WO2025258511A1 - 電力変換器および電力変換器の制御方法 - Google Patents

電力変換器および電力変換器の制御方法

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power supply
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勇 長谷川
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Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/53—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a low-loss, low-noise power converter capable of supplying high-voltage, high-frequency pulse voltages.
  • Patent Document 1 discloses technology that can supply a square-wave pulse voltage to a load by supplying energy to the load via a reactor. Patent Document 1 also discloses that soft switching is performed when the switching element is turned on, thereby reducing switching loss and easing stress on the switching element. However, Patent Document 1 also discloses switching elements that undergo hard switching when turned off.
  • Figure 1 shows a power converter that is an improvement over Patent Document 1.
  • Figure 2 shows the basic operating waveforms of the output pulse generation circuit.
  • the load 2 is assumed to be capacitive.
  • the circuit in Figure 1 charges and discharges the voltage of the load 2 using energy stored in the reactor L1, and maintains the voltage using the first and second switching elements S1 and S2, thereby achieving a rectangular waveform output voltage.
  • the amount of energy (peak current value) stored in reactor L1 can be controlled by the ON time of the third and fourth switching elements S3 and S4, and the dv/dt of the output pulse voltage is controlled by the amount of this energy.
  • variations in dv/dt can be controlled.
  • the circuit in Figure 1 can achieve soft switching when the condition in equation (1) below is met. If we assume that load 2 is a pure capacitor with capacitance C, then this can be derived from the relational equation between the energy 1/2Cv o 2 of load 2 and the energy 1/ 2Lipk 2 of a reactor with inductance L. From equation (1), soft switching can be achieved by setting the current flowing through reactor L1 to ipk or more.
  • the inequality in equation (1) it is preferable for the inequality in equation (1) to have a larger difference than the range of the equality sign.
  • FIG. 3 an example of soft switching operation is shown in Figure 3.
  • the voltages Vds_s1 to Vds_s4 of the first to fourth switching elements S1 to S4 are shown with solid lines, and the currents ids_s1 to ids_s4 are shown with dashed lines.
  • Vout is the load voltage.
  • FIG. 3(a) An example of the operation of the first switching element S1 is shown in Figure 3(a). Because the first switching element S1 is connected in series with the load 2, the voltage applied to it is the DC voltage Vin of the DC power supply DC minus the load voltage Vout. The timing when the first switching element S1 turns on is the moment when steps (2) and (3) above switch places, and the load voltage Vout has risen to Vin. Therefore, when the first switching element S1 turns on, the applied voltage to the first switching element S1 is 0, and because the voltage change rate of the load 2 is slower than the current interruption rate of the switching element, zero voltage switching occurs.
  • the timing when the first switching element S1 turns off is the moment when steps (5) and (6) above switch places, and the load voltage Vout is Vin. Therefore, when the first switching element S1 turns off, the applied voltage to the first switching element S1 is 0, and the voltage change rate of the load 2 is slower than the current interruption rate of the switching element, resulting in zero-voltage switching.
  • FIG. 3(b) An example of the operation of the second switching element S2 is shown in Figure 3(b). Because the second switching element S2 is connected in parallel with the load 2, the voltage applied to it is the same as the load voltage Vout. The moment the second switching element S2 turns off is the moment when steps (1) and (2) above switch places, and the load voltage is 0. Therefore, when the second switching element S2 turns off, the applied voltage to the second switching element S2 is 0, resulting in zero-voltage switching.
  • the timing when the second switching element S2 turns on is the moment when steps (6) and (7) above switch places, and the load voltage Vout is 0. Therefore, when the second switching element S2 turns on, the applied voltage to the second switching element S2 is 0, resulting in zero-voltage switching.
  • FIG. 3(c) An example of the operation of the third switching element S3 is shown in Figure 3(c). Because the third switching element S3 is connected to the neutral point (the intermediate potential of the direct-current power supply DC), Vin/2 is applied, and a portion of the current IL1 passing through the reactor L1 (IL1>0) flows. The timing when the third switching element S3 turns on is the moment when steps (8) and (1) above are switched over, and the current IL1 passing through the reactor L1 is 0. Therefore, the current is 0 when the third switching element S3 turns on, and because the rate of change of the voltage of the reactor L1 is slower than the rate of change of the voltage of the switching element, zero-current switching occurs.
  • the timing when the third switching element S3 turns off is the moment when steps (3) and (4) above are switched over, and the current IL1 passing through the reactor L1 is 0. Therefore, the current is 0 when the third switching element S3 turns off, and because the rate of change of the voltage across the reactor L1 is slower than the rate of change of the voltage across the switching element, zero-current switching occurs.
  • FIG. 3(d) An example of the operation of the fourth switching element S4 is shown in Figure 3(d). Because the fourth switching element S4 is connected to the neutral point (the intermediate potential of the direct-current power supply DC), Vin/2 is applied, and a portion of the current IL1 passing through reactor L1 (IL1 ⁇ 0) flows. The timing when the fourth switching element S4 turns on is the moment when steps (4) and (5) above are switched over, and the current IL1 passing through reactor L1 is 0. Therefore, the current is 0 when the fourth switching element S4 turns on, and because the rate of change of the voltage of reactor L1 is slower than the rate of change of the voltage of the switching element, zero-current switching occurs.
  • the timing when the fourth switching element S4 turns off is the moment when steps (7) and (8) above are switched over, and the current IL1 passing through the reactor L1 is 0. Therefore, the current is 0 when the fourth switching element S4 turns off, and since the rate of change of the voltage across the reactor L1 is slower than the rate of change of the voltage across the switching element, zero-current switching occurs.
  • the voltage of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be controlled by the average value of the current flowing in and out of the connection point (neutral point) between the first capacitor C1 and the second capacitor C2. Under conditions where soft switching is possible, all of the current flowing into the neutral point flows through reactor L1, so the neutral point voltage can also be controlled by controlling the average current value of reactor L1.
  • the average current value of reactor L1 can be controlled by changing the ratio between periods (1) and (5). Theoretically, by controlling the average value to 0, fluctuations in the neutral point potential can be reduced to 0.
  • the following configuration can also achieve the same operation as in Fig. 3.
  • the orientation of the switching elements and diodes is the same as in Fig. 3.
  • the first to fourth diodes D1 to D4 are replaced with fifth to eighth switching elements.
  • the challenge is to provide a power converter that can easily achieve high efficiency and low noise by using soft switching.
  • One aspect of the present invention is a power converter that can supply power from a DC power source to a load and return the load's power to the DC power source, and is characterized by comprising: a first switching element connected between the DC power source and the load; a second switching element connected in parallel to the load; a reactor having one end connected to the connection point of the first and second switching elements; a capacitor and third and fourth switching elements connected so that the voltage on the other end of the reactor is midway between the voltage of the DC power source; an auxiliary winding magnetically coupled to the reactor; and an auxiliary inverter having an AC side connected to both ends of the auxiliary winding.
  • a voltage matching transformer is connected between the auxiliary winding and the auxiliary inverter.
  • the number of turns of the reactor, the number of turns of the auxiliary winding, the DC voltage of the DC power supply, and the DC voltage of the auxiliary inverter satisfy the condition of the following formula (2).
  • N1 Number of turns of reactor N2: Number of turns of auxiliary winding Vin: DC voltage of DC power supply Vsub: DC voltage of auxiliary inverter
  • the number of turns of the reactor, the number of turns of the auxiliary winding, the number of turns of the primary winding of the voltage matching transformer, the number of turns of the secondary winding of the voltage matching transformer, the DC voltage of the DC power supply, and the DC voltage of the auxiliary inverter satisfy the condition of the following formula (3).
  • N1 number of turns of reactor N2: number of turns of auxiliary winding
  • N3 number of turns of primary winding of voltage matching transformer
  • N4 number of turns of secondary winding of voltage matching transformer
  • Vin DC voltage of DC power supply
  • Vsub DC voltage of auxiliary inverter
  • an auxiliary power supply is connected to the DC side of the auxiliary inverter.
  • an auxiliary capacitor is connected to the DC side of the auxiliary inverter.
  • the present invention includes a first switching element connected between a DC power supply and a load, a second switching element connected in parallel to the load, a reactor having one end connected to the connection point between the first and second switching elements, first and second capacitors connected in series between the positive and negative electrodes of the DC power supply, a second diode having an anode connected to the connection point between the first and second capacitors, a third switching element connected between the cathode of the second diode and the other end of the reactor, a third diode having a cathode connected to the connection point between the first and second capacitors, a fourth switching element connected between the anode of the third diode and the other end of the reactor, and a fourth switching element having an anode connected to the connection point between the second diode and the third switching element.
  • a first diode connected to the junction of the third diode and the fourth switching element and having its cathode connected to the positive electrode of the DC power supply; a fourth diode connected to the junction of the third diode and the fourth switching element and having its anode connected to the negative electrode of the DC power supply; an auxiliary winding magnetically coupled to the reactor; and an auxiliary inverter connected to the AC side of both ends of the auxiliary winding, the power converter controlling the DC power supply to the load and returning the load's power to the DC power supply, characterized in that the auxiliary inverter is controlled so that a negative current flows through the reactor before the third switching element is turned on, and the auxiliary inverter is controlled so that a positive current flows through the reactor before the fourth switching element is turned on.
  • the present invention makes it possible to provide a power converter that is highly efficient and easily reduces noise by performing soft switching.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a conventional output pulse generating circuit (power converter).
  • FIG. 1 is a diagram illustrating the basic operation of a conventional output pulse generating circuit (power converter).
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of soft switching operation.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of an output pulse generating circuit (power converter) according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a reactor according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a basic operation of the output pulse generating circuit (power converter) according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a basic configuration diagram of an output pulse generating circuit (power converter) according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a reactor according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a basic configuration diagram of an output pulse generating circuit (power converter) according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a reactor according to
  • Embodiments 1 to 3 of the power converter of the present invention will be described in detail below with reference to Figures 4 to 10.
  • FIG. 4 shows an example circuit of the power converter (output pulse generating circuit) in this embodiment 1.
  • Fig. 5 shows an example configuration of the reactor L1 and auxiliary winding L2.
  • an auxiliary winding L2 is provided that is magnetically coupled to the current control reactor L1, and when the third and fourth switching elements S3 and S4 are turned on, a voltage is applied between A and B of the auxiliary winding L2, causing a current to flow through the reactor L1, thereby reducing the voltage applied to the third and fourth switching elements S3 and S4 to zero, thereby achieving zero-voltage switching of the third and fourth switching elements S3 and S4.
  • a first capacitor C1 and a second capacitor C2 are connected in series between the positive and negative electrodes of the DC power supply DC.
  • a first switching element S1 and a second switching element S2 are connected in series between the positive and negative electrodes of the DC power supply DC.
  • a load 2 is connected between the connection point of the first and second switching elements S1, S2 and the negative electrode of the DC power supply DC.
  • the first switching element S1 is connected between the DC power supply DC and the load 2
  • the second switching element S2 is connected in parallel to the load 2.
  • One end of the reactor L1 is connected to the connection point between the first and second switching elements S1 and S2.
  • the anode of the second diode D2 is connected to the connection point between the first and second capacitors C1 and C2.
  • a third switching element S3 is connected between the cathode of the second diode D2 and the other end of the reactor L1.
  • the cathode of the third diode D3 is connected to the connection point between the first and second capacitors C1 and C2.
  • a fourth switching element S4 is connected between the anode of the third diode D3 and the other end of the reactor L1.
  • the anode of the first diode D1 is connected to the connection point between the second diode D2 and the third switching element S3.
  • the cathode of the first diode D1 is connected to the positive electrode of the DC power supply DC.
  • the cathode of the fourth diode D4 is connected to the connection point between the third diode D3 and the fourth switching element S4.
  • the anode of the fourth diode D4 is connected to the negative electrode of the DC power supply DC.
  • the first and second capacitors C1, C2 and the third and fourth switching elements S3, S4 are connected so that the voltage on the other end of the reactor L1 is Vin/2, which is the intermediate value of the DC voltage Vin of the DC power supply DC.
  • an auxiliary winding L2 is provided that is magnetically coupled to the reactor L1.
  • An auxiliary inverter 3 having an auxiliary power supply DCsub is connected to the auxiliary winding L2.
  • the fifth switching element Sa and the sixth switching element Sb are connected in series between the positive and negative electrodes of the auxiliary power supply DCsub.
  • the seventh switching element Sc and the eighth switching element Sd are connected in series between the positive and negative electrodes of the auxiliary power supply DCsub.
  • the connection point between the fifth switching element Sa and the sixth switching element Sb is connected to A of the auxiliary winding L2.
  • the connection point between the seventh switching element Sc and the eighth switching element Sd is connected to B of the auxiliary winding L2. In this way, both ends of the auxiliary winding L2 are connected to the AC side of the auxiliary inverter 3.
  • the voltage of the DC power supply DC is Vin
  • the voltage of the first and second capacitors C1 and C2 is Vin/2
  • the current flowing through the reactor L1 is IL1
  • the DC voltage of the auxiliary power supply DCsub is Vsub.
  • This auxiliary inverter 3 applies voltage between A and B of the auxiliary winding L2.
  • the auxiliary inverter 3 can be implemented at low voltage by increasing the turns ratio of the reactor L1 and auxiliary winding L2, making it compact, low-cost, and energy-efficient.
  • FIG. 6 A detailed operating pattern is shown in Figure 6. As shown in Figure 6, zero-voltage switching of the third and fourth switching elements S3 and S4 is achieved by providing a period for setting the voltage Vds of the third and fourth switching elements S3 and S4 to 0 before the third and fourth switching elements S3 and S4 are turned on.
  • the auxiliary inverter 3 is operated at least while the first switching element S1 or the second switching element S2 is ON and the output voltage is constant.
  • the fifth and eighth switching elements Sa and Sd are made conductive.
  • the reactor L1 by passing a current in the negative direction (from the load 2 to the DC power supply DC) through the reactor L1, current flows through the parasitic capacitance of the third switching element S3 and the first diode D1, and the voltage Vds of the third switching element S3 becomes 0.
  • the auxiliary winding L2 and the auxiliary inverter 3 As described above, according to the first embodiment, by using the auxiliary winding L2 and the auxiliary inverter 3, zero voltage switching can be achieved in all switching elements, including the third and fourth switching elements S3 and S4. This makes it possible to realize a low-noise, highly efficient power conversion device for high-voltage, high-frequency applications.
  • a known configuration is one in which switching elements are connected in series for use at high voltages, and a capacitor is connected in parallel to each switching element to balance the voltage.
  • This configuration produces even more pronounced effects. That is, when a capacitor is connected in parallel to each switching element, the larger the capacitance, the greater the loss when consuming the capacitance's energy. In this case, even if the current is zero and zero current switching (ZCS) occurs when the element is turned on, the loss is significant.
  • the third switching element S3 and the fourth switching element S4 are zero voltage switching (ZVS) when turned on, allowing for low-noise, highly efficient operation even at high voltages and high frequencies.
  • FIG. 7 An example circuit of the power converter (output pulse generating circuit) in the second embodiment is shown in Fig. 7.
  • An example configuration of the reactor L1 and auxiliary winding L2 is shown in Fig. 8.
  • the number of turns may be reduced in order to reduce the winding amount of the reactor L1 and auxiliary winding L2.
  • a sufficient transformation ratio cannot be ensured, and the DC voltage Vsub of the auxiliary inverter 3 may become large, which may result in an increase in the size and cost of the auxiliary inverter 3.
  • the above problem is solved by connecting a voltage matching transformer Tr.
  • Connecting the voltage matching transformer Tr makes it possible to design the DC voltage Vsub of the auxiliary inverter 3 regardless of the number of turns of the reactor L1 and auxiliary winding L2, allowing the auxiliary inverter 3 to be manufactured compact and inexpensively. It is assumed that the following equation (3) holds true between the number of turns N1 of the reactor L1, the number of turns N2 of the auxiliary winding L2, the number of turns N3 of the primary winding L3 of the voltage matching transformer Tr, the number of turns N4 of the secondary winding L4, the DC voltage Vin of the DC power supply DC, and the DC voltage Vsub of the auxiliary inverter (auxiliary power supply DCsub).
  • the same effects as those of the first embodiment can be achieved. Furthermore, by providing a voltage matching transformer Tr, the auxiliary inverter 3 can be manufactured compactly and inexpensively, improving design freedom. Furthermore, by connecting a voltage matching transformer Tr, it becomes easier to improve the insulation between the auxiliary inverter 3 and the power converter, and to design insulation and sharing functions.
  • an independent DC power supply (auxiliary power supply DCsub) is provided as a DC input for the auxiliary inverter 3, but this poses a problem in that the number of components increases.
  • FIG. 9 An example circuit of the power converter (output pulse generating circuit) in this embodiment 3 is shown in Figure 9.
  • An example configuration of the reactor L1 and auxiliary winding L2 is shown in Figure 10.
  • the difference from Figure 7 (embodiment 2) is that an auxiliary capacitor CSub is used instead of the auxiliary power supply (battery, etc.) DCSub of the auxiliary inverter 3.
  • the DC voltage Vsub of the auxiliary capacitor Csub is controlled to the desired value by the switching operation of the fifth to eighth switching elements Sa to Sd.
  • the power required for the auxiliary inverter 3 can be supplied from the DC voltage Vin of the DC power supply DC via the reactor L1 and auxiliary winding L2, so the same effects as in embodiments 1 and 2 can be achieved even without an independent DC power supply.
  • this third embodiment achieves the same effects as the first and second embodiments. It also makes it possible to omit an independent DC power supply. Furthermore, there are cases where the circuit configuration allows the DC voltage Vin of the DC power supply DC to be variable. In such cases, the auxiliary capacitor CSub can accommodate this, and the required DC voltage Vsub can be charged to the auxiliary capacitor CSub.

Landscapes

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Abstract

電力変換器は、直流電源ＤＣから負荷２に対して電力を供給し、負荷２の電力を直流電源ＤＣに戻すことが可能である。第１スイッチング素子Ｓ１は直流電源ＤＣと負荷２との間に接続される。第２スイッチング素子Ｓ２は負荷２に対して並列接続される。第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点にリアクトルＬ１の一端が接続される。第１コンデンサＣ１、Ｃ２および第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４はリアクトルＬ１の他端側の電圧が直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎの中間となるように接続される。補助巻線Ｌ２はリアクトルＬ１に磁気結合する。補助インバータ３の交流側は補助巻線Ｌ２の両端に接続される。ソフトスイッチングを行うことにより高効率かつ低ノイズ化が容易な電力変換器を提供する。

Description

電力変換器および電力変換器の制御方法
　本願発明は、高電圧かつ高周波数でパルス電圧を供給できる低損失かつ低ノイズの電力変換器に関する。
　リアクトルを介して負荷にエネルギーを供給することで、矩形波上のパルス電圧を負荷に供給することができる技術として特許文献１が開示されている。また、特許文献１では、スイッチング素子のターンオン時にソフトスイッチング動作することでスイッチング損失を低減し、スイッチング素子のストレスを緩和している。しかし、特許文献１ではターンオフ時にハードスイッチングとなるスイッチング素子がある。
　特許文献１を改良した電力変換器として図１が考えられる。図２は出力パルス生成回路の基本動作波形を示す。ここで負荷２は容量性であるものとする。図１の回路はリアクトルＬ１に蓄えたエネルギーにより負荷２の電圧を充放電させ、第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２により電圧を保持することで矩形波状の出力電圧を実現する。
　リアクトルＬ１に蓄えるエネルギーの大きさ（電流ピーク値）は第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のＯＮ時間によりコントロールすることができ、このエネルギーの大きさにより出力パルス電圧のｄｖ／ｄｔを制御する。第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のＯＮ時間を負荷２やインダクタンスのばらつきに応じて調整しエネルギーの大きさ（電流ピーク値）に制御することでｄｖ／ｄｔのばらつきをコントロールできる。
　次に、ソフトスイッチングが成り立つ条件について述べる。図１の回路は下記（１）式の条件が成り立つときソフトスイッチングが実現可能である。負荷２を静電容量Ｃの純粋なキャパシタと仮定すると負荷２のエネルギー１／２Ｃｖｏ ２とインダクタンスＬのリアクトルの持つエネルギー１／２Ｌｉｐｋ ２の関係式より導出できる。（１）式よりリアクトルＬ１に流れる電流をｉｐｋ以上とすることでソフトスイッチングを実現することができる。
　なお、回路上のリアクトルにおける等価直列抵抗成分、負荷の抵抗成分におけるエネルギー消費も考慮すれば、（１）式における不等号は、等号の範囲より大きく差異がある方が好適である。
　動作シーケンスは図２に示すように下記８ステップに分けることができる。
　（１）負荷電圧の立上準備期間：第２スイッチング素子Ｓ２をオン状態のまま第３スイッチング素子Ｓ３をＯＮさせ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積する。この時、ｉＬ＞０である。
　（２）負荷電圧の立上期間：第３スイッチング素子Ｓ３をＯＮ状態のまま第２スイッチング素子Ｓ２をＯＦＦし、リアクトルＬ１のエネルギーにより第３スイッチング素子Ｓ３を通して電流を流し負荷電圧を立ち上げる。第２スイッチング素子Ｓ２をＯＦＦにする時、負荷電圧はゼロのため第２スイッチング素子Ｓ２はゼロ電圧スイッチングとなる。
　（３）電圧保持期間：第３スイッチング素子Ｓ３をＯＮ状態のまま第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮする。リアクトルＬ１の第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点側は電圧Ｖｉｎとなり、リアクトルＬ１の第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の接続点側は電圧Ｖｉｎ／２となるため、リアクトルＬ１にはＶｉｎ／２が印加され電流が低下する。
　（４）電圧保持期間：第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態のまま第３スイッチング素子Ｓ３をＯＦＦする。この時リアクトルＬ１の電流は０であるため第３スイッチング素子Ｓ３はゼロ電流スイッチングする。
　（５）負荷電圧の立下準備期間：第１スイッチング素子Ｓ１をＯＮ状態のまま第４スイッチング素子Ｓ４をＯＮさせ、リアクトルＬ１に逆向きのエネルギーを蓄積する。この時、ｉＬ＜０である。
　（６）負荷電圧の立下期間：第４スイッチング素子Ｓ４をＯＮ状態のまま第１スイッチング素子Ｓ１をＯＦＦし、リアクトルＬ１のエネルギーにより第４スイッチング素子Ｓ４を通して電流を流し負荷電圧を立ち下げる。
　（７）電圧保持期間：第４スイッチング素子Ｓ４をＯＮ状態のまま第２スイッチング素子Ｓ２をＯＮする。リアクトルＬ１の第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点側は電圧０となり、リアクトルＬ１の第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の接続点は電圧Ｖｉｎ／２となるため、リアクトルＬ１にはＶｉｎ／２が印加され電流が低下する。
　（８）電圧保持期間：第２スイッチング素子Ｓ２をＯＮ状態のまま第４スイッチング素子Ｓ４をＯＦＦする。この時、リアクトルＬ１の電流は０であるため第４スイッチング素子Ｓ４はゼロ電流スイッチングする。
　次に、ソフトスイッチングの動作例を図３に示す。図３では第１～第４スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の電圧Ｖｄｓ＿ｓ１～Ｖｄｓ＿ｓ４を実線、電流ｉｄｓ＿ｓ１～ｉｄｓ＿ｓ４を破線にて示している。Ｖｏｕｔは負荷電圧である。
　第１スイッチング素子Ｓ１の動作例を図３（ａ）に示す。第１スイッチング素子Ｓ１は負荷２と直列に接続されているため印加される電圧は直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎから負荷電圧Ｖｏｕｔを差し引いた電圧が印加される。第１スイッチング素子Ｓ１がオンするタイミングは上記ステップの（２）と（３）が入れ替わる瞬間であり、負荷電圧ＶｏｕｔはＶｉｎまで上昇している。したがって、第１スイッチング素子Ｓ１がオンするタイミングでは第１スイッチング素子Ｓ１の印加電圧は０であり、負荷２の電圧変化速度はスイッチング素子の電流遮断速度よりも遅いためゼロ電圧スイッチングとなる。
　一方で第１スイッチング素子Ｓ１がオフするタイミングは上記ステップの（５）と（６）が入れ替わる瞬間であり、負荷電圧ＶｏｕｔはＶｉｎである。したがって、第１スイッチング素子Ｓ１がオフするタイミングでは第１スイッチング素子Ｓ１の印加電圧は０であり、負荷２の電圧変化速度はスイッチング素子の電流遮断速度よりも遅いためゼロ電圧スイッチングとなる。
　第２スイッチング素子Ｓ２の動作例を図３（ｂ）に示す。第２スイッチング素子Ｓ２は負荷２と並列に接続されているため印加される電圧は負荷電圧Ｖｏｕｔと同じ値が印加される。第２スイッチング素子Ｓ２がオフするタイミングは上記ステップの（１）と（２）が入れ替わる瞬間であり、負荷電圧は０である。したがって、第２スイッチング素子Ｓ２がオフするタイミングでは第２スイッチング素子Ｓ２の印加電圧は０であり、ゼロ電圧スイッチングとなる。
　一方で、第２スイッチング素子Ｓ２がオンするタイミングは上記ステップの（６）と（７）が入れ替わる瞬間であり負荷電圧Ｖｏｕｔは０である。したがって、第２スイッチング素子Ｓ２がオンするタイミングでは第２スイッチング素子Ｓ２の印加電圧は０であり、ゼロ電圧スイッチングとなる。
　第３スイッチング素子Ｓ３の動作例を図３（ｃ）に示す。第３スイッチング素子Ｓ３は中性点（直流電源ＤＣの中間電位）に接続される素子であるためＶｉｎ／２が印加され、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１の一部の電流（ＩＬ１＞０）が流れる。第３スイッチング素子Ｓ３がオンするタイミングは上記ステップの（８）と（１）が入れ替わる瞬間であり、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１は０である。したがって、第３スイッチング素子Ｓ３がオンするタイミングでの電流は０であり、リアクトルＬ１の電圧変化速度はスイッチング素子の電圧変化速度よりも遅いためゼロ電流スイッチングとなる。
　第３スイッチング素子Ｓ３がオフするタイミングは上記ステップの（３）と（４）が入れ替わる瞬間であり、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１は０である。したがって、第３スイッチング素子Ｓ３がオフするタイミングでの電流は０であり、リアクトルＬ１の電圧変化速度はスイッチング素子の電圧変化速度よりも遅いためゼロ電流スイッチングとなる。
　第４スイッチング素子Ｓ４の動作例を図３（ｄ）に示す。第４スイッチング素子Ｓ４は中性点（直流電源ＤＣの中間電位）に接続される素子であるためＶｉｎ／２が印加され、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１の一部の電流（ＩＬ１＜０）が流れる。第４スイッチング素子Ｓ４がオンするタイミングは上記ステップの（４）と（５）が入れ替わる瞬間であり、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１は０である。したがって、第４スイッチング素子Ｓ４がオンするタイミングでの電流は０であり、リアクトルＬ１の電圧変化速度はスイッチング素子の電圧変化速度よりも遅いためゼロ電流スイッチングとなる。
　第４スイッチング素子Ｓ４がオフするタイミングは上記ステップの（７）と（８）が入れ替わる瞬間であり、リアクトルＬ１を通過する電流ＩＬ１は０である。したがって、第４スイッチング素子Ｓ４がオフするタイミングでの電流は０であり、リアクトルＬ１の電圧変化速度はスイッチング素子の電圧変化速度よりも遅いためゼロ電流スイッチングとなる。
　第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２の電圧は第１コンデンサＣ１，第２コンデンサＣ２の接続点（中性点）に流出入する電流の平均値により制御することができる。ソフトスイッチングが成り立つ条件においては中性点に流れる電流はすべてリアクトルＬ１を流れるためリアクトルＬ１の電流平均値を制御することで中性点電圧も制御可能となる。リアクトルＬ１の電流平均値は（１）の期間と（５）の期間の割合を変更することで制御可能である。理論的には平均値を０に制御することで中性点電位の変動を０にすることができる。
　以上のように動作させることで第１～第４スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をソフトスイッチング動作しながら部品や負荷のばらつきの影響を受けずに一定のｄｖ／ｄｔで出力パルス電圧を出力することが可能になる。
　なお、下記構成でも図３と同様の動作を実現可能である。なお、スイッチング素子、ダイオードの向きは図３と同様とする。
・第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を第２、第３ダイオードＤ２、Ｄ３に置き換え、第２、第３ダイオードＤ２、Ｄ３を第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４に置き換えた構成。
・第１～第４ダイオードＤ１～Ｄ４を第５～第８スイッチング素子に置き換えた構成。
特開２０２２－７１６５号公報
　図１における回路では第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４のターンオン時は零電流スイッチングとなるが、第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の両端に電圧が印加されているケースがあり、その場合は寄生容量による損失が発生する。したがって、スイッチング周波数が増加すると損失とノイズが増加するという課題がある。特に高電圧が印加され、かつ高周波数でスイッチングする場合は顕著な問題となる。
　以上示したようなことから、ソフトスイッチングを行うことにより高効率かつ低ノイズ化が容易な電力変換器を提供することが課題となる。
　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電源から負荷に対して電力を供給し、前記負荷の電力を前記直流電源に戻すことが可能な電力変換器であって、前記直流電源と前記負荷との間に接続された第１スイッチング素子と、前記負荷に対して並列接続された第２スイッチング素子と、前記第１、第２スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端側の電圧が前記直流電源の電圧の中間となるように接続されたコンデンサおよび第３、第４スイッチング素子と、前記リアクトルに磁気結合した補助巻線と、前記補助巻線の両端に交流側が接続された補助インバータと、を備えたことを特徴とする。
　また、一態様として、前記補助巻線と前記補助インバータとの間に電圧整合用の変圧器が接続されたことを特徴とする。
　また、一態様として、前記リアクトルの巻数、前記補助巻線の巻数、前記直流電源の直流電圧、前記補助インバータの直流電圧は、下記（２）式の条件を満たすことを特徴とする。
　Ｎ１：リアクトルの巻数
　Ｎ２：補助巻線の巻数
　Ｖｉｎ：直流電源の直流電圧
　Ｖｓｕｂ：補助インバータの直流電圧。
　また、一態様として、前記リアクトルの巻数、前記補助巻線の巻数、電圧整合用の前記変圧器の１次巻線の巻数、電圧整合用の前記変圧器の２次巻線の巻数、前記直流電源の直流電圧、前記補助インバータの直流電圧は、下記（３）式の条件を満たすことを特徴とする。
　Ｎ１：リアクトルの巻数
　Ｎ２：補助巻線の巻数
　Ｎ３：電圧整合用の変圧器の１次巻線の巻数
　Ｎ４：電圧整合用の変圧器の２次巻線の巻数
　Ｖｉｎ：直流電源の直流電圧
　Ｖｓｕｂ：補助インバータの直流電圧。
　また、一態様として、前記補助インバータの直流側に補助電源が接続されたことを特徴とする。
　また、一態様として、前記補助インバータの直流側に補助コンデンサが接続されたことを特徴とする。
　また、一態様として、直流電源と負荷との間に接続された第１スイッチング素子と、前記負荷に対して並列接続された第２スイッチング素子と、前記第１、第２スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、前記直流電源の正極と負極との間に直列接続された第１、第２コンデンサと、前記第１、第２コンデンサの接続点にアノードが接続された第２ダイオードと、前記第２ダイオードのカソードと前記リアクトルの他端との間に接続された第３スイッチング素子と、前記第１、第２コンデンサの接続点にカソードが接続された第３ダイオードと、前記第３ダイオードのアノードと前記リアクトルの他端との間に接続された第４スイッチング素子と、前記第２ダイオードと前記第３スイッチング素子の接続点にアノードが接続され、カソードが前記直流電源の正極に接続された第１ダイオードと、前記第３ダイオードと前記第４スイッチング素子の接続点にカソードが接続され、アノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードと、前記リアクトルに磁気結合した補助巻線と、前記補助巻線の両端に交流側が接続された補助インバータと、を備え、前記直流電源から前記負荷に対して電力を供給し、前記負荷の電力を前記直流電源に戻すことが可能な電力変換器の制御方法であって、前記第３スイッチング素子のターンオン前に前記リアクトルに負方向の電流が流れるように前記補助インバータを制御し、前記第４スイッチング素子のターンオン前に前記リアクトルに正方向の電流が流れるように前記補助インバータを制御することを特徴とする。
　本発明によれば、ソフトスイッチングを行うことにより高効率かつ低ノイズ化が容易な電力変換器を提供することが可能となる。
従来の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本構成図。 従来の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本動作図。 ソフトスイッチングの動作例を示す図。 実施形態１の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本構成図。 実施形態１のリアクトルの構成例を示す図。 実施形態１の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本動作図。 実施形態２の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本構成図。 実施形態２のリアクトルの構成例を示す図。 実施形態３の出力パルス生成回路（電力変換器）の基本構成図。 実施形態３のリアクトルの構成例を示す図。
　以下、本願発明における電力変換器の実施形態１～３を図４～図１０に基づいて詳述する。
　［実施形態１］
　図４に本実施形態１における電力変換器（出力パルス生成回路）の回路例を示す。リアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の構成例は図５とする。本実施形態１では電流制御用のリアクトルＬ１と磁気結合した補助巻線Ｌ２を設け、第３、第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がターンオンする際に補助巻線Ｌ２のＡ，Ｂ間に電圧を印加しリアクトルＬ１に電流を流すことにより第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４に印加される電圧を０に低減することで第３、第４スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のゼロ電圧スイッチングを実現する。
　図４に示すように、直流電源ＤＣの正極と負極との間には第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２が直列接続される。また、直流電源ＤＣの正極と負極との間には第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２が直列接続される。第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点と直流電源ＤＣの負極との間には負荷２が接続される。すなわち、第１スイッチング素子Ｓ１は直流電源ＤＣと負荷２との間に接続され、第２スイッチング素子Ｓ２は負荷２に対して並列に接続される。
　第１、第２スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点にはリアクトルＬ１の一端が接続される。第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点には第２ダイオードＤ２のアノードが接続される。第２ダイオードＤ２のカソードとリアクトルＬ１の他端との間には第３スイッチング素子Ｓ３が接続される。
　また、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点には第３ダイオードＤ３のカソードが接続される。第３ダイオードＤ３のアノードとリアクトルＬ１の他端との間には第４スイッチング素子Ｓ４が接続される。
　第２ダイオードＤ２と第３スイッチング素子Ｓ３の接続点には第１ダイオードＤ１のアノードが接続される。第１ダイオードＤ１のカソードは直流電源ＤＣの正極に接続される。第３ダイオードＤ３と第４スイッチング素子Ｓ４の接続点には第４ダイオードＤ４のカソードが接続される。第４ダイオードＤ４のアノードは直流電源ＤＣの負極に接続される。このように、リアクトルＬ１の他端側の電圧が直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎの中間Ｖｉｎ／２となるように第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２および第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４が接続される。また、本実施形態１では、リアクトルＬ１に磁気結合した補助巻線Ｌ２が設けられる。
　補助巻線Ｌ２には補助電源ＤＣｓｕｂを有する補助インバータ３が接続される。補助電源ＤＣｓｕｂの正極と負極との間には第５スイッチング素子Ｓａと第６スイッチング素子Ｓｂが直列接続される。また、補助電源ＤＣｓｕｂの正極と負極との間には第７スイッチング素子Ｓｃと第８スイッチング素子Ｓｄが直列接続される。第５スイッチング素子Ｓａと第６スイッチング素子Ｓｂの接続点が補助巻線Ｌ２のＡに接続される。第７スイッチング素子Ｓｃと第８スイッチング素子Ｓｄの接続点が補助巻線Ｌ２のＢに接続される。このように、補助インバータ３の交流側に補助巻線Ｌ２の両端が接続される。
　直流電源ＤＣの電圧はＶｉｎ、第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧はＶｉｎ／２、リアクトルＬ１に流れる電流をＩＬ１、補助電源ＤＣｓｕｂの直流電圧をＶｓｕｂとする。
　この補助インバータ３により補助巻線Ｌ２のＡ、Ｂ間に電圧を印加する。補助インバータ３はリアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の巻数比を大きくとることで低電圧にて実現できるため小型かつ低コスト、省電力で実現できる。
　図５に示すようにリアクトルＬ１の巻数をＮ１、補助巻線Ｌ２の巻数をＮ２とすると、リアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の巻線比と電圧の間には下記（２）式の条件式が成り立つものとする。下記（２）式が成り立つ場合、補助インバータ３からの出力電圧により、リアクトルＬ１に直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎ以上の電圧が印加されるため、第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の電圧を０まで放電させることができる。
　詳細な動作パターンを図６に示す。図６のように第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がそれぞれオンする前に第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の電圧Ｖｄｓを０にするための期間を設けることで第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のゼロ電圧スイッチングを達成する。
　出力に影響がないよう補助インバータ３の電圧制御を行う必要があるため、少なくとも第１スイッチング素子Ｓ１または第２スイッチング素子Ｓ２がＯＮであり出力電圧が一定となっている期間において、補助インバータ３を動作させる。
　例えば、第３スイッチング素子Ｓ３の電圧Ｖｄｓを０にする際（（８）と（１）との間）には第５、第８スイッチング素子Ｓａ、Ｓｄを導通させる。その結果、リアクトルＬ１に負方向（負荷２から直流電源ＤＣへの方向）の電流を流すことにより第３スイッチング素子Ｓ３の寄生容量と第１ダイオードＤ１を通して電流が流れ、第３スイッチング素子Ｓ３の電圧Ｖｄｓは０となる。
　第４スイッチング素子Ｓ４の電圧Ｖｄｓを０にする際（４）には第６、第７スイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃを導通させる。その結果、リアクトルＬ１に正方向（直流電源ＤＣから負荷２への方向）の電流を流すことにより第４スイッチング素子Ｓ４の寄生容量と第４ダイオードＤ４を通して電流が流れ、第４スイッチング素子Ｓ４のＶｄｓは０となる。
　これにより、第３スイッチング素子Ｓ３または第４スイッチング素子Ｓ４における寄生容量起因のターンオン時の放電（スパイク状電流）に伴い生じていた損失の発生を抑えることができる。ターンオン時の寄生容量電荷をリアクトルＬ１経由で補助インバータ３側へ逃がすような動作となり、第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の発熱集中を抑える。その際に補助電源ＤＣｓｕｂ側にエネルギーを回生する動作となり、合計損失も低減される。
　以上のように、本実施形態１によれば、補助巻線Ｌ２および補助インバータ３を用いることで、第３、第４スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を含むすべてのスイッチング素子においてゼロ電圧スイッチングを実現できる。これにより、高電圧かつ高周波数用途において低ノイズかつ高効率な電力変換装置を実現できる。
　電力変換器（出力パルス生成回路）において、高圧で使うためスイッチング素子を直列接続し、電圧のバランスをとるために１つ１つのスイッチング素子にコンデンサを並列接続した構成が知られている。このような構成の場合、より効果が顕著になる。すなわち、スイッチング素子１つ１つにコンデンサを並列接続し、静電容量が大きくなっていけばいくほど静電容量のエネルギーを消費するときの損失が大きくなる。その場合、電流が０でありターンオン時にゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）であっても損失が大きくなってしまう。本実施形態１では、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４においてターンオン時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となるため、高電圧、高周波でも低ノイズかつ高効率に駆動できる。
　［実施形態２］
　本実施形態２における電力変換器（出力パルス生成回路）の回路例を図７に示す。リアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の構成例は図８とする。電力変換器が流す電流が大きくかつ高電圧である場合、リアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の巻線量を減らすために巻数が少なくなってしまうケースがある。このような場合、十分な変圧比が確保できないため補助インバータ３の直流電圧Ｖｓｕｂが大きくなってしまい補助インバータ３が大型化・高コスト化してしまう可能性がある。
　本実施形態２では電圧整合用の変圧器Ｔｒを接続することにより上記課題を解決する。電圧整合用の変圧器Ｔｒを接続することによりリアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の巻数に関係なく補助インバータ３の直流電圧Ｖｓｕｂを設計できるようになるため、補助インバータ３を小型で安価に製作できる。リアクトルＬ１の巻数Ｎ１、補助巻線Ｌ２の巻数Ｎ２、電圧整合用の変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌ３の巻数Ｎ３、２次巻線Ｌ４の巻数Ｎ４と直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎ、補助インバータ（補助電源ＤＣｓｕｂ）の直流電圧Ｖｓｕｂの間に下記（３）式が成り立つものとする。
　動作に関しては実施形態１と同様であることから割愛する。
　以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、電圧整合用の変圧器Ｔｒを設けることにより、補助インバータ３を小型で安価に製作でき、設計自由度が向上する。また、電圧整合用の変圧器Ｔｒを接続することにより、補助インバータ３と電力変換器の絶縁性向上や絶縁設計、分担設計も容易になる。
　［実施形態３］
　実施形態１、２においては補助インバータ３の直流入力として独立した直流電源（補助電源ＤＣｓｕｂ）を設けていたが、部品点数が多くなってしまうという課題がある。
　本実施形態３ではリアクトルＬ１に印加される電圧を整流することにより必要な直流電圧を得る回路構成及び手法を説明する。
　本実施形態３における電力変換器（出力パルス生成回路）の回路例を図９に示す。リアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２の構成例は図１０とする。図７（実施形態２）との差異は、補助インバータ３の補助電源（バッテリ等）ＤＣＳｕｂの代わりに補助コンデンサＣＳｕｂを適用する点である。
　リアクトルＬ１の巻数Ｎ１、補助巻線Ｌ２の巻数Ｎ２、電圧整合用の変圧器Ｔｒの１次巻線Ｌ３の巻数Ｎ３，２次巻線Ｌ４の巻数Ｎ４と直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎ、補助インバータ（補助コンデンサＣｓｕｂ）の直流電圧Ｖｓｕｂの間に下記（４）式が成り立つものとする。
　補助コンデンサＣＳｕｂの直流電圧Ｖｓｕｂは、第５～第８スイッチング素子Ｓａ～Ｓｄのスイッチング動作によって所望の値に制御する。
　上記条件が成り立つ場合、補助インバータ３に必要な電力は直流電源ＤＣの直流電圧ＶｉｎからリアクトルＬ１、補助巻線Ｌ２を介して供給を受けることができるため、独立した直流電源がなくとも実施形態１，２と同様の効果を得ることができる。
　動作に関しては実施形態１と同様であることから割愛する。なお、本実施形態３は実施形態２だけでなく、実施形態１にも適用可能である。
　以上示したように、本実施形態３によれば、実施形態１、２と同様の作用効果を奏する。また、独立した直流電源を省略することが可能となる。さらに、直流電源ＤＣの直流電圧Ｖｉｎが可変となる回路構成の場合がある。その場合、補助コンデンサＣＳｕｂであれば対応可能であり、必要な直流電圧Ｖｓｕｂを補助コンデンサＣＳｕｂに充電できる。
　以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
　ＤＣ…直流電源
　Ｖｉｎ…直流電源の直流電圧
　Ｃ１，Ｃ２…第１、第２コンデンサ
　Ｄ１～Ｄ４…第１～第４ダイオード
　Ｓ１～Ｓ４…第１～第４スイッチング素子
　Ｌ１…リアクトル
　２…負荷
　Ｌ２…補助巻線
　３…補助インバータ
　Ｓａ～Ｓｄ…第５～第８スイッチング素子
　ＤＣｓｕｂ…補助電源
　Ｖｓｕｂ…補助インバータ（補助電源、補助コンデンサ）の直流電圧
　Ｔｒ…電圧整合用の変圧器
　Ｌ３…１次巻線
　Ｌ４…２次巻線
　Ｃｓｕｂ…補助コンデンサ

Claims (7)

  1. 　直流電源から負荷に対して電力を供給し、前記負荷の電力を前記直流電源に戻すことが可能な電力変換器であって、
    　前記直流電源と前記負荷との間に接続された第１スイッチング素子と、
    　前記負荷に対して並列接続された第２スイッチング素子と、
    　前記第１、第２スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、
    　前記リアクトルの他端側の電圧が前記直流電源の電圧の中間となるように接続されたコンデンサおよび第３、第４スイッチング素子と、
    　前記リアクトルに磁気結合した補助巻線と、
    　前記補助巻線の両端に交流側が接続された補助インバータと、
    　を備えたことを特徴とする電力変換器。
  2. 　前記補助巻線と前記補助インバータとの間に電圧整合用の変圧器が接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
  3. 　前記リアクトルの巻数、前記補助巻線の巻数、前記直流電源の直流電圧、前記補助インバータの直流電圧は、下記（２）式の条件を満たすことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
    　Ｎ１：リアクトルの巻数
    　Ｎ２：補助巻線の巻数
    　Ｖｉｎ：直流電源の直流電圧
    　Ｖｓｕｂ：補助インバータの直流電圧
  4. 　前記リアクトルの巻数、前記補助巻線の巻数、電圧整合用の前記変圧器の１次巻線の巻数、電圧整合用の前記変圧器の２次巻線の巻数、前記直流電源の直流電圧、前記補助インバータの直流電圧は、下記（３）式の条件を満たすことを特徴とする請求項２記載の電力変換器。
    　Ｎ１：リアクトルの巻数
    　Ｎ２：補助巻線の巻数
    　Ｎ３：電圧整合用の変圧器の１次巻線の巻数
    　Ｎ４：電圧整合用の変圧器の２次巻線の巻数
    　Ｖｉｎ：直流電源の直流電圧
    　Ｖｓｕｂ：補助インバータの直流電圧
  5. 　前記補助インバータの直流側に補助電源が接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
  6. 　前記補助インバータの直流側に補助コンデンサが接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
  7. 　直流電源と負荷との間に接続された第１スイッチング素子と、
    　前記負荷に対して並列接続された第２スイッチング素子と、
    　前記第１、第２スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトルと、
    　前記直流電源の正極と負極との間に直列接続された第１、第２コンデンサと、
    　前記第１、第２コンデンサの接続点にアノードが接続された第２ダイオードと、
    　前記第２ダイオードのカソードと前記リアクトルの他端との間に接続された第３スイッチング素子と、
    　前記第１、第２コンデンサの接続点にカソードが接続された第３ダイオードと、
    　前記第３ダイオードのアノードと前記リアクトルの他端との間に接続された第４スイッチング素子と、
    　前記第２ダイオードと前記第３スイッチング素子の接続点にアノードが接続され、カソードが前記直流電源の正極に接続された第１ダイオードと、
    　前記第３ダイオードと前記第４スイッチング素子の接続点にカソードが接続され、アノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードと、
    　前記リアクトルに磁気結合した補助巻線と、
    　前記補助巻線の両端に交流側が接続された補助インバータと、
    　を備え、前記直流電源から前記負荷に対して電力を供給し、前記負荷の電力を前記直流電源に戻すことが可能な電力変換器の制御方法であって、
    　前記第３スイッチング素子のターンオン前に前記リアクトルに負方向の電流が流れるように前記補助インバータを制御し、前記第４スイッチング素子のターンオン前に前記リアクトルに正方向の電流が流れるように前記補助インバータを制御することを特徴とする電力変換器の制御方法。
     
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