Digitale Auswerteeinrichtung für stetig veränderliche Messgrössensignale
Gegenstand vorliegender Erfindung ist eine digitale Auswertevorrichtung für stetig veränderliche Messgrössensignale. Es sind verschiedene Mess-Signalgeber z. B. Längen-oder Drehwinkel-Messwertgeber bekannt, bei denen die erzeugten Messsignale aus einem System von mindestens zwei, meistens vier gleichartigen, aber zueinander um einen Periodenbruchteil verschobenen, in Einheitsintervallen der Messgrösse periodisch schwankenden Primärsignalen, (z. B. in ihrem Momentanwert als Funktion der Messgrösse periodisch schwankenden elektrischen Analog-Signalen) bestehen.
Dabei ist zu beachten, dass als Argumente der periodisch schwankenden Signale nicht etwa die Zeit, sondern die Momentanwerte der vom Geber verarbeiteten Messgrössen wirken und die Funktionswerte in vorbestimmten Einheits-Intervallen E der Messgrösse periodisch sind.
Derartige bekannte Messgrössengeber umfassen beispielsweise einen optisch ablesbaren Strichmassstab und eine relativ dazu bewegliche Ableseplatte mit Stricheinteilungen, die beim Zusammenwirken mit einer Beleuchtungseinrichtung bei Verschiebungen der Ableseplatte gegenüber dem Strichmassstab eine periodische Veränderung einer örtlichen Lichtinten sität bewirkt, die durch eine Photozelle in einen periodisch schwankenden Gleichstrom umgewandelt wird.
Bekannte Messeinrichtungen dieser Art enthalten vier Photozellen und liefern ein allerdings oberwellenhaltiges System von vier gegeneinander je um den Wert 2 phasenverschobenen Gleichstromsignalen etwa folgender Form : Il. in + il sin cp = io + ii sin ç I io + il cos ç = io + il sin (, +2) 1 ; 3, r io-il sin p = io + il sin (sp + a)
I4 @ io - i1 cos @ = io + i1 sin (@ + 3@/2).
Zur digitalen Auswertung derartiger Messsignal Systeme im Sinne der Bildung von zählbaren Signalen für jede Veränderung der Messgrösse um ein volles Einheitsintervall E und der Gewinnung von digitalen Informationen über den Momentanwert der Messgrösse innerhalb eines Einheitsintervalls, d. h. der Interpolation auf Bruchteile des Einheitsintervalls, wird in bekannten Einrichtungen mit relativ grossem apparativem Aufwand die Trägerfre- quenz-Phasenmesstechnik angewendet. Ein weiterer Nachteil solcher bekannter Auswerteeinrichtungen ist darin zu erblicken, dass die gewünschten Digitalinformationen nur mit Verzögerungen gewonnen werden können, die im Vergleich zu den Zeitkonstanten von heute verfügbaren Servosteuerungen zu gro¯ sind.
Bei einem beschriebenen, photoelektrischen Längenmesssystem ist es beispielsweise nicht vermeidbar, dass die im oben erwähnten System von vier Primärsignalen als konstant vorausgesetzten Werte io und il sich im Betrieb in unkontrollierbarer Art verändern. Beispielsweise könnte sich die Lichtstärke der Beleuchtungseinrichtung, die Durch lässigkeit bzw. Reflexionsfähigkeit des Strichmassstabes und des Ablesemassstabes und die Empfindlichkeit der Photozellen mit der Zeit verändern. Damit ist die Voraussetzung nicht mehr gegeben, dass die zwei, drei oder vier Momentanwerte der von den Photozellen erzeugten Ströme 11. 14 eindeutig den momentanen Messgrössenwert innerhalb eines Einheitsintervalls definieren.
Die vorliegende Erfindung geht gegenüber dem Bekannten neue Wege.
Erfindungsgemäss ist eine digitale Auswerteeinrichtung für stetig veränderliche Messgrössen-Signale, die aus mindestens zwei gleichartigen, aber zueinander um einen Periodenbruchteil verschobenen, in Einheitsintervallen E der Messgrösse periodisch schwankenden Primärsignalgrössen bestehen, gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung mindestens dreier, je in eindeutiger Abhängigkeit vom Momentanwert der Messgrösse nach einer Sinusfunktion um einen Nullwert veränderlichen und gegeneinander um je denselben Periodenbruchteil verschobener, bipolarer Sekundärsignalgrössen aus den Primärsignalgrössen sowie durch Diskriminatoren für die momentanen Polaritäten der Sekundärsignalgrössen und für die Erzeugung je eines Binärsignals,
das seinen Zustand jeweils im Moment des Polaritätswechsels der dem betreffenden Diskriminator zugeführten Sekundär- signalgrösse ändert, derart, dass die momentanen Zu standskombinationen der aus jeder Sekundärsignal- grösse erzeugten Binärsignale eine eindeutige Digitaldarstellung des momentanen Messgrössenwertes innerhalb je eines Einheitsintervalls derselben gemessen gleichen Bruchteilen des Einheitsintervalls bildet.
Anstelle eines bisher verwendeten Trägerfre- quenz-Phasenmesssystems ist also die Erzeugung eines sekundären mehrphasigen Sinusfunktionssystems und die Verwendung von Diskriminatoren, z. B. Schmitt-Triggern, für die Erzeugung je eines Binärsignals aus den Komponenten des mehrphasigen Sinusfunktionssystems vorgesehen, wobei jedes Binärsignal jeweils im Moment des Nulldurchganges der dem betreffenden Diskriminator zugeführten sekundären Sinuskomponente seinen Zustand ändert.
Auf diese Weise kann ein mehrphasiges System von Binärsignalen erzeugt werden, in welchen die momentanen Zustandskombinationen zu jeder Zeit eindeutig in digitaler Form den Momentanwert der Messgrösse, gemessen in unter sich gleichen Bruchteilen, eines Einheitsintervalls definieren.
Es wird nachstehend gezeigt, dass mit relativ einfachen Mitteln aus dem vom Messgrössengeber erzeugten Primärsignalsystem ein mehrphasiges System von nach je einer Sinusfunktion vom Momentanwert der Messgrösse abhängigen bipolaren Sekundärsignalen gewonnen werden kann, deren Nulldurchgänge gegeneinander um vorbestimmte und nicht von unkontrollierbaren Einflüssen abhängigen Phasenwinkel innerhalb jeder Periode verschoben sind.
Veränderungen der Amplitudenwerte dieser Se kundärsignale, die durch unkontrollierbare Einflüsse der erläuterten Art bewirkt werden können, haben aber keinen Einfluss auf die Zustandsveränderungen der in den Diskriminatoren erzeugten Binärsignale, so dass die Genauigkeit der Digitalinformation über den Momentanwert der Me¯gr¯¯e beispielsweise durch Schwankungen der Beleuchtungsintensität, der Reflexions-bzw. Durchlassfähigkeit und der Photozellenempfindlichkeit eines photoelektrischen Primär- signalgebers nicht beeinträchtigt wird.
Sofern der verwendete Me¯gr¯¯engeber tatsächlich vier um je einen Viertel der Periodenlänge verschobene Primär- signale in Form von entsprechend veränderlichen elektrischen Gleichströmen erzeugt, werden mit Vorteil zwei lineare Verstärkungs-und Subtraktionsschaltungen, z. B. bekannte Differentialverstärker, verwendet, denen je zwei zueinander um die halbe Periodenlänge verschobene Primärsignale zugeführt werden und die zusammen ein vierphasiges Drehstromsystem mit vier gegeneinander je um einen Viertel einer Periodenlänge verschobenen, sinusför- migen und annähernd amplitudengleichen Wechselströmen als Sekundärsignale erzeugen.
Man erhält auf diese Weise Sekundärsignale folgender Form : It-I3 = 2il sin p
I2 - I. = 2i, cos q = 2ii (sin (r'+2)
An sich ist es möglich, diesen beiden an Oberwellen ärmeren, amplitudengleichen und zueinander um einen Viertel einer Periodenlänge verschobenen Sinusströmen je einen Polaritätsdiskriminator, z.
B. einen bekannten Schmitt-Trigger, zuzuordnen, so dass am Ausgang dieser Diskriminatoren ein zweiphasiges Binärsignalsystem entsteht, dessen Zustandskombinationen innerhalb jedes Einheitsintervalls E der Messgrösse folgende diskrete Zustandskombinationen definieren : 00-OL-LL-LO
Es lässt sich aber aus den beiden Sinusströmen il sin ç und il cos C und gegebenenfalls den dazu um je 180 verschobe- nen Werten-il sin p und -i1cos @ ein mehrphasiges Drehstromsystem gewinnen.
Das von Differentialverstärkern erzeugte zweibzw. vierphasige Sekundärwechselstromsystem kann also zur Bildung eines mehrphasigen Systems von bipolaren, zueinander um entsprechend kleinere Bruchteile einer Periodenlänge sinusförmig veränderlichen Grössen verwendet werden, die je einem Po laritätsdiskriminator zur Erzeugung je eines zugeordneten Binärsignals, das seinen Zustand je in den Momenten der Nulldurchgänge der zugeführten Sinus-Signale ändert, zugeführt werden.
Unter Benützung der bekannten geometrischen Beziehungen sin (@ ¯ @) = sin @ cos @ +¯ cos ç sin 0 cos ( i2) = cos 0 sin q) sin 0 (dem Prinzip der bekannten Scottschen Phasenschieberschaltungen) lassen sich die Komponenten eines beliebig vielphasigen Drehstromsystems erzeugen. Beispielsweise kann ein fünfphasiges Drehstromsystem, dessen Sinuskomponenten gegeneinander um Winkel 10 verschoben sind, auf diese Weise erzeugt werden.
Es ist dabei zu beachten, dass unter diesen Voraussetzungen jedem momentanen Zwischenwert der ursprünglichen Messgrösse innerhalb eines Einheitsintervalls eine genau definierte momentane Wertkombination der Komponenten des so erzeugbaren vielphasigen Sekundärsignalsystems zugeordnet bleibt, unbekümmert darum, ob sich die Messgrösse rasch, langsam oder überhaupt nicht verändert. Falls nun jeder Komponente des erläuterten vielphasigen Dreh stromsystems ein Polaritätsdiskriminator, das heisst z.
B. ein Schmitt-Trigger, mit als verschwindend klein gegenüber den Widerstandswerten voraussetzbaren Eingangswiderstand zugeordnet wird, ergibt sich ein p-phasiges Binärsignalsystem, dessen 2p mögliche Zustandskombinationen je einIntervall der Länge eines entsprechenden Bruchteils 2 eines Einheitsinter zip valls E der Messgrösse eindeutig definieren. Falls ein fünfphasiges Sekundärsignalsystem erzeugt wird, ergeben sich zehn mögliche Zustandskombinationen des Binärsignalsystems, d. h. es wird eine digitale Interpolation auf Zehntel des Einheitsintervalls realisiert.
Ein mehrphasiges Binärsignalsystem, wie es in der erläuterten Weise von den Polaritätsdiskrimina- toren erzeugt werden kann, lässt sich nun auf verschiedene Weise auswerten. Sofern nur eine digitale Anzeige aller Veränderungen der Messgrösse um Bruchteile von 2 (P = Phasenzahl des Sekundär- und Binärsignalsystems) nach einem bestimmten bi nären, oder binärcodierten dekadischen Code oder z. B. an dekadischen Zählröhren vorgesehen ist, lassen sich in einfacher Weise die Bedingungen an eine logische Codewandlerschaltung durch gegenseitige Zuordnung der möglichen Zustandskombinationen des p-phasigen Binärsignalsystems nach den Gesetzen der Booleschen Algebra arbeiten.
Ein besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel einer erfindungs- gemässen Digitalmesseinrichtung ist in der Zeichnung schematisch dargestellt. Es zeigen :
Fig. 1 eine Längsmessvorrichtung mit einem Strichmassstab, der relativ zu einer optisch-elektri- schen Ablesevorrichtung verschiebbar ist, wobei den Ausgangsleitungen der vier Messphotozellen eine Schaltungsanordnung zur Bildung eines 5phasigen Systems von Binärsignalen zugeordnet ist,
Fig., 2 eine Auswerte-Logik für ein fünfphasiges Binärsignalsystem, das z. B. gemäss Fig. 1 erzeugt worden ist.
In Fig. 1 ist als Beispiel einer Messvorrichtung M eine optischelektrische Längenmessvorrichtung be kannter Art schematisch dargestellt. Sie dient zur Messung der Relativverschiebung zweier geradlinig gegeneinander verschiebbarer Bauteile, beispielsweise eines Schlittens in seinem Führungsbett einer Werkzeugmaschine. Mit 1 ist ein Strichmassstab bekannter Art bezeichnet, der sich über die ganze Länge des Verschiebungsweges der beiden Bauteile erstreckt und an einem der beiden Bauteile, beispielsweise am Führungsbett für den Schlitten, befestigt ist.
Er enthält beispielsweise parallele Schwarzstriche von 0, 5-10-1 mm Breite, die voneinander durch Weissstriche von gleicher Breite distanziert sind, derart, dass ein solcher Strichmassstab auf eine Länge von 1 m = 103 mm in 104 Einheitsintervalle einer Einheitsgrösse E = 10-1 mm unterteilt ist.
Mit 2 ist eine Ableseplatte ebenfalls bekannter Art bezeichnet, die am andern der beiden relativ zueinander verschiebbaren Bauteile befestigt ist und sich über eine bestimmte Teillänge des Strichmassstabes 1, beispielsweise über q = 200 Strichpaare desselben erstreckt. Diese Ableseplatte 2 kann über ihre Länge in q + 1 Teilstriche gleicher Art wie beim Strichmassstab 1 unterteilt sein. Am gleichen Bauteil wie die Strichplatte ist ein elektrisches Beleuchtungssystem, bestehend aus einer Lichtquelle 31 und einer Sammellinse 32, befestigt. Dieses Beleuchtungssystem ist dazu bestimmt, den Strichmass- stab 1 durch die Ableseplatte hindurch zu beleuchten.
Längs der Ableseplatte 2 und mit derselben mechanisch verbunden sind vier Messphotozellen 41, 42, 43, 44 nebeneinander angeordnet, welche je das ihnen aus einem zugeordneten Feld von höchstens 1/4 der Länge der Ableseplatte zurückgestrahlte Licht in einen entsprechenden Photostrom Ii, 12, 13, 14 umwandeln. Dabei wechselt das von einer Photozelle empfangene Licht periodisch nach einer an genäherten Sinusfunktion. Es wird für jede Verschiebung der beiden Bauteile um eine Stricheinheit des Strichmassstabes 1, d. h. im vorliegenden Fall von 10-1 mm, eine vollständige Periode der Schwankungen des Photowechselstromes am Ausgang der betreffenden Photozelle erzeugt.
Infolge der noniusartig unterschiedlichen Strichteilung der Ableseplatte 2 und des Strichmassstabes 1 entsprechen die vier von den Photozellen erzeugten Photoströme angenä- hert folgenden Bedingungen bzw. können auf diese Bedingungen eingestellt werden : l1 : o + sin p)
EMI3.1
Dabei ist das Argument ç periodisch im Ein heitsintervall E des Strichmassstabes, d. h. q7 durchläuft 2a, wenn die Verschiebung E durchläuft.
Gemäss Fig. 1 werden nun paarweise die vier Photozellenströme Il bis 14 einer Schaltung N mit zwei Differentialverstärkern DV zugeführt, und diese Differentialverstärker sind in an sich bekannter Weise dazu bestimmt und ausgebildet, Paare von Sekun därsignalen zu erzeugen, die annähernd folgenden Bedingungen entsprechen : U1 sin 99 -Ul sin ç Ui cos cp Ut cos ç
Ihr Gleichstromanteil ist also Null, sie sind praktisch oberwellenfrei, und ihre Amplituden sind einander gleich.
Ein derartiges Wechselstromsystem bildet ein vierphasiges Drehstromsystem, mit vier zueinander je um den Winkel 90 = 2 verschobenen Sinusspannungen. Diese vier Sekundärsignale werden nun nach dem an sich f r andere Anwendungen bekannten Prinzip der Scottschen Schaltung in der Stufe O in ein fünfphasiges Drehstromsystem umgewandelt.
Es geschieht dies so, dass die vier gegeneinander um je a/2 verschobenen Sekundärsignale paarweise über entsprechend dimensionierte WiderstÏnde geleitet und dahinter addiert werden, d. h. es werden Summen sin ( ¯ @) = sin @ cos # + cos ç sin # bzw. cos (+ cos 99 cos q7 @+ sin @ sin @ gebildet, wobei als zu erzielende Phasenverschiebungen die Werte @/5=36¯, 2@/5=72@, 3@/5=108@, 4@/5 = 144@, und z = 180 gewählt werden.
Beispiele von Widerstandswerten, welche diesen Bedingungen in guter Näherung genügen, sind in der Zeichnung eingetragen.
Die Teilströme des so gewonnenen fünfphasigen Drehstromsystems werden nun anschliessend in der Stufe P je einem sogenannten Schmitt-Trigger ST zugeführt, die je an ihren Ausgängen Binärsignale erzeugen, welche in den Nulldurchgängen ihrer Ein gangswechselströme vom Zustand 1 = ¸Ja¯ (= bestimmter Mindeststrom) in den Zustand 0 = Neinp -Strom Null bzw. in umgekehrter Reihenfolge kippen. Derartige und ähnliche Polaritätsdiskriminato- ren sind an sich bekannt (z. B. Lit. K. Steinbuch : Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung, Springer
1962).
Gemäss Fig. 1 werden also an den einen Ausgängen der Schmitt-Trigger ST f nf Gleichstrompuls-Signale G, H, J, K, L und deren Negationen G, H, J, K, L gebildet. Die Ausgangsimpedanzen der Differentialverstärker DV und die Eingangsimpedanzen der Schmitt-Trigger ST werden dabei als verschwindend klein gegenüber den in den Scottschen Schaltungen der Stufe O verwendeten Widerstandswerten vorausgesetzt.
Die Zustandskombinationen der f nf Binärsignale G, H, J, K, L wechseln f r jede in der photoelektrischen Messvorrichtung M festgestellte Relatiwerschiebung der beiden Bauteile um eine Längeneinheit E des Strichmassstabes 1 nach folgendem Schema :
L K J H G
N.E+0.E/10 0 0 0 0 0
N. E+1. 10000
N.
E+2. 11000
N.E+3.E/10 1 1 1 0 0 N-E+4. 11110
L K J H G
N.E+5.E/10 1 1 1 1 1
N.E+6.E/10 0 1 1 1 1
N.E+ 7.E/10 0 0 1 1 1
N.E+8.E/10 0 0 0 1 1
N.E+9E/10 0 0 0 0 1
N.E+0.E/10 0 0 0 0 0
N = ganze Zahl
Durch eine bestimmte Zustandskombination des fünfphasigen Binärsignalsystems am Ausgang der Stufe P wird also eindeutig eine bestimmte Zehntelsperiode der ursprünglichen Messsignale bestimmt.
Falls die durch das Messsystem M gemessene Verschiebung der Bauteile in entgegengesetztem Sinn, also negativ erfolgt, erfolgen auch die Übergänge von einer Zustandskombination in die andere in umgekehrtem Sinn, d. h. in der Reihenfolge von unten nach oben, statt von oben nach unten. Ein derartiges 5-phasiges Binärsignalsystem lässt sich nun mit Hilfe einer relativ einfachen logischen Schaltung gemϯ Fig. 2 in eine binär codierte Dezimaldarstellung umwandeln. Es sei angenommen, dass zu diesem Zweck als Code der sogenannte CZ-Code verwendet werde, der in der älteren Patentanmeldung Nr. 5370/62 derselben Anmelderin erstmals bekanntgemacht worden ist.
Es ist ein Gewichtscode mit den Gewichten 4, 2, 2, 1 und entspricht folgender Tabelle :
A4 A3 A2 A1 BinÏrstellen
Dezimal-Ziffer 4 2 2 1 Gewichte 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1
2 0 0 1 0
3 0 1 0 1
4 0 1 1 0
5 1 0 0 1
6 1 0 1 0
7 1 1 0 1
8 1 1 1 0
9 1 1 1 1
Aus der Nebeneinanderanordnung der beiden vorstehend aufgeführten Dezimalcodetabellen ergeben sich f r die Umwandlung der fünfphasigen Impulssignale G, H, J, K, L in die CZ-Codeform folgende Bedingungen in Boolescher Algebra für die vier Binärstellen Al, A2, A3,
A4 A1 = HJ + LG + GH + JK + K L Jazz = G I + GH + JK + KL AS = GJ + GK A., = G
Für die dekadische Untersetzung von Strichmassstabintervallen E nach dem störungsunempfind- lichen Zweiphasen-Impulszählsystem gemϯ der erwähnten älteren Patentanmeldung (P 132) wird ausser dem Binärsignal A4 = G noch ein Signal B4 = J erzeugt, welches gegenüber A4 = G um an nähernd eine Viertelperiode verschoben ist.
Es steht also für den Eingang eines voreinstellbaren Speichers mit fünf dekadischen Untersetzerstufen DS1, DS2, DS3, DS4, DS5, deren Ausbildung in der genannten älteren Anmeldung (P 132) offenbart worden ist, ein zweiphasiges System von Binärsignalen A4 = G B4 = J zur Verf gung.
Nach der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 können also alle Veränderungen der Messgrösse um ganze Einheitsintervalle in den dekadischen Untersetzer-bzw. Speicherstufen DS vorzeichengerecht gezählt bzw. gespeichert werden, und diese Speicher- stufen können auf je einen vorbestimmten Speicherinhalt voreingestellt werden.
Ausserdem können die Veränderungen der Messgrösse um Zehntel eines Einheitsintervalles angezeigt werden, beispielsweise dadurch, dass die Zustände des Binärsignalsystems At, A2, A3, A4 durch je ein Glimmröhrchen angezeigt werden, oder dass über eine zusätzliche Codewandler-Logik in Abhängigkeit davon eine dekadische Zählröhre gesteuert wird.
Eine derartige Zählröhre kann aber auch über eine entsprechend modifizierte Codewandler-Logik direkt aus dem fünfphasigen Binärsignalsystem G, H, J, K, L gesteuert werden.
Das vierphasige Binärsignalsystem A, A2, A3, A4, dessen binare Dezimalcodierung derjenigen des Dekadenstufen-Speicherwerkes entspricht, kann auch andern Rechnern oder Auswerteorganen zugeführt werden.
Falls aber eine Speicherung bzw. Zählung auch der Zehntel von Einheitsintervallen durch eine dekadische Zählstufe der gleichen Art wie die Zählstufen DS1-DS5 des Speicherwerkes für ganze Einheitsintervalle gewünscht wÏre, müsste die Phasenzahl des erzeugten Sekundärsignalsystems und des daraus abgeleiteten Binärsignalsystems vervierfacht werden. Grundsätzlich lässt sich aber überhaupt aus einem 4n-phasigen Binärsignalsystem (n = ganze Zahl) mit einer sehr einfachen logischen Codewandlerschaltung ein zweiphasiges Inkrementsignalsystem ableiten, welches Veränderungen der Messgrösse in Bruchteilen anzeigt und sich zur Verarbeitung in Zählstufenketten und Inkrementaddierwerken nach der erwähnten älteren Patentanmeldung (P 132) eignet. Sofern z.
B. ein zweiphasiges Binärsignalsystem erzeugt werden soll, dessen Auswertung beispielsweise gemäss der älteren Patentschrift (CH-Patent Anmeldung Nr. 5370/62) erfolgen kann, aus dem mehrphasigen Binärsignal- system logisch abgeleitet werden soll, ergeben sich für ein achtphasiges Binärsignalsystem folgende Bedingungen :
P8 P7 PssB?3 P2 Pl A B 0000000000
1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1100000011
1110000010
1 0 0 0 0
1 1 1 1 1 0 0 0 0 1
1 1 1 1 1 1 0 0 1 1
1 1 1 1 1 1 1 0 1 0
1 1 1 1 1 1 1 1 0 0
0 1 1 1 1 1 1 1 0 1
0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0000111100
0 0 0 0 0 1 1 1 0 1
0 0 0 0 0 0 1 1 1 1
0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0000000000 p-phasiges Binärsignalsystem zweiphasiges Binärsignalsystem am Ausgang
A = P5 P7 + P5 P7 + P1 P3 + P1 P3 B P8 + P6 P8 + P2 P4 +P2 P4
Es können also, sofern das zweiphasige Binär- signalsystem AB gemäss vorstehender Tabelle einer Tetrade von vier Binärspeicherstufen nach der schon erwähnten älteren Patentanmeldung (Nr.
5370/62) zugeführt werden, in jedem Einheitsintervall der Messgrösse 16 Bruchteile davon diskret angezeigt werden, und vier Intervalle sind durch einen voreinstellbaren Zählerstand bestimmt.