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Die Erfindung befasst sich mit der Frage der Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunktes in einem TDMA-System mit Synchronisationsfolge am Beginn eines Zeitschlitzes. Im besondern befasst sich die Erfindung mit Empfängern für Mobilfunksysteme, die nicht einen Entzener zur Bekämpfung der Intersymbolinterferenz vorschreiben. Das in Europa genormte DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications) System ist ein solches, aber auch das in Japan verbreitete PHS (Personal Handyphone System) und das in den USA entwickelte PWT (Personal Wireless Telephone). Das Verfahren ist anwendbar auf Differenzdetektoren, die die gesendeten Signalfolgen aus den Phasenunterschieden des Empfangssignals zu zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten bestimmen. Eine Überabtastung des empfangenen Signals mit einem Überabtastfaktor Nsamp ist vorgesehen.
Jeder Zeitschlitz innerhalb eines Rahmens in - einem DECT-Systems beginnt mit 16 Bits abwechselnd 0 und 1 (Präambel) und weiteren 16 Bits als einem Paketsynchronisationswort. Obwohl nicht ausdrücklich als solche vorgesehen bzw. als solche in der Norm (European Telecommunications Standards Institute, "Radio Equipment and Systems Digital European Cordless Telecommunications Common Interface". DECT- Specification, Part 1 to 3, Ver 02.01 (1991).) bezeichnet, wollen wir sie im folgenden als Trainingsfolge für die verschiedenen Arten der Synchronisation ansehen. Die Aufteilung der Trainingsfolge legt eine getrennte Festlegung von optimalem Abtastzeitpunkt einerseits (Auswahl zwischen Nsamp möglichen Werten innerhalb einer Bitlänge), und Paketsynchronisation andererseits, nahe.
Diese Trennung ist keineswegs optimal, besonders wenn der Kanal zeitdispersiv ist. Überraschenderweise sind aber alle bekannten Realisierungen von DECT-Differentialdetektoren mit dieser getrennten Synchronisation ausgestattet, die zu unnötig hohen Bitfehlerquoten in zeitdispersiven Kanälen führt.
Der Stand der Technik ist beispielsweise in der Druckschrift N. Benvenuto, A. Salloum, and L. Tomba, "Performance of digital DECT radio links based on semianalytical methods", IEEE J. Select. Areas Comm. 15, 667-676 (1997) beschrieben. Dort werden die drei gängigen Arten der Synchronisation angeführt. Das erste Verfahren besteht darin, die Bitfolge zu quadrieren und dann schmalbandig filtern. Die Nulldurchgänge (von positiven zu negativen Werten) des quasisinusförmigen Signals werden im Wesentlichen als Abtastzeitpunkte genommen. Wie in J. C. I.
Chuang, "The effects of time rms delay spread on portable radio communications channels with digital modulation", IEEE J. Select. Areas Comm., vol. SAC-5, pp. 879-889,1987, dargelegt ist, entspricht das einer Abtastung bei der mittleren Verzögerungszeit der Impulsantwort des Kanals (average mean delay). Die Methode liefert bereits bei Computersimulationen, also ohne Unzukömmlichkeiten zufolge Implementation, schlechtere Bitfehlerquoten als die anderen bekannten Verfahren. Das zweite bekannte Verfahren, dargelegt in L. B. Lopes and S. Safavi, "Relationship between perfomance and timing recovery mechanisms for a DECT link in dispersive channels, Electron. Lett. 29,2173-2174 (1993), bestimmt die Nulldurchgänge der ersten 16 bits und verschiebt dann den Abtastzeitpunkt um eine halbe Bitdauer T/2.
Diese Verschiebung berücksichtigt zwar prinzipiell die Auswirkungen der Mehrwegeausbreitung auf Phasenverschiebungen durch den Kanal, korrigiert diese Phasenverschiebungen aber nur teilweise, und ist nicht für eine Minimierung der Bitfehlerquote konzipiert. Das dritte Verfahren schlägt eine Überabtastung um den Faktor Nsamp (in der oben erwähnten Druckschrift von Benvenuto et. al. ist Nsamp=16) und eine Korrelation der 32 Bits (oder einer Untermenge davon) der (bekannten) Trainingsfolge mit den verschiedenen überabgetasteten Empfangsfolgen vor. Der Abtastzeitpunkt wird aus dem Maximum der Korrelation bestimmt. Die Abtastung findet aber nur innerhalb eines Bits statt, d. h. es wir nicht berücksichtigt, dass der optimale Abtastzeitpunkt auch AUSSERHALB des betreffenden Bits liegen kann. In der Druckschrift A.F. Molisch, L. B.
Lopes, M. Paier, J. Fuhl, and E. Bonek, "Error floor of unequalized wireless personal communications systems with MSK modulation and training-sequence-based adaptive sampling", IEEE Trans. Comm., 45,554-562 (1997) wurde aber nachgewisen, dass für Kanalzustände, die zu Fehlern zufolge ISI führen, der optimale Abtastzeitpunkt tatsächlich ausserhalb des betreffenden Bits liegt.
Im Patent Döringer, EP 0540946A2 wurde vorgeschlagen, zur Bestimmung des Abtastzeitpunktes einen Vergleich zwischen dem Empfangssignal nach dem Entscheider mit dem Empfangssignal vor dem Entscheider vorzunehmen. Dieses Verfahren nutzt nicht aus, dass eine bekann-
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te Trainingsfolge vorhanden ist. Im Patent DasGupta, EP0048865A1 wird eine Abtastung mit unterschiedlichen Abtastraten, die verschiedene (ganzzahlige) Vielfache der Symbolrate sind.
Die so erlangten Abtastwerte werden einer Mehrheitsentscheidung zugeführt ; wird anschlie- #end eine "harte" Entscheidung getroffen, die als Grundlage für die Auswahl der Abtastsequenz dient. Schliesslich wird für die Fehlerauswertung nur erwähnt, dass sie in "bekannter" Weise durchgeführt wird ; gibt keinen Hinweis auf die explizite Ausnutzung von Trainingsfolgen.
Die vorliegende Erfindung löst die Aufgabe der Bestimmung des Abtastzeitpunktes nun dadurch, dass eine Metrik, die aus den überabgetasteten Empfangsfolgen gebildet wird, die Paketsynchronisation gemeinsam mit dem optimalen Abtastzeitpunkt (Bitsynchronisation) bestimmt). Es soll nun im Folgenden Zi,n den Abtastwert des komplexen Basisbandsignals zum Zeitpunkt
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bung ist, die den Beginn der Messung charakterisiert. Für die Bestimmung der Metrik werden nun zuerst die Folgen
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S2 = Z1,2 Z2,2 Z3,2 Z4,2 .. sn = Z1,n Z2,n Z3,n Z4,n .. gebildet. Aus diesen werden dann die Ausdrücke
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gebildet, und aus diesen das Minimum oder Maximum von allen möglichen n gebildet. Hierbei ist F (.) Funktion, eben die Metrik, und die b, sind die gesendeten Bits der Trainingsfolge. Die Metrik minimiert nun die Bitfehlerquote des Empfängers, zumindest näherungsweise, unter der Nebenbedingung geringen Hardware- und Software- Aufwandes. Die vorliegende Erfindung beschreibt drei Metriken, die diese Ansprüche erfüllen. Wie Computerexperimente zeigen (Figuren 1,2, und 3), liefern alle drei Metriken geringere Bitfehlerquoten als die herkömmlichen Verfahren, die auf getrennter Bit- und Paketsynchronisation beruhen. Sie sind ausserdem den Verfahren überlegen, die den Abtastzeitpunkt nur innerhalb des zu detektierenden Bits plazieren.
Die Metriken sollen nun am Beispiel eines MSK-Signals verdeutlicht werden, bei dem das ausgesendete Bit i in der Trainingsfolge +1 ist. In diesem Fall wird eine korrekte Entscheidung des Differenzdetektors gefällt, wenn die Phasendifferenz zwischen den Empfangssignalen Zi,n-Zi-1,n zwischen 0 und # liegt. Die Ausdrücke für die andere Polarität des ausgesendeten Bits und für andere Modulationsverfahrens sind vollkommen analog.
"optimale Metrik" : hierbei wird F so gewählt, dass der Erwartungswert der Bitfehlerwahrscheinlichkeit minimiert wird. Das wird erreicht durch
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wobei ##i,n die Phasendifferenz der Abtastwerte, geschätzt aus der Trainingsfolge, ist and G(a,#) die folgende Funktion :
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wobei U und W die arithmetischen bzw. geometrischen Mittelwerte des SignalGeräuschverhältnisses zu den Abtastzeitpunkten i und i-1, und p ist der Korrelationskoeffizient des Rauschens zu den beiden Abtastzeitpunkten ist.
"Komplexe Produkt-Metrik" : hierbei wird der Ausdruck:
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für die Metrik gebildet.
"Phasendifferenz-Metrik" : Hierbei wird
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Von diesen Metriken führt die "optimale" Metrik tatsächlich zu einer mathematisch beweisbaren Minimierung der Bitfehlerwahrscheinlichkeit. Die "komplexe Produkt-Metrik" ist einfacher zu berechnen. Computerexperimente haben ergeben, dass die Abweichungen vom optimalen Verhalten gering sind, sodass die Vorteile des geringeren Rechenaufwandes überwiegen. Die "Phasendifferenz-Metrik" erfordert zu ihrer Auswertung nur die Phase des Empfangssignals (im Gegensatz zu den anderen Metriken, die auch die Amplitude benötigen), und ist deshalb besonders geeignet, wenn das Empfangssignal durch einen nichtlinearen Verstärker, etwa einen Begrenzer, der Amplitudeninformation verlustig gegangen ist. Figuren 1 bis 3 zeigen die Ergebnisse von Computerexperimenten.
In Figur 1 werden Bitfehlerquoten, die mit der optimalen Metrik erzielt werden (Kurven 2,4, und 6) verglichen mit Ergebnissen, die mit getrennter Bitund Paketsynchronisation (Stand der Technik, wie oben ausgeführt) erzielt werden (Kurven 1, 3, und 5).
Die Vorteile des neuen Verfahrens sind deutlich erkennbar. Figur 2 zeigt den Unterschied zwischen den Ergebnissen der "komplexen-Produkt Metrik" (Kurven 2,4, und 6) und der getrennten Bit- und Paketsynchronisation (Kurven 1,3, und 5). Figur 3 schliesslich zeigt die Bitfehlerquote, die mit der Phasendifferenzmetrik erzielt wird (Kurven 2,4, und 6), wiederum verglichen mit der Bitfehlerquote bei getrennter Bit- und Paketsynchronisation (Kurven 1, 3, und 5). In allen drei Figuren beziehen sich Kurven 1 und 2 auf 20dB Signal-zu Geräuschverhältnis, Kurven 3 und 4 auf 30dB, und Kurven 5 und 6 auf 40dB.
Verfahren und Vorrichtung : zurVerdeutlichung soll nun beispielhaft eine mögliche Vorrichtung zur Imlementierung des oben genannten Verfahrens diskutiert werden, siehe Figur 4. Das Empfangssignal wird durch ein Bandpassfilter (5) gesandt, um einen Teil des Rauschens sowie die Nachbarkanalstörung zu eliminieren. Anschliessend wird das so gereinigte Signal mit dem Ausgangssignal eines lokalen Oszillators (6) im Mischer (8) multipliziert und so auf eine
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Zwischenfrequenz heruntergemischt. Die Eliminierung der Spiegelfrequenz erfolgt durch eine Zwischenfrequenzfilter (4).
Durch Mischung (9) des Signals mit einem weiteren Oszillatorsignal (7) wird das Signal ins Basisband gebracht, und nach Durchlaufen eines Tiefpassfilters (20) mit einer hohen Rate (Nsamp/T) abgetastet und analog-digitalgewandelt; dies geschieht im Abtaster/ Analog-Digital-Wandler (20), der eventuell auch als zwei getrennte Funktionseinheiten ausgeführt sein kann. Am Ausgang von (20) liegen die zi,nvor, die - wie oben erläutert, die Abtastwer-
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i=1,...32, n=0,...3Nsamp, und Toffset eine Zeitverschiebung ist, die den Beginn der Messung charakterisiert. In einem Entschachtler werden aus den Abtastwerten zi,ndie Folgen s1 = Z1,1 Z2,1 Z3,1 Z4,1
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Sn = Z1,n Z2,n Z3,n Z4,n .. gebildet, die jede einer Metrik-Bestimmungsvorrichtung (301, 302,....) zugeführt wird, die die
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Abtastzeitpunkte n zu einer Minimierung oder Maximierung dieser Metriken führt, und steuert damit den Schalter (36), der eine der Sequenzen s zur weiteren Verarbeitung auswählt. Diese Sequenz wird an einen üblichen Detektor (40) zur weiteren Verarbeitung geleitet.
Patentansprüche : 1. Verfahren zur Bestimmung des optimalen Abtastzeitpunktes in einem TDMA-System mit
Synchronisationsfolge am Beginn eines Zeitschlitzes, anwendbar auf Differenzdetektoren, die die gesendeten Signalfolgen aus dem Phasenunterschied zwischen den Empfangssig- nalen zu zwei Abtastzeitpunkten bestimmen, dadurch gekennzeichnet, dass eine Metrik, die aus gegeneinander zeitverschobenen Sequenzen
S1 = Z1,1 Z2,1 Z3,1 Z4,1
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Sn = Z1,n Z2,n Z3,n Z4,n .. gebildet wird, die Paketsynchronisation gemeinsam mit dem optimalen Abtastzeitpunkt bestimmt, wobei Zi,n den Abtastwert des des um den Faktor Nsamp überabgetasteten Emp-
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nen, i und n entsprechend gewählte Zahlen sind, T die Bitdauer, und Toffset eine Zeitverschiebung die den Beginn der Messung charakterisiertist, und "Metrik" eine Grösse bezeichnet, die aus dem bekannten Sendesignal sowie dem Empfangssignal abgeleitet wird und ein Mass für den Unterschied dieser beiden Signale darstellt, und durch die Ausdrücke
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definiert wird, wobei F (.) zumindest näherungsweise monotone Funktion der Bitfehler- quote, und die b, sind die gesendeten Bits der Trainingsfolge sind, und der optimale Ab- tastzeitpunkt durch Minimierung oder Maximierung der Metrik ermittelt wird.