WO2024106269A1 - フィルタ、モジュール及び通信装置 - Google Patents

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WO2024106269A1
WO2024106269A1 PCT/JP2023/040030 JP2023040030W WO2024106269A1 WO 2024106269 A1 WO2024106269 A1 WO 2024106269A1 JP 2023040030 W JP2023040030 W JP 2023040030W WO 2024106269 A1 WO2024106269 A1 WO 2024106269A1
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series
filter
arm
inductor
parallel
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PCT/JP2023/040030
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武宏 奥道
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京セラ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits

Definitions

  • a known filter is one in which elastic wave resonators and inductors are connected in a ladder configuration (see, for example, Patent Document 1 below).
  • multiple elastic wave resonators in other words, multiple series arms
  • the multiple elastic wave resonators are connected to a reference potential section via multiple inductors (in other words, multiple parallel arms).
  • the multiple elastic wave resonators have anti-resonance frequencies within the stop band of the filter, at which the impedance becomes a maximum value. This forms an attenuation pole within the stop band.
  • a filter according to one embodiment of the present disclosure has at least one series arm and multiple parallel arms.
  • the at least one series arm constitutes a signal path that passes signals in a passband, and when there are multiple series arms, they are connected in series with each other.
  • the multiple parallel arms connect positions in the signal path that are different electrical positions with respect to the at least one series arm to a reference potential section.
  • the at least one series arm includes a first series arm having a first acoustic wave resonator.
  • the multiple parallel arms include two parallel arms. The two parallel arms each have an inductor and are connected via the first series arm.
  • a filter according to one embodiment of the present disclosure has a plurality of series arms and at least one parallel arm.
  • the plurality of series arms are connected in series to each other to form a signal path that passes signals in a passband.
  • the at least one parallel arm connects the signal path to a reference potential section, and when there are a plurality of parallel arms, the parallel arms are connected to positions in the signal path that are different in electrical position relative to the plurality of series arms.
  • the plurality of series arms include two series arms each having an inductor.
  • the at least one parallel arm includes a first parallel arm connected between the two series arms.
  • the first parallel arm has a first acoustic wave resonator.
  • the two inductors in the two series arms are magnetically coupled to each other.
  • the filter further includes a parallel inductor connected in parallel to the two inductors in the two series arms.
  • a communication device includes any one of the filters described above, an antenna connected to one side of the signal path, and an integrated circuit element connected to the other side of the signal path.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a first comparative example of the A series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a second comparative example of the A series.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a first example of the A series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a second example of the A series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a third example of the A series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a fourth example of the A series.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a first example of the A series.
  • FIG. 4B is an enlarged view of a portion of FIG. 4A.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a second example of the A series.
  • FIG. 5B is an enlarged view of a portion of FIG. 5A.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a third example of the A series.
  • FIG. 6B is an enlarged view of a portion of FIG. 6A.
  • FIG. 13 is a diagram showing the characteristics of a filter according to a fourth example of the A series.
  • FIG. 7B is an enlarged view of a portion of FIG. 7A.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a filter according to a B series.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a filter according to a first comparative example of the C series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a second comparative example of the C series.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a filter according to a first example of a C series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a second example of the C series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a third example of the C series.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing the configuration of a filter according to a fourth example of the C series.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a first example of a C series.
  • FIG. 12B is an enlarged view of a portion of FIG. 12A.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a second example of the C series.
  • FIG. 13B is an enlarged view of a portion of FIG. 13A.
  • FIG. 13 is a graph showing the characteristics of a filter according to a third example of the C series.
  • FIG. 14B is an enlarged view of a portion of FIG. 14A.
  • FIG. 13 is a diagram showing the characteristics of a filter according to a fourth example of the C series.
  • FIG. 15B is an enlarged view of a portion of FIG. 15A.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a filter according to a D series.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a diplexer according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of a filter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view illustrating a configuration example of an acoustic wave resonator included in a filter according to an embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a main part of a communication device according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a block diagram that illustrates a schematic configuration of a composite filter 1A1 as an example of a filter according to the embodiment.
  • the composite filter 1A1 filters a signal input to one of the first terminal 3A and the second terminal 3B and outputs the signal to the other of the first terminal 3A and the second terminal 3B.
  • a signal having a frequency within the passband flows from the first terminal 3A to the second terminal 3B.
  • the composite filter 1A1 has an LC filter 5A and an elastic wave filter 7A1 that are connected in series between the first terminal 3A and the second terminal 3B. Note that the LC filter 5A does not necessarily have to be provided.
  • the elastic wave filter 7A1 includes a configuration in which multiple series arms 9 and multiple parallel arms 11 are connected in a ladder configuration.
  • the multiple series arms 9 are connected in series to each other, forming a signal path 13 through which a signal having a frequency within the passband flows.
  • the multiple parallel arms 11 connect different positions of the signal path 13 to a reference potential section 15, forming a signal path that allows signals having a frequency outside the passband to escape to the reference potential section 15.
  • each series arm 9 has an elastic wave resonator X (X1 and X2.
  • the symbol X is shown in FIG. 17.
  • resonator X may simply be referred to as "resonator X"
  • each parallel arm 11 has an inductor L (L1 to L3).
  • L1 to L3 Of the multiple inductors L in the multiple parallel arms 11, (at least) two inductors L are magnetically coupled to each other, as shown by the arrows.
  • FIG. 4A is a diagram showing the characteristics of the filters according to the comparative example and the embodiment.
  • FIG. 4B is a diagram showing an enlarged portion of FIG. 4A.
  • the horizontal axis indicates frequency f (GHz).
  • the vertical axis indicates the transmission coefficient (dB) (indicated as "S21 (dB)" in the figures).
  • line LA0 indicates the characteristics of composite filter 1A0 (FIG. 1B) according to a second comparative example described below.
  • Line LA1 indicates the characteristics of composite filter 1A1.
  • composite filter 1A0 and composite filter 1A1 are magnetically coupled. In other words, in composite filter 1A0, the inductor L in the parallel arm 11 is not magnetically coupled.
  • the characteristics of the resonator X include a resonance point where the absolute value of the impedance is a minimum value, and an anti-resonance point where the absolute value of the impedance is a maximum value.
  • the frequency of the resonance point is called the resonance frequency fr ( Figure 4B).
  • the frequency of the anti-resonance point is called the anti-resonance frequency fa ( Figure 4B).
  • the resonance frequency fr and the anti-resonance frequency fa are the same in the composite filter 1A0 and the composite filter 1A1.
  • the two resonators X of each filter have mutually different resonance frequencies fr and mutually different anti-resonance frequencies fa, and the respective frequencies are shown.
  • the anti-resonance point forms the attenuation pole PX (PX1 and PX2) of the filter where the transmission coefficient is at a minimum value.
  • the frequency of the attenuation pole PX is slightly shifted from the anti-resonance frequency fa due to the influence of the parallel arm 11, etc.
  • the attenuation pole PX is shifted to the higher frequency side (the passband side in the illustrated example) due to the magnetic field coupling of the inductor L compared to the comparative example. Also, in the illustrated example, the frequency difference between the two attenuation poles PX is widened. In this way, in the embodiment, the frequency of the attenuation pole PX is adjusted by magnetic field coupling. This makes it possible to adjust the width of the passband and/or stopband, for example, without making design changes to the resonator X.
  • the inductors L may be coupled to each other by a method other than magnetic field coupling.
  • the inductors L of the series arm 9 ( Figure 10A, etc.) may be coupled.
  • Filter variations 1.1. Overview of variations 1.2. Common features of various filters 2.
  • A-series filters 2.1. Overview of composite filter configuration (Figs. 1A to 3B) 2.2. LC filter configuration 2.3. Basic configuration of acoustic wave filter 2.4. Coupling variations 2.4.1. Coupling in the first example ( Figure 2A) 2.4.2. Second Example of Combination (Fig. 2B) 2.4.3. Third Example of Combination (FIG. 3A) 2.4.4. Fourth Example Combination (FIG. 3B) 2.5. Filter characteristics 2.5.1. Characteristics of the first comparative example (FIGS. 4A to 7B) 2.5.2.
  • Characteristics of the second comparative example 2.5.3. Characteristics of the first example (FIGS. 4A and 4B) 2.5.4. Characteristics of the second example (FIGS. 5A and 5B) 2.5.5. Characteristics of the third example (FIGS. 6A and 6B) 2.5.6. Characteristics of the Fourth Example (FIGS. 7A and 7B) 3. B series filters (Fig. 8) 4. C-series Filters 4.1. Overview of Composite Filter Configuration (FIGS. 9A to 11B) 4.2. LC filter configuration 4.3. Basic configuration of an acoustic wave filter 4.4. Coupling variations 4.4.1. Coupling in the first example (FIG. 10A) 4.4.2. Second Example of Combination (FIG.
  • Example of filter structure ( Figure 18) 8.
  • Example of elastic wave resonator configuration ( Figure 19) 9.
  • Example of communication device ( Figure 20) 10. Summary of the embodiments 10.1. Summary of the A series and B series 10.1.1. Summary of the first and second examples 10.1.2. Summary of the third and fourth examples 10.1.3. Summary of matters common to the first to fourth examples 10.2. Summary of the C series and D series 10.2.1. Summary of the first and second examples 10.2.2. Summary of the third and fourth examples 10.2.3. Summary of matters common to the first to fourth examples
  • Composite filters having LC filters with the same configuration are referred to as a series.
  • composite filters having different LC filters are classified into different series.
  • four types of series are exemplified: A series (FIGS. 1A to 3B), B series (FIG. 8), C series (FIGS. 9A to 11B), and D series (FIG. 16).
  • an elastic wave filter (elastic wave filter 7A1 in FIG. 2A) or a composite filter in which the configuration of the portion corresponding to the elastic wave filter is different from each other is exemplified.
  • the elastic wave filters have similar configurations.
  • the coupling modes of the inductors L of the multiple series arms 9 or the inductors L of the multiple parallel arms 11 are different from each other.
  • filters may be referred to as the first comparative example, the second comparative example, the first example, the second example, the third example, and the fourth example. Also, the same term (for example, "first example”) is used for filters in different series. However, in the explanation of each series, unless otherwise specified, filters referred to as "first example” etc. refer to filters within each series (and not filters in other series).
  • a code may be used in which the alphabet indicating the series (for example, “A” for the A series) is added to “1” (for example, “1A”).
  • a code may be used in which a "P” or a number is added (for example, “1A1” in Figure 2A). It may also be simply referred to as “Composite Filter 1" (code in Figure 17).
  • the reference number is "5" with the letter indicating the series added (for example, “5A” in Figure 2A). The reference number may also be omitted and the filter may simply be referred to as “LC filter 5" (reference number in Figure 17).
  • the reference number is "7” with the same reference number as that given to composite filter 1 added (for example, “7A1" in Figure 2A). The reference number for the filter may also be omitted and the filter may simply be referred to as "elastic wave filter 7" (reference number in Figure 17).
  • inductors For inductors, a symbol consisting of "L” followed by a number (such as "L1”) may be used. This number is used for the convenience of distinguishing the inductors L within each filter. Therefore, for example, the inductor L1 of one filter and the inductor L1 of another filter are not necessarily the same or similar. The same applies to the symbol "C" for a capacitor.
  • the various composite filters 1 may be configured with a focus on either the pass band or the stop band.
  • the pass band or the stop band may be specified by both the lower limit (low frequency end) frequency and the upper limit frequency, or only one of them may be specified.
  • each filter (1, 5, or 7) may be regarded as, for example, a band pass filter, a high pass filter, a low pass filter, or a band elimination filter.
  • the transmission coefficient near the attenuation pole of an elastic wave filter changes more rapidly than the transmission coefficient near the attenuation pole of other filters (e.g., LC filters). Therefore, by positioning the attenuation pole PX of the elastic wave filter 7 at a frequency closer to the pass band of the composite filter 1 than the attenuation pole PXP ( Figure 4A, etc.) of the LC filter 5, the slope of the transmission characteristics between the pass band and stop band of the composite filter 1 (the rate of change of the transmission coefficient with respect to frequency) can be made steeper. On the other hand, the LC filter 5 makes it easier to ensure the bandwidth of the pass band and/or stop band, for example.
  • the number and order of the LC filters 5 and elastic wave filters 7 are arbitrary. In the description of the embodiment, a combination of one LC filter 5 and one elastic wave filter 7 is mainly illustrated. In this case, as already mentioned, either filter may be on the input side. Also, the LC filter 5 does not have to be provided. Also, as an example of a configuration other than the illustrated example, an LC filter 5 (two LC filters 5 in total) may be provided on both the input side and the output side of the elastic wave filter 7.
  • the composite filter 1 may include components not shown.
  • the composite filter 1 may include a filter separate from the LC filter 5 and the acoustic wave filter 7, or may include elements such as resistors, inductors, and/or capacitors in addition to the filters.
  • the location of the elements may be arbitrary, and the elements may be between the LC filter 5 and the acoustic wave filter 7, or may be outside both filters.
  • the composite filter 1 may include not only a configuration for filtering, but also a configuration having other purposes such as impedance matching. Unless otherwise specified, the fact that components not shown as described above may be provided also applies to the LC filter 5 and the acoustic wave filter 7 (as well as the second filter 23 described later).
  • the LC filter 5 includes, for example, one or more inductors and one or more capacitors.
  • the LC filter 5 may have a variety of configurations, and the configurations of the LC filter 5 shown in each series are merely examples.
  • Typical examples of LC filters include, for example, an LC series resonant circuit or an LC parallel resonant circuit connecting the first terminal 3A and the second terminal 3B, an LC series resonant circuit or an LC parallel resonant circuit connecting the signal path 13 from the first terminal 3A to the second terminal 3B and the reference potential section 15, or a combination of two or more of these.
  • the LC filter 5 may also have such a typical example of an LC filter.
  • the LC filter 5 When the LC filter 5 is located on the input or output side of the series arm 9 in the signal path 13 from the first terminal 3A to the second terminal 3B, the LC filter 5 may or may not have components connected in series to the series arm 9 (e.g., the two capacitors C on the upper side of FIG. 2A).
  • An example of the latter is a mode in which the LC filter 5 only has components that connect the signal path 13 and the reference potential section 15 (e.g., the capacitor C and inductor L on the lower side of FIG. 2A).
  • the signal path 13 and the LC filter 5 are taken as examples, the same applies to other paths and other components (e.g., the resonator X).
  • the elastic wave filter 7 may have various configurations and characteristics as long as it utilizes elastic waves.
  • the elastic waves utilized by the elastic wave filter 7 may be of various types, such as SAW (Surface Acoustic Wave), BAW (Bulk Acoustic Wave), elastic boundary waves, or plate waves.
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • elastic boundary waves or plate waves.
  • BAW may propagate in the direction in which the piezoelectric layer (see the description of the chip substrate 41 described later) spreads, or may propagate in the thickness direction of the piezoelectric layer.
  • the elastic wave filter 7 according to the embodiment has a resonator X that constitutes the series arm 9 or the parallel arm 11. It is sufficient that at least one resonator X is provided in the elastic wave filter 7 (composite filter 1).
  • the multiple series arms 9 may basically have the same configuration as each other, and their characteristics may also be the same or approximately the same. The same applies to the multiple parallel arms 11.
  • the inductances of the inductors L included in the multiple parallel arms 11 in the A and B series may be the same as each other (or may be different).
  • the inductances of the inductors L included in the multiple series arms 9 in the C and D series may be the same as each other (or may be different).
  • the reference potential section 15 is a portion (conductor) to which a reference potential is applied. More specifically, for example, it may be a terminal to which a reference potential is applied (GND terminal 3G in FIG. 17), or it may be a configuration other than a terminal (for example, a shield). A representative example of the reference potential is 0 V, but this is not limited to this.
  • the reference potential section 15 may be shown in a form different from that in the actual product. Thus, for example, reference potential sections 15 shown in multiple positions in the drawing may be different portions in the actual product, or may be a single portion. Conversely, a single reference potential section 15 to which multiple components are connected together in the drawing may be a single portion in the actual product, or may be different portions.
  • the passband may be set according to a standard.
  • the passband may correspond to only one band defined in the standard, or may include two or more bands defined in the standard.
  • the intended passband and stopband may be specified as appropriate. For example, they may be specified by a specification, or they may be specified by measuring the filter characteristics of the product.
  • the attenuation required for the passband and stopband differs depending on the equipment to which each filter is applied. As an example, a frequency band with an absolute value of attenuation of 5 dB or less or 3 dB or less may be specified as the passband. Also, as an example, a frequency band with an absolute value of attenuation of 20 dB or more or 30 dB or more may be specified as the stopband.
  • various composite filters 1 shift the attenuation pole PX to the high frequency side or the low frequency side by coupling the inductor L of the series arm 9 or the parallel arm 11.
  • the shift amount is arbitrary.
  • the shift amount may be less than 5 MHz, 5 MHz or more, 10 MHz or more, 50 MHz or more, or 100 MHz or more.
  • the shift amount may be less than 1%, 1% or more, 5% or more, 10% or more, or 20% or more of the frequency difference between the pass band and the anti-resonance frequency fa or the resonance frequency fr that constitutes the attenuation pole closest to the pass band.
  • the amount of expansion when the frequency difference between the two attenuation poles PX is expanded is also arbitrary.
  • the upper or lower limit of the above-mentioned shift amount may be doubled.
  • the composite filter 1A according to the A series is configured to function as a high-pass filter in the range of the horizontal axis of the illustrated characteristic diagram (e.g., FIG. 4A). However, at frequencies higher than the range of the horizontal axis, the transmission coefficient of the composite filter 1A decreases, and the composite filter 1A also functions as a band-pass filter.
  • the LC filter 5A functions primarily as a high-pass filter.
  • the acoustic wave filter 7A forms the aforementioned attenuation pole PX on the low-frequency side of the pass band of the composite filter 1A (or, from another perspective, the LC filter 5A).
  • the acoustic wave filter 7A may be regarded as a band elimination filter having a stop band on the low-frequency side of the pass band of the composite filter 1A (LC filter 5A).
  • First Comparative Example Composite Filter 1AP in FIG. 1A
  • Second Comparative Example Composite Filter 1A0 in FIG. 1B
  • First Example Composite Filter 1A1 in FIG. 2A
  • Second Example Composite Filter 1A2 in FIG. 2B
  • Third Example Composite Filter 1A3 in FIG. 3A
  • Fourth Example Composite Filter 1A4 in FIG. 3B
  • Composite filter 1AP does not have elastic wave filter 7A, but has additional circuit 8A equivalent to elastic wave filter 7A.
  • Additional circuit 8A has inductor L that connects signal path 13 and reference potential section 15.
  • Composite filters 1A0 to 1A4 have elastic wave filters 7A0 to 7A4 that have similar configurations. However, in elastic wave filter 7A0, inductor L is not coupled, and in elastic wave filters 7A1 to 7A4, the mode of coupling of inductor L is different from one another.
  • (2.2. Configuration of LC filter) 1A to 3B has at least one (plural in the illustrated example, more specifically, two) capacitor C that constitutes the signal path 13 (connected in series to the signal path 13).
  • the LC filter 5A also has at least one series resonant circuit 17 that connects the signal path 13 and the reference potential unit 15.
  • the series resonant circuit 17 has an inductor L and a capacitor C that are connected in series with each other.
  • a high-pass filter is formed that has an attenuation pole PXP at the resonant frequency of the series resonant circuit 17 (the frequency at which the absolute value of the impedance is minimal) on the low-frequency side of the pass band.
  • the capacitors C are connected in series with each other.
  • the connection positions of the plurality of series resonant circuits 17 with respect to the signal path 13 are positions that are different electrical positions from the plurality of capacitors C connected in series with each other. More specifically, the different positions are between the capacitors C that are connected to each other, in front of all of the plurality of capacitors C, and behind all of the plurality of capacitors C.
  • the above description of the electrical positions may be applied to the acoustic wave filter 7 by replacing the term capacitor C with the term series arm 9 and the term series resonant circuit 17 with the term parallel arm 11.
  • the number of attenuation poles PXP formed by the LC filter 5A is one.
  • the resonant frequencies of the multiple series resonant circuits 17 may be the same as each other, or may be different from each other (partially or entirely).
  • the LC filter 5A may form only one attenuation pole PXP, or may form multiple attenuation poles PXP (not more than the number of series resonant circuits 17).
  • the number of attenuation poles PXP due to the LC filter 5A is one.
  • the description of the relationship between the frequency of this one attenuation pole PXP, the pass band of the elastic wave filter 7A, and the frequency of the attenuation poles PX of the elastic wave filter 7A may be applied to the attenuation pole PX closest to the pass band in the case where the number of attenuation poles PXP due to the LC filter 5A is multiple, unless otherwise specified and unless a contradiction occurs.
  • the description in this paragraph may be applied to other series.
  • One or more attenuation poles PXP of the LC filter 5A may or may not appear clearly in the transmission characteristics of the composite filter 1.
  • a valley of the transmission characteristics centered on the attenuation pole PX of another filter (e.g., the elastic wave filter 7A) and a valley of the transmission characteristics centered on the attenuation pole PXP of the LC filter 5A overlap, making the attenuation pole unclear.
  • valleys of the transmission characteristics centered on attenuation poles having different frequencies overlap within the LC filter 5A, making the attenuation pole unclear.
  • the attenuation pole may be identified from the configuration of the LC filter 5A (e.g., the inductance of the inductor L and the capacitance of the capacitor C of the series resonant circuit 17).
  • the description in this paragraph may be appropriately applied to other filters (e.g., other LC filters 5 or elastic wave filters 7).
  • the elastic wave filter 7A has multiple series arms 9 and multiple parallel arms 11.
  • the number of series arms 9 may be one.
  • the number of parallel arms 11 may be two or more. If one series arm 9 and two parallel arms 11 connected via the one series arm 9 are provided, the two parallel arms 11 are coupled to each other, and the effect of the coupling is exerted.
  • the description may be based on the illustrated configuration without any special mention.
  • the description may be based on the configuration in which there are multiple series arms 9 (more specifically, two) and multiple parallel arms 11 (more specifically, three).
  • Each of the multiple series arms 9 has, for example, a resonator X.
  • each of the multiple parallel arms 11 has, for example, an inductor L.
  • only one of the multiple series arms 9 may have a resonator X, or only two of the multiple parallel arms 11 may have inductors L.
  • the series arm 9 that does not have a resonator X may have, for example, a capacitor C.
  • the parallel arm 11 that does not have an inductor L may have, for example, a resonator X.
  • the anti-resonant frequencies and/or resonant frequencies of the multiple resonators X may be the same, or some or all of them may be different from each other.
  • the elastic wave filter 7A may have only one attenuation pole PX, or may form multiple attenuation poles PX.
  • an example may be taken in which the number of attenuation poles PX provided by the elastic wave filter 7A is multiple (more specifically, two).
  • the inductor L of the parallel arm 11 reduces the likelihood that the multiple resonators X as a whole will function as a large-capacity capacitor, and thus contributes to reducing the likelihood that a signal having a frequency within the stopband will pass through the multiple series arms 9.
  • the inductor L may also cooperate with the resonators X to form a high-pass filter.
  • the inductance of the inductor L may be set appropriately to obtain the desired filter characteristics.
  • the inductors L of adjacent parallel arms 11 are magnetically coupled to each other.
  • the adjacent parallel arms 11 are two parallel arms 11 connected to each other via one series arm 9 but not via the other series arm 9.
  • FIG. 2A there are two pairs of adjacent parallel arms 11 (the pair of L1 and L2, and the pair of L2 and L3). All pairs (or a plurality of pairs from another perspective) are magnetically coupled. However, magnetic field coupling may be performed only in some pairs, or only in one pair. In an embodiment in which three or more pairs exist, magnetic field coupling may be performed in three or more pairs. In an embodiment in which magnetic field coupling is performed only in some bears, the positional relationship between the coupled pairs and the uncoupled pairs is arbitrary. In another perspective, for example, it is arbitrary whether the parallel arm 11 on the most input side or output side is coupled or not. The explanation in this paragraph may be applied to the first example of the C series (FIG. 10A) by replacing the term parallel arm 11 with the term series arm 9.
  • the magnetic field coupling of adjacent parallel arms 11 is oriented in a direction that results in additive coupling with respect to the current flowing through the series arm 9 interposed between them. For example, when the same magnetic field passes through inductors L1 and L2 and this magnetic field generates a current in inductor L1 in the direction from the signal path 13 to the reference potential section 15, the magnetic field generates a current in inductor L2 in the direction from the reference potential section 15 to the signal path 13.
  • the inductors L in the parallel arms 11 that are next to each other are magnetically coupled to each other.
  • the parallel arms 11 that are next to each other are two parallel arms 11 that are connected to each other via two series arms 9 but not via any other series arms 9. Note that the parallel arms 11 that are next to each other are not substantially magnetically coupled to each other, for example.
  • the strength of the magnetic field coupling between the parallel arms 11 that are next to each other is weaker than the strength of the magnetic field coupling between the parallel arms 11 that are next to each other.
  • the number of pairs consisting of two adjacent parallel arms 11 is one (the pair of L1 and L3).
  • the number of pairs may be multiple.
  • four parallel arms 11 may be provided to form two pairs.
  • magnetic field coupling may be performed only in some pairs, may be performed in all pairs, may be performed in only one pair, or may be performed in multiple pairs.
  • the positional relationship between the coupled pair and the parallel arm 11 that is not coupled is arbitrary. From another perspective, for example, it is arbitrary whether or not the parallel arm 11 on the most input side or output side is coupled.
  • the parallel arm 11 (L2) between them may or may not be coupled to the other parallel arm 11.
  • the explanation in this paragraph may be applied to the second example of the C series ( Figure 10B) by replacing the term parallel arm 11 with the term series arm 9.
  • the magnetic field coupling between two adjacent parallel arms 11 is oriented in a direction that results in differential coupling with respect to the currents that flow sequentially through the two series arms 9 interposed between them. For example, when the same magnetic field passes through inductors L1 and L3 and this magnetic field generates a current in inductor L1 in the direction from the signal path 13 to the reference potential section 15, the magnetic field generates a current in inductor L3 in the direction from the signal path 13 to the reference potential section 15.
  • adjacent parallel arms 11 are coupled to each other, similarly to the first example.
  • one parallel arm 11 is coupled to only one parallel arm 11 on one side.
  • one parallel arm 11 belongs to only one pair and is not shared by two pairs.
  • inductor L2 is coupled to inductor L1 but is not coupled to inductor L3.
  • such coupling may be used.
  • the number of pairs that can be coupled in the third example is one.
  • the number of pairs that can be coupled in the third example may be multiple.
  • four parallel arms 11 may be provided and two pairs may be coupled.
  • the coupling may be performed only in some pairs, may be performed in all pairs, may be performed in only one pair, or may be performed in multiple pairs.
  • an inductor L that is not coupled exists, the positional relationship between the coupled pair and the parallel arm 11 that is not coupled is arbitrary. From another perspective, for example, it is arbitrary whether or not the parallel arm 11 on the most input side or output side is coupled.
  • the explanation in this paragraph may be applied to the third example of the C series (FIG. 11A) by replacing the term parallel arm 11 with the term series arm 9.
  • the adjacent parallel arms 11 are coupled by the presence of the same inductor L4 (in other words, an electrical element) between the adjacent parallel arms 11 and the reference potential section 15.
  • inductor L4 prevents inductor L1 and inductor L2 from being short-circuited to the reference potential section 15.
  • a current can flow from inductor L1 to inductor L2 (and in the opposite direction). This couples the two together.
  • the parallel arms 11 that are next to each other are coupled to each other as in the second example.
  • the description of the parallel arms 11 to be coupled in the second example may be applied to the fourth example.
  • the coupling between the next adjacent parallel arms 11 is achieved by interposing the same capacitor C1 (in other words, an electrical element) between the next adjacent parallel arms 11 and the reference potential section 15.
  • the capacitor C1 in other words, an electrical element
  • the inductor L1 and the inductor L3 are not short-circuited to the reference potential section 15.
  • a current can flow from inductor L1 to inductor L3 (and in the opposite direction). This couples the two together.
  • the parallel arm 11 (inductor L2) between the next adjacent parallel arms 11 is not connected to the capacitor C1.
  • the first comparative example shows the characteristics of a high-pass filter whose passband is a frequency band higher than about 4.8 GHz in the frequency range shown.
  • the first comparative example also forms an attenuation pole PXP on the low-frequency side of the passband (more specifically, in the range of 3 GHz to 3.5 GHz).
  • the characteristics of the composite filter 1AP according to the first comparative example are generally the same as the characteristics of the LC filter 5A. Therefore, in the description of the embodiment, no particular distinction is made between the two.
  • the characteristic of the second comparative example (line LA0) is roughly the same as the characteristic of the first comparative example (line LAP), except that a new attenuation pole PX (PX1 and PX2) is formed on the low frequency side of the pass band. As described above, this new attenuation pole PX is due to the anti-resonance point of the resonator X.
  • the attenuation pole PX due to the resonator X is located, for example, between the passband of the composite filter 1A0 (and/or the LC filter 5A) and the attenuation pole PXP due to the LC filter 5A.
  • This makes it easier for the characteristics of an elastic wave resonator, in which the impedance changes sharply with respect to changes in frequency, to appear as the characteristics on the low frequency side of the passband of the composite filter 1A0. As a result, it is possible to make the change in the transmission characteristics on the low frequency side of the passband sharp.
  • the number of attenuation poles PX by the elastic wave filter 7 may be one or more.
  • the number of attenuation poles PX located between the passband of the composite filter 1 (and/or the LC filter 5) and the attenuation poles PXP by the LC filter 5 may be one or more, and may be some or all of the multiple attenuation poles PX.
  • the term attenuation pole PX above may be replaced with the term resonant frequency fr or the term anti-resonant frequency fa. The explanation in this paragraph may be applied to other series.
  • the positional relationship in the signal path 13 of the multiple resonators X that have different resonant frequencies fr is arbitrary.
  • the series arm 9 having the resonant frequency fr that is closest to the frequency of the attenuation pole PXP is not the series arm 9 that is closest to the LC filter 5A among the multiple series arms 9.
  • the series arm 9 having the resonant frequency fr that is relatively closer to the frequency of the attenuation pole PXP is farther from the LC filter 5A than the other series arm 9 in the signal path 13.
  • the term resonant frequency fr may be replaced with the term anti-resonant frequency fa or the term attenuation pole PX.
  • the characteristic of the composite filter 1A1 (FIG. 2A) according to the first example shown by the line LA1 in FIG. 4A and FIG. 4B is obtained by shifting the attenuation pole PX to the high frequency side (passband side) in the characteristic of the composite filter 1A0 according to the second comparative example.
  • all the attenuation poles PX are shifted to the high frequency side.
  • the attenuation pole PX1 on the highest frequency side (closest to the passband side) (the attenuation pole PX corresponding to the highest anti-resonance frequency fa) is also shifted to the high frequency side.
  • the reason why the attenuation pole PX is shifted to the high frequency side as described above can be explained, for example, as follows.
  • the inductors L of two adjacent parallel arms 11 are sum-coupled, the same effect occurs as when an inductor L is connected in parallel to the series arm 9 sandwiched between the two parallel arms.
  • the equivalent circuit of the resonator X is represented by a double resonant circuit in which a series resonant circuit and a capacitor are connected in parallel.
  • the anti-resonant frequency fa of the resonator X is shifted to the high frequency side with respect to the resonant frequency fr as the ratio of the capacitance in the series resonant circuit to the capacitance of the capacitor (hereinafter referred to as the "damping capacitance").
  • the inductor L in parallel to the resonator X is equivalent to reducing the damping capacitance, so the anti-resonant frequency fa (attenuation pole PX) is shifted to the high frequency side.
  • the frequency difference between the anti-resonant frequencies fa of the two resonators X can be adjusted by adjusting the relative strength of the magnetic field coupling between inductors L1 and L2, and the magnetic field coupling between inductors L2 and L3.
  • the frequency difference can be adjusted by increasing the strength of the magnetic field coupling between the parallel arms 11 that sandwich the resonator X having a relatively high anti-resonant frequency fa, it becomes easier to widen the frequency difference. This makes it possible to widen the stopband, for example.
  • the characteristics of the composite filter 1A2 (FIG. 2B) according to the second example shown by the line LA2 in FIG. 5A and FIG. 5B are obtained by shifting one of the two attenuation poles PX to the high frequency side (pass band side) and the other to the low frequency side (opposite side to the pass band) in the characteristics of the composite filter 1A0 according to the second comparative example. More specifically, in the illustrated example, the attenuation pole PX1 on the relatively high frequency side is shifted to the high frequency side, and the attenuation pole PX2 on the relatively low frequency side is shifted to the low frequency side. As a result, the frequency difference between the two is large. However, the frequency difference may be narrowed, contrary to what is illustrated.
  • the reason why the attenuation pole PX is shifted as described above can be explained, for example, as follows.
  • the space between the two series arms 9 sandwiched between two adjacent parallel arms 11 (L1 and L3) is grounded by another parallel arm 11 (L2). Therefore, when the inductors L1 and L3 are differentially coupled, the same action as in the first example occurs in one series arm 9, and the anti-resonant frequency fa becomes higher.
  • the opposite action to the first example occurs in the other series arm 9, and the anti-resonant frequency fa becomes lower.
  • the series arm 9 in which the attenuation pole PX is shifted to the high frequency side is the series arm 9 located relatively closer to the input side of the two series arms 9. Therefore, in the examples of Figures 2B, 5A, and 5B, the resonator X1 located relatively closer to the input side (the LC filter 5A side from another perspective) has a higher anti-resonance frequency fa than the resonator X2 (and usually the resonant frequency fr as well).
  • the relatively high attenuation pole PX1 formed by the resonator X1 is shifted to the high frequency side.
  • One or more series arms 9 having an attenuation pole PX shifted to the high frequency side may have, for example, an anti-resonance frequency fa and/or a resonance frequency fr located on the highest frequency side (closest to the passband) among the multiple series arms 9, and may form an attenuation pole PX on the highest frequency side.
  • one or more series arms 9 having an attenuation pole PX shifted to the low frequency side may have, for example, an anti-resonance frequency fa and/or a resonance frequency fr located on the lowest frequency side (closest to the passband) among the multiple series arms 9, and may form an attenuation pole PX on the highest frequency side.
  • the explanation in this paragraph may be used in the fourth example.
  • the characteristics of the composite filter 1A3 (FIG. 3A) according to the third example, indicated by the line LA3 in FIG. 6A and FIG. 6B, are generally similar to those of the composite filter 1A1 according to the first example. That is, the attenuation pole PX1 formed by the series arm 9 (resonator X1) sandwiched between the two coupled parallel arms 11 is shifted to the high frequency side with respect to the attenuation pole PX1 of the second comparative example (line LA0). However, one of the two series arms 9 (resonator X2) has no parallel arms 11 on both sides coupled, and therefore the attenuation pole PX2 formed by the resonator X2 is not shifted.
  • the attenuation pole PX is shifted to the higher frequency side as described above can be explained, for example, as follows. Since the inductors L (L1 and L2) of the two adjacent parallel arms 11 are connected to the reference potential section 15 via the same inductor L4, as described above, it becomes possible for a current to flow from inductor L1 to inductor L2. In other words, an inductor is connected in parallel to the series arm 9 (resonator X1) sandwiched between the two inductors L1 and L2. As a result, similar to the first example, the anti-resonance frequency fa (attenuation pole PX) is shifted to the higher frequency side.
  • the resonator X1 which is located relatively closer to the input side (the LC filter 5A side from another point of view), has a higher anti-resonance frequency fa than the resonator X2 (usually the resonant frequency fr is also the same).
  • the relatively high attenuation pole PX1 due to the resonator X1 is further shifted to the higher frequency side by the coupling of the parallel arm 11. Note that the positional relationship between the resonators X1 and X2 and the high-low relationship between the anti-resonant frequency fa (and the resonant frequency fr) may be the opposite to that described above.
  • one or more series arms 9 having an attenuation pole PX shifted to the higher frequency side may have, for example, the anti-resonant frequency fa and/or the resonant frequency fr located on the highest frequency side (closest to the passband side) among the multiple series arms 9, and may form the highest frequency attenuation pole PX.
  • the characteristics of the composite filter 1A4 (FIG. 3B) according to the fourth example shown by the line LA4 in FIG. 7A and FIG. 7B are roughly the same as those of the composite filter 1A2 according to the second example. That is, compared with the second comparative example (line LA0), one of the two attenuation poles PX is shifted to the high frequency side (pass band side), and the other is shifted to the low frequency side (opposite to the pass band). More specifically, in the illustrated example, the attenuation pole PX1 on the relatively high frequency side is shifted to the high frequency side, and the attenuation pole PX2 on the relatively low frequency side is shifted to the low frequency side. As a result, the frequency difference between the two is large. However, the frequency difference may be narrowed, contrary to the illustrated example.
  • the attenuation pole PX is shifted as described above. Since the inductors L (L1 and L3) of the two adjacent parallel arms 11 are connected to the reference potential section 15 via the same capacitor C1, as described above, it becomes possible for a current to flow from inductor L1 to inductor L3. Furthermore, since the space between resonators X1 and X2 is grounded by inductor L2, and the space between inductors L1 and L3 is grounded by capacitor C1, inductors of opposite phases are connected in parallel to the two series arms 9. As a result, the anti-resonant frequency fa becomes higher in one series arm 9, and the anti-resonant frequency fa becomes lower in the other series arm 9.
  • (3. B series filters) 8 is obtained by replacing the LC filter 5A in the A series with an LC filter 5B.
  • the LC filter 5B constitutes a high-pass filter, for example, similar to the LC filter 5A
  • the acoustic wave filter 7B forms an attenuation pole PX (see the drawing for the A series) on the low-frequency side of the pass band of the LC filter 5A, similar to the acoustic wave filter 7A.
  • the specific configuration of the acoustic wave filter 7B may be similar to that of the acoustic wave filters 7A0 to 7A4.
  • the LC filter 5B has one or more capacitors C that form the signal path 13, and one or more inductors L that connect the signal path 13 and the reference potential section 15. This forms a high-pass filter.
  • the signal path 13 also has a parallel resonant circuit 19.
  • the parallel resonant circuit 19 has an inductor L and a capacitor C that are connected in parallel to each other. This forms a high-pass filter that has an attenuation pole PXP on the low-frequency side of the pass band at the resonant frequency of the parallel resonant circuit 19 (the frequency at which the absolute value of the impedance is maximum).
  • LC filter 5B may form multiple attenuation poles PXP.
  • multiple attenuation poles PXP are realized, for example, by providing multiple parallel resonant circuits 19 connected in series and providing an inductor L that connects between the multiple parallel resonant circuits 19 and the reference potential section 15.
  • an attenuation pole PX is formed on the low-frequency side of the high-pass filter by the resonator X, and the frequency of this attenuation pole PX is adjusted by the coupling of the inductor L.
  • an attenuation pole PX is formed on the high-frequency side of the low-pass filter by the resonator X, and the frequency of this attenuation pole PX is adjusted by the coupling of the inductor L. More specifically, it is as follows.
  • the composite filters 1C (1CP, 1C0, and 1C1 to 1C4) according to the C series shown in Figures 9A to 11B are configured to function as low-pass filters in the range of the horizontal axis of the characteristic diagrams ( Figures 12A to 15B) described later.
  • the composite filter 1C may also function as a band-pass filter by decreasing the transmission coefficient at frequencies lower than the range of the horizontal axis.
  • the LC filter 5B mainly functions as a low-pass filter.
  • the acoustic wave filter 7C forms the aforementioned attenuation pole PX on the high-frequency side of the pass band of the composite filter 1C (or from another perspective, the LC filter 5C).
  • the acoustic wave filter 7C may be regarded as a band elimination filter having a stop band on the high-frequency side of the pass band of the composite filter 1C (LC filter 5C).
  • First Comparative Example (Composite Filter 1CP in FIG. 9A) Second Comparative Example (Composite Filter 1C0 in FIG. 9B) First Example (Composite Filter 1C1 in FIG. 10A) Second Example (Composite Filter 1C2 in FIG. 10B) Third Example (Composite Filter 1C3 in FIG. 11A) Fourth Example (Composite Filter 1C4 in FIG. 11B)
  • Composite filter 1CP does not have elastic wave filter 7C, and is composed only of LC filter 5C.
  • Composite filters 1C0 to 1C4 have elastic wave filters 7C0 to 7C4 that have similar configurations. However, in elastic wave filter 7C0, inductor L is not coupled, and in elastic wave filters 7C1 to 7C4, the manner in which inductor L is coupled is different from one another.
  • the LC filter 5C has at least one inductor L (in the illustrated example, more specifically, two inductors L) that constitutes the signal path 13.
  • the LC filter 5C also has at least one capacitor C that connects the signal path 13 and the reference potential unit 15. This constitutes a low-pass filter.
  • the LC filter 5 also has a series resonant circuit 17 that connects the signal path 13 and the reference potential unit 15. This constitutes a low-pass filter that has an attenuation pole PXP ( FIG. 12A , etc.) at the resonant frequency (frequency at which the absolute value of the impedance is minimal) of the series resonant circuit 17 on the high-frequency side of the pass band.
  • LC filter 5C may form multiple attenuation poles PXP.
  • multiple attenuation poles PXP are realized, for example, by providing multiple series resonant circuits 17, like the A series.
  • elastic wave filter 7C has multiple series arms 9 and multiple parallel arms 11.
  • each of the multiple series arms 9 has an inductor L
  • each of the multiple parallel arms 11 has a resonator X. Therefore, while in elastic wave filter 7A, the anti-resonance point of the resonator X forms an attenuation pole, in elastic wave filter 7B, the resonance point of the resonator X forms an attenuation pole.
  • the series arms 9 are coupled to each other, which is the opposite of the A series. This coupling is realized by providing two series arms 9 and one parallel arm 11 connected to one of the series arms 9. Therefore, unlike the illustrated example, the number of parallel arms 11 may be one.
  • the number of series arms 9 may be two or more.
  • the description may be based on the illustrated configuration without any special mention.
  • the description may be based on the configuration in which the number of series arms 9 is multiple (more specifically, three) and the number of parallel arms 11 is multiple (more specifically, two).
  • the multiple series arms 9 each have, for example, an inductor L. Furthermore, the multiple parallel arms 11 each have, for example, a resonator X. However, as can be understood from the above explanation, unlike the illustrated example, only two of the multiple series arms 9 may have inductors L, or only one of the multiple parallel arms 11 may have a resonator X.
  • the series arm 9 that does not have an inductor L may have, for example, a resonator X.
  • the parallel arm 11 that does not have a resonator X may have, for example, a capacitor C.
  • the anti-resonant frequencies and/or resonant frequencies of the multiple resonators X may be the same or different from each other.
  • the acoustic wave filter 7C may have only one attenuation pole PX, or may form multiple attenuation poles PX.
  • an example may be taken in which the number of attenuation poles PX provided by the acoustic wave filter 7C is multiple (more specifically, two).
  • the inductors L of adjacent series arms 9 are magnetically coupled to each other.
  • the adjacent series arms 9 are two series arms 9 connected in series to each other without any other series arm 9 therebetween.
  • the magnetic field coupling between adjacent series arms 9 is oriented in a direction that results in differential coupling. For example, when the same magnetic field passes through inductors L1 and L2 and generates a current in inductor L1 in the direction from the first terminal 3A to the second terminal 3B due to this magnetic field, a current in the opposite direction (from the second terminal 3B to the first terminal 3A) is generated in inductor L2 due to the magnetic field.
  • the inductors L in the series arms 9 that are next to each other are magnetically coupled to each other.
  • the next to each other series arms 9 are the two series arms 9 on both sides of the three series arms 9 that are connected in series in sequence without any other series arms 9 in between.
  • the adjacent series arms 9 are not substantially magnetically coupled to each other.
  • the strength of the magnetic field coupling between the adjacent series arms 9 is weaker than the strength of the magnetic field coupling between the series arms 9 that are next to each other.
  • the magnetic field coupling of two adjacent series arms 9 is oriented in a direction that results in a additive coupling. For example, when the same magnetic field passes through inductors L1 and L3 and generates a current in inductor L1 in the direction from the first terminal 3A to the second terminal 3B due to this magnetic field, a current in the same direction (from the first terminal 3A to the second terminal 3B) is generated in inductor L2 due to the magnetic field.
  • the coupling in the third example is between adjacent series arms 9, as in the first example.
  • one series arm 9 is coupled only to the series arm 9 on one side.
  • one series arm 9 belongs to only one pair and is not shared by two pairs.
  • inductor L2 is coupled to inductor L1, but is not coupled to inductor L3.
  • such coupling may be used.
  • the explanation of the coupling targets in the third example of the A series may be applied to this third example, but the explanation of the coupling targets in the first example of the A series may be applied to this third example by replacing the words series arm 9 with parallel arm 11.
  • adjacent series arms 9 are coupled by an inductor L4 connected in parallel to the third example. Furthermore, in the fourth example, adjacent series arms 9 other than the adjacent series arms 9 coupled by the inductor L4 (however, one series arm 9 may be shared) are coupled by a capacitor C4 connected in parallel to the other adjacent series arms 9 (L2 and L3).
  • the description of the coupling targets in the first and/or third examples of the A series may be used in this fourth example by replacing the term series arm 9 with the term parallel arm 11, and the description of the coupling targets in the third example of the C series may be used in this fourth example.
  • the pair of coupling targets of inductor L4 (adjacent series arms 9) and the pair of coupling targets of capacitor C (adjacent series arms 9) are different pairs.
  • the former and latter may or may not share one series arm 9.
  • Inductor L4 can be considered to span one parallel arm 11 (resonator X1). Similarly, capacitor C4 can be considered to span one parallel arm 11 (resonator X2). When viewed in this way, inductor L4 and capacitor C4 span different resonators X.
  • Figs. 12A to 15B show the characteristics of the composite filters 1C1 to 1C4. These figures correspond to Figs. 4A to 7B of the A series, and, like Figs. 4A to 7B, were obtained by simulation calculation. However, the values of the anti-resonance frequency fa are shown as approximate values.
  • the characteristics of the composite filters 1C1 to 1C4 are the same as those of the composite filters 1A1 to 1C4, with the low frequency side and the high frequency side reversed. Specifically, they are as follows:
  • the first comparative example 12A to 15B shows the characteristics of a low-pass filter whose passband is a frequency band lower than about 4 GHz in the frequency range shown in the figure. Moreover, the first comparative example forms an attenuation pole PXP on the high-frequency side of the passband (more specifically, near 6 GHz).
  • the attenuation pole PX is located, for example, between the passband of the composite filter 1C0 (and/or the LC filter 5C) and the attenuation pole PXP due to the LC filter 5C.
  • This makes it easier for the characteristics of an elastic wave resonator, in which the impedance changes sharply with respect to changes in frequency, to appear as the characteristics on the high-frequency side of the passband of the composite filter 1C0. As a result, it is possible to make the change in the transmission characteristics on the high-frequency side of the passband sharp.
  • the positional relationship in the signal path 13 of the multiple resonators X with different anti-resonant frequencies fa is arbitrary.
  • the parallel arm 11 with the anti-resonant frequency fa closest to the attenuation pole PXP is not the parallel arm 11 closest to the LC filter 5C among the multiple parallel arms 11.
  • connection position of the parallel arm 11 with the anti-resonant frequency fa relatively close to the frequency of the attenuation pole PXP in the signal path 13 is farther from the LC filter 5A than the connection position of the other parallel arm 11 to the signal path 13.
  • anti-resonant frequency fa may be replaced with the term resonance frequency fr or the term attenuation pole PX.
  • the characteristic of the composite filter 1C1 (FIG. 10A) according to the first example shown by the line LC1 in FIG. 12A and FIG. 12B is obtained by shifting the attenuation pole PX to the lower frequency side (passband side) in the characteristic of the composite filter 1C0 according to the second comparative example.
  • all the attenuation poles PX are shifted to the lower frequency side.
  • the attenuation pole PX on the lowest frequency side (closest to the passband side) (the attenuation pole PX corresponding to the resonance frequency fr on the lowest frequency side) is also shifted to the lower frequency side.
  • the attenuation pole PX is shifted to the lower frequency side as described above can be explained, for example, as follows.
  • the inductors L of two adjacent series arms 9 sandwiching the parallel arm 11 are differentially coupled, currents of opposite phase flow on both sides of the parallel arm 11, resulting in an effect similar to that of an inductor being added in series to the resonator X of the parallel arm 11.
  • the inductance of the inductor connected in series in the resonant circuit (equivalent circuit) including the resonator X increases.
  • the resonant frequency fr attenuation pole PX
  • the frequency difference between the resonant frequencies fr of the two resonators X can be adjusted by adjusting the relative strength of the magnetic field coupling between inductors L1 and L2 and the magnetic field coupling between inductors L2 and L3. For example, by increasing the strength of the magnetic field coupling of the series arm 9 across the resonator X having a relatively low resonant frequency fr, it becomes easier to widen the frequency difference. This makes it possible to widen the stopband, for example.
  • the characteristics of the composite filter 1C2 (FIG. 10B) according to the second example shown by the line LC2 in FIG. 13A and FIG. 13B are obtained by shifting one of the two attenuation poles PX to the low frequency side (pass band side) and the other to the high frequency side (opposite to the pass band) in the characteristics of the composite filter 1C0 according to the second comparative example. More specifically, in the illustrated example, the attenuation pole PX1 on the relatively low frequency side is shifted to the low frequency side, and the attenuation pole PX2 on the relatively high frequency side is shifted to the high frequency side. As a result, the frequency difference between the two is large. However, the frequency difference may be narrowed, contrary to the illustrated example.
  • One series arm 9 (L2) is interposed between two adjacent series arms 9 (L1 and L3) (from another point of view, between adjacent parallel arms 11). Therefore, when the inductors L1 and L3 are summarily coupled, opposite actions occur in the adjacent parallel arms 11. That is, in one parallel arm 11, the same action as in the first example occurs, and the resonant frequency fr becomes lower. In addition, in the other parallel arm 11, the opposite action to the first example occurs, and the resonant frequency fr becomes higher.
  • the parallel arm 11 in which the attenuation pole PX is shifted to the lower frequency side is the parallel arm 11 located relatively closer to the input side of the two parallel arms 11. Therefore, in the examples of Figures 10B, 13A, and 13B, the resonator X1 located relatively closer to the input side (the LC filter 5C side from another perspective) has a lower resonance frequency fr than the resonator X2 (and usually the anti-resonance frequency fa as well). The relatively low attenuation pole PX1 formed by the resonator X1 is further shifted to the lower frequency side.
  • One or more parallel arms 11 having an attenuation pole PX shifted to the low frequency side may have, for example, an anti-resonance frequency fa and/or a resonance frequency fr located on the lowest frequency side (closest to the passband) among the multiple parallel arms 11, and may form an attenuation pole PX on the lowest frequency side.
  • one or more parallel arms 11 having an attenuation pole PX shifted to the high frequency side may have, for example, an anti-resonance frequency fa and/or a resonance frequency fr located on the highest frequency side (closest to the passband) among the multiple parallel arms 11, and may form an attenuation pole PX on the highest frequency side.
  • the explanation in this paragraph may be used in the fourth example.
  • the characteristics of the composite filter 1C3 (FIG. 11A) according to the third example, indicated by the line LC3 in FIG. 14A and FIG. 14B, are generally similar to those of the composite filter 1C1 according to the first example. That is, the attenuation pole PX1 formed by the parallel arm 11 (resonator X1) sandwiched between the two coupled series arms 9 is shifted to the lower frequency side with respect to the attenuation pole PX1 of the second comparative example (line LC0). However, one of the two parallel arms 11 (resonator X2) has the series arms 9 on both sides not coupled, so the attenuation pole PX2 formed by the resonator X2 is not shifted.
  • the reason why the attenuation pole PX is shifted to the lower frequency side as described above can be explained, for example, as follows.
  • inductor L4 is connected in parallel across the parallel arm 11 (X1)
  • a path is formed from the input side to the parallel arm 11 (X1) via inductor L4 and inductor L2. Therefore, the same effect occurs as when an inductor connected in series to the parallel arm 11 is added.
  • the resonant frequency fr is shifted to the lower frequency side.
  • the resonator X1 which is located relatively closer to the input side (the LC filter 5C side from another perspective), has a lower resonance frequency fr than the resonator X2 (usually the anti-resonance frequency fa is also the same).
  • the relatively low attenuation pole PX1 formed by the resonator X1 is further shifted to the lower frequency side by the coupling of the series arm 9. Note that the positional relationship between the resonators X1 and X2 and the high-low relationship between the resonance frequency fr (and the anti-resonance frequency fa) may be reversed from that described above.
  • one or more parallel arms 11 having an attenuation pole PX shifted to the lower frequency side may have, for example, the anti-resonance frequency fa and/or the resonance frequency fr located on the lowest frequency side (closest to the passband side) among the multiple parallel arms 11, and may form the lowest frequency attenuation pole PX.
  • the characteristics of the composite filter 1C4 (FIG. 11B) according to the fourth example, indicated by the line LC4 in FIG. 15A and FIG. 15B, are roughly the same as those of the composite filter 1C2 according to the second example. That is, compared with the second comparative example (line LC0), one of the two attenuation poles PX is shifted to the low frequency side (pass band side), and the other is shifted to the high frequency side (opposite to the pass band). More specifically, in the illustrated example, the attenuation pole PX1 on the relatively low frequency side is shifted to the low frequency side, and the attenuation pole PX2 on the relatively high frequency side is shifted to the high frequency side. As a result, the frequency difference between the two is large. However, the frequency difference may be narrowed, contrary to the illustrated example.
  • the shift to the low frequency side is realized by the inductor L4 connected in parallel to the two series arms 9, as in the third example.
  • the shift to the high frequency side is realized by the capacitor C4 connected in parallel to the two series arms 9.
  • the reason why the attenuation pole PX is shifted to the high frequency side as described above can be explained, for example, as follows.
  • the capacitor C4 is connected in parallel across the parallel arm 11 (X2), a path is formed that runs from the input side through the capacitor C4 and inductor L3 in this order to the parallel arm 11 (X2).
  • the same effect occurs as when an inductor with an inverted phase is connected in series to the parallel arm 11 (X2).
  • the resonant frequency fr is shifted to the high frequency side, in contrast to the coupling by the inductor L4.
  • the filter 5D is a composite filter 1D according to the D series, which is roughly the same as the C series, except that the LC filter 5C is replaced with an LC filter 5D.
  • the LC filter 5D constitutes a low-pass filter, for example, similar to the LC filter 5C
  • the acoustic wave filter 7D forms an attenuation pole PX (see the drawing of the C series) on the high-frequency side of the pass band of the LC filter 5D, similar to the acoustic wave filter 7C.
  • the specific configuration of the acoustic wave filter 7D may be similar to that of the acoustic wave filters 7C0 to 7C4.
  • the LC filter 5D has a parallel resonant circuit 19 that constitutes the signal path 13, and one or more capacitors C that connect the signal path 13 and the reference potential section 15. This constitutes a low-pass filter.
  • the parallel resonant circuit 19 also forms an attenuation pole PXP (see that of the C series) on the high frequency side of the pass band. Note that in the first comparative example that does not have the resonator X of the D series, an inductor L that constitutes the signal path 13 is provided as a part that corresponds to the elastic wave filter 7D.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a multiplexer (more specifically, a diplexer 21) as an example of the use of the composite filter 1.
  • the diplexer 21 has a composite filter 1 that filters a signal input to the first terminal 3A and outputs the filtered signal to the second terminal 3B.
  • the composite filter 1 may be any of the composite filters 1 described above.
  • FIG. 17 a composite filter similar to the composite filter 1A1 according to the first example of the A series is shown as an example.
  • the diplexer 21 also has a second filter 23 that filters the signal input to the first terminal 3A and outputs it to the third terminal 3C.
  • the composite filter 1 and the second filter 23 share the first terminal 3A.
  • the passband of the composite filter 1 (first passband) and the passband of the second filter 23 (second passband) are different (they do not overlap).
  • those having a frequency in the first passband are output to the second terminal 3B via the composite filter 1
  • those having a frequency in the second passband are output to the third terminal 3C via the second filter 23.
  • the specific configuration (structure) of the second filter 23 may be various configurations, for example, a known configuration.
  • the second filter 23 may be a piezoelectric filter including a piezoelectric body, a dielectric filter that uses electromagnetic waves in a dielectric, or a combination of two or more of these filters and an LC filter.
  • the piezoelectric filter as the second filter 23 may be, for example, an elastic wave filter that uses elastic waves, or may be one that does not use elastic waves (for example, one that uses a piezoelectric vibrator).
  • the second filter 23 is an LC filter.
  • the description of the LC filter 5 may be applied to the second filter 23 configured with an LC filter, unless there is a contradiction.
  • the second filter 23 has basically the same configuration as the D-series LC filter 5D (FIG. 16).
  • the LC filter 5D illustrated in FIG. 16 and the second filter 23 illustrated in FIG. 17 differ in the number of parallel resonant circuits 19 (and the number of capacitors C connected to the reference potential section 15) (of course, they may be the same).
  • the first comparative example not having the D-series resonator X has an inductor L that configures the signal path 13
  • the second filter 23 also has an inductor L in the signal path through which the passband signal flows.
  • the composite filter 1 illustrated in FIG. 17 has a similar configuration to the composite filter 1A1 (FIG. 2A). Note that the composite filter 1 illustrated in FIG. 17 and the composite filter 1A1 differ from each other in the number of series arms 9, etc., but as already mentioned, these numbers are arbitrary.
  • FIG. 17 also shows a configuration that is not shown in FIG. 2A.
  • one (L1) of the two magnetically coupled parallel arms 11 is included in the LC filter 5 (constitutes the LC filter 5).
  • the inductor L1 may be considered to be shared by the LC filter 5 and the acoustic wave filter 7, or may be considered to be external to the acoustic wave filter 7. However, for convenience, expressions assuming the latter are used.
  • the inductor L of the LC filter 5 and the inductor L of the acoustic wave filter 7 are coupled, the same effect is basically achieved as when the inductors L within the acoustic wave filter 7 are coupled.
  • the coupling between the inductor L of the LC filter 5 and the inductor L of the acoustic wave filter 7 may be applied to aspects other than the additive coupling of adjacent parallel arms 11.
  • it may be applied to the differential coupling of two adjacent parallel arms 11 ( Figure 2B).
  • It may also be applied to the differential coupling of two adjacent series arms 9 ( Figure 10A).
  • It may also be applied to the additive coupling of two adjacent series arms 9 ( Figure 10B).
  • the inductor L1 included in and coupled to the LC filter 5 may be connected in series with the capacitor C (may form a series resonant circuit 17).
  • the inductor L1 may be connected in parallel with the capacitor C (may form a parallel resonant circuit 19).
  • the inductor L1 is a series arm instead of a parallel arm.
  • the inductor L of the series arm 9 or parallel arm 11 of the acoustic wave filter 7 may also be connected in series or parallel with the capacitor C.
  • the circuit configuration of the composite filter 1 described above may be realized by various structures. An example is shown below.
  • FIG. 18 is a schematic cross-sectional view showing an example of the structure of the composite filter 1 (or diplexer 21). Either direction of the composite filter 1 may be considered to be the upper side, but for convenience, in the explanation of FIG. 18, the upper side of the figure (the upper side along the paper surface) is considered to be the upper side, and terms such as upper surface and lower surface may be used.
  • the composite filter 1 is configured, for example, as a surface-mount chip component. Its overall shape is, for example, roughly a thin rectangular parallelepiped (with the thickness being shorter than the length of the short side in a plan view) with the thickness direction being in the vertical direction.
  • a plurality of external terminals 3 are provided on the underside of the composite filter 1 for mounting the composite filter 1.
  • the plurality of external terminals 3 include, for example, the first terminal 3A, the second terminal 3B, and the GND terminal 3G (and in some embodiments, the third terminal 3C) already described.
  • the composite filter 1 is mounted on the circuit board by joining the plurality of external terminals 3 to a plurality of pads on the circuit board with a plurality of conductive bumps (for example, solder).
  • the composite filter 1 has, for example, a circuit board 31, an elastic wave chip 33 mounted on the circuit board 31, and a sealing portion 35 that seals the elastic wave chip 33.
  • the circuit board 31 and the elastic wave chip 33 are also indicated by reference numerals, assuming the structure illustrated in FIG. 18.
  • the LC filter 5 (and the second filter 23) may be provided on, for example, the circuit board 31.
  • the multiple resonators X of the elastic wave filter 7 may be provided on the elastic wave chip 33.
  • Some or all of the other components of the elastic wave filter 7 (the inductor L in the example of FIG. 17) may be provided on the circuit board 31. Note that some or all of the components that may be provided on the circuit board 31 may also be provided on the elastic wave chip 33.
  • the circuit board 31 is formed, for example, in a generally thin rectangular parallelepiped shape with its thickness direction extending in the vertical direction.
  • the basic structure and materials of the circuit board 31 may be similar to the structures and materials of various well-known printed circuit boards.
  • the circuit board 31 may be an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) board, an HTCC (High Temperature Co-fired Ceramic) board, an IPD (Integrated Passive Device) board, or an organic multilayer board.
  • An example of an LTCC substrate is one in which a glass-based material is added to alumina, allowing firing at low temperatures (e.g., around 900°C).
  • a glass-based material is added to alumina, allowing firing at low temperatures (e.g., around 900°C).
  • Cu or Ag may be used as the conductive material.
  • An example of an HTCC substrate is one that uses ceramics whose main component is alumina or aluminum nitride.
  • tungsten or molybdenum may be used as the conductive material.
  • An example of an IPD substrate is one in which passive elements are formed on a Si substrate.
  • An example of an organic multilayer substrate is one in which a prepreg impregnated with resin is laminated on a base material made of glass or the like.
  • the circuit board 31 has, for example, a substantially insulating plate-like base 37 and a conductor 39 located inside and/or on the surface of the base 37.
  • the base 37 may have, for example, a plurality of insulating layers 37a stacked on top of each other.
  • the conductor 39 may have, for example, a conductor layer 39a located on the main surface of the insulating layer 37a and a via conductor 39b penetrating the insulating layer 37a.
  • the acoustic wave chip 33 is configured as, for example, a surface-mounted chip component. Its overall shape is, for example, roughly a thin rectangular parallelepiped with the thickness direction being in the vertical direction.
  • the basic structure and material of the acoustic wave chip 33 (excluding the specific conductor pattern and dimensions for configuring the composite filter 1) may be the same as the structure and material of various known acoustic wave chips.
  • the acoustic wave chip 33 may be a bare chip, a WLP (Wafer level Package) type having a cover covering the surface of the bare chip facing the circuit board 31, or a FO (Fan Out)-WLP type having a molded part covering the side of the bare chip.
  • the acoustic wave chip 33 is a bare chip.
  • the acoustic wave chip 33 has, for example, a chip substrate 41 and a conductor layer 43 located on the surface (one of the main surfaces) of the chip substrate 41 facing the circuit board 31.
  • At least a predetermined region of the surface of the chip substrate 41 on the circuit substrate 31 side is made of a piezoelectric material.
  • the piezoelectric material is made of a single crystal having piezoelectricity.
  • the single crystal is, for example, quartz (SiO 2 ), lithium niobate (LiNbO 3 ) single crystal, or lithium tantalate (LiTaO 3 ) single crystal.
  • the cut angle may be set appropriately according to the type of elastic wave to be used.
  • the chip substrate 41 may be entirely made of a piezoelectric material (may be a piezoelectric substrate), may be a piezoelectric substrate and a support substrate bonded together, may be a substrate in which a plurality of films are laminated on a support substrate and a piezoelectric layer is laminated thereon, or may have a cavity between the piezoelectric layer and the support substrate.
  • the material of the conductor layer 43 may be an appropriate metal such as Al.
  • the conductor layer 43 of the acoustic wave chip 33 has, for example, a terminal 43a of the acoustic wave chip 33. Furthermore, the conductor layer 39a located on the upper surface of the circuit board 31 has a pad 39c facing the terminal 43a. The terminal 43a and the pad 39c are joined by conductive bumps 45, whereby the acoustic wave chip 33 is mounted on the circuit board 31. That is, the acoustic wave chip 33 is fixed to and electrically connected to the circuit board 31 by the bumps 45.
  • the material of the bumps 45 is, for example, solder.
  • the solder includes lead-free solder.
  • the sealing portion 35 covers the upper surface of the circuit board 31 from above the acoustic wave chip 33.
  • a gap is formed between the acoustic wave chip 33 and the circuit board 31 by the thickness of the terminals 43a, the bumps 45, and the pads 39c.
  • the sealing portion 35 is not filled in this gap, and the gap is made into an airtight space sealed by the sealing portion 35.
  • the airtight space may be in a vacuum state or may be filled with an appropriate inert gas (e.g., nitrogen).
  • the material of the sealing portion 35 may be an organic material, an inorganic material, or a combination of both. More specifically, for example, the sealing portion 35 may be made of a resin, or a resin containing particles (filler) made of an inorganic material.
  • the conductor 39 (and/or the conductor layer 43 of the acoustic wave chip 33) of the circuit board 31 (inside and/or on the surface thereof) constitutes, for example, one or more inductors L.
  • the inductors L may be appropriately configured.
  • the inductors L may be configured by a meandering or spiral conductor pattern included in the conductor layer 39a, or may be configured by a spiral conductor formed by appropriately combining the conductor layer 39a and the via conductor 39b.
  • the inductors L may also be configured by wiring having a certain length. Examples of such wiring include wiring having an inductance of 0.3 nH or more or 0.5 nH or more.
  • the magnetic field coupling of the inductors L may also be in various forms.
  • the spiral or helical inductors L may be arranged opposite each other in the axial direction.
  • the wire-like inductors L may be formed so as to extend parallel to each other.
  • the conductor 39 (and/or the conductor layer 43 of the acoustic wave chip 33) of the circuit board 31 (its interior and/or surface) constitutes, for example, one or more capacitors C.
  • This capacitor C may be appropriately configured.
  • a pair of electrodes of the capacitor C may be configured with the same conductor layer 39a, or may be configured with different conductor layers 39a.
  • Examples of the former include a pair of strip-shaped electrodes facing each other in a planar view, and a pair of comb-tooth electrodes that mesh with each other in a planar view (see the comb-tooth electrodes of the resonator X described below).
  • Examples of the latter include flat plate electrodes facing each other across the insulating layer 37a in the thickness direction of the insulating layer 37a.
  • the other chips may be mounted on the circuit board 31.
  • the other chips may be, for example, a chip inductor (which may be any of the various inductors L described above), a chip capacitor (which may be any of the various capacitors C described above), or a chip-type filter (which may be the LC filter 5 or the second filter 23).
  • the other chips may be configured as custom-made products that include two or more components such as the inductor L and the capacitor C.
  • the composite filter 1 may be part of a module rather than a chip component as in the illustrated example. More specifically, for example, the circuit board 31 may have a larger area than in the illustrated example, or may have elements (electronic components) mounted and/or built-in that do not constitute the composite filter 1. In such a case, the composite filter 1 may be connected to other elements by wiring formed by the conductors 39 of the circuit board 31. From another perspective, there may not be any part that clearly matches the concept of the terminals (3A, 3B, 3G, etc.) of the composite filter 1. Examples of elements mounted or built-in on the circuit board 31 include an IC (Integrated Circuit) and an antenna.
  • IC Integrated Circuit
  • the elastic wave chip 33 may constitute another filter in addition to the composite filter 1.
  • a resonator X for an elastic wave filter other than the composite filter 1 (elastic wave filter 7) may be provided on the elastic wave chip 33.
  • the illustrated chip components may constitute a branching filter (e.g., a duplexer) having a transmit filter and a receive filter.
  • the composite filter 1 (elastic wave filter 7) may constitute one of the transmit filter and the receive filter
  • another filter provided on the elastic wave chip 33 may constitute the other of the transmit filter and the receive filter.
  • An elastic wave chip other than the elastic wave chip 33 may be mounted on the circuit board 31. More specifically, for example, a chip component including the elastic wave chip 33 and another elastic wave chip may form a splitter (e.g., a duplexer).
  • the composite filter 1 may form one of the transmit filter and the receive filter, and a filter formed by another elastic wave chip may form the other of the transmit filter and the receive filter.
  • the mounting of electronic components such as the acoustic wave chip 33 on the circuit board 31 is not limited to using bumps 45.
  • the electronic components may be fixed to the circuit board 31 with an insulating adhesive and electrically connected to the circuit board 31 with bonding wires.
  • the resonator X of the acoustic wave filter 7 may have various configurations.
  • the resonator X may be a SAW resonator, a BAW resonator that has electrodes similar to those of a SAW resonator and uses a BAW, or a film bulk acoustic resonator (also called an FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator)) that vibrates a piezoelectric thin film on a cavity.
  • FBAR Film Bulk Acoustic Resonator
  • FIG. 19 is a plan view showing a schematic configuration of a SAW resonator as resonator X. This figure shows a partial area of the surface of the acoustic wave chip 33 facing the circuit board 31.
  • FIG. 19 shows an orthogonal coordinate system consisting of the D1 axis, the D2 axis, and the D3 axis. Either direction of the resonator X may be considered to be upward or downward. However, in the following description, for convenience, the positive side of the D3 axis may be considered to be upward, and terms such as upper surface and lower surface may be used.
  • the D1 axis is defined to be parallel to the propagation direction of the elastic wave propagating along the surface (upper surface 41a) of the chip substrate 41 facing the circuit substrate 31.
  • the D2 axis is defined to be parallel to the upper surface 41a and perpendicular to the D1 axis.
  • the D3 axis is defined to be perpendicular to the upper surface 41a.
  • the resonator X is configured as a so-called one-port elastic wave resonator.
  • the resonator X outputs a signal input from one of the two wirings 55 shown on both sides of the figure from the other of the two wirings 55.
  • the resonator X converts the electrical signal into an elastic wave and converts the elastic wave into an electrical signal.
  • the resonator X includes, for example, a chip substrate 41 (at least a part of the upper surface 41a), an excitation electrode 57 located on the upper surface 41a, and a pair of reflectors 59 located on both sides of the excitation electrode 57.
  • a plurality of resonators X may be configured on one chip substrate 41. In other words, the chip substrate 41 may be shared by a plurality of resonators X.
  • the chip substrate 41 has piezoelectricity at least in a predetermined region of the upper surface 41a.
  • the excitation electrode 57 and the reflector 59 are formed by a layered conductor provided in that region.
  • the specific material and thickness of the layered conductor are optional.
  • the excitation electrode 57 is composed of a so-called IDT (Interdigital Transducer) electrode, and has a pair of comb-tooth electrodes 61 (one of which is hatched for ease of visibility).
  • Each comb-tooth electrode 61 has, for example, a bus bar 63, a number of electrode fingers 65 extending in parallel from the bus bar 63, and a number of dummy electrodes 67 protruding from the bus bar 63 between the electrode fingers 65.
  • the pair of comb-tooth electrodes 61 are arranged so that the electrode fingers 65 interdigitate with (intersect with) each other.
  • a pair of reflectors 59 are located on both sides of the multiple excitation electrodes 57 in the propagation direction of the elastic wave.
  • Each reflector 59 may be, for example, electrically floating or may be applied with a reference potential.
  • Each reflector 59 is formed, for example, in a lattice shape. That is, the reflector 59 includes a pair of bus bars 69 facing each other and multiple strip electrodes 71 extending between the pair of bus bars 69.
  • the pitch of the multiple strip electrodes 71 and the pitch between the adjacent electrode fingers 65 and strip electrodes 71 are basically equal to the pitch of the multiple electrode fingers 65.
  • the voltage is applied to the upper surface 41a (piezoelectric body) by the multiple electrode fingers 65, causing the piezoelectric body to vibrate.
  • elastic waves are excited.
  • the elastic waves that propagate in the arrangement direction of the multiple electrode fingers 65 with the pitch p of the multiple electrode fingers 65 being approximately half the wavelength ( ⁇ /2) tend to have large amplitudes because the multiple waves excited by the multiple electrode fingers 65 overlap in phase.
  • the elastic waves propagating through the piezoelectric body are converted into an electrical signal by the multiple electrode fingers 65.
  • the resonator X functions as a resonator whose resonant frequency is the frequency of elastic waves whose pitch p is approximately half the wavelength ( ⁇ /2).
  • the anti-resonant frequency is determined by the resonant frequency and the capacitance of the excitation electrode 57.
  • the pair of reflectors 59 contribute to confining the elastic waves.
  • a BAW resonator using an electrode similar to excitation electrode 57 may, for example, generate a BAW that propagates in the D1 direction by a similar action as described above, or may generate thickness-shear vibration by a different action than described above. In the latter case, the resonant frequency is relatively highly dependent on the thickness of the piezoelectric layer and relatively less dependent on the pitch p. Also, reflector 59 is not required.
  • the resonator X may be configured by connecting multiple split resonators in series and/or parallel.
  • Each split resonator has a configuration similar to that of the resonator X shown in FIG. 19, for example. However, the specific dimensions of the electrodes are different from those of the non-split resonator X.
  • Whether or not multiple resonators connected in series are split resonators can be determined based on the connection relationship with the parallel arm 11. For example, when multiple resonators are connected in series between parallel arms 11 whose connection positions to the signal path 13 are adjacent to each other, the multiple resonators are multiple split resonators that make up one resonator X.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a main part of a communication device 151 as an example of the use of the composite filter 1.
  • the communication device 151 has a module 171 and a housing 173 that houses the module 171.
  • the module 171 performs wireless communication using radio waves, and includes the diplexer 21 exemplified in Fig. 17.
  • the wireless signal (radio wave) received by antenna 153 is converted to an electrical signal by antenna 153 and input to diplexer 21 (more specifically, first terminal 3A).
  • received signal RS1 having a frequency in the passband of composite filter 1 is output from composite filter 1 (more specifically, second terminal 3B).
  • received signal RS2 having a frequency in the passband of second filter 23 is output from second filter 23 (more specifically, third terminal 3C).
  • the received signal RS1 output from the composite filter 1 is amplified by the amplifier 155A, and unnecessary components outside a specified passband are removed by the bandpass filter 157A.
  • the received signal RS1 is then frequency-downshifted and demodulated by the RF (Radio Frequency)-IC 159 to become the received information signal RIS1.
  • the received signal RS2 output from the second filter 23 is amplified by the amplifier 155B, and unnecessary components outside the specified passband are removed by the bandpass filter 157B.
  • the received signal RS2 is then frequency-downshifted and demodulated by the RF-IC 159 to become the received information signal RIS2.
  • the received information signals RIS1 and RIS2 may be low-frequency signals (baseband signals) containing appropriate information.
  • these signals may be analog audio signals, digitized audio signals, or signals using a satellite positioning system.
  • the modulation method may be, for example, phase modulation, amplitude modulation, or frequency modulation, or a combination of two or more of these.
  • a direct conversion method is illustrated as the circuit method, other appropriate methods may be used, for example, a double superheterodyne method.
  • FIG. 20 shows only the essential parts in a schematic manner, and filters, isolators, etc. may be added in appropriate positions, and the positions of amplifiers, etc. may be changed.
  • Module 171 has, for example, components from RF-IC 159 to antenna 153 on the same circuit board. That is, composite filter 1 is combined with other components to be modularized.
  • This circuit board may be circuit board 31, or may be a board on which circuit board 31 is mounted. Note that composite filter 1 may not be modularized and may be included in communication device 151.
  • the components exemplified as components of module 171 may be located outside the module or may not be housed in housing 173. For example, antenna 153 may be exposed to the outside of housing 173.
  • the filters according to the first and second examples have at least one series arm 9 and a plurality of parallel arms 11.
  • the at least one series arm 9 constitutes a signal path 13 that passes a signal in a pass band, and when there are a plurality of parallel arms, they are connected in series with each other.
  • the plurality of parallel arms 11 connect positions of the signal path 13 that are different in electrical position with respect to the at least one series arm 9 to the reference potential unit 15.
  • the at least one series arm 9 includes a first series arm (e.g., a series arm 9 having a resonator X1) having a first acoustic wave resonator.
  • the plurality of parallel arms 11 include two parallel arms 11 connected via the first series arm.
  • the two parallel arms 11 each have an inductor L.
  • the two inductors L of the two parallel arms 11 are magnetically coupled to each other.
  • the frequency of the attenuation pole PX formed by the resonator X can be adjusted by magnetic field coupling.
  • the width of the pass band or stop band can be adjusted without changing the design of the resonator X.
  • the desired filter characteristics can be obtained by changing the design of the conductor of the circuit board 31 without changing the configuration of the acoustic wave chip 33.
  • the two coupled parallel arms 11 may be connected in the signal path 13 via a first series arm (e.g., a series arm 9 having resonator X1) and not via another series arm 9.
  • the two inductors L e.g., inductors L1 and L2
  • the two parallel arms 11 may be additively coupled to each other with respect to the current flowing through the first series arm (resonator X1).
  • the attenuation pole PX due to the resonator X can be shifted to the higher frequency side. Furthermore, when multiple resonators X are provided, the attenuation pole PX due to each of them can be shifted to the higher frequency side. From another perspective, the height relationship between the multiple attenuation poles PX due to the multiple resonators X can be adjusted.
  • the at least one series arm 9 may further include a second series arm (e.g., a series arm 9 having a resonator X2) connected in series with a first series arm (e.g., a series arm 9 having a resonator X1) without any other series arm 9.
  • the second series arm may have a second acoustic wave resonator (resonator X2).
  • the multiple parallel arms 11 may have first to third parallel arms.
  • the first parallel arm may have a first inductor (e.g., inductor L1) and may be connected to a first side (e.g., the first terminal 3A side) opposite the second series arm (X2) with respect to the first series arm (X1) without any other series arm 9.
  • the second parallel arm may have a second inductor (e.g., inductor L2) and may be connected between the first series arm (X1) and the second series arm (X2).
  • the third parallel arm may have a third inductor (e.g., inductor L3) and may be connected to the second side (e.g., the second terminal 3B side) of the second series arm (X2) opposite the first series arm (X1) without passing through another series arm 9.
  • inductor L1 and inductor L3 may be differentially coupled.
  • the attenuation pole PX due to one resonator X can be shifted to the high frequency side while the attenuation pole PX due to another resonator X can be shifted to the low frequency side.
  • the bandwidth of the stopband can be widened without changing the design of the multiple resonators X.
  • the magnetic field coupling between the first inductor (L1) and the second inductor (L2), and the magnetic field coupling between the second inductor (L2) and the third inductor (L3) may each be weaker than the magnetic field coupling between the first inductor (L1) and the third inductor (L3).
  • the effect of changing the frequency difference between the two attenuation poles PX1 and PX2 shown in Figures 5A and 5B due to the differential coupling of inductors L1 and L3 is less likely to be reduced by other magnetic field couplings or to differ from the intended amount of change.
  • the composite filter 1 (1A1, 1A2, and 1B) may have a multilayer substrate (circuit substrate 31) including multiple inductors L having multiple parallel arms 11.
  • the frequency of the attenuation pole PX of the resonator X can be shifted by changing the design of the circuit board 31.
  • a manufacturer who purchases the resonator X can create a composite filter 1 having the desired characteristics.
  • the composite filter 1 (1A1, 1A2, and 1B) may further include an LC filter 5 (5A or 5B) located on the input side or output side of the at least one series arm 9 in the signal path 13.
  • the inductor L (L1) of one of the two magnetically coupled parallel arms 11 may constitute the LC filter 5.
  • the parallel arm of the LC filter 5 can be used to adjust the frequency of the attenuation pole PX by the resonator X.
  • the number of parallel arms 11 that the acoustic wave filter 7 has can be reduced.
  • the composite filter 1 can be made more compact.
  • the filters according to the third and fourth examples have at least one series arm 9 and multiple parallel arms 11, similar to the filters according to the first and second examples.
  • the two parallel arms 11 connected via a first series arm are not magnetically coupled, but are coupled by an electric element including at least one of an inductor L and a capacitor C.
  • the electric element connects the opposite sides of the signal path 13 of the two inductors L of the two parallel arms 11 to the reference potential unit 15.
  • the frequency of the attenuation pole PX formed by the resonator X can be adjusted by the same action as when an inductor L connected in parallel to the resonator X of the series arm 9 is added.
  • the width of the pass band and/or the stop band can be adjusted without changing the design of the resonator X. Since it is sufficient to add an inductor L or a capacitor C, for example, there is no need to change the design of the arrangement of the parallel arm 11 to achieve magnetic field coupling.
  • the first and second examples are advantageous for miniaturization, for example, because there is no need to add an inductor L or a capacitor C.
  • the two coupled parallel arms 11 may be connected in the signal path 13 via a first series arm (e.g., the series arm 9 having the resonator X1) and not via any other series arms, as in the first example.
  • the electrical element may include an inductor L4 that connects the opposite sides of the signal path 13 of the two inductors L (e.g., inductors L1 and L2) of the two parallel arms 11 to the reference potential section 15.
  • the attenuation pole PX due to the resonator X can be shifted to the higher frequency side.
  • this is effective when it is not desired to shift any of the attenuation poles PX to the lower frequency side.
  • the multiple parallel arms 11 may have the first to third parallel arms (or inductors L1 to L3 in another respect) as in the second example.
  • the electrical elements may have a capacitor C1 that connects the opposite ends of the inductor L1 and the inductor L3 from the signal path 13 to the reference potential section 15.
  • the attenuation pole PX due to one resonator X can be shifted to the high frequency side while the attenuation pole PX due to the other resonator X can be shifted to the low frequency side.
  • the bandwidth of the stopband can be widened without making design changes to the multiple resonators X.
  • the electrical element may be configured so that the side of the second inductor (e.g., inductor L2) opposite the signal path 13 is not connected to the reference potential section 15.
  • the second inductor e.g., inductor L2
  • the composite filter 1A may have a first filter (LC filter 5A (or 5B)).
  • the LC filter 5A may be located on the input side or output side of the at least one series arm (two in the examples of FIGS. 2A to 3B) in the signal path 13.
  • the LC filter 5A may have at least one attenuation pole PXP on the low frequency side of the pass band of the composite filter 1A.
  • the anti-resonance frequency fa of the first acoustic wave resonator (e.g., resonator X1) may be located between the pass band and a first attenuation pole that is closest to the pass band among the at least one attenuation pole PXP.
  • a wide passband and/or stopband can be achieved by the LC filter 5A, while the change in the transmission coefficient on the low frequency side of the passband (stopband side) can be made steeper by the resonator X1.
  • the resonant frequency fr of the first acoustic wave resonator (e.g., resonator X1) may be located between the first attenuation pole and the passband.
  • the anti-resonance frequency fa and the resonant frequency fr do not cross the part where the impedance of the LC filter 5A changes significantly.
  • the characteristics of the composite filter 1A are stable.
  • the at least one series arm 9 may further include a second series arm (e.g., series arm 9 having resonator X2) connected in series with the first series arm (e.g., series arm 9 having resonator X1).
  • the second series arm may have a second acoustic wave resonator (resonator X2). As illustrated in FIGS.
  • the resonant frequency fr of the first acoustic wave resonator (resonator X1) may be located between the first attenuation pole closest to the pass band among the at least one attenuation pole PXP and the pass band.
  • the resonant frequency fr of the second acoustic wave resonator (resonator X2) may be located between the first attenuation pole and the pass band, and may be lower than the resonant frequency fr of resonator X1 (may be close to the frequency of the first attenuation pole).
  • Resonator X2 may be farther from LC filter 5A than resonator X1 in signal path 13.
  • the change in impedance between the LC filter 5A and the acoustic wave filter 7A can be reduced (closer to capacitance), and the characteristics of the composite filter 1A can be stabilized.
  • This effect is particularly enhanced when the resonator X2 has a resonant frequency fr that is closest to the frequency of the first attenuation pole among the multiple resonators X in the multiple series arms 9.
  • the anti-resonant frequency fa of the first acoustic wave resonator (e.g., resonator X1) may be different from the frequencies of any of the attenuation poles (PXP, PX1, and PX2) of the composite filter 1A, as illustrated in Figures 4A to 7B.
  • the filters according to the first and second examples have a plurality of series arms 9 and at least one parallel arm 11.
  • the plurality of series arms 9 are connected in series to each other to form a signal path 13 that passes a signal in a pass band.
  • At least one parallel arm 11 connects the signal path 13 to a reference potential unit 15, and when there are a plurality of parallel arms 11, the parallel arms 11 are connected to positions in the signal path 13 that are different in electrical position from each other with respect to the plurality of series arms 9.
  • the plurality of series arms 9 include two series arms 9 each having an inductor L.
  • the at least one parallel arm 11 includes a first parallel arm (for example, a parallel arm 11 having a resonator X1) connected between the two series arms 9.
  • the first parallel arm has a first acoustic wave resonator (resonator X1).
  • the two inductors L of the two series arms 9 are magnetically coupled to each other.
  • the frequency of the attenuation pole PX formed by the resonator X can be adjusted by magnetic field coupling.
  • the two series arms 9 to be coupled may be connected in series without passing through another series arm 9.
  • the two inductors of the two series arms 9 may be differentially coupled to each other.
  • the attenuation pole PX due to the resonator X can be shifted to the low frequency side.
  • the low frequency side and the high frequency side are reversed, but the same effect as the first example of the A series is achieved.
  • the multiple series arms 9 may have first to third series arms.
  • the first series arm may have a first inductor (e.g., inductor L1).
  • the second series arm may have a second inductor (e.g., inductor L2) and may be connected in series with the first series arm without any other series arm.
  • the third series arm may have a third inductor (e.g., inductor L3) and may be connected in series with the second series arm on the opposite side to the first series arm without any other series arm.
  • the first parallel arm e.g., parallel arm 11 having resonator X1 may be connected between the first series arm (L1) and the second series arm (L2).
  • the at least one parallel arm 11 may further include a second parallel arm (e.g., parallel arm 11 having resonator X2) connected between the second series arm (L2) and the third series arm (L3).
  • the second parallel arm may have a second acoustic wave resonator (resonator X2). With respect to the current flowing from the first series arm (L1) to the third series arm (L3), inductor L1 and inductor L3 may be summarily coupled.
  • the attenuation pole PX of one resonator X can be shifted to the high frequency side, while the attenuation pole PX of the other resonator X can be shifted to the low frequency side. From another point of view, the same effect as the second example of the A series can be achieved.
  • the magnetic field coupling between the first inductor (L1) and the second inductor (L2), and the magnetic field coupling between the second inductor (L2) and the third inductor (L3) may each be weaker than the magnetic field coupling between the first inductor (L1) and the third inductor (L3).
  • the effect of changing the frequency difference between the two attenuation poles PX1 and PX2 shown in Figures 13A and 13B due to the additive coupling of inductors L1 and L3 is less likely to be reduced by other magnetic field couplings or to differ from the intended amount of change.
  • the composite filter 1 (1C1, 1C2, and 1D) may have a multilayer substrate (circuit board 31) including multiple inductors L in multiple series arms 9.
  • the frequency of the attenuation pole PX of the resonator X can be shifted by changing the design of the circuit board 31.
  • the filters according to the third and fourth examples (composite filters 1C3, 1C4, and 1D), like the filters according to the first and second examples, have a plurality of series arms 9 and at least one parallel arm 11.
  • the two series arms 9 located on both sides of the first parallel arm (for example, the parallel arm 11 having the resonator X1) are not magnetically coupled but are coupled by an electric element including at least one of an inductor L and a capacitor C.
  • the composite filter 1C3 further includes a parallel inductor (inductor L4) connected in parallel to the two inductors L of the two series arms 9.
  • the frequency of the attenuation pole PX formed by the resonator X can be shifted to a lower frequency side by the same effect as when an inductor is added that is connected in series to the resonator X1.
  • the multiple series arms 9 have a first series arm, a second series arm, and a third series arm that are connected in order without any other series arms.
  • the first series arm, the second series arm, and the third series arm each have an inductor (L1 to L3).
  • the first parallel arm (X1) is connected between the first series arm (L1) and the second series arm (L2).
  • the at least one parallel arm 11 further includes a second parallel arm (e.g., a parallel arm 11 having a resonator X2) that is connected between the second series arm (L2) and the third series arm (L3).
  • the second parallel arm has a second acoustic wave resonator (resonator X2).
  • the inductor L4 is connected in parallel to the inductor L1 and the inductor L2.
  • the composite filter 1C4 further has a capacitor C4 that is connected in parallel to the inductor L2 and the inductor L3.
  • the attenuation pole PX due to one resonator X can be shifted to the high frequency side, while the attenuation pole PX due to the other resonator X can be shifted to the low frequency side.
  • the composite filter 1C may further include a first filter (e.g., an LC filter 5C (or 5D)) located on the input side or output side of the multiple series arms 9 in the signal path 13.
  • the LC filter 5C may have at least one attenuation pole PXP on the high-frequency side of the pass band of the composite filter 1C.
  • the resonant frequency fr of the first acoustic wave resonator (e.g., resonator X1) may be located between the pass band and a second attenuation pole that is closest to the pass band among the at least one attenuation pole.
  • the anti-resonant frequency fa of the first acoustic wave resonator (e.g., resonator X1) may be located between the second attenuation pole and the passband.
  • the anti-resonance frequency fa and the resonant frequency fr do not cross the part where the impedance of the LC filter 5C changes significantly.
  • the characteristics of the composite filter 1C are stable.
  • the at least one parallel arm 11 may further include a second parallel arm having a second acoustic wave resonator (e.g., parallel arm 11 having resonator X2).
  • the anti-resonance frequency fa of the first acoustic wave resonator (resonator X1) may be located between the pass band and a second attenuation pole that is closest to the pass band among the at least one attenuation pole.
  • the anti-resonance frequency fa of resonator X2 may be located between the second attenuation pole and the pass band, and may be higher than the anti-resonance frequency fa of resonator X1 (may be closer to the second attenuation pole).
  • the connection position of resonator X2 to the signal path 13 may be farther from the LC filter 5C than the connection position of resonator X2 to the signal path 13.
  • the change in impedance between the LC filter 5C and the acoustic wave filter 7C can be reduced (closer to capacitance), and the characteristics of the composite filter 1C can be stabilized.
  • This effect is particularly improved when the resonator X2 has an anti-resonance frequency fa that is closest to the second attenuation pole among the multiple resonators X in the multiple parallel arms 11.
  • the composite filter 1 (1A1 to 1A4, 1B, 1C1 to 1C4, and 1D) is an example of a filter.
  • the circuit board 31 is an example of a multilayer board.
  • the LC filters 5A to 5D are an example of a first filter.
  • the RF-IC 159 is an example of an integrated circuit element.
  • the inductor L4 in FIG. 3A and the capacitor C1 in FIG. 3B are an example of an electrical element.
  • the inductor L4 in FIG. 11A is an example of a parallel inductor.
  • the first filter (LC filter 5 in this embodiment) located on the input or output side of the acoustic wave filter (series arm) in the signal path is not limited to an LC filter.
  • the first filter may be a piezoelectric filter (including an acoustic wave filter), a dielectric filter, or an LC filter, or a combination of two or more of these. These filters are as described in the explanation of the second filter 23.
  • the first filter may be various types of filters other than an acoustic wave filter, or it may be an acoustic wave filter.
  • the anti-resonance point of the series arm resonator may form an attenuation pole on the high frequency side of the pass band, rather than on the low frequency side of the pass band.
  • the resonance point of the parallel arm resonator may form an attenuation pole on the low frequency side of the pass band, rather than on the high frequency side of the pass band.
  • the series or parallel arms are coupled so that at least one of the attenuation poles (more specifically, the one closest to the passband) due to the resonator is shifted toward the passband.
  • all of the attenuation poles may be moved away from the passband, or the attenuation pole closest to the passband may be moved away from the passband.
  • adjacent parallel arms may be differentially coupled, two adjacent parallel arms may be summatively coupled, adjacent series arms may be summatively coupled, two adjacent series arms may be differentially coupled, or a parallel capacitor (C4 in FIG. 11B) may be provided without assuming a parallel inductor (L4 in FIG. 11A).
  • a parallel capacitor C4 in FIG. 11B
  • L4 in FIG. 11A the multiple coupling modes exemplified in the description of the embodiments may be combined with each other.
  • a technology may be extracted from this disclosure that does not require coupling of a series arm or a parallel arm.
  • a technology may be extracted in which the series arm (resonator) having the resonant frequency closest to the attenuation pole of the first filter closest to the passband is not the series arm closest to the first filter.

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Abstract

フィルタは、信号経路に位置する直列腕と、信号経路と基準電位部とを接続する並列腕とを有している。信号経路に対して、共振子を有する直列腕の両側にて接続されている２つの並列腕の２つのインダクタは、互いに磁界結合する、若しくは、インダクタ及びキャパシタの少なくとも一方を含む電気的要素によって共に基準電位部に接続される。又は、共振子を有する並列腕の信号経路に対する接続位置を挟んで直列接続されている２つの直列腕の２つのインダクタは、互いに磁界結合する、若しくは、インダクタが並列接続される。

Description

フィルタ、モジュール及び通信装置
　本開示は、弾性波共振子を含むフィルタ、並びに該フィルタを有するモジュール及び通信装置に関する。
　フィルタとして、弾性波共振子とインダクタとをラダー型に接続したものが知られている（例えば下記特許文献１）。特許文献１では、複数の弾性波共振子（換言すれば複数の直列腕）が互いに直列接続され、これにより、通過帯域の信号が通過する信号経路が構成されている。また、複数の弾性波共振子の間は、複数のインダクタ（換言すれば複数の並列腕）を介して基準電位部に接続されている。複数の弾性波共振子は、インピーダンスが極大値となる反共振周波数をフィルタの阻止帯域内に有している。これにより、阻止帯域内に減衰極が形成される。弾性波共振子によって減衰極を形成することによって、例えば、通過帯域と阻止帯域との間の透過特性の変化を急峻にすることができる。
特開２０２１－１９０９０８号公報
　本開示の一態様に係るフィルタは、少なくとも１つの直列腕と、複数の並列腕と、を有している。前記少なくとも１つの直列腕は、通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成しており、複数の場合には互いに直列接続されている。前記複数の並列腕は、前記信号経路のうちの前記少なくとも１つの直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置と基準電位部とを接続する。前記少なくとも１つの直列腕は、第１弾性波共振子を有している第１直列腕を含む。前記複数の並列腕は、２つの並列腕を含んでいる。前記２つの並列腕は、それぞれインダクタを有しており、前記第１直列腕を介して接続されている。
　一例において、前記２つの並列腕の２つのインダクタが互いに磁界結合する。
　一例において、前記フィルタは、前記２つの並列腕が有する２つのインダクタの前記信号経路とは反対側を共に前記基準電位部に接続する、インダクタ及びキャパシタの少なくとも一方を含む電気的要素を更に有している。
　本開示の一態様に係るフィルタは、複数の直列腕と、少なくとも１つの並列腕と、を有している。前記複数の直列腕は、互いに直列接続されて、通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成している。前記少なくとも１つの並列腕は、前記信号経路と基準電位部とを接続し、複数の場合には前記信号経路のうち前記複数の直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置に接続されている。前記複数の直列腕は、それぞれインダクタを有している２つの直列腕を含んでいる。前記少なくとも１つの並列腕は、前記２つの直列腕の間に接続されている第１並列腕を含む。前記第１並列腕は、第１弾性波共振子を有している。
　一例において、前記２つの直列腕が有する２つのインダクタが互いに磁界結合する。
　一例において、前記フィルタは、前記２つの直列腕が有する２つのインダクタに並列接続されている並列インダクタを更に有している。
　本開示の一態様に係るモジュールは、上記いずれかのフィルタと、第２フィルタと、を有している。前記第２フィルタは、前記信号経路の一方側に接続されており、前記フィルタの通過帯域とは異なる通過帯域を有している。
　本開示の一態様に係る通信装置は、上記いずれかのフィルタと、前記信号経路の一方側に接続されているアンテナと、前記信号経路の他方側に接続されている集積回路素子と、を有している。
Ａシリーズの第１比較例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第２比較例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第１例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第２例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第３例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第４例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ａシリーズの第１例に係るフィルタの特性を示す図。 図４Ａの一部拡大図。 Ａシリーズの第２例に係るフィルタの特性を示す図。 図５Ａの一部拡大図。 Ａシリーズの第３例に係るフィルタの特性を示す図。 図６Ａの一部拡大図。 Ａシリーズの第４例に係るフィルタの特性を示す図。 図７Ａの一部拡大図。 Ｂシリーズに係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第１比較例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第２比較例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第１例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第２例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第３例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第４例に係るフィルタの構成を示す回路図。 Ｃシリーズの第１例に係るフィルタの特性を示す図。 図１２Ａの一部拡大図。 Ｃシリーズの第２例に係るフィルタの特性を示す図。 図１３Ａの一部拡大図。 Ｃシリーズの第３例に係るフィルタの特性を示す図。 図１４Ａの一部拡大図。 Ｃシリーズの第４例に係るフィルタの特性を示す図。 図１５Ａの一部拡大図。 Ｄシリーズに係るフィルタの構成を示す回路図。 実施形態に係るダイプレクサの構成を示す図。 実施形態に係るフィルタの構造の一例を示す模式的な断面図。 実施形態に係るフィルタが含む弾性波共振子の構成例を模式的に示す平面図。 実施形態に係る通信装置の要部を示すブロック図。
（フィルタの概要）
　図２Ａは、実施形態に係るフィルタの一例としての複合フィルタ１Ａ１の構成を模式的に示すブロック図である。
　複合フィルタ１Ａ１は、第１端子３Ａ及び第２端子３Ｂの一方に入力された信号をフィルタリングして第１端子３Ａ及び第２端子３Ｂの他方に出力する。なお、実施形態の説明では、便宜上、第１端子３Ａから第２端子３Ｂへ通過帯域内の周波数を有する信号が流れることを前提とした表現をすることがある。
　複合フィルタ１Ａ１は、第１端子３Ａと第２端子３Ｂとの間に互いに直列接続されているＬＣフィルタ５Ａと弾性波フィルタ７Ａ１とを有している。なお、ＬＣフィルタ５Ａは設けられなくても構わない。
　弾性波フィルタ７Ａ１は、複数の直列腕９と複数の並列腕１１とがラダー型に接続された構成を含んでいる。複数の直列腕９は、互いに直列接続されており、通過帯域内の周波数を有する信号が流れる信号経路１３を構成している。複数の並列腕１１は、信号経路１３の互いに異なる位置と基準電位部１５とを接続しており、通過帯域外の周波数を有する信号を基準電位部１５へ逃がす信号経路を構成している。
　図２Ａの例では、各直列腕９は、弾性波共振子Ｘ（Ｘ１及びＸ２。Ｘの符号は図１７。以下、単に「共振子Ｘ」ということがある。）を有している。また、各並列腕１１は、インダクタＬ（Ｌ１～Ｌ３）を有している。複数の並列腕１１が有する複数のインダクタＬのうち、（少なくとも）２つのインダクタＬは、矢印によって示されているように、互いに磁界結合している。
　図４Ａは、比較例及び実施例に係るフィルタの特性を示す図である。また、図４Ｂは、図４Ａの一部を拡大して示す図である。
　これらの図において、横軸は周波数ｆ（ＧＨｚ）を示している。縦軸は、透過係数（ｄＢ）を示している（図では「Ｓ２１（ｄＢ）」と表記）。この図において、線ＬＡ０は、後述する第２比較例に係る複合フィルタ１Ａ０（図１Ｂ）の特性を示している。線ＬＡ１は、複合フィルタ１Ａ１の特性を示している。
　複合フィルタ１Ａ０と複合フィルタ１Ａ１とは、基本的に、並列腕１１のインダクタＬが磁界結合しているか否かのみが相違する。すなわち、複合フィルタ１Ａ０では、並列腕１１のインダクタＬは磁界結合していない。
　特に図示しないが、共振子Ｘの特性においては、インピーダンスの絶対値が極小値となる共振点と、インピーダンスの絶対値が極大値となる反共振点とが現れる。共振点の周波数を共振周波数ｆｒ（図４Ｂ）と称する。反共振点の周波数を反共振周波数ｆａ（図４Ｂ）と称する。複合フィルタ１Ａ０と複合フィルタ１Ａ１とで、共振周波数ｆｒ及び反共振周波数ｆａは同一である。図４Ｂの例では、各フィルタの２つの共振子Ｘは、互いに異なる共振周波数ｆｒ及び互いに異なる反共振周波数ｆａを有しており、それぞれの周波数が示されている。
　線ＬＡ０及びＬＡ１によって示されているように、直列腕９が共振子Ｘを有している場合においては、反共振点は、透過係数が極小値となるフィルタの減衰極ＰＸ（ＰＸ１及びＰＸ２）を形成する。ただし、減衰極ＰＸの周波数は、並列腕１１の影響等によって、反共振周波数ｆａから若干ずれている。
　線ＬＡ０及びＬＡ１の比較から理解されるように、実施例では、比較例に比較して、インダクタＬの磁界結合によって、減衰極ＰＸが高周波数側（図示の例では通過帯域側）にシフトしている。また、図示の例では、２つの減衰極ＰＸの周波数差が広がっている。このように、実施例では、磁界結合によって減衰極ＰＸの周波数が調整されている。これにより、例えば、共振子Ｘの設計変更を行わずに、通過帯域及び／又は阻止帯域の幅を調整することができる。
　上記の説明では、並列腕１１のインダクタＬの磁界結合によって減衰極ＰＸの周波数を調整する例について説明した。ただし、磁界結合以外の方法によってインダクタＬ同士を結合させてよい。また、並列腕１１のインダクタＬに代えて、直列腕９のインダクタＬ（図１０Ａ等）を結合させてよい。
　以上が実施形態の概要である。以下では、概略、下記の順に説明を行う。
　１．フィルタのバリエーション
　　１．１．バリエーションの概要
　　１．２．種々のフィルタに共通の事項
　２．Ａシリーズに係るフィルタ
　　２．１．複合フィルタの構成の概要（図１Ａ～図３Ｂ）
　　２．２．ＬＣフィルタの構成
　　２．３．弾性波フィルタの基本構成
　　２．４．結合のバリエーション
　　　２．４．１．第１例の結合（図２Ａ）
　　　２．４．２．第２例の結合（図２Ｂ）
　　　２．４．３．第３例の結合（図３Ａ）
　　　２．４．４．第４例の結合（図３Ｂ）
　　２．５．フィルタの特性
　　　２．５．１．第１比較例の特性（図４Ａ～７Ｂ）
　　　２．５．２．第２比較例の特性（図４Ａ～７Ｂ）
　　　２．５．３．第１例の特性（図４Ａ及び図４Ｂ）
　　　２．５．４．第２例の特性（図５Ａ及び図５Ｂ）
　　　２．５．５．第３例の特性（図６Ａ及び図６Ｂ）
　　　２．５．６．第４例の特性（図７Ａ及び図７Ｂ）
　３．Ｂシリーズに係るフィルタ（図８）
　４．Ｃシリーズに係るフィルタ
　　４．１．複合フィルタの構成の概要（図９Ａ～図１１Ｂ）
　　４．２．ＬＣフィルタの構成
　　４．３．弾性波フィルタの基本構成
　　４．４．結合のバリエーション
　　　４．４．１．第１例の結合（図１０Ａ）
　　　４．４．２．第２例の結合（図１０Ｂ）
　　　４．４．３．第３例の結合（図１１Ａ）
　　　４．４．４．第４例の結合（図１１Ｂ）
　　４．５．フィルタの特性
　　　４．５．１．第１比較例の特性（図１２Ａ～１５Ｂ）
　　　４．５．２．第２比較例の特性（図１２Ａ～１５Ｂ）
　　　４．５．３．第１例の特性（図１２Ａ及び図１２Ｂ）
　　　４．５．４．第２例の特性（図１３Ａ及び図１３Ｂ）
　　　４．５．５．第３例の特性（図１４Ａ及び図１４Ｂ）
　　　４．５．６．第４例の特性（図１５Ａ及び図１５Ｂ）
　５．Ｄシリーズに係るフィルタ（図１６）
　６．ダイプレクサの例（図１７）
　７．フィルタの構造の例（図１８）
　８．弾性波共振子の構成の例（図１９）
　９．通信装置の例（図２０）
　１０．実施形態について、まとめ
　　１０．１．Ａシリーズ及びＢシリーズについて、まとめ
　　　１０．１．１．第１例及び第２例について、まとめ
　　　１０．１．２．第３例及び第４例について、まとめ
　　　１０．１．３．第１例～第４例に共通の事項について、まとめ
　　１０．２．Ｃシリーズ及びＤシリーズについて、まとめ
　　　１０．２．１．第１例及び第２例について、まとめ
　　　１０．２．２．第３例及び第４例について、まとめ
　　　１０．２．３．第１例～第４例に共通の事項について、まとめ
（１．フィルタのバリエーション）
（１．１．バリエーションの概要）
　以下、実施形態に係る種々のフィルタの構成を例示する。具体的には、以下のバリエーションを示す。
　互いに同じ構成のＬＣフィルタ（図２ＡではＬＣフィルタ５Ａ）を有する複数の複合フィルタをシリーズと称するものとする。換言すれば、ＬＣフィルタが互いに異なる複合フィルタを互いに異なるシリーズに分類する。そして、実施形態の説明では、Ａシリーズ（図１Ａ～図３Ｂ）、Ｂシリーズ（図８）、Ｃシリーズ（図９Ａ～図１１Ｂ）及びＤシリーズ（図１６）の４種類のシリーズを例示する。
　各シリーズの説明では、弾性波フィルタ（図２Ａでは弾性波フィルタ７Ａ１）又は弾性波フィルタに相当する部分の構成が互いに異なる複合フィルタを例示する。同一のシリーズ内で、弾性波フィルタは、互いに類似した構成を有している。ただし、複数の直列腕９のインダクタＬ又は複数の並列腕１１のインダクタＬの結合の態様が互いに異なっている。
　各シリーズの説明では、互いに異なるフィルタを、第１比較例、第２比較例、第１例、第２例、第３例及び第４例のように称することがある。また、互いに異なるシリーズのフィルタに同一の語（例えば「第１例」）を用いる。ただし、各シリーズの説明では、特に断りが無い限り、「第１例」等と称されるフィルタは、各シリーズ内のフィルタを指す（他のシリーズのフィルタを指さない）。
　各シリーズのフィルタに対しては、シリーズを示すアルファベット（例えばＡシリーズであれば「Ａ」）を「１」に追加した符号（例えば「１Ａ」）を用いることがある。さらに、同一のシリーズ内の互いに異なるフィルタに対して、「Ｐ」又は数字を追加した符号（例えば図２Ａでは「１Ａ１」）を用いることがある。また、単に「複合フィルタ１」（符号は図１７）ということがある。
　ＬＣフィルタに対しては、シリーズを示すアルファベットを「５」に追加した符号（例えば図２Ａでは「５Ａ」）を用いる。また、アルファベットを省略して、単に「ＬＣフィルタ５」（符号は図１７）ということがある。弾性波フィルタに対しては、複合フィルタ１に付加される符号と同じ符号を「７」に追加した符号（例えば図２Ａでは「７Ａ１」）を用いる。また、フィルタの符号を省略して単に「弾性波フィルタ７」（符号は図１７）ということがある。
　インダクタに対しては、「Ｌ」に数字を付した符号（「Ｌ１」等）を用いることがある。この数字は、各フィルタ内でインダクタＬを区別するための便宜上のものである。従って、例えば、一のフィルタのインダクタＬ１と、他のフィルタのインダクタＬ１とは、同一又は類似するものとは限らない。キャパシタの符号「Ｃ」についても同様とする。
　複数種のフィルタの説明では、基本的に、先に説明されたフィルタとの相違点についてのみ述べる（図面も同様。）。特に言及が無い事項については、先に説明されたフィルタの構成と同様とされたり、先に説明されたフィルタの構成から類推されたりしてよい。また、複数のフィルタにおいて互いに対応する構成については、相違点があっても、便宜上、互いに同一の符号を付すことがある。
（１．２．種々のフィルタに共通の事項）
　各種の複合フィルタ１（さらにはＬＣフィルタ５及び弾性波フィルタ７）は、通過帯域及び阻止帯域のいずれに着目して構成されたものであってもよい。各フィルタ（１、５又は７）において、通過帯域又は阻止帯域は、下限（低周波数側の端部）の周波数及び上限の周波数の双方が規定されてもよいし、一方のみが規定されてもよい。別の観点では、各フィルタ（１、５又は７）は、例えば、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタ及びバンドエリミネーションフィルタのいずれと捉えられるものであってもよい。
　一般に、弾性波フィルタの減衰極付近の透過係数は、他のフィルタ（例えばＬＣフィルタ）における減衰極付近の透過係数に比較して急激に変化する。従って、ＬＣフィルタ５の減衰極ＰＸＰ（図４Ａ等）よりも複合フィルタ１の通過帯域に近い周波数に弾性波フィルタ７の減衰極ＰＸを位置させることによって、複合フィルタ１の通過帯域と阻止帯域との間における透過特性の傾き（周波数に対する透過係数の変化率）を急峻にすることができる。一方で、ＬＣフィルタ５によって、例えば、通過帯域及び／又は阻止帯域の帯域幅の確保が容易化される。
　ＬＣフィルタ５及び弾性波フィルタ７の数及び順番は任意である。実施形態の説明では、主として、１つのＬＣフィルタ５及び１つの弾性波フィルタ７の組み合わせを例示する。この場合、既に述べたように、いずれのフィルタが入力側であってもよい。また、ＬＣフィルタ５は設けられなくてもよい。また、図示の例以外の態様としては、例えば、弾性波フィルタ７の入力側及び出力側のそれぞれにＬＣフィルタ５（合計で２つのＬＣフィルタ５）が設けられるものが挙げられる。
　複合フィルタ１は、図示されていない構成要素を備えていてもよい。例えば、複合フィルタ１は、ＬＣフィルタ５及び弾性波フィルタ７とは別個にフィルタを含んでいてもよいし、フィルタとは別に、抵抗体、インダクタ及び／又はキャパシタ等の素子を含んでいてもよい。その位置も任意であり、ＬＣフィルタ５と弾性波フィルタ７との間であってもよいし、両フィルタの外側であってもよい。複合フィルタ１は、フィルタリングを目的とした構成だけでなく、インピーダンス整合等の他の目的を有する構成を含んでいてもよい。上記のように図示されていない構成要素が設けられていてもよいことは、特に断りがない限り、ＬＣフィルタ５内及び弾性波フィルタ７内（並びに後述する第２フィルタ２３内）においても同様である。
　ＬＣフィルタ５は、例えば、１以上のインダクタ及び１以上のキャパシタを含んでいる。ＬＣフィルタ５の構成は、種々のものとされてよく、各シリーズにおいて示すＬＣフィルタ５の構成は一例に過ぎない。ＬＣフィルタの典型例としては、例えば、第１端子３Ａと第２端子３Ｂとを接続するＬＣ直列共振回路若しくはＬＣ並列共振回路、第１端子３Ａから第２端子３Ｂへの信号経路１３と基準電位部１５とを接続するＬＣ直列共振回路若しくはＬＣ並列共振回路、又はこれらのうちの２以上の組み合わせが挙げられる。ＬＣフィルタ５も、このようなＬＣフィルタの典型例を有してよい。
　第１端子３Ａから第２端子３Ｂへの信号経路１３において、ＬＣフィルタ５が直列腕９の入力側又は出力側に位置するという場合、ＬＣフィルタ５は、直列腕９に対して直列接続される構成要素（例えば図２Ａの上側の２つのキャパシタＣ）を有していてもよいし、有していなくてもよい。後者としては、例えば、ＬＣフィルタ５が、信号経路１３と基準電位部１５とを接続する構成要素（例えば図２Ａの下側のキャパシタＣ及びインダクタＬ）のみを有している態様が挙げられる。信号経路１３及びＬＣフィルタ５を例に取ったが、他の経路及び他の構成要素（例えば共振子Ｘ）についても同様である。
　弾性波フィルタ７は、弾性波を利用する限り、種々の構成とされてよく、また、種々の特性を有していてよい。弾性波フィルタ７が利用する弾性波は、種々のものとされてよく、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）、弾性境界波又は板波である。ただし、これらの弾性波は必ずしも明確に区別できるわけではない。ＢＡＷは、圧電体層（後述するチップ基板４１の説明を参照）が広がる方向に伝搬するものであってもよいし、圧電体層の厚み方向に伝搬するものであってもよい。実施形態に係る弾性波フィルタ７は、直列腕９又は並列腕１１を構成する共振子Ｘを有している。共振子Ｘは、弾性波フィルタ７（複合フィルタ１）において、少なくとも１つ設けられていればよい。
　複数の直列腕９は、基本的に、互いに同一の構成とされてよく、その特性も、同じ、又は概略同じとされてよい。複数の並列腕１１についても同様である。例えば、Ａ及びＢシリーズにおいて複数の並列腕１１が含むインダクタＬのインダクタンスは、互いに同じであってよい（異なっていてもよい。）。また、Ｃ及びＤシリーズにおいて複数の直列腕９が含むインダクタＬのインダクタンスは、互いに同じであってよい（異なっていてもよい。）。
　基準電位部１５は、基準電位が付与される部位（導体）である。より詳細には、例えば、基準電位が付与される端子（図１７のＧＮＤ端子３Ｇ）であってもよいし、端子以外の構成（例えばシールド）であってもよい。基準電位としては、代表的には０Ｖを例示できるが、これに限られない。基準電位部１５は、図示の都合上、実際の製品とは異なる態様で示されることがある。従って、例えば、図面において複数位置に示された基準電位部１５は、実際の製品において、互いに異なる部位であってもよいし、１つの部位であってもよい。逆に、図面において複数の構成要素が共に接続されている１つの基準電位部１５は、実際の製品において、１つの部位であってもよいし、互いに異なる部位であってもよい。
　通過帯域は、規格に従って設定されてよい。通過帯域は、規格で定められた１つの帯域にのみ対応していてもよいし、規格で定められた２以上の帯域を含んでいてもよい。流通されている製品等において、意図されている通過帯域及び阻止帯域は、適宜に特定されてよい。例えば、仕様書によって特定されてもよいし、製品のフィルタ特性を計測することによって特定されてもよい。通過帯域及び阻止帯域に要求される減衰量は、各フィルタが適用される機器等によって異なる。一例として、減衰量の絶対値が５ｄＢ以下又は３ｄＢ以下の周波数帯が通過帯域として特定されてよい。また、一例として、減衰量の絶対値が２０ｄＢ以上又は３０ｄＢ以上の周波数帯が阻止帯域として特定されてよい。
　実施形態の概要で述べたように、種々の複合フィルタ１は、直列腕９又は並列腕１１のインダクタＬの結合によって減衰極ＰＸを高周波数側又は低周波数側へシフトさせる。そのシフト量は任意である。例えば、シフト量は、５ＭＨｚ未満、５ＭＨｚ以上、１０ＭＨｚ以上、５０ＭＨｚ以上又は１００ＭＨｚ以上とされてよい。また、例えば、シフト量は、通過帯域と通過帯域に最も近い減衰極を構成する反共振周波数ｆａ又は共振周波数ｆｒとの周波数差に対して、１％未満、１％以上、５％以上、１０％以上又は２０％以上とされてよい。２つの減衰極ＰＸの周波数差が拡大される場合の拡大量も任意である。例えば、上記のシフト量の上限又は下限の例を２倍にした値が上限又は下限の例とされてよい。
（２．Ａシリーズに係るフィルタ）
（２．１．複合フィルタの構成の概要）
　Ａシリーズに係る複合フィルタ１Ａは、例示する特性の図（例えば図４Ａ）の横軸の範囲において、ハイパスフィルタとして機能するように構成されている。ただし、上記横軸の範囲よりも高周波数側において、複合フィルタ１Ａの透過係数は低下し、バンドパスフィルタとしても機能する。
　ＬＣフィルタ５Ａは、主として、ハイパスフィルタとして機能する。弾性波フィルタ７Ａは、複合フィルタ１Ａ（別の観点ではＬＣフィルタ５Ａ）の通過帯域の低周波数側に既述の減衰極ＰＸを形成する。弾性波フィルタ７Ａは、複合フィルタ１Ａ（ＬＣフィルタ５Ａ）の通過帯域の低周波数側に阻止帯域を有するバンドエリミネーションフィルタとして捉えられてもよい。
　ここでの説明では、複合フィルタ１Ａとして、以下の６つのフィルタを例示する。
　・第１比較例（図１Ａの複合フィルタ１ＡＰ）
　・第２比較例（図１Ｂの複合フィルタ１Ａ０）
　・第１例（図２Ａの複合フィルタ１Ａ１）
　・第２例（図２Ｂの複合フィルタ１Ａ２）
　・第３例（図３Ａの複合フィルタ１Ａ３）
　・第４例（図３Ｂの複合フィルタ１Ａ４）
　複合フィルタ１ＡＰは、弾性波フィルタ７Ａを有しておらず、弾性波フィルタ７Ａに相当する付加回路８Ａを有している。付加回路８Ａは、信号経路１３と基準電位部１５とを接続するインダクタＬを有している。複合フィルタ１Ａ０～１Ａ４は、互いに類似する構成の弾性波フィルタ７Ａ０～７Ａ４を有している。ただし、弾性波フィルタ７Ａ０においては、インダクタＬの結合はなされておらず、弾性波フィルタ７Ａ１～７Ａ４においては、インダクタＬの結合の態様が互いに異なっている。
（２．２．ＬＣフィルタの構成）
　図１Ａ～図３Ｂに示すＬＣフィルタ５Ａは、信号経路１３を構成している（信号経路１３に直列接続されている）少なくとも１つ（図示の例では複数。より詳細には２つ）のキャパシタＣを有している。また、ＬＣフィルタ５Ａは、信号経路１３と基準電位部１５とを接続している少なくとも１つ直列共振回路１７を有している。直列共振回路１７は、互いに直列接続されているインダクタＬ及びキャパシタＣを有している。これにより、後に図４Ａ等を参照して説明するように、通過帯域の低周波数側であって、直列共振回路１７の共振周波数（インピーダンスの絶対値が極小値を取る周波数）に減衰極ＰＸＰを有するハイパスフィルタが構成される。
　信号経路１３を構成しているキャパシタＣの数が複数の場合においては、当該キャパシタＣは、互いに直列接続されている。また、直列共振回路１７が複数の場合においては、複数の直列共振回路１７の信号経路１３に対する接続位置は、互いに直列接続されている複数のキャパシタＣに対する電気的位置が互いに異なる位置とされる。当該互いに異なる位置は、より詳細には、互いに接続されているキャパシタＣの間、複数のキャパシタＣ全体の前、及び複数のキャパシタＣ全体の後である。なお、上記の電気的位置の説明は、キャパシタＣの語を直列腕９の語に置換し、直列共振回路１７の語を並列腕１１に置換して、弾性波フィルタ７に援用されてよい。
　図示の例では、直列共振回路１７の数が１つであることから、ＬＣフィルタ５Ａによる減衰極ＰＸＰの数は１つである。複数の直列共振回路１７が設けられる場合において、複数の直列共振回路１７の共振周波数は、互いに同じであってもよいし、（その一部又は全部が）互いに異なっていてもよい。換言すれば、ＬＣフィルタ５Ａは、１つの減衰極ＰＸＰのみを形成してもよいし、複数（直列共振回路１７の数以下）の減衰極ＰＸＰを形成してもよい。
　実施形態の説明においては、特に断り無く、ＬＣフィルタ５Ａによる減衰極ＰＸＰの数が１つである態様を例に取る。この１つの減衰極ＰＸＰの周波数と、弾性波フィルタ７Ａの通過帯域と、弾性波フィルタ７Ａの減衰極ＰＸの周波数との関係等の説明は、ＬＣフィルタ５Ａによる減衰極ＰＸＰの数が複数の場合においては、特に断りが無い限り、また、矛盾等が生じない限り、最も通過帯域に近い減衰極ＰＸＰに援用されてよい。本段落の説明は、他のシリーズに援用されてよい。
　ＬＣフィルタ５Ａの１以上の減衰極ＰＸＰは、複合フィルタ１の透過特性に明瞭に現れてもよいし、明瞭に現れなくてもよい。後者の態様としては、他のフィルタ（例えば弾性波フィルタ７Ａ）の減衰極ＰＸを中心とする透過特性の谷と、ＬＣフィルタ５Ａの減衰極ＰＸＰを中心とする透過特性の谷とが重なって、減衰極が不明瞭になる態様が挙げられる。また、例えば、ＬＣフィルタ５Ａ内で、周波数が互いに異なる減衰極を中心とする透過特性の谷同士が重なって、減衰極が不明瞭になる態様が挙げられる。このような態様においては、ＬＣフィルタ５Ａの構成（例えば直列共振回路１７のインダクタＬのインダクタンス及びキャパシタＣのキャパシタンス）から減衰極が特定されてよい。本段落の説明は、適宜に他のフィルタ（例えば他のＬＣフィルタ５又は弾性波フィルタ７）に援用されてよい。
（２．３．弾性波フィルタの基本構成）
　図１Ｂ～図３Ｂに示す弾性波フィルタ７Ａ（７Ａ０～７Ａ４）の構成は、弾性波フィルタ７Ａ０（図１Ｂ）の構成がベースになっている。従って、ここでは、特に断り無く、弾性波フィルタ７Ａ０を例に取って弾性波フィルタ７Ａの構成について説明することがある。ただし、ここでの弾性波フィルタ７Ａ（７Ａ０）についての説明は、矛盾等が生じない限り、他の弾性波フィルタ７Ａに援用されてよい。
　実施形態の概要の説明では、弾性波フィルタ７Ａ１（図２Ａ）の概要について述べ、また、弾性波フィルタ７Ａ０及び７Ａ１の相違は、基本的に、並列腕１１のインダクタＬの磁界結合の有無のみであることを述べた。実施形態の概要の説明で既に述べた事項については説明を省略する。
　弾性波フィルタ７Ａは、既述のとおり、複数の直列腕９及び複数の並列腕１１を有している。ただし、図示の例とは異なり、直列腕９の数は、１つであっても構わない。並列腕１１の数は、２つ以上であってよい。１つの直列腕９と、当該１つの直列腕９を介して接続されている２つの並列腕１１とが設けられていれば、２つの並列腕１１同士の結合は実現され、また、当該結合による作用が奏される。
　なお、実施形態の説明では、便宜上、特に断り無く、図示の態様を前提とした説明を行うことがある。すなわち、直列腕９の数が複数（より詳細には２つ）で、並列腕１１の数が複数（より詳細には３つ）である態様を前提とした説明を行うことがある。
　複数の直列腕９は、例えば、それぞれ共振子Ｘを有している。また、複数の並列腕１１は、例えば、それぞれインダクタＬを有している。ただし、既述の説明からも理解されるように、図示の例とは異なり、複数の直列腕９のうち１つのみが共振子Ｘを有していたり、複数の並列腕１１のうち２つのみがインダクタＬを有していたりしてもよい。共振子Ｘを有していない直列腕９は、例えば、キャパシタＣを有していてよい。インダクタＬを有していない並列腕１１は、例えば、共振子Ｘを有していてよい。
　なお、実施形態の説明では、便宜上、特に断り無く、図示の態様（全ての直列腕９が共振子Ｘを有し、全ての並列腕１１がインダクタＬを有する態様）を前提とした説明を行うことがある。従って、矛盾等が生じない限り、弾性波フィルタ７Ａの説明において、直列腕９の語及び並列腕１１の語は、それぞれ、共振子Ｘの語及びインダクタＬの語に置換されてよい。
　複数の共振子Ｘの反共振周波数及び／又は共振周波数は、互いに同一であってもよいし、その一部又は全部が互いに異なっていてもよい。換言すれば、弾性波フィルタ７Ａは、１つの減衰極ＰＸのみを有していてもよいし、複数の減衰極ＰＸを形成してもよい。実施形態の説明では、特に断り無く、弾性波フィルタ７Ａによる減衰極ＰＸの数が複数（より詳細には２つ）である態様を例に取ることがある。
　並列腕１１のインダクタＬは、例えば、複数の共振子Ｘの全体が、容量が大きいキャパシタとして機能する蓋然性を低減し、ひいては、阻止帯域内の周波数を有する信号が複数の直列腕９を通過する蓋然性を低減することに寄与する。また、インダクタＬは、共振子Ｘと協働して、ハイパスフィルタを構成しても構わない。インダクタＬのインダクタンスは、所望のフィルタ特性が得られるように適宜に設定されてよい。
（２．４．結合のバリエーション）
（２．４．１．第１例の結合）
　図２Ａに示す複合フィルタ１Ａ１（弾性波フィルタ７Ａ１）においては、互いに隣り合う並列腕１１のインダクタＬ同士が磁界結合されている。互いに隣り合う並列腕１１は、換言すれば、１つの直列腕９を介して、かつ他の直列腕９を介さずに、互いに接続されている２つの並列腕１１である。
　図２Ａの例では、互いに隣り合う並列腕１１からなるペアの数は２つである（Ｌ１及びＬ２のペア、並びにＬ２及びＬ３のペア）。そして、全てのペア（別の観点では複数のペア）において、磁界結合がなされている。ただし、磁界結合は、一部のペアのみにおいてなされてもよいし、１つのペアのみにおいてなされてもよい。また、３ペア以上が存在する態様において、３ペア以上において磁界結合がなされてもよい。一部のベアのみにおいて磁界結合がなされる態様において、結合されるペアと、結合されないペアとの位置関係は任意である。別の観点では、例えば、最も入力側又は出力側の並列腕１１が結合されるか否か等は任意である。本段落の説明は、並列腕１１の語を直列腕９の語に置き換えて、Ｃシリーズの第１例（図１０Ａ）に援用されてよい。
　互いに隣り合う並列腕１１の磁界結合は、両者の間に介在している直列腕９を流れる電流に関して和動結合となる向きでなされている。例えば、インダクタＬ１及びＬ２に同じ磁界が通過し、この磁界によってインダクタＬ１において信号経路１３から基準電位部１５への方向の電流が生成されるとき、インダクタＬ２においては、上記磁界によって基準電位部１５から信号経路１３への方向の電流が生成される。
（２．４．２．第２例の結合）
　図２Ｂに示す複合フィルタ１Ａ２（弾性波フィルタ７Ａ２）においては、２つ隣の並列腕１１のインダクタＬ同士が磁界結合されている。２つ隣の並列腕１１は、換言すれば、２つの直列腕９を介して、かつ他の直列腕９を介さずに、互いに接続されている２つの並列腕１１である。なお、互いに隣り合う並列腕１１同士の磁界結合は、例えば、実質的になされていない。別の観点では、互いに隣り合う並列腕１１同士の磁界結合の強度（例えば相互インダクタンスの絶対値）は、２つ隣の並列腕１１の磁界結合の強度よりも弱い。
　図２Ｂの例では、２つ隣の並列腕１１からなるペアの数は１つである（Ｌ１及びＬ３のペア）。ただし、ペアの数は複数であってもよい。例えば、４つの並列腕１１が設けられて２つのペアを構成可能であってもよい。２以上のペアを構成可能な態様において、磁界結合は、一部のペアのみにおいてなされてもよいし、全てのペアにおいてなされてもよく、また、１つのペアのみにおいてなされてもよいし、複数のペアにおいてなされてもよい。磁界結合されない並列腕１１が存在する態様において、結合されるペアと、結合されない並列腕１１との位置関係は任意である。別の観点では、例えば、最も入力側又は出力側の並列腕１１が結合されるか否か等は任意である。また、例えば、結合される２つの並列腕１１（Ｌ１及びＬ３）の間に位置する並列腕１１（Ｌ２）に対して２つ隣の並列腕１１が存在する場合において、上記間の並列腕１１（Ｌ２）は、他の並列腕１１と結合されてもよいし、結合されなくてもよい。本段落の説明は、並列腕１１の語を直列腕９の語に置き換えて、Ｃシリーズの第２例（図１０Ｂ）に援用されてよい。
　２つ隣の並列腕１１の磁界結合は、両者の間に介在している２つの直列腕９を順に流れる電流に関して差動結合となる向きでなされている。例えば、インダクタＬ１及びＬ３に同じ磁界が通過し、この磁界によってインダクタＬ１において信号経路１３から基準電位部１５への方向の電流が生成されるとき、インダクタＬ３においては、上記磁界によって信号経路１３から基準電位部１５への方向の電流が生成される。
（２．４．３．第３例の結合）
　図３Ａに示す複合フィルタ１Ａ３（弾性波フィルタ７Ａ３）においては、第１例と同様に、互いに隣り合う並列腕１１同士が結合されている。ただし、第３例では、第１例とは異なり、１つの並列腕１１は、片側の並列腕１１に対してのみ結合する。別の観点では、１つの並列腕１１は、１つのペアのみに属し、２つのペアに共用されない。例えば、インダクタＬ２は、インダクタＬ１とは結合されるが、インダクタＬ３とは結合されない。ただし、ここでの説明とは異なり、そのような結合が利用されてもよい。
　図３Ａの例では、第３例の結合ができるペアの数は１つである。ただし、第３例の結合ができるペアの数は複数であってもよい。例えば、４つの並列腕１１が設けられて２つのペアにおいて結合可能であってもよい。２以上のペアにおいて結合が可能な態様において、結合は、一部のペアのみにおいてなされてもよいし、全てのペアにおいてなされてもよく、また、１つのペアのみにおいてなされてもよいし、複数のペアにおいてなされてもよい。結合がなされないインダクタＬが存在する態様において、結合がなされるペアと、結合がなされない並列腕１１との位置関係は任意である。別の観点では、例えば、最も入力側又は出力側の並列腕１１が結合されるか否か等は任意である。本段落の説明は、並列腕１１の語を直列腕９の語に置き換えて、Ｃシリーズの第３例（図１１Ａ）に援用されてよい。
　隣り合う並列腕１１（Ｌ１及びＬ２）の結合は、隣り合う並列腕１１と基準電位部１５との間に同一のインダクタＬ４（換言すれば電気的要素）が介在することによってなされる。インダクタＬ４が介在することによって、インダクタＬ１及びインダクタＬ２は、基準電位部１５に短絡されなくなる。ひいては、インダクタＬ１からインダクタＬ２へ（及びその反対方向へ）電流が流れることが可能になる。これにより、両者が結合される。
（２．４．４．第４例の結合）
　図３Ｂに示す複合フィルタ１Ａ４（弾性波フィルタ７Ａ４）においては、第２例と同様に、２つ隣の並列腕１１同士が結合されている。第２例に関する結合対象の並列腕１１についての説明は、第４例に援用されてよい。
　２つ隣の並列腕１１の結合は、当該２つ隣の並列腕１１と基準電位部１５との間に同一のキャパシタＣ１（換言すれば電気的要素）が介在することによってなされる。キャパシタＣ１が介在することによって、インダクタＬ１及びインダクタＬ３は、基準電位部１５に短絡されなくなる。ひいては、インダクタＬ１からインダクタＬ３へ（及びその反対方向へ）電流が流れることが可能になる。これにより、両者が結合される。２つ隣の並列腕１１の間の並列腕１１（インダクタＬ２）は、キャパシタＣ１に接続されていない。
（２．５．フィルタの特性）
　以下、複合フィルタ１Ａ１の特性を示す既述の図４Ａ及び図４Ｂ、並びに複合フィルタ１Ａ２～１Ａ４の特性を示す図５Ａ～図７Ｂ（図４Ａ及び図４Ｂに相当）を参照して、Ａシリーズに係るフィルタの特性について説明する。図４Ａ～図７Ｂは、シミュレーション計算によって得られている。ただし、共振周波数ｆｒについては、概略の値が示されている。
（２．５．１．第１比較例の特性）
　図４Ａ～図７Ｂにおいては、第１比較例に係る複合フィルタ１ＡＰ（図１Ａ）の特性も線ＬＡＰによって示されている。第１比較例は、図示された周波数範囲において、概ね４．８ＧＨｚよりも高い周波数帯が通過帯域となるハイパスフィルタの特性を示している。また、第１比較例は、通過帯域の低周波数側（より詳細には３ＧＨｚ～３．５ＧＨｚの範囲）に減衰極ＰＸＰを形成している。
　なお、第１比較例に係る複合フィルタ１ＡＰの特性は、ＬＣフィルタ５Ａの特性と概ね同じである。従って、実施形態の説明では、両者を特に区別しないことがある。
（２．５．２．第２比較例の特性）
　図４Ａ～図７Ｂにおいて、第２比較例の特性（線ＬＡ０）は、概略、第１比較例の特性（線ＬＡＰ）において、通過帯域の低周波数側に新たな減衰極ＰＸ（ＰＸ１及びＰＸ２）が形成されたものとなっている。この新たな減衰極ＰＸは、既述のとおり、共振子Ｘの反共振点によるものである。
　共振子Ｘによる減衰極ＰＸは、例えば、複合フィルタ１Ａ０（及び／又はＬＣフィルタ５Ａ）の通過帯域と、ＬＣフィルタ５Ａによる減衰極ＰＸＰとの間に位置している。これにより、例えば、複合フィルタ１Ａ０の通過帯域の低周波数側の特性として、周波数の変化に対するインピーダンスの変化が急峻な弾性波共振子の特性が現れやすくなる。ひいては、通過帯域の低周波数側の透過特性の変化を急峻にすることができる。
　弾性波フィルタ７による減衰極ＰＸの数は、１つであってもよいし、複数であってもよい。また、複合フィルタ１（及び／又はＬＣフィルタ５）の通過帯域と、ＬＣフィルタ５による減衰極ＰＸＰとの間に位置する減衰極ＰＸの数は、１つであってもよいし、複数であってもよく、また、複数の減衰極ＰＸのうちの一部であってもよいし、全部であってもよい。上記の減衰極ＰＸの語は、共振周波数ｆｒの語又は反共振周波数ｆａの語に置換されてよい。本段落の説明は、他のシリーズに援用されてよい。
　互いに周波数が異なる複数の共振周波数ｆｒが、複合フィルタ１Ａ０（及び／又はＬＣフィルタ５Ａ）の通過帯域と、ＬＣフィルタ５Ａによる減衰極ＰＸＰとの間に位置している態様において、互いに異なる共振周波数ｆｒを有する複数の共振子Ｘの信号経路１３における位置関係は任意である。一例を挙げると、最も減衰極ＰＸＰの周波数に近い（ここでは最も周波数が低い）共振周波数ｆｒを有する直列腕９は、複数の直列腕９の中で、ＬＣフィルタ５Ａに最も近い直列腕９ではない。別の観点では、２つの直列腕９に着目したとき、信号経路１３において、相対的に減衰極ＰＸＰの周波数に近い共振周波数ｆｒを有する直列腕９は、他の１つの直列腕９よりもＬＣフィルタ５Ａから離れている。なお、上記において、共振周波数ｆｒの語は、反共振周波数ｆａの語又は減衰極ＰＸの語に置換されてよい。
　なお、第２比較例の特性（線ＬＡ０）の説明は、矛盾等が生じない限り、以下に述べる第１例～第４例の特性に援用されてよい。
（２．５．３．第１例の特性）
　図４Ａ及び図４Ｂにおいて線ＬＡ１で示す第１例に係る複合フィルタ１Ａ１（図２Ａ）の特性は、既述のとおり、第２比較例に係る複合フィルタ１Ａ０の特性において減衰極ＰＸを高周波数側（通過帯域側）へシフトしたものとなっている。図２Ａ、図４Ａ及び図４Ｂの例では、全ての減衰極ＰＸが高周波数側へシフトされている。ひいては、最も高周波数側（最も通過帯域側）の減衰極ＰＸ１（最も高周波数側の反共振周波数ｆａに対応する減衰極ＰＸ）も高周波数側へシフトされている。
　上記のように減衰極ＰＸが高周波数側へシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。隣り合う２つの並列腕１１のインダクタＬが和動結合すると、その２つの並列腕に挟まれた直列腕９に対して並列にインダクタＬが接続された場合と同様の作用が生じる。共振子Ｘの等価回路は、直列共振回路とキャパシタとを並列接続した２重共振回路で表される。そして、共振子Ｘの反共振周波数ｆａは、上記キャパシタのキャパシタンス（以下、「制動容量」という。）に対する上記直列共振回路内のキャパシタンスの比が大きくなるほど、共振周波数ｆｒに対して高周波数側にシフトされる。共振子Ｘに並列にインダクタＬが接続されることは、制動容量を小さくしたことに相当するから、反共振周波数ｆａ（減衰極ＰＸ）は、高周波数側へシフトされる。
　上記の説明から理解されるように、インダクタＬ１及びＬ２の磁界結合、及びインダクタＬ２及びＬ３の磁界結合の相対的な強度を調整することによって、２つの共振子Ｘの反共振周波数ｆａの周波数差を調整できる。例えば、相対的に高い反共振周波数ｆａを有する共振子Ｘを挟む並列腕１１の磁界結合の強度を高くすることによって、周波数差を広げやすくなる。これにより、例えば、阻止帯域を広くできる。
（２．５．４．第２例の特性）
　図５Ａ及び図５Ｂにおいて線ＬＡ２で示す第２例に係る複合フィルタ１Ａ２（図２Ｂ）の特性は、第２比較例に係る複合フィルタ１Ａ０の特性において、２つの減衰極ＰＸの一方を高周波数側（通過帯域側）へシフトさせ、他方を低周波数側（通過帯域とは反対側）へシフトさせたものとなっている。より詳細には、図示の例では、相対的に高周波数側の減衰極ＰＸ１が高周波数側へシフトし、相対的に低周波数側の減衰極ＰＸ２が低周波数側へシフトしている。ひいては、両者の周波数差は大きくなっている。ただし、図示とは逆に、周波数差が狭くされても構わない。
　上記のように減衰極ＰＸがシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。２つ隣の並列腕１１（Ｌ１及びＬ３）に挟まれた２つの直列腕９の間は、他の並列腕１１（Ｌ２）によって接地されている。従って、インダクタＬ１及びＬ３が差動結合すると、一方の直列腕９については、第１例と同様の作用が生じ、反共振周波数ｆａが高くなる。一方、他方の直列腕９については、第１例と逆の作用が生じ、反共振周波数ｆａが低くなる。
　減衰極ＰＸが高周波数側にシフトされる直列腕９は、２つの直列腕９のうち、相対的に入力側に位置する直列腕９である。従って、図２Ｂ、図５Ａ及び図５Ｂの例では、相対的に入力側（別の観点ではＬＣフィルタ５Ａ側）に位置する共振子Ｘ１は、共振子Ｘ２よりも高い反共振周波数ｆａを有している（通常は共振周波数ｆｒも同様）。そして、共振子Ｘ１が形成する相対的に高い減衰極ＰＸ１が高周波数側へシフトされる。なお、共振子Ｘ１及びＸ２の位置関係と反共振周波数ｆａ（及び共振周波数ｆｒ）の高低関係とは、上記とは逆であっても構わない。本段落の説明の一部（位置関係と高低関係との説明）は、第４例に援用されてよい。
　高周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の直列腕９は、例えば、複数の直列腕９のうち、最も高周波数側（最も通過帯域側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も高周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。及び／又は、低周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の直列腕９は、例えば、複数の直列腕９のうち、最も低周波数側（最も通過帯域とは反対側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も高周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。本段落の説明は、第４例に援用されてよい。
（２．５．５．第３例の特性）
　図６Ａ及び図６Ｂにおいて線ＬＡ３で示す第３例に係る複合フィルタ１Ａ３（図３Ａ）の特性は、概略、第１例に係る複合フィルタ１Ａ１の特性と同様である。すなわち、結合される２つの並列腕１１に挟まれた直列腕９（共振子Ｘ１）が形成する減衰極ＰＸ１は、第２比較例（線ＬＡ０）の減衰極ＰＸ１に対して高周波数側にシフトされる。ただし、２つの直列腕９のうち１つ（共振子Ｘ２）は、両側の並列腕１１が結合されていないから、共振子Ｘ２が形成する減衰極ＰＸ２はシフトされていない。
　上記のように減衰極ＰＸが高周波数側へシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。隣り合う２つの並列腕１１のインダクタＬ（Ｌ１及びＬ２）が同一のインダクタＬ４を介して基準電位部１５に接続されることから、既述のとおり、インダクタＬ１からインダクタＬ２へ電流が流れることが可能になる。すなわち、２つのインダクタＬ１及びＬ２に挟まれた直列腕９（共振子Ｘ１）に対して並列にインダクタが接続されたことになる。その結果、第１例と同様に、反共振周波数ｆａ（減衰極ＰＸ）が高周波数側へシフトされる。
　図３Ａ、図６Ａ及び図６Ｂの例では、２つの共振子Ｘのうち、相対的に入力側（別の観点ではＬＣフィルタ５Ａ側）に位置する共振子Ｘ１は、共振子Ｘ２よりも高い反共振周波数ｆａを有している（通常は共振周波数ｆｒも同様）。そして、共振子Ｘ１による相対的に高い減衰極ＰＸ１が、並列腕１１の結合によって、更に高周波数側へシフトされる。なお、共振子Ｘ１及びＸ２の位置関係と反共振周波数ｆａ（及び共振周波数ｆｒ）の高低関係とは、上記とは逆であっても構わない。また、高周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の直列腕９は、例えば、複数の直列腕９のうち、最も高周波数側（最も通過帯域側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も高周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。
（２．５．６．第４例の特性）
　図７Ａ及び図７Ｂにおいて線ＬＡ４で示す第４例に係る複合フィルタ１Ａ４（図３Ｂ）の特性は、概略、第２例に係る複合フィルタ１Ａ２の特性と同様である。すなわち、第２比較例（線ＬＡ０）と比較すると、２つの減衰極ＰＸの一方は高周波数側（通過帯域側）へシフトされ、他方は低周波数側（通過帯域とは反対側）へシフトされている。より詳細には、図示の例では、相対的に高周波数側の減衰極ＰＸ１が高周波数側へシフトし、相対的に低周波数側の減衰極ＰＸ２が低周波数側へシフトしている。ひいては、両者の周波数差は大きくなっている。ただし、図示とは逆に、周波数差が狭くされても構わない。
　上記のように減衰極ＰＸがシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。２つ隣の並列腕１１のインダクタＬ（Ｌ１及びＬ３）が同一のキャパシタＣ１を介して基準電位部１５に接続されることから、既述のとおり、インダクタＬ１からインダクタＬ３へ電流が流れることが可能になる。そして、共振子Ｘ１とＸ２との間がインダクタＬ２によって接地され、インダクタＬ１とＬ３との間がキャパシタＣ１によって接地されていることから、２つの直列腕９には互いに逆相のインダクタが並列接続されたことになる。その結果、一方の直列腕９では反共振周波数ｆａが高くなり、他方の直列腕９では反共振周波数ｆａが低くなる。
（３．Ｂシリーズに係るフィルタ）
　図８に示すＢシリーズに係る複合フィルタ１Ｂは、端的に言えば、概略、Ａシリーズにおいて、ＬＣフィルタ５ＡをＬＣフィルタ５Ｂに置換したものである。従って、ＬＣフィルタ５Ｂは、例えば、ＬＣフィルタ５Ａと同様に、ハイパスフィルタを構成しており、弾性波フィルタ７Ｂは、弾性波フィルタ７Ａと同様に、ＬＣフィルタ５Ａの通過帯域の低周波数側に減衰極ＰＸ（Ａシリーズの図面を参照）を形成する。また、弾性波フィルタ７Ｂの具体的な構成は、弾性波フィルタ７Ａ０～７Ａ４と同様とされてよい。
　ＬＣフィルタ５Ｂは、信号経路１３を構成している１以上のキャパシタＣと、信号経路１３と基準電位部１５とを接続している１以上のインダクタＬを有している。これにより、ハイパスフィルタが構成されている。また、信号経路１３は、並列共振回路１９を有している。並列共振回路１９は、互いに並列接続されているインダクタＬ及びキャパシタＣを有している。これにより、通過帯域の低周波数側であって、並列共振回路１９の共振周波数（インピーダンスの絶対値が極大値を取る周波数）に減衰極ＰＸＰを有するハイパスフィルタが構成される。
　なお、ＬＣフィルタ５Ｂによって、複数の減衰極ＰＸＰが形成されてよいこと等は、ＬＣフィルタ５Ａと同様である。ＬＣフィルタ５Ｂにおいては、複数の減衰極ＰＸＰは、例えば、直列接続された複数の並列共振回路１９が設けられるとともに、複数の並列共振回路１９の間と基準電位部１５とを接続するインダクタＬが設けられることなどによって実現される。
　出願人は、Ｂシリーズについても、Ａシリーズと同様の特性（図４Ａ～図７Ｂ）が得られることをシミュレーション計算によって確認している。
（４．Ｃシリーズに係るフィルタ）
　Ａ及びＢシリーズでは、共振子Ｘによってハイパスフィルタの低周波数側に減衰極ＰＸが形成され、この減衰極ＰＸの周波数がインダクタＬの結合によって調整された。Ｃシリーズでは、共振子Ｘによってローパスフィルタの高周波数側に減衰極ＰＸが形成され、この減衰極ＰＸの周波数がインダクタＬの結合によって調整される。具体的には、以下のとおりである。
（４．１．複合フィルタの構成の概要）
　図９Ａ～図１１Ｂに示すＣシリーズに係る複合フィルタ１Ｃ（１ＣＰ、１Ｃ０及び１Ｃ１～１Ｃ４）は、後述する特性の図（図１２Ａ～図１５Ｂ）の横軸の範囲において、ローパスフィルタとして機能するように構成されている。複合フィルタ１Ｃは、上記横軸の範囲よりも低周波数側において、透過係数が低下することによって、バンドパスフィルタとしても機能してもよい。
　ＬＣフィルタ５Ｂは、主として、ローパスフィルタとして機能する。弾性波フィルタ７Ｃは、複合フィルタ１Ｃ（別の観点ではＬＣフィルタ５Ｃ）の通過帯域の高周波数側に既述の減衰極ＰＸを形成する。弾性波フィルタ７Ｃは、複合フィルタ１Ｃ（ＬＣフィルタ５Ｃ）の通過帯域の高周波数側に阻止帯域を有するバンドエリミネーションフィルタとして捉えられてもよい。
　ここでの説明では、複合フィルタ１Ｃとして、以下の６つのフィルタを例示する。
　・第１比較例（図９Ａの複合フィルタ１ＣＰ）
　・第２比較例（図９Ｂの複合フィルタ１Ｃ０）
　・第１例（図１０Ａの複合フィルタ１Ｃ１）
　・第２例（図１０Ｂの複合フィルタ１Ｃ２）
　・第３例（図１１Ａの複合フィルタ１Ｃ３）
　・第４例（図１１Ｂの複合フィルタ１Ｃ４）
　複合フィルタ１ＣＰは、弾性波フィルタ７Ｃを有しておらず、ＬＣフィルタ５Ｃのみからなる。複合フィルタ１Ｃ０～１Ｃ４は、互いに類似する構成の弾性波フィルタ７Ｃ０～７Ｃ４を有している。ただし、弾性波フィルタ７Ｃ０においては、インダクタＬの結合はなされておらず、弾性波フィルタ７Ｃ１～７Ｃ４においては、インダクタＬの結合の態様が互いに異なっている。
（４．２．ＬＣフィルタの構成）
　ＬＣフィルタ５Ｃは、信号経路１３を構成している少なくとも１つ（図示の例では複数。より詳細には２つ）のインダクタＬを有している。また、ＬＣフィルタ５Ｃは、信号経路１３と基準電位部１５とを接続している少なくとも１つのキャパシタＣを有している。これにより、ローパスフィルタが構成されている。また、ＬＣフィルタ５は、信号経路１３と基準電位部１５とを接続する直列共振回路１７を有している。これにより、通過帯域の高周波数側であって、直列共振回路１７の共振周波数（インピーダンスの絶対値が極小値を取る周波数）に減衰極ＰＸＰ（図１２Ａ等）を有するローパスフィルタが構成される。
　なお、ＬＣフィルタ５Ｃによって、複数の減衰極ＰＸＰが形成されてよいこと等は、ＬＣフィルタ５Ａと同様である。ＬＣフィルタ５Ｃにおいては、複数の減衰極ＰＸＰは、例えば、Ａシリーズと同様に、複数の直列共振回路１７が設けられることなどによって実現される。
（４．３．弾性波フィルタの基本構成）
　弾性波フィルタ７Ｃ（７Ｃ０～７Ｃ４）の構成は、弾性波フィルタ７Ｃ０の構成がベースになっている。従って、ここでは、特に断り無く、弾性波フィルタ７Ｃ０を例に取って弾性波フィルタ７Ｃの構成について説明することがある。ただし、ここでの弾性波フィルタ７Ｃ（７Ｃ０）についての説明は、矛盾等が生じない限り、他の弾性波フィルタ７Ｃに援用されてよい。
　弾性波フィルタ７Ｃは、弾性波フィルタ７Ａと同様に、複数の直列腕９及び複数の並列腕１１を有している。ただし、弾性波フィルタ７Ａとは逆に、複数の直列腕９のそれぞれがインダクタＬを有しており、複数の並列腕１１のそれぞれが共振子Ｘを有している。従って、弾性波フィルタ７Ａでは、共振子Ｘの反共振点が減衰極を形成したのに対して、弾性波フィルタ７Ｂでは、共振子Ｘの共振点が減衰極を形成する。
　後に説明するように、Ｃシリーズの第１例～第４例に係る弾性波フィル７Ｃ１～７Ｃ４においては、Ａシリーズとは逆に、直列腕９同士が結合される。この結合は、２つの直列腕９と、当該１つの直列腕９に接続されている１つの並列腕１１とが設けられていれば実現される。従って、図示の例とは異なり、並列腕１１の数は、１つであっても構わない。直列腕９の数は、２つ以上であってよい。
　なお、実施形態の説明では、便宜上、特に断り無く、図示の態様を前提とした説明を行うことがある。すなわち、直列腕９の数が複数（より詳細には３つ）で、並列腕１１の数が複数（より詳細には２つ）である態様を前提とした説明を行うことがある。
　複数の直列腕９は、例えば、それぞれインダクタＬを有している。また、複数の並列腕１１は、例えば、それぞれ共振子Ｘを有している。ただし、既述の説明からも理解されるように、図示の例とは異なり、複数の直列腕９のうち２つのみがインダクタＬを有していたり、複数の並列腕１１のうち１つのみが共振子Ｘを有していたりしてもよい。インダクタＬを有していない直列腕９は、例えば、共振子Ｘを有していてよい。共振子Ｘを有していない並列腕１１は、例えば、キャパシタＣを有していてよい。
　なお、実施形態の説明では、便宜上、特に断り無く、図示の態様（全ての直列腕９がインダクタＬを有し、全ての並列腕１１が共振子Ｘを有する態様）を前提とした説明を行うことがある。従って、矛盾等が生じない限り、弾性波フィルタ７Ｃの説明において、直列腕９の語及び並列腕１１の語は、それぞれ、インダクタＬの語及び共振子Ｘの語に置換されてよい。
　複数の共振子Ｘの反共振周波数及び／又は共振周波数は、互いに同一であってもよいし互いに異なっていてもよい。換言すれば、弾性波フィルタ７Ｃは、１つの減衰極ＰＸのみを有していてもよいし、複数の減衰極ＰＸを形成してもよい。実施形態の説明では、特に断り無く、弾性波フィルタ７Ｃによる減衰極ＰＸの数が複数（より詳細には２つ）である態様を例に取ることがある。
（４．４．結合のバリエーション）
（４．４．１．第１例の結合）
　図１０Ａに示す複合フィルタ１Ｃ１（弾性波フィルタ７Ｃ１）においては、互いに隣り合う直列腕９のインダクタＬ同士が磁界結合されている。互いに隣り合う直列腕９は、換言すれば、他の直列腕９を介さずに、互いに直列接続されている２つの直列腕９である。
　互いに隣り合う直列腕９の磁界結合は、差動結合となる向きでなされている。例えば、インダクタＬ１及びＬ２に同じ磁界が通過し、この磁界によってインダクタＬ１において第１端子３Ａから第２端子３Ｂへの方向の電流が生成されるとき、インダクタＬ２においては、上記磁界によって上記とは逆方向（第２端子３Ｂから第１端子３Ａへの方向）の電流が生成される。
（４．４．２．第２例の結合）
　図１０Ｂに示す複合フィルタ１Ｃ２（弾性波フィルタ７Ｃ２）においては、２つ隣の直列腕９のインダクタＬ同士が磁界結合されている。２つ隣の直列腕９は、換言すれば、他の直列腕９を介さずに順に直列接続されている３つの直列腕９のうちの両側の２つの直列腕９である。なお、互いに隣り合う直列腕９同士の磁界結合は、例えば、実質的になされていない。別の観点では、互いに隣り合う直列腕９同士の磁界結合の強度（例えば相互インダクタンスの絶対値）は、２つ隣の直列腕９の磁界結合の強度よりも弱い。
　２つ隣の直列腕９の磁界結合は、和動結合となる向きでなされている。例えば、インダクタＬ１及びＬ３に同じ磁界が通過し、この磁界によってインダクタＬ１において第１端子３Ａから第２端子３Ｂへの方向の電流が生成されるとき、インダクタＬ２においては、上記磁界によって上記と同じ方向（第１端子３Ａから第２端子３Ｂへの方向）の電流が生成される。
（４．４．３．第３例の結合）
　図１１Ａに示す複合フィルタ１Ｃ３（弾性波フィルタ７Ｃ３）においては、互いに隣り合う２つの直列腕９に並列接続されているインダクタＬ４（換言すれば電気的要素）が設けられている。これにより、２つの直列腕９は、信号経路１３を構成するための直列接続以外の態様によって結合されている。別の観点では、２つの直列腕９は、信号経路１３における互いに反対側が結合されている。なお、Ｃシリーズ（及びＤシリーズ）の第３例及び後述の第４例の説明において、結合は、上記のような、直列接続以外の態様による結合をいうものとする。
　第３例の結合は、第１例と同様に、互いに隣り合う直列腕９同士の結合である。ただし、第３例では、第１例とは異なり、１つの直列腕９は、片側の直列腕９に対してのみ結合する。別の観点では、１つの直列腕９は、１つのペアのみに属し、２つのペアに共用されない。例えば、インダクタＬ２は、インダクタＬ１とは結合されるが、インダクタＬ３とは結合されない。ただし、ここでの説明とは異なり、そのような結合が利用されてもよい。換言すれば、Ａシリーズの第３例における結合対象の説明が、本第３例に援用されてよいことは既述のとおりであるが、Ａシリーズの第１例における結合対象の説明が、直列腕９の語と並列腕１１の語とを置換して本第３例に援用されても構わない。
（４．４．４．第４例の結合）
　図１１Ｂに示す複合フィルタ１Ｃ４（弾性波フィルタ７Ｃ４）においては、第３例と同様に、互いに隣り合う直列腕９（Ｌ１及びＬ２）が、これらに並列接続されているインダクタＬ４によって結合されている。さらに、第４例においては、インダクタＬ４によって結合されている互いに隣り合う直列腕９とは別の互いに隣り合う直列腕９（ただし、一の直列腕９は共用されていてもよい。）が、当該別の互いに隣り合う直列腕９（Ｌ２及びＬ３）に並列接続されているキャパシタＣ４によって結合されている。
　Ａシリーズの第１例及び／又は第３例における結合対象の説明は、直列腕９の語を並列腕１１の語に置換して本第４例に援用されてよく、Ｃシリーズの第３例における結合対象の説明は、本第４例に援用されてよい。ただし、インダクタＬ４の結合対象のペア（互いに隣り合う直列腕９）と、キャパシタＣの結合対象のペア（互いに隣り合う直列腕９）とは互いに異なるペアである。また、前者と後者とは、一の直列腕９を共用していてもよいし、共用していなくてもよい。
　インダクタＬ４は、１つの並列腕１１（共振子Ｘ１）を跨いでいると捉えることができる。同様に、キャパシタＣ４は、１つの並列腕１１（共振子Ｘ２）を跨いでいると捉えることができる。このように捉えたとき、インダクタＬ４及びキャパシタＣ４は、互いに異なる共振子Ｘを跨いでいる。
（４．５．フィルタの特性）
　以下、複合フィルタ１Ｃ１～１Ｃ４の特性を示す図１２Ａ～図１５Ｂを参照して、Ｃシリーズに係るフィルタの特性について説明する。これらの図は、Ａシリーズの図４Ａ～図７Ｂに相当するものであり、図４Ａ～図７Ｂと同様に、シミュレーション計算によって得られている。ただし、反共振周波数ｆａの周波数については、概略の値が示されている。複合フィルタ１Ｃ１～１Ｃ４の特性は、概して言えば、それぞれ、複合フィルタ１Ａ１～１Ｃ４の特性において、低周波数側と高周波数側とを逆にしたものである。具体的には、以下のとおりである。
（４．５．１．第１比較例の特性）
　図１２Ａ～図１５Ｂにおいては、第１比較例（図９Ａ）に係る複合フィルタ１ＣＰ（別の観点ではＬＣフィルタ５Ｃ）の特性も線ＬＣＰによって示されている。第１比較例は、図示された周波数範囲において、概ね４ＧＨｚよりも低い周波数帯が通過帯域となるローパスフィルタの特性を示している。また、第１比較例は、通過帯域の高周波数側（より詳細には６ＧＨｚ付近）に減衰極ＰＸＰを形成している。
（４．５．２．第２比較例の特性）
　図１２Ａ～図１５Ｂにおいては、第２比較例（図９Ｂ）に係る複合フィルタ１Ｃ０の特性も線ＬＣ０によって示されている。第２比較例の特性は、概略、第１比較例の特性（線ＬＣＰ）において、通過帯域の高周波数側に新たな減衰極ＰＸ（ＰＸ１及びＰＸ２）が形成されたものとなっている。この新たな減衰極ＰＸは、既述のとおり、共振子Ｘの共振点によるものである。
　減衰極ＰＸは、例えば、複合フィルタ１Ｃ０（及び／又はＬＣフィルタ５Ｃ）の通過帯域と、ＬＣフィルタ５Ｃによる減衰極ＰＸＰとの間に位置している。これにより、例えば、複合フィルタ１Ｃ０の通過帯域の高周波数側の特性として、周波数の変化に対するインピーダンスの変化が急峻な弾性波共振子の特性が現れやすくなる。ひいては、通過帯域の高周波数側の透過特性の変化を急峻にすることができる。
　互いに周波数が異なる複数の反共振周波数ｆａが、複合フィルタ１Ｃ０（及び／又はＬＣフィルタ５Ｃ）の通過帯域と、ＬＣフィルタ５Ｃによる減衰極ＰＸＰとの間に位置している態様において、互いに異なる反共振周波数ｆａを有する複数の共振子Ｘの信号経路１３における位置関係は任意である。一例を挙げると、最も減衰極ＰＸＰに近い（ここでは最も周波数が高い）反共振周波数ｆａを有する並列腕１１は、複数の並列腕１１の中で、ＬＣフィルタ５Ｃに最も近い並列腕１１ではない。別の観点では、２つの並列腕１１に着目したとき、信号経路１３において、相対的に減衰極ＰＸＰの周波数に近い反共振周波数ｆａを有する並列腕１１の信号経路１３に対する接続位置は、他の１つの並列腕１１の信号経路１３に対する接続位置よりもＬＣフィルタ５Ａから離れている。なお、上記において、反共振周波数ｆａの語は、共振周波数ｆｒの語又は減衰極ＰＸの語に置換されてよい。
　なお、第２比較例の特性（線ＬＣ０）の説明は、矛盾等が生じない限り、以下に述べる第１例～第４例の特性に援用されてよい。
（４．５．３．第１例の特性）
　図１２Ａ及び図１２Ｂにおいて線ＬＣ１で示す第１例に係る複合フィルタ１Ｃ１（図１０Ａ）の特性は、第２比較例に係る複合フィルタ１Ｃ０の特性において減衰極ＰＸを低周波数側（通過帯域側）へシフトしたものとなっている。図１０Ａ、図１２Ａ及び図１２Ｂの例では、全ての減衰極ＰＸが低周波数側へシフトされている。ひいては、最も低周波数側（最も通過帯域側）の減衰極ＰＸ（最も低周波数側の共振周波数ｆｒに対応する減衰極ＰＸ）も低周波数側へシフトされている。
　上記のように減衰極ＰＸが低周波数側へシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。並列腕１１を挟んで隣り合う２つの直列腕９のインダクタＬが差動結合すると、上記並列腕１１の両側で逆相の電流が流れるから、上記並列腕１１の共振子Ｘに対して直列接続されるインダクタが追加されたと同様の作用が生じる。すなわち、共振子Ｘを含む共振回路（等価回路）内で直列接続されるインダクタのインダクタンスが大きくなる。その結果、共振周波数ｆｒ（減衰極ＰＸ）は、低周波数側へシフトされる。
　上記の説明から理解されるように、インダクタＬ１及びＬ２の磁界結合、及びインダクタＬ２及びＬ３の磁界結合の相対的な強度を調整することによって、２つの共振子Ｘの共振周波数ｆｒの周波数差を調整できる。例えば、相対的に低い共振周波数ｆｒを有する共振子Ｘを跨ぐ直列腕９の磁界結合の強度を高くすることによって、周波数差を広げやすくなる。これにより、例えば、阻止帯域を広くできる。
（４．５．４．第２例の特性）
　図１３Ａ及び図１３Ｂにおいて線ＬＣ２で示す第２例に係る複合フィルタ１Ｃ２（図１０Ｂ）の特性は、第２比較例に係る複合フィルタ１Ｃ０の特性において、２つの減衰極ＰＸの一方を低周波数側（通過帯域側）へシフトさせ、他方を高周波数側（通過帯域とは反対側）へシフトさせたものとなっている。より詳細には、図示の例では、相対的に低周波数側の減衰極ＰＸ１が低周波数側へシフトし、相対的に高周波数側の減衰極ＰＸ２が高周波数側へシフトしている。ひいては、両者の周波数差は大きくなっている。ただし、図示とは逆に、周波数差が狭くされても構わない。
　上記のように減衰極ＰＸがシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。２つ隣の直列腕９（Ｌ１及びＬ３）の間（別の観点では隣り合う並列腕１１の間）には１つの直列腕９（Ｌ２）が介在している。従って、インダクタＬ１及びＬ３が和動結合すると、隣り合う並列腕１１においては、互いに逆の作用が生じる。すなわち、一方の並列腕１１については、第１例と同様の作用が生じ、共振周波数ｆｒが低くなる。また、他方の並列腕１１については、第１例と逆の作用が生じ、共振周波数ｆｒが高くなる。
　減衰極ＰＸが低周波数側にシフトされる並列腕１１は、２つの並列腕１１のうち、相対的に入力側に位置する並列腕１１である。従って、図１０Ｂ、図１３Ａ及び図１３Ｂの例では、相対的に入力側（別の観点ではＬＣフィルタ５Ｃ側）に位置する共振子Ｘ１は、共振子Ｘ２よりも低い共振周波数ｆｒを有している（通常は反共振周波数ｆａも同様）。そして、共振子Ｘ１が形成する相対的に低い減衰極ＰＸ１が更に低周波数側へシフトされる。なお、共振子Ｘ１及びＸ２の位置関係と共振周波数ｆｒ（及び反共振周波数ｆａ）の高低関係とは、上記とは逆であっても構わない。本段落の説明の一部（位置関係と高低関係との説明）は、第４例に援用されてよい。
　低周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の並列腕１１は、例えば、複数の並列腕１１のうち、最も低周波数側（最も通過帯域側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も低周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。及び／又は、高周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の並列腕１１は、例えば、複数の並列腕１１のうち、最も高周波数側（最も通過帯域とは反対側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も高周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。本段落の説明は、第４例に援用されてよい。
（４．５．５．第３例の特性）
　図１４Ａ及び図１４Ｂにおいて線ＬＣ３で示す第３例に係る複合フィルタ１Ｃ３（図１１Ａ）の特性は、概略、第１例に係る複合フィルタ１Ｃ１の特性と同様である。すなわち、結合される２つの直列腕９に挟まれた並列腕１１（共振子Ｘ１）が形成する減衰極ＰＸ１は、第２比較例（線ＬＣ０）の減衰極ＰＸ１に対して低周波数側にシフトされる。ただし、２つの並列腕１１のうち１つ（共振子Ｘ２）は、両側の直列腕９が結合されていないから、共振子Ｘ２が形成する減衰極ＰＸ２はシフトされていない。
　上記のように減衰極ＰＸが低周波数側へシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。並列腕１１（Ｘ１）を跨ぐようにインダクタＬ４が並列接続されると、入力側からインダクタＬ４及びインダクタＬ２を経由して上記並列腕１１（Ｘ１）へ至る経路が構成される。従って、上記並列腕１１に直列接続されたインダクタが追加された場合と同様の作用が生じる。その結果、第１例と同様に、共振周波数ｆｒ（減衰極ＰＸ）が低周波数側へシフトされる。
　図１１Ａ、図１４Ａ及び図１４Ｂの例では、２つの共振子Ｘのうち、相対的に入力側（別の観点ではＬＣフィルタ５Ｃ側）に位置する共振子Ｘ１は、共振子Ｘ２よりも低い共振周波数ｆｒを有している（通常は反共振周波数ｆａも同様）。そして、共振子Ｘ１が形成する相対的に低い減衰極ＰＸ１が、直列腕９の結合によって更に低周波数側へシフトされる。なお、共振子Ｘ１及びＸ２の位置関係と共振周波数ｆｒ（及び反共振周波数ｆａ）の高低関係とは、上記とは逆であっても構わない。また、低周波数側へシフトされる減衰極ＰＸを有する１以上の並列腕１１は、例えば、複数の並列腕１１のうち、最も低周波数側（最も通過帯域側）に位置する反共振周波数ｆａ及び／又は共振周波数ｆｒを有してよく、最も低周波数側の減衰極ＰＸを形成してよい。
（４．５．６．第４例の特性）
　図１５Ａ及び図１５Ｂにおいて線ＬＣ４で示す第４例に係る複合フィルタ１Ｃ４（図１１Ｂ）の特性は、概略、第２例に係る複合フィルタ１Ｃ２の特性と同様である。すなわち、第２比較例（線ＬＣ０）と比較すると、２つの減衰極ＰＸの一方は低周波数側（通過帯域側）へシフトされ、他方は高周波数側（通過帯域とは反対側）へシフトされている。より詳細には、図示の例では、相対的に低周波数側の減衰極ＰＸ１が低周波数側へシフトし、相対的に高周波数側の減衰極ＰＸ２が高周波数側へシフトしている。ひいては、両者の周波数差は大きくなっている。ただし、図示とは逆に、周波数差が狭くされても構わない。
　低周波数側へのシフトは、第３例と同様に、２つの直列腕９に並列接続されるインダクタＬ４によって実現される。高周波数側へのシフトは、２つの直列腕９に並列接続されるキャパシタＣ４によって実現される。上記のように減衰極ＰＸが高周波数側へシフトされる理由は、例えば、以下のように説明可能である。並列腕１１（Ｘ２）を跨いでキャパシタＣ４が並列接続されると、入力側からキャパシタＣ４及びインダクタＬ３を順に経由して上記並列腕１１（Ｘ２）に至る経路が形成される。その結果、位相が反転したインダクタが並列腕１１（Ｘ２）に直列接続されている場合と同様の作用が生じる。その結果、インダクタＬ４による結合とは逆に、共振周波数ｆｒ（減衰極ＰＸ）が高周波数側へシフトされる。
（５．Ｄシリーズに係るフィルタ）
　図１６に示すＤシリーズに係る複合フィルタ１Ｄは、端的に言えば、概略、Ｃシリーズにおいて、ＬＣフィルタ５ＣをＬＣフィルタ５Ｄに置換したものである。従って、ＬＣフィルタ５Ｄは、例えば、ＬＣフィルタ５Ｃと同様に、ローパスフィルタを構成しており、弾性波フィルタ７Ｄは、弾性波フィルタ７Ｃと同様に、ＬＣフィルタ５Ｄの通過帯域の高周波数側に減衰極ＰＸ（Ｃシリーズの図面を参照）を形成する。また、弾性波フィルタ７Ｄの具体的な構成は、弾性波フィルタ７Ｃ０～７Ｃ４と同様とされてよい。
　ＬＣフィルタ５Ｄは、信号経路１３を構成している並列共振回路１９と、信号経路１３と基準電位部１５とを接続している１以上のキャパシタＣを有している。これにより、ローパスフィルタが構成されている。また、並列共振回路１９によって、通過帯域の高周波数側に減衰極ＰＸＰ（Ｃシリーズのものを参照）が形成される。なお、Ｄシリーズに係る共振子Ｘを有さない第１比較例では、弾性波フィルタ７Ｄに対応する部分として、信号経路１３を構成するインダクタＬが設けられる。
　出願人は、Ｄシリーズについても、Ｃシリーズと同様の特性（図４Ａ～図７Ｂ）が得られることをシミュレーション計算によって確認している。
（６．ダイプレクサの例）
　図１７は、複合フィルタ１の利用例としてのマルチプレクサ（より詳細にはダイプレクサ２１）を示す回路図である。
　ダイプレクサ２１は、第１端子３Ａに入力された信号をフィルタリングして第２端子３Ｂへ出力する複合フィルタ１を有している。複合フィルタ１は、これまでに説明したいずれの複合フィルタ１であってもよい。図１７では、Ａシリーズの第１例に係る複合フィルタ１Ａ１に類するものが例示されている。
　また、ダイプレクサ２１は、第１端子３Ａに入力された信号をフィルタリングして第３端子３Ｃへ出力する第２フィルタ２３を有している。複合フィルタ１と第２フィルタ２３とは、第１端子３Ａを共用している。また、複合フィルタ１の通過帯域（第１通過帯域）と、第２フィルタ２３の通過帯域（第２通過帯域）とは異なっている（互いに重なっていない。）。そして、第１端子３Ａに入力された種々の信号のうち、第１通過帯域の周波数を有するものは、複合フィルタ１を介して第２端子３Ｂへ出力され、第２通過帯域の周波数を有するものは、第２フィルタ２３を介して第３端子３Ｃへ出力される。
　第２フィルタ２３の具体的な構成（構造）は、種々の構成とされてよく、例えば、公知の構成とされて構わない。例えば、第２フィルタ２３は、圧電体を含む圧電フィルタであってもよいし、誘電体内の電磁波を利用する誘電体フィルタであってもよいし、これらのフィルタ及びＬＣフィルタのうちの２以上を組み合わせたものであってもよい。第２フィルタ２３としての圧電フィルタは、例えば、弾性波を利用する弾性波フィルタであってもよいし、弾性波を利用しないもの（例えば圧電振動子を利用するもの）であってもよい。
　図１７の例では、第２フィルタ２３は、ＬＣフィルタとされている。ＬＣフィルタ５の説明は、矛盾等が生じない限り、ＬＣフィルタによって構成された第２フィルタ２３に援用されてよい。より詳細には、図１７の例では、第２フィルタ２３は、ＤシリーズのＬＣフィルタ５Ｄ（図１６）と基本的に同じ構成を有している。ただし、図１６に例示されたＬＣフィルタ５Ｄと、図１７に例示された第２フィルタ２３とは、並列共振回路１９の数（及び基準電位部１５に接続されるキャパシタＣの数）が異なっている（もちろん、同じであっても構わない。）。また、Ｄシリーズの共振子Ｘを有さない第１比較例は、信号経路１３を構成するインダクタＬを有することを述べたが、第２フィルタ２３も、同様に、通過帯域の信号が流れる信号経路にインダクタＬを有している。
　図１７に例示されている複合フィルタ１は、既述のとおり、複合フィルタ１Ａ１（図２Ａ）と同様の構成を有している。なお、図１７に例示した複合フィルタ１と、複合フィルタ１Ａ１とでは、直列腕９の数等が互いに異なるが、これらの数が任意であることは既に述べたとおりである。
　図１７では、図２Ａでは示されなかった構成も示されている。具体的には、磁界結合される２つの並列腕１１（インダクタＬ）のうち１つ（Ｌ１）は、ＬＣフィルタ５に含まれている（ＬＣフィルタ５を構成している。）。なお、インダクタＬ１は、ＬＣフィルタ５と弾性波フィルタ７とに共用されていると捉えられてもよいし、弾性波フィルタ７の外部のものと捉えられてもよい。ただし、便宜上、後者を前提とした表現を用いることがある。ＬＣフィルタ５のインダクタＬと弾性波フィルタ７のインダクタＬとが結合する場合も、弾性波フィルタ７内のインダクタＬ同士が結合する場合と基本的に同様の効果が奏される。
　特に図示しないが、ＬＣフィルタ５のインダクタＬと、弾性波フィルタ７のインダクタＬ（ＬＣフィルタ５に含まれないもの。以下、同様。）との結合は、隣り合う並列腕１１の和動結合以外の態様にも適用されてよい。例えば、２つ隣の並列腕１１の差動結合（図２Ｂ）に適用されてもよい。また、例えば、隣り合う直列腕９の差動結合（図１０Ａ）に適用されてもよい。また、例えば、２つ隣の直列腕９の和動結合（図１０Ｂ）に適用されてもよい。
　図１７の例から理解されるように、ＬＣフィルタ５に含まれ、結合されるインダクタＬ１は、キャパシタＣと直列接続されていてもよい（直列共振回路１７を構成していてもよい。）。特に図示しないが、インダクタＬ１は、キャパシタＣと並列接続されていてもよい（並列共振回路１９を構成していてもよい。）。これらのことは、インダクタＬ１が並列腕でなく、直列腕である場合も同様である。さらに、弾性波フィルタ７の直列腕９又は並列腕１１のインダクタＬも、キャパシタＣと直列接続又は並列接続されていても構わない。
（７．フィルタの構造の例）
　以上に説明した複合フィルタ１の回路構成は、種々の構造によって実現されてよい。以下に一例を示す。
　図１８は、複合フィルタ１（又はダイプレクサ２１）の構造の一例を示す模式的な断面図である。複合フィルタ１は、いずれの方向が上方とされてもよいが、便宜上、図１８の説明においては、図の上方（紙面に沿う上方）を上方とし、上面及び下面等の語を用いることがある。
　複合フィルタ１は、例えば、表面実装型のチップ部品として構成されている。その全体形状は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状（厚みが平面視の短辺の長さよりも短い形状）である。複合フィルタ１の下面には、複合フィルタ１を実装するために複数の外部端子３が設けられている。複数の外部端子３は、例えば、既述の第１端子３Ａ、第２端子３Ｂ及びＧＮＤ端子３Ｇ（態様によっては第３端子３Ｃ）を含む。特に図示しないが、複合フィルタ１は、複数の外部端子３が回路基板の複数のパッドに対して複数の導電性のバンプ（例えばはんだ）によって接合されることによって上記回路基板に実装される。
　複合フィルタ１は、例えば、回路基板３１と、回路基板３１に実装されている弾性波チップ３３と、弾性波チップ３３を封止している封止部３５とを有している。既述の図１７では、図１８に例示する構造を想定して、回路基板３１及び弾性波チップ３３の符号も付されている。図１７に示されているように、ＬＣフィルタ５（及び第２フィルタ２３）は、例えば、回路基板３１に設けられていてよい。弾性波フィルタ７が有している複数の共振子Ｘは、弾性波チップ３３に設けられていてよい。弾性波フィルタ７が有している他の構成要素（図１７の例ではインダクタＬ）の一部又は全部は、回路基板３１に設けられていてよい。なお、回路基板３１に設けられていてよいとした構成要素の一部又は全部は、弾性波チップ３３に設けることも可能である。
　図１８に戻って、回路基板３１は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状に形成されている。回路基板３１の基本的な構造及び材料（複合フィルタ１を構成するための具体的な導体のパターン及び寸法等を除いた構成）は、公知の種々のプリント基板の構造及び材料と同様とされてよい。例えば、回路基板３１は、ＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics）基板、ＨＴＣＣ（High Temperature Co-Fired Ceramic）基板、ＩＰＤ（Integrated Passive Device）基板又は有機多層基板とされてよい。
　ＬＴＣＣ基板としては、例えば、アルミナにガラス系材料を加えて低温（例えば９００℃前後）での焼成を可能としたものが挙げられる。ＬＴＣＣ基板において、導電材料としては、例えば、Ｃｕ又はＡｇが用いられてよい。ＨＴＣＣ基板としては、アルミナ又は窒化アルミニウムを主成分としたセラミックスを用いたものが挙げられる。ＨＴＣＣ基板において、導電材料としては、例えば、タングステン又はモリブデンが用いられてよい。ＩＰＤ基板としては、例えば、Ｓｉ基板に受動素子を形成したものが挙げられる。有機多層基板としては、ガラス等からなる基材に樹脂を含侵させたプリプレグを積層したものが挙げられる。
　回路基板３１は、例えば、実質的に絶縁性の板状の基体３７と、基体３７の内部及び／又は表面に位置している導体３９を有している。基体３７は、例えば、互いに積層された複数の絶縁層３７ａを有してよい。導体３９は、例えば、絶縁層３７ａの主面に位置している導体層３９ａと、絶縁層３７ａを貫通するビア導体３９ｂとを有してよい。
　弾性波チップ３３は、例えば、表面実装型のチップ部品として構成されている。その全体形状は、例えば、概略、上下方向を厚さ方向とする薄型の直方体状である。弾性波チップ３３の基本的な構造及び材料（複合フィルタ１を構成するための具体的な導体のパターン及び寸法等を除いた構成）は、公知の種々の弾性波チップの構造及び材料と同様とされてよい。例えば、弾性波チップ３３は、ベアチップであってもよいし、ベアチップの回路基板３１側の面を覆うカバーを有するＷＬＰ（Wafer level Package）型のものであってもよいし、ベアチップの側面を覆うモールド部を有するＦＯ（Fan Out）－ＷＬＰ型のものであってもよい。ここでは、弾性波チップ３３がベアチップである態様を例に取る。弾性波チップ３３は、例えば、チップ基板４１と、チップ基板４１の回路基板３１側の面（一方の主面）に位置している導体層４３とを有している。
　チップ基板４１は、例えば、少なくとも、回路基板３１側の面のうちの所定領域が圧電体によって構成されている。圧電体は、例えば、圧電性を有する単結晶からなる。単結晶は、例えば、水晶（ＳｉＯ２）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）単結晶またはタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）単結晶である。カット角は、利用する弾性波の種類等に応じて適宜に設定されてよい。チップ基板４１は、例えば、その全体が圧電体によって構成されていてもよいし（圧電基板であってもよいし）、圧電基板と支持基板とが貼り合わされたものであってもよいし、支持基板上に複数の膜を積層してその上に圧電体層を重ねたものであってもよいし、圧電体層と支持基板との間に空洞を有するものであってもよい。導体層４３の材料は、Ａｌ等の適宜な金属とされてよい。
　弾性波チップ３３の導体層４３は、例えば、弾性波チップ３３の端子４３ａを有している。また、回路基板３１の上面に位置する導体層３９ａは、端子４３ａに対向するパッド３９ｃを有している。端子４３ａとパッド３９ｃとが導電性のバンプ４５によって接合されることによって、弾性波チップ３３は、回路基板３１に実装される。すなわち、弾性波チップ３３は、バンプ４５によって、回路基板３１に固定されるとともに、電気的に接続される。バンプ４５の材料は、例えば、はんだである。はんだは、鉛フリーはんだを含む。
　封止部３５は、例えば、弾性波チップ３３の上から回路基板３１の上面を覆っている。弾性波チップ３３と回路基板３１との間には、端子４３ａ、バンプ４５及びパッド３９ｃの厚みで隙間が構成されている。封止部３５は、この隙間には充填されておらず、当該隙間は、封止部３５によって封止された密閉空間とされている。密閉空間は、真空状態とされていてもよいし、適宜な不活性ガス（例えば窒素）が充填されていてもよい。封止部３５の材料は、有機材料であってもよいし、無機材料であってもよいし、両者の組み合わせであってもよい。より詳細には、例えば、封止部３５は、樹脂とされたり、無機材料からなる粒子（フィラー）を含んでいる樹脂とされたりしてよい。
　回路基板３１（その内部及び／又は表面）の導体３９（及び／又は弾性波チップ３３の導体層４３）は、例えば、１以上のインダクタＬを構成している。このインダクタＬは、適宜な構成とされてよい。例えば、インダクタＬは、導体層３９ａが含むミアンダ状又は渦巻き状の導体パターンによって構成されていてもよいし、導体層３９ａ及びビア導体３９ｂを適宜に組み合わせて構成された螺旋状の導体によって構成されていてもよい。また、ある程度の長さを有する配線によってインダクタＬが構成されてもよい。このような配線としては、例えば、インダクタンスが０．３ｎＨ以上又は０．５ｎＨ以上のものと挙げることができる。上記から理解されるように、インダクタＬの磁界結合も種々の態様とされてよい。例えば、渦巻き状又は螺旋状のインダクタＬが、その軸方向において互いに対向配置されてよい。また、配線状のインダクタＬが互いに平行に延びるように形成されてよい。
　回路基板３１（その内部及び／又は表面）の導体３９（及び／又は弾性波チップ３３の導体層４３）は、例えば、１以上のキャパシタＣを構成している。このキャパシタＣは、適宜な構成とされてよい。例えば、キャパシタＣの１対の電極は、同一の導体層３９ａによって構成されていてもよいし、互いに異なる導体層３９ａによって構成されていてもよい。前者としては、平面視において互いに対向する１対のストリップ状の電極、及び平面視において互いに噛み合う１対の櫛歯電極（共振子Ｘの後述する櫛歯電極を参照）を挙げることができる。後者としては、絶縁層３７ａの厚さ方向において絶縁層３７ａを挟んで互いに対向する平板電極を挙げることができる。
　特に図示しないが、回路基板３１には、弾性波チップ３３以外の他のチップが実装されていてもよい。他のチップは、例えば、チップインダクタ（既述の種々のインダクタＬのいずれかであってよい。）、チップキャパシタ（既述の種々のキャパシタＣのいずれかであってよい。）、又はチップ型のフィルタ（ＬＣフィルタ５又は第２フィルタ２３であってよい。）であってよい。あるいは、他のチップは、インダクタＬ及びキャパシタＣのような構成要素を２つ以上含む特注品として構成されていてもよい。
　複合フィルタ１は、図示の例のようなチップ部品ではなく、モジュールの一部であってもよい。より詳細には、例えば、回路基板３１は、図示の例よりも広い面積を有していたり、複合フィルタ１を構成しない素子（電子部品）が実装及び／又は内蔵されていたりしてよい。このような場合において、複合フィルタ１は、回路基板３１の導体３９によって構成された配線によって他の素子と接続されていてよい。別の観点では、複合フィルタ１の端子（３Ａ、３Ｂ及び３Ｇ等）の概念に明瞭に合致する部位が存在しなくてもよい。回路基板３１に実装又は内蔵される素子としては、例えば、ＩＣ（Integrated Circuit）及びアンテナを挙げることができる。
　弾性波チップ３３は、複合フィルタ１に加えて、他のフィルタを構成していてもよい。例えば、複合フィルタ１（弾性波フィルタ７）とは別の弾性波フィルタのための共振子Ｘが弾性波チップ３３に設けられていてもよい。より詳細には、例えば、図示されたチップ部品は、送信フィルタ及び受信フィルタを有する分波器（例えばデュプレクサ）を構成してよい。この場合において、複合フィルタ１（弾性波フィルタ７）が送信フィルタ及び受信フィルタの一方を構成し、弾性波チップ３３に設けられた他のフィルタが送信フィルタ及び受信フィルタの他方を構成してよい。
　弾性波チップ３３以外の他の弾性波チップが回路基板３１に実装されていてもよい。より詳細には、例えば、弾性波チップ３３及び他の弾性波チップを含むチップ部品は、分波器（例えばデュプレクサ）を構成してよい。そして、複合フィルタ１は、送信フィルタ及び受信フィルタの一方を構成し、他の弾性波チップによって構成されるフィルタは、送信フィルタ及び受信フィルタの他方を構成してよい。
　弾性波チップ３３等の電子部品の回路基板３１に対する実装は、バンプ４５によるものに限定されない。例えば、電子部品は、回路基板３１に絶縁性の接着剤によって固定されるとともに、ボンディングワイヤによって回路基板３１に電気的に接続されてもよい。
（８．弾性波共振子の構成の具体例）
　弾性波フィルタ７が有する共振子Ｘの構成は種々のものとされてよい。例えば、共振子Ｘは、ＳＡＷ共振子とされてもよいし、ＳＡＷ共振子と同様の電極を有しつつ、ＢＡＷを利用するＢＡＷ共振子とされてもよいし、キャビティ上で圧電薄膜を振動させる圧電薄膜共振器（ＦＢＡＲ（Film Bulk Acoustic Resonator）と呼称されることもある。）とされてもよい。以下、共振子Ｘの一例として、ＳＡＷ共振子について説明する。
　図１９は、共振子ＸとしてのＳＡＷ共振子の構成を模式的に示す平面図である。この図は、弾性波チップ３３のうち、回路基板３１側の面の一部領域を示している。
　図１９には、便宜的に、Ｄ１軸、Ｄ２軸及びＤ３軸からなる直交座標系を付す。共振子Ｘは、いずれの方向が上方又は下方とされてもよい。ただし、以下の説明では、便宜上、Ｄ３軸の正側を上方として、上面又は下面等の用語を用いることがある。なお、Ｄ１軸は、チップ基板４１の回路基板３１側の面（上面４１ａ）に沿って伝搬する弾性波の伝搬方向に平行になるように定義されている。Ｄ２軸は、上面４１ａに平行かつＤ１軸に直交するように定義されている。Ｄ３軸は、上面４１ａに直交するように定義されている。
　共振子Ｘは、いわゆる１ポート弾性波共振子によって構成されている。共振子Ｘは、例えば、図の両側に示された２つの配線５５の一方から入力された信号を２つの配線５５の他方から出力する。この際、共振子Ｘは、電気信号から弾性波への変換及び弾性波から電気信号への変換を行う。
　共振子Ｘは、例えば、チップ基板４１（その少なくとも上面４１ａ側の一部）と、上面４１ａ上に位置する励振電極５７と、励振電極５７の両側に位置する１対の反射器５９とを含んでいる。１つのチップ基板４１上には、複数の共振子Ｘが構成されてよい。すなわち、チップ基板４１は、複数の共振子Ｘに共用されてよい。
　チップ基板４１は、既述のように、少なくとも、上面４１ａのうち所定の領域に圧電性を有している。励振電極５７及び反射器５９は、当該領域に設けられた層状導体によって構成されている。層状導体の具体的な材料及び厚さは任意である。
　励振電極５７は、いわゆるＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極によって構成されており、１対の櫛歯電極６１（一方には視認性をよくする便宜上ハッチングを付す）を有している。各櫛歯電極６１は、例えば、バスバー６３と、バスバー６３から互いに並列に延びる複数の電極指６５と、複数の電極指６５の間においてバスバー６３から突出する複数のダミー電極６７とを有している。そして、１対の櫛歯電極６１は、複数の電極指６５が互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　１対の反射器５９は、弾性波の伝搬方向において複数の励振電極５７の両側に位置している。各反射器５９は、例えば、電気的に浮遊状態とされてもよいし、基準電位が付与されてもよい。各反射器５９は、例えば、格子状に形成されている。すなわち、反射器５９は、互いに対向する１対のバスバー６９と、１対のバスバー６９間において延びる複数のストリップ電極７１とを含んでいる。複数のストリップ電極７１のピッチ、及び互いに隣接する電極指６５とストリップ電極７１とのピッチは、基本的には複数の電極指６５のピッチと同等である。
　１対の櫛歯電極６１に電圧が印加されると、複数の電極指６５によって上面４１ａ（圧電体）に電圧が印加され、圧電体が振動する。すなわち、弾性波が励振される。種々の方向に伝搬する種々の波長の弾性波のうち、複数の電極指６５のピッチｐを概ね半波長（λ／２）として複数の電極指６５の配列方向に伝搬する弾性波は、複数の電極指６５によって励振された複数の波が同相で重なり合うことから振幅が大きくなりやすい。
　また、圧電体を伝搬する弾性波は、複数の電極指６５によって電気信号に変換される。このとき、弾性波が励振されるときと同様に、複数の電極指６５のピッチｐを概ね半波長（λ／２）として複数の電極指６５の配列方向に伝搬する弾性波が変換された電気信号の強度が強くなりやすい。
　上記のような作用（及びここでは説明を省略する他の作用）により、共振子Ｘは、ピッチｐを概ね半波長（λ／２）とする弾性波の周波数を共振周波数とする共振子として機能する。反共振周波数は、共振周波数及び励振電極５７の容量等によって規定される。１対の反射器５９は、弾性波を閉じ込めることに寄与する。
　なお、励振電極５７と同様の電極を用いるＢＡＷ共振子は、例えば、上記と同様の作用によってＤ１方向に伝搬するＢＡＷを生じるものであってもよいし、上記とは異なる作用によって厚みすべり振動を生じるものであってもよい。後者の場合においては、共振周波数は、圧電体層の厚みに対する依存性が相対的に大きく、ピッチｐに対する依存性は相対的に小さい。また、反射器５９は不要である。
　特に図示しないが、共振子Ｘは、複数の分割共振子が直列接続及び／又は並列接続されて構成されていても構わない。各分割共振子は、例えば、図１９に示した共振子Ｘと同様の構成を有している。ただし、電極の具体的な寸法等は、分割されていない共振子Ｘのものとは異なる。なお、直列接続されている複数の共振子が、分割共振子であるか否かは、並列腕１１との接続関係を基準に判断可能である。例えば、信号経路１３に対する接続位置が互いに隣り合う並列腕１１の間で、複数の共振子が直列接続されている場合、当該複数の共振子は、１つの共振子Ｘを構成する複数の分割共振子である。
（９．通信装置の例）
　図２０は、複合フィルタ１の利用例としての通信装置１５１の要部を示すブロック図である。通信装置１５１は、モジュール１７１と、モジュール１７１を収容する筐体１７３とを有している。モジュール１７１は、電波を利用した無線通信を行うものであり、図１７に例示したダイプレクサ２１を含んでいる。
　モジュール１７１において、アンテナ１５３によって受信された無線信号（電波）は、アンテナ１５３によって電気信号に変換されてダイプレクサ２１（より詳細には第１端子３Ａ）に入力される。入力された受信信号のうち、複合フィルタ１の通過帯域の周波数を有する受信信号ＲＳ１は、複合フィルタ１（より詳細には第２端子３Ｂ）から出力される。また、入力された受信信号のうち、第２フィルタ２３の通過帯域の周波数を有する受信信号ＲＳ２は、第２フィルタ２３（より詳細には第３端子３Ｃ）から出力される。
　複合フィルタ１から出力された受信信号ＲＳ１は、増幅器１５５Ａによって増幅され、バンドパスフィルタ１５７Ａによって所定の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳ１は、ＲＦ（Radio Frequency）－ＩＣ１５９によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳ１とされる。
　同様に、第２フィルタ２３から出力された受信信号ＲＳ２は、増幅器１５５Ｂによって増幅され、バンドパスフィルタ１５７Ｂによって所定の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳ２は、ＲＦ－ＩＣ１５９によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳ２とされる。
　受信情報信号ＲＩＳ１及びＲＩＳ２は、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）であってよい。例えば、これらの信号は、アナログの音声信号、デジタル化された音声信号、又は衛星測位システムを利用する信号であってよい。変調方式は、例えば、位相変調、振幅変調若しくは周波数変調又はこれらの２つ以上の組み合わせであってよい。回路方式は、ダイレクトコンバージョン方式を図示したが、それ以外の適宜なものとされてよく、例えば、ダブルスーパーヘテロダイン方式であってもよい。また、図２０は、要部のみを模式的に示すものであり、適宜な位置にフィルタやアイソレータ等が追加されてもよいし、また、増幅器等の位置が変更されてもよい。
　モジュール１７１は、例えば、ＲＦ－ＩＣ１５９からアンテナ１５３までの構成要素を同一の回路基板上に有している。すなわち、複合フィルタ１は、他の構成要素と組み合わされてモジュール化されている。この回路基板は、回路基板３１であってもよいし、回路基板３１が実装されるものであってもよい。なお、複合フィルタ１は、モジュール化されずに、通信装置１５１に含まれていても構わない。また、モジュール１７１の構成要素として例示した構成要素は、モジュールの外部に位置していたり、筐体１７３に収容されていなかったりしてもよい。例えば、アンテナ１５３は、筐体１７３の外部に露出するものであってもよい。
（１０．実施形態について、まとめ）
　以下、上述した種々の態様について、構成の要部と、その効果とを述べる。ただし、複数の態様間においては、効果が互いに類似又は対応していることから、後に説明する態様においては、効果の説明を適宜に省略することがある。
（１０．１．Ａシリーズ及びＢシリーズについて、まとめ）
（１０．１．１．第１例及び第２例について、まとめ）
　図２Ａ及び図２Ｂ（並びに図８）に例示したように、第１例及び第２例に係るフィルタ（複合フィルタ１Ａ１及び１Ａ２並びに１Ｂ）は、少なくとも１つの直列腕９と、複数の並列腕１１と、を有している。上記少なくとも１つの直列腕９は、通過帯域の信号を通過させる信号経路１３を構成しており、複数の場合には互いに直列接続されている。複数の並列腕１１は、信号経路１３のうちの、上記少なくとも１つの直列腕９に対する電気的位置が互いに異なる位置と基準電位部１５とを接続する。上記少なくとも１つの直列腕９は、第１弾性波共振子を有している第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）を含む。複数の並列腕１１は、第１直列腕を介して接続されている２つの並列腕１１を含んでいる。上記２つの並列腕１１は、それぞれインダクタＬを有している。上記２つの並列腕１１の２つのインダクタＬは互いに磁界結合する。
　従って、例えば、図４Ａ～図５Ｂを参照して説明したように、磁界結合によって、共振子Ｘが形成する減衰極ＰＸの周波数を調整することができる。その結果、例えば、共振子Ｘの設計変更を行わずに、通過帯域又は阻止帯域の幅を調整することができる。より詳細には、例えば、図１８の構造例では、弾性波チップ３３の構成は変えずに、回路基板３１の導体の設計変更によって、所望のフィルタ特性を得ることができる。
　図２Ａに例示したように、結合される上記２つの並列腕１１は、信号経路１３において、第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）を介して、かつ他の直列腕９を介さずに、接続されていてよい。上記２つの並列腕１１の２つのインダクタＬ（例えばインダクタＬ１及びＬ２）は、第１直列腕（共振子Ｘ１）に流れる電流に関して互いに和動結合してよい。
　この場合、例えば、図４Ａ及び図４Ｂを参照して説明したように、共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせることができる。また、複数の共振子Ｘが設けられている場合においては、それぞれによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせることができる。別の観点では、複数の共振子Ｘによる複数の減衰極ＰＸ同士の高低関係を調整することができる。
　図２Ｂに例示したように、上記少なくとも１つの直列腕９は、他の直列腕９を介さずに第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）と直列接続されている第２直列腕（例えば共振子Ｘ２を有する直列腕９）を更に含んでいてよい。第２直列腕は、第２弾性波共振子（共振子Ｘ２）を有していてよい。複数の並列腕１１は、第１～第３並列腕を有してよい。第１並列腕は、第１インダクタ（例えばインダクタＬ１）を有してよく、第１直列腕（Ｘ１）に対して、第２直列腕（Ｘ２）とは反対側の第１側（例えば第１端子３Ａ側）に、他の直列腕９を介さずに接続されていてよい。第２並列腕は、第２インダクタ（例えばインダクタＬ２）を有してよく、第１直列腕（Ｘ１）と第２直列腕（Ｘ２）との間に接続されていてよい。第３並列腕は、第３インダクタ（例えばインダクタＬ３）を有してよく、第２直列腕（Ｘ２）に対して、第１直列腕（Ｘ１）とは反対側の第２側（例えば第２端子３Ｂ側）に、他の直列腕９を介さずに接続されていてよい。第１側から第２側へ流れる電流に関して、インダクタＬ１とインダクタＬ３とは差動結合してよい。
　この場合、例えば、図５Ａ及び図５Ｂを参照して説明したように、一の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせつつ、他の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを低周波数側にシフトさせることができる。その結果、例えば、複数の共振子Ｘの設計変更を行わずに、阻止帯域の帯域幅を広くすることができる。
　図２Ｂを参照して説明したように、第１インダクタ（Ｌ１）と第２インダクタ（Ｌ２）との磁界結合、及び第２インダクタ（Ｌ２）と第３インダクタ（Ｌ３）との磁界結合のそれぞれは、第１インダクタ（Ｌ１）と第３インダクタ（Ｌ３）との磁界結合より弱くされてよい。
　この場合、例えば、インダクタＬ１及びＬ３の差動結合による図５Ａ及び図５Ｂに示す２つの減衰極ＰＸ１及びＰＸ２の周波数差を変化させる作用が、他の磁界結合によって減じられたり、意図された変化量と異なってしまったりする蓋然性が低減される。
　複合フィルタ１（１Ａ１、１Ａ２及び１Ｂ）は、複数の並列腕１１が有する複数のインダクタＬを含む多層基板（回路基板３１）を有していてよい。
　この場合、例えば、既述のように、回路基板３１の設計変更によって、共振子Ｘの減衰極ＰＸの周波数をシフトさせることができる。その結果、例えば、共振子Ｘ（弾性波チップ３３）を購入した製造業者が所望の特性を有する複合フィルタ１を作製することも可能となる。
　複合フィルタ１（１Ａ１、１Ａ２及び１Ｂ）は、信号経路１３において上記少なくとも１つの直列腕９に対して入力側又は出力側に位置しているＬＣフィルタ５（５Ａ又は５Ｂ）を更に有していてよい。図１７において例示したように、磁界結合される２つの並列腕１１のうち１つの並列腕１１のインダクタＬ（Ｌ１）は、ＬＣフィルタ５を構成していてよい。
　この場合、例えば、共振子Ｘによる減衰極ＰＸの周波数の調整にＬＣフィルタ５の並列腕を用いることができる。別の観点では、弾性波フィルタ７が有する並列腕１１の数を減らすことができる。その結果、例えば、複合フィルタ１の小型化が図られる。
（１０．１．２．第３例及び第４例について、まとめ）
　図３Ａ及び図３Ｂ（並びに図８）に例示したように、第３例及び第４例に係るフィルタ（複合フィルタ１Ａ３及び１Ａ４並びに１Ｂ）は、第１例及び第２例に係るフィルタと同様に、少なくとも１つの直列腕９と、複数の並列腕１１と、を有している。ただし、第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）を介して接続されている２つの並列腕１１は、磁界結合されるのではなく、インダクタＬ及びキャパシタＣの少なくとも一方を含む電気的要素によって結合されている。上記電気的要素は、上記２つの並列腕１１が有する２つのインダクタＬの信号経路１３とは反対側を共に基準電位部１５に接続する。
　従って、例えば、図６Ａ～図７Ｂを参照して説明したように、直列腕９の共振子Ｘに対して並列接続されたインダクタＬが追加された場合と同様の作用によって、共振子Ｘが形成する減衰極ＰＸの周波数を調整することができる。その結果、例えば、第１例及び第２例と同様に、共振子Ｘの設計変更を行わずに、通過帯域及び／又は阻止帯域の幅を調整することができる。インダクタＬ又はキャパシタＣを追加すればよいから、例えば、磁界結合させるように並列腕１１の配置を設計変更する必要が無い。なお、第１例及び第２例は、インダクタＬ又はキャパシタＣを追加する必要がないから、例えば、小型化に有利である。
　図３Ａに例示したように、第３例において、結合される上記２つの並列腕１１は、第１例と同様に、信号経路１３において、第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）を介して、かつ他の直列腕を介さずに接続されていてよい。上記電気的要素は、上記２つの並列腕１１の２つのインダクタＬ（例えばインダクタＬ１及びＬ２）の、信号経路１３とは反対側を共に基準電位部１５に接続するインダクタＬ４を有していてよい。
　この場合、例えば、図６Ａ及び図６Ｂを参照して説明したように、共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせることができる。なお、以下に述べる第４例に比較して、いずれの減衰極ＰＸも低周波数側にシフトさせたくないときに有効である。
　図３Ｂに例示したように、第４例において、複数の並列腕１１は、第２例と同様に、第１並列腕～第３並列腕（別の観点ではインダクタＬ１～Ｌ３）を有してよい。上記電気的要素は、インダクタＬ１及びインダクタＬ３の信号経路１３とは反対側を共に基準電位部１５に接続するキャパシタＣ１を有していてよい。
　この場合、例えば、図７Ａ及び図７Ｂを参照して説明したように、第２例と同様に、一の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせつつ、他の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを低周波数側にシフトさせることができる。その結果、例えば、複数の共振子Ｘの設計変更を行わずに、阻止帯域の帯域幅を広くすることができる。
　図３Ｂに例示されているように、上記電気的要素は、上記第２インダクタ（例えばインダクタＬ２）の信号経路１３とは反対側と基準電位部１５とを接続しないように構成されてよい。
　この場合、例えば、図７Ａ及び図７Ｂに示す２つの減衰極ＰＸ１及びＰＸ２の周波数差を変化させる作用が減じられてしまう蓋然性が低減される。
（１０．１．３．第１例～第４例に共通の事項について、まとめ）
　図２Ａ～図３Ｂ（及び図８）に示したように、複合フィルタ１Ａ（又は１Ｂ）は、第１フィルタ（ＬＣフィルタ５Ａ（又は５Ｂ））を有していてよい。ＬＣフィルタ５Ａは、信号経路１３において、上記少なくとも１つの直列腕（図２Ａ～図３Ｂの例では２つ）の入力側又は出力側に位置していてよい。図４Ａ～図７Ｂに示したように、ＬＣフィルタ５Ａは、複合フィルタ１Ａの通過帯域の低周波数側に少なくとも１つの減衰極ＰＸＰを有していてよい。第１弾性波共振子（例えば共振子Ｘ１）の反共振周波数ｆａが、上記少なくとも１つの減衰極ＰＸＰのうち最も通過帯域に近い第１減衰極と通過帯域との間に位置してよい。
　この場合、例えば、既述のとおり、ＬＣフィルタ５Ａによって広帯域の通過帯域及び／又は阻止帯域を実現しつつ、共振子Ｘ１によって通過帯域の低周波数側（阻止帯域側）の透過係数の変化を急峻にすることができる。
　さらに、第１弾性波共振子（例えば共振子Ｘ１）の共振周波数ｆｒは、上記第１減衰極と通過帯域との間に位置してよい。
　この場合、例えば、反共振周波数ｆａ及び共振周波数ｆｒが、ＬＣフィルタ５Ａのインピーダンスの変化が大きい部分を跨がない。その結果、複合フィルタ１Ａの特性が安定する。
　上記のように第１フィルタ（例えばＬＣフィルタ５Ａ）が、複合フィルタ１Ａの通過帯域の低周波数側に、少なくとも１つの減衰極ＰＸＰを有する態様において、上記少なくとも１つの直列腕９は、上記第１直列腕（例えば共振子Ｘ１を有する直列腕９）と直列接続されている第２直列腕（例えば共振子Ｘ２を有する直列腕９）を更に含んでいてよい。第２直列腕は、第２弾性波共振子（共振子Ｘ２）を有していてよい。図４Ａ～図７Ｂに例示したように、第１弾性波共振子（共振子Ｘ１）の共振周波数ｆｒは、上記少なくとも１つの減衰極ＰＸＰのうち上記通過帯域に最も近い第１減衰極と、上記通過帯域の間に位置していてよい。第２弾性波共振子（共振子Ｘ２）の共振周波数ｆｒは、上記第１減衰極と上記通過帯域の間に位置してよく、かつ共振子Ｘ１の共振周波数ｆｒより低くてよい（第１減衰極の周波数に近くてよい。）。共振子Ｘ２は、信号経路１３において共振子Ｘ１よりもＬＣフィルタ５Ａから離れていてよい。
　この場合、例えば、共振子Ｘ２が、信号経路１３において共振子Ｘ１よりもＬＣフィルタ５Ａに近い態様に比較して、ＬＣフィルタ５Ａと弾性波フィルタ７Ａとの間のインピーダンスの変化を低減し（容量に近くし）、複合フィルタ１Ａの特性を安定化させることができる。特に、共振子Ｘ２が、複数の直列腕９の複数の共振子Ｘのうち、最も第１減衰極の周波数に近い共振周波数ｆｒを有する場合に、当該効果が向上する。
　上記第１弾性波共振子（例えば共振子Ｘ１）の反共振周波数ｆａは、図４Ａ～図７Ｂに例示されているように、複合フィルタ１Ａが有する、いずれの減衰極（ＰＸＰ、ＰＸ１及びＰＸ２）の周波数とも異なっていてよい。
　この場合、例えば、上記２つの並列腕１１のインダクタＬを結合させたことによって、共振子Ｘ１が形成する減衰極ＰＸ１を共振子Ｘ１の反共振周波数ｆａからシフトさせた効果が有効に奏される。
（１０．２．Ｃシリーズ及びＤシリーズについて、まとめ）
（１０．２．１．第１例及び第２例について、まとめ）
　図１０Ａ及び図１０Ｂ（並びに図１６）に例示したように、第１例及び第２例に係るフィルタ（複合フィルタ１Ｃ１及び１Ｃ２並びに１Ｄ）は、複数の直列腕９と、少なくとも１つの並列腕１１と、を有している。複数の直列腕９は、互いに直列接続されて、通過帯域の信号を通過させる信号経路１３を構成している。少なくとも１つの並列腕１１は、信号経路１３と基準電位部１５とを接続し、複数の場合には信号経路１３のうち複数の直列腕９に対する電気的位置が互いに異なる位置に接続されている。複数の直列腕９は、それぞれインダクタＬを有している２つの直列腕９を含んでいる。上記少なくとも１つの並列腕１１は、上記２つの直列腕９の間に接続されている第１並列腕（例えば共振子Ｘ１を有する並列腕１１）を含む。第１並列腕は、第１弾性波共振子（共振子Ｘ１）を有している。上記２つの直列腕９が有する２つのインダクタＬは互いに磁界結合する。
　従って、例えば、図１２Ａ～図１３Ｂを参照して説明したように、また、Ａシリーズの第１例及び第２例と同様に、磁界結合によって、共振子Ｘが形成する減衰極ＰＸの周波数を調整することができる。
　図１０Ａに例示したように、結合される上記２つの直列腕９は、他の直列腕９を介さずに直列接続されていてよい。上記２つの直列腕９が有する上記２つのインダクタは互いに差動結合してよい。
　この場合、例えば、図１２Ａ及び図１２Ｂを参照して説明したように、共振子Ｘによる減衰極ＰＸを低周波数側にシフトさせることができる。別の観点では、低周波数側と高周波数側とが逆であるが、Ａシリーズの第１例と同様の効果が奏される。
　図１０Ｂに例示したように、複数の直列腕９は、第１～第３直列腕を有していてよい。第１直列腕は、第１インダクタ（例えばインダクタＬ１）を有していてよい。第２直列腕は、第２インダクタ（例えばインダクタＬ２）を有していてよく、他の直列腕を介さずに第１直列腕と直列接続されていてよい。第３直列腕は、第３インダクタ（例えばインダクタＬ３）を有していてよく、第２直列腕の第１直列腕とは反対側に他の直列腕を介さずに直列接続されていてよい。上記第１並列腕（例えば共振子Ｘ１を有する並列腕１１）は、第１直列腕（Ｌ１）と第２直列腕（Ｌ２）との間に接続されていてよい。上記少なくとも１つの並列腕１１は、第２直列腕（Ｌ２）と第３直列腕（Ｌ３）との間に接続されている第２並列腕（例えば共振子Ｘ２を有する並列腕１１）を更に含んでよい。第２並列腕は、第２弾性波共振子（共振子Ｘ２）を有していてよい。第１直列腕（Ｌ１）の側から第３直列腕（Ｌ３）の側へ流れる電流に関して、インダクタＬ１とインダクタＬ３とが和動結合してよい。
　この場合、例えば、図１３Ａ及び図１３Ｂを参照して説明したように、一の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせつつ、他の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを低周波数側にシフトさせることができる。別の観点では、Ａシリーズの第２例と同様の効果が奏される。
　図１０Ｂを参照して説明したように、第１インダクタ（Ｌ１）と第２インダクタ（Ｌ２）との磁界結合、及び第２インダクタ（Ｌ２）と第３インダクタ（Ｌ３）との磁界結合のそれぞれは、第１インダクタ（Ｌ１）と第３インダクタ（Ｌ３）との磁界結合より弱くされてよい。
　この場合、例えば、インダクタＬ１及びＬ３の和動結合による図１３Ａ及び図１３Ｂに示す２つの減衰極ＰＸ１及びＰＸ２の周波数差を変化させる作用が、他の磁界結合によって減じられたり、意図された変化量と異なってしまったりする蓋然性が低減される。
　複合フィルタ１（１Ｃ１、１Ｃ２及び１Ｄ）は、複数の直列腕９の複数のインダクタＬを含む多層基板（回路基板３１）を有していてよい。
　この場合、例えば、Ａシリーズで複数の並列腕１１が多層基板に設けられる場合と同様に、回路基板３１の設計変更によって、共振子Ｘの減衰極ＰＸの周波数をシフトさせることができる。
（１０．２．２．第３例及び第４例について、まとめ）
　図１１Ａ及び図１１Ｂ（並びに図１６）に例示したように、第３例及び第４例に係るフィルタ（複合フィルタ１Ｃ３及び１Ｃ４並びに１Ｄ）は、第１例及び第２例に係るフィルタと同様に、複数の直列腕９と、少なくとも１つ並列腕１１と、を有している。ただし、第１並列腕（例えば共振子Ｘ１を有する並列腕１１）の両側に位置する２つの直列腕９は、磁界結合されるのではなく、インダクタＬ及びキャパシタＣの少なくとも一方を含む電気的要素によって結合されている。
　例えば、図１１Ａに示す第３例では、複合フィルタ１Ｃ３は、上記２つの直列腕９が有する２つのインダクタＬに並列接続されている並列インダクタ（インダクタＬ４）を更に有している。
　この場合、例えば、図１４Ａ及び図１４Ｂを参照して説明したように、共振子Ｘ１に直列接続されるインダクタが追加された場合と同様の作用によって、共振子Ｘが形成する減衰極ＰＸの周波数を低周波数側へシフトさせることができる。
　また、例えば、図１１Ｂに示す第４例では、複数の直列腕９は、他の直列腕を介さずに順に接続されている第１直列腕、第２直列腕及び第３直列腕を有している。第１直列腕、第２直列腕及び第３直列腕は、それぞれインダクタ（Ｌ１～Ｌ３）を有している。上記第１並列腕（Ｘ１）は、第１直列腕（Ｌ１）と第２直列腕（Ｌ２）との間に接続されている。上記少なくとも１つの並列腕１１は、第２直列腕（Ｌ２）と第３直列腕（Ｌ３）との間に接続されている第２並列腕（例えば共振子Ｘ２を有する並列腕１１）を更に含む。第２並列腕は、第２弾性波共振子（共振子Ｘ２）を有している。インダクタＬ４は、インダクタＬ１とインダクタＬ２とに並列接続されている。複合フィルタ１Ｃ４は、インダクタＬ２とインダクタＬ３とに並列接続されているキャパシタＣ４を更に有している。
　この場合、例えば、図１５Ａ及び図１５Ｂを参照して説明したように、第２例と同様に、一の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを高周波数側にシフトさせつつ、他の共振子Ｘによる減衰極ＰＸを低周波数側にシフトさせることができる。
（１０．２．３．第１例～第４例に共通の事項について、まとめ）
　図１０Ａ～図１１Ｂ（及び図１６）に示したように、複合フィルタ１Ｃ（又は１Ｄ）は、信号経路１３において複数の直列腕９の入力側又は出力側に位置している第１フィルタ（例えばＬＣフィルタ５Ｃ（又は５Ｄ））を更に有していてよい、ＬＣフィルタ５Ｃは、複合フィルタ１Ｃの通過帯域の高周波数側に少なくとも１つの減衰極ＰＸＰを有してよい。第１弾性波共振子（例えば共振子Ｘ１）の共振周波数ｆｒが、上記少なくとも１つの減衰極のうち最も通過帯域に近い第２減衰極と通過帯域との間に位置してよい。
　この場合、例えば、既述のとおり、ＬＣフィルタ５Ｃによって広帯域の通過帯域及び阻止帯域を実現しつつ、共振子Ｘ１によって通過帯域の高周波数側（阻止帯域側）の透過係数の変化を急峻にすることができる。
　さらに、第１弾性波共振子（例えば共振子Ｘ１）の反共振周波数ｆａは、上記第２減衰極と通過帯域との間に位置してよい。
　この場合、例えば、反共振周波数ｆａ及び共振周波数ｆｒが、ＬＣフィルタ５Ｃのインピーダンスの変化が大きい部分を跨がない。その結果、複合フィルタ１Ｃの特性が安定する。
　上記のように第１フィルタ（例えばＬＣフィルタ５Ｃ）が、複合フィルタ１Ｃの通過帯域の高周波数側に、少なくとも１つの減衰極ＰＸＰを有する態様において、上記少なくとも１つの並列腕１１は、第２弾性波共振子（例えば共振子Ｘ２を有する並列腕１１）を有している第２並列腕を更に含んでいてよい。図１２Ａ～図１５Ｂに例示したように、第１弾性波共振子（共振子Ｘ１）の反共振周波数ｆａは、上記少なくとも１つの減衰極のうち通過帯域に最も近い第２減衰極と、通過帯域の間に位置していてよい。共振子Ｘ２の反共振周波数ｆａは、第２減衰極と通過帯域の間に位置してよく、かつ共振子Ｘ１の反共振周波数ｆａより高くてよい（第２減衰極に近くてよい。）。信号経路１３において、共振子Ｘ２の信号経路１３に対する接続位置は、共振子Ｘ２の信号経路１３に対する接続位置よりもＬＣフィルタ５Ｃから離れていてよい。
　この場合、例えば、共振子Ｘ２が、信号経路１３において共振子Ｘ１よりもＬＣフィルタ５Ｃに近い態様に比較して、ＬＣフィルタ５Ｃと弾性波フィルタ７Ｃとの間のインピーダンスの変化を低減し（容量に近くし）、複合フィルタ１Ｃの特性を安定化させることができる。特に、共振子Ｘ２が、複数の並列腕１１の複数の共振子Ｘのうち、最も第２減衰極に近い反共振周波数ｆａを有する場合に、当該効果が向上する。
　以上の実施形態において、複合フィルタ１（１Ａ１～１Ａ４、１Ｂ、１Ｃ１～１Ｃ４及び１Ｄ）は、フィルタの一例である。回路基板３１は多層基板の一例である。ＬＣフィルタ５Ａ～５Ｄは第１フィルタの一例である。ＲＦ－ＩＣ１５９は集積回路素子の一例である。図３ＡのインダクタＬ４及び図３ＢのキャパシタＣ１は電気的素子の一例である。図１１ＡのインダクタＬ４は並列インダクタの一例である。
　本開示に係る技術は、以上の実施形態に限定されず、種々の態様で実施されてよい。
　信号経路において弾性波フィルタ（直列腕）に対して入力側又は出力側に位置する第１フィルタ（実施形態ではＬＣフィルタ５）は、ＬＣフィルタに限定されない。例えば、第１フィルタは、圧電フィルタ（弾性波フィルタを含む。）、誘電体フィルタ若しくはＬＣフィルタ、又はこれらのうちの２以上を組み合わせたものであってよい。これらのフィルタについては、第２フィルタ２３の説明で述べたとおりである。上記から理解されるように、第１フィルタは、弾性波フィルタ以外の種々のものとされてもよいし、弾性波フィルタであっても構わない。
　直列腕の共振子（Ａ及びＢシリーズを参照）の反共振点は、通過帯域の低周波数側ではなく、通過帯域の高周波数側に減衰極を形成してもよい。並列腕の共振子（Ｃ及びＤシリーズを参照）の共振点は、通過帯域の高周波数側ではなく、通過帯域の低周波数側に減衰極を形成してもよい。
　実施形態の説明では、共振子による減衰極に関して、少なくとも１つ（より詳細には最も通過帯域に近いもの）が、通過帯域の側にシフトされるように、直列腕又は並列腕の結合がなされた。ただし、全ての減衰極が通過帯域から遠ざけられたり、最も通過帯域に近い減衰極が通過帯域から遠ざけられたりしても構わない。
　上記から理解されるように、実施形態とは異なる態様の結合がなされてもよい。例えば、互いに隣り合う並列腕が差動結合されたり、２つ隣の並列腕が和動結合されたり、互いに隣り合う直列腕が和動結合されたり、２つ隣の直列腕が差動結合されたり、並列インダクタ（図１１ＡのＬ４）を前提とせずに、並列キャパシタ（図１１ＢのＣ４）が設けられたりしてもよい。また、実施形態の説明で例示した複数の結合態様は、互いに組み合わされてもよい。
　本開示からは、実施形態の説明とは異なり、直列腕又は並列腕の結合を要件としない技術が抽出されてもよい。例えば、通過帯域に最も近い第１フィルタの減衰極に最も近い共振周波数を有する直列腕（共振子）が、最も第１フィルタに近い直列腕でないという技術が抽出されてもよい。
　１，１Ａ，１Ａ１～１Ａ４，１Ｂ，１Ｃ，１Ｃ１～１Ｃ４，１Ｄ…複合フィルタ、９…直列腕、１１…並列腕、Ｌ，Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３…インダクタ。

Claims (26)

  1. 　通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成しており、複数の場合には互いに直列接続されている、少なくとも１つの直列腕と、
    　前記信号経路のうちの前記少なくとも１つの直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置と基準電位部とを接続する複数の並列腕と、
    　を有しており、
    　前記少なくとも１つの直列腕は、第１弾性波共振子を有している第１直列腕を含み、
    　前記複数の並列腕は、それぞれインダクタを有しており、前記第１直列腕を介して接続されている２つの並列腕を含んでおり、
    　前記２つの並列腕の２つのインダクタが互いに磁界結合する、
    　フィルタ。
  2. 　前記２つの並列腕は、前記信号経路において、前記第１直列腕を介して、かつ他の直列腕を介さずに、接続されており、
    　前記２つの並列腕の前記２つのインダクタは、前記第１直列腕に流れる電流に関して互いに和動結合する、
    　請求項１に記載のフィルタ。
  3. 　前記少なくとも１つの直列腕は、他の直列腕を介さずに前記第１直列腕と直列接続されている第２直列腕を更に含み、
    　前記第２直列腕は、第２弾性波共振子を有しており、
    　前記複数の並列腕は、
    　　第１インダクタを有しており、前記第１直列腕に対して、前記第２直列腕とは反対側の第１側に、他の直列腕を介さずに接続されている第１並列腕と、
    　　第２インダクタを有しており、前記第１直列腕と前記第２直列腕との間に接続されている第２並列腕と、
    　　第３インダクタを有しており、前記第２直列腕に対して、前記第１直列腕とは反対側の第２側に、他の直列腕を介さずに接続されている第３並列腕と、を有しており、
    　前記第１側から前記第２側へ流れる電流に関して、前記第１インダクタと前記第３インダクタとが差動結合する、
    　請求項１に記載のフィルタ。
  4. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合、及び前記第２インダクタと前記第３インダクタとの磁界結合のそれぞれが、前記第１インダクタと前記第３インダクタとの磁界結合より弱い、
    　請求項３に記載のフィルタ。
  5. 　前記複数の並列腕が有する複数のインダクタを含む多層基板を有している、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のフィルタ。
  6. 　前記信号経路において前記少なくとも１つの直列腕に対して入力側又は出力側に位置しているＬＣフィルタを更に有し、
    　前記２つの並列腕のうち１つの並列腕のインダクタは、前記ＬＣフィルタを構成している、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のフィルタ。
  7. 　通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成し、複数の場合には直列接続されている、少なくとも１つの直列腕と、
    　前記信号経路のうちの前記少なくとも１つの直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置と基準電位部とを接続する複数の並列腕と、
    　を有しており、
    　前記少なくとも１つの直列腕は、第１弾性波共振子を有している第１直列腕を含み、
    　前記複数の並列腕は、それぞれインダクタを有しており、前記第１直列腕を介して接続されている２つの並列腕を含んでおり、
    　前記２つの並列腕が有する２つのインダクタの前記信号経路とは反対側を共に前記基準電位部に接続する、インダクタ及びキャパシタの少なくとも一方を含む電気的要素を更に有している、
    　フィルタ。
  8. 　前記２つの並列腕は、前記信号経路において、前記第１直列腕を介して、かつ他の直列腕を介さずに接続されており、
    　前記電気的要素は、前記２つの並列腕の前記２つのインダクタの、前記信号経路とは反対側を共に前記基準電位部に接続するインダクタを有している
    　請求項７に記載のフィルタ。
  9. 　前記少なくとも１つの直列腕は、他の直列腕を介さずに前記第１直列腕と直列接続されている第２直列腕を更に含み、
    　前記第２直列腕は、第２弾性波共振子を有しており、
    　前記複数の並列腕は、
    　　第１インダクタを有しており、前記第１直列腕に対して、前記第２直列腕とは反対側の第１側に、他の直列腕を介さずに接続されている第１並列腕と、
    　　第２インダクタを有しており、前記第１直列腕と前記第２直列腕との間に接続されている第２並列腕と、
    　　第３インダクタを有しており、前記第２直列腕に対して、前記第１直列腕とは反対側の第２側に、他の直列腕を介さずに接続されている第３並列腕と、を有しており、
    　前記電気的要素は、前記第１インダクタ及び前記第３インダクタの前記信号経路とは反対側を共に前記基準電位部に接続するキャパシタを有している
    　請求項７に記載のフィルタ。
  10. 　前記電気的要素は、前記第２インダクタの前記信号経路とは反対側と前記基準電位部とを接続しない
    　請求項９に記載のフィルタ。
  11. 　前記信号経路において前記少なくとも１つの直列腕の入力側又は出力側に位置している第１フィルタを更に有し、
    　前記第１フィルタは、前記フィルタの通過帯域の低周波数側に少なくとも１つの減衰極を有し、
    　前記第１弾性波共振子の反共振周波数が、前記少なくとも１つの減衰極のうち最も前記通過帯域に近い第１減衰極と前記通過帯域との間に位置する、
    　請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ。
  12. 　前記第１弾性波共振子の共振周波数が、前記第１減衰極と前記通過帯域との間に位置する、
    　請求項１１に記載のフィルタ。
  13. 　前記信号経路において前記少なくとも１つの直列腕の入力側又は出力側に位置している第１フィルタを、更に有し、
    　前記第１フィルタは、前記フィルタの通過帯域の低周波数側に、少なくとも１つの減衰極を有し、
    　前記少なくとも１つの直列腕は、前記第１直列腕と直列接続されている第２直列腕を更に含み、
    　前記第２直列腕は、第２弾性波共振子を有しており、
    　前記第１弾性波共振子の共振周波数が、前記少なくとも１つの減衰極のうち前記通過帯域に最も近い第１減衰極と、前記通過帯域の間に位置し、
    　前記第２弾性波共振子の共振周波数が、前記第１減衰極と前記通過帯域の間に位置し、かつ前記第１弾性波共振子の共振周波数より低く、
    　前記第２弾性波共振子は、前記信号経路において前記第１弾性波共振子よりも前記第１フィルタから離れている
    　請求項１～１２のいずれか１項に記載のフィルタ。
  14. 　前記第１弾性波共振子の反共振周波数が、前記フィルタが有する、いずれの減衰極の周波数とも異なっている
    　請求項１～１３のいずれか１項に記載のフィルタ。
  15. 　互いに直列接続されて、通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成している複数の直列腕と、
    　前記信号経路と基準電位部とを接続し、複数の場合には前記信号経路のうち前記複数の直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置に接続されている少なくとも１つの並列腕と、を有し、
    　前記複数の直列腕は、それぞれインダクタを有している２つの直列腕を含んでおり、
    　前記少なくとも１つの並列腕は、前記２つの直列腕の間に接続されている第１並列腕を含み、
    　前記第１並列腕は、第１弾性波共振子を有しており、
    　前記２つの直列腕が有する２つのインダクタが互いに磁界結合する、
    　フィルタ。
  16. 　前記２つの直列腕は、他の直列腕を介さずに直列接続されており、
    　前記２つの直列腕が有する前記２つのインダクタが互いに差動結合する、
    　請求項１５に記載のフィルタ。
  17. 　前記複数の直列腕は、
    　　第１インダクタを有している第１直列腕と、
    　　第２インダクタを有しており、他の直列腕を介さずに前記第１直列腕と直列接続されている第２直列腕と、
    　　第３インダクタを有しており、前記第２直列腕の前記第１直列腕とは反対側に他の直列腕を介さずに直列接続されている第３直列腕と、を有しており、
    　前記第１並列腕は、前記第１直列腕と前記第２直列腕との間に接続されており、
    　前記少なくとも１つの並列腕は、前記第２直列腕と前記第３直列腕との間に接続されている第２並列腕を更に含み、
    　前記第２並列腕は、第２弾性波共振子を有しており、
    　前記第１直列腕の側から前記第３直列腕の側へ流れる電流に関して、前記第１インダクタと前記第３インダクタとが和動結合する、
    　請求項１５に記載のフィルタ。
  18. 　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合、及び前記第２インダクタと前記第３インダクタとの磁界結合のそれぞれが、前記第１インダクタと前記第３インダクタとの磁界結合より弱い、
    　請求項１７に記載のフィルタ。
  19. 　前記複数の直列腕の複数のインダクタを含む多層基板を有している、
    　請求項１５～１８のいずれか１項に記載のフィルタ。
  20. 　互いに直列接続されて、通過帯域の信号を通過させる信号経路を構成している複数の直列腕と、
    　前記信号経路と基準電位部とを接続し、複数の場合には前記信号経路のうち前記複数の直列腕に対する電気的位置が互いに異なる位置に接続されている少なくとも１つの並列腕と、を有し、
    　前記複数の直列腕は、それぞれインダクタを有している２つの直列腕を含んでおり、
    　前記少なくとも１つの並列腕は、前記２つの直列腕の間に接続されている第１並列腕を含み、
    　前記第１並列腕は、第１弾性波共振子を有しており、
    　前記２つの直列腕が有する２つのインダクタに並列接続されている並列インダクタを更に有している、
    　フィルタ。
  21. 　前記複数の直列腕は、他の直列腕を介さずに順に接続されている第１直列腕、第２直列腕及び第３直列腕を有しており、
    　前記第１直列腕、前記第２直列腕及び前記第３直列腕は、それぞれインダクタを有しており、
    　前記第１並列腕は、前記第１直列腕と前記第２直列腕との間に接続されており、
    　前記少なくとも１つの並列腕は、前記第２直列腕と前記第３直列腕との間に接続されている第２並列腕を更に含み、
    　前記第２並列腕は、第２弾性波共振子を有しており、
    　前記並列インダクタは、前記第１直列腕のインダクタと前記第２直列腕のインダクタとに並列接続されており、
    　前記第２直列腕のインダクタと前記第３直列腕のインダクタとに並列接続されているキャパシタを更に有している
    　請求項２０に記載のフィルタ。
  22. 　前記信号経路において前記複数の直列腕の入力側又は出力側に位置している第１フィルタを更に有し、
    　前記第１フィルタは、前記フィルタの通過帯域の高周波数側に少なくとも１つの減衰極を有し、
    　前記第１弾性波共振子の共振周波数が、前記少なくとも１つの減衰極のうち最も前記通過帯域に近い第２減衰極と前記通過帯域との間に位置する、
    　請求項１５～２１のいずれか１項に記載のフィルタ。
  23. 　前記第１弾性波共振子の反共振周波数が、前記第２減衰極と前記通過帯域との間に位置する、
    　請求項２２に記載のフィルタ。
  24. 　前記信号経路において前記複数の直列腕の入力側又は出力側に位置している第１フィルタを更に有し、
    　前記第１フィルタは、前記フィルタの通過帯域の高周波数側に、少なくとも１つの減衰極を有し、
    　前記少なくとも１つの並列腕は、第２弾性波共振子を有している第２並列腕を更に含んでおり、
    　前記第１弾性波共振子の反共振周波数が、前記少なくとも１つの減衰極のうち前記通過帯域に最も近い第２減衰極と、前記通過帯域の間に位置し、
    　前記第２弾性波共振子の反共振周波数が、前記第２減衰極と前記通過帯域の間に位置し、かつ前記第１弾性波共振子の反共振周波数より高く、
    　前記信号経路において、前記第２弾性波共振子の前記信号経路に対する接続位置は、前記第１弾性波共振子の前記信号経路に対する接続位置よりも前記第１フィルタから離れている
    　請求項１５～２３のいずれか１項に記載のフィルタ。
  25. 　請求項１～２４のいずれか１項に記載のフィルタと、
    　前記信号経路の一方側に接続されており、前記フィルタの通過帯域とは異なる通過帯域を有している第２フィルタと、
    　を有しているモジュール。
  26. 　請求項１～２４のいずれか１項に記載のフィルタと、
    　前記信号経路の一方側に接続されているアンテナと、
    　前記信号経路の他方側に接続されている集積回路素子と、
    　を有している通信装置。
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