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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen in Fernsteuerungsanlagen mit einem Stromnetz überlagerten Steuerimpulsen In sogenannten Rundsteuerungsanlagen werden die meist tonfrequenten Steuerimpulse auf der Sendeseite dem vorhandenen Starkstrom überlagert. Die Übertragung der Steuerimpulse vom Sender zu den Empfängern erfolgt gemeinsam mit dem Starkstrom auf dem sowieso vorhandenen Starkstromnetz. Dies bedingt, dass in den einzelnen Empfangsapparaten die Steuerimpulse zunächst wieder vom 50- periodigen Starkstrom getrennt werden müssen.
Zur Durchführung dieser Aufgabe sind bereits eine Reihe von Verfahren und Einrichtungen bekannt, z. B. elektrische frequenzabhängige Filter oder elektromechanische frequenzabhängige Filter.
Die elektrischen Filter haben den Vorteil, dass sie ohne mechanisch bewegte Teile auskommen; anderseits werden sie besonders bei verhältnismässig tiefen Steuerfrequenzen voluminös und teuer. Die zur Erzielung einer guten Selektivitätskurve notwendigen hohen Gütezahlen der elektrischen Schwingkreise lassen sich nämlich in der Praxis oft nur mit grossem Aufwand realisieren.
Demgegenüber lassen sich elektromechanische Filter, z. B. solche mit schwingenden Metallzungen, sehr klein herstellen. Der sogenannte Gütefaktor der mechanisch schwingenden Teile kann zudem ohne Schwierigkeit genügend hoch getrieben werden; man erhält also ohne weiteres genügend scharfe Selekti- vitätskurven. Hingegen bereitet die Auswertung der Steuerimpulse, die ein mechanisches Filter durchlaufen müssen, einige Schwierigkeiten. Beim meistbekannten Antrieb von Klinkenrädchen durch die schwingende Zunge sind Lärm und mechanische Abnützungserscheinungen unvermeidlich.
Eine Zurückverwandlung der mechanischen Schwingungen in eine elektrische Schwingung ist dagegen infolge des schlechten Wirkungsgrades mit bedeutenden Lei- stungsverlusten verbunden, so dass schliesslich weder zur direkten Betätigung eines Relais noch zur indirekten Betätigung desselben mittels der bekannten Speicherung der Steuerimpulse in einem Speicherkondensator und nachfolgender Entladung des Speicherkondensators über eine Glimmröhre genügend Leistung vorhanden ist.
Das einfachste bekannte Speicherverfahren weist zudem den Nachteil auf, dass die Zeit vom Beginn des Steuerimpulses bis zur Auslösung des Relais stark von der Amplitude des Steuersignals abhängt.
Ein weiterer Mangel einfacher Speicherschaltungen liegt darin, dass der Speicherkondensator bereits durch kleine dauernd vorhandene Störspannungen, wie sie beispielsweise durch benachbarte Rundsteue- rungsanlagen oder durch Netzoberwellen auftreten können, teilweise aufgeladen wird, so dass zusätzliche Schaltstösse, auch wenn sie nur von kurzer Dauer sind, den Kondensator infolge des geringen Restladungsbedarfes auf die zur Momentanentladung notwendige Spannung aufzuladen vermögen und dadurch Fehlschaltungen verursachen können.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Vermeidung der angeführten Mängel und betrifft ein Verfahren zum Empfang von Fernsteuerungsbefehlen in Fernsteuerungsanlagen mit einem Stromnetz überlagerten Steuerimpulsen, welche mit Hilfe eines Filters vom Netzstrom und eventuellen Fremdströmen getrennt werden und nach erfolgter Verstärkung und Gleichrichtung die Ladung eines Speicherkondensa- tors bewirken, der dann zur Betätigung eines Relais momentan entladen wird, welches Verfahren sich dadurch auszeichnet, dass die Steuerimpulse nach Passieren des Filters mindestens einem steuerbaren Ventil zugeleitet werden, welches an seinem Ausgang erst nach dem überschreiten eines amplituden-
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mässigen Schwellwertes der genannten Steuerimpulse Strom führt,
und dass dieser die Ladung des einer Speicheranordnung zugeordneten Speicherkondensa- tors bewirkende Strom durch eine konstante Hilfsspannung hervorgerufen und durch einen Widerstand auf einen vorgegebenen Wert ,amplituden- mässig begrenzt wird.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens, welche Einrichtung mit einem Filter zur Trennung der Steuerimpulse vom Netzstrom versehen ist und erfindungsgemäss einen Ohmschen Widerstand und einen spannungsabhängigen Widerstand aufweist, welche in Serie an der Netzspannung liegen, einen Gleichrichter, welcher parallel zum spannungsabhängigen Widerstand geschaltet ist und welcher eine stabilisierte, pulsierende Betriebsgleichspannung für mindestens ein steuerbares Ventil liefert, sowie eine Diode und einen Widerstand, welche zueinander in Serie geschaltet an der genannten stabilisierten Betriebsgleichspannung liegen, wobei die über der Diode liegende pulsierende Gleichspannung zur Erzielung eines Schwellwertes als Vorspannung für das genannte Ventil dient;
ferner ist die Einrichtung gekennzeichnet durch einen weiteren Widerstand und einen weiteren Gleichrichter, welche mit dem Ausgangskreis des genannten Ventils verbunden sind und in Serie zu einer Speicheranordnung, welche einen Speicherkondensator enthält, liegen, wobei der Widerstandswert des geöffneten Ventils wesentlich kleiner ist als der Wert des genannten Widerstandes und der in die Speicheranordnung fliessende Ladestrom nach Überschreitung der zur Öffnung des Ventils minimal notwendigen Steuerspannung von dieser Steuerspannung unabhängig, jedoch vom Widerstand und von der stabilisierten pulsierenden Betriebsgleichspannung abhängig ist.
An Stelle der über einer Diode abgenommenen Vorspannung zur Erzeugung eines amplitudenmässigen Schwellwertes der Steuersignalspannung kann auch direkt die sich aus der Anlaufcharakteristik - Basisstrom bzw. Kollektorstrom in Abhängigkeit der Basis-Kollektorspannung - ergebende Anlaufspannung eines Transistors als die den Schwellwert bestimmende Grösse ausgenützt werden.
Als Variante können beispielsweise durch einen Transformator im Ladestromkreis die die Ladung bewirkenden Stromimpulse vorerst in solche höherer Spannung umgewandelt und erst dann im Ladekondensator gespeichert werden.
Im folgenden sollen anhand der Zeichnung Ausführungsbeispiele des erfindungsgemässen Verfahrens sowie der erfindungsgemässen Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens beschrieben werden. In der Zeichnung zeigt: Fig. 1 ein elektrisches Prinzipschema einer Empfangseinrichtung, Fig. 2 als Diagramm den zeitlichen Verlauf einer in der Empfangseinrichtung benützten Hilfsspannung, Fig. 3 die Steuerspannung in Funktion der Zeit, Fig. 4 als Diagramm die Strom-Spannungscharak- teristik einer in der Empfangseinrichtung benützten Diode, Fig. 5 als Diagramm den zeitlichen Verlauf einer an einer Diode in der Empfangsschaltung abgenommenen Hilfsspannung,
Fig. 6 die Strom-Spannungscharakteristik der Steuerstrecke Basis-Emitter eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors, Fig. 7 eine Darstellung der Schwellwertsbildung für das Steuersignal, Fig. 8 als Diagramm den zeitlichen Verlauf des Basisstromes eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors unter der Einwirkung der Steuerwechselspannung und einer dazu in Serie liegenden Hilfsspannung, Fig.9 das Strom-Spannungsdiagramm der Kol- lektorseite eines in der Empfangsschaltung verwendeten Transistors und die Wirkung eines im Kol- lektorkreis liegenden Widerstandes,
Fig. 10 den sich bei einem beliebigen Transistor durch die Verwendung eines im Kollektorkreis liegenden Widerstandes ergebenden Verlauf des Kol- lektorstromes in Abhängigkeit vom Basisstrom, Fig. 11 als Diagramm den zeitlichen Verlauf des Kollektorstroms eines in der Empfangseinrichtung benützten Transistors unter der gleichzeitigen Einwirkung der Steuerspannung und zweier Hilfsspannungen, Fig. 12 als Diagramm den zeitlichen Verlauf der Speicherkondensatorspannung bei Aussteuerung der Empfangseinrichtung, Fig. 13 als Diagramm den Verlauf der Speicherkondensatorspannung in Abhängigkeit des Effektivwertes der Steuerspannung am Empfängereingang,
Fig. 14 das charakteristische Betriebsverhalten einer Empfangseinrichtung in Abhängigkeit der Steuerimpulsdauer, Fig. 15 eine Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung, Fig. 16 eine weitere Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung und Fig. 17 eine dritte Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung.
In Fig. 1 bedeuten 1 und 2 die Klemmen, mit denen die ganze Empfangseinrichtung an das Starkstromnetz angeschlossen ist. Über den Kondensator 3 gelangen die eintreffenden tonfrequenten Steuerimpulse in die Erregerspule 4 des elektromechanischen Wandlers 5. Induktivität der Erregerspule 4 und Kapazität des Kondensators 3 sind für die Steuerfrequenz auf Serieresonanz abgestimmt, womit eine elektrische Vorselektion erreicht wird. Die mechanisch auf die Steuerfrequenz abgestimmte Schwingzunge 6 schwingt also bei eintreffenden Steuerimpulsen. Über eine Kopplungsfeder 7 werden diese Schwingungen auf die Schwingzunge 8, die ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, übertragen.
Die Schwingzungen 6 und 8 bilden zu-
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sammen mit der Kopplungsfeder 7 in bekannter Weise ein mechanisches Bandfilter für die Steuerfrequenz. Vermittels des mechanisch-elektrischen Wandlers 9 werden die ausgesiebten mechanischen Schwingungen wieder in elektrische Schwingungen zurückverwandelt. Dabei bildet die Spule 10 des mechanisch-elektrischen Wandlers zusammen mit dem Kondensator 11 einen Parallelresonanzkreis, der ebenfalls auf die Steuerfrequenz abgestimmt ist, wodurch eine weitere Verbesserung der Selektion erzielt wird.
Um die für einen Rundsteuerungsempfänger wesentlichen Eigenschaften - Unempfindlichkeit gegen kurze, starke Störimpulse einerseits; Nichtansprechen bei schwachen Dauersignalen der Soll- Frequenz anderseits- zu erzielen, werden die wie die Steuersignale ausgesiebten starken kurzzeitigen Störimpulse durch eine Amplitudenbegrenzung nach der Verstärkung stark abgeschwächt. Eine damit festgelegte minimale Ladezeit einer auf den Verstärker folgenden Speicherschaltung verhindert so, dass kurze aber sehr starke Störspannungsimpulse den Speicherkondensator 23 genügend aufladen und eine Fehlschaltung verursachen können.
Anderseits wird durch eine Schwellwertsvorrich- tung vermieden, dass schwache Dauerstörsignale den Speicherkondensator in unzulässiger Weise voraufladen können.
Es sind somit nur Steuerimpulse genügender Länge und Amplitude in der Lage, das Relais zu betätigen.
Die Verstärkung der Steuersignale erfolgt beispielsweise durch ein steuerbares Halbleiterelement 14, dessen gesteuerter Strom aus einer von der Netzspannung abgeleiteten Hilfsstromquelle 19 geliefert wird. Dabei ist es wiederum bei Rundsteue- rungsempfängern wesentlich, dass ihr Funktionieren in weiten Grenzen netzspannungsunabhängig ist, und dass gleichzeitig die dauernde Leistungsentnahme aus dem Netz auf ein Minimum beschränkt bleibt.
Die Erzeugung und Stabilisation einer Gleichspannung U" als Hilfsstromquelle erfolgt beispielsweise aus der Netzspannung über den Spannungs- teilerwiderstand 17, den spannungsabhängigen Widerstand 18 und den Gleichrichter 19. Damit die Spannungsstabilisation auch bei niedrigen Netzspannungen und gleichzeitiger Stromabgabe gewährleistet bleibt, muss der Querstrom und damit der dauernde Leistungsverbrauch nach dem für die ganze Einrichtung abzugebenden Spitzenstrom bemessen werden.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der am Gleichrichter 19 abgenommenen pulsierenden Gleichspannung U".
Fig. 3 zeigt den zeitlichen Verlauf der durch das Filter 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11 ausgesiebten Steuerspannung U . Diese Steuerspannung U, wird nun in Serie zu einer an einer Diode 12 erzeugten pulsierenden Hilfsgleichspannung U" an die Steuerstrecke Basis-Emitter eines Transistors 14 gelegt. Dabei wird die benötigte pulsierende Hilfsgleichspannung UD an einem Spannungsteiler, bestehend aus der Diode 12 und einem dazu in Serie liegenden Widerstand 13, aus der pulsierenden Gleichspannung U" gewonnen.
In Fig. 4 stellt 41 die Strom-Spannungscharakte- ristik der Diode 12 dar, während 40 als Kennlinie den Widerstand 13 darstellt. Der Schnittpunkt zwischen der Widerstandskennlinie 40 und der Diodenkennlinie 41 ergibt die für eine bestimmte angelegte Hilfsspannung U, m;"., resultierende Diodenspannung UD o.
Aus dem Diagramm Fig. 4 ist weiter ersichtlich, dass die Diodenspannung UD o bei wachsendem Diodenstrom 1D nur noch unwesentlich um den Betrag d UD ansteigt.
Als Diode 12 wird mit Vorteil eine Siliziumdiode verwendet, da diese gegen Änderungen ihrer Charakteristik infolge von Temperatureinflüssen relativ unempfindlich ist.
Fig. 5 zeigt endlich die über der Diode 12 auftretende momentane Diodenspannung UD unter dem Einfluss der am gesamten Spannungsteiler liegenden pulsierenden Gleichspannung U" gemäss Fig. 2.
In Fig. 6 ist der Zusammenhang zwischen der Emitter-Basisspannung UEB und dem daraus resultierenden Basisstrom 1B des Transistors 14 dargestellt. Der Basisstrom beginnt erst nach einer gewissen Anlaufspannung zu fliessen.
Fig. 7 zeigt die Addition der im Takte der doppelten Netzfrequenz pulsierenden Diodenspannung UD zur Steuerwechselspannung Ust und ihre Wirkung auf den Basisstrom -1B des Transistors 14. Es ist offensichtlich, dass die Steuerwechselspannung Ust einen gewissen Minimalwert Ufit ",in, das heisst einen gewissen Schwellwert überschreiten muss, bevor ein Basisstrom 1B fliessen kann.
Den zeitlichen Verlauf der ausgesteuerten Basisstromspitzen -i$ zeigt Fig. B. Der Kollektorkreis des Transistors 14 (siehe Fig. 1) liegt einerseits über einen Widerstand 15, eine Sperrdiode 22 und einen Speicherkondensator 23, anderseits über den Emitter des Transistors 14 und die Diode 12 an der pulsierenden Gleichspannung U, Fig.9 stellt eine normale Transistorkennlinien- schar mit dem Kollektorstrom -IC in Abhängigkeit der Kollektor-Emitter-Gleichspannung - UCE und verschiedenen Basisströmen -I$ als Parameter dar.
Die eingezeichnete Linie 42, ausgehend von der maximalen Betriebsspannung - UCE - U",1"" aus Fig.2, stellt einen Widerstand, beispielsweise den Widerstand 15 in Fig. 1, dar.
Aus dem Diagramm ist klar ersichtlich, dass bei grösser werdenden Basisströmen -1B nach Erreichung eines bestimmten Grenzwertes -1B GiOLZ der ausgesteuerte Kollektorstrom -IC nicht mehr weiter anwachsen kann, sondern, wie Fig.10 zeigt, in seiner Amplitude begrenzt wird.
Wird dagegen anstelle einer konstanten Kollek- torgleichspannung die pulsierende Gleichspannung
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U, aus Fig. 2 als Speisespannung des Transistors verwendet, so ergeben sich unter dem Einfluss der Steuerspannung nach Fig. 3 die in Fig. 11 in Abhängigkeit der Zeit dargestellten momentanen Kol- lektorströme -iC. Die ausgesteuerten Kollektorstromspitzen können den durch die momentan vorhandene pulsierende Gleichspannung U, und den Begrenzungswiderstand 15 bestimmten Grenzwert nicht überschreiten und sind damit amplituden- begrenzt,
auch wenn bei grossen Steuersignalen grosse Basisströme -i$ auftreten. Parallel zu dem bereits genannten Speicherkondensator 23 liegen ein Ableit- widerstand 24 sowie ein Impulsrelais 25 in Serie mit der Glimmlampe 26.
Die in ihrer Amplitude begrenzten Kollektorbzw. Hilfsstromstösse laden beim Eintreffen von Steuerimpulsen den Speicherkondensator 23 auf. Die Sperrdiode 22 verhindert die Entladung des Spei- cherkondensators 23 über den Transistor 14 in den Ladestromlücken gemäss Fig. 11. Unter dem Einfluss der Ladestromstösse steigt die Kondensatorspan- nung UCL in einer durch den Begrenzungswiderstand 15 und die Grösse der Kapazität 23 bestimmten Zeitintervall so lange an, bis die Zündspannung der Glimmröhre 26 erreicht wird.
Fig. 12 zeigt den Verlauf der Speicherkonden- satorspannung UC L in Funktion der Ladezeit für grosse Steuersignalspannungen. Der dem Speicherkondensator 23 parallel liegende hochohmige Widerstand 24 dient dazu, eventuell durch kurzzeitige Störspannungen verursachte Teilladungen wieder abzubauen.
Fig. 13 zeigt den amplitudenmässigen Zusammenhang zwischen der Speicherkondensatorspannung UC L (nach unendlich langer Zeit) und dem Effektivwert einer dauernd an den Klemmen 1 und 2 des Empfängers liegenden Steuerspannung Ust. Nach Erreichen der Zündspannung U7 der Glimmröhre 26 wird nun die im Speicherkondensator 23 gespeicherte Energie in bekannter Weise plötzlich auf ein Impulsrelais 25 entladen, worauf dessen Kontakt 27 beispielsweise den Stromkreis eines Synchronmotors 28 schliesst.
Aus Fig. 13 ist deutlich zu ersehen, dass dauernd relativ grosse Störspannungen am Empfängereingang liegen können, ohne eine Aufladung des Speicherkondensators zu bewirken. Dies bedeutet, dass auch in diesem Fall zusätzliche momentane Störspannungsspitzen den Speicherkondensator voll aufladen müssen, bevor sie eine Zündung der Glimmröhre und damit ein fehlerhaftes Anlaufen des Empfängers bewirken können. Damit ist die Störspannungsfestigkeit des Empfängers auch bei unterlagerten Dauerstörsignalen gewährleistet.
Fig. 14 stellt den Zusammenhang zwischen effektiver Steuerimpulsspannung Ust am Empfängereingang und der Impulsdauer der Steuerimpulse, welche zum Ansprechen des Relais 25 minimal nötig ist, dar. Aus dieser Figur ist klar ersichtlich, dass allfällige Störimpulse sowohl eine gewisse Minimal- dauer als auch Minimalamplitude aufweisen müssen, wenn sie den Empfänger zum fehlerhaften Ansprechen bringen wollen.
Fig. 15 zeigt eine Schaltungsvariante der Empfangseinrichtung unter Verwendung eines Transformators 20 zwischen Kollektorhilfsstromkreis und Ladekondensator 23. Die im Kollektorkreis ausgesteuerten Hilfsstromimpulse erzeugen in der Primärwicklung 16 Gegenspannungen, welche, auf die Sekundärwicklung 21 transformiert, beispielsweise kleinere Ladeströme bei höherer Spannung ergeben. Die Verwendung eines Transformators gestattet einerseits grosse Ladezeiten mit kleinen Kapazitäten und grosser Spannung zu realisieren, anderseits eine galvanische Trennung zwischen Kollektorkreis und Ladekreis zu erreichen.
Im Schema Fig. 16 werden zur Steuerung des Kollektorhilfsstromes beide Halbwellen der Steuerspannung U, ausgenützt, und zwar unter Verwendung eines zweiten Transistors 30. Dies ermöglicht bei gleichem Kollektorspitzenstrom -iC, das heisst auch gleichem Dauerleistungsverbrauch aus dem Netz, die Ladezeit des Speicherkondensators auf die Hälfte zu reduzieren, da in der gleichen Zeit die doppelte Anzahl Hilfsstromimpulse gespeichert werden.
Fig. 17 endlich zeigt eine Variante dazu, in welcher die Transformation der durch die beiden ge- genphasigen Halbwellen des Steuersignals Ust ausgesteuerten Hilfsstromimpulse ohne Gleichstromvor- magnetisierung des Transformators 20 erfolgt. Die Sekundärseite 21 desselben arbeitet ebenfalls im Gegentakt über die Sperrdioden 22 und 32 auf den Speicherkondensator 23. Diese Anordnung erlaubt eine wesentliche Reduktion der Transformatorabmessungen bei gleichen elektrischen Resultaten.
Selbstverständlich kann die beschriebene Einrichtung nicht nur in Zusammenhang mit elektromechanischen Filtern, sondern mit jeder Art von geeigneten Filtern verwendet werden.
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Method and device for receiving remote control commands in remote control systems with control pulses superimposed on a power network In so-called ripple control systems, the mostly audio-frequency control pulses on the transmission side are superimposed on the existing high-voltage current. The transmission of the control impulses from the transmitter to the receivers takes place together with the heavy current on the existing heavy current network. This means that the control pulses must first be separated from the 50-period heavy current in the individual receiving devices.
A number of methods and devices are already known for carrying out this task, e.g. B. electrical frequency-dependent filters or electromechanical frequency-dependent filters.
The electrical filters have the advantage that they do not have any mechanically moving parts; on the other hand, they become voluminous and expensive, especially with relatively low tax frequencies. The high figure of merit of the electrical oscillating circuits necessary to achieve a good selectivity curve can often only be achieved in practice with great effort.
In contrast, electromechanical filters such. B. make those with vibrating metal tongues very small. The so-called quality factor of the mechanically vibrating parts can also be driven sufficiently high without difficulty; one obtains sufficiently sharp selectivity curves without further ado. In contrast, the evaluation of the control pulses, which have to pass through a mechanical filter, presents some difficulties. With the most popular drive of ratchet wheels by the swinging tongue, noise and mechanical wear and tear are inevitable.
Conversion of mechanical vibrations back into electrical vibrations, however, is associated with significant power losses due to the poor efficiency, so that ultimately neither for direct actuation of a relay nor for indirect actuation of the same by means of the known storage of control pulses in a storage capacitor and subsequent discharge of the storage capacitor Sufficient power is available via a glow tube.
The simplest known storage method also has the disadvantage that the time from the start of the control pulse to the triggering of the relay depends heavily on the amplitude of the control signal.
Another shortcoming of simple storage circuits is that the storage capacitor is already partially charged by small, constant interference voltages, such as those that can occur, for example, from neighboring rotary control systems or from mains harmonics, so that additional switching surges, even if they are only of short duration, Due to the low residual charge requirement, the capacitor can be charged to the voltage required for instantaneous discharge and can thus cause faulty switching.
The present invention enables the above-mentioned deficiencies to be avoided and relates to a method for receiving remote control commands in remote control systems with control pulses superimposed on a power grid, which are separated from the power supply and any extraneous currents with the help of a filter and, after amplification and rectification, charge a storage capacitor , which is then momentarily discharged to actuate a relay, which method is characterized by the fact that the control pulses are fed to at least one controllable valve after passing the filter, which at its output only after an amplitude has been exceeded
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a moderate threshold value of the control pulses mentioned,
and that this current causing the charging of the storage capacitor assigned to a storage arrangement is brought about by a constant auxiliary voltage and limited in amplitude by a resistor to a predetermined value.
The invention also relates to a device for performing the aforementioned method, which device is provided with a filter for separating the control pulses from the mains current and, according to the invention, has an ohmic resistor and a voltage-dependent resistor which are connected in series to the mains voltage, a rectifier which is parallel to the voltage-dependent resistor is connected and which supplies a stabilized, pulsating DC operating voltage for at least one controllable valve, as well as a diode and a resistor, which are connected in series to one another at the said stabilized DC operating voltage, the pulsating DC voltage across the diode being used to achieve a threshold value Preload for said valve is used;
Furthermore, the device is characterized by a further resistor and a further rectifier, which are connected to the output circuit of said valve and are in series with a storage arrangement which contains a storage capacitor, the resistance value of the open valve being significantly smaller than the value of the and the charging current flowing into the storage arrangement after the minimum control voltage required to open the valve has been exceeded is independent of this control voltage, but is dependent on the resistance and the stabilized pulsating DC operating voltage.
Instead of the bias voltage taken from a diode to generate an amplitude threshold value of the control signal voltage, the starting voltage of a transistor resulting from the start-up characteristic - base current or collector current depending on the base-collector voltage - can also be used directly as the variable that determines the threshold value.
As a variant, for example, a transformer in the charging circuit can initially convert the current impulses causing the charge into higher voltage and only then store them in the charging capacitor.
In the following, exemplary embodiments of the method according to the invention and the device according to the invention for carrying out this method will be described with reference to the drawing. The drawing shows: FIG. 1 an electrical principle diagram of a receiving device, FIG. 2, as a diagram, the time course of an auxiliary voltage used in the receiving device, FIG. 3, the control voltage as a function of time, FIG. 4, as a diagram, the current-voltage characteristics a diode used in the receiving device, FIG. 5, as a diagram, the course over time of an auxiliary voltage taken from a diode in the receiving circuit,
6 shows the current-voltage characteristics of the base-emitter control path of a transistor used in the receiving device, FIG. 7 shows the formation of the threshold value for the control signal, FIG. 8 shows, as a diagram, the time profile of the base current of a transistor used in the receiving device under the influence of the AC control voltage and an auxiliary voltage connected in series with it, Fig. 9 the current-voltage diagram of the collector side of a transistor used in the receiving circuit and the effect of a resistor in the collector circuit,
10 shows the course of the collector current as a function of the base current resulting from the use of a resistor in the collector circuit, FIG. 11 shows the time course of the collector current of a transistor used in the receiving device under the simultaneous action of the control voltage and two auxiliary voltages, Fig. 12 as a diagram the time course of the storage capacitor voltage when the receiving device is activated, Fig. 13 as a diagram the course of the storage capacitor voltage as a function of the effective value of the control voltage at the receiver input,
14 shows the characteristic operating behavior of a receiving device as a function of the control pulse duration, FIG. 15 shows a circuit variant of the receiving device, FIG. 16 shows another circuit variant of the receiving device, and FIG. 17 shows a third circuit variant of the receiving device.
In Fig. 1, 1 and 2 denote the terminals with which the entire receiving device is connected to the power network. The incoming audio-frequency control pulses pass through the capacitor 3 into the excitation coil 4 of the electromechanical transducer 5. The inductance of the excitation coil 4 and the capacitance of the capacitor 3 are matched to series resonance for the control frequency, thus achieving an electrical preselection. The oscillating tongue 6, which is mechanically tuned to the control frequency, therefore oscillates when control pulses are received. These vibrations are transmitted via a coupling spring 7 to the vibrating tongue 8, which is also tuned to the control frequency.
The vibrating tongues 6 and 8 also form
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together with the coupling spring 7 in a known manner a mechanical band filter for the control frequency. By means of the mechanical-electrical converter 9, the mechanical vibrations that are filtered out are converted back into electrical vibrations. The coil 10 of the mechanical-electrical converter, together with the capacitor 11, forms a parallel resonant circuit which is also tuned to the control frequency, which further improves the selection.
To the properties essential for a ripple control receiver - insensitivity to short, strong interference pulses on the one hand; On the other hand, in order to achieve non-response to weak continuous signals of the nominal frequency, the strong short-term interference pulses filtered out like the control signals are greatly weakened by an amplitude limitation after amplification. A minimum charging time established in this way for a storage circuit following the amplifier prevents short but very strong interference voltage pulses from charging the storage capacitor 23 sufficiently and causing incorrect switching.
On the other hand, a threshold device prevents weak continuous interference signals from being able to precharge the storage capacitor in an impermissible manner.
Only control pulses of sufficient length and amplitude are thus able to operate the relay.
The control signals are amplified, for example, by a controllable semiconductor element 14, the controlled current of which is supplied from an auxiliary current source 19 derived from the mains voltage. In the case of broadcast control receivers, it is again essential that their functioning is largely independent of the mains voltage, and that at the same time the continuous power consumption from the network is limited to a minimum.
A DC voltage U "is generated and stabilized as an auxiliary power source, for example, from the mains voltage via the voltage divider resistor 17, the voltage-dependent resistor 18 and the rectifier 19. In order for the voltage stabilization to be guaranteed even with low mains voltages and simultaneous current output, the cross current and thus the continuous power consumption can be measured according to the peak current to be delivered for the entire facility.
FIG. 2 shows the course over time of the pulsating direct voltage U ″ taken from the rectifier 19.
3 shows the time profile of the control voltage U screened out by the filter 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11. This control voltage U, is now applied in series with a pulsating auxiliary direct voltage U ″ generated at a diode 12 to the control path base-emitter of a transistor 14. The required pulsating auxiliary direct voltage UD is applied to a voltage divider consisting of the diode 12 and an in Series lying resistor 13, obtained from the pulsating DC voltage U ".
In FIG. 4, 41 represents the current-voltage characteristics of the diode 12, while 40 represents the resistance 13 as a characteristic. The intersection between the resistance characteristic 40 and the diode characteristic 41 gives the diode voltage UD o resulting for a specific applied auxiliary voltage U, m; ".
It can also be seen from the diagram in FIG. 4 that the diode voltage UD o only rises insignificantly by the amount d UD with increasing diode current 1D.
A silicon diode is advantageously used as the diode 12, since it is relatively insensitive to changes in its characteristics as a result of temperature influences.
FIG. 5 finally shows the instantaneous diode voltage UD occurring across the diode 12 under the influence of the pulsating direct voltage U "according to FIG. 2 across the entire voltage divider.
6 shows the relationship between the emitter base voltage UEB and the base current 1B of the transistor 14 resulting therefrom. The base current only begins to flow after a certain starting voltage.
7 shows the addition of the diode voltage UD pulsing at twice the line frequency to the control AC voltage Ust and its effect on the base current -1B of the transistor 14. It is obvious that the control AC voltage Ust has a certain minimum value Ufit ", in, that is to say a certain value Must exceed the threshold before a base current 1B can flow.
B. The collector circuit of the transistor 14 (see FIG. 1) is on the one hand via a resistor 15, a blocking diode 22 and a storage capacitor 23, on the other hand via the emitter of the transistor 14 and the diode 12 at the pulsating DC voltage U, Fig. 9 represents a normal set of transistor characteristics with the collector current -IC depending on the collector-emitter DC voltage - UCE and various base currents -I $ as parameters.
The drawn line 42, based on the maximum operating voltage - UCE - U ", 1" "from FIG. 2, represents a resistor, for example the resistor 15 in FIG. 1.
The diagram clearly shows that with increasing base currents -1B after reaching a certain limit value -1B GiOLZ the modulated collector current -IC can no longer increase, but is limited in its amplitude, as shown in FIG.
On the other hand, instead of a constant collector direct voltage, the pulsating direct voltage is used
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U, from FIG. 2 used as the supply voltage of the transistor, the instantaneous collector currents -iC shown in FIG. 11 as a function of time result under the influence of the control voltage according to FIG. 3. The controlled collector current peaks cannot exceed the limit value determined by the momentarily present pulsating DC voltage U and the limiting resistor 15 and are therefore limited in amplitude,
even if large base currents -i $ occur with large control signals. A discharge resistor 24 and a pulse relay 25 are in series with the glow lamp 26 in parallel with the storage capacitor 23 already mentioned.
The limited in their amplitude Kollektorbzw. Auxiliary current surges charge the storage capacitor 23 when control pulses are received. The blocking diode 22 prevents the discharge of the storage capacitor 23 via the transistor 14 in the charging current gaps according to FIG. 11. Under the influence of the charging current surges, the capacitor voltage UCL rises in a time interval determined by the limiting resistor 15 and the size of the capacitance 23 until the ignition voltage of the glow tube 26 is reached.
12 shows the course of the storage capacitor voltage UC L as a function of the charging time for large control signal voltages. The high-resistance resistor 24 lying parallel to the storage capacitor 23 is used to reduce partial charges again possibly caused by brief interference voltages.
13 shows the amplitude-related relationship between the storage capacitor voltage UC L (after an infinitely long time) and the effective value of a control voltage Ust continuously applied to terminals 1 and 2 of the receiver. After the ignition voltage U7 of the glow tube 26 has been reached, the energy stored in the storage capacitor 23 is suddenly discharged in a known manner to a pulse relay 25, whereupon its contact 27 closes the circuit of a synchronous motor 28, for example.
It can be clearly seen from FIG. 13 that relatively large interference voltages can be present at the receiver input continuously without causing the storage capacitor to be charged. This means that in this case, too, additional momentary interference voltage peaks have to fully charge the storage capacitor before they can ignite the glow tube and thus cause the receiver to start incorrectly. This guarantees the immunity to interference voltage of the receiver even with subordinate continuous interference signals.
14 shows the relationship between the effective control pulse voltage Ust at the receiver input and the pulse duration of the control pulses, which is minimally necessary to respond to the relay 25. This figure clearly shows that any interference pulses have both a certain minimum duration and minimum amplitude must if they want to make the recipient address incorrectly.
15 shows a circuit variant of the receiving device using a transformer 20 between the collector auxiliary circuit and charging capacitor 23. The auxiliary current pulses controlled in the collector circuit generate counter voltages in the primary winding 16 which, when transformed to the secondary winding 21, result, for example, in lower charging currents at higher voltages. The use of a transformer enables long charging times with small capacities and high voltages to be achieved, and galvanic separation between the collector circuit and the charging circuit.
In the scheme of Fig. 16, both half-waves of the control voltage U, are used to control the collector auxiliary current, specifically using a second transistor 30. With the same collector peak current -iC, that is, the same continuous power consumption from the network, this enables the charging time of the storage capacitor to the Half, since twice the number of auxiliary current pulses are stored in the same time.
Finally, FIG. 17 shows a variant of this, in which the transformation of the auxiliary current pulses emitted by the two anti-phase half-waves of the control signal Ust takes place without direct current pre-magnetization of the transformer 20. The secondary side 21 of the same also works in push-pull via the blocking diodes 22 and 32 on the storage capacitor 23. This arrangement allows a substantial reduction in the transformer dimensions with the same electrical results.
Of course, the device described can be used not only in connection with electromechanical filters, but with any type of suitable filter.