<Desc/Clms Page number 1>
Schaltungsanordnung in einem Farbfernseh-Empfänger
EMI1.1
<Desc/Clms Page number 2>
Um dies zu verwirklichen, weist die Schaltung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, dass das Indexsignal, bevor es der Phasenausgleichschleife zugeführt wird, zunächst wenigstens eine Frequenzvervielfacherstufe passiert, in der die Frequenz fi mit einem Faktor m vervielfacht wird (m = 2, 3, 4,...), und dass die Teilerstufe das Signal mit der Frequenz mfi durch n teilt, der Divisor n bei gegebenem Wert von m durch das Verhältnis m (l-l/n) = k bedingt wird und wobei die Mischstufen zur Umsetzung der Farbsignale ausschliesslich in einem Phasenausgleichzweig untergebracht sind, welcher Zweig zwischen der Frequenzvervielfacherstufe und der einen Mischstufe, der über die erwähnte Leitung das in der Frequenz vervielfachte Indexsignal zugeführt wird, eingeschaltet ist, wobei dieser Zweig auch die Teilerstufe enthält.
Je grösser der Frequenzvervielfachungsfaktor m ist, desto kleiner wird die beanspruchte Laufzeit T2.
Wenn das einmal demodulierte Farbfernsehsignal direkt in ein Signal umgesetzt wird, das zum Zuführen an eine Steuerelektrode der nur eine Elektronenstrahlquelle enthaltenden Indexröhre geeignet ist, so hat die Anordnung nach der Erfindung den weiteren Vorteil, dass durch die Frequenzvervielfachung des Indexsignals erreicht wird, dass die den verschiedenen Mischstufen für die erwähnte direkte Umsetzung zugeführten Frequenzen weiter auseinander zu liegen kommen, so dass einfache Mischstufen verwendbar sind und trotzdem das Ausfiltern der unerwünschten Frequenzkomponenten kein Problem mehr darstellt.
- Im vorhergehenden wurde bereits erwähnt, dass das Ausfiltern der unerwünschten Frequenzen'stets leichter und die beanspruchte Laufzeit T2 stets günstiger wird, je grösser der Frequenzvervielfachungsfaktor ist. Es ist aber einleuchtend, dass das Vergrössern dieses Faktors an Grenzen gebunden ist.
Erstens wird die Stufe, in der die Frequenzvervielfachung erfolgt, komplizierter und somit teurer, je grösser der Vervielfachungsfaktor ist.
Zweitens wird die beanspruchte Laufzeit T2 zwar abgekürzt, aber da sie den Laufzeiten T und Ta angepasst werden muss, würde bei einem zu kleinen Wert von T2 diese Anpassung nicht mehr sinnvoll sein.
Im allgemeinen ergibt sich nämlich, dass bei möglichst kleinen Werten von T und T2 die Laufzeit T2 künstlich vergrössert werden muss, um die Anpassung zu ermöglichen. Wird die Laufzeit T2 jedoch so klein, dass die Laufzeit des Phasenausgleichzweiges von Natur bereits grösser ist als der erforderliche Wert,
EMI2.1
verschlechtert werden würde.
Drittens würde das Vervielfachen mit einem zu grossen Faktor die Frequenz des vervielfachten Indexsignals derart steigern, dass eine Ausstrahlung auf die Zwischenfrequenz- und/oder Hochfrequenzteile des Empfängers zu befürchten ist.
Es ergibt sich, dass für direkte Umsetzung ein optimales Ergebnis erreicht wird, wenn der Vervielfachungsfaktor 2 beträgt und wenn nach je zwei Farbstreifen ein Indexstreifen vorhanden ist, so dass k = 2/3 wird. Dabei ergibt sich, dass der erforderliche Wert von T2 nahezu gleich der natürlichen Laufzeit des Phasenausgleichzweiges ist.
Eine Ausführungsform einer Schaltung nach der Erfindung für direkte Umsetzung weist daher das Kennzeichen auf, dass m = 2 und n = 3/2 ist, wobei die Phasenausgleichschleife von dem Phasenausgleichzweig, der in Reihenfolge vom Eingang zum Ausgang die Teilerstufe, eine erste, eine zweite und ine dritte Mischstufe enthält sowie einer Leitung gebildet wird, über die das vervielfachte Indexsignal mit der Frequenz 2fi der dritten Mischstufe zugeführt wird, und das vervielfachte Indexsignal auch unmittelbar der Teilerstufe zugeführt wird, wobei der ersten Eingangsklemme der ersten Mischstufe das der reilerstufe entnommene Signal mit der Frequenz 4/3 fi und der zweiten Eingangsklemme das im Empfänger rückgewonnene Hilfsträgersignal mit der Frequenz fr zugeführt wird und wobei deren Ausgangskreis ein auf die Frequenz 4/3 fi l :
fr abgestimmtes Filter enthält und wobei der ersten Eingangsklemme
EMI2.2
der zweiten Eingangsklemme das im Empfänger einmal demodulierte Farbfernseh-Signal, das mit unterirücktem Träger auf der Hilfsträgerwelle moduliert ist, zugeführt wird und deren Ausgangskreis ein auf lie Frequenz 4/3 fi abgestimmtes Filter enthält, und wobei der dritten Mischstufe neben dem Signal mit ler Frequenz 2 fi das auf einem Signal mit der Frequenz 4/3 fi modulierte Farbsignal zugeführt wird und wobei deren Ausgangskreis ein auf die Signalfrequenz = 2/3 fi abgestimmtes Filter enthält.
Erfolgt dagegen seine indirekte Umsetzung, d. h. dass das einmal demodulierte Farbfernseh-Signal nächst zum zweiten Male demoduliert und dann in Misch-oder Modulatorstufen auf das umgesetzte ndexsignal aufmoduliert wird, so kann die Laufzeit T2 noch weiter verkleinert werden.
<Desc/Clms Page number 3>
Um dies zu verwirklichen, weist eine Ausführungsform nach der Erfindung für indirekte Umsetzung das Kennzeichen auf, dass die Phasenausgleichschleife von dem Phasenausgleichzweig, der in der Reihenfolge vom Eingang zum Ausgang die Teilerstufe, ein Phasendrehungsnetzwerk, die Parallelschaltung zweier Gegentaktmischstufen, denen je die zum zweiten Male demodulierten Farbsignale zugeführt werden, und eine dritte Mischstufe enthält, sowie einer Leitung gebildet wird, über die das vervielfachte Indexsignal mit der Frequenz mfi der dritten Mischstufe zugeführt wird.
Einige mögliche Ausführungsformen von Schaltungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher beschrieben. In Fig. 1 ist ein allgemeines Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem die Indexfrequenz fi mit einem Faktor m vervielfacht wird und die Teilerstufe durch n teilt, wobei die Signalfrequenz fs = kfi ist. In Fig. 2 ist eine besondere Ausführungsform für direkte Umsetzung dargestellt, bei der m = 2, n = 3/2 und k = 2/3 ist. In Fig. 3 ist eine mögliche Ausführungsform einer Vervielfacherstufe zum Vervielfachen der Indexfrequenz mit einem Faktor 2 dargestellt. Fig. 4 dient zur Erklärung der Vervielfacherstufe nach Fig. 3. Fig. 5 zeigt eine besondere Ausführungsform für indirekte Umsetzung, und Fig. 6 ein detailliertes Schema von in der Schaltung nach Fig. 5 verwendeten Gegentaktmodulatoren.
In Fig. 1 bezeichnet 1 eine Indexröhre mit nur einer Elektronenstrahlquelle, deren Schirm 2 mit Farb - und Indexstreifen versehen ist. Bekanntlich sind l/k-mal so viel Indexstreifen wie Farbstreifengruppen vorhanden, um Übersprechen vom Farbsignal auf das Indexsignal zu vermeiden. In der Praxis sind zwei Möglichkeiten anwendbar. Erstens diejenige, bei der nach je zwei Farbstreifen ein Indexstreifen angebracht ist. Da jede Farbstreifengruppe aus drei Streifen besteht, d. h. einem roten, einem grünen und einem blauen Streifen, gilt für diesen Fall k = 2/3.
Zweitens diejenige, bei der nach je vier Farbstreifen ein Indexstreifen angebracht ist. In diesem Falle ist k gleich 4/3. Wird die Frequenz des Indexsignals mit fi und die des Steuersignals, auf das die Farbsignale schliesslich aufmoduliert werden müssen und das dem Wehnelt-Zylinder 3 der Röhre 1 zugeführt werden muss, mit fs bezeichnet, so muss gelten :
EMI3.1
Frequenz fi abgeleitet werden. Um bei dieser Teilung die Phase des Indexsignals nicht ändern zu lassen, muss die Teilung mit Hilfe eines Einlauf-Indexsignals mit der Frequenz fh durchgeführt werden.
Das Einlauf- oder Hilfsindexsignal wird dadurch erzielt, dass jeweils an jener Schirmseite, an der die horizontale Abtastung durch den Elektronenstrahl in einer zur Längsrichtung der Index- und Farbstreifen senkrechten Richtung beginnt, mehrere Einlauf-Indexstreifen angebracht werden, deren gegenseitiger Abstand von dem der eigentlichen zusammen mit den Farbstreifen angebrachten Indexstreifen verschieden ist. Daraus folgt, dass jeweils beim Anfang einer horizontalen Abtastung ein Signal mit der Frequenz fh erzeugt wird, wobei fh = fg/6 und 6 eine ganze Zahl ist. Auf der Indexröhre ist ein Photovervielfacher 4 mit zwei Ausgangsklemmen 5 und 6 angebracht.
Es ist nämlich vorausgesetzt, dass sowohl die Einlaufals auch die eigentlichen Indexstreifen aus Phosphoren zusammengesetzt sind, die beim Auftreffen des Elektronenstrahls ultraviolettes Licht emittieren. Der Photovervielfacher 4 muss daher für ultraviolettes Licht empfindlich sein und beim Anfang einer horizontalen Abtastung, wenn der Elektronenstrahl die Einlauf-Indexstreifen abtastet, tritt an seinen beiden Ausgangsklemmen 5 und 6 ein Signal mit der Frequenz fh auf. Nur der Verstärker 7, mit dessen Eingangsklemme die Ausgangsklemme 5 verbunden ist, ist auf die Frequenz fh abgestimmt, so dass nur der Verstärker 7 dieses Signal durchlässt.
Sobald die Abtastung der eigentlichen Indexstreifen beginnt, entsteht an den beiden Ausgangsklemmen 5 und 6 ein Signal mit der Indexfrequenz fi. Da nur der Verstärker 8, mit dessen Eingangsklemme die Ausgangsklemme 6 verbunden ist, auf die Frequenz fi abgestimmt ist, lässt nur der Verstärker 8 dieses Signal durch. Der bisher beschriebene Teil der Schaltung stellt keinen Teil der Erfindung dar und ist nur angegeben, um Einblick in die Erzielung der Signale mit den Frequenzen fi und fh zu geben, welche Frequenzen für eine gemäss der Erfindung erfolgende Umsetzung des Signals mit der Frequenz fi in ein Signal mit der Frequenz fs notwendig sind. Für den Erfindungsgedanken ist es daher an sich gleichgültig, auf welche Weise die beiden Signale gewonnen werden. So lassen sich z.
B. an Stelle von ultravioletten Indexstreifen auch gegenseitig durch verbundene Indexstreifen mit einem bestimmten SekundäremissionsKoeffizienten verwenden. Die erwähnte Durchverbindung muss dann mit den Eingangsklemmen der Ver- stärker 7 und 8 gekoppelt werden.
Auch können die eigentlichen Indexstreifen eine veränderliche Breite haben derart, dass das dem Photovervielfacher 4 entnommene Indexsignal sowohl die Frequenz fi als auch die Frequenz fh enthält.
<Desc/Clms Page number 4>
EMI4.1
<Desc/Clms Page number 5>
gestellt ist, ist es einleuchtend, dass bei doppelter Ausbildung dieser Vervielfacherstufe eine Vervielfacherstufe in die Leitung 13 und eine in den Phasenausgleichzweig aufgenommen wird. Letztere Vervielfacherstufe kann dann entweder vor oder nach der Teilerstufe 10 angebracht werden, da es grundsätzlich gleichgültig ist, ob die Frequenz fi zunächst mit m vervielfacht und dann durch n geteilt wird, oder umgekehrt. Erfolgt zuerst eine Teilung und dann eine Vervielfachung, so kann z.
B. eine bereits in der Teilerstufe 10 vorhandene Röhre die Vervielfachung bewirken, so dass auch in diesem Falle eine einzige, in der Leitung 13 eingeschaltete Vervielfacherstufe genügt.
Die bei sich ändernder Indexfrequenz fi in der Schaltung auftretenden Phasenfehler ergeben sich durch die Laufzeiten in der Schaltung, welche von den darin verwendeten Filtern abhängig sind.
Zum Berechnen der in den verschiedenen Teilen der Schaltung auftretenden Phasenfehler wird folgendes angenommen :
Erstens ist vorausgesetzt, dass die verschiedenen Laufzeiten konstant sind.
Zweitens wird die Laufzeit des Schaltungsteiles zwischen dem Photovervielfacher 4 und dem Eingang der Teilerstufe 10 gleich T.. diejenige vom Ausgang der Teilerstufe 10 bis zum Eingang der Mischstufe 12
EMI5.1
Wehnelt-Zylinder 3 gleich T gesetzt.
Drittens wird die Laufzeit in der Teilerstufe 10 gleich Null angenommen. Ist die Laufzeit ungleich Null, so kann in ähnlicher Weise wie im nachfolgenden diese Laufzeit in der Berechnung berücksichtigt werden.
Mit den oben gegebenen Annahmen folgt für die möglichen auftretenden Phasenänderungen durch Änderung der Indexfrequenz fi :
Für den Teil vom Vervielfacher 4 bis zum Eingang der Stufe 10 :
EMI5.2
lkbeträgt.
Für den eigentlichen Phasenausgleichzweig wird die mögliche Phasenänderung :
EMI5.3
Das Signal mit der Frequenz mfi wird über die Leitung 13 gleichfalls der Vervielfacherstufe 9 entnommen. Die mögliche Phasenänderung dieses Signals ist also A gl. In der Mischstufe 12 wird die Frequenz mfi/n des Signals (mijn + ehr) von der Frequenz mfi des über die Leitung 13 zugeführten Signals subtrahiert, also auch die Phasen der beiden Signale werden voneinander subtrahiert.
Daher kann für die mögliche Phasenänderung am Ausgang der Stufe 12 geschrieben werden :
EMI5.4
Schliesslich findet man für die mögliche Phasenänderung des Schaltungsteiles vom Ausgang der Mischstufe 12 bis zum Wehnelt-Zylinder 3 :
EMI5.5
Da die Bedingung gilt, dass Änderungen der Indexfrequenz fi und die sich daraus ergebenden Ände-
EMI5.6
<Desc/Clms Page number 6>
Daraus folgt mit Hilfe der Formeln (3a) und (4) : " kn (Tl + Ts)/m = Tz (5)
Aus der Formel (5) folgt, dass bei konstanten Werten von T und Ta die Laufzeit T2 des Phasenausgleichzweiges der Formel (5) entsprechen muss, um den erwähnten Phasenausgleich zu verwirklichen.
Bemerkt wird, dass die Formeln (3) und (5) für eine Schaltung abgeleitet sind, in der die Frequenz fi des Indexsignals vervielfacht wird, bevor das Signal der Teilerstufe 10 und bevor es über die Leitung 13 der Mischstufe 12 zugeführt wird ; d. h. das Prinzip der Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass die Indexfrequenz fi vervielfacht werden muss, bevor das Indexsignal der Phasenausgleichschleife zugeführt wird.
In nachstehender Tabelle sind für verschiedene Werte des Frequenzvervielfachungsfaktors m die mit
EMI6.1
EMI6.2
<tb>
<tb> k <SEP> = <SEP> 4/3 <SEP> k <SEP> = <SEP> 2/3 <SEP>
<tb> m <SEP> n <SEP> T2 <SEP> m <SEP> n <SEP> T2 <SEP>
<tb> 1 <SEP> -3 <SEP> -4 <SEP> (Tl <SEP> +Ta) <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 2 <SEP> (T+T)
<tb> 2 <SEP> 3 <SEP> 2 <SEP> (T <SEP> +T) <SEP> 2 <SEP> 3/2 <SEP> (T <SEP> + <SEP> Ts)/2 <SEP>
<tb> 3 <SEP> 9/5 <SEP> 4(T1 <SEP> + <SEP> T3)/5 <SEP> 3 <SEP> 9/7 <SEP> 2(T1 <SEP> + <SEP> T3)/7 <SEP>
<tb> 4 <SEP> 3/2 <SEP> (T1 <SEP> + <SEP> T3)/2 <SEP> 4 <SEP> 6/5 <SEP> (T1 <SEP> + <SEP> T3)/5
<tb>
Aus dieser Tabelle lassen sich folgende Schlussfolgerungen ziehen :
Die Lösung bei m = 1 (keine Frequenzvervielfachung) ist für k = 4/3 sogar unmöglich. denn eine negative Laufzeit T ist nicht verwirklichbar.
Zwar könnten die Frequenzen die richtigen Werte bekommen,
EMI6.3
Bei m = 1 und k = 2/3 ergibt sich, dass die Laufzeit T, welche im wesentlichen in der Vorrichtung 11 mit den zugeordneten Filtern konzentriert ist, zweimal so gross sein muss wie die Laufzeit des übrigen Schaltungsteiles. Dies bedeutet, wie bereits in der Einleitung erklärt wurde, dass für einen guten Phasenausgleich die Laufzeit T des Phasenausgleichzweiges künstlich vergrössert werden muss, z. B. durch Anbringung eines Verzögerungsnetzwerkes, wodurch aber die Gesamtlaufzeit T.+T+T vergrössert wird. was eine ungünstigere dynamische Charakteristik der Gesamtschaltung zur Folge hat.
Die Lösung bei m = 2 und k = 4/3 ist, was die Laufzeit T2 anbelangt, ähnlich der bei m = 1 und k = 2/3, so dass auch dieser Lösung die gleichen Nachteile anhaften.
Wie deutlich aus der Tabelle ersichtlich ist, bewirkt eine Vergrösserung von m eine Herabsetzung des erforderlichen Wertes von T. So braucht z. B. bei m = 4 und k = 2/3 die Laufzeit T nur 1/5 der
EMI6.4
Ausserdem spielt neben diesen und andern in der Einleitung bereits erwähnten Argumenten auch die Bauart der Teilerstufe 10 eine Rolle. So ergibt sich bei m = 3 und k = 4/3, dass n = 9/5 ist ; bei m = 3 und k = 2/3 folgt, dass n = 9/7, und bei m = 4 und k = 2/3 ergibt sich, dass n = 6/5 sein muss. Nun sind die zuletzt genannten Divisoren für n in der Praxis schwerer verwirklichbar als ein Divisor n = 3/2, denn zur Steuerung der Teilerstufe 10 steht auch das Hilfsindexsignal mit der Frequenz fh zur Verfügung. Es sei angenommen, dass k = 2/3, n = 3/2 und fi = 12 MHz ist, dann ist ih gleich 8 MHz. Wird m = 2, so wird mfi gleich 24 MHz. Ist die Teilerstufe 10 ein regenerativer Teiler, so sind sowohl die Frequenzen von 8 MHz als auch die von 16 MHz vorhanden.
Es kommt also nur darauf an, ob die Frequenz von 16 MHz abgenommen wird, um die Teilerstufe 10 durch 3/2 teilen zu lassen, oder ob die Frequenz von 8 MHz abgenommen wird, wodurch die Teilerstufe 10 durch 3 teilt.
<Desc/Clms Page number 7>
Aus dem einen und dem andern folgt, dass unter Berücksichtigung der an die Teilerstufe 10 zu stel- lenden Anforderungen für direkte Umsetzung die Lösung mit m = 1, k = 2/3 und n = 3/2 die günstigsten
Möglichkeiten bietet. Im übrigen sei bemerkt, dass diese Lösung nahezu ähnlich der Lösung m = 4, k = 4/3 und n = 3/2 ist, da hiebei die Frequenz fi des Indexsignals die Hälfte der Frequenz fi des Index- signals bei k = 2/3 beträgt, denn bei k = 4/3 ist die Anzahl Indexstreifen die Hälfte derjenigen bei k = 2/3. Es ist also günstiger, mit k = 2/3 zu arbeiten, da dann nur mit 2 statt mit 4 vervielfacht zu werden braucht, so dass an die Vervielfacherstufe geringere Anforderungen gestellt werden müssen.
Ein ausgearbeitetes Beispiel einer Schaltung für direkte Umsetzung, in der m =2, n=3/2 und k=2/3, wird an Hand von Fig. 2 beschrieben, in der entsprechende Teile möglichst in gleicher Weise wie in
Fig. 1 bezeichnet sind. Bei dieser Beschreibung werden auch die Zahlenwerte für die verwendeten Fre- quenzen angegeben, um deutlich zu machen, dass die verschiedenen Frequenzen durch Vervielfachung der Indexfrequenz fi weit genug auseinander gezogen werden, um mit einfachen Mischstufen arbeiten zu können.
Die Frequenz fi des vom Verstärker 8 der Fig. 2 gelieferten Indexsignals ist z. B. gleich 12 MHz, und die vom Verstärker 7 gelieferte Frequenz fh kann gleich 8 MHz sein. Gewünschtenfalls könnte auch fh =
4 MHz verwendet werden, aber dann müssten besondere Massnahmen in der Teilerstufe 10 getroffen wer- dep, um bei dieser Frequenz eine gute Teilung durch 3/2 zu ermöglichen.
Die Frequenz fi wird in der Vervielfacherstufe 9 verdoppelt, so dass das Signal an deren Ausgang eine
Frequenz 2 fi = 24 MHz hat. Die Verdopplerstufe 9 kann z. B. nach Fig. 3 ausgebildet sein. Darin stellt die Penthode 14 mit dem auf die Frequenz fi = 12 MHz abgestimmten Kreis 15 die letzte Stufe des Verstärkers 8 dar. Der Kreis 15 ist induktiv mit der Wicklung 16 gekoppelt, deren Mittelanzapfung an Erde gelegt ist. Das eine Ende der Wicklung 16 ist mit der Kathode der Diode 17 und das andere Ende mit der
Kathode der Diode 18 verbunden. Die Anoden der beiden Dioden sind miteinander verbunden und über den Widerstand 19 an Erde gelegt. Der Verbindungspunkt der beiden Anoden kann weiterhin mit einem Steuergitter einer Penthode 20 verbunden sein, in deren Ausgangskreis ein auf die Frequenz 2 fi = 24 MHz abgestimmter Kreis 21 liegt.
Die eine Periodenhälfte des Signals mit der Frequenz fi bringt z. B. die Diode 17, die andere Periodenhälfte die Diode 18 in den leitenden Zustand (gleichsam Vollweggleichrichtung). Am Widerstand 19 entsteht somit ein Signal mit einer doppelt so grossen Grundfrequenz wie die des Signals, das der Röhre 14 zugeführt wird. Der Anodenstrom der Röhre 20 enthält gleichfalls diese doppelte Frequenz, welche vom Filter 21 ausgefiltert wird. Da das Steuergitter der Röhre 20 mit den Dioden 17 und 18 galvanisch verbunden ist, ist auch die Gleichstromkomponente des am Widerstand 19 auftretenden Signals zwischen dem Steuergitter und der Kathode der Röhre 20 wirksam.
Auf diese Weise wirkt der Gitter-Kathodenteil dieser Röhre gleichzeitig als ttägheitsloser Begrenzer, da im Gitterkreis (mit Ausnahme sehr geringer Störkapazitäten und-induktanzen) keine Reaktanzen vorhanden sind. Dies ist deutlich ersichtlich aus Fig. 4, in der die ia - Vg-Kennlinie der Röhre 20 sowie das am Widerstand 19 auftretende Signal 22 dargestellt sind. Dieses Signal wird einerseits durch die Sperrspannung und anderseits durch den Gitterstrom der Röhre 20 begrenzt, so dass der Anodenstrom ia die in Fig. 4 dargestellte Amplitude A nie übersteigen kann, vorausgesetzt, dass die Mindestamplitude des Signals 22 gleich oder grösser ist als der Wert B.
Die trägheitslose Begrenzung ist wichtig, da das Indexsignal sich häufig stark in der Amplitude ändern kann, während das endgültig zu verwendende Indexsignal eine möglichst konstante Amplitude aufweisen muss, da sonst unerwünschte Helligkeitsmodulationen des Steuersignals mit der Frequenz fs auftreten würden. Ausserdem besteht dann die Gefahr, dass die ganze Indexschleife unstabil werden würde und die Schaltung in einer Eigenfrequenz selbst schwingen würde.
Das Doppelsignal mit der Frequenz von 24 MHz wird in der Teilerstufe 10 durch 3/2 geteilt, so dass ein Signal mit der Frequenz 4 f/3 = 16 MHz entsteht. Dieses Signal wird der ersten Eingangsklemme der MischstufeM zugeführt, deren zweiter Eingangsklemme das rückgewonnene Hilfsträgersignal mit der Frequenz fr = 4, 5 MHz zugeführt wird. In der Mischstufe MI'die einen Teil der Vorrichtung 11 bildet, können die Frequenzen fr und 4 fi/3 addiert bzw. voneinander subtrahiert werden. Im ersten Falle muss das Filter im Ausgangskreis der Stufe MI auf (4 fi/3 + fr) = 20,5 MHz abgestimmt sein.
Die Frequenz von 20,5 MHz ist keine Harmonische der der Stufe MI zugeführten Frequenzen von 16 MHz und 4, 5 MHz und liegt ausserdem weit genug von 16 MHz entfernt, um mit Hilfe des Filters im Ausgangskreis der Stufe MI das Signal mit der Frequenz von 20,5 MHz ausfiltern zu können.
Im zweiten Falle muss das Filter im Ausgangskreis der Stufe M auf (4 fï ! 3 - fr) = 11,5 MHz abgestimmt sein. Auch in letzterem Falle ist gewährleistet, dass das gewünschte Signal im Ausgangskreis gut ausgefiltert werden kann.
<Desc/Clms Page number 8>
DasAusgangssignalderStufeM mit der Frequenz (4 fj/3 ) wird darauf der zweiten Mischstufe M zugeführt. Dieser wird auch das umgesetzte Farbsignal (fr + chr) zugeführt, dessen unterdrückte Hilfsträgerwelle gleichfalls eine Frequenz fr = 4, 5 MHz besitzt.
Wenn in der Stufe Mi die Frequenzen der ihr zugeführten Signale addiert sind, so müssen in der Stu- fe M, die Frequenzen voneinander subtrahiert werden. Im entgegengesetzten Falle müssen sie in der Stufe M addiert werden. In beiden Fällen entsteht am Ausgang der Stufe M ein Signal (4 fi/3 + ehr), wobei
4 fi/3 = 16 MHz.
Im ersten Falle werden der Stufe M Signale mit den Frequenzen 20,5 MHz und 4, 5 MHz zugeführt, von denen letzteres moduliert ist und somit eine gewisse Bandbreite beansprucht. Die Ausgangsfrequenz von 16 MHz liegt jedoch auch in diesem Falle weit genug von den zugeführten Frequenzen entfernt, um trotz der Bandbreiteanforderung mittels des auf 16 MHz abgestimmten Ausgangsfilters der Stufe M2 das Ausgangssignal mit hinreichender Genauigkeit auszufiltern.
Dasselbe gilt für den Fall, dass die Frequenzen der der Stufe M zugeführten Signale gleich 11, 5 MHz und 4,5 MHz sind.
Schliesslich wird der Stufe 12 das Doppel-Indexsignal mit der Frequenz 2 fi = 24 MHz und das umgesetzte Farbsignal (4 fi/3 +chr) mit der neuen Hilfsträgerfrequenz 4f/3 = 16 MHz zugeführt. Das Ausgangssignal (2 fi/3 + chr) der Stufe 12 hat die Signalfrequenz 3 fi/2 = fs = 8 MHz, welche wieder weit genug von den Frequenzen von 16 MHz und 24 MHz entfernt liegt, um ein gutes Ausfiltern des gewünschten Signals zu gewährleisten. Höhere Harmonische sind dabei überhaupt nicht störend, da 16 MHz und 24 MHz beide höher sind als 8 MHz.
Es ist einleuchtend, dass in ähnlicher Weise wie im Beispiel 2 die Frequenzen berechnet werden können, die an den Eingängen und Ausgängen der verschiedenen Stufen in der Schaltung nach Fig. 2 auftreten, wenn m eine ganze positive Zahl grösser als 2 ist mit den zugehörigen Divisoren für n (s. auch die im vorangegangenen angegebene Tabelle). Auch für Werte von m > 2 werden gewöhnlich die Frequenzen so weit auseinander liegen, dass einfache Mischstufen mit zugeordneten Filtern genügen.
Obwohl im vorhergehenden stets Schaltungen beschrieben wurden, bei denen die Vorrichtungen 11, die, wie aus Fig. 2 ersichtlich, stets aus zwei Mischstufen bestehen muss, völlig in den Phasenausgleichzweig aufgenommen ist, ist es grundsätzlich auch möglich, die Mischstufe M zwischen der Mischstufe 12 und der Addierstufe 23 anzubringen. Dabei wird aber die Laufzeit T des eigentlichen Phasenausgleich-
EMI8.1
(Tllerstufe 10 und der Mischstufe 12 angebracht, wenigstens wenn der Aufbau sämtlicher Mischstufen mit ihren Filtern dies ermöglicht.
Naturgemäss sind auch andere Anordnungen möglich. So könnte z. B. eine der Mischstufen Ml oder M, in die Leitung 13 aufgenommen werden.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 besitzt die Vorrichtung 11 ein phasendrehendes Netzwerk 24 sowie zwei Gegentaktmischstufen 25 und 26. Der Mischstufe 25, die in Wirklichkeit als Gegentaktmodulator ausgebildet ist, wird über die Leitung 2 7 das zweimal demodulierte Farbsignal +A. und über die Leitung 28 dasselbe, jedoch gegenphasige Farbsignal-A. zugeführt. Gleichzeitig werden diesem Gegentaktmodulator zwei Signale mit der Frequenz mfi/n über die symbolisch angedeutete Leitung 29 zugeführt.
Dasselbe gilt für die Gegentaktstufe 26. Dieser Stufe werden über die Leitungen 30 und 31 zwei gegenphasige Signale ira2 und-A. zugeführt, welche gleichfalls zweimal demodulierte Farbsignale darstellen. Auch dieser Mischstufe werden zwei Signale mit der Frequenz mfi/n über die symbolisch angedeutete Leitung 32 zugeführt. Die über die Leitung 32 zugeführten Signale sind gegenüber denen über die Leitung 29, dank dem Phasendrehungsnetzwerk 24, phasenverschoben.
Die Ausgangssignale der Stufen 25 und 26 werden über ein gemeinsames (nicht dargestelltes), auf die Frequenz mfi/n abgestimmtes Ausgangsfilter miteinander kombiniert.
Dass tatsächlich das gewünschte Ausgangssignal von diesen Mischstufen erhalten wird, kann wie folgt verdeutlicht werden. Bekanntlich (s. das Buch"Principles ofColour Television"unter der Redaktion von
EMI8.2
McIllwainunter Berücksichtigung der Kreisfrequenzen m wiln = 2 m tr fi/n, das Interpunktierungssignal die Gestalt
EMI8.3
haben.
<Desc/Clms Page number 9>
Dies bedeutet, dass das einem synchronen Demodulator im Empfänger entnommene Farbsignal A,. die Gestalt Al = 0, 89 (R - Y) haben muss.
Da beim Empfang eines nach dem NTSC (National Television System Committee) -System der Vereinigten Staaten von Amerika modulierten Farbsignals das eingegangene Farbsignal die Gestalt
EMI9.1
hat, wobei w. =2 fj. die Kreisfrequenz der'eingegangenen Hilfsträgerwelle darstellt, kann das gewünschte Signal Al dadurch erzielt werden, dass dem erwähnten synchronen Demodulator ein Signal der Gestalt D cos wr t zugeführt wird, wobei
EMI9.2
sein muss.
Wie in Fig. 6 dargestellt, besteht die Gegentaktmischstufe 25 aus zwei Trioden 34 und 35, deren Anoden über die Primärwicklung 36 des Transformators 37 miteinander verbunden sind. Das gemeinsame, auf die Frequenz mfdn abgestimmte Filter 38 ist mit der Primärwicklung 36 induktiv gekoppelt.
Zwischen dem Steuergitter und der Kathode der Triode 34 wird das Signal :
EMI9.3
und dem Steuergitter der Triode 35 das Signal :
EMI9.4
zugeführt.
EMI9.5
EMI9.6
und der der andern Triode durch :
EMI9.7
gegeben ist.
Die im Filter 38 von der Primärwicklung 36 aus induzierte Spannung steht an erster Stelle in linearem Zusammenhang mit dem Unterschied zwischen den Anodenströmen ia und ia der Trioden 34 und 35 ; dieser Unterschied ist gegeben durch : 1 2
EMI9.8
Aus der Formel (6) folgt, dass das Signal A, die Gestalt A,. = 0, 74 (B - Y) haben muss. Letzteres Signal kann einem zweiten synchronen Demodulator entnommen werden, dem das einge-
EMI9.9
Anoden gleichfalls über die Wicklung 36 miteinander verbunden sind.
Zwischen dem Steuergitter und der Kathode der Triode 39 wird ein Signal der Gestalt :
EMI9.10
Lind zwischen Jem Steuergitter und der Kathode der Triode 40 wird ein Signal der Gestalt :
EMI9.11
zugeführt,
<Desc/Clms Page number 10>
In ähnlicher Weise wie für die Stufe 25 kann berechnet werden, dass der Unterschied der Anodenströme durch :
EMI10.1
EMI10.2
ilinearem Zusammenhang mit dem Unterschied zwischen den Anodenströmen der Trioden 39 und 40, und da dieses Filter nur die Frequenz mfi/n durchlässt, ist das an ihm auftretende Signal gegeben durch :
EMI10.3
was genau das gewünschte, durch die Formel (6) dargestellte Ausgangssignal ist.
Bei dieser Demodulations- und Modulationsweise ist man aber gezwungen, das erforderliche Einfarbensignal M-Y in einem getrennten synchronen Demodulator zu erzeugen, um nach dem Zusatz des Helligkeitssignals Y das Signal M zu erzielen, das der Addierstufe 23 zugeführt werden muss. In diesem Falle sind daher drei synchrone Demodulatoren notwendig.
Das gleiche Ergebnis kann aber erzielt werden, wenn man einen der drei synchronen Demodulatoren weglässt und von den verbleibenden zwei Demodulatoren der eine das Signal :
EMI10.4
(s. die Gleichung 16-9 auf Seite 445 des erwähnten Buches "Principles of Colour Television"), und der andere ein Signal
A2 = S (R-Y) + E (B-Y) liefert.
Liefert das Netzwerk 24 für die Mischstufe 25 ein Signal der Gestalt :
EMI10.5
und für die Mischstufe 26 ein Signal der Gestalt : sin (mht/n+'), so wird das gesamte Ausgangssignal :
EMI10.6
Letzteres Signal muss ähnlich dem Signal nach der Formel (6) sein, so dass damit die Werte cp, ', 6 und E berechnet werden können.
Das Signal M - Y des zuerst genannten synchronen Demodulators kann dann zweimal benutzt werden, einmal zur Steuerung der Stufe 25 und das andere Mal, nach erfolgter Kombination mit dem Helligkeitssignal Y, zur Zuführung an die Addierstufe 23.
Es ist unbedingt notwendig, dass die Mischstufen 25 und 26 als Gegentaktmodulatoren ausgebildet sind, da sonst ein farbloses Signal nicht farblos wiedergegeben werden würde.
Für ein farbloses Signal sind die Signale Al und A nämlich gleich Null. Würden keine Gegentaktmodulatoren verwendet, so könnte in diesem Falle eine unmodulierte Komponente mit der Frequenz mfi/n bis zum Wehnelt-Zylinder 3 durchdringen, was für die Röhre 1 bedeutet, dass eine Farbe wiedergegeben wird.
Naturgemäss können auch andere Werte für die demodulierten Signale A und A gewählt werden, wenn z. B. die verwendeten Phosphore zur Wiedergabe der roten, blauen und grünen Farbe dies notwendig machen.
<Desc/Clms Page number 11>
Auch ist es einleuchtend, dass die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 ohne weiteres brauchbar ist, wenn ein nach dem französischen Secam-System aufgebautes Farbsignal empfangen wird. Nur werden den Demodulatoren, welche die Signale Al und A2 liefern müssen, andere Signale zugeführt als beim Empfang eines NTSC-Farbsignals.
Mit Hilfe der Formeln (3) und (5) kann abgeleitet werden, dass
EMI11.1
EMI11.2