WO2024251536A1 - Verfahren zur ansteuerung einer schaltungsanordnung für leistungshalbleiter - Google Patents

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    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Definitions

  • the present invention relates to the field of electromobility, in particular to electronic modules for an electric drive.
  • Inverters DC/AC inverters
  • the power electronics module has topological switches with power transistors that are used to control the currents and generate the alternating current.
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • the semiconductor material used can be silicon (Si), silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN) or any other semiconductor material.
  • the use of different types of semiconductor in a topological semiconductor switch is also already known, e.g. a combination of the power semiconductors SiC MOSFET and Si IGBT.
  • the decision as to which of the parallel-connected power semiconductors is controlled must be made based on suitable criteria.
  • a promising approach is to select the semiconductor types used according to the current electrical load.
  • One approach is therefore to implement a switching threshold between the parallel-connected power semiconductors based on the phase current.
  • the problem with this is that the phase current is not measured by the gate driver unit itself, and a long delay in the switching command can occur due to the detour via the higher-level control. This Delay can cause the power semiconductor designed for the lower load (current) to experience too high a load (too high a current) and may be damaged.
  • the invention is therefore based on the object of ensuring rapid detection of the current load of the active power semiconductor, which can be quickly detected by the executing element, the gate driver unit.
  • a method for controlling a circuit arrangement for power semiconductors of an inverter with at least one phase, each having a high-side switch and a low-side switch, each of which has at least two power semiconductors connected in parallel to one another, wherein the power semiconductors are formed from different types of semiconductors and in a switching process one acts as an active power semiconductor and the other as an inactive power semiconductor.
  • a limit value for a predetermined load current is determined for each of the power semiconductors from a value of a current gradient when a reverse recovery process of the freewheeling diode of the active power semiconductor begins, wherein during operation, if this limit value is exceeded or undershot, depending on which power semiconductor is currently active, during the switch-on process of the active first power semiconductor, a switchover to the inactive power semiconductor takes place in the next switching process.
  • a delay time to a predetermined switching threshold is determined in a preliminary step, which is defined from the time of a switching signal from the driver to the time of exceeding or falling below a predetermined reference voltage, depending on whether a switch-on or switch-off process takes place, by the associated drain-source voltage, whereby during operation a switchover to the non-active power semiconductor takes place at least after the delay time determined in the preliminary step has elapsed after switching on or after switching off the active power semiconductor in the next switch-on process.
  • the limit value is a minimum or a maximum of the current gradient associated with the given load current.
  • the level of the reference voltage is chosen such that it corresponds to a voltage already present in the system.
  • a prioritized decision signal from a higher-level control is additionally implemented, which can prevent switching.
  • a computer program is provided with software for performing all the steps of the method when executed on a computer.
  • a circuit arrangement is provided which is part of an inverter of an electronic module for controlling the electric drive of a vehicle equipped with an electric drive, each having a high-side switch and a low-side switch, each of which has at least two power semiconductors connected in parallel to one another, wherein the power semiconductors are formed from different types of semiconductors, as well as at least one comparator and a gate driver unit formed as a control unit, and wherein the circuit arrangement is controlled by the method.
  • an electric drive of a motor vehicle comprising an electronic module for controlling the electric drive, which has an inverter with the circuit arrangement.
  • a motor vehicle comprising the electric drive.
  • Figure 1 shows a basic structure of a topological semiconductor switch with power semiconductors of different semiconductor types, according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 2 shows three diagrams with time signals when switching on the active power semiconductor from the perspective of the active power semiconductor, according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 3 shows a flow of the decision logic of the switching according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 4 shows parameters of the current gradient evaluated per switching operation as a function of the switching current according to an embodiment of the present invention.
  • Figure 5 shows three diagrams with time signals when switching off the active power semiconductor from the perspective of the active power semiconductor, according to a further embodiment of the present invention.
  • Figure 6 shows a flow of the decision logic of the switching according to another embodiment of the present invention.
  • Figure 7 shows parameters of the current gradient evaluated per switching operation as a function of the switching current according to a further embodiment of the present invention.
  • Figure 8 shows a motor vehicle with an inverter and a control device according to an embodiment of the present invention.
  • topological semiconductor switches 100 with parallel-connected power semiconductors 10, 20 of different semiconductor types e.g. a silicon carbide (SiC) MOSFET 10 and a silicon (Si) IGBT 20, as shown in Figure 1, is possible by several control methods, which are carried out by a corresponding gate driver unit T.
  • the gate driver unit T serves as a control unit 200 or is part of a control unit 200 and is connected to the respective gates GMOSFET, GIGBTI of the power semiconductors 10, 20.
  • One aim of the design of circuits for power semiconductors 10, 20 of an inverter in the automotive sector is to generate as few switching losses as possible. This can be achieved to a certain extent by an intelligent circuit arrangement and selection of the components of the circuit. However, there is further optimization potential by optimizing the control of the circuit arrangement.
  • each of the HS or LS switches has at least two power semiconductors 10, 20 connected in parallel to one another, as shown in Figure 1.
  • a first power semiconductor 10 is formed as a unipolar semiconductor component, here as a SiC MOSFET.
  • the second power semiconductor 20 is advantageously a bipolar semiconductor component, e.g. a Si-IGBT. This means that the power semiconductors 10, 20 are formed from different types of semiconductors, i.e. they can have different component types and/or materials from one another.
  • the first power semiconductor 10 is formed as a SiC-MOSFET in this embodiment, but can also be formed as another semiconductor component suitable for the application, e.g. as a Si-MOSFET, JFET or cascode. Likewise, another suitable bipolar component can be used instead of the IGBT (power semiconductor 20).
  • the aim of the invention is to enable a load that is too high for the active (switched on) power semiconductor 10 (too high a load current l_high) to be detected as quickly as possible in order to then carry out a switchover to the other power semiconductor 20 in the next switching operation.
  • a limit value G of the current gradient di/dt is specified as a switching criterion for each power semiconductor (here 10), and when this limit value is exceeded, switching to the other power semiconductor 20 is carried out. In addition, a renewed switching is provided when the load falls again below a limit value G specified for the other power semiconductor (here 20).
  • the method is described below using Figures 2, 3 and 4.
  • a specified limit value G is exceeded, switching takes place to the power semiconductor 20 that has the larger semiconductor surface or the higher current-carrying capacity, i.e. usually to a Si component such as the IGBT.
  • the limit value G is advantageously determined in advance in a series of tests, as shown in Figure 2 using characteristic curves for a MOSFET.
  • a switching threshold S is selected which corresponds to a specified load current kITA.
  • the load current Ii_ast2 is selected as the switching threshold S, which is e.g. 200A.
  • the switching threshold S can also be other load currents. It must be specified by a specialist.
  • the switching threshold S is chosen to be slightly lower than the actually determined value.
  • the proposed method of the first embodiment is based on the evaluation of a signal in the switching process of the active power semiconductor 10, 20 (hereinafter also referred to as switch), which depends on the electrical load.
  • Figure 2 shows three diagrams which represent time signals when switching on the active Power semiconductor (in this version of the power semiconductor 10, which is formed as a MOSFET) from the perspective of the active power semiconductor 10. Shown are several characteristic curves for different drain-source voltages UDS (top diagram) and load currents kITA (li_asti to Lasts) and drain currents ID, IDI to IDS, (middle diagram).
  • the load current Lasti to Lasts is to be regarded as constant in the time domain of the switching process and is therefore shown in the middle diagram as a constant, continuous line.
  • the drain current IDI to IDS is transient in the time domain and is shown in the middle diagram as a dashed or dotted line.
  • the bottom diagram shows the time course of the current gradient di/dt (in A/ns) of the power semiconductor 10 for different switched load currents Last (the currents Lasti to Lasts from the middle diagram) under otherwise identical conditions.
  • the drain current IDI to IDS in the active power semiconductor 10 rises transiently above the load current Lasti to Lasts to be switched during the switch-on process, which is due to capacitive charge transfer current and reverse recovery charge of the free-running (non-active) power semiconductor.
  • the subsequent progression until the load current Lasti to Lasts is quasi-statically reached is usually achieved with the SiC MOSFET (shown here) by oscillating the drain current IDI to IDS.
  • the oscillation and the gradient of the drain current IDI to IDS which follows the reaching of the maximum, depends on the parameters of the switching process.
  • a limit value G of the associated current gradient di/dt (curve in the bottom diagram) is set for a given load current Lasti to Lasts (switching threshold S, Lasts in the embodiment shown), from which point on the power semiconductor 10, 20 of the other semiconductor type (in this case this would be power semiconductor 20, which is formed as an IGBT) is switched over in the next switching operation.
  • This limit value G is either a minimum di/dt min or a maximum di/dt max, which is found in the di/dt curve for the load current Lasts by a corresponding comparator or component for detecting extreme values, e.g. provided in the driver.
  • the curves are shown as an example for a (SiC) MOSFET as an active power semiconductor 10.
  • the limit value G for di/dt can be read from the bottom diagram.
  • the limit value G corresponds to the value of the minimum current gradient di/dt min that occurs when the active power semiconductor 10 is switched on.
  • Figure 3 shows a view of a possible current profile of the drain current ID and the switching threshold S in a much larger time interval compared to Figure 2. If, for example, the comparator (via the di/dti criterion) has detected that the drain current ID exceeds the switching threshold S, the next switching operation E involves switching to the other power semiconductor (in this version from the MOSFET to the IGBT). The decision to switch to the other power semiconductor (here 20) is made during the switching operation E, as shown schematically in Figure 3.
  • FIG 4 shows di/dt values (in A/ns) for different load currents Load, which is represented by the current density in A/mm 2 (which depends on the semiconductor area).
  • the switching threshold S is shown in Figure 4 at a current density of 2 A/mm 2 , whereby the load current can be calculated based on the current density and knowledge of the available semiconductor area and is, for example, 200A at 2 A/mm 2.
  • the diagram shown in Figure 4 is a different representation and way of determining the limit value G.
  • the limit value G is approximately -10 A/ns at a switching threshold S of approximately 200 A, as can be seen from Figure 4.
  • the term exceeding in relation to the current gradient means that the absolute current gradient Abs (di/dt) becomes larger, i.e. in this case it is more than +10A/ns.
  • the limit value G is again undershot (based on the diagrams valid for the then active power semiconductor 20), the system switches over to the other power semiconductor 10.
  • the term undershooting means that the absolute current gradient Abs (di/dt) becomes smaller.
  • the method can make use of the effect that both the value of the negative and the positive current gradient di/dt depend monotonically on the current strength, as shown in Figure 4.
  • parameters of the current gradient di/dt evaluated for each switching operation as a function of the switching current are shown. It can be seen that both the maximum and the minimum of the current gradient di/dt min, di/dt max increase monotonically with increasing switching current. If the minimum of the current gradient di/dt is compared against the selected limit value G during the switching operation, the result serves as decision logic for the comparator as to which type of semiconductor (power semiconductor 10 or 20) should be used in the subsequent switching operation. In principle, both values are therefore suitable for evaluation.
  • the power semiconductors 10, 20 of both semiconductor types access the same freewheeling path, it is to be expected that the di/dt limit does not differ systematically. Due to different switch-on speeds (di/dt entering the zero crossing), the commutation process of the diode of the power semiconductors 10, 20 can still differ. It is therefore sensible to implement two threshold values as limit values G.
  • the first threshold value goes to the semiconductor type that is designed for low current (wide bandgap, small chip area), here the SiC MOSFET 10, the second to the semiconductor type that is designed for high current (Si, large chip area), here the Si IGBT 20.
  • An advantage of this method is that the decision logic can also be carried out directly in the gate driver unit T, e.g. by using a comparator, and thus the decision loop can be implemented very quickly.
  • Such an implementation means that the decision is made individually for each topological switch 100 (HS or LS). However, a prioritized decision signal from the higher-level control (PWM generation) can also be implemented.
  • the current gradient di/dt of the reverse recovery of the free-running diode is considered when switching on the active power semiconductor 10, 20.
  • the current gradient di/dt depends on parameters of the switching process. These include the temperature of the free-running (inactive) power semiconductor 10, 20, the dead time set in the system and, above all, the switched load current Load (li_asti, lLast2, Lasts).
  • a load that is too high for the active (switched on) power semiconductor 10 can be detected as quickly as possible, so that a switchover to the other power semiconductor 20 can then be carried out in the next switching operation.
  • a threshold value S is specified for a drain current ID in an active power semiconductor (here power semiconductor 10 formed as a MOSFET), and when this threshold value is exceeded, switching to the other power semiconductor (here power semiconductor 20 formed as an IGBT) takes place.
  • switching is provided again when the load falls below a threshold value S specified for the then active power semiconductor 20.
  • the switching Sw between the power semiconductors 10, 20 therefore takes place both when the threshold value S is exceeded and when it falls below it and depending on the currently active (switched on) power semiconductor 10 or 20.
  • the method is described below using Figures 5 to 7.
  • the specified threshold value S is exceeded, switching takes place to the power semiconductor 20 that has the larger semiconductor surface or the higher current-carrying capacity, i.e. usually to a Si component such as the IGBT.
  • the threshold value S is undershot, switching usually occurs from the (then active) IGBT to the MOSFET.
  • the proposed method is based on the evaluation of a signal in the switching curve of the active power semiconductor 10, 20 (hereinafter also referred to as switch), which depends on the electrical load.
  • the delay time tv (S) is advantageously determined in advance in a series of tests, as shown in Figure 5.
  • FIG. 5 shows three diagrams showing time signals of several switching operations when switching off (switching signal Gy of the driver T) of the active power semiconductor (in this embodiment the power semiconductor 10) from the perspective of the active power semiconductor 10 with different switching currents under otherwise identical conditions. Shown are several characteristic curves for different gate voltages UGS (top diagram) and drain currents ID (IDI, ID2, IDS) at different load currents (liasti, 2, 3, middle diagram).
  • the load current li_asti to Lasts is to be regarded as constant in the time range of the switching process and is therefore shown as a constant, continuous line in the middle diagram.
  • the drain current IDI to ID3 is transient in the time range and is shown as a dashed or dotted line in the middle diagram.
  • the bottom diagram shows the time curve of the drain-source voltage UDS (in V) of the active power semiconductor 10 for the different switched load currents li_asti, 2, 3 under otherwise identical conditions.
  • S load current for the selected drain current ID in the middle diagram
  • the threshold value S shown in Figure 6 is to be specified by the expert.
  • the value of the reference voltage URef (shown as an example in the bottom diagram in Figure 5), which serves as a criterion for evaluating the delay time tv at a specified threshold value S for the load current, is also specified by the expert.
  • URef should be selected to be higher than the highest expected forward voltage of the active switch (power semiconductor 10, 20). Typical values are 10V to 15V, but can vary depending on the application and the power semiconductor 10 or 20 to be switched. It is advantageous to select voltage values that are already present in the system of the application and are advantageously monitored, since this approach minimizes the hardware effort.
  • the curves are shown as an example for a SiC MOSFET as active power semiconductor 10.
  • the maximum current that the power semiconductor 10 is to carry is 200A (threshold value S)
  • the time t1 at which URef is exceeded by UDS can be read from the bottom diagram (both values are marked with "X" in the diagrams).
  • the gate driver unit T can therefore carry out the switching Sw for each load current after evaluating the associated delay time tv.
  • the advantage of the embodiment shown is that the detection of exceeding the maximum permitted current l_high (and thus exceeding the delay time tv) and the decision to switch to the other power semiconductor (here 20) takes place during the switch-off process A, as shown schematically in Figure 6. Thus, a minimal time elapses until the next switch-on process.
  • the delay time tv can also be evaluated during the switch-on process, whereby the same voltage value URef can be used as when switching off.
  • the evaluation of the delay time tv (Y-axis) as a function of the switched current (current intensity in A/mm 2 , X-axis) is recorded in the diagram shown in Figure 6.
  • the sign of the dependency differs between switching ON and switching OFF.
  • a monotonic relationship applies to both, so that a threshold value can be defined which serves as the switching threshold S between the power semiconductors 10, 20 of different semiconductor types.
  • This is shown in Figure 6 at a current density of 2 A/mm 2 , whereby the load current can be calculated based on the current density and knowledge of the available semiconductor area and is, for example, 2 A/mm 2 (200A).
  • the switching threshold S is advantageously chosen to be somewhat lower than the actually determined value.
  • the switching delay time tv is considered in order to make a decision to switch from one power semiconductor 10 to the other power semiconductor 20.
  • a load that is too high for the active power semiconductor 10 (too high a load current l_high) can be detected as quickly as possible, so that a switchover Sw to the other power semiconductor 20 can then be carried out (in the next switch-on process).
  • an advantage of the method according to the second embodiment is that the decision logic can also be carried out directly in the gate driver unit T and thus the decision loop can be realized very quickly.
  • such an implementation involves the decision being made individually for each topological switch 100 (HS or LS).
  • a prioritized decision signal from the higher-level control (PWM generation) can also be implemented.
  • the method as described is preferably implemented as a computer program comprising software which performs all steps of the method when executed on a computer, such as a control unit of a motor vehicle.
  • a power electronics module within the scope of this invention serves to operate an electric drive of a vehicle, in particular an electric vehicle and/or a hybrid vehicle, and/or electrified axles.
  • the Electric drive has a three-phase electric motor and an accumulator, the power electronics module being connected to both in order to generate direct current from the accumulator into alternating current that can be used for the electric motor by means of the inverter in order to drive the electric motor with it.
  • the electronics module comprises a DC/AC inverter. It can also comprise or be a part of an AC/DC rectifier, a DC/DC converter, transformer and/or another electrical converter or a part of such a converter.
  • the electronics module is used to power an electric machine, for example an electric motor and/or a generator.
  • a DC/AC inverter is preferably used to generate a multi-phase alternating current from a direct current generated by means of a DC voltage from an energy source, such as a battery/accumulator.
  • Inverters 400 for electric drives of motor vehicles 300, in particular cars and commercial vehicles, as well as buses, are designed for the high-voltage range and are designed in particular in a blocking voltage class of from approx. 650 volts.
  • the inverter is advantageously used in power electronics to operate a three-phase electric motor of a vehicle and is connected in terms of signal technology to an electronic control unit 200, or ECU for short, which serves as a driver.
  • the ECU is used to control and regulate the inverter and the electric motor.
  • the circuit arrangement described is used, for example, in inverters 400 that are installed in motor vehicles 300, as shown in Figure 8.
  • the control unit 200 can be part of the inverter 400 or can have a signal connection thereto.
  • the motor vehicle 300 can in particular have an electrically driven axle.
  • the motor vehicle 300 can basically be designed as a purely internal combustion engine motor vehicle, as a hybrid motor vehicle or as an electric vehicle. list of reference symbols

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Abstract

Vorgeschlagen wird ein Verfahren zur Ansteuerung einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter (100) eines Inverters mit mindestens einer Phase, aufweisend jeweils einen Highside Schalter und einen Lowside Schalter, von denen jeder mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter (10, 20) aufweist, wobei die Leistungshalbleiter aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind und in einem Schaltvorgang jeweils einer als aktiver Leistungshalbleiter und der andere als nicht aktiver Leistungshalbleiter wirkt. In einem ersten Fall A) wird in einem Vorabschritt für jeden der Leistungshalbleiter ein Grenzwert (G) für einen vorgegebenen Laststrom aus einem Wert eines Stromgradienten bei Einsetzen eines Reverse-Recovery Vorgangs der Freilaufdiode des aktiven Leistungshalbleiters ermittelt, wobei im Betrieb im Falle eines Überschreitens oder eines Unterschreitens, je nachdem, welcher Leistungshalbleiter gerade aktiv ist, dieses Grenzwerts im Einschaltvorgang des aktiven ersten Leistungshalbleiters ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter im nächsten Schaltvorgang erfolgt. In einem zweiten Fall B) wird in einem Vorabschritt eine Verzugszeit (tv(S)) zu einer vorgegebenen Schaltschwelle (URef) ermittelt, die ab dem Zeitpunkt eines Schaltsignals des Treibers bis zum Zeitpunkt eines Über- oder Unterschreitens, je nachdem, ob ein Einschalt- oder ein Ausschaltvorgang stattfindet, einer vorgegebenen Referenzspannung durch die zugehörige Drain-Source-Spannung definiert ist, wobei im Betrieb ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter mindestens nach einem Ablauf der im Vorabschritt ermittelten Verzugszeit nach dem Einschalten oder nach dem Ausschalten des aktiven Leistungshalbleiters im nächsten Einschaltvorgang erfolgt.

Description

Verfahren zur Ansteuerunq einer Schaltunqsanordnunq für Leistunqshalbleiter
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Elektromobilität, insbesondere der Elektronikmodule für einen Elektroantrieb.
Die Verwendung von Elektronikmodulen, etwa Leistungselektronikmodulen, bei Kraftfahrzeugen hat in den vergangenen Jahrzehnten stark zugenommen. Dies ist einerseits auf die Notwendigkeit, die Kraftstoffeinsparung und die Fahrzeugleistung zu verbessern, und andererseits auf die Fortschritte in der Halbleitertechnologie zurückzuführen.
Inverter (DC/AC-Wechselrichter), auch Stromrichter genannt, benötigen ein Leistungselektronikmodul oder ein Halbleiterpackage, damit der aus einer Batterie bzw. dem Akkumulator stammende Gleichstrom in Wechselstrom umgewandelt wird. Das Leistungselektronikmodul weist topologische Schalter mit Leistungstransistoren auf, die zum Steuern der Ströme und zur Erzeugung des Wechselstroms verwendet werden. Dabei sind unterschiedliche Ausgestaltungen von Leistungstransistoren bekannt. Unter anderem ist es bekannt, sogenannte MOSFETs (Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor) oder IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) zu verwenden. Das dabei verwendete Halbleitermaterial kann Silizium (Si), Siliziumcarbid (SiC), Galliumnitrid (GaN) oder jedes andere Halbleitermaterial sein. Auch bereits bekannt ist die Verwendung unterschiedlicher Halbleiterarten in einem topologischen Halbleiterschalter, also z.B. eine Kombination der Leistungshalbleiter SiC-MOSFET und Si- IGBT.
Die Entscheidung, welcher der parallel geschalteten Leistungshalbleiter angesteuert wird, muss anhand geeigneter Kriterien gewählt werden. Ein vielversprechender Ansatz beruht darauf, die verwendeten Halbleiterarten nach der aktuellen elektrischen Belastung zu wählen. Ein Ansatz ist daher, eine Umschaltschwelle zwischen den parallel geschalteten Leistungshalbleitern anhand des Phasenstromes zu implementieren. Das Problem dabei ist, dass der Phasenstrom nicht von der Gate-Treiber Einheit selbst gemessen wird, und eine lange Verzögerung des Befehls zum Umschalten durch den Umweg über die übergeordnete Steuerung entstehen kann. Diese Verzögerung kann dazu führen, dass der für die niedrigere Belastung (Strom) ausgelegte Leistungshalbleiter eine zu hohe Belastung (einen zu hohen Strom) erfährt und Schaden nehmen kann.
Somit liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine schnelle Erkennung der aktuellen Belastung des aktiven Leistungshalbleiters sicherzustellen, welche vom ausführenden Element, der Gate-Treiber-Einheit, schnell erfasst werden kann.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Vorgeschlagen wird ein Verfahren zur Ansteuerung einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter eines Inverters mit mindestens einer Phase, aufweisend jeweils einen Highside Schalter und einen Lowside Schalter, von denen jeder mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter aufweist, wobei die Leistungshalbleiter aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind und in einem Schaltvorgang jeweils einer als aktiver Leistungshalbleiter und der andere als nicht aktiver Leistungshalbleiter wirkt. Im Fall A) wird in einem Vorabschritt für jeden der Leistungshalbleiter ein Grenzwert für einen vorgegebenen Laststrom aus einem Wert eines Stromgradienten bei Einsetzen eines Reverse-Recovery Vorgangs der Freilaufdiode des aktiven Leistungshalbleiters ermittelt, wobei im Betrieb im Falle eines Überschreitens oder eines Unterschreitens, je nachdem, welcher Leistungshalbleiter gerade aktiv ist, dieses Grenzwerts im Einschaltvorgang des aktiven ersten Leistungshalbleiters ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter im nächsten Schaltvorgang erfolgt. Im Fall B) wird in einem Vorabschritt eine Verzugszeit zu einer vorgegebenen Schaltschwelle ermittelt, die ab dem Zeitpunkt eines Schaltsignals des Treibers bis zum Zeitpunkt eines Über- oder Unterschreitens, je nachdem, ob ein Einschalt- oder ein Ausschaltvorgang stattfindet, einer vorgegebenen Referenzspannung durch die zugehörige Drain-Source-Spannung definiert ist, wobei im Betrieb ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter mindestens nach einem Ablauf der im Vorabschritt ermittelten Verzugszeit nach dem Einschalten oder nach dem Ausschalten des aktiven Leistungshalbleiters im nächsten Einschaltvorgang erfolgt In einer Ausführung von Fall A) ist der Grenzwert ein Minimum oder ein Maximum des zum vorgegebenen Laststrom zugehörigen Stromgradienten.
In einer Ausführung von Fall B) wird die Höhe der Referenzspannung derart gewählt, dass sie einer bereits im System vorhandenen Spannung entspricht .
In einer Ausführung ist ein priorisiertes Entscheidungssignal von einer übergeordneten Regelung zusätzlich implementiert, welche das Umschalten verhindern kann.
Ferner wird ein Computerprogramm mit Software zum Durchführen aller Schritte des Verfahrens bereitgestellt, wenn es auf einem Computer ausgeführt wird.
Ferner wird eine Schaltungsanordnung bereitgestellt, die Teil eines Inverters eines Elektronikmoduls zur Ansteuerung des Elektroantriebs eines mit einem elektrischen Antrieb ausgestatteten Fahrzeugs ist, aufweisend jeweils einen Highside Schalter und einen Lowside Schalter, von denen jeder mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter aufweist, wobei die Leistungshalbleiter aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind, sowie mindestens einen Komparator und eine als Steuereinheit gebildete Gate-Treiber Einheit, und wobei die Schaltungsanordnung durch das Verfahren angesteuert wird.
In einer Ausführung ist einer der Leistungshalbleiter als SiC-MOSFET, und der andere Leistungshalbleiter als Si-IGBT gebildet.
Ferner wird ein Elektroantrieb eines Kraftfahrzeugs bereitgestellt, aufweisend ein Elektronikmodul zur Ansteuerung des Elektroantriebs, das einen Inverter mit der Schaltungsanordnung aufweist.
Ferner wird ein Kraftfahrzeug bereitgestellt, aufweisend den Elektroantrieb.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungsgemäße Einzelheiten zeigt, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert.
Figur 1 zeigt einen prinzipiellen Aufbau eines topologischen Halbleiterschalters mit Leistungshalbleitern unterschiedlicher Halbleiterart, gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 2 zeigt drei Diagramme mit Zeitsignalen beim Einschalten des aktiven Leistungshalbleiters aus Sicht des aktiven Leistungshalbleiters, gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 3 zeigt einen Ablauf der Entscheidungslogik des Umschaltens gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 4 zeigt pro Schaltvorgang in Abhängigkeit des Schaltstroms ausgewertete Parameter des Stromgradienten gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 5 zeigt drei Diagramme mit Zeitsignalen beim Ausschalten des aktiven Leistungshalbleiters aus Sicht des aktiven Leistungshalbleiters, gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 6 zeigt einen Ablauf der Entscheidungslogik des Umschaltens gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Figur 7 zeigt pro Schaltvorgang in Abhängigkeit des Schaltstroms ausgewertete Parameter des Stromgradienten gemäß einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung. Figur 8 zeigt ein Kraftfahrzeug mit einem Inverter und einer Steuereinrichtung gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung.
In den nachfolgenden Figurenbeschreibungen sind gleiche Elemente bzw. Funktionen mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Der parallele Betrieb von topologischen Halbleiterschaltern 100 mit parallel geschalteten Leistungshalbleitern 10, 20 unterschiedlicher Halbleiterarten, z.B. eines Siliziumkarbid (SiC)-MOSFETs 10 und eines Silizium (Si)-IGBTs 20, wie in Figur 1 gezeigt, ist durch mehrere Ansteuerverfahren möglich, welche durch eine entsprechende Gate-Treiber Einheit T ausgeführt werden. Die Gate-Treiber Einheit T dient dabei als Steuereinheit 200 oder ist Teil einer Steuereinheit 200 und ist mit den jeweiligen Gates GMOSFET, GIGBTI der Leistungshalbleiter 10, 20 verbunden
Ein Ziel der Auslegung von Schaltungen für Leistungshalbleiter 10, 20 eines Inverters im Automobilbereich ist es, möglichst wenig Schaltverluste zu erzeugen. Dies kann durch eine intelligente Schaltungsanordnung und Wahl der Bauteile der Schaltung bis zu einem gewissen Grad erreicht werden. Aber es ist weiteres Optimierungspotential vorhanden, indem die Ansteuerung der Schaltungsanordnung optimiert wird.
In der nachfolgenden Beschreibung wird von einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter 10, 20 eines Inverters 400 mit mindestens einer Phase ausgegangen, die jeweils einen Highside Schalter, kurz HS-Schalter, und einen Lowside Schalter, kurz LS-Schalter, aufweist. Jeder der HS bzw. LS Schalter weist in der beschriebenen Ausführung mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter 10, 20 auf, wie in Figur 1 gezeigt. Dabei ist ein erster Leistungshalbleiter 10 als unipolares Halbleiterbauelement, hier als SiC-MOSFET, gebildet. Der zweite Leistungshalbleiter 20 ist vorteilhaft ein bipolares Halbleiterbauelement, z.B. ein Si-IGBT. Das heißt, dass die Leistungshalbleiter 10, 20 aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind, also voneinander verschiedene Bauteiltypen und/oder Materialien aufweisen können. Der erste Leistungshalbleiter 10 ist in dieser Ausführung als SiC-MOSFET gebildet, kann aber auch als ein anderes, für die Anwendung geeignetes Halbleiterbauelement, z.B. als Si-MOSFET, JFET oder Kaskode, gebildet sein. Ebenso kann ein geeignetes anderes, bipolares Bauteil anstatt des IGBT (Leistungshalbleiter 20) verwendet werden.
Ziel der Erfindung ist es, ein möglichst schnelles Erkennen einer für den aktiven (eingeschalteten) Leistungshalbleiter 10 zu hohen Belastung (zu hoher Laststrom l_high) zu ermöglichen, um daraufhin im nächsten Schaltvorgang ein Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter 20 durchzuführen.
Hierfür wird in einer ersten Ausführung als Umschaltkriterium ein Grenzwert G des Stromgradientenen di/dt für jeden Leistungshalbleiter (hier 10) vorgegeben, bei dessen Überschreiten auf den anderen Leistungshalbleiter 20 umgeschaltet wird. Außerdem wird ein erneutes Umschalten bereitgestellt, wenn die Belastung wieder unterhalb eines für den anderen Leistungshalbleiter (hier 20) vorgegebenen Grenzwerts G sinkt. Das Verfahren wird nachfolgend anhand Figuren 2, 3 und 4 beschrieben. Das Umschalten bei Überschreiten eines vorgegebenen Grenzwerts G erfolgt auf den Leistungshalbleiter 20, der die größere Halbleiterfläche bzw. die höhere Stromtragfähigkeit aufweist, also in der Regel auf ein Si-Bauteil wie den IGBT. Der Grenzwert G wird vorteilhaft in einer Versuchsreihe vorab ermittelt, wie in Figur 2 anhand von Kennlinien für einen MOSFET gezeigt. Hierfür wird eine Umschaltschwelle S gewählt, welche einem vorgegebenen Laststrom käst entspricht. In der in Figur 2 gezeigten Ausführung wird als Umschaltschwelle S der Laststrom Ii_ast2 gewählt, welcher z.B. bei 200A liegt. Dabei kann die Umschaltschwelle S auch bei anderen Lastströmen liegen. Sie ist vom Fachmann vorzugeben.
Vorteilhaft wird die Umschaltschwelle S etwas niedriger als der tatsächlich ermittelte Wert gewählt.
Das vorgeschlagene Verfahren der ersten Ausführung beruht auf der Auswertung eines Signals im Schaltverlauf des aktiven Leistungshalbleiters 10, 20 (nachfolgend auch als Schalter bezeichnet), welches von der elektrischen Belastung abhängt. In Figur 2 sind drei Diagramme gezeigt, welche Zeitsignale beim Einschalten des aktiven Leistungshalbleiters (in dieser Ausführung des Leistungshalbleiters 10, der als MOS- FET gebildet ist) aus Sicht des aktiven Leistungshalbleiters 10 zeigen. Gezeigt sind mehrere Kennlinien für unterschiedliche Drain-Source-Spannungen UDS (oberstes Diagramm) und Lastströme käst (li_asti bis Lasts) und Drainströme ID, IDI bis IDS, (mittleres Diagramm). Der Laststrom Lasti bis Lasts ist im Zeitbereich des Schaltvorgangs als konstant zu betrachten und deshalb im mittleren Diagramm jeweils als konstante, durchgehende Linie eingezeichnet. Der Drainstrom IDI bis IDS ist im Zeitbereich transient und im mittleren Diagramm jeweils als gestrichelte bzw. gepunktete Linie eingezeichnet. Im untersten Diagramm ist der Zeitverlauf des Stromgradienten di/dt (in A/ns) des Leistungshalbleiters 10 für unterschiedliche geschaltete Lastströme Last (die Ströme Lasti bis Lasts aus dem mittleren Diagramm) unter ansonsten gleichen Bedingungen dargestellt.
Im mittleren Diagramm ist zu sehen, dass der Drainstrom IDI bis IDS im aktiven Leistungshalbleiter 10 beim Einschaltvorgang transient über den zu schaltenden Laststrom Lasti bis Lasts steigt, was durch kapazitiven Umladestrom und Reverse-Recovery-La- dung des freilaufenden (nicht aktiven) Leistungshalbleiters zu begründen ist. Der anschließende Verlauf bis zum quasi-statischen Erreichen des Laststroms Lasti bis Lasts wird beim (hier gezeigten) SiC-MOSFET üblicherweise unter Oszillation des Drainstroms IDI bis IDS erreicht. Die Oszillation sowie der Gradient des Drainstromes IDI bis IDS, welcher an das Erreichen des Maximums anschließt, ist abhängig von den Parametern des Schaltvorgangs.
Bei dem vorgeschlagenen Verfahren gemäß der ersten, in Figuren 2 bis 4 dargestellten Ausführung wird für einen vorgegebenen Laststrom Lasti bis Lasts (Umschaltschwelle S, in der gezeigten Ausführung Lasts) ein Grenzwert G des zugehörigen Stromgradienten di/dt (Kurve im untersten Diagramm) festgelegt, ab dem im nächsten Schaltvorgang auf den Leistungshalbleiter 10, 20 der anderen Halbleiterart (in diesem Fall wäre dies Leistungshalbleiter 20, der als IGBT gebildet ist) umgeschaltet wird. Dieser Grenzwert G ist entweder ein Minimum di/dt min oder ein Maximum di/dt max, das in der di/dt Kurve für den Laststrom Lasts von einem entsprechenden, z.B. im Treiber vorgesehenen, Komparator oder Bauteil zur Erfassung von Extremwerten gefunden wird. In Figur 2 sind die Kurven beispielhaft für einen (SiC-)MOSFET als aktiven Leistungshalbleiter 10 dargestellt. Wenn beispielsweise der maximal zulässige Strom des Halbleiters 10 bei ca. Last = 200A liegt (als Umschaltschwelle S bei Ii_ast2 in Figuren 2, 3 und 4 bezeichnet), kann der Grenzwert G für di/dt aus dem untersten Diagramm herausgelesen werden. Dabei entspricht der Grenzwert G in der gezeigten Ausführung dem Wert des minimalen Stromgradienten di/dt min, der beim Einschalten des aktiven Leistungshalbleiters 10 auftritt.
In Figur 3 ist in einem stark vergrößerten Zeitintervall gegenüber Figur 2 eine Ansicht eines möglichen Stromverlaufs des Drainstroms ID und die Schaltschwelle S darstellt. Wenn z.B. vom Komparator (über das di/dti Kriterium) erkannt wurde, dass der Drainstrom ID die Schaltschwelle S übersteigt, erfolgt im nächsten (Ein-)Schaltvorgang E ein Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter (in dieser Ausführung vom MOS- FET auf den IGBT). Die Entscheidung, auf den anderen Leistungshalbleiter (hier 20) umzuschalten, erfolgt beim Einschaltvorgang E, wie in Figur 3 schematisch dargestellt.
In Figur 4 sind di/dt-Werte (in A/ns) für unterschiedliche Lastströme Last aufgetragen, wobei diese durch die Stromdichte in A/mm2 (welche abhängig von der Halbleiterfläche ist) dargestellt ist. In diesem Diagramm wird für den betrachteten Laststrom (hier Laststrom iLastz) die Umschaltschwelle S (hier Ii_ast2 = 200A) auf der X-Achse aufgetragen und das zugehörige di/dt auf der Y-Achse als Grenzwert G abgelesen. Die Umschaltschwelle S ist in Figur 4 bei der Stromdichte von 2 A/mm2 eingezeichnet, wobei der Laststrom basierend auf der Stromdichte und der Kenntnis der vorhandenen Halbleiterfläche berechnet werden kann und beispielsweise bei 2 A/mm2200A beträgt. Das in Figur 4 gezeigte Diagramm ist eine andere Darstellung und Möglichkeit, den Grenzwert G zu bestimmen.
Es ist anzumerken, dass für jeden Leistungshalbleiter 10 und 20 ein eigener Grenzwert G zu bestimmen ist, ab dem das Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter 10 und 20 erfolgen muss. Da das Prinzip für beide Leistungshalbleiter 10 und 20 dasselbe ist, wird hier lediglich das Umschalten bei Überschreiten des Grenzwerts G für den
MOSFET beschrieben. Wenn im Betrieb der Grenzwert G überschritten (im Falle des SiC-Bauteils) wird, erfolgt in dem nächsten (Ein-)Schaltvorgang ein Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter 20. In der gezeigten Ausführung liegt der Grenzwert G bei einer Schaltschwelle S von etwa 200 A etwa bei -10 A/ns, wie aus Figur 4 erkennbar ist.
In der gezeigten ersten Ausführung bedeutet der Begriff Überschreiten in Bezug auf den Stromgradient, dass der absolute Stromgradient Abs (di/dt) größer wird, also hier mehr als +10A/ns beträgt. Umgekehrt wird bei erneutem Unterschreiten des Grenzwerts G (basierend auf den für den dann aktiven Leistungshalbleiter 20 gültigen Diagrammen) wiederum auf den anderen Leistungshalbleiter 10 umgeschaltet. In der gezeigten Ausführung bedeutet der Begriff Unterschreiten, dass der absolute Stromgradient Abs (di/dt) kleiner wird.
Durch den festgelegten Grenzwert G muss keine aufwändige zeitliche Auflösung des Signals erfolgen, da die Erkennung eines Über- bzw. Unterschreitens des festgelegten Grenzwerts G durch einen analogen Komparator erfolgen kann. Bei Auslösen des Komparators durch den im aktiven Leistungshalbleiter 10 anliegenden Drain-Strom IDI bis ID3 bzw. dessen Gradienten di/dt erfolgt das Umschalten E auf den anderen Leistungshalbleiter 10, 20 im nächsten (Ein-)Schaltvorgang, wie in Figur 3 schematisch angedeutet.
Bei dem Verfahren kann der Effekt nutzbar gemacht werden, dass sowohl der Wert des negativen als auch der des positiven Stromgradienten di/dt monoton von der Stromstärke abhängt, wie in Figur 4 dargestellt. Hier sind pro Schaltvorgang in Abhängigkeit des Schaltstroms ausgewertete Parameter des Stromgradienten di/dt gezeigt. Es ist zu sehen, dass sowohl das Maximum als auch das Minimum des Stromgradienten di/dt min, di/dt max monoton mit ansteigendem Schaltstrom zunehmen. Wird im Schaltvorgang das Minimum des Stromgradienten di/dt gegen den ausgewählten Grenzwert G verglichen, so dient das Ergebnis als Entscheidungslogik für den Komparator, welche Halbleiterart (Leistungshalbleiter 10 oder 20) im darauffolgenden Schaltvorgang verwendet werden soll. Prinzipiell eignen sich demnach beide Werte für eine Auswertung. Da die Leistungshalbleiter 10, 20 beider Halbleiterarten auf denselben Freilaufpfad zugreifen, ist zu erwarten, dass sich das di/dt-Limit nicht systematisch unterscheidet. Aufgrund unterschiedlicher Einschaltgeschwindigkeiten (einlaufendes di/dt in den Nulldurchgang) kann sich der Kommutierungsvorgang der Diode der Leistungshalbleiter 10, 20 dennoch unterscheiden. Somit ist es sinnvoll, zwei Schwellwerte als Grenzwerte G zu implementieren. Der erste Schwellwert geht auf die Halbleiterart, die für niedrige Stromstärke ausgelegt ist (Wide Bandgap, geringe Chipfläche), hier den SiC-MOSFET 10, der zweite auf die Halbleiterart, die für hohe Stromstärke ausgelegt ist (Si, hohe Chipfläche), hier den Si-IGBT 20.
Ein Vorteil dieser Methode ist, dass die Entscheidungslogik auch direkt in der Gate- Treiber Einheit T vorgenommen werden kann, z.B. durch Verwenden eines Komparators, und somit die Entscheidungsschleife sehr schnell realisiert werden kann.
Einer solcher Umsetzung geht einher, dass die Entscheidung für jeden topologischen Schalter 100 (HS oder LS) einzeln getroffen wird. Ein priorisiertes Entscheidungssignal von der übergeordneten Regelung (PWM-Erzeugung) kann aber zusätzlich implementiert werden.
Wie bereits ausgeführt, wird gemäß der ersten Ausführung der Stromgradient di/dt des Reverse Recovery der freilaufenden Diode beim Einschalten des aktiven Leistungshalbleiters 10, 20 betrachtet. Der Stromgradient di/dt hängt von Parametern des Schaltvorganges ab. Dazu zählen unter anderem die Temperatur des freilaufenden (nicht aktiven) Leistungshalbleiters 10, 20, die im System eingestellte Totzeit und vor allem der geschaltete Laststrom Last (li_asti, lLast2, Lasts).
Gemäß der ersten Ausführung wird ein möglichst schnelles Erkennen einer für den aktiven (eingeschalteten) Leistungshalbleiter 10 zu hohen Belastung (zu hoher Laststrom l_high) ermöglicht, so dass daraufhin im nächsten Schaltvorgang ein Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter 20 durchgeführt werden kann. In einer weiteren, in Figuren 5 bis 7 dargestellten Ausführung wird ein Schwellwert S für einen Drainstrom ID in einem aktiven Leistungshalbleiter (hier als MOSFET gebildeter Leistungshalbleiter 10) vorgegeben, bei dessen Überschreiten auf den anderen Leistungshalbleiter (hier als IGBT gebildeter Leistungshalbleiter 20) umgeschaltet wird. Außerdem wird ein erneutes Umschalten bereitgestellt, wenn die Belastung wieder unterhalb einer für den dann aktiven Leistungshalbleiter 20 vorgegebenen Schwellwert S sinkt. Das Umschalten Sw zwischen den Leistungshalbleitern 10, 20 erfolgt also sowohl bei Überschreiten als auch bei Unterschreiten des Schwellwerts S und je nach aktuell aktivem (eingeschaltetem) Leistungshalbleiter 10 oder 20. Das Verfahren wird nachfolgend anhand Figuren 5 bis 7 beschrieben. Das Umschalten bei Überschreiten des vorgegebenen Schwellwerts S erfolgt auf den Leistungshalbleiter 20, der die größere Halbleiterfläche bzw. die höhere Stromtragfähigkeit aufweist, also in der Regel auf ein Si-Bauteil wie den IGBT. Ein Umschalten bei Unterschreiten des Schwellwerts S erfolgt in der Regel vom (dann aktiven) IGBT auf den MOSFET.
Das vorgeschlagene Verfahren beruht auf der Auswertung eines Signals im Schaltverlauf des aktiven Leistungshalbleiters 10, 20 (nachfolgend auch als Schalter bezeichnet), welches von der elektrischen Belastung abhängt. Bei dem vorgeschlagenen Verfahren wird die Schaltverzugszeit oder Verzugszeit tv (S) bei einer vorgegebenen Schaltschwelle S, welche in der gezeigten Ausführung z.B. bei Laststrom li_ast=200A liegt, des aktiven Leistungshalbleiters 10 oder 20 betrachtet, also die Zeit t zwischen dem Umschalten der Steuerspannung (Ein- oder Aus-Schaltsignal Gy des Treibers T zum Zeitpunkt t=0) bis zum Erreichen eines ausgewählten Zustandes (vorgegebene Spannung UDS als Uref) am aktiven Leistungshalbleiter 10 oder 20 (zum Zeitpunkt t1 ). Die Verzugszeit tv (S) wird vorteilhaft in einer Versuchsreihe vorab ermittelt, wie in Figur 5 gezeigt.
In Figur 5 sind drei Diagramme gezeigt, welche Zeitsignale mehrerer Schaltvorgänge beim Ausschalten (Schaltsignal Gydes Treibers T) des aktiven Leistungshalbleiters (in dieser Ausführung des Leistungshalbleiters 10) aus Sicht des aktiven Leistungshalbleiters 10 mit unterschiedlichem Schaltstrom unter ansonsten identischen Bedingungen zeigen. Gezeigt sind mehrere Kennlinien für unterschiedliche Gate-Spannungen UGS (oberstes Diagramm) und Drainströme ID (IDI, ID2, IDS) bei unterschiedlichen Lastströmen käst (liasti , 2, 3, mittleres Diagramm). Der Laststrom li_asti bis Lasts ist im Zeitbereich des Schaltvorgangs als konstant zu betrachten und deshalb im mittleren Diagramm jeweils als konstante, durchgehende Linie eingezeichnet. Der Drainstrom IDI bis ID3 ist im Zeitbereich transient und im mittleren Diagramm jeweils als gestrichelte bzw. gepunktete Linie eingezeichnet. Im untersten Diagramm ist der Zeitverlauf der Drain-Source-Spannung UDS (in V) des aktiven Leistungshalbleiters 10 für die unterschiedlichen geschalteten Lastströme li_asti , 2, 3 unter ansonsten gleichen Bedingungen dargestellt.
Zum Zeitnullpunkt t=0 startet der Schaltvorgang (Schaltsignal bzw. Steuersignal GT). Aus den Diagrammen ist offensichtlich, dass die Verzugszeit tv zwischen dem Start des Schaltvorganges (t=0) und dem Erreichen und Überschreiten einer vorgegebenen Grenze von Uref (zum Zeitpunkt t1 ) durch die Drain-Source-Spannung UDS deutlich vom geschalteten Laststrom li_asti, 2, 3 abhängt. Somit kann für jeden geschalteten Laststrom liasti , 2, 3, welcher durch die Schaltschwelle S (Laststrom für den gewählten Drainstrom ID im mittleren Diagramm) definiert wird, eine individuelle Verzugszeit tv (S) bestimmt werden. Mindestens ab deren Erreichen (also auch zu einem späteren Zeitpunkt) wird im nächsten Einschaltvorgang auf den Leistungshalbleiter der anderen Halbleiterart (in diesem Fall wäre dies Leistungshalbleiter 20) umgeschaltet.
Der in Figur 6 eingezeichnete Schwellwert S ist vom Fachmann vorzugeben. Der Wert der Referenzspannung URef (im untersten Diagramm in Figur 5 beispielhaft eingezeichnet), welcher als Kriterium zur Auswertung der Verzugszeit tv bei einem vorgegebenen Schwellwert S für den Laststrom dient, wird ebenfalls vom Fachmann vorgegeben. URef sollte höher als die höchste zu erwartende Durchlassspannung des aktiven Schalters (Leistungshalbleiter 10, 20) gewählt werden. Typische Werte liegen bei 10V bis 15V, können aber je nach Anwendung und zu schaltendem Leistungshalbleiter 10 oder 20 variieren. Vorteilhaft werden Spannungswerte gewählt, die sowieso schon im System der Anwendung vorhanden und vorteilhaft überwacht sind, da dieses Vorgehen den Hardwareaufwand minimiert.
In Figur 5 sind die Kurven beispielhaft für einen SiC-MOSFET als aktiven Leistungshalbleiter 10 dargestellt. Wenn beispielsweise der maximale Strom, den der Leistungshalbleiter 10 tragen soll, bei 200A liegt (Schwellwert S), kann für einen gegebenen Wert von URef der Zeitpunkt t1 des Überschreitens von URef durch UDS aus dem untersten Diagramm herausgelesen werden (beide Werte sind in den Diagrammen mit „X“ gekennzeichnet). Die Verzugszeit tv, nach welcher von dem einen auf den anderen Leistungshalbleiter 10, 20 umgeschaltet wird, ist damit das Zeitintervall zwischen t=0 und t1 der Kurve, die zum Schwellwert S (dem gewählten Laststrom) gehört. Somit kann die Gate-Treiber Einheit T je Laststrom das Umschalten Sw nach Auswertung der zugehörigen Verzugszeit tv durchführen.
Vorteilhaft bei der gezeigten Ausführung ist, dass das Erkennen des Überschreitens des maximal erlaubten Stroms l_high (und damit ein Überschreiten der Verzugszeit tv) und die Entscheidung, auf den anderen Leistungshalbleiter (hier 20) umzuschalten, beim Ausschaltvorgang A erfolgt, wie in Figur 6 schematisch dargestellt. Somit verstreicht bis zum nächsten Einschaltvorgang eine minimale Zeit.
Die Verzugszeit tv kann ebenso beim Einschaltvorgang ausgewertet werden, wobei derselbe Spannungswert URef verwendet werden kann wie beim Ausschalten. Die Verzugszeit tv zwischen Beginn des Schaltvorganges (t=0) und dem Unterschreiten der Referenzschwelle, welche z.B. U ef = 10V bis U ef = 15V ist, ist auch beim Einschalten abhängig vom Schaltstrom (Laststrom).
Die Auswertung der Verzugszeit tv (Y-Achse) in Abhängigkeit des geschalteten Stroms (Stromstärke in A/mm2, X-Achse) ist im in Figur 6 dargestellten Diagramm aufgenommen. Das Vorzeichen der Abhängigkeit unterscheidet sich zwischen Einschalten EIN und Ausschalten AUS. Für beide gilt jedoch ein monotoner Zusammenhang, sodass ein Schwellwert definiert werden kann, welcher als Schaltschwelle S zwischen den Leistungshalbleitern 10, 20 unterschiedlicher Halbleiterart dient. Diese ist in Figur 6 bei der Stromdichte von 2 A/mm2 eingezeichnet, wobei der Laststrom basierend auf der Stromdichte und der Kenntnis der vorhandenen Halbleiterfläche berechnet werden kann und beispielsweise bei 2 A/mm2 (200A) beträgt. Vorteilhaft wird die Schaltschwelle S etwas geringer als der tatsächlich ermittelte Wert gewählt. Das in Figur 6 gezeigte Diagramm ist eine andere Darstellung und Möglichkeit, die Verzugszeit tv zu bestimmen. Wie bereits ausgeführt, wird in einer bevorzugten Ausführung die Schaltverzugszeit tv betrachtet, um eine Entscheidung zum Umschalten von einem Leistungshalbleiter 10 auf den anderen Leistungshalbleiter 20 zu treffen. Die Schaltverzugszeit tv ist also in einer Ausführung die Zeit ab dem Ausschaltsignal Gy des Treibers T (zum Zeitpunkt t=0) bis zum Zeitpunkt t1 der Überschreitung einer vorgegebenen Referenzspannung URef beim Ausschalten des aktiven Leistungshalbleiters 10, 20. Die Schaltverzugszeit tv ist in einer weiteren Ausführung die Zeit ab dem Einschaltsignal Gy des Treibers T (zum Zeitpunkt t=0) bis zum Zeitpunkt t1 der Unterschreitung einer vorgegebenen Referenzspannung URef beim Einschalten des aktiven Leistungshalbleiters 10, 20.
Gemäß dieser Ausführung wird ein möglichst schnelles Erkennen einer für den aktiven Leistungshalbleiter 10 zu hohen Belastung (zu hoher Laststrom l_high) zu ermöglicht, so dass daraufhin (im nächsten Einschaltvorgang) ein Umschalten Sw auf den anderen Leistungshalbleiter 20 durchgeführt werden kann.
Wie auch bei der Methode der ersten Ausführung ist ein Vorteil der Methode gemäß der zweiten Ausführung, dass die Entscheidungslogik auch direkt in der Gate-Treiber Einheit T vorgenommen werden kann und somit die Entscheidungsschleife sehr schnell realisiert werden kann.
Wie auch bei der Methode der ersten Ausführung geht einer solcher Umsetzung einher, dass die Entscheidung für jeden topologischen Schalter 100 (HS oder LS) einzeln getroffen wird. Ein priorisiertes Entscheidungssignal von der übergeordneten Regelung (PWM-Erzeugung) kann aber zusätzlich implementiert werden.
Das Verfahren, wie beschrieben, wird bevorzugt als ein Computerprogramm mit Software implementiert, das alle Schritte des Verfahrens durchführt, wenn es auf einem Computer, wie etwa einer Steuereinheit eines Kraftfahrzeugs, ausgeführt wird.
Ein Leistungselektronikmodul (Elektronikmodul) im Rahmen dieser Erfindung dient zum Betreiben eines Elektroantriebs eines Fahrzeugs, insbesondere eines Elektrofahrzeugs und/oder eines Hybridfahrzeugs, und/oder elektrifizierter Achsen. Der Elektroantrieb weist einen dreiphasigen Elektromotor und einen Akkumulator auf, wobei das Leistungselektronikmodul mit beiden verbunden ist, um vom Akkumulator eingehenden Gleichstrom in für den Elektromotor verwendbaren Wechselstrom mittels des Inverters zu erzeugen, um den Elektromotor damit anzutreiben. Das Elektronikmodul umfasst einen DC/AC-Wechselrichter (Engi.: Inverter). Es kann außerdem einen AC/DC-Gleichrichter (Engl.: Rectifier), einen DC/DC-Wandler (Engl.: DC/DC Converter), Transformator (Engl.: Transformer) und/oder einen anderen elektrischen Wandler oder ein Teil eines solchen Wandlers umfassen oder ein Teil hiervon sein. Insbesondere dient das Elektronikmodul zum Bestromen einer E-Maschine, beispielsweise eines Elektromotors und/oder eines Generators. Ein DC/AC-Wechsel- richter dient vorzugsweise dazu, aus einem mittels einer DC-Spannung einer Energiequelle, etwa einer Batterie/einem Akkumulator, erzeugten Gleichstrom einen mehrphasigen Wechselstrom zu erzeugen.
Inverter 400 für Elektroantriebe von Kraftfahrzeugen 300, insbesondere PKW und NKW, sowie Bussen, sind für den Hochvoltbereich ausgelegt und sind insbesondere in einer Sperrspannungsklasse von ab ca. 650 Volt ausgelegt. Der Inverter wird vorteilhaft in einer Leistungselektronik zum Betrieb eines dreiphasigen Elektromotors eines Fahrzeugs verwendet und ist mit einer als Treiber dienenden elektronischen Steuereinheit 200, kurz ECU, signaltechnisch verbunden. Die ECU dient dazu, den Inverter und den Elektromotor anzusteuern und zu regeln.
Anwendung findet die beschriebene Schaltungsanordnung beispielsweise in Invertern 400, die in Kraftfahrzeugen 300 verbaut sind, wie in Figur 8 gezeigt. Die Steuereinheit 200 kann dabei Teil des Inverters 400 sein oder damit in Signalverbindung stehen. Das Kraftfahrzeug 300 kann insbesondere eine elektrisch angetriebene Achse aufweisen. Das Kraftfahrzeug 300 kann grundsätzlich als rein verbrennungsmotorisches Kraftfahrzeug, als Hybrid-Kraftfahrzeug oder als Elektrofahrzeug ausgebildet sein. Bezuqszeichenliste
100 topologischer Halbleiterschalter
10, 20 Leistungshalbleiter
G Grenzwert
S Umschaltschwelle
Uref Referenzspannung
A Ausschaltvorgang
Sw Umschalten auf den anderen Leistungshalbleiter
200 Steuereinheit
T Gate-Treiber Einheit
300 Kraftfahrzeug
400 Inverter

Claims

Patentansprüche
1 . Verfahren zur Ansteuerung einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter (10, 20) eines Inverters (400) mit mindestens einer Phase, aufweisend jeweils einen Highside Schalter und einen Lowside Schalter, von denen jeder mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter (10, 20) aufweist, wobei die Leistungshalbleiter (10, 20) aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind und in einem Schaltvorgang jeweils einer als aktiver Leistungshalbleiter (10, 20) und der andere als nicht aktiver Leistungshalbleiter (10, 20) wirkt, und wobei
Fall A) in einem Vorabschritt für jeden der Leistungshalbleiter (10, 20) ein Grenzwert (G) für einen vorgegebenen Laststrom (käst) aus einem Wert eines Stromgradienten (di/dt) bei Einsetzen eines Reverse-Recovery Vorgangs der Freilaufdiode des aktiven Leistungshalbleiters (10, 20) ermittelt wird, und wobei im Betrieb im Falle eines Überschreitens oder eines Unterschreitens, je nachdem, welcher Leistungshalbleiter (10, 20) gerade aktiv ist, dieses Grenzwerts (G) im Einschaltvorgang des aktiven ersten Leistungshalbleiters (10, 20) ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter (10, 20) im nächsten Schaltvorgang erfolgt, oder wobei
Fall B) in einem Vorabschritt eine Verzugszeit (tv) zu einer vorgegebenen Schaltschwelle (S) ermittelt wird, die ab dem Zeitpunkt (t=0) eines Schaltsignals (GT) des Treibers (T) bis zum Zeitpunkt (t1 ) eines Über- oder Unterschreitens, je nachdem, ob ein Einschalt- oder ein Ausschaltvorgang stattfindet, einer vorgegebenen Referenzspannung (URef) durch die zugehörige Drain-Source-Spannung (UDS) definiert ist, und wobei im Betrieb ein Umschalten auf den nicht aktiven Leistungshalbleiter (10, 20) mindestens nach einem Ablauf der im Vorabschritt ermittelten Verzugszeit (tv) nach dem Einschalten oder nach dem Ausschalten des aktiven Leistungshalbleiters (10, 20) im nächsten Einschaltvorgang erfolgt.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei im Fall A) der Grenzwert (G) ein Minimum (di/dt min) oder ein Maximum (di/dt max) des zum vorgegebenen Laststrom (Last) zugehörigen Stromgradienten (di/dt) ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei im Fall B) die Höhe der Referenzspannung (URef) derart gewählt wird, dass sie einer bereits im System vorhandenen Spannung entspricht.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein priorisiertes Entscheidungssignal von einer übergeordneten Regelung zusätzlich implementiert ist, welche das Umschalten verhindern kann.
5. Computerprogramm mit Software zum Durchführen aller Schritte des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wenn es auf einem Computer ausgeführt wird.
6. Schaltungsanordnung, die Teil eines Inverters (400) eines Elektronikmoduls zur Ansteuerung des Elektroantriebs eines mit einem elektrischen Antrieb ausgestatteten Fahrzeugs ist, aufweisend jeweils einen Highside Schalter und einen Lowside Schalter, von denen jeder mindestens zwei zueinander parallel geschaltete Leistungshalbleiter (10, 20) aufweist, wobei die Leistungshalbleiter (10, 20) aus unterschiedlichen Halbleiterarten gebildet sind, sowie mindestens einen Komparator und eine als Steuereinheit (200) gebildete Gate-Treiber Einheit (T), und wobei die Schaltungsanordnung durch das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4 angesteuert wird.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, wobei einer der Leistungshalbleiter (10) als SiC-MOSFET, und der andere Leistungshalbleiter (20) Si-IGBT gebildet ist.
8. Elektroantrieb eines Kraftfahrzeugs (300), aufweisend ein Elektronikmodul zur Ansteuerung des Elektroantriebs, das einen Inverter (400) mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7 aufweist.
9. Kraftfahrzeug (300), aufweisend einen Elektroantrieb nach Anspruch 8.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102021207311A1 (de) * 2021-07-12 2023-01-12 Zf Friedrichshafen Ag Verfahren zur Momentanwert abhängigen Ansteuerung eines topologischen Halbleiterschalters für ein Leistungselektroniksystem in Echtzeit

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4816139B2 (ja) * 2006-02-27 2011-11-16 株式会社日立製作所 パワー半導体スイッチング素子の駆動回路
JP6988517B2 (ja) * 2018-01-25 2022-01-05 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
DE102020101549A1 (de) * 2020-01-23 2021-07-29 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Ansteuerschaltung für leistungshalbleiter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102021207311A1 (de) * 2021-07-12 2023-01-12 Zf Friedrichshafen Ag Verfahren zur Momentanwert abhängigen Ansteuerung eines topologischen Halbleiterschalters für ein Leistungselektroniksystem in Echtzeit

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