感器电机驱动装置可以被用于驱动三相(U，V和W相)的无传感器电机M。无传感器电机M例如是包括三个Y-连接的电机线圈Mu，Mv和Mw，三个驱动端子UO，VO和WO，以及电机线圈的一个中心抽头C。按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置包括PWM控制部1，前置驱动电路2，输出电路3，BEMF比较部4，自换向电路5，强制换向电路6，计数部7，和一个激励相位切换电路8。

输出电路3将三组串联连接的两个功率晶体管并联连接在保持固定高电压的电源端子33和接地端子之间。六个功率晶体管最好是MOSFET，或者是IGBT或双极晶体管。功率晶体管各自连接一个续流二极管(freewheel diode)。续流二极管最好是相应功率晶体管的体二极管(body diode)，或是独立于功率晶体管的一个二极管。上面功率晶体管31U，31V和31W与下面功率晶体管32U，32V和32W之间的节点分别被连接到无传感器电机M的三个驱动端子UO，VO和WO。还有，在下面功率晶体管32U，32V和32W与接地端子之间连接一个电流检测电阻R。

PWM控制部1包括振荡电路11，转矩指令电路12，电流比较部13，和一个PWM控制电路14。振荡电路11产生两组脉冲信号SP1和SP2。两组脉冲信号SP1和SP2应该具有相同的频率，它是PWM控制的专用频率。还有，两个信号之间的相位差被维持在一定值，最好是180度。

转矩指令电路12可以从一个外部微处理器接收原始转矩指令TQ。原始转矩指令TQ最好是模拟信号，并且其电平反映无传感器电机M需要产生的转矩的预期值，也就是从输出电路3到无传感器电机M的输出电流I的预期值。转矩指令电路12还要如下所述根据原始转矩指令TQ产生一个增加转矩指令TQ1和一个减少转矩指令TQ2。增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2最好是和原始转矩指令TQ一样的模拟信号，并且其电平反映三相电流Iu，Iv和Iw中同方向流动的两相电流的预期值。原始转矩指令TQ的电平反映剩余一相电流的预期值。前置驱动电路2在每一激励相位中确定原始转矩指令TQ，增加转矩指令TQ1，减少转矩指令TQ2，及三相电流Iu，Iv和Iw的预期值之间的实际对应关系。细节如下所述。

图2表示转矩指令电路12的内部结构的方框图。转矩指令电路12包括转矩图电路121和转矩合成电路122。

转矩图电路121存储一个预定的数据图。数据图反映增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平变化图形。最好是分别用对原始转矩指令TQ电平的增、减比例序列来代表增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的图形。此时，增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平之和等于原始转矩指令TQ的电平。转矩图电路121还要接收原始转矩指令TQ并根据用数据图代表的图形和原始转矩指令TQ的电平来确定增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平。转矩图电路121可以将原始转矩指令TQ的电平与从数据图中读取的两串比率相乘，并且将产生的成串乘积值分别设置为增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2电平串。

转矩合成电路122实际产生增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2。特别是，转矩合成电路122按照转矩图电路121确定的图形使指令的电平变化与位置信号PS同步。

图3表示位置信号PS，原始转矩指令TQ，增加转矩指令TQ1，和减少转矩指令TQ2的波形图。位置信号PS最好是16线并行信号。信号线的数量也可以是其它数量，例如是8或32。位置信号PS包括16个矩形脉冲。在图3中，脉冲按0，1，2，...，到15编号。脉冲的脉冲间隔和脉冲宽度分别等于60°和60°/16＝3.75°电角度。还有，脉冲的相位按照编号0-15的顺序各自滞后3.75°电角度。顶上的1号脉冲与激励相位之间的切换同步，细节如下所述。因此，编号0-15的脉冲串将一个激励相位的周期划分成各占3.75°电角度的16段。换言之，编号0-15的脉冲代表无传感器电机M按3.75°电角度为一级的估算转子位置。

在转矩图电路121的数据图上，最好将增加转矩指令TQ1表示成1/11，2/11，3/11，...，到10/11的一10个递增比率的序列串，而将减少转矩指令TQ2表示成10/11，9/11，8/11，...，到1/11的一10个递减比率序列串。转矩图电路121将一增加转矩指令TQ1序列串的电平设置在原始转矩指令TQ的电平的1/11，2/11，...，到10/11倍，并将一减少转矩指令TQ2序列串的电平设置在原始转矩指令TQ的电平的10/11，9/11，...，到1/11倍。

转矩合成电路122首先使增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的10个电平分别对应着位置信号PS中编号0-9的脉冲。然后，转矩合成电路122从原始转矩指令TQ分出每片3.75°电角度的原始转矩指令TQ，其脉冲宽度与位置信号PS相等，并且与位置信号PS中编号0-9的脉冲上升沿同步。还有，转矩合成电路122将从原始转矩指令TQ上分出的各片的电平变换成分别对应着0-9号脉冲的电平，并且将各片依次传送到电流比较部13(参见图1)作为增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2。这样，在激励相位之间切换的3.75°电角度的周期TP当中，如图3中实线所示的增加转矩指令TQ1的电平按照图3中交替的长、短虚线按原始转矩指令TQ的1/11倍步幅从原始转矩指令TQ的1/11倍上升到11/11＝1倍。另一方面，在同一周期TP中，如图3中虚线所示的减少转矩指令TQ2的电平按原始转矩指令TQ的1/11倍步幅从原始转矩指令TQ的10/11倍下降到0。在上述周期TP之外，增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平分别维持在原始转矩指令TQ和0的电平。

在增加转矩指令TQ1上升而减少转矩指令TQ2下降的时间段TP中，增加转矩指令TQ1的电平增量和减少转矩指令TQ2的电平减量可以设置为其他值。特别是可以按时间段TP改变增量和减量，改变存储在转矩图电路121中的数据图就能实现这种改变。还有，增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平还可以连续改变。然而，在上述任何情况下，增加转矩指令TQ1和减少转矩指令TQ2的电平之和都应该维持在等于原始转矩指令TQ的电平。

电流比较部13包括三个比较器131，132和133。三个比较器131，132和133分别将增加转矩指令TQ1，减少转矩指令TQ2和原始转矩指令TQ与电流检测电阻R上的电压降值相比较。电流检测电阻R允许输出电路3的输出电流I流动，因此电流检测电阻R上的电压降值就对应着输出电流I的电平。另一方面，增加转矩指令TQ1，减少转矩指令TQ2和原始转矩指令TQ分别代表了三相电流Iu，Iv和Iw的预期值。这样，电流比较部13的三个输出信号IC1，IC2和IC3就分别代表了输出电路3的输出电流I与三相电流Iu，Iv和Iw的预期值之间的差别。

PWM控制电路14首先与第一组脉冲信号SP1的上升沿同步地提高第一PWM控制信号P1的电平。然后，在电流比较部13的第一输出信号IC1指示出增加转矩指令TQ1与电流检测电阻R的电压降之间的电平一致时，PWM控制电路14降低第一PWM控制信号P1的电平。PWM控制电路14接着与第二组脉冲信号SP2的上升沿同步地提高第二PWM控制信号P2的电平。然后，在电流比较部13的第二输出信号IC2指示出减少转矩指令TQ2与电流检测电阻R的电压降之间的电平一致时，PWM控制电路14降低第二PWM控制信号P2的电平。若是第一PWM控制信号P1和第二PWM控制信号P2之一在另一个下降之前上升，PWM控制电路14就屏蔽电流比较部13的第一输出信号IC1和第二输出信号IC2。然后，若是电流比较部13的第三输出信号IC3指示出原始转矩指令TQ与电流检测电阻R的电压降之间的电平一致，PWM控制电路14就仅仅降低第二PWM控制信号P2的电平。PWM控制电路14随之取消对第一输出信号IC1和第二输出信号IC2的屏蔽。此时，PWM控制电路14可以仅仅降低第一PWM控制信号P1的电平，而不是第二PWM控制信号P2的电平，或是可以将PWM控制信号选择在按预定电角度例如30°的间隔降低。

PWM控制电路14还要从第一PWM控制信号P1的上升和下降沿起按一定时间维持一个PWM屏蔽信号MPWM有效。两个PWM控制信号P1和P2被传送到前置驱动电路2，而PWM屏蔽信号MPWM被传送到自换向电路5。

前置驱动电路2按照每一激励相位下的激励相位切换信号CP执行输出电路3的六个功率晶体管的开关控制，从而控制后面的电机线圈Mu，Mv和Mw的激励。此处共有电机线圈Mu，Mv和Mw的六种类型的激励图形，对应着相电流Iu，Iv和Iw的不同状态，也就是不同的激励相位。图4表示各种激励相位I-VI下相电流Iu，Iv和Iw的状态的图表。

相电流Iu，Iv和Iw各自有六种状态。首先，“源(source)”和“陷(sink)”两种状态对应着电流的方向，相电流的方向取决于直接连接到相应电机线圈的两个功率晶体管之间哪一个导通。例如，在U-相上面功率晶体管31U被导通时，U-相电流Iu在图1中箭头所指的方向上流经U-相电机线圈Mu。在U-相下面功率晶体管32U被导通时，电流会反方向流动。在图4中，上面功率晶体管导通时的方向被称为“源”，而下面功率晶体管导通时的方向被称为“陷”。根据电流电平改变的模式还有三种状态是“上升”，“下降”和“固定”。相电流电平的改变取决于直接连接到相应电机线圈的两个功率晶体管当中在激励相位下哪一个维持在导通状态，或是按照PWM控制信号P1和P2之一导通和截止。例如，在U-相功率晶体管31U和32U按照第一PWM控制信号P1被导通和截止时，U-相电流Iu上升。在U-相功率晶体管31U和32U按照第二PWM控制信号P2被导通和截止时，U-相电流Iu下降。在U-相功率晶体管31U和32U维持导通状态时，U-相电流Iu维持不变。

前置驱动电路2每当接收到激励相位切换信号CP时就改变受开-关控制的功率晶体管，由此按图4中I-VI所示的顺序改变相电流Iu，Iv和Iw的状态。换言之，相电流Iu，Iv和Iw反复改变电平；在源方向上上升，下降和保持固定，并在陷方向上上升，下降和保持固定。三相电流的状态变化之间有120°电角度的相位差。

图5表示相电流Iu，Iv和Iw以及BEMF Vu，Vv和Vw的波形图。图6是图5中所示激励相位I-IV中的放大波形图。实线代表相电流，而虚线代表BEMF。

前置驱动电路2按照第一PWM控制信号P1导通和截止对应着第一阴影区A1的上面功率晶体管。参见图5和6，相电流在源方向上细微地逐步增加，然后保持在最高的第11级，如图6中第一阴影区A1所示。

前置驱动电路2按照第二PWM控制信号P2导通和截止对应着第二阴影区A1的上面功率晶体管。参见图5和6，相电流在源方向上细微地逐步减少，如图6中第二阴影区A2所示。在相电流达到零时或是PWM禁止信号NPWM上升时，前置驱动电路2将相应的上面功率晶体管维持在截止状态，相电流被切断。

PWM禁止信号在NPWM的激励相位之间发生切换时上升，也就是从接收到激励相位切换信号CP的时刻起经过了37.5°固定电角度的时间段TP的那一时刻，并且维持有效一直到激励相位之间下一次切换的那一时刻。参见图6，详如下述。在PWM禁止信号NPWM维持有效的时间周期内，以下称其为PWM禁止周期，前置驱动电路2将相应的功率晶体管维持在截止状态，与第二PWM控制信号P2无关，由此切断相应的相电流。

第一阴影区A1和第二阴影区A2被包括在同一激励相位中。参见图5和6。例如是在激励相位I，U-相上面功率晶体管31U按照第一PWM控制信号P1被导通和截止，V-相下面功率晶体管32V被维持在导通状态，而W-相上面功率晶体管按照第二PWM控制信号P2被导通和截止。两组脉冲信号SP1和SP2之间的相位差也就是第一PWM控制信号P1与第二PWM控制信号P2之间的相位差被维持在基本上等于180°。因此，U-相上面功率晶体管31U在第一阴影区A1内的导通周期与W-相上面功率晶体管31W在第二阴影区A2内的导通周期一般不会有重叠。

在第一PWM控制信号P1的有效周期内，W-相电流Iw循环通过V-相电机线圈Mv，V-相下面功率晶体管32V，和并联连接到W-相下面下面功率晶体管32W的续流二极管。这样，流经电流检测电阻R的电流I就基本上等于U-相电流Iu，参见图1。换言之，电流比较部13(参见图1)的第一输出信号IC1指示U-相电流Iu与增加转矩指令TQ1(参见图3)所指示的其预期值之间的差别。这样，按照第一PWM控制信号P1的导通-截止控制会将U-相电流Iu增加到等于增加转矩指令TQ1所指示的预期值。这样，源方向上的U-相电流Iu就会按固定比例增加，参见图5和6。

同样，在第二PWM控制信号P2的有效周期内，U-相电流Iu循环通过V-相电机线圈Mv，V-相下面下面功率晶体管32V，和并联连接到U-相下面下面功率晶体管32U的续流二极管。这样，流经电流检测电阻R的电流I就基本上等于W-相电流Iw，参见图1。换言之，电流比较部13(参见图1)的第二输出信号IC2指示W-相电流Iw与减少转矩指令TQ2(参见图3)所指示的其预期值之间的差别。这样，按照第二PWM控制信号P2的导通-截止控制会将W-相电流Iw减少到等于减少转矩指令TQ2所指示的预期值。这样，源方向上的W-相电流Iw就会按与U-相电流Iu变化比例相同的比例降低，参见图5和6。

在陷方向上流动的V-相电流Iv是一定值，参见图5和6。此时的V-相电流Iv的值等于U-相电流Iu与W-相电流Iw之间幅值之和，具体说等于原始转矩指令TQ所指示的预期值，参见图3。在从激励相位I的起点经过了固定时间段TP时，U-相电流Iu达到峰值，也就是原始转矩指令TQ所指示的预期值，而W-相电流Iw被切断。这样就完成了从W-相到U-相的换向。激励控制和以下在激励相位III和V中对激励状态的改变与上文所述在激励相位I中的激励控制和对激励状态的改变类似。

前置驱动电路2按照第一PWM控制信号P1导通和关断对应着第三阴影区A3的下面功率晶体管，参见图5和6。相电流在陷方向上细微地逐步减少，如图6中第三阴影区A3所示，然后保持在最高的第11级。

前置驱动电路2按照第二PWM控制信号P2导通和截止对应着第四阴影区A4的下面功率晶体管，参见图5和6。相电流在陷方向上细微地逐步减少，如图6中第四阴影区A4所示。在相电流达到零或是PWM禁止信号NPWM上升时，前置驱动电路2将相应的下面功率晶体管维持在截止状态。这样就切断了相电流。

第三阴影区A3和第四阴影区A4被包括在同一激励相位中。参见图5和6。例如是在激励相位II，U-相上面功率晶体管31U被维持在导通状态，V-相下面功率晶体管32V按照第二PWM控制信号P2被导通和截止，而W-相下面功率晶体管32W按照第一PWM控制信号P1被导通和截止。因此，V-相下面功率晶体管32V在第四阴影区A4内的导通周期与W-相下面功率晶体管32W在第三阴影区A3内的导通周期一般不会有重叠。

在第一PWM控制信号P1的有效周期内，V-相电流Iv循环通过并联连接到V-相上面功率晶体管31V的续流二极管，U-相上面功率晶体管31U，和U-相电机线圈Mu。这样，流经电流检测电阻R的电流I就基本上等于W-相电流Iw，参见图1。换言之，电流比较部13(参见图1)的第一输出信号IC1指示W-相电流Iw与增加转矩指令TQ1(参见图3)所指示的其预期值之间的差别。这样，按照第一PWM控制信号P1的导通-截止控制会将W-相电流Iw增加到等于增加转矩指令TQ1所指示的预期值。这样，陷方向上的W-相电流Iw就会按固定比例增加，参见图5和6。

同样，在第二PWM控制信号P2的有效周期内，W-相电流Iw循环通过并联连接到W-相上面功率晶体管31W的续流二极管，U-相上面功率晶体管31U，和U-相电机线圈Mu。这样，流经电流检测电阻R的电流I就基本上等于V-相电流Iv，参见图1。换言之，电流比较部13(参见图1)的第二输出信号IC2表示V-相电流Iv与减少转矩指令TQ2(参见图3)所指示的其预期值之间的差别。这样，按照第二PWM控制信号P2的导通-截止控制会将V-相电流Iv减少到等于减少转矩指令TQ2所指示的预期值。这样，陷方向上的V-相电流Iv就会按与W-相电流Iw变化比例相同的比例降低，参见图5和6。

在源方向上流动的U-相电流Iu是一定值，参见图5和6。此时的U-相电流Iu的值等于V-相电流Iv与W-相电流Iw之间幅值之和，具体说等于原始转矩指令TQ所指示的预期值，参见图3。在从激励相位II的起点经过了固定时间段TP时，V-相电流Iv被切断，而W-相电流Iw达到峰值，也就是原始转矩指令TQ所指示的预期值。这样就完成了从V-相到W-相的换向。激励控制和以下在激励相位IV和VI中对激励状态的改变与上述在激励相位II中的激励控制和对激励状态的改变类似。

在采用两组脉冲信号SP1和SP2之间的相位差的上述实施例中，电流比较部13通过共同的电流检测电阻R检测三相电流Iu，Iv和Iw。电流比较部13也可以并联检测至少两个相电流，例如是采用至少两个电流检测电阻。此时，两组脉冲信号SP1和SP2可以同相，或是组合成一组脉冲信号。

电机线圈激励的切换会改变通过转子的磁场，从而改变无传感器电机M中产生的转矩。在本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中，按照图5所示，任意一相电流Iu，Iv和Iw的改变采取侧面平缓的梯形形状。所产生的转矩变化也是平缓的，能够充分抑制无传感器电机M的振动和电机回声噪声。

参见图1，BEMF比较部4包括三个比较器4U，4V和4W。比较器4U，4V和4W的输出信号BCU，BCV和BCW代表无传感器电机M的三个驱动端子UO，VO和WO的电压与中心抽头C的电压之间的差，以下将后者称为电机线圈的中心抽头电压。

BEMF比较部4能检测上文所述之外的以下电压差。例如，三个高电阻值电阻各自的一端被连接到一个节点，然后构成电阻的Y-形连接。进而将电阻的其余端分别连接到无传感器电机M的三个驱动端子UO，VO和WO。BEMF比较部4可以将三个电阻之间节点上的电压当作一个虚拟中心抽头电压，并检测该节点电压与三个驱动端子UO，VO和WO各自电压之间的差。

参见图1，自换向电路5根据BEMF比较部4的三个输出信号BCU，BCV和BCW检测驱动端子UO，VO和WO各自电压与电机线圈的中心抽头电压之间的一致性。参见图1，驱动端子UO，VO和WO的电压分别等于输出电路3提供的、与BEMF Vu，Vv和Vw重叠的驱动电压。另一方面，在转子稳定旋转的各个激励相位中，非激励电机线圈中的一个也就是相电流被切断的那一电机线圈的BEMF Vu，Vv和Vw与电机线圈的中心抽头电压一致。换言之，会出现过零点。这样就能从各个驱动端子UO，VO和WO的电压与电机线圈的中心抽头电压之间的一致性检测出BEMF Vu，Vv和Vw的过零点。

在各个激励相位下，要检测不同驱动端子的电压与电机线圈中心抽头电压的一致性。自换向电路5按照从外部接收的过零点信息ZCP来确定下一步要检测的过零点模式。此处按照出现过零点的电机线圈的不同，也就是三个变量Mu，Mv和Mw；以及过零点前、后相电流方向的变化，也就是从“源”到“陷”或相反变化的两个变量将过零点划分成六种模式。图4中的表在底下一行提供了用过零点信息ZCP表示的过零点模式与各个激励相位I-VI之间的对应关系。表中的U，V和W各自代表出现下一个过零点的电机线圈，分别对应着Mu，Mv和Mw。上箭头↑和下箭头↓各自代表相电流在下一过零点前、后的方向变化，分别对应着从“源”到“陷”和相反的变化。在图5和6中，虚线分别表示转子稳定旋转期间在电机线圈Mu，Mv和Mw中感应的BEMF Vu，Vv和Vw。另外，出现BEMF Vu，Vv和Vw的过零点的那些点在以下被称为过零点，在图4中用代表过零点模式的符号U↑，U↓，V↑，V↓，W↑和W↓来表示。

自换向电路5根据按过零点信息ZCP确定的过零点模式选择BEMF比较部4的三个输出信号BCU，BCV和BCW之一，并且在选定输出信号的上升或下降沿处瞄准其检测目标。这样就能高精度检测过零点。

自换向电路5还要按照两类屏蔽信号MPWM和DZC屏蔽BEMF比较部4的输出信号BCU，BCV和BCW。如下所述这样能进一步改善过零点检测的精度。PWM控制电路14从第一PWM控制信号P1的上升/下降沿起按固定时间维持PWM屏蔽信号MPWM有效。自换向电路5在这一有效周期内维持BEMF比较部4的所有输出信号BCU，BCV和BCW被禁止。这样，自换向电路5对过零点的检测就能承受因按照第一PWM控制信号P1导通和截止功率晶体管而造成的波动。

图6表示PWM禁止信号NPWM和BEMF检测信号DZC的波形图。BEMF检测信号DZC在从激励相位之间的切换起经过固定电角度(例如是45°)周期TD的时刻上升，并且维持有效直至激励相位之间的下一次切换，细节如下所述。此处，BEMF检测信号DZC的上升沿比PWM禁止信号NPWM的上升沿滞后一个固定电角度的时间，例如是45°-37.5°＝7.5°。自换向电路5在BEMF检测信号DZC被维持有效的时间周期内执行过零点检测，以下称这一周期为BEMF检测周期。BEMF检测周期被包括在PWM禁止周期内。在BEMF检测周期内，无论第二PWM控制信号P2如何，功率晶体管被禁止导通和截止，这样就能确保作为过零点检测目标的那一电机线圈中的相电流被切断。如此就能为作为过零点检测目标的电机线圈可靠分配一个固定宽度的非激励周期，例如是从45°到临近60°大约15°电角度宽度的周期。这样就能维持高精度的过零点检测。特别是BEMF检测周期的起点滞后于PWM禁止周期的起点，这样，浪涌电压/电流例如是相电流切断所造成的回扫电压就不会妨碍过零点检测。

自换向电路5还要在检测到过零点时产生自换向信号SC。然而，自换向电路5在BEMF检测周期内没有检测到过零点时不会产生自换向信号SC。图7和8表示临近从第一激励相位I切换到第二激励相位II的那一时刻的第一PWM控制信号P1，U-相驱动端子UO的电压VUO，W-相驱动端子WO的电压VWO，电机线圈的中心抽头电压VC，BEMF比较部4的W-相输出信号BCW，PWM屏蔽信号MPWM，BEMF检测信号DZC，和自换向信号SC的波形图。图7表示的情况是过零点边沿检测，也就是在BEMF检测周期中在W-相内出现过零点的情况。图8表示的情况是过零点状态检测，也就是在BEMF检测周期之前的W-相中出现过零点的情况。

在第一激励相位I下的PWM禁止周期内，按照第一PWM控制信号P1持续执行对U-相上面功率晶体管31U的开-截止控制，并且维持U-相电流Iu。这样，U-相驱动端子UO的电压VUO就会随第一PWM控制信号P1在两个值即电源端子33(参见图1)的高电压和地电压之间变化。随着这种改变，W-相驱动端子WO的电压VWO和中心抽头电压VC按类似方式改变，特别是在上升和下降沿上包括噪声，参见图7和8中所示的实线和虚线。这样，BEMF比较部4的W-相输出信号BCW每当第一PWM控制信号P1的上升/下降沿之后都会频繁地反复上升和下降。这些波动一般不会对应着实际的过零点。

PWM屏蔽信号MPWM从第一PWM控制信号P1的每一上升/下降沿起维持一个固定的有效时间段TM。在图7和8中，PWM屏蔽信号MPWM被建立在低电平有效。自换向电路5在有效周期TM期间维持BEMF比较部4的W-相输出信号BCW禁止。这样，第一PWM控制信号P1上升/下降造成的噪声就不会妨碍过零点检测。

在图7中，过零点在BEMF检测周期中出现在W相，参见图7中所示的过零点W↓。自换向电路5能精确检测到这一过零点W↓，并根据检测产生自换向信号SC。此处的自换向信号SC是具有固定短脉冲宽度的一个矩形脉冲。在自换向信号SC的上升沿到来时，BEMF检测信号DZC下降，并随之结束BEMF检测周期。另一方面，激励相位从I切换到II，具体如下所述。

在图8中，过零点在BEMF检测周期开始之前也就是BEMF检测信号DZC的上升沿处出现在W相，参见图7中所示的过零点ZC。自换向电路5在BEMF检测信号DZC的上升沿处检测到W-相驱动端子WO的电压VWO低于中心抽头电压VC，参见图7中的该点W↓。自换向电路5根据检测产生自换向信号SC。在自换向信号SC的上升沿到来时，BEMF检测信号DZC立即下降，这样，BEMF检测周期在其起点上迅速结束。另一方面，激励相位从I切换到II，具体如下所述。

强制换向电路6(参见图1)产生一个具有固定周期的固定脉冲信号即强制换向信号FC。图9表示强制换向电路6的内部结构的方框图。强制换向电路6包括第二振荡电路61和强制换向信号发生电路62。第二振荡电路61产生一个固定周期的时钟信号CLK。强制换向信号发生电路62如下所述根据时钟信号CLK和自换向信号SC产生强制换向信号FC。

图10表示强制换向信号FC，时钟信号CLK脉冲的计数CN1，以及自换向信号SC的时序图。图11和12表示产生强制换向信号FC的强制换向信号发生电路62的操作的流程图。在控制的起点，强制换向信号发生电路62将内部计数器(参见图11中的S1)复位，然后对时钟信号CLK的脉冲计数，参见图11中的S2。在如图10所示没有自换向信号SC输入的周期内，强制换向信号发生电路62产生强制换向信号FC(参见图11中的S3，S4和S5)，并且每当计数CN1达到第一门限值D时将计数CN1复位(参见图11中的S1)。此时，强制换向信号FC的脉冲形状与自换向信号SC相同。再者，在没有自换向信号SC输入的周期内，强制换向信号FC的周期或是其脉冲间隔等于按第一门限值D产生相同数量时钟信号CLK的脉冲所需的时间T。

在自换向信号SC输入时，即使是在达到第一门限值之前，强制换向信号发生电路62也将有关时钟信号CLK的计数CN1复位，参见图10，图11中的S3，和图12中的S6。然后，强制换向信号发生电路62用第二门限值6D替代第一门限值D，并且再次对时钟信号CLK计数，参见图12中的S7。此处的第二门限值6D大于第一门限值D，最好是第一门限值D的六倍。另外，第二门限值6D也可以是第一门限值D的二倍或二十倍。

若是在达到第二门限值6D之前下一个自换向信号SC输入，强制换向信号发生电路62就将计数CN1复位，然后从0开始再次对时钟信号CLK的脉冲计数，参见图12中的S6，S7和S8。此时，计数CN1的门限值被维持在第二门限值6D。因此，在重复产生自换向信号SC时不会产生强制换向信号FC，并且其脉冲间隔比按第二门限值6D产生相同数量时钟信号CLK的脉冲所需的时间6T要短。

如图10中所示，若是计数CN1在下一自换向信号SC输入之前达到第二门限值6D，强制换向信号发生电路62就产生强制换向信号FC，如图12中S8和S9以及图11中S5所示。进而反复执行图11中所示的环路S1-S5，直至自换向信号SC再次输入。特别是强制换向信号FC的脉冲间隔被再次设置为按第一门限值D产生相同数量时钟信号CLK的脉冲所需的时间T参见图10。

计数部7(参见图1)包括选择电路71和计数电路72。选择电路71选择自换向信号SC和强制换向信号FC当中首先输入的那一信号作为换向信号CS，并将其传送给计数电路72和一个激励相位切换电路8。激励相位切换电路8(参见图1)与换向信号CS同步地将激励相位切换信号CP传送给前置驱动电路2，进而将过零点信息ZCP传送给自换向电路5。这样就能与换向信号CS同步地切换激励相位。

计数电路72测算换向信号CS的间隔，并且根据这一间隔产生一个位置信号PS。计数电路72还要根据位置信号PS产生PWM禁止信号NPWM和BEMF检测信号DZC。图13表示计数电路72的内部结构的方框图。图14表示计数电路72的换向信号CS，内部信号CN2，RTC，和DV，以及计数电路72发出的三个信号PS，NPWM和DZC的时序图。

计数电路72包括一个60°-段计数电路721，数据保持电路722，除法电路723，和一个位置信号发生电路724。

60°-段计数电路721在换向信号CS输入时将内部计数器的计数CN2复位，然后对一个内部时钟计数，直至下一个换向信号CS输入。

数据保持电路722与换向信号CS同步地从60°-段计数电路721中读取内部计数器的计数CN2。还有，数据保持电路722还要将读取的计数CN2与等效于强制换向信号FC脉冲间隔T的脉冲数量相比较。然后，数据保持电路722保持二者当中较小的一个作为保存数据项RTC，直至下一个换向信号CS输入。例如图14中所示，假定换向信号CS的脉冲间隔是按T1，T2，T3，T4，T5和T6的次序改变，并且其中任何一个间隔均比强制换向信号FC的脉冲间隔T的时间要短。然后，在脉冲间隔T2的周期中，数据保持电路722中的保存数据项RTC等于对应着脉冲间隔T1的计数D1。同样，在脉冲间隔T3，T4，T5和T6的周期中，保存数据项RTC分别等于对应着脉冲间隔T2，T3，T4和T5的计数D2，D3，D4和D5。若是换向信号CS的脉冲间隔T1比强制换向信号FC的脉冲间隔T长，数据保持电路722中的保存数据项RTC就等于一个脉冲数量，该数量相当于强制换向信号FC在脉冲间隔T2的周期中的脉冲间隔T。

除法电路723在换向信号CS输入时将数据保持电路722中的保存数据项RTC除以16。该除数也可以是8或32。除法电路723包括一个内部4-位计数器。在这种情况下，除法电路723每当对保存数据项RTC的1/16的内部时钟脉冲计数时就将4-位计数器加1。此处的内部时钟与60°-段计数电路721的内部时钟具有相同的周期。按照4位并行信号DV产生这一计数，参见图14。参照4位并行信号DV的状态，将换向信号CS的脉冲间隔划分成16段，每段具有前一脉冲间隔的1/16。例如是按脉冲间隔T1的1/16划分换向信号CS的脉冲间隔T2。同样，分别按脉冲间隔T2，T3，T4和T5的1/16来划分脉冲间隔T3，T4，T5和T6。然而，在无传感器电机M起动时，除法电路723每当对脉冲数量的1/16的内部时钟脉冲计数时就将4-位计数器加1，该数量相当于强制换向信号FC的脉冲间隔T而不是保存数据项RTC的1/16。这样，进入下一换向信号CS之前的时间段就按照强制换向信号FC的脉冲间隔T的1/16划分。

位置信号发生电路724从除法电路723读取4位的并行信号DV，并提高位置信号PS16个0-15号脉冲当中与4位并行信号DV所代表的相同编号指定脉冲的电平，参见图14。特别是顶上的0号脉冲与换向信号CS同步，因此，0-15号的一串脉冲将换向信号CS的脉冲间隔划分成16段。换向信号CS的脉冲间隔确定了一个激励相位的持续时间，也就是60°电角度的持续时间，因此，位置信号PS的各个脉冲段就相当于3.75°电角度。如图3和14所示，0-15号脉冲各自按3.75°电角度代表无传感器电机M的估算转子位置。

参见图14，位置信号发生电路724还要与位置信号PS中具有固定编号的脉冲例如是10号脉冲的上升沿同步地提高PWM禁止信号NPWM的电平。这样就能按例如37.5°电角度的固定时间段建立从产生换向信号CS或是激励相位之间切换起直至PWM禁止周期起点的时间段TP。时间段TP的长度也可以不同于37.5°，例如是30°。换言之，特别是时间段TP也可以比减少转矩指令TQ2的电平变化的时间段设置得更长些，参见图3。

参见图14，在激活PWM禁止信号NPWM之后，位置信号发生电路724与具有固定编号例如是12号的位置信号PS的脉冲的上升沿同步地激活BEMF检测信号DZC。这样就能按例如45°度固定电角度的时间段建立从产生换向信号CS或是激励相位之间切换起直至BEMF检测周期起点的时间段TD。特别是BEMF检测周期的起点按固定的电角度例如是7.5°滞后于PWM禁止周期的起点。时间段TD的长度也可以不同于45°，如是40°。换言之，从PWM禁止周期到BEMF检测周期起点的时间段可以设置在不同于7.5°的值，如是10°。

在无传感器电机M的转子稳定旋转时，如上所述，自换向电路5能够稳定且精确地反复检测过零点。此处，强制换向信号FC的延长脉冲间隔6T被设置得足够长，要长于自换向信号SC的脉冲间隔。这样，计数部7持续发送自换向信号SC作为换向信号CS。在激励相位之间的切换就能与转子旋转精确同步，能够维持转子高稳定地旋转。

在按照本发明实施例1的无传感器电机中，如上所述，PWM禁止周期是紧接在过零点之前按固定周期建立的。这样，各个电机线圈中的相电流就会比BEMF提前到达零点。另外，激励相位的切换与换向信号同步，特别是PWM禁止周期和BEMF检测周期都是同时完成的。这样，在检测到过零点时就能迅速消除非激励状态，并使相电流迅速上升。图15是无传感器电机M在稳态转子旋转过程中同一个电机线圈中相电流和BEMF的波形图。在图15中实线代表相电流，而虚线代表BEMF。如图15所示，由于PWM禁止周期TP的设置，相电流比BEMF提前达到过零点。另一方面，在BEMF的过零点ZC上，源或陷电流在检测到过零点时迅速上升。结果，与BEMF的波形相比，会在相电流的波形中引入一个伪相位提前(false phase lead)，参见图15中箭头所示。迅速上升的相电流反映出产生的转矩迅速增大。

这样，按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置，因为在需要抑制因相电流平缓改变而引起的电机回声噪声时，PWM禁止周期也就是电机线圈的非激励周期能得以保证，过零点的精确检测就能得以实现。另外，产生的转矩能够充分增大，因为相电流会在检测到过零点时也就是激励相位之间发生切换时迅速上升。这样，无传感器电机的驱动控制就能承受负载变化。

按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置还要在以下的强制换向控制下启动无传感器电机M。特别是采用上述的结构，无传感器电机驱动装置能够如按照下所述实现从强制换向信号到自换向信号迅速而可靠的切换。图16，17和18表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图。在图16-18中用阴影区表示BEMF检测周期。

从无传感器电机M起动到第一次检测到过零点也就是第一次产生自换向信号SC为止，选择电路71选择强制换向信号FC作为换向信号CS，参见图16-18中所示的时间TC。这样，激励相位的切换周期就等于强制换向信号FC的周期T。另外，位置信号PS的脉冲宽度等于强制换向信号FC的周期T的1/16，参见图14。根据强制换向信号FC的周期T来建立相电流Iu，Iv及Iw的波形。例如，相电流的周期等于强制换向信号FC的周期T的六倍，而相电流增大或减小的时间段等于37.5°/60°×T。另外，从产生强制换向信号FC起到BEMF检测周期起点的时间段TD(参见图16-18中所示的阴影区)是根据强制换向信号FC的周期T按固定值确定的，例如是TD＝45°/60°×T。按同样方式建立PWM禁止周期。

在图16-18中，在时间TC产生第一个自换向信号SC。自换向信号SC始终是在BEMF检测周期内产生的。因此，自换向信号SC与前一强制换向信号FC也就是图16-18中所示时间TO上的强制换向信号FC之间的脉冲间隔T1始终比强制换向信号FC的脉冲间隔T要短。因此，在产生自换向信号SC时，自换向信号SC始终会首先进入选择电路71，并且被选作换向信号CS。这样就能按照自换向信号SC代替强制换向信号FC执行激励相位的切换。由此就能将强制换向控制迅速可靠地改变成自换向控制。

参见图10和12，强制换向电路6在产生自换向信号SC的时刻TC延长强制换向信号FC的周期或脉冲间隔六倍。另外位置信号PS的脉冲宽度等于紧接在时间TC之后的激励相位上的前一激励相位的时间段T1的1/16，参见图14。这样就能根据前一激励相位的时间段T1建立相电流Iu，Iv及Iw的波形。例如，增加或减少相电流的时间段等于37.5°/60°×T。另外，从时间TC到BEMF检测周期起点的时间段TD1是根据前一激励相位的时间段T1建立的，例如是TD＝45°/60°×T1。按同样方式建立PWM禁止周期。

当在时间TC之后重复产生自换向信号SC，并且其脉冲间隔小于强制换向信号FC延长的脉冲间隔6T时，换向信号CS就能与自换向信号SC同步参见图16和17。例如图16所示，若是自换向信号SC的脉冲间隔T2小于强制换向信号FC的原始脉冲间隔T∶T2＜T，在下一激励相位处，位置信号PS的脉冲宽度就等于自换向信号SC的脉冲间隔T2的1/16，参见图14。相应地根据自换向信号SC的脉冲间隔T2建立相电流Iu，Iv和Iw的波形。例如，增加或减少相电流的时间段等于37.5°/60°×T。另外，从激励相位之间的切换到BEMF检测周期起点的时间段TD2是根据自换向信号SC的脉冲间隔T2建立的，例如是TD2＝45°/60°×T2。按同样方式建立PWM禁止周期。

若是自换向信号SC的脉冲间隔T2大于强制换向信号FC的原始脉冲间隔T，并且小于强制换向信号FC的延长脉冲间隔6T∶T＜T2＜6T，如图17所不，位置信号PS的脉冲宽度在下一激励相位处就等于强制换向信号FC的原始脉冲间隔T的1/16，参见图14。相应地根据强制换向信号FC的原始脉冲间隔T建立相电流Iu，Iv和Iw的波形。例如，增加或减少相电流的时间段等于37.5°/60°×T。另外，从激励相位的切换到BEMF检测周期起点的时间段TD是根据强制换向信号FC的脉冲间隔T建立的，例如是TD＝45°/60°×T2。按同样方式建立PWM禁止周期。

若是从时间TC到经过了强制换向信号FC的延长周期6T为止没有产生新的自换向信号SC，例如图18所示，就选择强制换向信号FC作为下一个换向信号CS。换言之，激励相位之间的下次切换是在产生强制换向信号FC时执行的，参见图18中所示的时间TC2。在激励相位上，位置信号PS的脉冲宽度被建立在等于强制换向信号FC的原始脉冲间隔的1/16，参见图14。相应地根据强制换向信号FC的原始脉冲间隔T建立相电流Iu，Iv和Iw的波形。例如，增加或减少相电流的时间段使其等于37.5°/60°×T。另外，从激励相位之间的切换到BEMF检测周期起点的时间段TD是根据强制换向信号FC的脉冲间隔T建立的，例如是TD＝45°/60°×T。按同样方式建立PWM禁止周期。另外，在时间TC2上，强制换向电路6将强制换向信号FC的周期复位到原始周期T。然后，继续强制换向控制，直至再次产生自换向信号SC。

图17和18所示的条件在无传感器电机M起动时，往往出现在转子转速很低时的周期中。一般来说，在这种条件下，低电平的BEMF会降低过零点检测的精度。需要延长BEMF检测周期来维持高精度的过零点检测。如图17和18所示，在按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中要确保很长的BEMF检测周期。这样才能维持高精度的过零点检测，从而实现无传感器电机M的平稳可靠起动。另外，无论前一激励相位的时间段如何，位置信号PS的脉冲宽度不能超过强制换向信号FC的原始脉冲间隔T的1/16。这样就能将相电流的上升速率维持在大于激励相位之间切换的固定速率，相应地产生足够高的起动转矩。，特别是无传感器电机M起动时的起动转矩要高，这样才能缩短起动时间，并使起动控制能够承受负载变化。

另外，若是该装置由于无法反复检测到过零点而难以从强制换向控制改变成自换向控制，按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置能够如图18所示迅速恢复强制换向控制，类似于起动无传感器电机M时的控制。换言之，不同于常规无传感器电机驱动装置的重试，要求该装置既不需要判断转子的转速也不用等待来自外部微处理器的重试指令。这样就能实现无传感器电机更加平稳的起动。

例如在这种无传感器电机M被用作CD/DVD驱动器的主轴电机或移动信息装置的HDD的情况下，在工作条件下的无传感器电机M有可能经受来自外界的过多振动/冲击。对此，假设在转子上因过多振动/冲击而产生突发转矩，这样就会造成BEMF过零点突发的大量偏移和自换向信号SC的发生突然中断。按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置内的强制换向电路6最好能在无传感器电机M的整个驱动周期中稳定持续地产生强制换向信号FC。这样，即便如上所述自换向信号的发生突然中断，选择电路71也能迅速选择强制换向信号FC作为换向信号CS。换言之，自换向控制迅速改变成强制换向控制，强制换向控制进而如上所述迅速可靠地改变成自换向控制。这样，按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的控制就能承受外界的振动/冲击。

按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置的PWM控制部1用上述电流驱动控制直接调节相电流Iu，Iv和Iw。PWM控制部1也可以用电压驱动控制直接调节相电流Iu，Iv和Iw，也就是从输出电路3提供给无传感器电机M的三个驱动端子UO，VO和WO的驱动电压来控制。

如上所述，在按照本发明实施例1的无传感器电机驱动装置中，PWM控制部1维持相电流Iu，Iv和Iw的波形平缓。PWM控制部1也可以按类似于常规无传感器电机驱动装置的方式有选择的维持矩形波形的相电流Iu，Iv和Iw，例如图28所示。即便在这种情况下，从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换也不会丧失，这样就能迅速可靠地实现无传感器的起动。

实施例2

按照本发明实施例2的无传感器电机驱动装置可以被用于按照类似于上述实施例1的驱动装置的方式驱动具有三相(U，V和W相)的无传感器电机。除计数电路72之外，这种无传感器电机驱动装置的部件与图1中上述实施例1的驱动装置的部件类似。对于类似的部件可以参见对实施例1的上述说明和附图。

按照本发明实施例2的无传感器驱动装置内部的计数电路72与上述实施例1的驱动装置具有不同的结构。图19表示本发明实施例2的无传感器电机驱动装置中计数电路72的内部结构的方框图。图20表示换向信号CS，四位并行信号DV，位置信号PS，PWM禁止信号NPWM，触发器TR，和BEMF检测信号DZC的时序图。在图19和20中，与图13和14中类似的部件采用和图13和14中相同的标记符号，对于类似的部件可以参见对实施例1的描述。

计数电路72除了包括在60°-段计数电路721，数据保持电路722，除法电路723，和位置信号发生电路724A之外，还包括一个固定时间计数电路725。固定时间计数电路725从除法电路723读取4位并行信号DV，并测算从位置信号PS中固定编号的脉冲例如10号脉冲的上升沿起经过的固定时间ΔT。固定时间计数电路725还要在经过了固定时间ΔT的时刻向位置信号发生电路724A传送触发器TR。固定时间计数电路725可以按不同于10号的编号开始对位置信号PS脉冲上升沿的测算。然而，测算的起点设置在PWM禁止信号NPWM的上升沿。

位置信号发生电路724A从除法电路723读取4位并行信号DV，并启动位置信号PS的0-15号的16个脉冲中与4位并行信号DV所代表的数值具有相同编号的那一脉冲，参见图20。顶上的0号脉冲与换向信号CS同步，因此，0-15号的一串脉冲将换向信号CS的脉冲间隔划分成16段。位置信号PS的各个脉冲段相当于3.75°电角度，因为换向信号CS的脉冲间隔确定了一个激励相位的时间段，也就是60°电角度的时间段。如图3和19所示，这样，0-15号脉冲各自按3.75°电角度的间隔代表无传感器电机M的一个估算转子位置。

参见图20，位置信号发生电路724A还要与具有固定编号例如10号位置信号PS的脉冲上升沿同步激活PWM禁止周期NPWM。从产生换向信号CS或激励相位之间切换起直至PWM禁止周期起点的时间段TP被设置在例如37.5°电角度的固定时间段。时间段TP也可以是不同于37.5°电角度的值，例如是30°。另外，时间段TP也可以设置在大于电平变化的时间段，特别是图3中所示的减少转矩指令TQ2的时间段。

位置信号发生电路724A与固定编号例如12号位置信号PS的脉冲和触发器TR当中首先进入的那一脉冲的上升沿同步地激活BEMF检测信号DZC，参见图20。如果转子的转速很小，如图20中左半部所示，换向信号CS的脉冲间隔T1就会很长，因此，触发器TR要早于位置信号PS的12号脉冲产生。此时，BEMF检测信号DZC与触发器TR的上升沿同步上升。从激励相位之间的切换直到BEMF检测周期起点的时间段比37.5°电角度的周期TD要短。

另一方面，在转子的转速增加到足够高时，如图20中右半部所示，换向信号CS的脉冲间隔T2就足够短，因此，位置信号PS的12号脉冲会早于触发器TR产生。此时，BEMF检测信号DZC与位置信号PS的12号脉冲的上升沿同步上升。这样，从激励相位之间切换直到BEMF检测周期起点的时间段就与37.5°电角度的时间段TD一致。例如由于错误检测到过零点的情况下，从PWM禁止周期起点到BEMF检测周期起点的时间段被维持在足够小，无论转子的转速如何，都能避免回扫电压。换言之，BEMF检测周期被迅速起动。这样就能维持高精度的过零点检测，而不管转子的转速。

实施例3

按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置可以被用于按照类似于上述实施例1的驱动装置的方式驱动具有三相(U，V和W相)的无传感器电机。除强制换向电路6之外，这种无传感器电机驱动装置的部件与图1中上述实施例1的驱动装置的部件类似。对于类似的部件可以参见对实施例1的上述说明和附图。

按照本发明实施例3的无传感器驱动装置，其内部的强制换向电路6与上述实施例1的驱动装置具有不同的结构。图21表示本发明实施例3的无传感器电机驱动装置中强制换向电路6的内部结构的方框图。在图21中，与图9中类似的部件采用和图9中相同的标记符号，对于类似的部件可以参见对实施例1的描述。

强制换向电路6包括第二振荡电路61，强制换向信号发生电路62A，和一个强制换向信号控制电路63。强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63根据时钟信号CLK和自换向信号SC产生强制换向信号FC。图22表示由强制换向信号发生电路62A产生的两个信号PA和PB，有关时钟信号CLK的脉冲的第一计数CN1A和第二计数CN1B，强制换向信号FC，和自换向信号SC的时序图。图23，24和25是用来表示强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63产生强制换向信号FC的操作的流程图。

强制换向信号发生电路62A有两个内部计数器。强制换向信号发生电路62A在控制开始时，或是图22中所示的时间TS首先将两个计数器复位，参见图23中的S11。随后，强制换向信号发生电路62A用第一计数器对时钟信号CLK的脉冲进行计数，参见图23中的S12。在如图22所示自换向信号SC输入之前，强制换向信号发生电路62A在第一计数器的计数CN1A达到第一门限值D时产生第一信号PA，参见图23中的S13和S14。进而由强制换向信号控制电路63发送第一信号PA作为强制换向信号FC，参见图23中的S15。此处的第一信号PA是一个形状与自换向信号SC相同的脉冲。

强制换向信号发生电路62A和强制换向信号控制电路63在没有自换向信号SC输入的时间周期内对第一信号PA的脉冲进行计数，参见图24中的S16。在没有自换向信号SC输入且第一信号PA的脉冲数量小于一个固定值(例如是6)的时间周期内，如图22中所示，每当第一计数器的计数CN1A达到第一门限值D时，就重复将第一计数器的计数CN1A复位，产生第一信号PA，并发送第一信号PA作为强制换向信号FC，如图23和24中的S11-S16所示。在没有自换向信号SC输入的时间周期内，第一信号PA的周期或脉冲间隔等于为产生与第一门限值D相同数量的时钟信号CLK脉冲所需的时间TA。

在第一信号PA的脉冲数量达到一定值例如是6时，如图22所示，在自换向信号SC输入之前，强制换向信号发生电路62A将两个计数器都复位，并在除第一计数器之外，还用第二计数器对时钟CLK的脉冲计数，参见图24中的S17和S18。如图22所示，如果没有自换向信号SC输入，强制换向信号发生电路62A就产生第二信号PB，并且每当第二计数器的计数CN1B达到第二门限值2D时就将第二计数器的计数CN1B复位。参见图24中的S21，在从第二计数器开始计数直至自换向信号SC输入的时间周期内，强制换向信号控制电路63用第二信号PB替代第一信号PA作为强制换向信号FC发送。

此处，第二信号PB的脉冲形状和第一信号PA一样，与自换向信号SC相同。另外，第二信号PB的周期或脉冲间隔等于为产生与第二门限值2D相同数量的时钟信号CLK脉冲所需的时间TB。第二门限值2D要大于第一门限值D，最好是二倍。此时，第二信号PB的周期TB比第一信号PA的周期TA要长，即TB＞TA，并且最好是第一信号PA的周期TA的二倍。

在自换向信号SC输入时，即便是在达到各自的门限值D和2D之前，强制换向信号发生电路62A将时钟信号CLK的脉冲的两个计数CN1A和CN1B都复位，如图22所示。参见图23中的S13，图24中的S19和图25中所示的S22。强制换向信号发生电路62A在第一计数器中用第三门限值替代第一门限值D。此处，第三门限值要大于第一门限值D和第二门限值2D，最好是第一门限值D的六倍。另外，第三门限值也可以是二十倍。第三门限值最好还是第二门限值2D的整倍数。在此条件下，强制换向信号发生电路62A再用两个计数器对时钟信号CLK的脉冲进行计数，参见图22和图25中的S23。另一方面，在第一计数器中设置了第三门限值6D的时间周期内，强制换向信号控制电路63选择第一信号PA替代第二信号PB作为强制换向信号FC。换言之，不象图22中所示那样发送第二信号PB作为强制换向信号FC。

当下一个自换向信号SC在第一计数器的计数CN1A达到第三门限值6D之前输入时，强制换向信号发生电路62A就将两个计数器的计数CN1A和CN1B都复位，并再次对时钟信号CLK的脉冲从0开始计数，参见图25中的S22，S23和S24。此时，第一计数器的计数CN1A的门限值被维持在第三门限值6D。而且，强制换向信号控制电路63还要维持第一信号PA作为强制换向信号FC的选择目标。这样，在自换向信号SC重复产生并且其脉冲间隔小于与第三门限值6D产生相同数量时钟信号CLK的脉冲所需的时间6TA的时候，就不会产生强制换向信号FC。

当第一计数器的计数CN1A在下一自换向信号SC输入之前达到第三门限值6D时，强制换向信号发生电路62A就产生第一信号PA，如图22所示。而且，强制换向信号控制电路63还要发送第一信号PA作为强制换向信号FC，参见图25中的S25和S26。然后，强制换向信号发生电路62A在第一计数器中用原始的第一门限值D替代第三门限值6D。强制换向信号控制电路63还要选择第二信号PB替代第一信号PA作为强制换向信号FC。在此条件下重复图24中所示的环S17-S21，直至再次自换向信号SC输入。特别是强制换向信号FC的周期再次被设置在第二信号PB的周期TB，参见图22。

按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置在下述强制换向控制下起动无传感器电机M。特别是采用上述的强制换向电路6，如下所述，无论负载大小，该驱动装置都能实现从强制换向控制到自换向控制的迅速可靠切换。图26表示无传感器电机M起动时的强制换向信号FC，自换向信号SC，换向信号CS，和相电流Iu，Iv及Iw的时序图。在图26中用阴影区域表示BEMF检测周期。

从无传感器电机M的起动时刻TS直至首次检测到过零点，也就是在图26中所示的首次产生自换向信号SC时刻TC，选择电路71首先选择强制换向信号FC作为换向信号CS。在此周期内发送第一信号PA作为强制换向信号FC，这样，在激励相位之间切换的周期就等于第一信号PA的周期，以下称其为强制换向信号FC的短周期TA。位置信号PS的脉冲宽度等于强制换向信号FC的短周期TA的1/16，参见图14。相应地根据强制换向信号FC的短周期TA设置相电流Iu，Iv和Iw的波形。例如，相电流的周期等于强制换向信号FC的短周期TA的6倍，而相电流增加或减少的时间段等于37.5°/60°×TA。另外，从产生强制换向信号FC起到BEMF检测周期起点的时间段TD(参见图26中所示的阴影区)是根据强制换向信号FC的短周期TA按固定值(例如是TD＝45°/60°×TA)确定的。按同样方式确定PWM禁止周期的起点。

在从无传感器电机M起动时刻TS起连续六次重复产生强制换向信号FC之前产生自换向信号SC时，就替代强制换向信号FC按照自换向信号SC切换激励相位，类似于上述实施例1。特别是在自换向信号SC一旦产生时，第一信号PA的周期TA被延长6倍。另一方面，第二信号PB尚未产生。这样就能象实施例1一样保证BEMF检测周期长，参见图17。结果就能维持高精度的过零点检测，强制换向控制迅速可靠地改变成自换向控制。这样就能平稳精确地起动无传感器电机。

在从无传感器电机M起动时刻TS起，自换向信号SC产生前，连续六次重复产生强制换向信号FC时，如图26所示，强制换向电路6就发送第二信号PB作为强制换向信号FC。强制换向信号FC的周期被相应地延长到第二信号PB的周期TB，以下称其为强制换向信号FC的长周期TB。另一方面，位置信号PS的脉冲宽度至此一直被维持在等于原值，即强制换向信号FC的短周期TA的1/16。相电流Iu，Iv和Iw的波形以及从激励相位之间的切换直到BEMF检测周期起点的时间段TD至此一直被维持在等于原值，同样还有PWM禁止周期的起点。

如果无传感器电机M的负载相对较小，采用具有短周期TA的强制换向信号FC的强制换向控制就能迅速增加转子的转速。然而，如果无传感器电机M的负载相对较大，采用具有短周期TA的强制换向信号FC的强制换向控制就难以增加转子的转速。因此就难以维持高精度的过零点检测。如果在采用具有短周期TA的强制换向信号FC的强制换向控制下经过一定周期没有检测到过零点，按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置就将强制换向信号FC的短周期TA延长到如上所述的长周期TB。这样，BEMF检测周期就能如图26所示延长，从而，改善过零点检测的精度。按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置就能迅速可靠地起动无传感器电机，而无需考虑承受的负载。这样，位置信号PS的脉冲宽度不会超过强制换向信号FC的短周期TA的1/16。这样就能将相电流的上升速率维持在一大于激励相位之间切换的定值。相应的起动转矩很高，而起动时间缩短，并且起动控制能够承受负载变化。

在图26中，第一自换向信号SC是在时间TC产生的。每当产生自换向信号SC时，就首先接收自换向信号SC并确保被选择电路71选作换向信号CS，类似于实施例1上述。这样自换向信号SC就替代强制换向信号FC来切换激励相位，从而，强制换向控制迅速可靠地改变成自换向控制。

强制换向电路6在自换向信号SC产的生时刻，将强制换向信号FC的周期或脉冲间隔延长到短周期TA的6倍。另外，在紧接时刻TC之后的激励相位上，位置信号PS的脉冲宽度，相电流Iu，Iv和Iw的波形，以及从时刻TC直到BEMF检测周期起点的时间段TD1是根据前一激励相位的时间段T1或强制换向信号FC的短周期TA当中较短的一个来设置的。同样，还有PWM禁止周期的起点。这样就能如图22所示延长BEMF检测周期，从而改善过零点检测的精度。位置信号PS的脉冲宽度不会超过强制换向信号FC的短周期TA的1/16。这样就能将相电流的上升速率维持在一大于激励相位之间切换的定值。相应的起动转矩很高，而起动时间缩短，并且起动控制能够承受负载变化。

在时间TC之后重复产生自换向信号SC，并且脉冲间隔比强制换向信号FC的短周期TA的六倍要短时，就象上述实施例1一样，将换向信号CS与自换向信号SC同步，参见图16和17。另一方面，如果从时间TC直到经过强制换向信号FC的短周期TA的六倍没有产生新的自换向信号SC，就选择强制换向信号FC作为下一个换向信号CS，如图26所示。换言之，激励相位之间的下一次切换是通过产生强制换向信号FC来执行的，参见图26中的时间TC2。在激励相位上，位置信号PS的脉冲宽度被设置在等于强制换向信号FC的短周期TA的1/16。因此，相电流Iu，Iv和Iw的波形以及从激励相位之间的切换时刻TC2直到BEMF检测周期起点的时间段TD是根据强制换向信号FC的短周期TA设置的。同样还有PWM禁止周期的起点。另外，强制换向电路6在时间TC2之后，将强制换向信号FC的周期设置在长周期TB。如此就能维持高精度的过零点检测，因为BEMF检测周期维持较长的时间。然后继续执行采用长周期TB的强制换向信号FC的强制换向控制，直至再次产生自换向信号SC。

按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置特别是在因不能反复检测到过零点而无法从强制换向控制转入自换向控制时，采用了长周期TB的强制换向信号FC，能迅速恢复强制换向控制，如图26所示。换言之，与常规的无传感器电机驱动装置的重试不同，这种驱动装置既不需要等待来自外部微处理器的重试指令，也不用判断转子的转速，这样就能实现无传感器电机的更加平稳的起动。

按照本发明实施例3的无传感器电机驱动装置也可以检测转子的转速，并且根据该转速判断恢复强制换向控制下的强制换向信号FC的周期。

以上按最佳实施例的方式对本发明所做的描述不应该被理解为限制的用意。在阅读过说明书之后，本发明所属领域的技术人员可以毫无疑问地对本发明进行各种变化和修改。由此可见，此类变化和修改显然属于本发明的原理和范围之内。因此应该理解，权利要求书意欲覆盖这些变化和修改。

Claims (28)

1.一种无传感器电机驱动装置，包括：

一输出电路，激励一无传感器电机的一电机线圈；

一PWM控制部，根据反映所述无传感器电机的估算转子位置的一位置信号产生一反映所述电机线圈激励时序的PWM控制信号；

一激励相位切换电路，与换向信号同步地在激励相位之间切换；

一前置驱动电路，选择对应着所述激励相位的所述电机线圈，通过所述输出电路按照所述PWM控制信号改变对选定电机线圈的激励，并且在PWM禁止周期内禁止所述输出电路对特定电机线圈的激励；

一BEMF比较部，检测所述电机线圈中感应的一BEMF，将所述BEMF与所述电机线圈的中心抽头电压相比较；

一自换向电路，检测所述BEMF与所述中心抽头电压之间的一致性，也就是BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；以及

一计数部，根据所述自换向信号产生所述换向信号，测算所述换向信号的间隔，根据该间隔产生所述位置信号，根据所述位置信号建立所述PWM禁止周期和所述BEMF检测周期，其中，在所述BEMF检测周期的起点之前，开始所述PWM禁止周期，并且与换向信号同步地结束所述PWM禁止周期和所述BEMF检测周期。

2.按照权利要求1的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述PWM控制部包括：

一指令电路，根据原始指令和所述位置信号设置预期电流；

一电流比较部，检测所述电机线圈的电流，并将检测的电流与所述预期电流相比较；以及

一PWM控制电路，参照所述检测的电流与所述预期电流之间的差产生所述PWM控制信号。

3.按照权利要求2的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述指令电路逐步增大和减小所述预期电流。

4.按照权利要求1的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述计数部在从PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻，与估算转子位置从PWM禁止周期的起点值改变了一固定量的时刻当中首先到来的时刻开始所述的BEMF检测周期。

5.一种无传感器电机驱动装置，包括：

一输出电路，激励一无传感器电机的一电机线圈；

一PWM控制部，根据反映所述无传感器电机的估算转子位置的一位置信号产生一反映所述电机线圈激励时序的PWM控制信号；

一激励相位切换电路，与换向信号同步地在激励相位之间切换；

一前置驱动电路，选择对应着激励相位的所述电机线圈，并通过输出电路按照所述PWM控制信号改变对选定电机线圈的激励；

一BEMF比较部，检测所述电机线圈中感应的BEMF，并将所述BEMF与所述电机线圈的中心抽头电压相比较；

一自换向电路，检测所述BEMF与所述中心抽头电压之间的一致性，也就是BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；

一强制换向电路，按照预定周期产生强制换向信号；

一选择电路，在所述BEMF检测周期中选择首先到来的所述自换向信号和所述强制换向信号之一作为所述换向信号；以及

一计数部，测算所述换向信号的间隔，根据该间隔产生所述位置信号，根据所述位置信号建立所述BEMF检测周期，与所述换向信号同步地结束所述BEMF检测周期。

6.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述PWM控制部包括：

一指令电路，根据原始指令和所述位置信号设置预期电流；

一电流比较部，检测所述电机线圈的电流，并将所述检测的电流与所述预期电流相比较；以及

一PWM控制电路，参照所述检测的电流与所述预期电流之间的差产生所述PWM控制信号。

7.按照权利要求6的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述指令电路逐步增大和减小所述预期电流。

8.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，

所述计数部根据所述位置信号建立PWM禁止周期，开始所述PWM禁止周期比所述BEMF检测周期要早，并与所述换向信号同步地结束所述PWM禁止周期；以及

所述前置驱动电路在所述PWM禁止周期中用所述输出电路禁止激励特定的电机线圈。

9.按照权利要求8的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述计数部在从所述PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻与所述估算转子位置从所述PWM禁止周期起点上的值改变了一固定量的时刻当中首先到来的那一时刻开始所述BEMF检测周期。

10.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述强制换向电路稳定地产生所述强制换向信号。

11.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，在前一BEMF检测周期中，所述自换向信号输入比所述强制换向信号输入早时，所述强制换向电路在所述BEMF检测周期中延长所述强制换向信号周期。

12.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，在前一预定次数连续的BEMF检测周期中，所述强制换向信号重复输入比所述自换向信号输入早时，所述强制换向电路在所述BEMF检测周期中延长所述强制换向信号周期。

13.按照权利要求5的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述强制换向电路产生至少两种类型的各种周期的脉冲信号，并且选择所述脉冲信号其中之一作为所述强制换向信号。

14.按照权利要求13的无传感器电机驱动装置，其特征在于，所述脉冲信号还包括具有固定周期的第一信号和具有所述第一信号两倍周期的第二信号。

15.一种无传感器电机驱动方法，包括以下步骤：

根据反映无传感器电机估算转子位置的一位置信号产生一反映所述无传感器电机的电机线圈激励时序的PWM控制信号；

选择对应着激励相位的所述电机线圈，并按照所述PWM控制信号激励选定的电机线圈；

根据所述位置信号开始一PWM禁止周期；

在所述PWM禁止周期内禁止激励特定的电机线圈；

检测所述电机线圈中感应的一BEMF，并将所述BEMF与所述电机线圈的一中心抽头电压相比较；

在开始所述PWM禁止周期后开始BEMF检测周期；

检测所述BEMF与所述中心抽头电压之间的一致性，也就是在BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；

根据所述自换向信号产生一换向信号；

与所述换向信号同步地结束所述PWM禁止周期和所述BEMF检测周期；

与所述换向信号同步地在激励相位之间进行切换；

测算所述换向信号的间隔；以及

根据该间隔产生所述位置信号。

16.按照权利要求15的无传感器电机驱动方法，其特征在于，产生所述PWM控制信号的步骤包括以下子步骤：

根据原始指令和所述位置信号设置预期电流；

检测所述电机线圈的电流，并将检测的电流与所述预期电流相比较；以及

参照所述检测的电流与所述预期电流之间的差产生所述PWM控制信号。

17.按照权利要求16的无传感器电机驱动方法，其特征在于，在设置预期信号的各个子步骤中逐步增大和减小所述预期电流。

18.按照权利要求15的无传感器电机驱动方法，其特征在于，所述无传感器电机驱动方法包括，测算从所述PWM禁止周期开始所述估算转子位置经过的时间及变化量的步骤；以及

开始所述BEMF检测周期的步骤是在从所述PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻和所述估算转子位置从所述PWM禁止周期起点上的值改变了一固定量的时刻当中首先到来的那一时刻执行的。

19.一种无传感器电机驱动方法，包括以下步骤：

根据反映无传感器电机的估算转子位置的一位置信号产生一反映电机线圈激励时序的PWM控制信号；

选择对应着激励相位的所述电机线圈，并按照所述PWM控制信号激励选定的电机线圈；

检测所述电机线圈中感应的一BEMF，并将所述BEMF与所述电机线圈的一中心抽头电压相比较；

根据所述位置信号开始一BEMF检测周期；

检测所述BEMF与所述中心抽头电压之间的一致性，也就是在所述BEMF检测周期内的过零点，并在检测到过零点时产生一自换向信号；

按照预定周期产生强制换向信号；

在所述BEMF检测周期中，在所述自换向信号和所述强制换向信号中选择首先到来的一个作为换向信号；

与所述换向信号同步地结束所述BEMF检测周期；

与所述换向信号同步地改变所述激励相位；

测算所述换向信号的间隔；以及

根据所述换向信号的间隔产生所述位置信号。

20.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，产生所述PWM控制信号的步骤包括以下子步骤：

根据原始指令和所述位置信号设置预期电流；

检测所述电机线圈的电流，并将检测的电流与所述预期电流相比较；以及

参照所述检测的电流与所述预期电流之间的差，产生所述PWM控制信号。

21.按照权利要求20的无传感器电机驱动方法，其特征在于，在设置所述预期电流的每一子步骤中逐步增大和减小所述预期电流。

22.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据所述位置信号在所述BEMF检测周期之前开始PWM禁止周期；

在所述PWM禁止周期内禁止激励特定的电机线圈；以及

与所述换向信号同步地结束所述PWM禁止周期。

23.按照权利要求22的无传感器电机驱动方法，其特征在于，

所述无传感器电机驱动方法还包括步骤，测算从所述PWM禁止周期开始所述估算转子位置经过的时间及变化量；

开始所述BEMF检测周期的步骤是在从所述PWM禁止周期的起点经过一固定时间的时刻和所述估算转子位置从所述PWM禁止周期起点上的值改变了一固定量的时刻当中首先到来的那一时刻执行的。

24.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，产生所述强制换向信号的步骤是持续执行的。

25.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，还包括以下步骤，在前一BEMF检测周期中，所述自换向信号输入比所述强制换向信号输入早时，在所述BEMF检测周期中延长所述强制换向信号的周期。

26.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，还包括以下步骤，在前一预定次数连续的BEMF检测周期中，所述强制换向信号重复输入比所述自换向信号输入早时，在所述BEMF检测周期中延长所述强制换向信号的周期。

27.按照权利要求19的无传感器电机驱动方法，其特征在于，产生所述强制换向信号的步骤包括以下子步骤，产生至少两种类型的各种周期的脉冲信号，并且选择所述脉冲信号其中之一作为所述强制换向信号。

28.按照权利要求27的无传感器电机驱动方法，其特征在于，所述脉冲信号包括具有固定周期的第一信号和具有所述第一信号两倍周期的第二信号。

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