DE112020007591T5

DE112020007591T5 - Treibereinrichtung zum treiben eines halbleiterelements, halbleitereinrichtung, sowie energie-umwandlungseinrichtung

Info

Publication number: DE112020007591T5
Application number: DE112020007591.5T
Authority: DE
Inventors: Yohei MITSUI; Yasutaka Imamura; Takeshi Horiguchi; Yasushige Mukunoki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-09-07
Filing date: 2020-09-07
Publication date: 2023-06-22
Also published as: US20230261654A1; JP7523552B2; CN116491039A; JPWO2022049772A1; WO2022049772A1

Abstract

Eine Halbleitereinrichtung (D) weist ein Leistungs-Schaltelement (1) und eine Treibereinrichtung (100) zum Treiben des Leistungs-Schaltelements (1) auf. Die Treibereinrichtung (100) weist Folgendes auf: eine Spannungsquelle (3), ein Schaltelement (15), einen Kondensator (4), der parallel zur ersten Spannungsquelle (3) geschaltet ist, wobei das Schaltelement (15) dazwischengefügt ist; ein Schaltelement (5, 6), das zwischen dem Kondensator (4) und einem Gateanschluss des Leistungs-Schaltelements (1) angeordnet ist, eine erste Vergleichseinrichtung (U1) zum Ausgeben eines Ergebnisses des Vergleichs zwischen einer Spannung des Kondensators (4) und einem Referenzwert VQR, eine zweite Vergleichseinrichtung (U2) zum Ausgeben eines Ergebnisses des Vergleichs zwischen einer Gatespannung des Leistungs-Schaltelements (1) und einem Referenzwert VR, und eine Kurzschluss-Bestimmungseinheit (14), die eine Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses des Leistungs-Schaltelements (1) durchführt, und zwar auf der Basis eines Ausgangssignals aus der ersten Vergleichseinrichtung (U1) und eines Ausgangssignals aus der zweiten Vergleichseinrichtung (U2).

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Treibereinrichtung zum Treiben eines Halbleiterelements, eine Halbleitereinrichtung und eine Energie-Umwandlungseinrichtung, die das Halbleiterelement und die Treibereinrichtung aufweist.
STAND DER TECHNIK
Ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT), der aus Silizium (Si) gebildet ist, wird oft als ein Leistungshalbleiterelement verwendet, das in einem Stromrichter enthalten ist. In jüngster Zeit wird vermehrt zur weiteren Verringerung der Größe und für einen noch höheren Wirkungsgrad des Stromrichters ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) verwendet, der aus Siliziumkarbid (SiC) gebildet ist.
Wenn ein Kurzschluss in einem Leistungshalbleiterelement in einem Stromrichter auftritt, fließt ein hoher Strom, während eine Gleichstrom- (DC-) Verbindungsspannung des Stromrichters an das Leistungshalbleiterelement angelegt wird, und es können enorme Energieverluste (Wärme) erzeugt werden. Daher wird, um die Zuverlässigkeit des Stromrichters zu gewährleisten, wünschenswerterweise eine Schaltung zum Detektieren des Kurzschlusszustandes des Leistungshalbleiterelements vorgesehen.
Einige herkömmliche Treibereinrichtungen zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements weisen eine Einrichtung zum Detektieren des Werts von Gateladungen auf, die dem Gate des Leistungshalbleiterelements zugeführt werden, und eine Einrichtung zum Detektieren der Gatespannung des Leistungshalbleiterelement, und zwar als Einrichtungen zum schnellen Detektieren des Kurzschlusszustands des Leistungshalbleiterelements (siehe beispielsweise PTL 1).
LITERATURVERZEICHNIS
PATENTLITERATUR
PTL1: Japanische Patent-Offenlegungsschrift Nr. 2015-53749
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Technisches Problem
Die Treibereinrichtung, die in der japanischem Patent-Offenlegungsschrift Nr. 2015-53749 (PTL 1) beschrieben ist, benötigt eine Detektionseinrichtung zum Detektieren der Menge bzw. des Werts von Gateladungen zum Detektieren des Kurzschlusszustands, indem sie die Tatsache nutzt, dass die Relation zwischen dem Wert der Gateladungen und der Gatespannung zwischen dem Kurzschlusszustand und einem normalen Zustand verschieden ist. Diese Detektionseinrichtung detektiert einen Gatestrom, indem sie die Ausgabe aus einem Stromsensor und die Spannung am Gatewiderstand überwacht, und sie detektiert den Wert der Gateladungen, indem sie die detektierten Gateströme integriert. Daher benötigt die Treibereinrichtung einen Integrierer, der auf nachteilhafte Weise die Schaltung vergrößert.
Die vorliegende Offenbarung wurde gemacht, um das oben beschriebene Problem zu lösen. Es ist ihre Aufgabe, die Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses eines Leistungshalbleiterelements mit einer vereinfachten Schaltung zu ermöglichen, ohne einen Integrierer zu verwenden.
Lösung des Problems
Eine Treibereinrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung ist eine Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements, das einen Gateanschluss aufweist, und sie weist Folgendes auf: eine erste Spannungsquelle, ein Schaltelement, einen Kondensator, der parallel zur ersten Spannungsquelle geschaltet ist, wobei das Schaltelement dazwischengefügt ist, eine Schalteinrichtung, die zwischen dem Kondensator und dem Gateanschluss des Halbleiterelements angeordnet ist und konfiguriert ist zum Schalten einer Spannung, die an den Gateanschluss angelegt wird, eine erste Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das das Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Spannung des Kondensators und einem ersten Referenzwert angibt, eine zweite Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das das Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Spannung oder einem Ableitungswert der Spannung am Gateanschluss und einem zweiten Referenzwert angibt, und eine Bestimmungseinheit zum Bestimmen, ob das Halbleiterelement in einem Kurzschlusszustand ist, auf der Basis eines Ausgangssignals aus der ersten Vergleichseinrichtung und eines Ausgangssignals aus der zweiten Vergleichseinrichtung.
In der Treibereinrichtung wird die Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses des Halbleiterelements nicht auf der Basis eines Ergebnisses der direkten Detektion eines Werts von Gateladungen gemacht, sondern auf der Basis der Überwachung einer Spannung des Kondensators und einer Gatespannung des Schaltelements oder deren Ableitungswert. Daher kann die Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses des Halbleiterelements mit einer vereinfachten Schaltung vorgenommen werden, ohne einen Integrierer zu verwenden, um den Wert der Gateladungen zu detektieren.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Offenbarung kann eine Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses eines Leistungshalbleiterelements mit einer vereinfachten Schaltung durchgeführt werden, ohne Verwendung eines Integrierers.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm (Nr. 1), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
2 ist ein Diagramm, das die Relation zwischen einem Wert von Gateladungen und einer Gatespannung und die Relation zwischen einer Kondensatorspannung und einer Gatespannung zeigt.
3 ist ein Ablaufdiagramm, das eine beispielhafte Prozedur der Verarbeitung durch eine Kurzschluss-Bestimmungseinheit zeigt.
4 ist ein Diagramm (Nr. 2), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
5 ist ein Diagramm (Nr. 3), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
6 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Relation zwischen einem Wert von Gateladungen und einem Gatestrom zeigt.
7 ist ein Diagramm (Nr. 4), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
8 ist ein Diagramm (Nr. 5), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
9 ist ein Diagramm (Nr. 1), das die beispielhafte Relation zwischen einem Wert von Gateladungen und einer Gatespannung zeigt.
10 ist ein Diagramm (Nr. 6), das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung zeigt.
11 ist ein Diagramm (Nr. 2), das die beispielhafte Relation zwischen einem Wert von Gateladungen und einer Gatespannung zeigt.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Energie-Umwandlungssystems zeigt.

BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird unten detailliert unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Gleichen oder entsprechenden Elementen in den Zeichnungen sind die gleichen Bezugszeichen zugewiesen, und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung D zeigt, die eine Treibereinrichtung 100 aufweist, gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform. Die Halbleitereinrichtung D weist ein Schaltelement 1 auf, das ein Leistungshalbleiterelement ist, sowie eine Treibereinrichtung 100 zum Treiben des Schaltelements 1.
In der vorliegenden ersten Ausführungsform wird ein Beispiel beschrieben, in dem das Schaltelement 1 mittels eines MOSFET implementiert ist. Im Allgemeinen ist der MOSFET so konfiguriert, dass er in einem Ausschaltzustand (einem Blockierungszustand) ist, in dem kein Drainstrom (ein Strom, der zwischen Source und Drain) fließt, erzeugt wird, wenn eine Gatespannung (eine Spannung zwischen Gate und Source) niedriger als eine Schwellenspannung ist, und in einem Einschaltzustand (einem leitenden Zustand) ist, in dem der Drainstrom erzeugt wird, wenn die Gatespannung gleich hoch wie oder höher als die Schwellenspannung ist.
Jedes der Schaltelemente 5, 6, 15 und 50, die unten beschrieben werden, sind ebenfalls mittels eines MOSFET implementiert, ähnlich wie das Schaltelement 1. Das Schaltelement 1 und die Schaltelemente 5, 6, 15 und 50 sind nicht auf MOSFETs beschränkt, sondern können auch jeweils beispielsweise mittels eines spannungsgetriebenen Halbleiterelements wie z. B. eines IGBTs implementiert sein. Das IGBT kann ein rückwärtsleitendes IGBT (RC-IGBT) sein.
Die Schaltelemente 1, 5, 6 und 15 sind mit einer Einrichtung verwendbar, die aus irgendeinem von Silizium (Si), Siliziumkarbid (SiC), Galliumnitrid (GaN) und Galliumoxid (Ga₂O₃) gebildet ist.
Die Treibereinrichtung 100 weist Folgendes auf: eine Anweisungseinheit a 2, Spannungsquellen 3, 7 und 9, einen Kondensator 4, Schaltelemente 5, 6 und 15, eine Diode 8, ein Paar von Ausgangsanschlüssen 17 und 18, eine erste Vergleichseinrichtung U1, eine zweite Vergleichseinrichtung U2, eine Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 und einen Gatewiderstand 16. Die erste Vergleichseinrichtung U1 weist eine Vergleichseinheit 10 und ein Spannungsquelle 11 auf. Die zweite Vergleichseinrichtung U2 weist eine Vergleichseinheit 12 und eine Spannungsquelle 13 auf.
Die Ausgangsanschlüsse 17 und 18 sind mit Gate bzw. Source des Schaltelements 1 verbunden.
Die Spannungsquelle 3 ist mit dem Kondensator 4 verbunden, wobei das Schaltelement 15 dazwischengefügt ist. Genauer gesagt: Die Spannungsquelle 3 hat eine positive Elektrode, die mit dem einen Ende des Kondensators 4 verbunden ist, wobei das Schaltelement 15 dazwischengefügt ist, und hat eine negative Elektrode, die mit dem anderen Ende des Kondensators 4 verbunden ist.
Die Spannungsquelle 9 ist in Reihe zur Spannungsquelle 3 geschaltet. Spannungsquelle 9 hat eine positive Elektrode, die mit der negativen Elektrode der Spannungsquelle 3 und dem Ausgangsanschluss 18 verbunden ist, und hat eine negative Elektrode, die mit dem Drainanschluss des Schaltelements 6 verbunden ist.
Der Kondensator 4 ist parallel zur ersten Spannungsquelle 3 geschaltet, wobei das Schaltelement 15 dazwischengefügt ist.
Die Spannungsquelle 7 ist mit dem einen Ende des Kondensators 4 verbunden, wobei die Diode 8 dazwischengefügt ist, und führt eine Treiberspannung Von dem einen Ende des Kondensators 4 zu. Die Spannungsquelle 7 und die Diode 8 stabilisieren eine Spannung im eingeschwungenen Einschaltzustand des Schaltelements 1 bei der Treiberspannung Von.
Das Schaltelement 5 ist mit einem N-type MOSFET implementiert. Das Schaltelement 5 hat einen Sourceanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss 17 der Treibereinrichtung 100 verbunden ist, wobei der Gatewiderstand 16 dazwischengefügt ist. Der Gatewiderstand 16 ist ein Widerstand zum Einstellen der Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements 5. Das Schaltelement 5 hat einen Drainanschluss, der mit dem einen Ende des Kondensators 4 verbunden ist, und der mit der positiven Elektrode der Spannungsquelle 3 verbunden ist, wobei das Schaltelement 15 dazwischengefügt ist.
Das Schaltelement 5 hat einen Gateanschluss, der mit der Anweisungseinheit 2 verbunden ist, und nimmt eine Gatespannung von der Anweisungseinheit 2 entgegen. Wenn die Gatespannung von der Anweisungseinheit 2 an den Gateanschluss des Schaltelements 5 angelegt wird, wird das Schaltelement 5 eingeschaltet, und das eine Ende des Kondensators 4 und der Ausgangsanschluss 17 werden miteinander verbunden. Die Ausgangsspannung aus der Treibereinrichtung 100 ist folglich auf die Spannung des Kondensators 4 (die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 4, die unten einfach als „Kondensatorspannung“ bezeichnet wird) vorgegeben.
Das Schaltelement 6 ist mit einem N-type MOSFET implementiert, ähnlich wie das Schaltelement 5. Das Schaltelement 6 hat einen Drainanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss 17 der Treibereinrichtung 100 verbunden ist, wobei der Gatewiderstand 16 dazwischengefügt ist. Das Schaltelement 6 hat einen Sourceanschluss, der mit der negativen Elektrode der Spannungsquelle 9 verbunden ist.
Das Schaltelement 6 hat einen Gateanschluss, der mit der Anweisungseinheit 2 verbunden ist, und nimmt eine Gatespannung von der Anweisungseinheit 2 entgegen. Wenn die Gatespannung von der Anweisungseinheit 2 an den Gateanschluss des Schaltelements 6 angelegt wird, wird das Schaltelement 6 eingeschaltet, und die negative Elektrode der Spannungsquelle 9 und der Ausgangsanschluss 17 werden miteinander verbunden. Die Ausgangsspannung ist folglich auf ein negatives Vorspannungs-Potenzial Voff vorgegeben, das von der Spannungsquelle 9 zugeführt wird.
Die Schaltelemente 5 und 6 werden von der Anweisungseinheit 2 so gesteuert, dass sie zueinander komplementär arbeiten. Genauer gesagt: Während das Schaltelement 5 eingeschaltet ist, ist das Schaltelement 6 ausgeschaltet, und während das Schaltelement 5 ausgeschaltet ist, ist das Schaltelement 6 eingeschaltet. Folglich kann die Treiberspannung Von an den Gateanschluss des Schaltelement 1 gelegt werden, während das Schaltelement 1 im eingeschwungenen Einschaltzustand ist, und das negative Vorspannungs-Potenzial Voff kann an den Gateanschluss des Schaltelements 1 gelegt werden, während das Schaltelement 1 im eingeschwungenen Ausschaltzustand ist.
Die Anweisungseinheit 2 steuert das Ein- und Ausschalten der Schaltelemente 5, 6 und 15, indem sie Gatespannungen für die jeweiligen Schaltelemente 5, 6 und 15 bereitstellt, und zwar mit einem Timing, das im Voraus zugewiesen ist, auf der Basis eines extern bereitgestellten Gatesignals. Die Anweisungseinheit ist so konfiguriert, dass sie das Ein-/Ausschalten des Schaltelements 5, das Ein-/Ausschalten des Schaltelements 6 und das Ein-/Ausschalten des Schaltelements 15 individuell steuert.
Das Schaltelement 1 schaltet zwischen den Einschalt- und Ausschaltzuständen auf der Basis eines Signals von der Anweisungseinheit 2 um.
Wenn das Schaltelement 1 ausgeschaltet werden soll, gibt die Anweisungseinheit 2 einen Ausschaltbefehl zum Einschalten des Schaltelements 15, zum Ausschalten des Schaltelements 5 und zum Einschalten des Schaltelements 6 an die Schaltelemente 5, 6 und 15 aus. Wenn das Schaltelement 15 eingeschaltet wird, wird der Kondensator 4 von der Spannungsquelle 3 geladen, und die Kondensatorspannung ist die Ausgangsspannung der Spannungsquelle 3. Die Ladungen, die zum Schalten des Schaltelements 1 notwendig sind, werden folglich im Kondensator 4 gespeichert. Wenn das Schaltelement 5 ausgeschaltet wird und das Schaltelement 6 eingeschaltet wird, wird ein negatives Vorspannungs-Potenzial Voff von der Spannungsquelle 9 an den Gateanschluss des Schaltelements 1 gelegt.
Wenn das Schaltelement 1 von ausgeschaltet nach eingeschaltet wechselt, trennt die Anweisungseinheit 2 den Kondensator 4 anfänglich von der Spannungsquelle 3, indem sie das Schaltelement 15 von eingeschaltet nach ausgeschaltet ändert.
Danach schaltet die Anweisungseinheit 2 das Schaltelement 5 in den Einschaltzustand und schaltet das Schaltelement 6 in den Ausschaltzustand. Der Gateanschluss des Schaltelements 1 wird folglich mit dem Kondensator 4 verbunden, wobei der Gatewiderstand 16 dazwischengefügt ist. Die Ladungen, die dem Kondensator 4 zur Verfügung gestellt werden, fließen in das Gate des Schaltelements 1. Mit Anstieg der Gatespannung des Schaltelements 1 sinkt die Spannung des Kondensators 4. Zu dieser Zeit gilt Folgendes: Indem ein Anfangswert der Kondensatorspannung (eine Ausgangsspannung aus der Spannungsquelle 3) auf eine Spannung höher als die Treiberspannung Von (eine Ausgangsspannung aus der Spannungsquelle 7) vorgegeben wird, kann das Schaltelement 1 schneller als durch ein Treiben auf einer konstanten Spannung auf der Treiberspannung Von geschaltet werden.
Wenn die Kondensatorspannung vom Anfangswert auf die Treiberspannung Von sinkt, wird die Diode 8 leitend, und die Ausgangsspannung wird auf der Treiberspannung Von konstant. Zu dieser Zeit ist der Wert der Ladungen, die in das Gate des Schaltelements 1 geflossen sind (unten auch als „Wert der Gateladungen“ bezeichnet), und zwar aus der Treibereinrichtung 100, gleich dem Wert der Ladungen, die aus dem Kondensator 4 entladen wurden. Daher wird der untenstehende Vergleichsausdruck (1) mit „Qg“, „Cb“ und „ΔV“ erfüllt, wobei „Qg“ den Wert von Gateladungen bezeichnet, „Cb“ die Kapazität des Kondensators 4 bezeichnet und „ΔV“ den Wert des Absinkens der Kondensatorspannung bezeichnet. $Δ V \times Cb = Qg$
Im obigen Vergleichsausdruck (1) ist die Kapazität Cb des Kondensators 4 im Voraus bestimmt. Daher gilt Folgendes: Indem die Kondensatorspannung detektiert wird und ein Wert gefunden wird, der ΔV in der Kondensatorspannung verringert, kann der Wert der Gateladungen Qg detektiert werden. Daher gilt Folgendes: Bei der Detektion des Werts von Gateladungen Qg wird eine Operationsschaltung wie z. B. eine Integrationsschaltung nicht benötigt, und der Wert der Gateladungen Qg kann direkt aus der Kondensatorspannung detektiert werden. Daher kann die Schaltungsgröße klein sein.
Die erste Vergleichseinrichtung U1 detektiert den Wert der Gateladungen Qg aus der Kondensatorspannung, indem sie den obigen Vergleichsausdruck (1) verwendet. Genauer gesagt: Die erste Vergleichseinrichtung U1 weist die Vergleichseinheit 10 und die Spannungsquelle 11 auf, wie oben beschrieben. Die Spannungsquelle 11 gibt eine Spannung auf einem Referenzwert VQR an die Vergleichseinheit 10 aus.
Die Vergleichseinheit 10 detektiert den Wert der Gateladungen Qg, der einen Referenzwert QR erreicht, indem er das Absinken der Kondensatorspannung auf den Referenzwert VQR auf der Basis des Vergleichs der Kondensatorspannung mit einer Spannung beim Referenzwert VQR vergleicht, ausgegeben aus der Spannungsquelle 11.
Die Vergleichseinheit 10 gibt ein Ausgangssignal S1, das ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Kondensatorspannung und dem Referenzwert VQR angibt, an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 aus. Die Vergleichseinheit 10 gibt das Ausgangssignal S1 in einem Niedrigpegel-Zustand oder L-Zustand vor, wenn die Kondensatorspannung gleich groß wie oder niedriger als der Referenzwert VQR ist, und gibt das Ausgangssignal S1 auf einem Hochpegel-Zustand oder H-Zustand vor, wenn die Kondensatorspannung höher als der Referenzwert VQR ist.
Die zweite Vergleichseinrichtung U2 weist die Vergleichseinheit 12 und die Spannungsquelle 13 auf, wie oben beschrieben. Die Spannungsquelle 13 gibt eine Spannung auf dem Referenzwert VR an die Vergleichseinheit 12 aus. Die Vergleichseinheit 12 detektiert die Gatespannung des Schaltelements 1, die den Referenzwert VR erreicht, auf der Basis des Vergleichs der Gatespannung des Schaltelements 1 (der Spannung, die an den Gateanschluss des Schaltelements 1 durch die Treibereinrichtung 100 angelegt wird) mit der Spannung beim Referenzwert VR, ausgegeben aus der Spannungsquelle 13.
Die Vergleichseinheit 12 gibt ein Ausgangssignal S2, das ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Gatespannung des Schaltelements 1 und dem Referenzwert VR angibt, an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 aus. Die Vergleichseinheit 12 gibt das Ausgangssignal S2 im L-Zustand vor, wenn die Gatespannung des Schaltelements 1 gleich groß wie oder niedriger als der Referenzwert VR ist, und gibt das Ausgangssignal S2 im H-Zustand vor, wenn die Gatespannung des Schaltelements 1 höher als der Referenzwert VR ist.
Die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 detektiert einen Kurzschlusszustand des Schaltelements 1 auf der Basis des Ausgangssignals S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 und des Ausgangssignals S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2.
Bestimmung des Kurzschlusses des Schaltelements 1
2 ist ein Diagramm, das (auf der linken Seite) die Relation zwischen dem Wert der Gateladungen und der Gatespannung des Schaltelements 1 zeigt und (auf der rechten Seite) die Relation zwischen der Kondensatorspannung und der Gatespannung des Schaltelements 1 beim Einschaltvorgang des Schaltelements 1 zeigt. In der Zeichnung auf der linken Seite, die die Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und der Gatespannung zeigt, ist die Relation im normalen Zustand (nicht-kurzgeschlossenen Zustand) des Schaltelements 1 mit einer gestrichelten Linie L1 gezeigt, und die Relation beim Zweig-Kurzschluss des Schaltelements 1 ist mit einer durchgezogenen Linie L2 gezeigt. In der Zeichnung auf der rechten Seite, die die Relation zwischen der Kondensatorspannung und der Gatespannung zeigt, ist die Relation im normalen Zustand des Schaltelements 1 mit einer gestrichelten Linie L3 gezeigt, und die Relation im Zweig-Kurzschluss des Schaltelements 1 ist mit einer durchgezogenen Linie L4 gezeigt.
2 veranschaulicht die Relation in einem Beispiel, in dem das Schaltelement 1 mit einem MOSFET implementiert, ist, der aus Siliziumkarbid (SiC) gebildet ist (was unten auch als „SiC-MOSFET“ bezeichnet wird).
Im normalen Zustand des Schaltelements 1 steigt bei ansteigender Gatespannung der Wert der Gateladungen, und die Kondensatorspannung sinkt. Wenn die Gatespannung auf eine Spannung Vm zunimmt, verringert sich die Anstiegsrate der Gatespannung signifikant. Wenn die Gatespannung die Spannung Vm erreicht, ist der Wert bzw. die Menge der Gateladungen ein Ladungswert Q0, und die Kondensatorspannung ist eine Spannung VQ0 (VQ0 = Q0/Cb). „Cb“ bezeichnet die Kapazität des Kondensators 4, wie oben beschrieben.
Wenn der Wert der Gateladungen einen Ladungswert Q1 (Q1 > Q0) erreicht, ist die Kondensatorspannung eine Spannung VQ1 (VQ1 = Q1/Cb). Während eines Zeitraums, bis der Wert von Gateladungen den Ladungswert Q1 vom Ladungswert Q0 aus erreicht, nimmt die Gatespannung langsam zu und verbleibt bei einer Spannung von ungefähr Vm. Der Zeitraum, bis der Wert von Gateladungen den Ladungswert Q1 vom Ladungswert Q0 aus erreicht, wird als „Miller-Zeitraum“ bezeichnet.
Wenn der Wert der Gateladungen danach den Ladungswert Q1 überschreitet, nimmt die Gatespannung wieder zu, bis sie eine Gatetreiber-Versorgungsspannung Vd erreicht. Das Schaltelement 1 wird folglich eingeschaltet.
Eine Rückwirkungskapazität spielt eine signifikante Rolle in der Relation zwischen dem Wert der Gateladungen und der Gatespannung im SiC-MOSFET, wie z. B. dem Schaltelement. Die Rückwirkungskapazität im SiC-MOSFET entspricht der Kapazität zwischen Drain und Gate, und sie ist hochgradig spannungsabhängig.
Beim Einschaltvorgang im normalen Zustand des Schaltelements 1 nimmt die Gatespannung auf der Basis eines Befehls von der Anweisungseinheit 2 zum Laden des Schaltelements über Gate und Source zu. Wenn die Gatespannung die Schwellenspannung überschreitet, beginnt der Drainstrom (der Strom, der zwischen Source und Drain fließt) zu fließen, und die Spannung über Drain und Source sinkt, und der Gatestrom, der von der Treibereinrichtung 100 an das Schaltelement 1 geführt wird, fließt vom Gateanschluss zum Drainanschluss des Schaltelements 1 durch die Rückwirkungskapazität. Es tritt folglich der Miller-Zeitraum auf, während dessen der Anstieg der Gatespannung schon ziemlich merkbar ist. Die Rückwirkungskapazität ist hochgradig spannungsabhängig, und wenn die Spannung über Drain und Source auf die Spannung des Schaltelements 1 sinkt, wird der Wert der Rückwirkungskapazität um eine oder zwei Größenordnungen höher. Die Gatespannung nimmt demzufolge langsam auf die Gatetreiber-Versorgungsspannung Vd zu, und zwar nach dem Ende des Miller-Zeitraums.
Beim Zweig-Kurzschluss des Schaltelements 1 tritt jedoch ein solcher Miller-Zeitraum nicht auf, und die Gatespannung des Schaltelements 1 nimmt sofort auf die Gatetreiber-Versorgungsspannung Vd zu.
Die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 gemäß der vorliegenden Ausführungsform bestimmt, ob der Zweig-Kurzschluss des Schaltelements 1 aufgetreten ist, und zwar auf der Basis der Relation, die in 2 gezeigt ist. Eine Maßnahme, um die Bestimmung hinsichtlich des Zweig-Kurzschlusses von Schaltelement 1 vorzunehmen, wird unten beschrieben.
In der vorliegenden Ausführungsform werden der Referenzwert QR des Werts der Gateladungen und der Referenzwert VR der Gatespannung so vorgegeben, dass der Referenzwert QR des Werts der Gateladungen und der Referenzwert VR der Gatespannung in einer Region A1 enthalten sind, die umgeben ist von der gestrichelten Linie L1 im normalen Zustand, von durchgezogenen Linie L2 beim Zweig-Kurzschluss, und der Gatetreiber-Versorgungsspannung Vd in der Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und der Gatespannung, wie links in 2 gezeigt. Wenn dies in die Relation zwischen der Kondensatorspannung und der Gatespannung umgewandelt wird, wie rechts in 2 gezeigt, dann sind der Referenzwert VQR der Kondensatorspannung (die Kondensatorspannung, wenn der Wert der Gateladungen der Referenzwert QR ist) und der Referenzwert VR der Gatespannung in einer Region A2 enthalten, die umgeben ist von der gestrichelten Linie L3 im normalen Zustand, von der durchgezogenen Linie L4 beim Zweig-Kurzschluss, und der Gatetreiber-Versorgungsspannung Vd.
Wenn der Wert von Gateladungen, die aus dem Kondensator 4 herausfließen, den Referenzwert QR in einem Schaltvorgang von Schaltelement 1 erreicht, sinkt die Kondensatorspannung auf den Referenzwert VQR ab, und das Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 ändert sich vom H-Zustand in den L-Zustand.
Wenn das Ausgangssignal S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2 aus dem L-Zustand in den H-Zustand wechselt, während das Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 im H-Zustand ist (d. h. wenn Gatespannung den Referenzwert VQR erreicht, während die Kondensatorspannung höher als der Referenzwert VQR ist), wird erwogen, dass die Relation zwischen der Kondensatorspannung und der Gatespannung mit dem Betriebspunkt P4 auf der durchgezogenen Linie L4 im Kurzschluss ohne den Miller-Zeitraum dargestellt wird (wenn diese Relation in die Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und der Gatespannung umgewandelt wird, was mit einem Betriebspunkt P2 auf der durchgezogenen Linie L2 im Kurzschluss ohne den Miller-Zeitraum dargestellt ist). Daher bestimmt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14, dass das Schaltelement 1 im Kurzschlusszustand ist, und gibt ein hochpegeliges Signal, das angibt, dass das Schaltelement 1 im Kurzschlusszustand ist, an die Anweisungseinheit 2 aus.
Wenn das Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 aus dem H-Zustand in den L-Zustand wechselt, während das Ausgangssignal S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2 im L-Zustand ist (d. h. wenn die Kondensatorspannung von einem Wert höher als der Referenzwert VQR auf den Referenzwert VQR absinkt, während die Gatespannung gleich groß wie oder niedriger als der Referenzwert VR ist), wird erwogen, dass die Relation zwischen der Kondensatorspannung und der Gatespannung mit einem Betriebspunkt P3 auf der gestrichelten Linie L3 im normalen Zustand gezeigt ist, und zwar mit dem Miller-Zeitraum (wenn diese Relation in die Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und der Gatespannung umgewandelt wird, gezeigt mit einem Betriebspunkt P1 auf der durchgezogenen Linie L1 im normalen Zustand mit dem Miller-Zeitraum). Daher bestimmt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14, dass das Schaltelement 1 im normalen Zustand (nicht im Kurzschlusszustand) ist, und gibt ein niedrigpegeliges Signal, das angibt, dass das Schaltelement 1 im normalen Zustand ist, an die Anweisungseinheit 2 aus.
3 ist ein Ablaufdiagramm, das eine beispielhafte Prozedur der Verarbeitung zeigt, die durchgeführt wird, wenn die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 eine Bestimmung hinsichtlich eines Kurzschlusses des Schaltelements 1 vornimmt. Dieses Ablaufdiagramm wird wiederholt durchgeführt, und zwar jedes Mal, wenn eine vorbestimmte Bedingung erfüllt ist (beispielsweise, zu jedem vorbestimmten Zyklus), und zwar während des Einschaltvorgangs des Schaltelements 1. Die Verarbeitung durch die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 kann durch Software-Verarbeitung oder durch Verarbeitung mittels dedizierter Hardware (elektronischer Schaltkreise) implementiert werden.
Die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 bestimmt, ob das Ausgangssignal S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2 aus dem L-Zustand in den H-Zustand gewechselt ist, während das Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 im H-Zustand ist (Schritt S 10).
Wenn das Ausgangssignal S2 aus dem L-Zustand in den H-Zustand gewechselt ist, während das Ausgangssignal S1 im H-Zustand ist (JA in Schritt S10), d. h. wenn die Gatespannung den Referenzwert VQR erreicht, während die Kondensatorspannung höher als der Referenzwert VQR ist, dann bestimmt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14, dass das Schaltelement 1 im Kurzschlusszustand ist, und gibt das hochpegelige Signal an die Anweisungseinheit 2 aus (Schritt S12).
Wenn die Bestimmung „NEIN“ in Schritt S10 vorgenommen wird, dann bestimmt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14, ob das Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 aus dem H-Zustand in den L-Zustand gewechselt ist, während das Ausgangssignal S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2 im L-Zustand ist (Schritt S14).
Wenn das Ausgangssignal S1 aus dem H-Zustand in den L-Zustand gewechselt ist, während das Ausgangssignal S2 im L-Zustand ist (JA in Schritt S14), d. h. wenn die Kondensatorspannung von einem Wert höher als der Referenzwert VQR auf den Referenzwert VQR gesunken ist, während die Gatespannung gleich groß wie oder niedriger als der Referenzwert VR ist, dann bestimmt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14, dass das Schaltelement 1 im normalen Zustand ist und in den Miller-Zeitraum eingetreten ist, und stellt das niedrigpegelige Signal der Anweisungseinheit 2 zur Verfügung (Schritt S16).
Wenn die Anweisungseinheit 2 das hochpegelige Signal (das Signal, das angibt, dass das Schaltelement 1 im Kurzschlusszustand ist) von der Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 empfängt, gibt sie den oben beschriebenen Ausschaltbefehl (einen Befehl zum Einschalten des Schaltelements 15, Ausschalten des Schaltelements 5 und Einschalten des Schaltelements 6) an die Schaltelemente 5, 6 und 15 aus. Der Kurzschlusszustand des Schaltelements 1 kann folglich beseitigt werden.
Außerdem ist die Treibereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform so entworfen, dass die Kapazität Cb des Kondensators 4 den untenstehenden Vergleichsausdruck (2) erfüllt: $| Voff - Von | \times Ci \geq | Vc - Von | \times Cb$
wobei „Ci“ die Eingangskapazität des Schaltelements 1 (die Gesamtkapazität, die die Summe der Kapazität zwischen Gate und Source und der Kapazität zwischen Gate und Drain ist) bezeichnet und „Vc“ die Kondensator Ladespannung (den Anfangswert der Kondensatorspannung) bezeichnet. Das negative Vorspannungs-Potenzial Voff, die Treiberspannung Von und die Kapazität Cb des Kondensators 4 sind wie oben beschrieben.
Die linke Seite im Vergleichsausdruck (2) entspricht einem Ladungswert, der notwendig ist, damit die Gatespannung des Schaltelements 1 vom negativen Vorspannungs-Potenzial Voff auf die Treiberspannung Von zunimmt.
Die rechte Seite im Vergleichsausdruck (2) entspricht einem Ladungswert, der aus dem Kondensator 4 entladen wird, bis die Kondensatorspannung vom Anfangswert Vc auf die Treiberspannung Von absinkt.
Wenn der Vergleichsausdruck (2) nicht erfüllt ist, ist die Gatespannung höher als die Treiberspannung Von, was die Lebensdauer der Gate-Oxidschicht im Schaltelement 1 verringern kann.
In der vorliegenden Ausführungsform ist jedoch der Vergleichsausdruck (2) erfüllt. Demzufolge sinkt die Kondensatorspannung auf die Treiberspannung Von während des Schaltvorgangs des Schaltelements 1, und die Diode 8 wird leitend. Daher kann die Gatespannung im eingeschwungenen Einschaltzustand des Schaltelements 1 bei der Treiberspannung Von (der Ausgangsspannung aus der Spannungsquelle 7) stabilisiert werden. Eine kürzere Lebensdauer der Gate-Oxidschicht im Schaltelement 1 kann demzufolge unterdrückt werden.
Wie oben ausgeführt, weist die Treibereinrichtung 100 gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform Folgendes auf: die Spannungsquelle 3 (erste Spannungsquelle), das Schaltelement 15, den Kondensator 4, der parallel zur Spannungsquelle 3 geschaltet ist, wobei das Schaltelement 15 dazwischengefügt ist, die Schaltelemente 5 und 6 (Schalteinrichtungen, die zwischen dem Kondensator 4 und dem Gateanschluss des Leistungs-Schaltelements 1 angeordnet sind, die erste Vergleichseinrichtung U1 zum Ausgeben des Signals S1, das das Ergebnis des Vergleich zwischen der Spannung des Kondensators 4 und dem Referenzwert VQR angibt, die zweite Vergleichseinrichtung U2 zum Ausgeben des Signals S2, das das Ergebnis des Vergleichs zwischen der Gatespannung des Schaltelements 1 und dem Referenzwert VR angibt, und die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 zum Bestimmen, ob das Schaltelement 1 im Kurzschlusszustand ist, auf der Basis des Ausgangssignals S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1 und des Ausgangssignals S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2.
Gemäß dieser Konfiguration wird die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusszustands des Schaltelements 1 auf der Basis des Ergebnisses des Vergleichs zwischen der Spannung des Kondensators 4 und dem Referenzwert VQR (Ausgangssignal S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1) und des Ergebnisses des Vergleichs zwischen der Gatespannung des Schaltelements 1 und dem Referenzwert VR (Ausgangssignal S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2) getätigt. Daher ist ein Integrierer nicht notwendig, und die Schaltung kann vereinfacht werden.
Zweite Ausführungsform
4 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung DA zeigt, die eine Treibereinrichtung 100A aufweist, gemäß der vorliegenden zweiten Ausführungsform. Die Treibereinrichtung 100A, die in 4 gezeigt, ist unterscheidet sich von der Treibereinrichtung 100, die in 1 gezeigt ist, die oben beschrieben ist, darin, dass die Spannungsquelle 9 zum Ausgeben des negativen Vorspannungs-Potenzials Voff nicht vorhanden ist und das Schaltelement 6 durch einen Ausschaltwiderstand 20 ersetzt ist. Da die Treibereinrichtung 100A im Übrigen die gleiche Konfiguration wie die Treibereinrichtung 100 hat, die oben beschrieben ist, wird die detaillierte Beschreibung nicht wiederholt.
In dieser Treibereinrichtung 100A schaltet beim Ausschalten des Schaltelements 1 die Anweisungseinheit 2 das Schaltelement 5 aus. Die Spannung an den Ausgangsanschlüssen 17 und 18 der Treibereinrichtung 100A sinkt folglich auf 0 V, was dem Gatewiderstand 16 und dem Ausschaltwiderstand 20 geschuldet ist. Daher wird die Gatespannung des Schaltelements 1 niedriger als die Schwellenspannung, und das Schaltelement 1 wird ausgeschaltet.
Folglich kann die Treibereinrichtung 100A erhalten werden, deren Konfiguration verglichen mit der Treibereinrichtung 100 vereinfacht ist.
Dritte Ausführungsform
In der ersten Ausführungsform, die oben beschrieben ist, ist ein Beispiel beschrieben, bei dem die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusses des Schaltelements 1 auf der Basis der Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und der Gatespannung des Schaltelements 1 (siehe 2) erfolgt.
In der vorliegenden dritten Ausführungsform hingegen erfolgt die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusses des Schaltelements 1 auf der Basis der Relation zwischen einem Wert der Gateladungen und einem Gatestrom des Schaltelements 1.
5 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung DB zeigt, die eine Treibereinrichtung 100B gemäß der vorliegenden dritten Ausführungsform aufweist. Die Treibereinrichtung 100B, die in 5 gezeigt ist, unterscheidet sich von der Treibereinrichtung 100, die in 1 gezeigt und oben beschrieben ist, durch den Austausch der ersten Vergleichseinrichtung U1 und zweiten Vergleichseinrichtung U2 jeweils mit einer ersten Vergleichseinrichtung U1B und einer zweiten Vergleichseinrichtung U2B. Da die Treibereinrichtung 100B im Übrigen die gleiche Konfiguration wie die Treibereinrichtung 100 hat, die oben beschrieben ist, wird die detaillierte Beschreibung nicht wiederholt.
Die erste Vergleichseinrichtung U1B weist eine Vergleichseinheit 10a und eine Spannungsquelle 11 a, eine Vergleichseinheit 10b und eine Spannungsquelle 11b, sowie eine Logikschaltung 60 auf. Die Spannungsquelle 11a gibt eine Spannung entsprechend einem Referenzwert Vrq1 an die Vergleichseinheit 10a aus. Die Vergleichseinheit 10a gibt ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Kondensatorspannung und der Spannung, die von der Spannungsquelle 11a ausgegeben wird, an die Logikschaltung 60 aus. Die Spannungsquelle 11b gibt eine Spannung entsprechend einem Referenzwert Vrq2 an die Vergleichseinheit 10b aus. Die Vergleichseinheit 10b gibt ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Kondensatorspannung und der Spannung, die von der Spannungsquelle 11b ausgegeben wird, an die Logikschaltung 60 aus. Die Logikschaltung 60 kann den Wert der Gateladungen detektieren, der in einem Bereich von vom Referenzwert Vrq1 zum Referenzwert Vrq2 ist, und zwar mittels einer UND-Verknüpfung der Ausgaben aus den Vergleichseinheiten 10a und 10b. Die Logikschaltung 60 gibt ein Ergebnis der Detektion an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 aus.
Die zweite Vergleichseinrichtung U2B weist einen Differenzierer 30, eine Vergleichseinheit 31 und eine Spannungsquelle 32 auf. Der Differenzierer 30 ist zwischen dem Kondensator 4 und der Vergleichseinheit 31 angeordnet und gibt einen Wert, der durch Differenzieren der Kondensatorspannung erhalten wird, an die Vergleichseinheit 31 aus. Die Ausgabe aus dem Differenzierer 30 (ein Ableitungswert der Kondensatorspannung) entspricht dem Gatestrom des Schaltelements 1 (dem Strom, der von der Treibereinrichtung 100B zum Gate von Schaltelement 1 fließt). Die Spannungsquelle 32 gibt eine Spannung entsprechend einem Referenzwert Vri an die Vergleichseinheit 31 aus. Die Vergleichseinheit 31 kann den Gatestrom detektieren, der niedriger als der Referenzwert Vri ist, indem sie die Ausgabe aus dem Differenzierer 30 (einen Wert entsprechend dem Gatestrom) mit der Spannung vergleicht, die aus der Spannungsquelle 32 ausgegeben wird. Die Vergleichseinheit 31 gibt ein Ergebnis des Vergleichs an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 aus.
Auch bei der Treibereinrichtung 100B, die in 5 gezeigt ist, kann der Kurzschluss des Schaltelements 1 detektiert werden, ohne einen Integrierer zu verwenden, und die Entwurfs-Flexibilität ist verbessert.
6 ist ein Diagramm, das die beispielhafte Relation zwischen dem Wert von Gateladungen und dem Gatestrom im Einschaltvorgang von Schaltelement 1 zeigt. 6 zeigt die Relation im normalen Zustand des Schaltelements 1 mit einer gestrichelten Linie L5, und es zeigt die Relation im Zweig-Kurzschluss von Schaltelement 1 mit einer durchgezogenen Linie L6.
Im normalen Zustand ist wegen des Vorhandenseins des oben beschriebenen Miller-Zeitraums der Zeitraum vorhanden, für den die Variationsrate des Gatestroms sehr langsam ist (ein Zeitraum, für den der Gatestrom nahezu konstant beim Strom Im ist), wie mit der gestrichelten Linie L5 gezeigt. Beim Zweig-Kurzschluss wiederum gibt es keinen Miller-Zeitraum, und der Gatestrom sinkt monoton ab, wie mit der durchgezogenen Linie L6 gezeigt.
Die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusses des Schaltelements 1 kann durch Vorgeben der Ausgangsspannungen aus den Spannungsquellen 11a, 11b und 32 derart erfolgen, dass die Fläche, die vom Referenzwert Vri des Gatestroms und den Referenzwerten Vrq1 und Vrq2 des Werts der Gateladungen umgeben ist, dem schraffierten Bereich in 6 entspricht, um die Bestimmung der Differenz zwischen der gestrichelten Linie L5 und der durchgezogenen Linie L6 zu ermöglichen.
Wie oben ausgeführt, kann in der Treibereinrichtung 100B, die in 5 gezeigt ist, der Wert des Gatestroms berechnet werden, indem die Kondensatorspannung differenziert wird, und die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusses des Schaltelements 1 kann auf der Basis des Gatestroms erfolgen. Daher kann auch bei der Treibereinrichtung 100B die Bestimmung hinsichtlich des Kurzschlusses des Schaltelements 1 ohne Verwendung eines Integrierers erfolgen.
Vierte Ausführungsform
7 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung DC zeigt, die eine Treibereinrichtung 100C aufweist, gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform. Die Treibereinrichtung 100C, die in 7 gezeigt ist, unterscheidet sich von der Treibereinrichtung 100, die in 1 gezeigt ist und die oben beschrieben ist, darin, dass Filter 40 und 41 zu den jeweiligen Eingangsbereichen der Vergleichseinheiten 10 und 12 hinzugefügt sind. Da die Treibereinrichtung 100C im Übrigen die gleiche Konfiguration wie die Treibereinrichtung 100 hat, die oben beschrieben ist, wird die detaillierte Beschreibung nicht wiederholt.
Die Vergleichseinheiten 10 und 12 können eine Fehlfunktion aufweisen, und zwar infolge von Störungen wie z. B. Strahlungsstörungen von außerhalb der Schaltung. Indem die Filter 40 und 41 in die jeweiligen Eingangsbereiche der Vergleichseinheiten 10 und 12 hinzugefügt sind, kann eine Konfiguration erhalten werden, von der es weniger wahrscheinlich ist, dass sie eine Fehlfunktion hat.
Obwohl 7 eine Modifikation der Treibereinrichtung 100 zeigt, die in 1 gezeigt ist, kann eine ähnliche Wirkung erzielt werden, indem ein Filter in einen Eingangsbereich der Vergleichseinheit oder des Differenzierers in einer anderen Treibereinrichtung 100A oder 100B eingefügt wird.
Fünfte Ausführungsform
Bei jeder von der ersten bis vierten Ausführungsform, die oben beschrieben sind, wird der Kurzschlusszustand des Schaltelements 1 auf der Basis der Bestimmung detektiert, ob es einen Miller-Zeitraum gibt.
Bei der vorliegenden fünften Ausführungsform gilt wiederum Folgendes:

Wenn der Miller-Zeitraum detektiert wird, wird die Ausgangsspannung aus der Treibereinrichtung 100 verringert, um zu verhindern, dass die Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements 1 höher als notwendig wird, und um die Änderungsrate der Drainspannung im Zeitverlauf zu verringern.

8 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung DD zeigt, die eine Treibereinrichtung 100D gemäß der vorliegenden fünften Ausführungsform aufweist. Die Treibereinrichtung 100D, die in 8 gezeigt ist, unterscheidet sich von der 100, die in 1 gezeigt und oben beschrieben ist, darin, dass ein Schaltelement 50 und eine Steuerungseinheit 51 hinzugefügt sind und die Ausgabe aus der Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 der Steuerungseinheit 51 zur Verfügung gestellt wird. Da die Treibereinrichtung 100D im Übrigen die gleiche Konfiguration wie die Treibereinrichtung 100 hat, die oben beschrieben ist, wird die detaillierte Beschreibung nicht wiederholt.
Der Kondensator 4 ist mit dem Schaltelement 5 verbunden, wobei das Schaltelement 50, das mit einem MOSFET implementiert ist, dazwischengefügt ist. Wenn die Steuerungseinheit 51 ein niedrigpegeliges Signal von der Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 empfängt (d. h., wenn der Anfang des Miller-Zeitraums detektiert wird), schaltet es das Schaltelement 50 aus, so dass die Ladungszufuhr vom Kondensator 4 zum Schaltelement 5 abgeschnitten bzw. unterbrochen wird. Wenn der Anfang des Miller-Zeitraums detektiert wird, wird daher die Ausgangsspannung aus der Treibereinrichtung 100D zur Treiberspannung Von umgeschaltet, die aus der Spannungsquelle 7 ausgegeben wird. Daher kann die anschließende Schaltgeschwindigkeit des Schaltelement 1 unterdrückt bzw. niedrig gehalten werden, und die Änderungsrate (ein Änderungswert pro Zeiteinheit) der Spannung am Hauptanschluss des Schaltelements 1, die ein Grund für Störungen ist, kann unterdrückt bzw. niedrig gehalten werden.
9 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Relation zwischen dem Wert der Gateladungen und der Gatespannung des Schaltelements 1 beim Einschaltvorgang des Schaltelements 1 zeigt. 9 zeigt mit einer durchgezogenen Linie L7 die Relation beim Schalten eines Stromwerts, bei dem die Millerspannung höher als der Referenzwert VR ist, und zeigt mit einer gestrichelten Linie L8 die Relation beim Schalten eines Stromwerts, bei dem die Millerspannung niedriger als der Referenzwert VR ist.
Wenn der Stromwert, bei dem die Millerspannung höher als der Referenzwert VR ist, geschaltet wird, wie mit der durchgezogenen Linie L7 gezeigt, gibt es keine Region, wo die Gatespannung niedriger als der Referenzwert VR ist und der Wert der Gateladungen höher als der als Referenzwert QR ist, und demzufolge sinkt die Schaltgeschwindigkeit nicht, und die Einschaltverluste steigen nicht.
Wenn der Stromwert, bei dem die Millerspannung niedriger als der Referenzwert VR ist, umgeschaltet wird, wie mit der gestrichelten Linie L8 gezeigt, gibt es eine Region, wo die Gatespannung niedriger als der Referenzwert VR ist und der Wert der Gateladungen höher als der Referenzwert QR ist. Wenn diese Region detektiert wird, führt die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 eine Bestimmung als Anfang des Miller-Zeitraums durch und gibt das niedrigpegelige Signal an die Steuerungseinheit 51 aus. Folglich sinkt die Ausgangsspannung aus der Treibereinrichtung 100D von der Spannung am Kondensator 4 auf die Treiberspannung Von der Spannungsquelle 7, und demzufolge kann die Änderungsrate (der Änderungswert pro Zeiteinheit) der Spannung am Hauptanschluss des Schaltelements 1 unterdrückt bzw. klein gehalten werden.
Sechste Ausführungsform
10 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Halbleitereinrichtung DE zeigt, die eine Treibereinrichtung 100E aufweist, gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform. Die Treibereinrichtung 100E, die in 10 gezeigt ist, unterscheidet sich von der Treibereinrichtung 100D, die in 8 gezeigt und oben beschrieben ist, darin, dass eine dritte Vergleichseinrichtung U3 und eine vierte Vergleichseinrichtung U4 hinzugefügt sind und die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 durch eine Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14E ausgetauscht ist. Da die Treibereinrichtung 100E im Übrigen die gleiche Konfiguration wie die Treibereinrichtung 100 hat, die oben beschrieben ist, wird die detaillierte Beschreibung nicht wiederholt.
In der oben beschriebenen fünften Ausführungsform gibt beim Schalten, wobei der Millerstrom niedriger als der Referenzwert VR ist, die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14 das hochpegelige Signal nach dem Ende des Miller-Zeitraums aus, was zum Auftreten einer Bedingung bzw. eines Zustands führen kann, dass das Unterdrücken bzw. Niedrighalten der Änderungsrate der Spannung am Hauptanschluss des Schaltelements 1 unzureichend ist.
11 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Relation zwischen dem Wert der Gateladungen und der Gatespannung des Schaltelements 1 beim Einschaltvorgang des Schaltelements 1 zeigt. 11 zeigt mit einer durchgezogenen Linie L9 die Relation beim Schalten eines Stromwerts, bei dem die Millerspannung niedriger als der Referenzwert VR und höher als ein Referenzwert VR2 ist, und zeigt mit einer durchgezogenen Linie L10 die Relation beim Schalten eines Stromwerts, bei dem die Millerspannung niedriger als die Referenzwerte VR und VR2 ist.
In einem Beispiel, das in 11 gezeigt ist, gilt Folgendes: Wenn die Bestimmung hinsichtlich des Miller-Zeitraums auf der Basis des Referenzwerts QR des Werts der Gateladungen und des Referenzwert VR der Gatespannung vorgenommen wird, und zwar in einer Wellenform, die mit der gestrichelten Linie L10 gezeigt ist, wo der Strom niedrig ist, kommt das Timing, wenn die Gatespannung niedriger als der Referenzwert VR und der Wert der Gateladungen höher als der Referenzwert QR wird (d. h. das Timing der Detektion des Miller-Zeitraums) später als das Ende des Miller-Zeitraums.
In der vorliegenden sechste Ausführungsform sind dann zusätzlich zur ersten Vergleichseinrichtung U1 und zur zweiten Vergleichseinrichtung U2 die dritte Vergleichseinrichtung U3 und die vierte Vergleichseinrichtung U4 vorhanden.
Die dritte Vergleichseinrichtung U3 weist eine Vergleichseinheit 10e und eine Spannungsquelle 11e auf. Die Spannungsquelle 11e gibt einen Referenzwert, der vom Referenzwert VQR verschieden ist (einen Wert der Gatespannung zur Zeit, wenn der Wert der Gateladungen ein Wert QR2 ist, der niedriger als der Referenzwert QR ist), an die Vergleichseinheit 10e aus. Die Vergleichseinheit 10e gibt ein Signal S3, das das Ergebnis des Vergleichs zwischen der Kondensatorspannung und der Spannung angibt, die aus der Spannungsquelle 11 ausgegeben wird, an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14E aus.
Die vierte Vergleichseinrichtung U4 weist eine Vergleichseinheit 12e und eine Spannungsquelle 13e auf. Die Spannungsquelle 13e gibt eine Spannung auf dem Referenzwert VR2 niedriger als der Referenzwert VR an die Vergleichseinheit 12e aus. Die Vergleichseinheit 12e gibt ein Signal S4, das das Ergebnis des Vergleichs zwischen der Gatespannung von Schaltelement 1 und einer Spannung, die aus der Spannungsquelle 13e ausgegeben wird, an die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14E aus.
Die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14E detektiert den Miller-Zeitraum des Schaltelements 1 auf der Basis des Ausgangssignals S1 aus der ersten Vergleichseinrichtung U1, des Ausgangssignals S2 aus der zweiten Vergleichseinrichtung U2, des Ausgangssignals S3 aus der dritten Vergleichseinrichtung U3 und des Ausgangssignals S4 aus der vierten Vergleichseinrichtung U4.
Wenn die Kurzschluss-Bestimmungseinheit 14E den Miller-Zeitraum des Schaltelements 1 detektiert, schaltet die Steuerungseinheit 51 das Schaltelement 50 ab.
In der sechsten Ausführungsform sind folglich die dritte Vergleichseinrichtung U3 und die vierte Vergleichseinrichtung U4 zusätzlich vorhanden, so dass der Miller-Zeitraum passend auch unter einer Bedingung detektiert werden kann, die sich in der Stärke des Stroms unterscheidet, und die Ausgangsspannung aus der Treibereinrichtung 100D kann verringert werden. Daher kann die Änderungsrate (der Änderungswert pro Zeiteinheit) der Spannung am Hauptanschluss des Schaltelements 1 passend unterdrückt bzw. klein gehalten werden, und zwar auch unter der Bedingung, die sich der Stärke des Stroms unterscheidet.
Siebte Ausführungsform
Die vorliegende Ausführungsform ist die Anwendung irgendeiner der Halbleitereinrichtungen D bis DE gemäß der ersten bis sechsten Ausführungsformen, die oben beschrieben sind, auf eine Energie-Umwandlungseinrichtung. Ein Beispiel der Anwendung der vorliegenden Offenbarung auf einen dreiphasigen Wechselrichter wird unten als eine siebte Ausführungsform beschrieben.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Energie-Umwandlungssystems zeigt, auf welches die Energie-Umwandlungseinrichtung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform angewendet ist.
Die Energie-Umwandlungssystem, die in 12 gezeigt ist, weist eine Energieversorgung 1000, eine Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 und eine Last 3000 auf. Die Energieversorgung 1000 ist eine DC Energieversorgung und führt DC-Energie an die Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 zu. Die Energieversorgung 1000 kann mit verschiedenartigen Einrichtungen implementiert sein, wie z. B. einem DC-System, einer Solarzelle oder einer Speicherbatterie, oder mit einer Gleichrichterschaltung oder einem AC/DC-Umsetzer, die mit einem Wechselstromsystem (AC-System) verbunden sind. Die Energieversorgung 1000 kann mit einem DC/DC-Umsetzer implementiert sein, der die DC-Energie, die aus dem DC-System ausgegeben wird, in elektrische Energie umwandelt, die die Last 3000 verwenden kann.
Die Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 ist ein dreiphasiger Wechselrichter, der zwischen die Energieversorgung 1000 und die Last 3000 geschaltet ist, und sie wandelt die DC-Energie, die von der Energieversorgung 1000 zugeführt wird, in AC-Energie um und führt die AC-Energie der Last 3000 zu. Wie in 12 gezeigt, weist die Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 eine Hauptumwandlungsschaltung 2010 zum Umwandeln der DC-Energie in AC-Energie und zum Ausgeben der AC-Energie und eine Steuerungsschaltung 2030 zum Ausgeben eines Steuerungssignals - zum Steuern der Hauptumwandlungsschaltung 2010 - an die Hauptumwandlungsschaltung 2010 auf.
Die Last 3000 ist ein dreiphasiger Motor, der mit der AC-Energie betrieben wird, die von der Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 zugeführt wird. Die Last 3000 ist ein Motor, der an verschiedenartigen elektrischen Einrichtungen montiert ist und beispielsweise als ein Motor für ein Hybridfahrzeug, ein Elektrofahrzeug, einen Schienenfahrzeug, einen Fahrstuhl oder eine Klimaanlage verwendet wird.
Einzelheiten der Energie-Umwandlungseinrichtung 2000 werden unten beschrieben. Die Hauptumwandlungsschaltung 2010 weist ein Schaltelement (nicht dargestellt) auf. Wenn das Schaltelement schaltet, wird die DC-Energie, die von der Energieversorgung 1000 zugeführt wird, in AC-Energie umgewandelt, welche der Last 3000 zugeführt wird. Obwohl eine spezifische Schaltungskonfiguration der Hauptumwandlungsschaltung 2010 verschiedenartig ist, ist die Hauptumwandlungsschaltung 2010 gemäß der vorliegenden Ausführungsform eine zweipegelige dreiphasig Vollbrückenschaltung und kann aus sechs Schaltelementen und sechs Freilaufdioden gebildet sein, die antiparallel zu den jeweiligen Schaltelementen geschaltet sind. Die Hauptumwandlungsschaltung 2010 weist eine Halbleitereinrichtung 2020 auf, die jedes Schalterelement enthält, und eine Treibereinrichtung zum Treiben jedes Schaltelements. Jedes Schaltelement und jede Treibereinrichtung, die in der Halbleitereinrichtung 2020 angeordnet sind, sind das Schaltelement 1 und die Treibereinrichtung, die in irgendeiner der Halbleitereinrichtungen D bis DE enthalten ist, gemäß der ersten bis sechsten Ausführungsformen, die oben beschrieben sind. Je zwei Schaltelemente der sechs Schaltelemente sind in Reihe geschaltet und bilden so obere und untere Zweige, und die oberen und unteren Zweige bilden die Phasen (U-Phase, V-Phase und W-Phase) der Vollbrückenschaltung. Ausgangsanschlüsse der oberen und unteren Zweige, d. h. drei Ausgangsanschlüsse der Hauptumwandlungsschaltung 2010, sind mit der Last 3000 verbunden.
Die Steuerungsschaltung 2030 steuert das Schaltelement der Hauptumwandlungsschaltung 2010 so, dass die gewünschte elektrische Energie der Last 3000 zugeführt wird. Genauer gesagt: Ein Zeitraum (ein Einschalt-Zeitraum), während dessen jedes Schaltelement der Hauptumwandlungsschaltung 2010 eingeschaltet sein sollte, wird auf der Basis der elektrischen Energie berechnet, die der Last 3000 zugeführt werden soll. Beispielsweise kann die Hauptumwandlungsschaltung 2010 mit PWM-Steuerung gesteuert werden, bei der der Einschalt-Zeitraum des Schaltelements gemäß der auszugebenden Spannung moduliert wird. Dann wird ein Steuerungsbefehl (ein Steuerungssignal) an eine Treiberschaltung ausgegeben, die in der Hauptumwandlungsschaltung 2010 enthalten ist, so dass ein Einschaltsignal an das einzuschaltende Schaltelement ausgegeben wird und ein Ausschaltsignal an das auszuschaltende Schaltelement ausgegeben wird, und zwar zu jedem Zeitpunkt. Die Treiberschaltung gibt das Einschaltsignal oder das Ausschaltsignal als das Treibersignal an eine Steuerelektrode jedes Schaltelements aus, gemäß dem Steuerungssignal.
Da die Halbleitereinrichtung gemäß jeder der ersten bis sechsten Ausführungsform als die Halbleitereinrichtung 2020 angewendet wird, die in der Hauptumwandlungsschaltung 2010 in der Energie-Umwandlungseinrichtung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform enthalten ist, kann wie bei der ersten bis sechste Ausführungsform der Kurzschlusszustand des Leistungs-Schaltelements mit einer vereinfachten Schaltung ohne Verwendung eines Integrierers detektiert werden.
Obwohl ein Beispiel, in dem die vorliegende Offenbarung auf einen zweipegeligen dreiphasigen Wechselrichter angewendet wird, in der vorliegenden siebten Ausführungsform beschrieben ist, kann die vorliegende Offenbarung auf verschiedenartige Energie-Umwandlungseinrichtungen angewendet werden, ohne dass eine Beschränkung als solche bestünde. Obwohl eine zweipegelige Energie-Umwandlungseinrichtung in der vorliegenden siebten Ausführungsform verwendet wird, kann auch eine dreipegelige Energie-Umwandlungseinrichtung oder eine mehrpegelige Energie-Umwandlungseinrichtung anwendbar sein. Bei der Zuführung von elektrischer Energie an eine einphasige Last kann die vorliegende Offenbarung auch auf einen einphasigen Wechselrichter angewendet werden. Bei der Zuführung von elektrischer Energie an eine DC-Last kann die vorliegende Offenbarung auch auf einen DC/DC-Umsetzer oder einen AC/DC-Umsetzer angewendet werden.
Die Energie-Umwandlungseinrichtung, auf die die vorliegende Offenbarung angewendet wird, ist nicht auf ein oben beschriebenes Beispiel beschränkt, bei der ein Motor als die Last angenommen wird, und die Energie-Umwandlungseinrichtung kann beispielsweise auch in einer Energieversorgungseinrichtung einer elektrischen Entladungs-Bearbeitungsvorrichtung oder einer Laserverarbeitungsmaschine oder einer Energieversorgungseinrichtung eines Induktionsherds oder eines drahtlosen Energieübertragungssystems verwendet werden. Die Energie-Umwandlungseinrichtung, auf die die vorliegende Offenbarung angewendet wird, kann außerdem als ein Leistungskonditionierer eines Fotovoltaik-Energieerzeugungssystems oder eines Energiespeichersystems angewendet werden.
Es versteht sich, dass die hierin offenbarten Ausführungsformen in jeder Hinsicht anschaulich und nicht einschränkend sind. Der Umfang der vorliegenden Offenbarung wird durch den Wortlaut der Patentansprüche und nicht durch die obige Beschreibung definiert, und es ist beabsichtigt, dass jegliche Modifikationen im Umfang und in der Bedeutung, die äquivalent zum Wortlaut der Patentansprüche sind, enthalten sind.
Bezugszeichenliste

1, 5, 6, 15, 50: Schaltelement
2: Anweisungseinheit
3, 7, 9, 11, 11a, 11b, 11e, 13, 13e, 32: Spannungsquelle
4: Kondensator
8: Diode
10, 10a, 10b, 10e, 12, 12e, 31: Vergleichseinheit
14, 14E: Kurzschluss-Bestimmungseinheit
16: Gatewiderstand
17, 18: Ausgangsanschluss
20: Ausschaltwiderstand
30: Differenzierer
40, 41: Filter
51: Steuerungseinheit
60: Logikschaltung
100, 100A, 100B, 100C, 100D, 100E: Treibereinrichtung
1000: Energieversorgung
2000: Energie-Umwandlungseinrichtung
2010: Hauptumwandlungsschaltung
2020, D, DA, DB, DC, DD, DE: Halbleitereinrichtung
2030: Steuerungsschaltung
3000: Last
U1, U1B: erste Vergleichseinrichtung
U2, U2B: zweite Vergleichseinrichtung
U3: dritte Vergleichseinrichtung
U4: vierte Vergleichseinrichtung

Claims

Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements, das einen Gateanschluss aufweist, wobei die Treibereinrichtung Folgendes aufweist: eine erste Spannungsquelle; ein Schaltelement, einen Kondensator, der parallel zur ersten Spannungsquelle geschaltet ist, wobei das Schaltelement dazwischengefügt ist; eine Schalteinrichtung, die zwischen dem Kondensator und dem Gateanschluss des Halbleiterelements angeordnet ist und konfiguriert ist zum Schalten einer Spannung, die an den Gateanschluss angelegt wird; eine erste Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das das Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Spannung des Kondensators und einem ersten Referenzwert angibt; eine zweite Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das das Ergebnis eines Vergleichs zwischen der Spannung oder einem Ableitungswert der Spannung am Gateanschluss und einem zweiten Referenzwert angibt; und eine Bestimmungseinheit zum Bestimmen, ob das Halbleiterelement in einem Kurzschlusszustand ist, auf der Basis eines Ausgangssignals aus der ersten Vergleichseinrichtung und eines Ausgangssignals aus der zweiten Vergleichseinrichtung.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach Anspruch 1, wobei die erste Vergleichseinrichtung - ein Signal ausgibt, das einen L-Zustand angibt, wenn die Spannung des Kondensators gleich groß wie oder niedriger ist als der erste Referenzwert, und - ein Signal ausgibt, das einen H-Zustand angibt, wenn die Spannung des Kondensators höher als der erste Referenzwert ist, die zweite Vergleichseinrichtung - ein Signal ausgibt, das den L-Zustand angibt, wenn die Spannung oder der Ableitungswert der Spannung am Gateanschluss gleich groß wie oder niedriger ist als der zweite Referenzwert, und - ein Signal ausgibt, das den H-Zustand angibt, wenn die Spannung oder der Ableitungswert der Spannung am Gateanschluss höher als der zweite Referenzwert ist, und die Bestimmungseinheit - bestimmt, dass das Halbleiterelement im Kurzschlusszustand ist, wenn das Ausgangssignal aus der zweiten Vergleichseinrichtung vom L-Zustand in den H-Zustand übergeht, während das Ausgangssignal aus der ersten Vergleichseinrichtung im H-Zustand ist, und - bestimmt, dass das Halbleiterelement nicht im Kurzschlusszustand ist, wenn das Ausgangssignal aus der ersten Vergleichseinrichtung vom H-Zustand in den L-Zustand übergeht, während das Ausgangssignal aus der zweiten Vergleichseinrichtung im L-Zustand ist.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach Anspruch 1 oder 2, die ferner eine zweite Spannungsquelle aufweist, die in Reihe zur ersten Spannungsquelle geschaltet ist, wobei die Schalteinrichtung parallel zur ersten Spannungsquelle und zur zweiten Spannungsquelle geschaltet ist und so konfiguriert ist, dass sie die Spannung, die an den Gateanschluss angelegt wird, zwischen einer positiven Spannung aus der ersten Spannungsquelle oder dem Kondensator und einer negativen Spannung von der zweiten Spannungsquelle umschaltet.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach einem der Ansprüche 1 bis 3, die ferner Folgendes aufweist: einen Ausgangsanschluss, der mit dem Halbleiterelement verbindbar ist; eine Trenneinrichtung, die zwischen dem Kondensator und dem Ausgangsanschluss angeordnet ist, wobei die Trenneinrichtung so arbeitet, dass sie den Kondensator und den Ausgangsanschluss voneinander gemäß einer Ausgabe aus der Bestimmungseinheit trennt; und eine Stabilisierungs-Spannungsquelle, die parallel zum Kondensator geschaltet ist, wobei die Trenneinrichtung und eine Diode dazwischengefügt sind, und die mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist, wobei die Diode dazwischengefügt ist, wobei die Stabilisierungs-Spannungsquelle eine Spannung eine Spannung ausgibt, die niedriger als die Spannung des Kondensators ist.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach Anspruch 4, die ferner Folgendes aufweist: eine dritte Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Spannung des Kondensators und einem Referenzwert angibt, der verschieden vom ersten Referenzwert ist; und eine vierte Vergleichseinrichtung zum Ausgeben eines Signals, das ein Ergebnis des Vergleichs zwischen der Spannung oder dem Ableitungswert der Spannung am Gateanschluss und einem Referenzwert angibt, der verschieden vom zweiten Referenzwert ist, wobei die Bestimmungseinheit einen Miller-Zeitraum des Halbleiterelements auf der Basis des Ausgangssignals aus der ersten Vergleichseinrichtung, des Ausgangssignals aus der zweiten Vergleichseinrichtung, eines Ausgangssignals aus der dritten Vergleichseinrichtung und eines Ausgangssignals aus der vierten Vergleichseinrichtung detektiert, und die Trenneinrichtung so arbeitet, dass sie den Kondensator und den Ausgangsanschluss voneinander in Ansprechen auf die Detektion des Miller-Zeitraums durch die Bestimmungseinheit trennt.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die zweite Vergleichseinrichtung Folgendes aufweist: - einen Differenzierer zum Ausgeben des Ableitungswerts der Spannung des Kondensators, und - einen Komparator zum Vergleichen der Ausgabe aus dem Differenzierer und des zweiten Referenzwerts miteinander.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Kapazität Cb des Kondensators den folgenden Vergleichsausdruck erfüllt: $Cb \leq {| Voff - Von | / | Vc - Von | \times Ci}$
wobei Von die Spannung am Gateanschluss bezeichnet, wenn das Halbleiterelement eingeschaltet ist, Voff die Spannung am Gateanschluss bezeichnet, wenn das Halbleiterelement ausgeschaltet ist, Ci die Eingangskapazität des Halbleiterelements bezeichnet, Vc die Ladespannung des Kondensators bezeichnet und Cb die Kapazität des Kondensators bezeichnet.
Treibereinrichtung zum Treiben eines Leistungshalbleiterelements nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei Das Halbleiterelement aus irgendeinem von Silizium, Siliziumkarbid, Galliumnitrid und Galliumoxid gebildet ist.
Halbleitereinrichtung, die Folgendes aufweist: die Treibereinrichtung und das Halbleiterelement nach einem der Ansprüche 1 bis 8.
Energie-Umwandlungseinrichtung, die Folgendes aufweist: eine Hauptumwandlungsschaltung, die die Treibereinrichtung und das Halbleiterelement nach einem der Ansprüche 1 bis 8 aufweist, wobei die Hauptumwandlungsschaltung die eingegebene elektrische Energie umwandelt und die sich ergebende elektrische Energie ausgibt; und eine Steuerungsschaltung zum Ausgeben eines Steuerungssignals zum Steuern der Hauptumwandlungsschaltung, und zwar an die Hauptumwandlungsschaltung.