Digitale Auswerteeinrichtung für stetig veränderliche Messgrössensignale
Gegenstand vorliegender Erfindung ist eine digitale Auswertevorrichtung für stetig veränderliche Messgrössensignale. Es sind verschiedene Mess-Signalgeber z. B. Längen-oder Drehwinkel-Messwertgeber bekannt, bei denen die erzeugten Messsignale aus einem System von mindestens zwei, meistens vier gleichartigen, aber zueinander um einen Periodenbruchteil verschobenen, in Einheitsintervallen der Messgrösse periodisch schwankenden Primärsignalen, (z. B. in ihrem Momentanwert als Funktion der Messgrösse periodisch schwankenden elektrischen Analog-Signalen) bestehen.
Dabei ist zu beachten, dass als Argumente der periodisch schwankenden Signale nicht etwa die Zeit, sondern die Momentanwerte der vom Geber verarbeiteten Messgrössen wirken und die Funktionswerte in vorbestimmten Einheits-Intervallen E der Messgrösse periodisch sind.
Derartige bekannte Messgrössengeber umfassen beispielsweise einen optisch ablesbaren Strichmassstab und eine relativ dazu bewegliche Ableseplatte mit Stricheinteilungen, die beim Zusammenwirken mit einer Beleuchtungseinrichtung bei Verschiebungen der Ableseplatte gegenüber dem Strichmassstab eine periodische Veränderung einer örtlichen Lichtinten sität bewirkt, die durch eine Photozelle in einen periodisch schwankenden Gleichstrom umgewandelt wird.
Bekannte Messeinrichtungen dieser Art enthalten vier Photozellen und liefern ein allerdings oberwellenhaltiges System von vier gegeneinander je um den Wert 2 phasenverschobenen Gleichstromsignalen etwa folgender Form : Il. in + il sin cp = io + ii sin ç I io + il cos ç = io + il sin (, +2) 1 ; 3, r io-il sin p = io + il sin (sp + a)
I4 @ io - i1 cos @ = io + i1 sin (@ + 3@/2).
Zur digitalen Auswertung derartiger Messsignal Systeme im Sinne der Bildung von zählbaren Signalen für jede Veränderung der Messgrösse um ein volles Einheitsintervall E und der Gewinnung von digitalen Informationen über den Momentanwert der Messgrösse innerhalb eines Einheitsintervalls, d. h. der Interpolation auf Bruchteile des Einheitsintervalls, wird in bekannten Einrichtungen mit relativ grossem apparativem Aufwand die Trägerfre- quenz-Phasenmesstechnik angewendet. Ein weiterer Nachteil solcher bekannter Auswerteeinrichtungen ist darin zu erblicken, dass die gewünschten Digitalinformationen nur mit Verzögerungen gewonnen werden können, die im Vergleich zu den Zeitkonstanten von heute verfügbaren Servosteuerungen zu gro¯ sind.
Bei einem beschriebenen, photoelektrischen Längenmesssystem ist es beispielsweise nicht vermeidbar, dass die im oben erwähnten System von vier Primärsignalen als konstant vorausgesetzten Werte io und il sich im Betrieb in unkontrollierbarer Art verändern. Beispielsweise könnte sich die Lichtstärke der Beleuchtungseinrichtung, die Durch lässigkeit bzw. Reflexionsfähigkeit des Strichmassstabes und des Ablesemassstabes und die Empfindlichkeit der Photozellen mit der Zeit verändern. Damit ist die Voraussetzung nicht mehr gegeben, dass die zwei, drei oder vier Momentanwerte der von den Photozellen erzeugten Ströme 11. 14 eindeutig den momentanen Messgrössenwert innerhalb eines Einheitsintervalls definieren.
Die vorliegende Erfindung geht gegenüber dem Bekannten neue Wege.
Erfindungsgemäss ist eine digitale Auswerteeinrichtung für stetig veränderliche Messgrössen-Signale, die aus mindestens zwei gleichartigen, aber zueinander um einen Periodenbruchteil verschobenen, in Einheitsintervallen E der Messgrösse periodisch schwankenden Primärsignalgrössen bestehen, gekennzeichnet durch Mittel zur Erzeugung mindestens dreier, je in eindeutiger Abhängigkeit vom Momentanwert der Messgrösse nach einer Sinusfunktion um einen Nullwert veränderlichen und gegeneinander um je denselben Periodenbruchteil verschobener, bipolarer Sekundärsignalgrössen aus den Primärsignalgrössen sowie durch Diskriminatoren für die momentanen Polaritäten der Sekundärsignalgrössen und für die Erzeugung je eines Binärsignals,
das seinen Zustand jeweils im Moment des Polaritätswechsels der dem betreffenden Diskriminator zugeführten Sekundär- signalgrösse ändert, derart, dass die momentanen Zu standskombinationen der aus jeder Sekundärsignal- grösse erzeugten Binärsignale eine eindeutige Digitaldarstellung des momentanen Messgrössenwertes innerhalb je eines Einheitsintervalls derselben gemessen gleichen Bruchteilen des Einheitsintervalls bildet.
Anstelle eines bisher verwendeten Trägerfre- quenz-Phasenmesssystems ist also die Erzeugung eines sekundären mehrphasigen Sinusfunktionssystems und die Verwendung von Diskriminatoren, z. B. Schmitt-Triggern, für die Erzeugung je eines Binärsignals aus den Komponenten des mehrphasigen Sinusfunktionssystems vorgesehen, wobei jedes Binärsignal jeweils im Moment des Nulldurchganges der dem betreffenden Diskriminator zugeführten sekundären Sinuskomponente seinen Zustand ändert.
Auf diese Weise kann ein mehrphasiges System von Binärsignalen erzeugt werden, in welchen die momentanen Zustandskombinationen zu jeder Zeit eindeutig in digitaler Form den Momentanwert der Messgrösse, gemessen in unter sich gleichen Bruchteilen, eines Einheitsintervalls definieren.
Es wird nachstehend gezeigt, dass mit relativ einfachen Mitteln aus dem vom Messgrössengeber erzeugten Primärsignalsystem ein mehrphasiges System von nach je einer Sinusfunktion vom Momentanwert der Messgrösse abhängigen bipolaren Sekundärsignalen gewonnen werden kann, deren Nulldurchgänge gegeneinander um vorbestimmte und nicht von unkontrollierbaren Einflüssen abhängigen Phasenwinkel innerhalb jeder Periode verschoben sind.
Veränderungen der Amplitudenwerte dieser Se kundärsignale, die durch unkontrollierbare Einflüsse der erläuterten Art bewirkt werden können, haben aber keinen Einfluss auf die Zustandsveränderungen der in den Diskriminatoren erzeugten Binärsignale, so dass die Genauigkeit der Digitalinformation über den Momentanwert der Me¯gr¯¯e beispielsweise durch Schwankungen der Beleuchtungsintensität, der Reflexions-bzw. Durchlassfähigkeit und der Photozellenempfindlichkeit eines photoelektrischen Primär- signalgebers nicht beeinträchtigt wird.
Sofern der verwendete Me¯gr¯¯engeber tatsächlich vier um je einen Viertel der Periodenlänge verschobene Primär- signale in Form von entsprechend veränderlichen elektrischen Gleichströmen erzeugt, werden mit Vorteil zwei lineare Verstärkungs-und Subtraktionsschaltungen, z. B. bekannte Differentialverstärker, verwendet, denen je zwei zueinander um die halbe Periodenlänge verschobene Primärsignale zugeführt werden und die zusammen ein vierphasiges Drehstromsystem mit vier gegeneinander je um einen Viertel einer Periodenlänge verschobenen, sinusför- migen und annähernd amplitudengleichen Wechselströmen als Sekundärsignale erzeugen.
Man erhält auf diese Weise Sekundärsignale folgender Form : It-I3 = 2il sin p
I2 - I. = 2i, cos q = 2ii (sin (r'+2)
An sich ist es möglich, diesen beiden an Oberwellen ärmeren, amplitudengleichen und zueinander um einen Viertel einer Periodenlänge verschobenen Sinusströmen je einen Polaritätsdiskriminator, z.
B. einen bekannten Schmitt-Trigger, zuzuordnen, so dass am Ausgang dieser Diskriminatoren ein zweiphasiges Binärsignalsystem entsteht, dessen Zustandskombinationen innerhalb jedes Einheitsintervalls E der Messgrösse folgende diskrete Zustandskombinationen definieren : 00-OL-LL-LO
Es lässt sich aber aus den beiden Sinusströmen il sin ç und il cos C und gegebenenfalls den dazu um je 180 verschobe- nen Werten-il sin p und -i1cos @ ein mehrphasiges Drehstromsystem gewinnen.
Das von Differentialverstärkern erzeugte zweibzw. vierphasige Sekundärwechselstromsystem kann also zur Bildung eines mehrphasigen Systems von bipolaren, zueinander um entsprechend kleinere Bruchteile einer Periodenlänge sinusförmig veränderlichen Grössen verwendet werden, die je einem Po laritätsdiskriminator zur Erzeugung je eines zugeordneten Binärsignals, das seinen Zustand je in den Momenten der Nulldurchgänge der zugeführten Sinus-Signale ändert, zugeführt werden.
Unter Benützung der bekannten geometrischen Beziehungen sin (@ ¯ @) = sin @ cos @ +¯ cos ç sin 0 cos ( i2) = cos 0 sin q) sin 0 (dem Prinzip der bekannten Scottschen Phasenschieberschaltungen) lassen sich die Komponenten eines beliebig vielphasigen Drehstromsystems erzeugen. Beispielsweise kann ein fünfphasiges Drehstromsystem, dessen Sinuskomponenten gegeneinander um Winkel 10 verschoben sind, auf diese Weise erzeugt werden.
Es ist dabei zu beachten, dass unter diesen Voraussetzungen jedem momentanen Zwischenwert der ursprünglichen Messgrösse innerhalb eines Einheitsintervalls eine genau definierte momentane Wertkombination der Komponenten des so erzeugbaren vielphasigen Sekundärsignalsystems zugeordnet bleibt, unbekümmert darum, ob sich die Messgrösse rasch, langsam oder überhaupt nicht verändert. Falls nun jeder Komponente des erläuterten vielphasigen Dreh stromsystems ein Polaritätsdiskriminator, das heisst z.
B. ein Schmitt-Trigger, mit als verschwindend klein gegenüber den Widerstandswerten voraussetzbaren Eingangswiderstand zugeordnet wird, ergibt sich ein p-phasiges Binärsignalsystem, dessen 2p mögliche Zustandskombinationen je einIntervall der Länge eines entsprechenden Bruchteils 2 eines Einheitsinter zip valls E der Messgrösse eindeutig definieren. Falls ein fünfphasiges Sekundärsignalsystem erzeugt wird, ergeben sich zehn mögliche Zustandskombinationen des Binärsignalsystems, d. h. es wird eine digitale Interpolation auf Zehntel des Einheitsintervalls realisiert.
Ein mehrphasiges Binärsignalsystem, wie es in der erläuterten Weise von den Polaritätsdiskrimina- toren erzeugt werden kann, lässt sich nun auf verschiedene Weise auswerten. Sofern nur eine digitale Anzeige aller Veränderungen der Messgrösse um Bruchteile von 2 (P = Phasenzahl des Sekundär- und Binärsignalsystems) nach einem bestimmten bi nären, oder binärcodierten dekadischen Code oder z. B. an dekadischen Zählröhren vorgesehen ist, lassen sich in einfacher Weise die Bedingungen an eine logische Codewandlerschaltung durch gegenseitige Zuordnung der möglichen Zustandskombinationen des p-phasigen Binärsignalsystems nach den Gesetzen der Booleschen Algebra arbeiten.
Ein besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel einer erfindungs- gemässen Digitalmesseinrichtung ist in der Zeichnung schematisch dargestellt. Es zeigen :
Fig. 1 eine Längsmessvorrichtung mit einem Strichmassstab, der relativ zu einer optisch-elektri- schen Ablesevorrichtung verschiebbar ist, wobei den Ausgangsleitungen der vier Messphotozellen eine Schaltungsanordnung zur Bildung eines 5phasigen Systems von Binärsignalen zugeordnet ist,
Fig., 2 eine Auswerte-Logik für ein fünfphasiges Binärsignalsystem, das z. B. gemäss Fig. 1 erzeugt worden ist.
In Fig. 1 ist als Beispiel einer Messvorrichtung M eine optischelektrische Längenmessvorrichtung be kannter Art schematisch dargestellt. Sie dient zur Messung der Relativverschiebung zweier geradlinig gegeneinander verschiebbarer Bauteile, beispielsweise eines Schlittens in seinem Führungsbett einer Werkzeugmaschine. Mit 1 ist ein Strichmassstab bekannter Art bezeichnet, der sich über die ganze Länge des Verschiebungsweges der beiden Bauteile erstreckt und an einem der beiden Bauteile, beispielsweise am Führungsbett für den Schlitten, befestigt ist.
Er enthält beispielsweise parallele Schwarzstriche von 0, 5-10-1 mm Breite, die voneinander durch Weissstriche von gleicher Breite distanziert sind, derart, dass ein solcher Strichmassstab auf eine Länge von 1 m = 103 mm in 104 Einheitsintervalle einer Einheitsgrösse E = 10-1 mm unterteilt ist.
Mit 2 ist eine Ableseplatte ebenfalls bekannter Art bezeichnet, die am andern der beiden relativ zueinander verschiebbaren Bauteile befestigt ist und sich über eine bestimmte Teillänge des Strichmassstabes 1, beispielsweise über q = 200 Strichpaare desselben erstreckt. Diese Ableseplatte 2 kann über ihre Länge in q + 1 Teilstriche gleicher Art wie beim Strichmassstab 1 unterteilt sein. Am gleichen Bauteil wie die Strichplatte ist ein elektrisches Beleuchtungssystem, bestehend aus einer Lichtquelle 31 und einer Sammellinse 32, befestigt. Dieses Beleuchtungssystem ist dazu bestimmt, den Strichmass- stab 1 durch die Ableseplatte hindurch zu beleuchten.
Längs der Ableseplatte 2 und mit derselben mechanisch verbunden sind vier Messphotozellen 41, 42, 43, 44 nebeneinander angeordnet, welche je das ihnen aus einem zugeordneten Feld von höchstens 1/4 der Länge der Ableseplatte zurückgestrahlte Licht in einen entsprechenden Photostrom Ii, 12, 13, 14 umwandeln. Dabei wechselt das von einer Photozelle empfangene Licht periodisch nach einer an genäherten Sinusfunktion. Es wird für jede Verschiebung der beiden Bauteile um eine Stricheinheit des Strichmassstabes 1, d. h. im vorliegenden Fall von 10-1 mm, eine vollständige Periode der Schwankungen des Photowechselstromes am Ausgang der betreffenden Photozelle erzeugt.
Infolge der noniusartig unterschiedlichen Strichteilung der Ableseplatte 2 und des Strichmassstabes 1 entsprechen die vier von den Photozellen erzeugten Photoströme angenä- hert folgenden Bedingungen bzw. können auf diese Bedingungen eingestellt werden : l1 : o + sin p)
EMI3.1
Dabei ist das Argument ç periodisch im Ein heitsintervall E des Strichmassstabes, d. h. q7 durchläuft 2a, wenn die Verschiebung E durchläuft.
Gemäss Fig. 1 werden nun paarweise die vier Photozellenströme Il bis 14 einer Schaltung N mit zwei Differentialverstärkern DV zugeführt, und diese Differentialverstärker sind in an sich bekannter Weise dazu bestimmt und ausgebildet, Paare von Sekun därsignalen zu erzeugen, die annähernd folgenden Bedingungen entsprechen : U1 sin 99 -Ul sin ç Ui cos cp Ut cos ç
Ihr Gleichstromanteil ist also Null, sie sind praktisch oberwellenfrei, und ihre Amplituden sind einander gleich.
Ein derartiges Wechselstromsystem bildet ein vierphasiges Drehstromsystem, mit vier zueinander je um den Winkel 90 = 2 verschobenen Sinusspannungen. Diese vier Sekundärsignale werden nun nach dem an sich f r andere Anwendungen bekannten Prinzip der Scottschen Schaltung in der Stufe O in ein fünfphasiges Drehstromsystem umgewandelt.
Es geschieht dies so, dass die vier gegeneinander um je a/2 verschobenen Sekundärsignale paarweise über entsprechend dimensionierte WiderstÏnde geleitet und dahinter addiert werden, d. h. es werden Summen sin ( ¯ @) = sin @ cos # + cos ç sin # bzw. cos (+ cos 99 cos q7 @+ sin @ sin @ gebildet, wobei als zu erzielende Phasenverschiebungen die Werte @/5=36¯, 2@/5=72@, 3@/5=108@, 4@/5 = 144@, und z = 180 gewählt werden.
Beispiele von Widerstandswerten, welche diesen Bedingungen in guter Näherung genügen, sind in der Zeichnung eingetragen.
Die Teilströme des so gewonnenen fünfphasigen Drehstromsystems werden nun anschliessend in der Stufe P je einem sogenannten Schmitt-Trigger ST zugeführt, die je an ihren Ausgängen Binärsignale erzeugen, welche in den Nulldurchgängen ihrer Ein gangswechselströme vom Zustand 1 = ¸Ja¯ (= bestimmter Mindeststrom) in den Zustand 0 = Neinp -Strom Null bzw. in umgekehrter Reihenfolge kippen. Derartige und ähnliche Polaritätsdiskriminato- ren sind an sich bekannt (z. B. Lit. K. Steinbuch : Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung, Springer
1962).
Gemäss Fig. 1 werden also an den einen Ausgängen der Schmitt-Trigger ST f nf Gleichstrompuls-Signale G, H, J, K, L und deren Negationen G, H, J, K, L gebildet. Die Ausgangsimpedanzen der Differentialverstärker DV und die Eingangsimpedanzen der Schmitt-Trigger ST werden dabei als verschwindend klein gegenüber den in den Scottschen Schaltungen der Stufe O verwendeten Widerstandswerten vorausgesetzt.
Die Zustandskombinationen der f nf Binärsignale G, H, J, K, L wechseln f r jede in der photoelektrischen Messvorrichtung M festgestellte Relatiwerschiebung der beiden Bauteile um eine Längeneinheit E des Strichmassstabes 1 nach folgendem Schema :
L K J H G
N.E+0.E/10 0 0 0 0 0
N. E+1. 10000
N.
E+2. 11000
N.E+3.E/10 1 1 1 0 0 N-E+4. 11110
L K J H G
N.E+5.E/10 1 1 1 1 1
N.E+6.E/10 0 1 1 1 1
N.E+ 7.E/10 0 0 1 1 1
N.E+8.E/10 0 0 0 1 1
N.E+9E/10 0 0 0 0 1
N.E+0.E/10 0 0 0 0 0
N = ganze Zahl
Durch eine bestimmte Zustandskombination des fünfphasigen Binärsignalsystems am Ausgang der Stufe P wird also eindeutig eine bestimmte Zehntelsperiode der ursprünglichen Messsignale bestimmt.
Falls die durch das Messsystem M gemessene Verschiebung der Bauteile in entgegengesetztem Sinn, also negativ erfolgt, erfolgen auch die Übergänge von einer Zustandskombination in die andere in umgekehrtem Sinn, d. h. in der Reihenfolge von unten nach oben, statt von oben nach unten. Ein derartiges 5-phasiges Binärsignalsystem lässt sich nun mit Hilfe einer relativ einfachen logischen Schaltung gemϯ Fig. 2 in eine binär codierte Dezimaldarstellung umwandeln. Es sei angenommen, dass zu diesem Zweck als Code der sogenannte CZ-Code verwendet werde, der in der älteren Patentanmeldung Nr. 5370/62 derselben Anmelderin erstmals bekanntgemacht worden ist.
Es ist ein Gewichtscode mit den Gewichten 4, 2, 2, 1 und entspricht folgender Tabelle :
A4 A3 A2 A1 BinÏrstellen
Dezimal-Ziffer 4 2 2 1 Gewichte 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1
2 0 0 1 0
3 0 1 0 1
4 0 1 1 0
5 1 0 0 1
6 1 0 1 0
7 1 1 0 1
8 1 1 1 0
9 1 1 1 1
Aus der Nebeneinanderanordnung der beiden vorstehend aufgeführten Dezimalcodetabellen ergeben sich f r die Umwandlung der fünfphasigen Impulssignale G, H, J, K, L in die CZ-Codeform folgende Bedingungen in Boolescher Algebra für die vier Binärstellen Al, A2, A3,
A4 A1 = HJ + LG + GH + JK + K L Jazz = G I + GH + JK + KL AS = GJ + GK A., = G
Für die dekadische Untersetzung von Strichmassstabintervallen E nach dem störungsunempfind- lichen Zweiphasen-Impulszählsystem gemϯ der erwähnten älteren Patentanmeldung (P 132) wird ausser dem Binärsignal A4 = G noch ein Signal B4 = J erzeugt, welches gegenüber A4 = G um an nähernd eine Viertelperiode verschoben ist.
Es steht also für den Eingang eines voreinstellbaren Speichers mit fünf dekadischen Untersetzerstufen DS1, DS2, DS3, DS4, DS5, deren Ausbildung in der genannten älteren Anmeldung (P 132) offenbart worden ist, ein zweiphasiges System von Binärsignalen A4 = G B4 = J zur Verf gung.
Nach der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 können also alle Veränderungen der Messgrösse um ganze Einheitsintervalle in den dekadischen Untersetzer-bzw. Speicherstufen DS vorzeichengerecht gezählt bzw. gespeichert werden, und diese Speicher- stufen können auf je einen vorbestimmten Speicherinhalt voreingestellt werden.
Ausserdem können die Veränderungen der Messgrösse um Zehntel eines Einheitsintervalles angezeigt werden, beispielsweise dadurch, dass die Zustände des Binärsignalsystems At, A2, A3, A4 durch je ein Glimmröhrchen angezeigt werden, oder dass über eine zusätzliche Codewandler-Logik in Abhängigkeit davon eine dekadische Zählröhre gesteuert wird.
Eine derartige Zählröhre kann aber auch über eine entsprechend modifizierte Codewandler-Logik direkt aus dem fünfphasigen Binärsignalsystem G, H, J, K, L gesteuert werden.
Das vierphasige Binärsignalsystem A, A2, A3, A4, dessen binare Dezimalcodierung derjenigen des Dekadenstufen-Speicherwerkes entspricht, kann auch andern Rechnern oder Auswerteorganen zugeführt werden.
Falls aber eine Speicherung bzw. Zählung auch der Zehntel von Einheitsintervallen durch eine dekadische Zählstufe der gleichen Art wie die Zählstufen DS1-DS5 des Speicherwerkes für ganze Einheitsintervalle gewünscht wÏre, müsste die Phasenzahl des erzeugten Sekundärsignalsystems und des daraus abgeleiteten Binärsignalsystems vervierfacht werden. Grundsätzlich lässt sich aber überhaupt aus einem 4n-phasigen Binärsignalsystem (n = ganze Zahl) mit einer sehr einfachen logischen Codewandlerschaltung ein zweiphasiges Inkrementsignalsystem ableiten, welches Veränderungen der Messgrösse in Bruchteilen anzeigt und sich zur Verarbeitung in Zählstufenketten und Inkrementaddierwerken nach der erwähnten älteren Patentanmeldung (P 132) eignet. Sofern z.
B. ein zweiphasiges Binärsignalsystem erzeugt werden soll, dessen Auswertung beispielsweise gemäss der älteren Patentschrift (CH-Patent Anmeldung Nr. 5370/62) erfolgen kann, aus dem mehrphasigen Binärsignal- system logisch abgeleitet werden soll, ergeben sich für ein achtphasiges Binärsignalsystem folgende Bedingungen :
P8 P7 PssB?3 P2 Pl A B 0000000000
1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1100000011
1110000010
1 0 0 0 0
1 1 1 1 1 0 0 0 0 1
1 1 1 1 1 1 0 0 1 1
1 1 1 1 1 1 1 0 1 0
1 1 1 1 1 1 1 1 0 0
0 1 1 1 1 1 1 1 0 1
0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0000111100
0 0 0 0 0 1 1 1 0 1
0 0 0 0 0 0 1 1 1 1
0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0000000000 p-phasiges Binärsignalsystem zweiphasiges Binärsignalsystem am Ausgang
A = P5 P7 + P5 P7 + P1 P3 + P1 P3 B P8 + P6 P8 + P2 P4 +P2 P4
Es können also, sofern das zweiphasige Binär- signalsystem AB gemäss vorstehender Tabelle einer Tetrade von vier Binärspeicherstufen nach der schon erwähnten älteren Patentanmeldung (Nr.
5370/62) zugeführt werden, in jedem Einheitsintervall der Messgrösse 16 Bruchteile davon diskret angezeigt werden, und vier Intervalle sind durch einen voreinstellbaren Zählerstand bestimmt.
Digital evaluation device for constantly changing measured variable signals
The subject matter of the present invention is a digital evaluation device for continuously variable measurement variable signals. There are different measuring signal generators z. B. length or angle of rotation transducers are known in which the generated measurement signals from a system of at least two, mostly four identical, but shifted to each other by a fraction of a period, in unit intervals of the measured variable periodically fluctuating primary signals (e.g. in their instantaneous value as Function of the measured variable periodically fluctuating electrical analog signals).
It should be noted that the arguments for the periodically fluctuating signals are not the time, but the instantaneous values of the measured variables processed by the encoder and that the function values are periodic at predetermined standard intervals E of the measured variable.
Such known measuring transducers include, for example, an optically readable ruler and a reading plate movable relative to it with graduations which, when the reading plate is displaced relative to the ruler, causes a periodic change in a local light intensity, which is converted into a periodically fluctuating direct current by a photocell when interacting with a lighting device becomes.
Known measuring devices of this type contain four photocells and deliver a system, however, containing harmonics, of four direct current signals, each phase-shifted by a value of 2, in the following form: in + il sin cp = io + ii sin ç I io + il cos ç = io + il sin (, +2) 1; 3, r io-il sin p = io + il sin (sp + a)
I4 @ io - i1 cos @ = io + i1 sin (@ + 3 @ / 2).
For the digital evaluation of such measurement signal systems in the sense of the formation of countable signals for each change in the measurement variable by a full unit interval E and the acquisition of digital information about the instantaneous value of the measurement variable within a unit interval, i. H. the interpolation to fractions of the unit interval, the carrier frequency phase measurement technique is used in known devices with a relatively large amount of equipment. Another disadvantage of such known evaluation devices is that the desired digital information can only be obtained with delays that are too great compared to the time constants of servo controls available today.
In the case of a described photoelectric length measuring system, it is, for example, unavoidable that the values io and il assumed to be constant in the above-mentioned system of four primary signals change in an uncontrollable manner during operation. For example, the light intensity of the lighting device, the permeability or reflectivity of the ruler and the reading scale and the sensitivity of the photocells could change over time. The prerequisite is thus no longer given that the two, three or four instantaneous values of the currents 11.14 generated by the photocells clearly define the instantaneous measured variable value within a unit interval.
The present invention breaks new ground compared to the known.
According to the invention, a digital evaluation device for continuously changing measured variable signals, which consist of at least two primary signal variables of the same type, but shifted relative to one another by a fraction of a period and periodically fluctuating in unit intervals E of the measured variable, is characterized by means for generating at least three, each clearly depending on the instantaneous value of the Bipolar secondary signal variables from the primary signal variables that can be changed by a zero value according to a sine function and shifted against each other by the same fraction of a period, as well as by discriminators for the momentary polarities of the secondary signal variables and for the generation of a binary signal,
which changes its state at the moment of the polarity change of the secondary signal variable fed to the respective discriminator, in such a way that the current state combinations of the binary signals generated from each secondary signal variable form an unambiguous digital representation of the instantaneous measured variable value within a unit interval of the same measured fractions of the unit interval .
Instead of the previously used carrier frequency phase measurement system, it is therefore necessary to generate a secondary multiphase sinusoidal function system and to use discriminators, e.g. B. Schmitt triggers, provided for the generation of a binary signal from the components of the polyphase sine function system, each binary signal changing its state at the moment of the zero crossing of the secondary sine component supplied to the discriminator in question.
In this way, a multi-phase system of binary signals can be generated in which the current combinations of states at any time clearly define in digital form the instantaneous value of the measured variable, measured in equal fractions, of a unit interval.
It will be shown below that, with relatively simple means, a multi-phase system of bipolar secondary signals, each dependent on a sinus function of the instantaneous value of the measured variable, can be obtained from the primary signal system generated by the measurement variable, whose zero crossings against each other by predetermined phase angles within each period that are not dependent on uncontrollable influences are moved.
Changes in the amplitude values of these secondary signals, which can be caused by uncontrollable influences of the type explained, have no influence on the changes in the state of the binary signals generated in the discriminators, so that the accuracy of the digital information about the instantaneous value of the Mēgr¯¯e, for example Fluctuations in the lighting intensity, the reflection or. The transmission capacity and the photocell sensitivity of a photoelectric primary signal transmitter is not impaired.
If the transducer used actually generates four primary signals, each shifted by a quarter of the period length, in the form of correspondingly variable electrical direct currents, two linear amplification and subtraction circuits, e.g. B. known differential amplifiers are used, each of which is supplied with two primary signals shifted by half a period length and which together generate a four-phase three-phase system with four sinusoidal alternating currents with approximately the same amplitude as secondary signals, each shifted by a quarter of a period length.
Secondary signals of the following form are obtained in this way: It-I3 = 2il sin p
I2 - I. = 2i, cos q = 2ii (sin (r '+ 2)
In itself it is possible to use these two sinusoidal currents, which are poorer in harmonics, have the same amplitude and are shifted to one another by a quarter of a period length, a polarity discriminator, e.g.
B. a known Schmitt trigger, so that a two-phase binary signal system is created at the output of these discriminators, the combinations of states of which define the following discrete combinations of states within each unit interval E of the measured variable: 00-OL-LL-LO
However, a multi-phase three-phase system can be obtained from the two sinus currents il sin ç and il cos C and, if necessary, the values -il sin p and -i1cos @ shifted by 180.
The two or two generated by differential amplifiers. Four-phase secondary alternating current system can therefore be used to form a multiphase system of bipolar quantities that are sinusoidally variable to one another by correspondingly smaller fractions of a period length, each of which has a polarity discriminator to generate an associated binary signal that shows its state at the moments of zero crossings of the supplied sine wave. Signals changes, are fed.
Using the known geometric relationships sin (@ ¯ @) = sin @ cos @ + ¯ cos ç sin 0 cos (i2) = cos 0 sin q) sin 0 (the principle of the well-known Scott phase shifter circuits), the components of a can be multiphase as desired Generate three-phase system. For example, a five-phase three-phase system, the sine components of which are shifted relative to one another by angle 10, can be generated in this way.
It should be noted that, under these prerequisites, a precisely defined current value combination of the components of the multi-phase secondary signal system that can be generated in this way remains assigned to each instantaneous intermediate value of the original measured variable within a unit interval, regardless of whether the measured variable changes quickly, slowly or not at all. If now each component of the illustrated multi-phase three-phase system has a polarity discriminator, that is, for.
B. a Schmitt trigger, with an input resistance that can be assumed to be vanishingly small compared to the resistance values, results in a p-phase binary signal system whose 2p possible combinations of states each clearly define an interval of the length of a corresponding fraction 2 of a unit interval E of the measured variable. If a five-phase secondary signal system is generated, there are ten possible combinations of states of the binary signal system, i. H. a digital interpolation to tenths of the unit interval is implemented.
A multi-phase binary signal system, as it can be generated in the manner explained by the polarity discriminators, can now be evaluated in various ways. If only a digital display of all changes in the measured variable by fractions of 2 (P = number of phases of the secondary and binary signal system) according to a certain binary or binary-coded decadic code or z. B. is provided on decadic counter tubes, the conditions on a logic code converter circuit by mutual assignment of the possible combinations of states of the p-phase binary signal system can work according to the laws of Boolean algebra.
A particularly advantageous embodiment of a digital measuring device according to the invention is shown schematically in the drawing. Show it :
1 shows a longitudinal measuring device with a rule that is displaceable relative to an optical-electrical reading device, the output lines of the four measuring photocells being assigned a circuit arrangement for forming a 5-phase system of binary signals,
Fig., 2 an evaluation logic for a five-phase binary signal system, the z. B. has been generated according to FIG.
In Fig. 1, an optical-electrical length measuring device of known type is shown schematically as an example of a measuring device M. It is used to measure the relative displacement of two components that can be moved in a straight line with respect to one another, for example a slide in its guide bed of a machine tool. 1 with a ruler of a known type is referred to, which extends over the entire length of the displacement path of the two components and is attached to one of the two components, for example on the guide bed for the carriage.
It contains, for example, parallel black lines with a width of 0.5-10-1 mm, which are separated from one another by white lines of the same width, in such a way that such a line scale extends over a length of 1 m = 103 mm in 104 unit intervals of a unit size E = 10- 1 mm divided.
2 with a reading plate is also known, which is attached to the other of the two relatively displaceable components and extends the same over a certain partial length of the scale 1, for example q = 200 pairs of lines. This reading plate 2 can be subdivided over its length into q + 1 graduation lines of the same type as for the line scale 1. An electrical lighting system consisting of a light source 31 and a converging lens 32 is attached to the same component as the reticle. This lighting system is designed to illuminate the ruler 1 through the reading plate.
Four measuring photo cells 41, 42, 43, 44 are arranged next to one another along the reading plate 2 and mechanically connected to it, each of which converts the light reflected back to them from an assigned field of at most 1/4 the length of the reading plate into a corresponding photocurrent Ii, 12, 13 , 14 convert. The light received by a photocell changes periodically according to an approximated sine function. For each shift of the two components by one line unit of the line scale 1, i.e. H. in the present case of 10-1 mm, a complete period of fluctuations in the photocurrent is generated at the output of the photocell in question.
Due to the nonius-like different line graduation of the reading plate 2 and the ruler 1, the four photo currents generated by the photocells correspond approximately to the following conditions or can be set to these conditions: l1: o + sin p)
EMI3.1
The argument ç is periodic in the unit interval E of the line scale, i.e. H. q7 passes through 2a when the displacement passes through E.
According to Fig. 1, the four photocell currents II to 14 are now fed in pairs to a circuit N with two differential amplifiers DV, and these differential amplifiers are determined and designed in a manner known per se to generate pairs of secondary signals that correspond approximately to the following conditions: U1 sin 99 -Ul sin ç Ui cos cp Ut cos ç
Their direct current component is therefore zero, they are practically free of harmonics and their amplitudes are equal to one another.
Such an alternating current system forms a four-phase three-phase system, with four sinusoidal voltages each shifted by the angle 90 = 2. These four secondary signals are then converted into a five-phase three-phase system in stage O according to the Scott circuit principle, which is known per se for other applications.
This is done in such a way that the four secondary signals, each shifted by a / 2, are passed in pairs over appropriately dimensioned resistors and added behind them, i.e. H. sums sin (¯ @) = sin @ cos # + cos ç sin # or cos (+ cos 99 cos q7 @ + sin @ sin @, with the values @ / 5 = 36¯, 2 @ / 5 = 72 @, 3 @ / 5 = 108 @, 4 @ / as the phase shifts to be achieved 5 = 144 @, and z = 180 can be chosen.
Examples of resistance values which meet these conditions in good approximation are shown in the drawing.
The partial currents of the five-phase three-phase system obtained in this way are then each fed to a so-called Schmitt trigger ST in stage P, each of which generates binary signals at their outputs, which in the zero crossings of their input alternating currents from state 1 = ¸Jā (= certain minimum current) to the state 0 = no current zero or in reverse order. Such and similar polarity discriminators are known per se (eg Lit. K. Steinbuch: Taschenbuch der Nachrichtenverarbeitung, Springer
1962).
According to FIG. 1, f nf direct current pulse signals G, H, J, K, L and their negations G, H, J, K, L are formed at one of the outputs of the Schmitt trigger ST. The output impedances of the differential amplifier DV and the input impedances of the Schmitt trigger ST are assumed to be negligibly small compared to the resistance values used in Scott's circuits of stage O.
The combinations of states of the five binary signals G, H, J, K, L change for each relative displacement of the two components by a length unit E of the line scale 1 determined in the photoelectric measuring device M according to the following scheme:
L K J H G
N.E + 0.E / 10 0 0 0 0 0
N. E + 1. 10,000
N.
E + 2. 11000
N.E + 3.E / 10 1 1 1 0 0 N-E + 4. 11110
L K J H G
N.E + 5.E / 10 1 1 1 1 1
N.E + 6.E / 10 0 1 1 1 1
N.E + 7.E / 10 0 0 1 1 1
N.E + 8.E / 10 0 0 0 1 1
N.E + 9E / 10 0 0 0 0 1
N.E + 0.E / 10 0 0 0 0 0
N = integer
A specific combination of states of the five-phase binary signal system at the output of stage P clearly defines a specific tenth of a period of the original measurement signals.
If the displacement of the components measured by the measuring system M occurs in the opposite sense, i.e. negatively, the transitions from one combination of states to the other also take place in the opposite sense, i.e. H. in order from bottom to top instead of top to bottom. Such a 5-phase binary signal system can now be converted into a binary coded decimal representation with the aid of a relatively simple logic circuit according to FIG. 2. It is assumed that the code used for this purpose is the so-called CZ code, which was first published in the earlier patent application No. 5370/62 by the same applicant.
It is a weight code with the weights 4, 2, 2, 1 and corresponds to the following table:
A4 A3 A2 A1 binary setting
Decimal digit 4 2 2 1 Weights 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1
2 0 0 1 0
3 0 1 0 1
4 0 1 1 0
5 1 0 0 1
6 1 0 1 0
7 1 1 0 1
8 1 1 1 0
9 1 1 1 1
The juxtaposition of the two decimal code tables listed above results in the following conditions in Boolean algebra for the four binary digits A1, A2, A3, for the conversion of the five-phase pulse signals G, H, J, K, L into the CZ code form,
A4 A1 = HJ + LG + GH + JK + K L Jazz = G I + GH + JK + KL AS = GJ + GK A., = G
For the decadic reduction of line scale intervals E according to the interference-insensitive two-phase pulse counting system according to the earlier patent application mentioned (P 132), in addition to the binary signal A4 = G, a signal B4 = J is generated, which compared to A4 = G by almost a quarter period is shifted.
A two-phase system of binary signals A4 = G B4 = J is available for the input of a presettable memory with five decadic reduction stages DS1, DS2, DS3, DS4, DS5, the design of which has been disclosed in the earlier application mentioned (P 132) Available.
According to the circuit arrangement according to FIG. 2, all changes in the measured variable can be made by whole unit intervals in the decadic coasters or. Storage stages DS are counted or stored with the correct sign, and these storage stages can each be preset to a predetermined memory content.
In addition, the changes in the measured variable by tenths of a unit interval can be displayed, for example by the fact that the states of the binary signal system At, A2, A3, A4 are each displayed by a glow tube, or that a decadic counter tube is controlled via an additional code converter logic as a function of this becomes.
Such a counter tube can, however, also be controlled directly from the five-phase binary signal system G, H, J, K, L via a correspondingly modified code converter logic.
The four-phase binary signal system A, A2, A3, A4, the binary decimal coding of which corresponds to that of the decade-level memory unit, can also be fed to other computers or evaluation units.
If, however, storage or counting of even the tenth of the unit intervals by a decadic counting stage of the same type as the counting stages DS1-DS5 of the storage unit were desired for entire unit intervals, the number of phases of the secondary signal system generated and the binary signal system derived from it would have to be quadrupled. In principle, however, a two-phase incremental signal system can be derived from a 4n-phase binary signal system (n = whole number) with a very simple logic code converter circuit, which shows changes in the measured variable in fractions and is suitable for processing in counting step chains and incremental adders according to the earlier patent application mentioned (P 132) is suitable. If z.
If, for example, a two-phase binary signal system is to be generated, the evaluation of which can be carried out, for example, according to the earlier patent specification (CH patent application No. 5370/62), from which the multi-phase binary signal system is to be derived logically, the following conditions apply for an eight-phase binary signal system:
P8 P7 PssB? 3 P2 Pl A B 0000000000
1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
1100000011
1110000010
1 0 0 0 0
1 1 1 1 1 0 0 0 0 1
1 1 1 1 1 1 0 0 1 1
1 1 1 1 1 1 1 0 1 0
1 1 1 1 1 1 1 1 0 0
0 1 1 1 1 1 1 1 0 1
0 0 1 1 1 1 1 1 1 1
0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0000111100
0 0 0 0 0 1 1 1 0 1
0 0 0 0 0 0 1 1 1 1
0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0000000000 p-phase binary signal system two-phase binary signal system at the output
A = P5 P7 + P5 P7 + P1 P3 + P1 P3 B P8 + P6 P8 + P2 P4 + P2 P4
So, provided that the two-phase binary signal system AB according to the table above is a tetrad of four binary storage levels according to the earlier patent application already mentioned (No.
5370/62), 16 fractions of this are displayed discretely in each unit interval of the measured variable, and four intervals are determined by a presettable counter reading.