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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen in Fernsteuerungsanlagen mit einem Stromnetz überlagerten Steuerimpulsen In sogenannten Rundsteuerungsanlagen werden die meist tonfrequenten Steuerimpulse auf der Sendeseite dem vorhandenen Starkstrom überlagert. Die Übertragung der Steuerimpulse vom Sender zu den Empfängern erfolgt gemeinsam mit dem Starkstrom auf dem sowieso vorhandenen Starkstromnetz. Dies bedingt, dass in den einzelnen Empfangsapparaten die Steuerimpulse zunächst wieder vom 50- periodigen Starkstrom getrennt werden müssen.
Zur Durchführung dieser Aufgabe sind bereits eine Reihe von Verfahren und Einrichtungen bekannt, z. B. elektrische frequenzabhängige Filter oder elektromechanische frequenzabhängige Filter.
Die elektrischen Filter haben den Vorteil, dass sie ohne mechanisch bewegte Teile auskommen; anderseits werden sie besonders bei verhältnismässig tiefen Steuerfrequenzen voluminös und teuer. Die zur Erzielung einer guten Selektivitätskurve notwendigen hohen Gütezahlen der elektrischen Schwingkreise lassen sich nämlich in der Praxis oft nur mit grossem Aufwand realisieren.
Demgegenüber lassen sich elektromechanische Filter, z. B. solche mit schwingenden Metallzungen, sehr klein herstellen. Der sogenannte Gütefaktor der mechanisch schwingenden Teile kann zudem ohne Schwierigkeit genügend hoch getrieben werden; man erhält also ohne weiteres genügend scharfe Selekti- vitätskurven. Hingegen bereitet die Auswertung der Steuerimpulse, die ein mechanisches Filter durchlaufen müssen, einige Schwierigkeiten. Beim meistbekannten Antrieb von Klinkenrädchen durch die schwingende Zunge sind Lärm und mechanische Abnützungserscheinungen unvermeidlich.
Eine Zurückverwandlung der mechanischen Schwingungen in eine elektrische Schwingung ist dagegen infolge des schlechten Wirkungsgrades mit bedeutenden Lei- stungsverlusten verbunden, so dass schliesslich weder zur direkten Betätigung eines Relais noch zur indirekten Betätigung desselben mittels der bekannten Speicherung der Steuerimpulse in einem Speicherkondensator und nachfolgender Entladung des Speicherkondensators über eine Glimmröhre genügend Leistung vorhanden ist.
Das einfachste bekannte Speicherverfahren weist zudem den Nachteil auf, dass die Zeit vom Beginn des Steuerimpulses bis zur Auslösung des Relais stark von der Amplitude des Steuersignals abhängt.
Ein weiterer Mangel einfacher Speicherschaltungen liegt darin, dass der Speicherkondensator bereits durch kleine dauernd vorhandene Störspannungen, wie sie beispielsweise durch benachbarte Rundsteue- rungsanlagen oder durch Netzoberwellen auftreten können, teilweise aufgeladen wird, so dass zusätzliche Schaltstösse, auch wenn sie nur von kurzer Dauer sind, den Kondensator infolge des geringen Restladungsbedarfes auf die zur Momentanentladung notwendige Spannung aufzuladen vermögen und dadurch Fehlschaltungen verursachen können.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Vermeidung der angeführten Mängel und betrifft ein Verfahren zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen in Fernsteuerungsanlagen mit einem Stromnetz überlagerten Steuerimpulsen, welche mit Hilfe eines Filters vom Netzstrom und eventuellen Fremdströmen getrennt werden und nach erfolgter Verstärkung und Gleichrichtung die Ladung eines Speicherkondensa- tors bewirken, der dann zur Betätigung eines Relais momentan entladen wird, welches Verfahren sich dadurch auszeichnet, dass die Steuerimpulse nach Passieren des Filters mindestens einem steuerbaren Ventil zugeleitet werden, welches an seinem Ausgang erst nach dem überschreiten eines amplituden-
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mässigen Schwellwertes der genannten Steuerimpulse Strom führt,
und dass dieser die Ladung des einer Speicheranordnung zugeordneten Speicherkondensa- tors bewirkende Strom durch eine konstante Hilfsspannung hervorgerufen und durch einen Widerstand auf einen vorgegebenen Wert ,amplituden- mässig begrenzt wird.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens, welche Einrichtung mit einem Filter zur Trennung der Steuerimpulse vom Netzstrom versehen ist und erfindungsgemäss einen Ohmschen Widerstand und einen spannungsabhängigen Widerstand aufweist, welche in Serie an der Netzspannung liegen, einen Gleichrichter, welcher parallel zum spannungsabhängigen Widerstand geschaltet ist und welcher eine stabilisierte, pulsierende Betriebsgleichspannung für mindestens ein steuerbares Ventil liefert, sowie eine Diode und einen Widerstand, welche zueinander in Serie geschaltet an der genannten stabilisierten Betriebsgleichspannung liegen, wobei die über der Diode liegende pulsierende Gleichspannung zur Erzielung eines Schwellwertes als Vorspannung für das genannte Ventil dient;
ferner ist die Einrichtung gekennzeichnet durch einen weiteren Widerstand und einen weiteren Gleichrichter, welche mit dem Ausgangskreis des genannten Ventils verbunden sind und in Serie zu einer Speicheranordnung, welche einen Speicherkondensator enthält, liegen, wobei der Widerstandswert des geöffneten Ventils wesentlich kleiner ist als der Wert des genannten Widerstandes und der in die Speicheranordnung fliessende Ladestrom nach Überschreitung der zur Öffnung des Ventils minimal notwendigen Steuerspannung von dieser Steuerspannung unabhängig, jedoch vom Widerstand und von der stabilisierten pulsierenden Betriebsgleichspannung abhängig ist.
An Stelle der über einer Diode abgenommenen Vorspannung zur Erzeugung eines amplitudenmässigen Schwellwertes der Steuersignalspannung kann auch direkt die sich aus der Anlaufcharakteristik - Basisstrom bzw. Kollektorstrom in Abhängigkeit der Basis-Kollektorspannung - ergebende Anlaufspannung eines Transistors als die den Schwellwert bestimmende Grösse ausgenützt werden.
Als Variante können beispielsweise durch einen Transformator im Ladestromkreis die die Ladung bewirkenden Stromimpulse vorerst in solche höherer Spannung umgewandelt und erst dann im Ladekondensator gespeichert werden.
Im folgenden sollen anhand der Zeichnung Ausführungsbeispiele des erfindungsgemässen Verfahrens sowie der erfindungsgemässen Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens beschrieben werden. In der Zeichnung zeigt: Fig. 1 ein elektrisches Prinzipschema einer Empfangseinrichtung, Fig. 2 als Diagramm den zeitlichen Verlauf einer in der Empfangseinrichtung benützten Hilfsspannung, Fig. 3 die Steuerspannung in Funktion der Zeit, Fig. 4 als Diagramm die Strom-Spannungscharak- teristik einer in der Empfangseinrichtung benützten Diode, Fig. 5 als Diagramm den zeitlichen Verlauf einer an einer Diode in der Empfangsschaltung abgenommenen Hilfsspannung,
Fig. 6 die Strom-Spannungscharakteristik der Steuerstrecke Basis-Emitter eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors, Fig. 7 eine Darstellung der Schwellwertsbildung für das Steuersignal, Fig. 8 als Diagramm den zeitlichen Verlauf des Basisstromes eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors unter der Einwirkung der Steuerwechselspannung und einer dazu in Serie liegenden Hilfsspannung, Fig.9 das Strom-Spannungsdiagramm der Kol- lektorseite eines in der Empfangsschaltung verwendeten Transistors und die Wirkung eines im Kol- lektorkreis liegenden Widerstandes,
Fig. 10 den sich bei einem beliebigen Transistor durch die Verwendung eines im Kollektorkreis liegenden Widerstandes ergebenden Verlauf des Kol- lektorstromes in Abhängigkeit vom Basisstrom, Fig. 11 als Diagramm den zeitlichen Verlauf des Kollektorstroms eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors unter der gleichzeitigen Einwirkung der Steuerspannung und zweier Hilfsspannungen, Fig. 12 als Diagramm den zeitlichen Verlauf der Speicherkondensatorspannung bei Aussteuerung der Empfangseinrichtung, Fig. 13 als Diagramm den Verlauf der Speicherkondensatorspannung in Abhängigkeit des Effektivwertes der Steuerspannung am Empfängereingang,
Fig. 14 das charakteristische Betriebsverhalten einer Empfangseinrichtung in Abhängigkeit der Steuerimpulsdauer, Fig. 15 eine Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung, Fig. 16 eine weitere Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung und Fig. 17 eine dritte Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung.
In Fig. 1 bedeuten 1 und 2 die Klemmen, mit denen die ganze Empfangseinrichtung an das Starkstromnetz angeschlossen ist. Über den Kondensator 3 gelangen die eintreffenden tonfrequenten Steuerimpulse in die Erregerspule 4 des elektromechanischen Wandlers 5. Induktivität der Erregerspule 4 und Kapazität des Kondensators 3 sind für die Steuerfrequenz auf Serieresonanz abgestimmt, womit eine elektrische Vorselektion erreicht wird. Die mechanisch auf die Steuerfrequenz abgestimmte Schwingzunge 6 schwingt also bei eintreffenden Steuerimpulsen. Über eine Kopplungsfeder 7 werden diese Schwingungen auf die Schwingzunge 8, die ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, übertragen.
Die Schwingzungen 6 und 8 bilden zu-
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sammen mit der Kopplungsfeder 7 in bekannter Weise ein mechanisches Bandfilter für die Steuerfrequenz. Vermittels des mechanisch-elektrischen Wandlers 9 werden die ausgesiebten mechanischen Schwingungen wieder in elektrische Schwingungen zurückverwandelt. Dabei bildet die Spule 10 des mechanisch-elektrischen Wandlers zusammen mit dem Kondensator 11 einen Parallelresonanzkreis, der ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, wodurch eine weitere Verbesserung der Selektion erzielt wird.
Um die für einen Rundsteuerungsempfänger wesentlichen Eigenschaften - Unempfindlichkeit gegen kurze, starke Störimpulse einerseits; Nichtansprechen bei schwachen Dauersignalen der Soll- Frequenz anderseits- zu erzielen, werden die wie die Steuersignale ausgesiebten starken kurzzeitigen Störimpulse durch eine Amplitudenbegrenzung nach der Verstärkung stark abgeschwächt. Eine damit festgelegte minimale Ladezeit einer auf den Verstärker folgenden Speicherschaltung verhindert so, dass kurze aber sehr starke Störspannungsimpulse den Speicherkondensator 23 genügend aufladen und eine Fehlschaltung verursachen können.
Anderseits wird durch eine Schwellwertsvorrich- tung vermieden, dass schwache Dauerstörsignale den Speicherkondensator in unzulässiger Weise voraufladen können.
Es sind somit nur Steuerimpulse genügender Länge und Amplitude in der Lage, das Relais zu betätigen.
Die Verstärkung der Steuersignale erfolgt beispielsweise durch ein steuerbares Halbleiterelement 14, dessen gesteuerter Strom aus einer von der Netzspannung abgeleiteten Hilfsstromquelle 19 geliefert wird. Dabei ist es wiederum bei Rundsteue- rungsempfängern wesentlich, dass ihr Funktionieren in weiten Grenzen netzspannungsunabhängig ist, und dass gleichzeitig die dauernde Leistungsentnahme aus dem Netz auf ein Minimum beschränkt bleibt.
Die Erzeugung und Stabilisation einer Gleichspannung U" als Hilfsstromquelle erfolgt beispielsweise aus der Netzspannung über den Spannungs- teilerwiderstand 17, den spannungsabhängigen Widerstand 18 und den Gleichrichter 19. Damit die Spannungsstabilisation auch bei niedrigen Netzspannungen und gleichzeitiger Stromabgabe gewährleistet bleibt, muss der Querstrom und damit der dauernde Leistungsverbrauch nach dem für die ganze Einrichtung abzugebenden Spitzenstrom bemessen werden.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der am Gleichrichter 19 abgenommenen pulsierenden Gleichspannung U".
Fig. 3 zeigt den zeitlichen Verlauf der durch das Filter 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11 ausgesiebten Steuerspannung U . Diese Steuerspannung U, wird nun in Serie zu einer an einer Diode 12 erzeugten pulsierenden Hilfsgleichspannung U" an die Steuerstrecke Basis-Emitter eines Transistors 14 gelegt. Dabei wird die benötigte pulsierende Hilfsgleichspannung UD an einem Spannungsteiler, bestehend aus der Diode 12 und einem dazu in Serie liegenden Widerstand 13, aus der pulsierenden Gleichspannung U" gewonnen.
In Fig. 4 stellt 41 die Strom-Spannungscharakte- ristik der Diode 12 dar, während 40 als Kennlinie den Widerstand 13 darstellt. Der Schnittpunkt zwischen der Widerstandskennlinie 40 und der Diodenkennlinie 41 ergibt die für eine bestimmte angelegte Hilfsspannung U, m;"., resultierende Diodenspannung UD o.
Aus dem Diagramm Fig. 4 ist weiter ersichtlich, dass die Diodenspannung UD o bei wachsendem Diodenstrom 1D nur noch unwesentlich um den Betrag d UD ansteigt.
Als Diode 12 wird mit Vorteil eine Siliziumdiode verwendet, da diese gegen Änderungen ihrer Charakteristik infolge von Temperatureinflüssen relativ unempfindlich ist.
Fig. 5 zeigt endlich die über der Diode 12 auftretende momentane Diodenspannung UD unter dem Einfluss der am gesamten Spannungsteiler liegenden pulsierenden Gleichspannung U" gemäss Fig. 2.
In Fig. 6 ist der Zusammenhang zwischen der Emitter-Basisspannung UEB und dem daraus resultierenden Basisstrom 1B des Transistors 14 dargestellt. Der Basisstrom beginnt erst nach einer gewissen Anlaufspannung zu fliessen.
Fig. 7 zeigt die Addition der im Takte der doppelten Netzfrequenz pulsierenden Diodenspannung UD zur Steuerwechselspannung Ust und ihre Wirkung auf den Basisstrom -1B des Transistors 14. Es ist offensichtlich, dass die Steuerwechselspannung Ust einen gewissen Minimalwert Ufit ",in, das heisst einen gewissen Schwellwert überschreiten muss, bevor ein Basisstrom 1B fliessen kann.
Den zeitlichen Verlauf der ausgesteuerten Basisstromspitzen -i$ zeigt Fig. B. Der Kollektorkreis des Transistors 14 (siehe Fig. 1) liegt einerseits über einen Widerstand 15, eine Sperrdiode 22 und einen Speicherkondensator 23, anderseits über den Emitter des Transistors 14 und die Diode 12 an der pulsierenden Gleichspannung U, Fig.9 stellt eine normale Transistorkennlinien- schar mit dem Kollektorstrom -IC in Abhängigkeit der Kollektor-Emitter-Gleichspannung - UCE und verschiedenen Basisströmen -I$ als Parameter dar.
Die eingezeichnete Linie 42, ausgehend von der maximalen Betriebsspannung - UCE - U",1"" aus Fig.2, stellt einen Widerstand, beispielsweise den Widerstand 15 in Fig. 1, dar.
Aus dem Diagramm ist klar ersichtlich, dass bei grösser werdenden Basisströmen -1B nach Erreichung eines bestimmten Grenzwertes -1B GiOLZ der ausgesteuerte Kollektorstrom -IC nicht mehr weiter anwachsen kann, sondern, wie Fig.10 zeigt, in seiner Amplitude begrenzt wird.
Wird dagegen anstelle einer konstanten Kollek- torgleichspannung die pulsierende Gleichspannung
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U, aus Fig. 2 als Speisespannung des Transistors verwendet, so ergeben sich unter dem Einfluss der Steuerspannung nach Fig. 3 die in Fig. 11 in Abhängigkeit der Zeit dargestellten momentanen Kol- lektorströme -iC. Die ausgesteuerten Kollektorstromspitzen können den durch die momentan vorhandene pulsierende Gleichspannung U, und den Begrenzungswiderstand 15 bestimmten Grenzwert nicht überschreiten und sind damit amplituden- begrenzt,
auch wenn bei grossen Steuersignalen grosse Basisströme -i$ auftreten. Parallel zu dem bereits genannten Speicherkondensator 23 liegen ein Ableit- widerstand 24 sowie ein Impulsrelais 25 in Serie mit der Glimmlampe 26.
Die in ihrer Amplitude begrenzten Kollektorbzw. Hilfsstromstösse laden beim Eintreffen von Steuerimpulsen den Speicherkondensator 23 auf. Die Sperrdiode 22 verhindert die Entladung des Spei- cherkondensators 23 über den Transistor 14 in den Ladestromlücken gemäss Fig. 11. Unter dem Einfluss der Ladestromstösse steigt die Kondensatorspan- nung UCL in einer durch den Begrenzungswiderstand 15 und die Grösse der Kapazität 23 bestimmten Zeitintervall so lange an, bis die Zündspannung der Glimmröhre 26 erreicht wird.
Fig. 12 zeigt den Verlauf der Speicherkonden- satorspannung UC L in Funktion der Ladezeit für grosse Steuersignalspannungen. Der dem Speicherkondensator 23 parallel liegende hochohmige Widerstand 24 dient dazu, eventuell durch kurzzeitige Störspannungen verursachte Teilladungen wieder abzubauen.
Fig. 13 zeigt den amplitudenmässigen Zusammenhang zwischen der Speicherkondensatorspannung UC L (nach unendlich langer Zeit) und dem Effektivwert einer dauernd an den Klemmen 1 und 2 des Empfängers liegenden Steuerspannung Ust. Nach Erreichen der Zündspannung U7 der Glimmröhre 26 wird nun die im Speicherkondensator 23 gespeicherte Energie in bekannter Weise plötzlich auf ein Impulsrelais 25 entladen, worauf dessen Kontakt 27 beispielsweise den Stromkreis eines Synchronmotors 28 schliesst.
Aus Fig. 13 ist deutlich zu ersehen, dass dauernd relativ grosse Störspannungen am Empfängereingang liegen können, ohne eine Aufladung des Speicherkondensators zu bewirken. Dies bedeutet, dass auch in diesem Fall zusätzliche momentane Störspannungsspitzen den Speicherkondensator voll aufladen müssen, bevor sie eine Zündung der Glimmröhre und damit ein fehlerhaftes Anlaufen des Empfängers bewirken können. Damit ist die Störspannungsfestigkeit des Empfängers auch bei unterlagerten Dauerstörsignalen gewährleistet.
Fig. 14 stellt den Zusammenhang zwischen effektiver Steuerimpulsspannung Ust am Empfängereingang und der Impulsdauer der Steuerimpulse, welche zum Ansprechen des Relais 25 minimal nötig ist, dar. Aus dieser Figur ist klar ersichtlich, dass allfällige Störimpulse sowohl eine gewisse Minimal- dauer als auch Minimalamplitude aufweisen müssen, wenn sie den Empfänger zum fehlerhaften Ansprechen bringen wollen.
Fig. 15 zeigt eine Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung unter Verwendung eines Transformators 20 zwischen Kollektorhilfsstromkreis und Ladekondensator 23. Die im Kollektorkreis ausgesteuerten Hilfsstromimpulse erzeugen in der Primärwicklung 16 Gegenspannungen, welche, auf die Sekundärwicklung 21 transformiert, beispielsweise kleinere Ladeströme bei höherer Spannung ergeben. Die Verwendung eines Transformators gestattet einerseits grosse Ladezeiten mit kleinen Kapazitäten und grosser Spannung zu realisieren, anderseits eine galvanische Trennung zwischen Kollektorkreis und Ladekreis zu erreichen.
Im Schema Fig. 16 werden zur Steuerung des Kollektorhilfsstromes beide Halbwellen der Steuerspannung U, ausgenützt, und zwar unter Verwendung eines zweiten Transistors 30. Dies ermöglicht bei gleichem Kollektorspitzenstrom -iC, das heisst auch gleichem Dauerleistungsverbrauch aus dem Netz, die Ladezeit des Speicherkondensators auf die Hälfte zu reduzieren, da in der gleichen Zeit die doppelte Anzahl Hilfsstromimpulse gespeichert werden.
Fig. 17 endlich zeigt eine Variante dazu, in welcher die Transformation der durch die beiden ge- genphasigen Halbwellen des Steuersignals Ust ausgesteuerten Hilfsstromimpulse ohne Gleichstromvor- magnetisierung des Transformators 20 erfolgt. Die Sekundärseite 21 desselben arbeitet ebenfalls im Gegentakt über die Sperrdioden 22 und 32 auf den Speicherkondensator 23. Diese Anordnung erlaubt eine wesentliche Reduktion der Transformatorabmessungen bei gleichen elektrischen Resultaten.
Selbstverständlich kann die beschriebene Einrichtung nicht nur in Zusammenhang mit elektromechanischen Filtern, sondern mit jeder Art von geeigneten Filtern verwendet werden.