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Vertikale Ablenkschaltung
Die Erfindung betrifft eine vertikale Ablenkschaltung, die eine Transistorverstärkerausgangsstufe, ein Aufladenetzwerk mit einem Kondensator für die Zufuhr einer sägezahnförmigen Steuerspannung an den Transistor, einen Oszillator mit einem Entladekreis, der parallel zum Kondensator geschaltet ist, um diesen während der Rücklaufperioden periodisch zu entladen, welcher Entladekreis als Schaltelement eine Halbleiter Vorrichtung enthält, eine'Gleichstromkopplung vom Aufladenetzwerk her nach der Basis des
Ausgangstransistors, welche Gleichstromkopplung den Spannungspegel und die Kurvenform der Speisespannung nahezu ungeändert übertragen kann, eine direkte, symmetrisch leitende Gleichstromverbindung vom Oszillatorkreis nach dem Aufladenetzwerk, welche Gleichstromverbindung einen Teil des Entladekreises bildet, Mittel,
welche den Entladekreis und die Gleichstromverbindung enthalten, um die Basisspannung des Ausgangstransistors am Anfangjedes Hinschlages auf einem festen Spannungspegel festzulegen, wobei eine Restspannung gleich dem Spannungsabfall über den Entladekreis am Anfang des Hinschlages infolge des durch diesen Entladekreis am Ende des vorhergehenden Rücklaufes fliessenden Stromes auftritt.
Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der USA-Patentschrift Nr. 2,913, 625 bekannt.
Die Gleichstromkopplung, die in dieser Patentschrift beschrieben wird, hat verschiedene Vorteile, d. h. 1. die Schaltungsanordnung ist praktisch unabhängig von Temperaturschwankungen ; 2. die Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung ist besser, und 3. die Speisequelle braucht weniger Strom zu liefern.
Es tritt nur eine Schwierigkeit auf, u. zw. dass eine Restspannung am Anfang des Hinschlages vorhanden ist, da der Widerstand des Entladekreises während des Rückschlages nicht Null ist.
Da zwischen dem Aufladenetzwerk und dem Ausgangstransistor eine Gleichstromkopplung vorgesehen ist, wird die Restspannung auch dem Ausgangstransistor zugeführt, so dass sie den Ausgangstransistor am Anfang jedes Schlages steuert. Infolgedessen fliesst bereits ein Strom durch diesen Ausgangstransistor am Anfang jedes Hinschlages, während in dem betreffenden Augenblick gar kein Strom fliessen darf. Es tritt somit ein Verlust an Gleichtromleistung auf, wodurch die aufgenommene Verlustleistung des Ausgangstransistors vergrössert wird.
Um diese Schwierigkeit zu beheben, wird die Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Pegelfestlegemittel (Clamping means) eine Rückstellwicklung enthalten, die in Reihe mit dem Entladekreis geschaltet ist, und Mittel zum Induzieren von Rücklaufimpulsen mit einer solchen Polarität und Amplitude in den erwähnten Kreis vorgesehen sind, dass die Restspannung während der Rücklaufperiode nahezu vollständig unterdrückt ist.
Ein weiterer Vorteil der Rückstellwicklung nach der Erfindung besteht darin, dass der Ausgangstran- sistor während des Rücklaufes besser gesperrt ist. Wenn lediglich ein Auflade- und ein Entladenetzwerk benutzt werden und das Aufladenetzwerk für Gleichstrom mit dem Ausgangstransistor gekoppelt ist, erreicht die Spannung an der Eingangselektrode des Ausgangstransistors nicht den zum Sperren des Transistors während der Rücklaufperiode erforderlichen Pegel. Indem für die Rückstellwicklung eine passende Anzahl von Windungen vorgesehen wird, kann die Amplitude des dieser Rückstellwicklung entnommenen Impulses grösser gemacht werden als der Wert der Restspannung, so dass der Ausgangstransistor während der Rücklaufzeit richtig gesperrt ist.
Eine mögliche Ausführungsform einer vertikalen Ablenkschaltung nach der Erfindung wird nachste-
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hend an Hand der Zeichnung näher erläutert, in welcher Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltungsanordnung mit einem Transistorsperrschwinger mit der in die Emitterleitung eingefügten Rückstellwicklung zeigt. Fig. 2 zeigt die durch das Auflade-und das Entladenetzwerk erzeugte Spannung. Fig. 3 zeigt einen Sperrschwinger, wobei die Rückstellwicklung mit dem Kollektor des Transistors verbunden ist. Fig.'4 zeigt eine weitere Ausbildung der Schaltungsanordnung, wobei eine Vierschichtdiode als Schaltelement verwendet wird, und Fig. 5 zeigt die Spannung über der induktiven Belastung ir dem Kollektorkreis des Ausgangstransistors.
Nach Fig. I wird die Sägezahnspannung zur Steuerung des-Ausgangstransistors T3 durch ein Aufladenetzwerk, das aus einem Widerstand R13 und Kondensatoren C12 und C13 besteht, und das Entladenetzwerk erzeugt, das aus einer Diode D1 und einem als Sperrschwinger geschalteten Transistor Tl gemeinsam mit den Transformatoniicklungeii Lbl ünd Lb2 und dem aus einem Widerstand RI und einem Kondensator Cl bestehenden Netzwerk besteht. Durch den Widerstand Rl kann die Frequenz der Sägezahnspannung geregelt werden, die durch das Auflade-und das Entladenetzwerk erhalten wird, und durch den Widerstand R13 kann die Amplitude dieser Sägezahnspannung eingestellt werden.
Die Diode Dl ist in den Kreis zur Verbesserung der Aufladefunktion des Netzwerkes aufgenommen, da sonst der Reststrom des Transistors Tl während dessen Sperrzeit die Sägezahnspannung über den Kondensatoren C12 und C13 verzerren würde.
Wie vorstehend erwähnt, muss das Aufladenetzwerk für Gleichstrom mit dem Ausgangstransistor gekoppelt werden und zu diesem Zweck- wird der Punkt B des Aufladenetzwerkes direkt mit der Basis des Verstärkertransistors T2 verbunden. Dieser Verstärkertransistor ist als Emitterfolgetransistor geschaltet und zu diesem Zweck ist der Widerstand R14 in den Emitterkreis des Transistors T2 aufgenommen. Der Emit-
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ten wird.
Wie anfangs erwähnt, ist einer der Vorteile der Gleichstromkopplung der, dass die Schaltungsanordnung praktisch unabhängig von Temperaturschwankungen ist. Dies wird dadurch erzielt, dass die beiden Transistoren T2 und T3 an der Basis durch eine Spannung gesteuert werden. Die Steilheit (dic/dVb) der Transistoren T2 und T3 bedingt somit deren Verstärkung. Die Steilheit eines Transistors ist weniger abhän-
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so dass die Ausgangsimpedanz dieses Transistors bedeutend niedriger ist als die Eingangsimpedanz des Transistors T3, wodurch die Spannung über dem. Widerstand R14 die Steuerung des Transistors T3 bedingt.
Im Kollektorkreis des Ausgangstransistors T3 ist die Reihenschaltung eines Koppelkondensators Cy und der
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Stelle ist diese Rückkopplung eine Stromrückkopplung für den Ausgangstransistor an sich und über den Widerstand R16 ist sie eine Spannungsrückkopplung nach dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C12 und C13. Die Rückkopplung über den Widerstand R16 dient zur Verbesserung der Linearität der Sägezahnspannung, welche durch das Auflade-und Entladenetzwerk erhalten wird.
Zunächst werden die Wicklung Lb3 und der Emitterwiderstand R2, ein Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizienten zum Ausgleich von Temperaturschwankungen in dem Transistor Tl, ausser Betracht gelassen ; es wird weiter unten das Auftreten der Restspannung Vr wie vorstehend erwähnt näher erläutert. Während der Rücklauf zeit werden der Transistor Tl und die Diode Dl leitend gemacht, so dass die Kondensatoren C12 und C13 sich über die Diode Dl, den Transistor Tl und den Widerstand R2 entladen können. Da diese Elemente einen bestimmten Widerstandswert haben, können die Kondensatoren C12 und C13 sich nicht vollständig entladen, so dass eine Restspannung Vr zurückbleibt.
Wenn nach der Rücklaufzeit der Transistor Tl und die Diode D1 wieder gesperrt werden, werden die Kondensatoren C12 und C13 sich wieder über den Widerstand R13 aufladen und die infolgedessen erzeugte Sägezahnspannung wird von der Restspannung Vr, wie in Fig. 2 veranschaulicht, ausgehen. Da der Punkt B gleichstrommässig mit dem Transistor T3 gekoppelt ist, zieht dieser Transistor bereits einen gewissen Strom am Anfang des Hinschlages, was durch den zur Zeitachse abfallenden Kurventeil der Sägezahnspannung in Fig. 2 angedeutet wird.
Der den Ausgangstransistor T3 durchfliessende Strom muss jedoch am Anfang des Schlages Null sein, da sonst Gleichstrom verloren geht, so dass die Verlustleistung des Transistors T3 erhöht wird. Aus Fig. 2 ist weiter ersichtlich, dass die erhaltene Steuerspannung den Ausgangstransistor T3 während der Rücklaufzeit nicht hinreichend sperrt.
Um diese Schwierigkeiten zu beseitigen, ist die Rückstellwicklung Lb3 in den Emitterkreis des Tran-
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sistors Tl aufgenommen. Diese Rückstellwicklung ist magnetisch mit den Transformatorwicklungen Lbl und Lb2 derart gekoppelt, dass ein Spannungsimpuls mit einer Polarität erzeugt wird, die der der Rest- spannung Vr entgegengesetzt ist. Diese Spannung bewirkt somit, dass keine Restspannung bei der dem Transistor T3 zugeführten Steuerspannung vorhanden ist, so dass der Ausgangstransistor T3 am Anfang des Hinschlages sowohl nicht stromdurchflossen als auch einwandfrei gesperrt ist.
Fig. 3 zeigt einen Sperrschwinger, der im Vergleich zu dem Sperrschwinger nach Fig. 1 etwas abgeändert ist. Die Rückstellwicklung Lb3 ist in diesem Falle zwischen der Anode der Diode Dl und dem Kollektor des Transistors Tl eingeschaltet. Die Wirkungsweise dieser Rückstellwicklung ist gleich der
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Eine andere Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist in Fig. 4 dargestellt.
Der Sperrschwinger ist hier durch eine Vierschichtdiode 0 ersetzt, die als Schaltelement benutzt und durch
Synchronisierimpulse an der Klemme S gesteuert wird. Diese Vierschichtdiode 0 wird jeweils durch einen der Klemme S zugeführten Impuls leitend gemacht, wodurch sich die Kondensatoren C12 und Cl3, welche über den Widerstand R13 aufgeladen worden sind, entladen. Da kein Sperrschwinger in der Schal- tung vorhanden ist, ist die Rückstellwicklung Lb3 mit der Drosselspule Lc im Kollektorkreis des Ausgangs- transistors T3 gekoppelt. Die über der Belastung Lc erzeugte Spannung ist in Fig. 5 dargestellt.
Aus die- ser Figur ist ersichtlich, dass ein Impuls während der Rücklaufzeit tl - t2 erzeugt wird, welcher Impuls in die Rückstellwicklung Lb3 induziert wird, die in diesem Falle magnetisch mit der Drossel Lc gekoppelt und zwischen dem Kondensator C12 und der Vierschichtdiode 0 eingeschaltet ist. Es wird einleuchten, dass der erwünschte Impuls durch passende Wahl der Windungszahl der Wicklung Lb3 und des erwünschten
Wickelsinnes erzielt werden kann, so dass die Polarität des Impulses der Polarität der Restspannung Vr entgegengesetzt ist.
Beispielsweise werden im folgenden einige Werte für die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 für die vertikale Ablenkung in einem 405- oder 625-Zeilen-Fernsehempfänger mit einem Ablenkwinkel von
1100 und einer Hochspannung von 16 kV benutzten Einzelteile angegeben :
Hochspannung = 15 kV, Transistor T2 = Mullard OC 81, Transistor T3 = Mullard OC 28, Wider- stand R13 = 2 kOhm, Widerstand R14 = 180 Ohm, Widerstand R15 = 3, 3 Ohm, Widerstand R16 = 50 Ohm,
Kondensator C12 = 100 uF für 1100 Ablenkung, Kondensator C13 = 25 u F für 1100 Ablenkung, Konden- sator Cy = 1000 pF, Drosselspule Lc = 200 mH bei 400 mA ; 0, 95 Ohm, Spulen Ly = 21 mH ; 9 Ohm,
Lb3 = 20 Windungen, etwa 0, 5 Ohm.
In diesem Falle sind die Werte von Vr und Vm etwa 0, 3 V bzw.
1, 5 V (der Wert Vm ist die mittlere Spannung der Sägezahnspannung nach Fig. 2).
Obgleich der Wert der Restspannung Vr (in diesem Falle 0, 3 V) klein ist im Vergleich zur Ampli- tude der Sägezahnspannung, ist diese Spannung hinreichend, um einen erheblichen unnützen Gleich- strom durch den Transistor T3 fliessen zu lassen. Dieser unnütze Gleichstrom kann z. B. 15 - 200/0 des
Gesamtkollektorstromes des Transistors T3 betragen, während dieser Wert sogar noch grösser ist. wenn der Wert des Widerstandes R15 niedriger ist. Ausserdem fliesst auch ein unnützer Gleichstrom durch T2, aber dessen Wert ist erheblich niedriger.
Es sei bemerkt, dass der Emitterwiderstand R15 nicht stets von wesentlicher Bedeutung ist, aber wie vorstehend erwähnt, ist dessen Anwendung vorteilhaft.
Obgleich die Fig. 1, 3 und 4 einen Verstärkertransistor T2 zeigen, wird es einleuchten, dass er weg- gelassen werden kann, wenn die Verstärkung des Ausgangstransistors T3 hinreichend hoch ist, um die er- wünschte Amplitude des Sägezahnstromes durch die Ablenkspule Ly zu erzielen. Ohne den Transistor T2 kann die. Basis des Transistors T3 direkt mit dem Punkt B verbunden sein.
Durch die Erniedrigung oder die Unterdrückung von Vr wird nicht nur der unnütze Gleichstrom durch
T2 erniedrigt oder unterdrückt, sondern es ergibt sich auch der zusätzliche Vorteil, dass die Einwirkung von Änderungen der Toleranzen der Einzelteile, der Transistoren und des Gleichstromes (infolge Vr) we- gen der bereits geringen Kollektorströme bei der Annäherung an die Sperrspannung infolge der Krümmung der Vbe/Ic Kennlinien des Verstärker- und Ausgangstransistors auf vernachlässigbare Weise herabgemindert wird. Dies ist besonders wichtig bei der Serienfertigung von Fernsehempfängern, da eine individuelle instrumentelle Prüfung der einwandfreien Funktion nicht notwendig ist. Es genügt, die übliche Höhe der "Halte-und Linearitätseinstellungen"visuell einzustellen.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2, wenn Vr auf Null herabgesetzt ist, könnte eine Nicht- linearität der Ablenkung unter bestimmten Verhältnissen auftreten, wenn ein Ausgangstransistor mit einem sehr hohen Ico Reststrom benutzt wird und eine sehr hohe Temperatur auftritt. Sogar unter diesen äusserst schweren Bedingungen wird nicht mehr als etwa Wo des Anfanges der Ablenkung verzerrt und da eine Fern-
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