Frequenzdiskriminator <B>für</B> impulsförmige Signale Im Hauptpatent ist ein Frequenzdiskriminator für impulsförmige Signale mit hoher Flankensteilheit, der zwischen der Frequenz fror" und der Frequenz fmaa lie genden Diskriminatorkennlinie beschrieben, bei dem die impulsförmigen Signale einem Halbleiterelement (Tran sistor oder Diode) zugeführt werden,
dessen Speicher verzögerungszeit r (im folgenden Sperrverzögerungszeit genannt) etwa so gross ist wie der zeitliche Abstand der Impulse bei der Frequenz fmaY, und die von dem Halb leiterelement abgegebenen Impulse gleichgerichtet wer den, und die gleichgerichtete Spannung als Diskrimina- torausgangsspannung dient.
Der Frequenzdiskriminator gemäss dem Haupt patent ist besonders geeignet zur Demodulation impuls- förmiger, frequenzmodulierter Signale, bei denen keine Störmodulation der Impulsdauer auftritt.
Die Erfindung stellt die Aufgabe, den Diskriminator nach dem Hauptpatent so weiterzubilden, dass eine zu sätzliche zur Frequenzmodulation auftretende Stör-Im- pulsbreitenmodulation nicht demoduliert wird.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass dem Halbleiterelement impulsförmige Signale einer UND-Schaltung, die sowohl durch die impulsförmigen Eingangssignale als auch die impulsförmigen Ausgangs signale eines weiteren Halbleiterelementes mit der Sperr- verzögerungszeit r, gespeist wird, mit einer solchen Po larität zugeführt werden,
dass die Sperrverzögerungszeit r des ersten Halbleitelementes erst nach Ablauf der Sperrverzögerungszeit r, des weiteren Halbleiterelemen tes beginnt, und die Summe der beiden Verzögerungs zeiten r und r, gleich der der genannten Frequenz f..= entsprechenden Periodendauer ist.
Dabei wird es als vorteilhaft angesehen, dass die beiden Halbleiterelemente 3 und 13 entgegengesetzte Dotierung aufweisen.
Die erfindungsgemässe Schaltung hat den Vorteil, dass tatsächlich nur die Frequenzmodulation der impuls- förmigen Signale, nicht aber deren zusätzliche Stör modulation der Impulsbreite demoduliert wird. Dies kann vorteilhafterweise bei Empfängern zur Anwen- dung kommen, in denen ein sinusförmiges Empfangs signal durch Begrenzung in impulsförmige Signale um gewandelt wird.
Tritt nämlich eine unerwünschte Am plitudenstörmodulation der sinusförmigen Signale auf, so wird in den meisten Fällen bei der Begrenzung die Amplitudenstörmodulation in eine Störimpulsbreiten- modulation der begrenzten Impulse verwandelt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnung näher erläutert, dabei zeigt: Die Fig.l ein Schema eines erfindungsgemässen Frequenzdiskriminators; die Fig. 2a-2d Impulsdiagramme zur Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1; die Fig. 3a-3c und Fig.4 Teile der Kennlinie des Diskriminators nach Fig. 1; und die Fig. 5 ein Schema einer weitem Ausführungs form des Diskriminators.
In Fig. 1 ist 1 die Eingangsklemme, der die frequenz- modulierten impulsförmigen Signale, die gleichzeitig eine Störimpulsbreitenmodulation haben und frequenz- demoduliert werden sollen, zugeführt werden. Von der Klemme 1 gelangt dieses impulsförmige Signal über einen Koppelwiderstand 2 zur Basis des pnp-Transistors 3 mit der Sperrverzögerungszeit r, 4 ist der Kollektor- widerstand dieses Transistors.
Sowohl die Eingangs spannung als auch die am Kollektor stehende Ausgangs spannung wird einer UND-Schaltung 5 zugeführt, die im vorliegenden Beispiel aus den zwei Dioden 7, 8 und dem Widerstand 9 besteht. Mit dem Widerstand 2 in Verbindung mit der der Klemme 10 zugeführten Hilfs spannung, die über den Widerstand 6 mit der Basis ver bunden ist, wird die Sperrverzögerungszeit r, des Tran sistors 3 festgelegt.
Die aus den Elementen 1 bis 11 bestehende Schal tung hat die Aufgabe, durch Impulsbreitenbegrenzung die Störimpulsbreitenmodulation völlig zu unterdrücken.<B>,</B> Am Ausgang 11 erscheint somit ein Impulssignal, dessen Frequenz moduliert ist, dessen Impulsbreite r, jedoch . .
konstant ist; es ist also frei von der ursprünglichen Stör-' impulsbreitenmodulation. Im Anschluss an die Klemme 11 folgt der im Hauptpatent beschriebene Diskrimina- tor. Dabei ist 12 der Koppelwiderstand zur Basis des Transistors 13 (erstes Halbleiterelement).
14 ist der Kollektorwiderstand dieses Transistors 13, dessen Sperrverzögerungszeit a ist. 15 ist eine Gleich richterdiode; 16 und 17 ist ein RC-Glied, mit dem in Verbindung mit der Diode 15 eine Spitzengleichrichtung erzielt wird. Am RC-Glied 16, 17 kann das demodu- lierte Modulationssignal abgenommen werden. Anstelle der Verwendung verschieden dotierter Halbleiterele mente ist es auch möglich, gleichartig dotierte Halbleiter zu verwenden, wenn zwischen dem Halbleiterelement 3 und dem Halbleiterelement 13 z.
B. innerhalb der UND- Schaltung 5 durch Anwendung eines Transistors eine Polaritätsumkehr erfolgt, und dessen Sperrverzögerungs- zeit entsprechend berücksichtigt wird.
Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 dienen die Fig. 2a-2d. In Fig. 2a werden einige Perioden der der Klemme 1 zugeführten Impuls spannung gezeigt. Fig. 2b zeigt die Impulsspannung am Kollektor des Transistors 3.
Dabei ist r, die Sperrver- zögerungszeit dieses Transistors. Fig. 2c zeigt die Aus gangsspannung der UND-Schaltung 5 an der Klemme 11 mit der Impulsdauer r, Bei Schwankungen der Im pulsbreite des Eingangssignals (Fig.2a) schwankt die Impulsbreite r, dieses Signals nicht mehr. Schwankt die Frequenz des Eingangssignals, so schwanken die Im pulspausen T, im gleichen Sinne wie die Frequenzmodu- lation. Fig. 2d zeigt die Impulsspannung am Kollektor des Transistors 13.
Dabei ist a die Sperrverzögerungs- zeit dieses Transistors. In dieser Figur sind die Impulse idealisiert dargestellt.
In Fig.2d wird die Spannung am Kollektor des Transistors 13 bei einer Frequenz, die kleiner als fmin ist, gezeigt. Dabei ist in idealisierter Weise die Flanken steilheit der verzögerten Abschaltflanke 23 und der Ein schaltflanke 24 dargestellt. Bei der Frequenz fmas ist die Periodendauer so klein, dass die Impulse Fig. 2d gerade
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verschwinden.
Es ist dann T = Tmin = r3 + r. In den Fig. 3a bis 3c werden die Impulse am Kollektor des Transistors 13 in stark gedehnter Form und mit den tatsächlich auftretenden Flankensteilheiten wiedergegeben. Die Flanke 23 ist dabei analog zu der Flanke 23 in Fg. 2d die verzögerte Abschaltflanke. 24 ist die Einschaltflanke.
In Fig. 4 ist die den Fig. 3a-3c zugeordnete Diskriminatorkurve dargestellt. Fig. 3a zeigt die Impulse am Kollektor des Transistors 13 bei der Frequenz f" die sehr nahe an der Frequenz fmio liegt (s. Fig. 4).
Es entsteht durch Gleichrichtung dieser in Fig. 3a gezeigten Impulse eine Gleichspannung U,. Bei der höheren Frequenz f= ist der Abstand zwischen der verzögerten Abschaltflanke 23 und der folgenden Ein schaltflanke 24 noch kleiner, so dass gemäss Fig. 3b bei der Frequenz f2 eine Spannung U, entsteht. Fig. 3c zeigt schliesslich den Impulsverlauf für die Frequenz fs, bei der die Gleichspannung U3 entsteht.
Wie man aus den Fig. 3a, b, c und der Fig. 4 erkennt, ist die Form der Diskriminatorflanke 25, die eine Funktion der Frequenz ist, identisch mit der Abschaltflanke 23, die eine Zeit funktion ist. Die Sperrverzögerungszeit ist so gross, dass sie für die vorbestimmte Frequenz fmaa gleich dem zeit lichen Abstand der Impulse bei der Frequenz fm" ist.
In diesem Fall fällt der Beginn der verzögerten Abschalt- flanke 23 und der Beginn der Einschaltflanke 24 zu sammen, so dass die Ausgangsspannung des Diskrimi- nators Null ist. Die Steilheit der verzögerten Flanke 23 ist so gross, dass bei der vorbestimmten Frequenz fmin die volle Amplitude der verzögerten Impulse erreicht wird. Bei der Frequenz fmia beginnt die Einschaltflanke 24 erst, wenn die Sperrverzögerungsflanke 23 ihren maximal möglichen Wert erreicht hat.
Die Neigung der verzögerten Sperrflanke kann mit an sich bekannten Mitteln variiert werden. Eine Ver ringerung der Neigung ist z. B. durch Erhöhung der Kapazität zwischen dem Kollektorpotential des Tran sistors 13 und Masse möglich. Eine Verringerung der Neigung kann z. B. durch Verkleinerung des Kollektor widerstandes 14 erzielt werden. Schliesslich kann man in ebenfalls bekannter Weise zur Erzielung extrem hoher Flankensteilheit zwischen dem Kollektor des Transistors 13 und dem Gleichrichter 15 eine weitere Verstärker stufe vorsehen, die nur den steilen Bereich der Sperr verzögerungsflanke weiterleitet.
In Fig. 5 wird ein weiteres Ausführungsbeispiel ge zeigt, bei dem eine bereits im Hauptpatent erläuterte Rückführung zur selbsttätigen Abstimmung des Diskri- minators zur Anwendung kommt. Für gleiche Teile sind die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet. Auch die Arbeitsweise der Elemente 1 bis 17 ist die gleiche. 18 ist ein Emitterfolger, dessen Basis mit dem RC-Glied 16, 17 verbunden ist, dessen Kollektor an der allgemeinen Speisespannung liegt.
Vom Emitter wird das demodulierte Signal abgegeben. Das RC-Glied 19, 20 bildet den Mittelwert aus dem demodulierten Modu- lationssignal. Dieser Mittelwert wird über den Wider stand 21 der Basis des Transistors 13 zugeführt. Zur Erzielung des gewünschten Arbeitspunktes wird eine feste Vorspannung über den Widerstand 22 ebenfalls an die Basis des Transistors 13 gelegt. Ändert sich (z. B.
infolge Temperaturänderung) die Sperrverzögerungszeit r zu grösseren Werten, so sinkt der Mittelwert der Aus gangsspannung des Diskriminators in negativer Rich tung, dadurch sinkt auch die gesiebte Regelspannung am Kondensator 20 in negativer Richtung und damit schliesslich die Basisvorspannung des Transistors 13. Auf diese Weise wird die Sperrverzögerungszeit zurück geregelt.
Auch bei Schwankungen der Mittenfrequenz des Eingangssignals stellt sich somit selbsttätig der Dis- kriminator so ein, dass die Diskriminatorflanke bei der Frequenz des Eingangssignals liegt. Bei einer Versuchs schaltung folgte der Diskriminator selbsttätig der Mit tenfrequenz in einem Frequenzvariationsbereich von ca. 1:10.
In Sonderfällen, bei denen ein flacher Verlauf der Diskriminatorkennlinie erwünscht oder zulässig ist, kann eine Linearisierung der Kennlinie dadurch erreicht wer den, dass ein bestimmter Teil der demodulierten NF- Spannung zur Steuerung der Sperrverzögerungszeit zur Basis des Transistors 13 zugeführt wird. Dies kann z. B. dadurch erfolgen, dass in der Schaltung der Fig. 5 in Serie mit dem Kondensator 20 ein Widerstand liegt.
In vorteilhafter Weise kann die NF-Spannung dem Aus gang eines nachfolgenden NF-Verstärkers entnommen werden, wodurch zusätzlich auch dieser NF-Verstärker linearisiert wird und damit der Klirrfaktor gesenkt wird.