CN2462612Y - 一种具有馈能特性的软性缓冲变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种具有馈能特性的软性缓冲变换器,用于所有的非隔离型DC/DC变换器,与其它变换器解决暂态磁能的技术方法不同,是借助一个与变换器中的电感器共用磁芯的附加耦合绕组,在开关开通时其漏电感与吸收电容器构成串联谐振,以其感应电势及谐振电势,使吸收电容器能在不产生环流下馈能,低损耗地解决电子开关关断感性负载时产生的暂态难题,达到高性价比。

Description

一种具有馈能特性的软性缓冲变换器

本实用新型涉及用于非隔离型直流-直流变换器的命名为软缓冲技术的新技术，其核心与基础就是一种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路，有别于现有的各种缓冲电路技术与软开关电路技术，属电工学科，电力电子学分支领域。

脉冲斩波变流技术是现代电力电子技术的核心，其结合高频全控型电力电子器件与脉冲时间比率调制控制技术，构成基本电力变流电路，应用于各种变流装置。但是，在脉冲斩波变流电路中，由于电路中存在电感、电容储能元件以及电路存在分布电容、引线电感、器件寄生电容，变压器漏感等，在高速开关变流过程中，不可避免存在显著的暂态过程，发生异常高幅值的电压或电流；又由于电力电子器件本身非理想电子开关，亦存在开关时间，这样电力电子器件在此暂态过程中，必然存在其电压波形与电流波形的高度交叠，这种交叠加上暂态下的高幅值电压或电流，由开关功率损耗PT表达式(1)知，这种开关损耗很大。在电力电子技术领域，称此脉冲斩波方式为硬开关电路。 $P_T=\frac{I}{T}\underset{\mathrm{\Δt}}{\∫}u\left(t\right)i\left(t\right)\mathrm{dt}$ ，T为开关工作周期，Δt为开关暂态时间；(1)

硬开关电路造成脉冲斩波变流电路损耗大、电磁干扰严重、可靠性降低，而且随着开关工作频率的提高，此现象更为严重。为此，必须在电力电子电路中加接缓冲电路(snubber)。缓冲电路的加入改变了电力电子开关器件的开关工作点轨迹，使其在暂态过渡期间电压波形、电流波形的交叠部分显著减少，并使暂态过程的能量有了泄放地方，显著地降低了暂态电压、电流峰值。

现在，为了节能，为了支持信息技术的发展，为了更高程度的自动化与机电一体化，社会迫切要求电力电子变流装置具有更高的效率、更好的电磁兼容性、更低的成本费用、更高的工作频率以获得更小的体积与重量。要达到上述目标，人们提出许多新技术以克服传统缓冲电路的缺陷。目前国内外在这方面的工作可分为两大途径。其一为改良性方法，它是在传统缓冲技术基础上，改变暂态能量的泄放方式，设法将有损耗的缓冲电路改变为无损耗的缓冲电路(即馈能)；其二为近年来提出的抛弃传统做法，构造新型的电路拓扑，将硬开关电路改为软开关电路的革命性的新方法。前者要附加二极管、功率电感器、电容器，在传统缓冲电路基础上，去掉耗能电阻，将吸收电容器上的电场能量，在开关管开通时再转换为附加电感器的磁能，该磁能在下一个关断阶段将此能量回馈给输入电压源或负载，以构成损耗很低的缓冲电路；其特性类同传统缓冲电路一样，只能解决开关关断或开通两个暂态阶段的其中一个阶段的缓冲，并且一个暂态阶段(如关断)缓冲的实现是以增大另一个暂态阶段(如开通)的硬开关效应为代价，若两者都要实现无损耗的缓冲，则电路相当复杂，此外还存在能量多次回馈时产生的高电流附加损耗，及依赖于工作条件而很困难在不同工作条件下取得良好缓冲效果等缺陷。后者则为了克服前者缺陷，利用增加的辅助有源电力电子开关器件、二极管、功率电感器、电容器等构成辅助有源谐振换流电路，选择适当的辅助控制电路，使开关管在每个开关暂态过渡期间都工作在零电压或零电流状态，使开关关断或开通两个暂态阶段都能实现开关功率损耗最小。显然，这两种方法都因增加功率电感器、电力电子器件等增大了成本、体积、重量。总的来说，前者代价大，效果不够好，后者在效果上虽然优于前者，但除了代价更大外，还因使用了有源软开关电路而增大了电路与控制的复杂度，故推广应用受到了很大的限制。为此，寻找传统缓冲电路的更好替代技术或性价比更优越的软开关电路一直是电力电子技术领域的热门研发课题。经检索没有发现理想的具有馈能特性的软性缓冲变换器问世。

本实用新型在于设计一种实现吸收电容器中的电场能量的无损耗释放即具有馈能特性的软性缓冲变换器

本实用新型提出在电力电子开关管VT1的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管Dr1、高频无感吸收电容器Cr1组成的DC串联电路，隔离二极管Dr1的接法为使其正极性与电力电子开关管VT1的正极在连线上朝向相同，由二极管Dr1与电容器Cr1构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管Dr2的一端，隔离二极管Dr2的接法为使其与二极管Dr1构成正向串联接法，即二极管Dr1的负极在连线上与的正极最靠近，二极管Dr2的另一端接至耦合电感器T1的次边绕组Lr上，耦合电感器T1的原边绕组Lp就是直流-直流变换器中的电感器，耦合电感器T1的次边绕组Lr与原边绕组Lp共用一个磁芯，次边绕组Lr为在原边绕组Lp上增加的一个与原边绕组Lp线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，次边绕组Lr与二极管Dr2的接法要求是使次边绕组Lr在电力电子开关管VT1导通时的感应电势的极性与二极管Dr2的极性形成正向连接，其耦合电感器的耦合系数k为0.98~0.99，使得已充电电容器有足够高电势在不形成与原边绕组Lp电流环流下能向输入源或负载放完电，电感器的原边绕组原边绕组Lp的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组Lp的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，以保证上述的次边绕组Lr的感应电势的正确极性，次边绕组Lr的另一端，即同名端，也就是打*点端接至由电容器C1与电容器C2作串联连接的公共端点，电容器C1的另一端与电容器C2的另一端，这两端点接至合适的输出负载两端一组、输入电压源两端一组这两组取其中之一组，选择是不能构成与原边绕组形成电流的环流，电容器C1接该组中的电压较高的端子，电容器C2则接同一组中电压较低的端子，电容器C1、电容器C2可视为输出电容的一部分，对大多数使用D≤1/2的情况，只要取K_U为1，即C1=0,C2就与Co合二而一，高频无感吸收电容器Cr1的量值应选取能基本吸收VT1断开电感器时加在开关管VT1上的暂态磁能，也就是使开关管关断时的电压、电流波形明显错开，重叠部分最少，这样软缓冲电路就只增加电容器Cr1、二极管Dr1、二极管Dr2及与变换器原有电感器原边绕组Lp共用一个磁芯的次边绕组Lr的绕组四个元件，只是将传统RCD型关断缓冲电路的大功率电阻R去掉，以二极管Dr2、次边绕组Lr绕组取而代之。

在BOOST型中，电力电子开关管VT1的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管Dr1、高频无感吸收电容器Cr1组成的DC串联电路，隔离二极管Dr1的正极接电力电子开关管VT1的正极，隔离二极管Dr1的负极与电容器Cr1一端连接，电容器Cr1的另一端接电力电子开关管VT1的负极，即电路的公共地端，由二极管Dr1与电容器Cr1构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管Dr2的一端，隔离二极管Dr2的正极与二极管Dr1的负极连接，二极管Dr2的另一端接至耦合电感器T1的次边绕组Lr上，耦合电感器T1的原边绕组Lp就是BOOST变换器中的电感器，耦合电感器T1的次边绕组Lr与原边绕组Lp共用一个磁芯，次边绕组Lr为在原边绕组Lp上增加的一个与原边绕组Lp线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，使耦合电感器的耦合系数k为0.98∽0.99，二极管Dr2的负极与次边绕组Lr的非同名端，即无打*点端连接，电感器的原边绕组Lp的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组Lp的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，次边绕组Lr的另一端，即同名端，即打*点端接至由电容器C1与电容器C2作串联连接的公共端点，电容器C1的另一端接电压较高的Uo+，电容器C2的另一端则接公共地端，电容器C1、电容器C2可视为输出电容的一部分。

本实用新型提出一种新型的缓冲技术，称为软缓冲技术，用于非隔离型的直流-直流变换器。它是以与上述现有的无损耗缓冲电路不同的技术方法去实现吸收电容器中的电场能量的无损耗释放即馈能。

以下将结合附图对本实用新型的实施例作进一步的描述：

图1为传统的BOOST变换器主电路图。

图2一种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC电原理图。

图3为加入RHC的BOOST变换器主电路图。

图4为加入RHC的BOOST变换器在(t0-t1)阶段的主电路等效电路图。

图5为加入RHC的BOOST变换器在(t1-t2)阶段的主电路等效电路图。

图6为加入RHC的BOOST变换器在(t2-t3)阶段的主电路等效电路图。

图7为加入RHC的BOOST变换器在(t3-t4)阶段的主电路等效电路图。

图8为RHC在BUCK型变换器的应用电路图。

图9为RHC在BUCK-BOOST型变换器的应用电路图。

图1即为典型的非隔离型BOOST(升压型)DC/DC变换器的主电路，其中虚线框部分就是针对电力电子开关管VT1关断储能电感器而设置的典型的传统RCD型关断缓冲电路CTHC。在这种DC/DC变换器中，由于储能电感器作为电力电子开关管的负载，主要的暂态问题是快速关断电感负载产生的极为恶劣的硬开关现象，这是脉冲斩波电路必须解决的关断载流电感时因高值diL/dt所产生的恶劣暂态问题。在图1的RCD型关断缓冲电路CTHC中利用电容器C1来吸收暂态磁能。但是必须指出，这种传统的缓冲电路CTHC不能降低变流电路的损耗，它是把原来加在电子开关管上的开关损耗转移至缓冲电路上。如图1中的电容器C1在电子开关VT1断开电感L的开关暂态期间储能充电，在电子开关VT1开通时，该电场能量以电荷放电形式向电阻R1与VT1泄放。显然，该关断暂态能量并没有被利用，而是在开通时被白白地损耗掉。这样不但增加了一个大功率电阻器，而且由于该能量要通过RC电路在电子开关开通时被自然损耗掉，无形中还加重了电子开关的开通损耗。为此，还必须加强开通时的缓冲电路，这样势必造成电路更复杂，而且损耗亦不能降低。因此，这种传统的缓冲技术只是一种权益之计，它虽然降低了电力电子开关器件的开关损耗，提高了器件工作可靠性，但不能根本解决电路的开关损耗，而且还增加一个耗能的大功率电阻及开通暂态损耗，必然对大功率电路的应用强加了功率限制。

由于缓冲电路的技术难点或关键点是吸收电容器的充电电荷如何释放(即馈能)的问题，因此所提出的一种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC(参见图2)就是针对这一难题，采取在传统的RCD型缓冲电路CTHC基础上，去掉耗能的放电电阻R，也不必附加功率电感器，而是借助一个附加在变流器中的电感器上的小功率耦合绕组Lr，与电感器Lp共用同一个磁芯T组成耦合电感器，在开关开通U1时获得感应电势(Lr/Lp)^1/2U1，加上以漏电感Lleak与吸收电容器Cr构成串联谐振而获得在漏电感Lleak上的谐振电势Ur，以这两种电势组成的总叠加电势将具有来自关断暂态时产生的电感磁场能而吸收转换为电场能量功能的充电电容器Cr上的电势提高，按能量来说就是使电场能的能级提高，足以在不形成电流环流下(就是电容器Cr的放电电流不能向U1端方向流入)，将该电场能量以电荷放电形式向具有不低于电容器电势Ucr势能的负载或输入电压源(即U2)释放(即馈能)，当(Lr/Lp)^1/2kU1+Ur≥U2时，Ucr必为零，不同于传统无损耗缓冲电路，这种电场能量的释放是以电感器漏感与吸收电容器构成串联谐振所形成的谐振电流，以正弦函数量形式在电子开关管开通时流向负载或输入电压源，正弦函数量的特点是以零为始点，逐渐增大，因此不显著增大开关管的开通涌流。由于对感性负载，开通损耗较关断损耗要小得多，主要暂态问题是关断阶段，故对此类电路，用软缓冲方法可以达到以最低成本实现有效利用暂态能量而损耗较低的目的，从优化角度来看，此技术具有高性价比。基于该新技术方法的工作原理是：利用并联在电力电子开关管上的吸收电容器吸收开关管断开电感器时暂态磁场能，转换为储存在吸收电容器中的电场能，这一过程类同传统缓冲电路，但由于拥有其后的无损耗软缓冲过程，故可将吸收电容器的容量取大，以达到较好的关断缓冲目的；由于该电场能的势能较低，根据物理学中的电磁感应定律，利用一个与变换器电路本身的电感器共用一个磁芯的辅助耦合绕组(成为该电感器的副边绕组)在开关管导通时产生的感应电势，此感应电势的极性是使该感应电势与储能后的电容器的电势形成电势叠加，并且此电感器的漏电感与吸收电容构成串联谐振，谐振使该副边绕组的峰值电压提高，在不与该电感器原边绕组形成电流环流下，就能使电容器的电场能以谐振放电方式，在该开关管开通期间向电势不低于电容器电势的输入源端或输出端全部泄放掉，谐振电流以正弦函数量形式在电子开关管开通时流向负载或输入电压源，谐振周期很短，因此不显著增大开关管的开通损耗；这样在开关管下一次关断之前，吸收电容器的电势就能保证为零电势，为开关管下一次关断电感器时的暂态储能作好准备，以此最简单的无源馈能软缓冲方式在不受变换器工作条件影响下，也在不会影响变换器稳态工作条件下，只在最简单的一个开关周期内，利用关断或开通两个暂态阶段，就能以最少附加元器件、最简捷的能量转换形式、最低成本代价、较少的附加损耗方式完成对电子开关高速关断感性负载的暂态缓冲过程。与传统RCD型缓冲电路CTHC相比，此种软缓冲电路RHC不用耗能的大功率电阻器，而只增加一个与变流器中储能电感器共用一个磁芯的小功率辅助绕组及防止电流环流的隔离二极管，这些元器件都仅在开关开通与关断两个暂态期间作用，功率容量小，在缓冲电路的元器件数量、成本、体积、重量上都不比传统缓冲电路差，在效果上优于现有的无损耗馈能缓冲电路。但要指出同现有的无损耗缓冲技术一样，软缓冲技术亦不能解决问题不是很严重的电力电子开关管自身的寄生电容的开通涌流效应问题。从整体性价比来看，可以确认该新技术能以传统缓冲电路的代价，以最简捷馈能形式获得接近于目前公开的有源软开关技术解决电力电子开关关断感性负载时的暂态缺陷的效果，因此一种具有馈能特性的软性缓冲电路RHC可以取代传统缓冲电路CTHC。

在电力电子开关管VT1的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管Dr1、高频无感吸收电容器Cr1组成的DC串联电路，隔离二极管Dr1的接法为使其正极性与电力电子开关管VT1的正极在连线上朝向相同，由二极管Dr1与电容器Cr1构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管Dr2的一端，隔离二极管Dr2的接法为使其与二极管Dr1构成正向串联接法，即二极管Dr1的负极在连线上与的正极最靠近，二极管Dr2的另一端接至耦合电感器T1的次边绕组Lr上，耦合电感器T1的原边绕组Lp就是直流-直流变换器中的电感器，耦合电感器T1的次边绕组Lr与原边绕组Lp共用一个磁芯，次边绕组Lr为在原边绕组Lp上增加的一个与原边绕组Lp线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，次边绕组Lr与二极管Dr2的接法要求是使次边绕组Lr在电力电子开关管VT1导通时的感应电势的极性与二极管Dr2的极性形成正向连接，使得电容器Cr1的充电电势与次边绕组Lr的感应电势在电路上构成电势叠加，使耦合电感器的耦合系数k为0.98∽0.99，这样漏电感在与电容器Cr1形成串联谐振时亦在漏电感上产生较高的谐振电势，这些电势同极性叠加，总叠加电势进一步抬高电容器电势，使得已充电电容器有足够高电势在不形成与原边绕组电流环流下能向输入源或负载放完电，电感器的原边绕组原边绕组Lp的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组Lp的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，以保证上述的次边绕组Lr的感应电势的正确极性，次边绕组Lr的另一端，即同名端，也就是打*点端接至由电容器C1与电容器C2作串联连接的公共端点，电容器C1的另一端与电容器C2的另一端，这两端点接至合适的输出负载两端一组、输入电压源两端一组这两组取其中之一组，其合适的选择是不能构成与原边绕组形成电流的环流，电容器C1接该组中的电压较高的端子，电容器C2则接同一组中电压较低的端子，电容器C1、电容器C2可视为输出电容的一部分，对大多数使用D≤1/2的情况，只要取K_U为1，即C1=0,C2就与Co合二而一，高频无感吸收电容器Cr1的量值应选取能基本吸收VT1断开电感器时加在开关管VT1上的暂态磁能，也就是使开关管关断时的电压、电流波形明显错开，重叠部分最少，这样软缓冲电路就只增加电容器Cr1、二极管Dr1、二极管Dr2及与变换器原有电感器原边绕组Lp共用一个磁芯的次边绕组Lr的绕组四个元件，这些元器件全部为较小功率，或者说只是将传统RCD型关断缓冲电路的大功率电阻R去掉，以较小功率的二极管Dr2、次边绕组Lr绕组取而代之。因此，这种简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC就是传统缓冲电路CTHC的最佳取代者。

图3为加了软缓冲电路(虚线框，即RHC)的BOOST电路主电路图。由此可知，其技术特征为：其特征在于：在电力电子开关管VT1的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管Dr1、高频无感吸收电容器Cr1组成的DC串联电路，隔离二极管Dr1的正极接电力电子开关管VT1的正极，隔离二极管Dr1的负极与电容器Cr1一端连接，电容器Cr1的另一端接电力电子开关管VT1的负极，即电路的公共地端，由二极管Dr1与电容器Cr1构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管Dr2的一端，隔离二极管Dr2的正极与二极管Dr1的负极连接，二极管Dr2的另一端接至耦合电感器T1的次边绕组Lr上，耦合电感器T1的原边绕组Lp就是BOOST变换器中的电感器，耦合电感器T1的次边绕组Lr与原边绕组Lp共用一个磁芯，次边绕组Lr为在原边绕组Lp上增加的一个与原边绕组Lp线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，使耦合电感器的耦合系数k为0.98∽0.99，二极管Dr2的负极与次边绕组Lr的非同名端，即无打*点端连接，电感器的原边绕组Lp的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组Lp的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，次边绕组Lr的另一端，即同名端，即打*点端接至由电容器C1与电容器C2作串联连接的公共端点，电容器C1的另一端接电压较高的Uo+，电容器C2的另一端则接公共地端，电容器(C)、电容器C2可视为输出电容的二部分，这样这种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC在BOOST型直流-直流变换器中的具体应用电路就只增加电容器Cr1、二极管Dr1、二极管Dr2及与变换器原有电感器原边绕组Lp共用一个磁芯的次边绕组Lr四个元件，这些元器件全部为较小功率。

对这个柔性软缓冲技术的理论论证如下：仍以BOOST电路为例，图4即为加入柔性软缓冲电路的BOOST电路(即图3)在一个开关周期中四个阶段的等效电路图。其中t0-t1为VT1开通暂态阶段，t1-t2为VT1导通稳态阶段，t2-t3为VT1关断暂态阶段，t1-t2为VT1阻断稳态阶段。显然，在这里两个稳态阶段与传统的BOOST电路没有任何差异，t2-t3关断暂态阶段与传统的RCD型关断缓冲电路相同，差异在t0-t1开通暂态阶段。对t0-t1开通暂态阶段在理想电路条件下，对图4先按常规方法，将电感器流入同名端的电流方向假定为正方向，列出电路微分方程式如下：

   M=k(LpLr)^1/2                                                  (5)

   K_U=C1/(C1+C2)                                                (6)

初始条件由t4点给出：

   i_p(0)=ip_min,i_r(0)=0,u_cr(0)=Uo                             (7)

解得i_r(t)=-{[k(Lr/Lp)^1/2U_I+(1-K_U)Uo]/Zr}Sinω_rt             (8)

这表明实际i_r(t)电流方向与规定方向相反，应如图4所标的方向向输出负载端流进，这正是Cr1的放电电流，符合电路电流流向要求。

   u_cr(t)=Uo Cosω_rt-[k(Lr/Lp)^1/2U_i-K_UUo](1-Cosω_rt)       (9)

   i_p(t)=ip_min+U_it/Lp-(k²Lr/Lp)i_r(t)                        (10)

这里ω_r=1/[(1-k²)LrCr]^1/2,                                     (11)

   Zr=[(1-k²)Lr/Cr]^1/2                                          (12)

在开通时，t=t0=0，此时

i_r(t)=0,u_cr(t)=Uo,i_p(t)=ip_min；                               (13)

显然，与不加缓冲电路的BOOST电路的状态完全相同，当t＞0时，i_p、i_r均以正弦函数方式变化，且由于二极管隔离作用，确定了t1=π/ω_r(谐振周期的一半)，由(11)式知ω_r与耦合电感器的漏感相关，带磁芯的电感器耦合系数较高，可取k=0.98，这样开通时间t0-t1较短，Zr也不太小，这就证明了此软缓冲电路在开通时不显著增大电力电子开关管的开通损耗。

下面证明软缓冲电路与工作条件无关。为简单起见，设Lp=Lr，对k≈1，为了将吸收电容器在开关管关断时充电而获得的电场能量在开通期间释放光，就要在ω_rt=π时，即t1=π/ω_r时，使u_cr(t)≤0，代入(9)式得

(2K_U-1)Uo-2U_i≤0，即K_U≤U_i/Uo+1/2                             (14)

只要取K_U=1/2，就有0≤U_i/Uo，

对BOOST变换器，U_i与Uo同极性，这个条件恒满足。故所加入的软缓冲电路与原电路参数的选择及工作条件的设置无关。

特别地，对于一般电感电流连续工作模式的BOOST电路，有

Uo=U_i/(1-D)                                                       (15)

D为占空比，D=Ton/T,Ton为开关管导通时间，T为开关工作周期；对此情况代入(14)式得

K_U≤3/2-D                                                          (16)

显然，对大多数使用D≤1/2的情况，只要取K_U为1，即C1=0,C2就可以与Co合二而一，此时电路接线更简单。

因此，图3电路参数的选择是：Lr的功率容量为Cr1U_VT1 ²f/2,U_VT1为VT1管在关断时的最高电压，f为变换器开关频率；Lr与Lp的比为1,M²=k²LpLr,k为Lp、Lr之间的互感M的耦合系数，取值在0.98~0.99,K_U=C1/C1+C2)=1/2，即C1=C2,C1与C2作为输出电容Co的一大部分，保证在其接线中点电位为输出电压的一半，对大多数使用D≤1/2的情况，只要取K_U为1，即C1=0,C2就与Co合二而一，高频无感吸收电容器Cr1的量值应选取能基本吸收VT1断开电感器时加在开关管VT1上的暂态磁能，也就是使开关管关断时的电压、电流波形工作点轨迹)明显错开，重叠部分最少。

依此发明提出的新技术可以将软缓冲电路推广到所有的非隔离型DC/DC变换器上，其具体实施示例见图3、图5、图6。这里的技术推广指的是除前文所提出的升压型BOOST电路图(3)外，还有降压型BUCK电路、升降压型(亦称为极性反转型)BUCK-BOOST电路。软缓冲技术在降压型BUCK电路、(升降压型极性反转型)BUCK-BOOST电路的实施示例见图5、图6电路。

这些电路都是按照一种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC的软缓冲技术共同的特征来实施的。

由一种具有简捷馈能特性的软性缓冲电路RHC的新技术适用于所有的非隔离型DC/DC变换器，能以最少附加元器件、最简捷的馈能形式、最低成本代价、较少的附加损耗方式解决电力电子开关关断感性负载时产生的暂态缺陷问题，保证了电路工作的可靠性。

Claims (2)

1．一种具有馈能特性的软性缓冲变换器，其特征是：在电力电子开关管(VT1)的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管(Dr1)、高频无感吸收电容器(Cr1)组成的DC串联电路，隔离二极管(Dr1)的接法为使其正极性与电力电子开关管(VT1)的正极在连线上朝向相同，由二极管(Dr1)与电容器(Cr1)构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管(Dr2)的一端，隔离二极管(Dr2)的接法为使其与二极管(Dr1)构成正向串联接法，即二极管(Dr1)的负极在连线上与的正极最靠近，二极管(Dr2)的另一端接至耦合电感器(T1)的次边绕组(Lr)上，耦合电感器(T1)的原边绕组(Lp)就是直流一直流变换器中的电感器，耦合电感器(T1)的次边绕组(Lr)与原边绕组(Lp)共用一个磁芯，次边绕组(Lr)为在原边绕组(Lp)上增加的一个与原边绕组(Lp)线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，次边绕组(Lr)与二极管(Dr2)的接法要求是使次边绕组(Lr)在电力电子开关管(VT1)导通时的感应电势的极性与二极管(Dr2)的极性形成正向连接，其耦合电感器的耦合系数k为0.98~0.99，使得已充电电容器有足够高电势在不形成与原边绕组(Lp)电流环流下能向输入源或负载放完电，电感器的原边绕组原边绕组(Lp)的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组(Lp)的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，以保证上述的次边绕组(Lr)的感应电势的正确极性，次边绕组(Lr)的另一端，即同名端，也就是打*点端接至由电容器(C1)与电容器(C2)作串联连接的公共端点，电容器(C1)的另一端与电容器(C2)的另一端，这两端点接至合适的输出负载两端一组、输入电压源两端一组这两组取其中之一组，选择是不能构成与原边绕组形成电流的环流，电容器(C1)接该组中的电压较高的端子，电容器(C2)则接同一组中电压较低的端子，电容器(C1)、电容器(C2)可视为输出电容的一部分，对大多数使用D≤1/2的情况，只要取K_U为1，即电容器(C1)=0，电容器(C2)就与电容器(Co)合二而一，高频无感吸收电容器(Cr1)的量值应选取能基本吸收电力电子开关管(VT1)断开电感器时加在开关管VT1上的暂态磁能，只增加电容器(Cr1)、二极管(Dr1)、二极管(Dr2)及与变换器原有电感器原边绕组(Lp)共用一个磁芯的次边绕组(Lr)的绕组四个元件，只是将传统RCD型关断缓冲电路的大功率电阻(R)去掉，以二极管(Dr2)、次边绕组(Lr)绕组取而代之。

2．根据权利要求1所述的一种具有馈能特性的软性缓冲变换器，在BOOST型中，其特征在于：在电力电子开关管(VT1)的主电极两端并联一个由隔离用高速开关二极管(Dr1)、高频无感吸收电容器(Cr1)组成的DC串联电路，隔离二极管(Dr1)的正极接电力电子开关管(VT1)的正极，隔离二极管(Dr1)的负极与电容器(Cr1)一端连接，电容器(Cr1)的另一端接电力电子开关管(VT1)的负极，即电路的公共地端，由二极管(Dr1)与电容器(Cr1)构成的串联电路的公共端点接至另一个隔离用高速开关二极管(Dr2)的一端，隔离二极管(Dr2)的正极与二极管(Dr1)的负极连接，二极管(Dr2)的另一端接至耦合电感器(T1)的次边绕组(Lr)上，耦合电感器(T1)的原边绕组(Lp)就是BOOST变换器中的电感器，耦合电感器(T1)的次边绕组(Lr)与原边绕组(Lp)共用一个磁芯，次边绕组(Lr)为在原边绕组(Lp)上增加的一个与原边绕组(Lp)线圈匝数相同但有电气隔离的小功率绕组，使耦合电感器的耦合系数k为0.98~0.99，二极管(Dr2)的负极与次边绕组(Lr)的非同名端，即无打*点端连接，电感器的原边绕组(Lp)的同名端，即打*点端接至输入电压源正极，原边绕组(Lp)的非同名端，即无打*点端接至开关管的正极，次边绕组(Lr)的另一端，即同名端，即打*点端接至由电容器(C1)与电容器(C2)作串联连接的公共端点，电容器(C1)的另一端接电压较高的Uo+，电容器(C2)的另一端则接公共地端，电容器(C1)、电容器(C2)可视为输出电容的一部分。

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