WO2024075798A1 - インバータ制御装置、電動車両 - Google Patents

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雅寛 堀
崇文 原
峻 谷口
哲生 松村
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    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device and an electric vehicle equipped with the same.
  • Inverter control devices that use PWM (pulse width modulation) control to control the drive of an inverter and drive the rotation of a motor are widely used.
  • PWM pulse width modulation
  • Patent Document 1 describes a motor control device that adjusts the phase difference between a three-phase voltage command and a triangular wave signal Tr, which is a carrier wave, so as to reduce eddy current losses We generated in the magnet of the motor rotor according to the d-axis current Id passed through the motor and the motor rotation speed ⁇ r, which indicates the rotation speed of the motor.
  • Tr triangular wave signal
  • the main objective of the present invention is to provide a technology that can effectively reduce high-frequency losses in a motor, regardless of the number of PWM pulses per electrical angle period, in order to solve the above problems.
  • the inverter control device is a device for controlling an inverter that converts DC current into three-phase AC current by driving a three-phase inverter circuit and outputs the converted AC current to a motor, and includes a PWM pulse generating unit that pulse-width modulates a three-phase voltage command using a periodically changing carrier wave and generates a PWM pulse signal for controlling the driving of the three-phase inverter circuit, and a target harmonic current calculating unit that calculates a target harmonic current for reducing stator loss and rotor loss generated in the stator and rotor of the motor, respectively, due to harmonic current flowing through the motor in response to the PWM pulse signal, depending on the driving conditions of the motor, and the PWM pulse generating unit generates the PWM pulse signal based on the target harmonic current such that a zero-phase voltage, which is the sum of the three-phase output voltages from the three-phase inverter circuit, becomes non-zero.
  • An electric vehicle includes a motor having a stator and a rotor, a battery that supplies a DC current, an inverter having a three-phase inverter circuit and converting the DC current into a three-phase AC current by driving the three-phase inverter circuit and outputting the AC current to the motor, and an inverter control device that controls the inverter, wherein the inverter control device includes a PWM pulse generation unit that pulse-width modulates a three-phase voltage command using a periodically changing carrier wave and generates a PWM pulse signal for controlling the drive of the three-phase inverter circuit, and a target harmonic current calculation unit that calculates a target harmonic current for reducing stator loss and rotor loss generated in the stator and rotor, respectively, due to harmonic current flowing through the motor in response to the PWM pulse signal, depending on the drive conditions of the motor, and the PWM pulse generation unit generates the PWM pulse signal based on the target harmonic current such that a zero-phase voltage, which is the sum
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system having an inverter control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a method for generating a PWM pulse signal in the inverter control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of harmonic loss occurring in a motor.
  • FIG. 4 is a diagram showing a method for calculating a PWM pulse signal. 4 is a flowchart showing a flow of a process for calculating a target harmonic current and a zero-phase sequence voltage command in the inverter control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system having an inverter control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a method for generating a PWM pulse signal in the inverter control device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system having an inverter control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of a method for generating a PWM pulse signal in an inverter control device according to a second embodiment of the present invention.
  • 10 is a flowchart showing a flow of a process for calculating a target harmonic current and a target phase value in an inverter control device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of an electric vehicle according to a third embodiment of the present invention.
  • the present invention provides an inverter control device that controls an inverter using PWM control, and outputs a PWM pulse signal that makes the zero-phase voltage, which is the sum of the three-phase AC voltages output from the inverter, non-zero, thereby reducing harmonic losses in the motor and reducing the occurrence of temperature degradation due to heat generated by the motor while increasing the output of the inverter.
  • First Embodiment 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1 having an inverter control device 200 according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor drive system 1 is connected to a battery 2, and has an inverter 100, an inverter control device 200, and a motor 300.
  • Battery 2 is the DC voltage source for inverter 100.
  • Inverter 100 has a three-phase inverter circuit made up of multiple semiconductor switch elements corresponding to each phase of the three-phase AC voltage applied to motor 300, and each semiconductor switch element of this three-phase inverter circuit is on/off controlled by inverter control device 200.
  • the DC voltage DCV of battery 2 is converted into a three-phase AC voltage with a variable voltage and variable frequency, output from inverter 100, and applied to motor 300.
  • Motor 300 is a synchronous motor that is driven to rotate by the supply of a three-phase AC voltage.
  • a rotational position sensor 320 is attached to motor 300 in order to control the phase of the three-phase AC voltage applied to motor 300 from inverter 100 to match the phase of the induced voltage of motor 300.
  • the rotational position sensor 320 may be, for example, a resolver composed of an iron core and windings.
  • the rotational position sensor 320 may be configured using a GMR sensor or a Hall element.
  • the inverter control device 200 has the following functional blocks: current control unit 210, current command unit 220, PWM pulse generation unit 230, target harmonic current calculation unit 240, zero-phase voltage command calculation unit 250, drive signal generation unit 260, rotational position detection unit 270, and current detection unit 280.
  • the inverter control device 200 is configured, for example, by a microcomputer, and these functional blocks can be realized by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be realized using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • the rotational position detection unit 270 detects the rotational position (electrical angle) ⁇ of the rotor in the motor 300 based on the output signal of the rotational position sensor 320.
  • the current detection unit 280 obtains the three-phase current detection values (Iu, Iv, Iw) flowing through the motor 300 from the current sensor Ict, and obtains the d-axis and q-axis current detection values (Id, Iq) by performing a three-phase/two-phase conversion of these current detection values based on the rotational position ⁇ detected by the rotational position detection unit 270.
  • the inverter control device 200 has a current control function for controlling the output of the motor 300.
  • the current command unit 220 calculates a current command value (Id*, Iq*) based on a torque command input from a higher-level controller (not shown) and the DC voltage DCV of the battery 2, and outputs it to the current control unit 210.
  • the current control unit 210 outputs a voltage command (Vd*, Vq*) so that the current detection value (Id, Iq) detected by the current detection unit 280 matches the current command value (Id*, Iq*) input from the current command unit 220.
  • the target harmonic current calculation unit 240 calculates target harmonic currents (Idn*, Iqn*) for reducing stator loss and rotor loss generated in the stator and rotor of the motor 300, based on the torque command input from a higher-level controller (not shown), the DC voltage DCV of the battery 2, and the motor speed, which is the time change of the rotational position ⁇ detected by the rotational position detection unit 270.
  • high-frequency losses are generated in the stator and rotor of the motor 300 due to the harmonic current flowing through the motor 300 in response to the PWM pulse signal output from the PWM pulse generation unit 230 to the drive signal generation unit 260.
  • the target harmonic current calculation unit 240 specifies the driving conditions of the motor 300 from the torque command and the motor speed, and calculates the d-axis target harmonic current Idn* and the q-axis target harmonic current Iqn* for reducing these harmonic losses based on the specified driving conditions of the motor 300.
  • the method for calculating the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) by the target harmonic current calculation unit 240 will be described in detail later.
  • the zero-phase voltage command calculation unit 250 calculates a zero-phase voltage command Vn* for adjusting the phase ⁇ of the PWM pulse signal generated by the PWM pulse generation unit 230 to a predetermined target phase value based on the target harmonic current (Idn*, Iqn*) calculated by the target harmonic current calculation unit 240 and the DC voltage DCV of the battery 2.
  • This zero-phase voltage command Vn* is a voltage command for changing the zero-phase voltage Vn, which is the sum of the three-phase output voltages Vu, Vv, and Vw that the inverter 100 outputs to the motor 300 in response to the PWM pulse signal, to a non-zero value.
  • the method of calculating the zero-phase voltage command Vn* by the zero-phase voltage command calculation unit 250 will be described in detail later.
  • the PWM pulse generating unit 230 performs three-phase pulse width modulation (PWM) based on the voltage commands (Vd*, Vq*) calculated by the current control unit 210, the zero-phase voltage command Vn* calculated by the zero-phase voltage command calculating unit 250, and the rotational position ⁇ , to generate a PWM pulse signal for controlling the inverter 100.
  • the PWM pulse generating unit 230 calculates the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv*, and W-phase voltage command value Vw*) by performing a two-phase/three-phase conversion of the voltage commands (Vd*, Vq*) using the rotational position ⁇ .
  • the zero-phase voltage command Vn* is subtracted from the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* to obtain the three-phase voltage commands Vcu*, Vcv*, Vcw* after the zero-phase voltage adjustment, and these voltage command values are compared with the carrier wave that changes periodically with the carrier frequency fc.
  • the carrier frequency fc may be constant, or may be changed according to the rotation speed (number of revolutions) of the motor 3.
  • the zero-phase voltage command Vn* output from the zero-phase voltage command calculation unit 250 is a voltage command for making the zero-phase voltage Vn, which is the sum of the phase voltages output by the inverter 100 to the motor 300 in response to the PWM pulse signal, non-zero. This is calculated in the zero-phase voltage command calculation unit 250 based on the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) calculated by the target harmonic current calculation unit 240.
  • the PWM pulse generation unit 230 can generate a PWM pulse signal based on the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) such that the zero-phase voltage Vn, which is the sum of the phase voltages output from the three-phase inverter circuit of the inverter 100, is non-zero.
  • the drive signal generating unit 260 converts the PWM pulse signal generated by the PWM pulse generating unit 230 into a drive signal DR and outputs it to the inverter 100.
  • each semiconductor switch element of the three-phase inverter circuit is controlled to be turned on/off according to the drive signal DR. This drives the three-phase inverter circuit according to the control of the inverter control device 200, adjusts the output voltage from the inverter 100 to the motor 300, adjusts the three-phase AC current flowing through the motor 300, and controls the torque of the motor 300.
  • FIG. 1 an example configuration of the motor drive system 1 when controlling the torque of the motor 300 according to a torque command from a higher-level controller has been described with reference to FIG. 1, but the configuration of FIG. 1 can also be applied when other control methods are adopted.
  • the motor rotational speed ⁇ r is calculated based on the time change in the rotational position ⁇ , and a voltage command or current command is created so that it matches the speed command from the higher-level controller.
  • the current commands (Id*, Iq*) from the higher-level controller are input to the current control unit 210 and the target harmonic current calculation unit 240, respectively.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a method for generating a PWM pulse signal in the inverter control device 200 according to the first embodiment of the present invention.
  • the arc-shaped modulated wave signal MW shown by the dashed line corresponds to the fundamental wave components of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* before zero-phase voltage adjustment.
  • the triangular carrier wave signal CW shown by the solid line represents an example of an up-down count timer used for pulse width modulation, which corresponds to a carrier wave that changes periodically with the carrier period Tc (carrier frequency fc).
  • the control process of the inverter 100 is executed at each predetermined control period in synchronization with the timing when the carrier signal CW is reset to 0.
  • the inverter control device 200 has an A/D converter (not shown), and samples and holds various detection signals used for controlling the inverter 100, such as the detection signal of the current sensor Ict, at each control period. After the A/D conversion time by the A/D converter has elapsed, the detection signal converted to a digital value is acquired and control processes such as current control are executed. In the sample and hold operation of the A/D converter, when the detection signal is charged to a capacitor built in the A/D converter, a voltage ripple is generated in the input voltage of the A/D converter.
  • the period of this voltage ripple is equal to the control period (carrier period Tc). Therefore, the period of the voltage ripple superimposed on the input voltage in the A/D converter can be regarded as the control period of the inverter control device 200, and the control period of the inverter control device 200 can be known by measuring this voltage ripple.
  • the control period and the current detection period of the current sensor Ict do not necessarily need to match, and it is possible to set the current detection period to an integer multiple, such as twice the control period.
  • the current detection timing of the current sensor Ict needs to be synchronized with the control period of the inverter control device 200, so the control period of the inverter control device 200 is an integer multiple of the current detection period.
  • the value obtained by multiplying the period of the voltage ripple (A/D conversion noise) generated in the input voltage of the A/D converter by an integer can be regarded as the control period (carrier period Tc of the PWM pulse signal).
  • the inverter control device 200 of this embodiment has the feature that, by controlling each of the functional blocks described in FIG. 1, it is possible to perform phase control of the PWM pulse signal synchronized with the fundamental wave period of the output voltage of the inverter 100, even in a multi-pulse region where the number of PWM pulses per electrical angle period is greater than 15 pulses in an asynchronous PWM control state. This point will be described below with reference to FIG. 2.
  • the PWM pulse generating unit 230 sets an adjustment width ⁇ MW for the modulated wave signal MW before the zero-phase voltage adjustment, and adjusts the level difference of the modulated wave signal MW between the upward section where the carrier signal CW increases and the downward section where the carrier signal CW decreases to the adjustment width ⁇ MW.
  • the modulated wave signal MW is adjusted so that the modulated wave level is (MW- ⁇ MW/2) in the upward section of the carrier signal CW and the modulated wave level is (MW+ ⁇ MW/2) in the downward section of the carrier signal CW.
  • the level of the modulated wave signal MW may be adjusted so that the modulated wave level is (MW+ ⁇ MW/2) during the ascending section of the carrier wave signal CW and the modulated wave level is (MW- ⁇ MW/2) during the descending section of the carrier wave signal CW.
  • the modulated wave level is (MW+ ⁇ MW/2) during the ascending section of the carrier wave signal CW
  • the modulated wave level is (MW- ⁇ MW/2) during the descending section of the carrier wave signal CW.
  • the PWM pulse generating unit 230 uses the zero-phase voltage command Vn* obtained by the zero-phase voltage command calculating unit 250 to obtain the three-phase voltage commands Vcu*, Vcv*, and Vcw* after zero-phase voltage adjustment, and generates PWM pulse signals for each phase from these voltage command values, thereby performing the phase control of the PWM pulse signals described above.
  • the carrier period Tc which is the period of the triangular carrier wave signal CW, represents the period of the PWM control.
  • the zero-phase voltage command calculation unit 250 calculates the zero-phase voltage command Vn*, and the PWM pulse generation unit 230 uses this zero-phase voltage command Vn* to change the level of the modulated wave signal MW up and down every 1/2 period of PWM control, thereby performing phase control of the PWM pulse signal.
  • the harmonic current components corresponding to the PWM pulse signal become large in the output current of the inverter 100, especially at a frequency twice the carrier frequency fc.
  • Such harmonic current components in the output current of the inverter 100 cause losses (harmonic losses) in the stator and rotor of the motor 300.
  • the phase of the PWM pulse signal relative to the fundamental wave of the output voltage of the inverter 100 is controlled to a predetermined value that can reduce the harmonic losses of the motor 300 by performing the phase control of the PWM pulse signal as described above.
  • the distribution of the stator loss and the rotor loss may be adjusted so that the combined harmonic losses are reduced overall. This makes it possible to reduce the temperature rise of the stator windings and the temperature rise of the rotor magnet according to the operating state of the motor 300, thereby preventing the temperature of the motor 300 from reaching the upper operating limit temperature and improving the continuous output of the motor 300.
  • Figure 3 is a diagram showing an example of harmonic losses that occur in motor 300.
  • Figure 3 shows an example of the magnitude of various harmonic losses (AC copper loss, magnet loss, rotor iron loss, core back iron loss, teeth iron loss) that occur in motor 300 for each case where the number of PWM pulses per electrical angle period is 9, 15, 21, 27, 33, 39, and 45, and for the fundamental wave (sine wave) of the output voltage (output current) of inverter 100.
  • AC copper loss, magnet loss, rotor iron loss, core back iron loss, teeth iron loss AC copper loss, magnet loss, rotor iron loss, core back iron loss, teeth iron loss
  • AC copper loss is resistance loss that occurs when an AC current flows through a coil installed in the stator of motor 300.
  • Magnet loss is loss that occurs when eddy current flows through a permanent magnet installed in the rotor of motor 300.
  • Rotor iron loss is iron loss that occurs in the rotor of motor 300.
  • Core back iron loss is iron loss that occurs in the core back portion of the stator of motor 300.
  • Teeth iron loss is iron loss that occurs in the teeth portion of the stator of motor 300.
  • AC copper loss, core back iron loss, and teeth iron loss correspond to stator loss
  • magnet loss and rotor iron loss correspond to rotor loss.
  • n represents the harmonic order
  • N represents the upper limit of the order included in the calculation of harmonic losses.
  • f1 represents the fundamental frequency of the output voltage (output current) of the inverter 100
  • Ian represents the nth harmonic component of the output current
  • Idn represents the nth harmonic component of the d-axis current.
  • Wih_S is the stator iron loss which is the sum of core back iron loss and teeth iron loss
  • Kieh_s is the proportionality constant of stator iron loss
  • ⁇ s is the fitting coefficient s
  • es1 is the fitting coefficient s1
  • es2 is the fitting coefficient s2.
  • PAC_h is the AC copper loss
  • KAC_h is the proportionality constant of AC copper loss
  • ⁇ is the fitting coefficient
  • ec is the fitting coefficient c.
  • Wieh_R is the rotor iron loss
  • Kieh_R is the proportionality constant of rotor iron loss
  • ⁇ r is the fitting coefficient r
  • er1 is the fitting coefficient r1
  • er2 is the fitting coefficient r2.
  • Pmag is the magnet loss
  • Kmag is the proportionality constant of magnet loss
  • ⁇ is the fitting coefficient
  • em is the fitting coefficient m.
  • the various proportional constants and fitting coefficients in these formulas can be preset in the inverter control device 200 based on the results of magnetic field analysis and actual measurements performed in advance.
  • FIG. 4 shows a calculation method of the PWM pulse signal.
  • the PWM pulse generating unit 230 generates a PWM pulse signal based on the zero-phase voltage command Vn* calculated by the zero-phase voltage command calculating unit 250 as described above. This allows the phase ⁇ of the PWM pulse signal to be controlled to a predetermined target phase value while keeping the pulse width tp of the PWM pulse signal constant (fundamental wave voltage constant), as shown in FIG. 4, for example.
  • the d-axis harmonic voltage Vdn and the q-axis harmonic voltage Vqn in the output voltage of the inverter 100 according to the PWM pulse signal can be controlled, respectively, to adjust the d-axis harmonic current Idn and the q-axis harmonic current Iqn to the desired values.
  • the harmonic voltages Vdn, Vqn and harmonic currents Idn, Iqn, and the phase ⁇ of the PWM pulse signal are expressed by the formulas (5) and (6) in FIG. 4, respectively.
  • the shift amount Vz of the zero-phase voltage Vn according to the zero-phase voltage command Vn* is expressed by equation (7) in FIG. 4.
  • the PWM pulse generating unit 230 adjusts the phase ⁇ of the PWM pulse signal to change the magnitude and phase of the harmonic components while maintaining the average output voltage of the inverter 100 at a desired voltage, thereby adjusting the magnitude of the d-axis harmonic current Idn and the q-axis harmonic current Iqn, thereby reducing harmonic loss in the motor 300.
  • the phase ⁇ can be controlled to 0 or near ⁇ to minimize magnet loss and suppress an increase in magnet temperature.
  • the d-axis harmonic current Idn can be reduced to adjust high-frequency loss (AC copper loss and magnet loss) according to the q-axis harmonic current Iqn.
  • the phase ⁇ can be controlled to near ⁇ /2 to minimize torque ripple, although magnet loss increases.
  • the inverter control device 200 since the selection of harmonic loss and torque ripple in the motor 300 is a trade-off, it is preferable for the inverter control device 200 to prepare a table in advance of the relationship between torque and speed for each value of phase ⁇ of the PWM pulse signal.
  • a motor in which the q-axis component inductance Lq is approximately twice or more the d-axis component inductance Ld may be used as the motor 300. In such a case, when determining the phase ⁇ , it is possible to allocate a voltage value approximately twice the d-axis harmonic voltage Vdn to the q-axis harmonic voltage Vqn.
  • the target harmonic current calculation unit 240 calculates the target harmonic current (Idn*, Iqn*) according to the driving conditions of the motor 300, and the zero-phase voltage command calculation unit 250 calculates the zero-phase voltage command Vn* based on the target harmonic current (Idn*, Iqn*), and the PWM pulse generation unit 230 adjusts the zero-phase voltage Vn to adjust the phase ⁇ of the PWM pulse signal.
  • This controls the d-axis harmonic voltage Vdn and the q-axis harmonic voltage Vqn in the output voltage of the inverter 100, respectively, to feedforward control the d-axis harmonic current Idn and the q-axis harmonic current Iqn to the desired values.
  • the d-axis harmonic current Idn and the q-axis harmonic current Iqn may be detected from the current detection value (Id, Iq) obtained by the current detection unit 280, and the difference between these values and the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) may be calculated to determine the zero-phase voltage command Vn*.
  • any other method may be used to determine the zero-phase voltage command Vn* according to the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) and adjust the phase ⁇ of the PWM pulse signal.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the flow of the calculation process of the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) and the zero-phase voltage command Vn* in the inverter control device 200 according to the first embodiment of the present invention.
  • the process shown in the flowchart in FIG. 5 is executed by the target harmonic current calculation unit 240 and the zero-phase voltage command calculation unit 250 of the inverter control device 200, for example, at each predetermined control period.
  • the target harmonic current calculation unit 240 calculates the target harmonic current (Idn*, Iqn*) according to the driving conditions of the motor 300. For example, for each combination of the DC voltage DCV, torque command, and motor speed, the target harmonic current (Idn*, Iqn*) value that can most effectively reduce harmonic losses for these driving conditions is calculated in advance by simulation, experiment, etc., and based on the calculation results, the optimal target harmonic current (Idn*, Iqn*) value for each driving condition is set in advance by a formula or table. By using this formula or table, the target harmonic current (Idn*, Iqn*) according to the driving conditions of the motor 300 can be calculated.
  • the target harmonic current calculation unit 240 estimates the harmonic loss and torque ripple due to the target harmonic current (Idn*, Iqn*) calculated in step S1.
  • the nth harmonic component Ian of the output current of the inverter 100 and the nth harmonic component Idn of the d-axis current are calculated by the formula (5) shown in FIG. 4. This allows the torque ripple of the motor 300 to be calculated, and the various harmonic losses (stator iron loss, AC copper loss, rotor iron loss, magnet loss) generated in the motor 300 can be calculated from the formulas (1) to (4) shown in FIG. 3.
  • the sensitivity of AC copper loss and magnet loss increases as the number of PWM pulses per electrical angle cycle decreases, so only AC copper loss and magnet loss may be used to calculate harmonic loss.
  • step S3 the target harmonic current calculation unit 240 determines whether the magnitude of the torque ripple estimated in step S2 is equal to or greater than a predetermined value.
  • the magnitude of the torque ripple determined in step S2 is compared with a preset predetermined threshold value. As a result, if the magnitude of the torque ripple is equal to or greater than the threshold value, the process proceeds to step S4, and if it is less than the threshold value, the value of the target harmonic current (Idn*, Iqn*) calculated in step S1 is output to the zero-phase voltage command calculation unit 250, and the process proceeds to step S5.
  • step S4 the target harmonic current calculation unit 240 corrects the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) calculated in step S1.
  • the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) calculated in step S1.
  • a correction coefficient equivalent to the weighting coefficient of the d-axis target harmonic current Idn* and the q-axis target harmonic current Iqn* is determined, and the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) are weighted and corrected using this correction coefficient.
  • the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) can be corrected using a correction coefficient preset for each motor drive condition.
  • the target harmonic current (Idn*, Iqn*) values corrected in step S4 are output to the zero-phase voltage command calculation unit 250, and the process proceeds to step S5.
  • step S5 the zero-phase voltage command calculation unit 250 obtains the value of the target harmonic current (Idn*, Iqn*) output from the target harmonic current calculation unit 240, and based on this, calculates a target value for the phase ⁇ of the PWM pulse signal.
  • the target value of phase ⁇ corresponding to the target harmonic current (Idn*, Iqn*) is calculated using equation (6) in FIG. 4.
  • step S6 the zero-phase voltage command calculation unit 250 calculates the shift amount Vz of the zero-phase voltage Vn based on the target value of the phase ⁇ calculated in step S5.
  • the shift amount Vz of the zero-phase voltage Vn according to the target value of the phase ⁇ is calculated, for example, by using formula (7) in FIG. 4.
  • step S7 the zero-phase voltage command calculation unit 250 outputs a zero-phase voltage command Vn* according to the shift amount Vz of the zero-phase voltage Vn calculated in step S6.
  • the PWM pulse generation unit 230 adjusts the zero-phase voltage Vn according to this zero-phase voltage command Vn*, so that the modulated wave signal MW fluctuates up and down every 1/2 period of the PWM control, as explained in FIG. 2, and a level difference occurs between the up-slope where the carrier signal CW increases and the down-slope where the carrier signal CW decreases.
  • the phase ⁇ of the PWM pulse signal is adjusted to match the target value calculated in step S5.
  • the target harmonic current calculation unit 240 calculates the target harmonic current (Idn*, Iqn*) according to the driving conditions of the motor 300, and the zero-phase voltage command calculation unit 250 outputs the zero-phase voltage command Vn* based on this target harmonic current (Idn*, Iqn*).
  • the PWM pulse generation unit 230 adjusts the phase ⁇ of the PWM pulse signal by generating a PWM pulse signal based on the zero-phase voltage command Vn* output from the zero-phase voltage command calculation unit 250.
  • harmonic losses can be reduced even for frequencies (twice the carrier frequency fc) at which the harmonic current components in the output current of the inverter 100 become large.
  • inverter control device 200 of the present embodiment described above by adjusting the phase ⁇ of the PWM pulse signal based on the zero-phase voltage command Vn*, it is possible to adjust the distribution of stator loss and rotor loss in harmonic loss, and also the distribution of harmonic loss and torque ripple. As a result, for example, it is possible to adjust the torque ripple while reducing the temperature rise of the stator windings and rotor magnet according to the driving conditions of the motor 300, thereby achieving both continuous motor output and low noise and vibration.
  • the inverter control device 200 of this embodiment if the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) are weighted and corrected to reduce the d-axis harmonic current Idn and increase the q-axis harmonic current Iqn in order to minimize harmonic loss in the motor 300, the torque ripple caused by the harmonic current in the motor 300 may become large.
  • the frequency of the carrier wave used to generate the PWM pulse signal in the PWM pulse generating unit 230 may be switched to a frequency higher than normal.
  • the carrier wave frequency is set to be switchable between two types, high frequency and low frequency.
  • the frequency of the carrier wave is set to the low frequency side, and when the output torque of the motor 300 according to the torque command input from the upper controller is within a predetermined first range, and the magnitude of the harmonic loss (stator loss and rotor loss) estimated by the zero-phase voltage command calculation unit 250 is within a predetermined second range, the frequency of the carrier wave is switched from the low frequency side to the high frequency side. In this way, it is possible to reduce the harmonic loss of the motor 300 while suppressing the torque ripple generated in the motor 300.
  • a highly responsive semiconductor element such as SiC or GaN is used for the semiconductor switch element of the three-phase inverter circuit in the inverter 100, a high effect can be obtained.
  • the first embodiment of the present invention described above provides the following effects.
  • the inverter control device 200 is a device that controls the inverter 100, which converts DC current into three-phase AC current by driving a three-phase inverter circuit and outputs the converted current to the motor 300.
  • the inverter control device 200 includes a PWM pulse generation unit 230 that uses a periodically changing carrier wave to pulse-width modulate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* to generate a PWM pulse signal for controlling the driving of the three-phase inverter circuit, and a target harmonic current calculation unit 240 that calculates target harmonic currents (Idn*, Iqn*) for reducing stator loss and rotor loss generated in the stator and rotor of the motor 300 due to harmonic currents flowing through the motor 300 in response to the PWM pulse signal, depending on the driving conditions of the motor 300.
  • a PWM pulse generation unit 230 that uses a periodically changing carrier wave to pulse-width modulate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* to generate a P
  • the PWM pulse generation unit 230 generates a PWM pulse signal based on the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) such that the zero-phase voltage Vn, which is the sum of the three-phase output voltages Vu, Vv, and Vw from the three-phase inverter circuit, is non-zero.
  • the phase ⁇ of the PWM pulse signal can be controlled to a predetermined target phase value, and the magnitudes of the d-axis harmonic current Idn and q-axis harmonic current Iqn in the motor 300 can be adjusted.
  • the high-frequency loss of the motor 300 can be effectively reduced regardless of the number of PWM pulses per electrical angle period.
  • the inverter control device 200 includes a zero-phase voltage command calculation unit 250 that calculates a zero-phase voltage command Vn* for changing the zero-phase voltage Vn every 1/2 period of the carrier wave based on the target harmonic current (Idn*, Iqn*).
  • the PWM pulse generation unit 230 generates a PWM pulse signal based on the zero-phase voltage command Vn*. In this way, the zero-phase voltage Vn is changed to be non-zero, and a PWM pulse signal can be generated that can control the phase ⁇ of the PWM pulse signal to a predetermined target phase value.
  • the PWM pulse generating unit 230 In an asynchronous PWM control state in which the ratio of the period of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* to the period of the carrier wave is a non-integer, the PWM pulse generating unit 230 generates a PWM pulse signal so that the zero-phase voltage Vn changes in synchronization with the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*. In this way, even in an asynchronous PWM control state, the phase ⁇ of the PWM pulse signal can be adjusted to a predetermined target phase value to reduce high-frequency losses in the motor 300.
  • the target harmonic current calculation unit 240 corrects the calculated target harmonic current (Idn*, Iqn*) (step S4).
  • the PWM pulse generation unit 230 generates a PWM pulse signal based on the corrected target harmonic current (Idn*, Iqn*). By doing so, for example, when the magnitude of the torque ripple of the motor 300 is equal to or greater than a predetermined value, the high-frequency loss of the motor 300 can be adjusted to suppress the torque ripple.
  • the PWM pulse generating unit 230 may switch the frequency of the carrier wave to a frequency higher than normal when the output torque of the motor 300 is within a predetermined first range and the magnitude of the harmonic loss, which is the sum of the stator loss and the rotor loss, is within a predetermined second range. In this way, it is possible to reduce the harmonic loss of the motor 300 while suppressing the torque ripple generated in the motor 300.
  • a target phase value for the phase ⁇ of a PWM pulse signal is set without using the above-mentioned zero-phase voltage command Vn*, and a PWM pulse signal is generated based on this target phase value.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1A having an inverter control device 200A according to a second embodiment of the present invention.
  • the motor drive system 1A of this embodiment differs in part from the motor drive system 1 of FIG. 1 described in the first embodiment in the configuration of the inverter control device 200A.
  • Other points are the same as those of the motor drive system 1, so explanations will be omitted unless otherwise necessary.
  • the inverter control device 200A has the following functional blocks: current control unit 210, current command unit 220, PWM pulse generation unit 230A, target harmonic current calculation unit 240, target phase value calculation unit 250A, drive signal generation unit 260, rotation position detection unit 270, and current detection unit 280. Note that the functional blocks other than PWM pulse generation unit 230A and target phase value calculation unit 250A are the same as those of the inverter control device 200 in the first embodiment, and therefore will not be described below.
  • the target phase value calculation unit 250A calculates a target phase value for the phase ⁇ of the PWM pulse signal generated by the PWM pulse generation unit 230 based on the target harmonic current (Idn*, Iqn*) calculated by the target harmonic current calculation unit 240 and the DC voltage DCV of the battery 2, and outputs a phase command value ⁇ * corresponding to this target phase value.
  • the phase command value ⁇ * corresponds to the target value of the phase ⁇ used to calculate the zero-phase voltage command Vn* in the first embodiment, and is calculated by the formula (6) described in FIG. 4.
  • the PWM pulse generating unit 230A performs three-phase pulse width modulation (PWM) based on the voltage command (Vd*, Vq*) obtained by the current control unit 210, the phase command value ⁇ * output from the target phase value calculation unit 250A, and the rotational position ⁇ , to generate a PWM pulse signal for controlling the inverter 100.
  • the PWM pulse generating unit 230A uses the rotational position ⁇ to perform two-phase/three-phase conversion of the voltage command (Vd*, Vq*) to calculate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv*, and W-phase voltage command value Vw*).
  • a compare match timer for the carrier wave is set for each phase, and each is compared with the carrier wave that changes periodically at the carrier frequency fc. This allows the position (phase) of the pulse edge for each phase to be determined and a PWM pulse signal for each phase to be generated.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a method for generating a PWM pulse signal in an inverter control device 200A according to a second embodiment of the present invention.
  • the carrier signal CW is implemented by an up-down count timer that has a sawtooth waveform rather than a triangular waveform.
  • the PWM pulse generating unit 230A offsets the compare match register values set in response to the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* based on the phase command value ⁇ *.
  • the compare match register values CMP1A and CMP2A set in response to the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* are offset to a value smaller by an amount corresponding to the phase command value ⁇ * to set the compare match register values CMP1B and CMP2B.
  • the edge timing of the PWM pulse signal output from the PWM pulse generating unit 230A can be advanced from ⁇ a to ⁇ b. That is, the phase of the PWM pulse signal can be advanced in synchronization with the fundamental wave period of the output voltage (output current) of the inverter 100.
  • the value of the compare match register may be offset to a value greater than the phase command value ⁇ *. In this way, the timing of each edge of the PWM pulse signal output from the PWM pulse generating unit 230A can be delayed. In other words, the phase of the PWM pulse signal can be delayed in synchronization with the fundamental wave period of the output voltage (output current) of the inverter 100.
  • the target phase value for the phase ⁇ of the PWM pulse signal is calculated in the target phase value calculation unit 250A, and the phase command value ⁇ * corresponding to this target phase value is used to offset the value of the compare match register in the PWM pulse generation unit 230A, thereby performing phase control of the PWM pulse signal.
  • the phase of the PWM pulse signal can be controlled simply by offsetting the value of the compare match register, which has the advantage of reducing the processing load of the microcomputer used as the inverter control device 200A.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the flow of the calculation process for the target harmonic currents (Idn*, Iqn*) and the target phase value in the inverter control device 200A according to the second embodiment of the present invention.
  • the process shown in the flowchart in FIG. 8 is executed by the target harmonic current calculation unit 240 and the target phase value calculation unit 250A of the inverter control device 200A, for example, at every predetermined control period.
  • steps S1 to S5 the same processes as steps S1 to S5 in FIG. 5 described in the first embodiment are executed. Note that in this embodiment, the process of step S5 is executed by the target phase value calculation unit 250A.
  • step S7A the target phase value calculation unit 250A outputs a phase command value ⁇ * that corresponds to the target value of the phase ⁇ determined in step S5.
  • the PWM pulse generation unit 230A offsets the value of the compare match register in accordance with this phase command value ⁇ *, and as described in FIG. 7, the phase ⁇ of the PWM pulse signal is adjusted to match the target value determined in step S5.
  • the inverter control device 200A includes a target phase value calculation unit 250A that calculates a target phase value for the phase ⁇ of the PWM pulse signal based on the target harmonic currents (Idn*, Iqn*).
  • the PWM pulse generation unit 230A generates a PWM pulse signal based on the target phase value. In this way, it is possible to generate a PWM pulse signal that can control the phase ⁇ of the PWM pulse signal to a predetermined target phase value, similar to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing the configuration of an electric vehicle 600 according to a third embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle 600 has a power train that uses a motor drive system 1B1 (motor 300B1, inverter 100B1, inverter control device 200B1) for driving and a motor drive system 1B2 (motor 300B2, inverter 100B2, inverter control device 200B2) for generating electricity.
  • the inverter control devices 200B1 and 200B2 each have a similar configuration to the inverter control device 200 described in the first embodiment or the inverter control device 200A described in the second embodiment.
  • the motors 300B1 and 300B2 each have a similar configuration to the motor 300, and the inverters 100B1 and 100B2 each have a similar configuration to the inverter 100.
  • a front wheel axle 601 is rotatably supported at the front of the electric vehicle 600, and front wheels 602, 603 are provided at both ends of the front wheel axle 601.
  • a rear wheel axle 604 is rotatably supported at the rear of the electric vehicle 600, and rear wheels 605, 606 are provided at both ends of the rear wheel axle 604.
  • a differential gear 611 which is a power distribution mechanism, is provided in the center of the front axle 601, and the engine 610 or the motor 300B1 distributes the rotational driving force transmitted through the transmission 612 to the left and right front axles 601.
  • the engine 610 and the motors 300B1 and 300B2 have a mechanism that allows them to be mechanically connected/separated using a mechanism implemented in the transmission 612.
  • the electric vehicle 600 can arbitrarily switch between the series hybrid mode and the parallel hybrid mode according to the driving scene, such as driving in urban areas or on a highway, thereby achieving both vehicle dynamics and vehicle range.
  • Inverter 100B1 converts DC power supplied from high-voltage battery 622 into three-phase AC power according to the control of inverter control device 200B1.
  • the three-phase AC power output from inverter 100B1 is supplied to the stator coil of the stator of motor 300B1. This causes the rotor of motor 300B1 to rotate, generating a rotational driving force according to the three-phase AC power (current).
  • the rotor of motor 300B2 is rotated and driven by the mechanical output from engine 610. This generates three-phase AC power in the stator coil of motor 300B2, which is input to inverter 100B2.
  • Inverter 100B2 converts the three-phase AC power input from motor 300B2 into DC power according to the control of inverter control device 200B2, and charges high-voltage battery 622.
  • the inverter control devices 200B1, B2 calculate the target harmonic currents (Idn*, Iqn*), respectively, and adjust the phase ⁇ of the PWM pulse signal based on these, thereby reducing harmonic losses in the motors 300B1, B2.
  • inverter control device 200B1 of motor drive system 1B1 inputs a torque command corresponding to the accelerator pedal operation amount of electric vehicle 600, performs current feedback control to obtain three-phase AC power (current) corresponding to the torque command, and calculates a voltage command value for inverter 100B1. Furthermore, it compares the voltage command value with a carrier wave and performs pulse width modulation to generate a PWM pulse signal for driving inverter 100B1. At this time, target harmonic current calculation unit 240 of inverter control device 200B1 calculates target harmonic currents (Idn*, Iqn*) corresponding to the drive conditions of motor 300B1 using the torque command, motor speed which is the time change in rotational position ⁇ , and DC voltage DCV of high-voltage battery 622.
  • target harmonic current calculation unit 240 of inverter control device 200B1 calculates target harmonic currents (Idn*, Iqn*) corresponding to the drive conditions of motor 300B1 using the torque command, motor speed which is the time change in rotational position ⁇ ,
  • the zero-phase voltage command calculation unit 250 or the target phase value calculation unit 250A calculates a target phase value for the phase ⁇ of the PWM pulse signal based on the target harmonic current (Idn*, Iqn*) calculated by the target harmonic current calculation unit 240, and calculates the zero-phase voltage command Vn* or the phase command value ⁇ *.
  • the PWM pulse generation unit 230 generates a PWM pulse signal based on the zero-phase voltage command Vn* or the phase command value ⁇ * from the zero-phase voltage command calculation unit 250 or the target phase value calculation unit 250A so that the phase ⁇ becomes the target phase value.
  • a PWM pulse signal is generated so that the zero-phase voltage Vn, which is the sum of the three-phase output voltages Vu, Vv, and Vw output by the inverter 100B1 to the motor 300B1, becomes non-zero.
  • the three-phase inverter circuit of the inverter 100B1 is driven by the drive signal DR generated by the drive signal generating unit 260 based on this PWM pulse signal, thereby reducing high-frequency losses (stator losses and rotor losses) of the motor 300B1.
  • the present invention can also be applied to plug-in hybrid vehicles, electric vehicles, etc., and the same effects can be obtained in these cases as well.
  • inverter control device is configured separately from the inverter and motor
  • present invention can also be applied to an inverter device in which the inverter control device and inverter are integrated, or a motor drive system in which the inverter device and motor are integrated, so long as they have the above-mentioned functions.

Landscapes

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Abstract

インバータ制御装置は、三相インバータ回路を駆動させることで直流電流を三相交流電流に変換してモータに出力するインバータを制御する装置であって、周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令をパルス幅変調し、前記三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部と、前記モータの駆動条件に応じて、前記ＰＷＭパルス信号に応じて前記モータに流れる高調波電流により前記モータのステータおよびロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流を算出する目標高調波電流算出部と、を備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標高調波電流に基づいて、前記三相インバータ回路からの三相出力電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるような前記ＰＷＭパルス信号を生成する。

Description

インバータ制御装置、電動車両
　本発明は、インバータ制御装置およびこれを備えた電動車両に関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりインバータの駆動を制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置が広く利用されている。こうしたインバータ制御装置によるインバータ駆動において、インバータのスイッチング動作によるスイッチング損失や、モータに流れる基本波電流による基本波損失に加えて、ＰＷＭ制御によりモータに流れる高調波電流に起因してモータで発生する高周波損失が知られている。
　ＰＷＭパルスを制御することで高調波電流の位相を調整してモータの高周波損失を低減するものとして、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、モータに通電されるｄ軸電流Ｉｄとモータの回転速度を表すモータ回転速度ωｒとに応じてモータの回転子の磁石に生じる渦電流損失Ｗｅを低減するように、三相電圧指令と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を調整するモータ制御装置が記載されている。
日本国特開２０２２－１８１６８号公報
　特許文献１の技術では、三相電圧指令に応じたインバータの出力電流の基本波に対してＰＷＭ制御に用いる搬送波の位相を一定に制御する必要がある。しかしながら、特許文献１のような同期ＰＷＭ制御では、モータ回転位置の検出誤差や、モータ回転位置の検出遅れに起因した角度誤差により、基本波に対する搬送波の位相精度が低下してしまうことがある。特に、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が１５パルスより多くなるような多パルス領域での同期ＰＷＭ制御では、１パルス当たりの電気角の幅が相対的に小さくなるため、基本波に対する搬送波の位相を高精度に制御することが困難となる。その結果、モータの高調波損失を低減する効果が失われてしまい、非同期ＰＷＭ制御に対する優位性が失われてしまう可能性がある。
　本発明は、上記の課題を解決するために、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数に関わらず、モータの高周波損失を効果的に低減可能な技術を提供することを主な目的とする。
　本発明によるインバータ制御装置は、三相インバータ回路を駆動させることで直流電流を三相交流電流に変換してモータに出力するインバータを制御する装置であって、周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令をパルス幅変調し、前記三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部と、前記モータの駆動条件に応じて、前記ＰＷＭパルス信号に応じて前記モータに流れる高調波電流により前記モータのステータおよびロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流を算出する目標高調波電流算出部と、を備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標高調波電流に基づいて、前記三相インバータ回路からの三相出力電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるような前記ＰＷＭパルス信号を生成する。
　本発明による電動車両は、ステータおよびロータを有するモータと、直流電流を供給するバッテリと、三相インバータ回路を有し、前記三相インバータ回路を駆動させることで前記直流電流を三相交流電流に変換して前記モータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御装置と、を備え、前記インバータ制御装置は、周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令をパルス幅変調し、前記三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部と、前記モータの駆動条件に応じて、前記ＰＷＭパルス信号に応じて前記モータに流れる高調波電流により前記ステータおよび前記ロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流を算出する目標高調波電流算出部と、を有し、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標高調波電流に基づいて、前記三相インバータ回路からの三相出力電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるような前記ＰＷＭパルス信号を生成する。
　本発明によれば、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数に関わらず、モータの高周波損失を効果的に低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置におけるＰＷＭパルス信号の生成方法の一例を示す図。 モータにおいて発生する高調波損失の例を示す図。 ＰＷＭパルス信号の演算手法を示す図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置における目標高調波電流および零相電圧指令の算出処理の流れを示すフローチャート。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動システムの構成を示すブロック図。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置におけるＰＷＭパルス信号の生成方法の一例を示す図。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置における目標高調波電流および目標位相値の算出処理の流れを示すフローチャート。 本発明の第３の実施形態に係る電動車両の構成を示す図。
　本発明は、ＰＷＭ制御でインバータの制御を行うインバータ制御装置であって、インバータから出力される三相交流電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるようなＰＷＭパルス信号を出力することで、モータの高調波損失を低減してモータ発熱による温度デグラデーションの発生を低減しつつ、インバータを高出力化させるインバータ制御装置を提供するものである。以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置２００を有するモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。モータ駆動システム１は、バッテリ２と接続されており、インバータ１００、インバータ制御装置２００およびモータ３００を有している。
　バッテリ２は、インバータ１００の直流電圧源である。インバータ１００は、モータ３００に印加される三相交流電圧の各相に対応する複数の半導体スイッチ素子からなる三相インバータ回路を有しており、この三相インバータ回路の各半導体スイッチ素子は、インバータ制御装置２００によってオン／オフ制御される。これにより、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶが可変電圧、可変周波数の三相交流電圧に変換されてインバータ１００から出力され、モータ３００に印加される。
　モータ３００は、三相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、インバータ１００からモータ３００に印加される三相交流電圧の位相をモータ３００の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ３２０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ３２０には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサやホール素子を用いて回転位置センサ３２０を構成してもよい。
　インバータ制御装置２００は、電流制御部２１０、電流指令部２２０、ＰＷＭパルス生成部２３０、目標高調波電流算出部２４０、零相電圧指令算出部２５０、ドライブ信号生成部２６０、回転位置検出部２７０および電流検出部２８０の各機能ブロックを有する。インバータ制御装置２００は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　回転位置検出部２７０は、回転位置センサ３２０の出力信号に基づいて、モータ３００におけるロータの回転位置（電気角）θを検出する。
　電流検出部２８０は、モータ３００に流れる３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を電流センサＩｃｔから取得し、回転位置検出部２７０で検出された回転位置θに基づいてこれらの電流検出値を３相／２相変換することで、ｄｑ軸の電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。
　インバータ制御装置２００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流指令部２２０は、不図示の上位制御器から入力されたトルク指令と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて、電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を算出し、電流制御部２１０へ出力する。電流制御部２１０は、電流検出部２８０により検出された電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、電流指令部２２０から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
　目標高調波電流算出部２４０は、不図示の上位制御器から入力されたトルク指令と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶと、回転位置検出部２７０で検出された回転位置θの時間変化であるモータ速度とに基づいて、モータ３００のステータおよびロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出する。ここで、モータ３００のステータおよびロータには、ＰＷＭパルス生成部２３０からドライブ信号生成部２６０に出力されるＰＷＭパルス信号に応じてモータ３００に流れる高調波電流により、高周波損失（ステータ損失、ロータ損失）がそれぞれ発生する。目標高調波電流算出部２４０は、トルク指令およびモータ速度からモータ３００の駆動条件を特定し、特定したモータ３００の駆動条件に基づいて、これらの高調波損失を低減するためのｄ軸目標高調波電流Ｉｄｎ＊およびｑ軸目標高調波電流Ｉｑｎ＊を算出する。なお、目標高調波電流算出部２４０による目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の算出方法の詳細については後述する。
　零相電圧指令算出部２５０は、目標高調波電流算出部２４０により算出された目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて、ＰＷＭパルス生成部２３０により生成されるＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に調整するための零相電圧指令Ｖｎ＊を算出する。この零相電圧指令Ｖｎ＊は、ＰＷＭパルス信号に応じてインバータ１００がモータ３００に出力する三相出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの総和である零相電圧Ｖｎを非ゼロとして変化させるための電圧指令である。なお、零相電圧指令算出部２５０による零相電圧指令Ｖｎ＊の算出方法の詳細については後述する。
　ＰＷＭパルス生成部２３０は、電流制御部２１０により求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、零相電圧指令算出部２５０により求められた零相電圧指令Ｖｎ＊と、回転位置θとに基づいて、三相のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。具体的には、例えばＰＷＭパルス生成部２３０は、回転位置θを用いて電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を２相／３相変換することにより、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。そして、求められた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から零相電圧指令Ｖｎ＊をそれぞれ減算することで、零相電圧調整後の三相電圧指令Ｖｃｕ＊、Ｖｃｖ＊、Ｖｃｗ＊を求めて、これらの電圧指令値をキャリア周波数ｆｃで周期的に変化する搬送波とそれぞれ比較する。これにより、各相のパルスエッジの位置（位相）を決定し、各相のＰＷＭパルス信号を生成することができる。この場合、キャリア周波数ｆｃは一定としてもよいし、モータ３の回転速度（回転数）に応じて変化させてもよい。
　なお前述のように、零相電圧指令算出部２５０から出力される零相電圧指令Ｖｎ＊は、ＰＷＭパルス信号に応じてインバータ１００がモータ３００に出力する各相電圧の総和である零相電圧Ｖｎを非ゼロとするための電圧指令である。これは、零相電圧指令算出部２５０において、目標高調波電流算出部２４０により算出された目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて算出される。したがって、ＰＷＭパルス生成部２３０では、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて、インバータ１００の三相インバータ回路から出力される各相電圧の総和である零相電圧Ｖｎが非ゼロとなるようなＰＷＭパルス信号を生成することができる。
　ドライブ信号生成部２６０は、ＰＷＭパルス生成部２３０により生成されたＰＷＭパルス信号をドライブ信号ＤＲに変換し、インバータ１００に出力する。インバータ１００において、三相インバータ回路の各半導体スイッチ素子は、ドライブ信号ＤＲに応じてオン／オフ制御される。これにより、インバータ制御装置２００の制御に応じて三相インバータ回路が駆動され、インバータ１００からモータ３００への出力電圧が調整されてモータ３００に流れる三相交流電流が調整され、モータ３００のトルクが制御される。
　なお上記では、上位制御器からのトルク指令に応じてモータ３００のトルクを制御する場合のモータ駆動システム１の構成例を図１により説明したが、他の制御方法を採用する場合でも、図１の構成を適用可能である。例えば、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ３００の電流を制御する場合には、上位制御器からの電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を電流制御部２１０と目標高調波電流算出部２４０にそれぞれ入力する。
　次に、図２、図３、図４、図５を用いて、本実施形態のインバータ制御装置２００におけるＰＷＭパルス制御の詳細について説明する。
　図２は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置２００におけるＰＷＭパルス信号の生成方法の一例を示す図である。図２において、破線で示した円弧状の変調波信号ＭＷは、零相電圧調整前の三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の基本波成分に相当する。また、実線で示した三角波状の搬送波信号ＣＷは、パルス幅変調に用いられるアップダウンカウントタイマの例を表しており、これはキャリア周期Ｔｃ（キャリア周波数ｆｃ）で周期的に変化する搬送波に相当する。
　インバータ制御装置２００では、搬送波信号ＣＷが０にリセットされるタイミングに同期して、所定の制御周期ごとにインバータ１００の制御処理を実行する。インバータ制御装置２００は不図示のＡ／Ｄ変換器を有しており、各制御周期ごとに、例えば電流センサＩｃｔの検出信号など、インバータ１００の制御に用いる各種検出信号をＡ／Ｄ変換器でサンプル＆ホールドする。そして、Ａ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換時間の経過後に、デジタル値に変化された検出信号を取得して、電流制御などの制御処理を実行する。このＡ／Ｄ変換器のサンプル＆ホールド動作では、Ａ／Ｄ変換器に内蔵されたキャパシタに検出信号をチャージする際に、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧において電圧リプルが発生する。この電圧リプル（Ａ／Ｄ変換ノイズ）の周期は、制御周期（キャリア周期Ｔｃ）と同等である。そのため、Ａ／Ｄ変換器において入力電圧に重畳される電圧リプルの周期は、インバータ制御装置２００の制御周期とみなすことができ、この電圧リプルを測定することでインバータ制御装置２００の制御周期を知ることができる。
　なお、インバータ制御装置２００では、制御周期と電流センサＩｃｔの電流検出周期を必ずしも一致させる必要はなく、例えば電流検出周期を制御周期の２倍などの整数倍にすることも可能である。しかしながら、このような場合でも、インバータ制御装置２００におけるマイコン処理の関係から、電流センサＩｃｔの電流検出タイミングはインバータ制御装置２００の制御周期と同期させる必要があるため、インバータ制御装置２００の制御周期は電流検出周期の整数倍となる。いずれにしても、インバータ制御装置２００では、Ａ／Ｄ変換器の入力電圧に生じる電圧リプル（Ａ／Ｄ変換ノイズ）の周期を整数倍した値を、制御周期（ＰＷＭパルス信号のキャリア周期Ｔｃ）とみなすことができる。
　本実施形態のインバータ制御装置２００では、図１で説明した各機能ブロックの制御により、非同期ＰＷＭ制御状態で電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が１５パルスより多くなるような多パルス領域においても、インバータ１００の出力電圧の基本波周期に同期したＰＷＭパルス信号の位相制御を実施できるという特徴がある。この点について、図２を参照して以下に説明する。
　本実施形態のインバータ制御装置２００では、ＰＷＭパルス生成部２３０において、例えば、零相電圧調整前の変調波信号ＭＷに対して調整幅ΔＭＷを設定し、搬送波信号ＣＷが増加する上り区間と、搬送波信号ＣＷが減少する下り区間とで、変調波信号ＭＷのレベル差が調整幅ΔＭＷとなるように調整する。具体的には、搬送波信号ＣＷの上り区間では変調波レベル（ＭＷ－ΔＭＷ／２）となり、搬送波信号ＣＷの下り区間では変調波レベル（ＭＷ＋ΔＭＷ／２）となるように、変調波信号ＭＷを調整する。このようにして変調波信号ＭＷのレベルを調整することで、ＰＷＭパルス生成部２３０から出力されるＰＷＭパルス信号の各エッジタイミングを、θａからθｂに進めることができる。すなわち、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期して、ＰＷＭパルス信号の位相を進めることができる。
　なお、上記の例とは反対に、搬送波信号ＣＷの上り区間では変調波レベル（ＭＷ＋ΔＭＷ／２）となり、搬送波信号ＣＷの下り区間では変調波レベル（ＭＷ－ΔＭＷ／２）となるように、変調波信号ＭＷのレベルを調整してもよい。このようにすれば、ＰＷＭパルス生成部２３０から出力されるＰＷＭパルス信号の各エッジタイミングを遅らせることができる。すなわち、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期して、ＰＷＭパルス信号の位相を遅らせることができる。
　ここで、上記のように搬送波信号ＣＷの１／２周期ごとに、すなわちＰＷＭ制御の１／２周期ごとに変調波信号ＭＷのレベルを上下に変化させることは、インバータ１００からモータ３００に出力される三相交流電圧の零相電圧Ｖｎを変化させることに相当している。したがって、ＰＷＭパルス生成部２３０では前述のように、零相電圧指令算出部２５０で求められた零相電圧指令Ｖｎ＊を用いて、零相電圧調整後の三相電圧指令Ｖｃｕ＊、Ｖｃｖ＊、Ｖｃｗ＊を求め、これらの電圧指令値から各相のＰＷＭパルス信号を生成することにより、上述したＰＷＭパルス信号の位相制御を行うことができる。なお、図２において、三角波状の搬送波信号ＣＷの周期であるキャリア周期Ｔｃは、ＰＷＭ制御の周期を表している。
　本実施形態のインバータ制御装置２００では、以上説明したように、零相電圧指令算出部２５０において零相電圧指令Ｖｎ＊を算出し、この零相電圧指令Ｖｎ＊を用いて、ＰＷＭパルス生成部２３０においてＰＷＭ制御の１／２周期ごとに変調波信号ＭＷのレベルを上下に変化させることで、ＰＷＭパルス信号の位相制御を行う。これにより、例えばモータ３００の回転速度が比較的低い一定トルク制御の状態で、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が１５パルスより多くなるような多パルス領域においても、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期したＰＷＭパルス信号の位相制御を実施できるようにしている。
　インバータ１００の出力電流では、特にキャリア周波数ｆｃの２倍の周波数において、ＰＷＭパルス信号に応じた高調波電流成分が大きくなることが知られている。こうしたインバータ１００の出力電流における高調波電流成分は、モータ３００のステータやロータ内の損失（高調波損失）を引き起こす。本実施形態のインバータ制御装置２００では、上記のようなＰＷＭパルス信号の位相制御を行うことで、インバータ１００の出力電圧の基本波に対するＰＷＭパルス信号の位相を、モータ３００の高調波損失を低減可能な所定の値に制御する。このとき、ステータ損失とロータ損失の配分を調整することで、これらを合わせた高調波損失が全体的に低減するようにしてもよい。これにより、モータ３００の動作状態に応じてステータ巻線の温度上昇やロータ磁石の温度上昇を低減することができるため、モータ３００の温度が動作上限温度に達するのを抑制し、モータ３００の連続出力を向上できる。
　図３は、モータ３００において発生する高調波損失の例を示す図である。図３では、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が９、１５、２１、２７、３３、３９、４５の各ケースと、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波（正弦波）について、モータ３００において発生する各種高調波損失（ＡＣ銅損、磁石損、ロータ鉄損、コアバック鉄損、ティース鉄損）の大きさの一例を示している。
　図３において、ＡＣ銅損とは、モータ３００のステータに設置されたコイルに交流電流が流れることにより発生する抵抗損である。磁石損とは、モータ３００のロータに設置された永久磁石に渦電流が流れることにより発生する損失である。ロータ鉄損とは、モータ３００のロータにおいて発生する鉄損である。コアバック鉄損とは、モータ３００のステータにおいてコアバック部分に発生する鉄損である。ティース鉄損とは、モータ３００のステータにおいてティース部分に発生する鉄損である。これらの高調波損失のうち、ＡＣ銅損、コアバック鉄損およびティース鉄損がステータ損失に該当し、磁石損およびロータ鉄損がロータ損失に該当する。
　上記の各高調波損失は、図３に示した（１）～（４）の各数式によって算出することができる。数式（１）～（４）において、ｎは高調波の次数、Ｎは高調波損失の計算対象に含める次数の上限をそれぞれ表す。また、ｆ１はインバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波の周波数、Ｉａｎは出力電流のｎ次高調波成分、Ｉｄｎはｄ軸電流のｎ次高調波成分をそれぞれ表す。
　数式（１）において、Ｗｉｈ＿Ｓはコアバック鉄損とティース鉄損を合わせたステータ鉄損、Ｋｉｅｈ＿ｓはステータ鉄損の比例定数、αｓはフィッティング係数ｓ、ｅｓ１はフィッティング係数ｓ１、ｅｓ２はフィッティング係数ｓ２をそれぞれ表す。同様に、数式（２）において、ＰＡＣ＿ｈはＡＣ銅損、ＫＡＣ＿ｈはＡＣ銅損の比例定数、γはフィッティング係数、ｅｃはフィッティング係数ｃをそれぞれ表す。数式（３）において、Ｗｉｅｈ＿Ｒはロータ鉄損、Ｋｉｅｈ＿Ｒはロータ鉄損の比例定数、αｒはフィッティング係数ｒ、ｅｒ１はフィッティング係数ｒ１、ｅｒ２はフィッティング係数ｒ２をそれぞれ表す。数式（４）において、Ｐｍａｇは磁石損、Ｋｍａｇは磁石損の比例定数、χはフィッティング係数、ｅｍはフィッティング係数ｍをそれぞれ表す。これらの数式における各種の比例定数およびフィッティング係数は、事前に行われた磁界解析や実測の結果に基づいて、インバータ制御装置２００に予め設定しておくことができる。
　図３に示した高調波損失の例では、一番右端の正弦波成分と比べて、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が減少するほど、高調波電流の増加に伴ってＡＣ銅損と磁石損の感度が高くなり、これらの高調波損失が増加することが分かる。なお、数式（２）、（４）に示すように、磁石損はＰＷＭパルス信号によるｄ軸電流のｎ次高調波成分の指数乗で表現される近似式、ＡＣ銅損はＰＷＭパルス信号による出力電流のｎ次高調波成分の指数乗で表現される近似式からそれぞれ導出することができる。
　図４は、ＰＷＭパルス信号の演算手法を示している。本実施形態のインバータ制御装置２００において、ＰＷＭパルス生成部２３０は前述のように、零相電圧指令算出部２５０で算出された零相電圧指令Ｖｎ＊に基づき、ＰＷＭパルス信号を生成する。これにより、例えば図４に示すように、ＰＷＭパルス信号のパルス幅ｔｐを一定（基本波電圧は一定）にしたままで、ＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に制御することができる。その結果、ＰＷＭパルス信号に応じたインバータ１００の出力電圧におけるｄ軸高調波電圧Ｖｄｎおよびｑ軸高調波電圧Ｖｑｎをそれぞれ制御して、ｄ軸高調波電流Ｉｄｎおよびｑ軸高調波電流Ｉｑｎを所望の値に調整できる。なお、高調波電圧Ｖｄｎ，Ｖｑｎおよび高調波電流Ｉｄｎ，Ｉｑｎと、ＰＷＭパルス信号の位相αとは、図４の数式（５）、（６）でそれぞれ表される。また、零相電圧指令Ｖｎ＊に応じた零相電圧Ｖｎのシフト量Ｖｚは、図４の数式（７）で表される。
　上記のように、ＰＷＭパルス生成部２３０では、ＰＷＭパルス信号の位相αの調整により、インバータ１００の平均出力電圧を所望の電圧に保ちながら、その高調波成分の大きさと位相をそれぞれ変化させて、ｄ軸高調波電流Ｉｄｎとｑ軸高調波電流Ｉｑｎの大きさを調整し、モータ３００における高調波損失を低減できる。具体的には、例えば磁石温度に対する要求が厳しい高回転領域では、位相αを０もしくはπ付近に制御することで、磁石損を最小化して磁石温度の上昇を抑制できる。また、ｄ軸高調波電流Ｉｄｎを小さくして、ｑ軸高調波電流Ｉｑｎに応じた高周波損失（ＡＣ銅損と磁石損）を調整することもできる。例えば、低速・小トルク領域などのように、高調波電流に起因するトルクリプルを小さくしたい領域では、位相αを±π／２付近に制御することで、磁石損は増大するがトルクリプルを最小化できる。
　なお、モータ３００における高調波損失とトルクリプルの選択はトレードオフになるため、インバータ制御装置２００では、ＰＷＭパルス信号の位相αの値ごとに、トルクと速度の関係を予めテーブル化しておくことが好ましい。また、モータ３００として、ｑ軸成分インダクタンスＬｑがｄ軸成分インダクタンスＬｄの約２倍以上であるモータが用いられることがある。このような場合、位相αの決定の際には、ｑ軸高調波電圧Ｖｑｎに対してｄ軸高調波電圧Ｖｄｎの約２倍の電圧値を配分することが可能である。
　本実施形態では前述のように、目標高調波電流算出部２４０においてモータ３００の駆動条件に応じた目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出し、この目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて零相電圧指令算出部２５０が算出した零相電圧指令Ｖｎ＊に基づいて、ＰＷＭパルス生成部２３０が零相電圧Ｖｎを調整してＰＷＭパルス信号の位相αの調整を行う。これにより、インバータ１００の出力電圧におけるｄ軸高調波電圧Ｖｄｎおよびｑ軸高調波電圧Ｖｑｎをそれぞれ制御して、ｄ軸高調波電流Ｉｄｎおよびｑ軸高調波電流Ｉｑｎを所望の値にフィードフォワード制御するようにしている。しかしながら、こうしたフィードフォワード制御に替えて、フィードバック制御を行うようにしてもよい。具体的には、例えば電流検出部２８０で求められた電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）からｄ軸高調波電流Ｉｄｎおよびｑ軸高調波電流Ｉｑｎを検出し、これらの値と目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）との差分をそれぞれ算出して、零相電圧指令Ｖｎ＊を決定するようにしてもよい。また、これ以外にも任意の手法により、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に応じた零相電圧指令Ｖｎ＊を決定して、ＰＷＭパルス信号の位相αの調整を行うことが可能である。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置２００における目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）および零相電圧指令Ｖｎ＊の算出処理の流れを示すフローチャートである。図５のフローチャートに示す処理は、インバータ制御装置２００の目標高調波電流算出部２４０および零相電圧指令算出部２５０により、例えば所定の制御周期ごとに実行される。
　ステップＳ１において、目標高調波電流算出部２４０は、モータ３００の駆動条件に応じた目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を求める。例えば、直流電圧ＤＣＶ、トルク指令およびモータ速度の組み合わせごとに、これらの駆動条件に対して高調波損失を最も効果的に低減可能な目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の値を、シミュレーションや実験等により予め算出しておき、その算出結果に基づいて、駆動条件ごとに最適な目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の値を、数式やテーブルにより予め設定しておく。この数式やテーブルを用いることにより、モータ３００の駆動条件に応じた目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を求めることができる。
　ステップＳ２において、目標高調波電流算出部２４０は、ステップＳ１で算出した目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）による高調波損失とトルクリプルを推定する。具体的には、例えば図４に示した数式（５）により、インバータ１００の出力電流のｎ次高調波成分Ｉａｎやｄ軸電流のｎ次高調波成分Ｉｄｎを算出する。これにより、モータ３００のトルクリプルが求められるとともに、図３に示した数式（１）～（４）から、モータ３００において発生する各種高調波損失（ステータ鉄損、ＡＣ銅損、ロータ鉄損、磁石損）を求めることができる。なお、前述のように電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が減少するほど、ＡＣ銅損と磁石損の感度が高くなるため、ＡＣ銅損と磁石損のみを高調波損失の算出対象としてもよい。
　ステップＳ３において、目標高調波電流算出部２４０は、ステップＳ２で推定したトルクリプルの大きさが所定値以上であるか否かを判定する。ここでは、ステップＳ２で求めたトルクリプルの大きさを、予め設定された所定の閾値と比較する。その結果、トルクリプルの大きさが閾値以上であればステップＳ４へ進み、閾値未満であれば、ステップＳ１で算出した目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の値を零相電圧指令算出部２５０へ出力して、ステップＳ５へ進む。
　ステップＳ４において、目標高調波電流算出部２４０は、ステップＳ１で算出した目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を補正する。ここでは、ステップＳ１で目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出する際に用いた直流電圧ＤＣＶ、トルク指令、モータ速度等のモータ駆動条件や、ステップＳ２で推定した高調波損失とトルクリプルの大きさなどに基づき、ｄ軸目標高調波電流Ｉｄｎ＊とｑ軸目標高調波電流Ｉｑｎ＊の重み付け係数に相当する補正係数を決定し、この補正係数を用いて目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を重み付け補正する。例えば、モータ駆動条件ごとに予め設定された補正係数を用いて、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の補正を行うことができる。ステップＳ４の処理を終えたら、ステップＳ４で補正した目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の値を零相電圧指令算出部２５０へ出力して、ステップＳ５へ進む。
　ステップＳ５において、零相電圧指令算出部２５０は、目標高調波電流算出部２４０から出力された目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）の値を取得し、これに基づいて、ＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標値を求める。ここでは、例えば図４の数式（６）により、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に応じた位相αの目標値を算出する。
　ステップＳ６において、零相電圧指令算出部２５０は、ステップＳ５で求めた位相αの目標値に基づいて、零相電圧Ｖｎのシフト量Ｖｚを求める。ここでは、例えば図４の数式（７）により、位相αの目標値に応じた零相電圧Ｖｎのシフト量Ｖｚを算出する。
　ステップＳ７において、零相電圧指令算出部２５０は、ステップＳ６で求めた零相電圧Ｖｎのシフト量Ｖｚに応じた零相電圧指令Ｖｎ＊を出力する。この零相電圧指令Ｖｎ＊に応じてＰＷＭパルス生成部２３０が零相電圧Ｖｎを調整することで、図２で説明したように、ＰＷＭ制御の１／２周期ごとに変調波信号ＭＷが上下に変動され、搬送波信号ＣＷが増加する上り区間と、搬送波信号ＣＷが減少する下り区間との間にレベル差が生じる。その結果、ＰＷＭパルス信号の位相αが、ステップＳ５で求められた目標値に合わせて調整される。
　以上説明した本実施形態のインバータ制御装置２００では、目標高調波電流算出部２４０において、モータ３００の駆動条件に応じた目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出し、この目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づき、零相電圧指令算出部２５０において零相電圧指令Ｖｎ＊を出力する。ＰＷＭパルス生成部２３０では、零相電圧指令算出部２５０から出力される零相電圧指令Ｖｎ＊に基づきＰＷＭパルス信号を生成することで、ＰＷＭパルス信号の位相αを調整する。これにより、同期ＰＷＭ制御状態の場合に限らず、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期と搬送波の周期との比が非整数となる非同期ＰＷＭ制御状態の場合でも、ＰＷＭパルス信号の位相αを任意の値に調整することができる。そのため、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が多くなる多パルス領域においても、ＰＷＭパルス信号の位相制御による高調波損失の低減が実現できる。例えば、モータ３００の回転速度が比較的低い一定トルク制御の領域で、インバータ１００の出力電流における高調波電流成分が大きくなるような周波数（キャリア周波数ｆｃの２倍の周波数）に対しても、高調波損失（ステータ損失、ロータ損失）を低減することができる。
　また、以上説明した本実施形態のインバータ制御装置２００では、零相電圧指令Ｖｎ＊に基づいてＰＷＭパルス信号の位相αを調整することで、高調波損失におけるステータ損失とロータ損失の配分調整や、高調波損失とトルクリプルの配分調整についても行うことができる。その結果、例えば、モータ３００の駆動条件に応じて、ステータ巻線やロータ磁石の温度上昇を低減しながらトルクリプルの調整を行うことができるため、モータの連続出力と低騒音・低振動化を両立できる。
　なお、本実施形態のインバータ制御装置２００において、モータ３００の高調波損失を最小化するために、ｄ軸高調波電流Ｉｄｎを小さくしてｑ軸高調波電流Ｉｑｎを大きくするように目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を重み付け補正すると、モータ３００における高調波電流に起因するトルクリプルが大きくなることがある。このような場合、モータ３００に流れる高調波電流を低減して高調波損失を抑制するために、ＰＷＭパルス生成部２３０においてＰＷＭパルス信号の生成に用いる搬送波の周波数を通常時よりも高い周波数に切り替えてもよい。具体的には、例えば、ＰＷＭパルス生成部２３０において、搬送波の周波数を高周波側と低周波側の２種類で切り替え可能に設定しておく。そして、通常時には搬送波の周波数を低周波側として、上位制御器から入力されたトルク指令に応じたモータ３００の出力トルクが所定の第１の範囲内にあり、かつ、零相電圧指令算出部２５０により推定された高調波損失（ステータ損失およびロータ損失）の大きさが所定の第２の範囲内にあるときには、搬送波の周波数を低周波側から高周波側に切り替える。このようにすれば、モータ３００において発生するトルクリプルを抑制しつつ、モータ３００の高調波損失を低減することが可能となる。特に、インバータ１００において、三相インバータ回路の半導体スイッチ素子にＳｉＣやＧａＮなどの高応答な半導体素子を用いた場合には、高い効果を得ることができる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）インバータ制御装置２００は、三相インバータ回路を駆動させることで直流電流を三相交流電流に変換してモータ３００に出力するインバータ１００を制御する装置である。インバータ制御装置２００は、周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部２３０と、モータ３００の駆動条件に応じて、ＰＷＭパルス信号に応じてモータ３００に流れる高調波電流によりモータ３００のステータおよびロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出する目標高調波電流算出部２４０とを備える。ＰＷＭパルス生成部２３０は、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて、三相インバータ回路からの三相出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの総和である零相電圧Ｖｎが非ゼロとなるようなＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、ＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に制御し、モータ３００におけるｄ軸高調波電流Ｉｄｎとｑ軸高調波電流Ｉｑｎの大きさを調整することができる。その結果、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数に関わらず、モータ３００の高周波損失を効果的に低減することができる。
（２）インバータ制御装置２００は、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて、搬送波の１／２周期ごとに零相電圧Ｖｎを変化させるための零相電圧指令Ｖｎ＊を算出する零相電圧指令算出部２５０を備える。ＰＷＭパルス生成部２３０は、零相電圧指令Ｖｎ＊に基づいてＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、零相電圧Ｖｎを非ゼロとして変化させ、これによりＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に制御可能なＰＷＭパルス信号を生成することができる。
（３）ＰＷＭパルス生成部２３０は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期と搬送波の周期との比が非整数となる非同期ＰＷＭ制御状態において、零相電圧Ｖｎが三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に同期して変化するように、ＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、非同期ＰＷＭ制御状態の場合でも、ＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に調整してモータ３００の高周波損失を低減することができる。
（４）目標高調波電流算出部２４０は、算出した目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を補正する（ステップＳ４）。この場合、ＰＷＭパルス生成部２３０は、補正後の目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいてＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、例えばモータ３００のトルクリプルの大きさが所定値以上の場合などに、モータ３００の高周波損失を調整してトルクリプルの抑制を図ることができる。
（５）ＰＷＭパルス生成部２３０は、モータ３００の出力トルクが所定の第１の範囲内にあり、かつ、ステータ損失とロータ損失を合わせた高調波損失の大きさが所定の第２の範囲内にあるときに、搬送波の周波数を通常時よりも高い周波数に切り替えることとしてもよい。このようにすれば、モータ３００において発生するトルクリプルを抑制しつつ、モータ３００の高調波損失を低減することが可能となる。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、前述の零相電圧指令Ｖｎ＊を用いずに、ＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標位相値を設定し、この目標位相値に基づいてＰＷＭパルス信号を生成する例を説明する。
　図６は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置２００Ａを有するモータ駆動システム１Ａの構成を示すブロック図である。本実施形態のモータ駆動システム１Ａは、第１の実施形態で説明した図１のモータ駆動システム１と比べて、インバータ制御装置２００Ａの構成が一部異なっている。それ以外の点はモータ駆動システム１と共通であるため、特に必要ない限りは説明を省略する。
　インバータ制御装置２００Ａは、電流制御部２１０、電流指令部２２０、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａ、目標高調波電流算出部２４０、目標位相値算出部２５０Ａ、ドライブ信号生成部２６０、回転位置検出部２７０および電流検出部２８０の各機能ブロックを有する。なお、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａおよび目標位相値算出部２５０Ａ以外の各機能ブロックについては、第１の実施形態におけるインバータ制御装置２００のものとそれぞれ共通であるため、以下では説明を省略する。
　目標位相値算出部２５０Ａは、目標高調波電流算出部２４０により算出された目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶとに基づいて、ＰＷＭパルス生成部２３０により生成されるＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標位相値を算出し、この目標位相値に応じた位相指令値α＊を出力する。位相指令値α＊は、第１の実施形態における零相電圧指令Ｖｎ＊の算出に用いた位相αの目標値に相当するものであり、図４で説明した数式（６）によって算出される。
　ＰＷＭパルス生成部２３０Ａは、電流制御部２１０により求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、目標位相値算出部２５０Ａから出力された位相指令値α＊と、回転位置θとに基づいて、三相のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成する。具体的には、例えばＰＷＭパルス生成部２３０Ａは、回転位置θを用いて電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を２相／３相変換することにより、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。そして、求められた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と位相指令値α＊に基づいて、各相において搬送波に対するコンペアマッチタイマを設定し、キャリア周波数ｆｃで周期的に変化する搬送波とそれぞれ比較する。これにより、各相のパルスエッジの位置（位相）を決定し、各相のＰＷＭパルス信号を生成することができる。
　図７は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置２００ＡにおけるＰＷＭパルス信号の生成方法の一例を示す図である。本実施形態では、図７に示すように、搬送波信号ＣＷが三角波状ではなく、鋸波状のアップダウンカウントタイマにより実装されている。
　本実施形態のインバータ制御装置２００Ａでは、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａにおいて、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に応じて設定するコンペアマッチレジスタの値を、位相指令値α＊に基づいてオフセットする。具体的には、例えば図７に示すように、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対応して設定されるコンペアマッチレジスタ値ＣＭＰ１Ａ，２Ａを、位相指令値α＊に応じた分だけ小さい値にオフセットさせることで、コンペアマッチレジスタ値ＣＭＰ１Ｂ，２Ｂを設定する。このようにしてコンペアマッチレジスタの値をオフセットすることで、第１の実施形態と同様に、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａから出力されるＰＷＭパルス信号の各エッジタイミングを、θａからθｂに進めることができる。すなわち、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期して、ＰＷＭパルス信号の位相を進めることができる。
　なお、上記の例とは反対に、コンペアマッチレジスタの値を位相指令値α＊に応じた分だけ大きい値にオフセットしてもよい。このようにすれば、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａから出力されるＰＷＭパルス信号の各エッジタイミングを遅らせることができる。すなわち、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期して、ＰＷＭパルス信号の位相を遅らせることができる。
　本実施形態のインバータ制御装置２００Ａでは、以上説明したように、目標位相値算出部２５０ＡにおいてＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標位相値を算出し、この目標位相値に応じた位相指令値α＊を用いて、ＰＷＭパルス生成部２３０Ａにおいてコンペアマッチレジスタの値をオフセットすることで、ＰＷＭパルス信号の位相制御を行う。これにより、第１の実施形態と同様に、例えばモータ３００の回転速度が比較的低い一定トルク制御の状態で、電気角１周期当たりのＰＷＭパルス数が１５パルスより多くなるような多パルス領域においても、インバータ１００の出力電圧（出力電流）の基本波周期に同期したＰＷＭパルス信号の位相制御を実施できるようにしている。さらに本実施形態では、コンペアマッチレジスタの値をオフセットするだけでＰＷＭパルス信号の位相を制御することができるため、インバータ制御装置２００Ａとして用いられるマイコンの処理負荷を低減できる利点もある。
　図８は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置２００Ａにおける目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）および目標位相値の算出処理の流れを示すフローチャートである。図８のフローチャートに示す処理は、インバータ制御装置２００Ａの目標高調波電流算出部２４０および目標位相値算出部２５０Ａにより、例えば所定の制御周期ごとに実行される。
　ステップＳ１～Ｓ５では、第１の実施形態で説明した図５のステップＳ１～Ｓ５と同様の処理をそれぞれ実行する。なお、本実施形態においてステップＳ５の処理は、目標位相値算出部２５０Ａにより実行される。
　ステップＳ７Ａにおいて、目標位相値算出部２５０Ａは、ステップＳ５で求めた位相αの目標値に応じた位相指令値α＊を出力する。この位相指令値α＊に応じてＰＷＭパルス生成部２３０Ａがコンペアマッチレジスタの値をオフセットすることで、図７で説明したように、ＰＷＭパルス信号の位相αがステップＳ５で求められた目標値に合わせて調整される。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、インバータ制御装置２００Ａは、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づいて、ＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標位相値を算出する目標位相値算出部２５０Ａを備える。ＰＷＭパルス生成部２３０Ａは、目標位相値に基づいてＰＷＭパルス信号を生成する。このようにしたので、第１の実施形態と同様に、ＰＷＭパルス信号の位相αを所定の目標位相値に制御可能なＰＷＭパルス信号を生成することができる。
（第３の実施形態）
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態では、第１、第２の実施形態でそれぞれ説明したモータ駆動システムを電動車両に搭載した例を説明する。
　図９は、本発明の第３の実施形態に係る電動車両６００の構成を示す図である。電動車両６００は、走行用のモータ駆動システム１Ｂ１（モータ３００Ｂ１，インバータ１００Ｂ１，インバータ制御装置２００Ｂ１）と、発電用のモータ駆動システム１Ｂ２（モータ３００Ｂ２，インバータ１００Ｂ２，インバータ制御装置２００Ｂ２）とを適用したパワートレインを有する。インバータ制御装置２００Ｂ１，２００Ｂ２は、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置２００、または第２の実施形態で説明したインバータ制御装置２００Ａと同様の構成をそれぞれ有している。また、モータ３００Ｂ１，３００Ｂ２はモータ３００と、インバータ１００Ｂ１，１００Ｂ２はインバータ１００と、それぞれ同様の構成を有している。
　電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。
　前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０もしくモータ３００Ｂ１は、変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００Ｂ１，３００Ｂ２は、変速機６１２に実装された機構を用いて機械的に連結／分離できる機構を有している。そのため、エンジン６１０とモータ３００Ｂ２を機械結合し、モータ３００Ｂ１の機械出力のみをデファレンシャルギア６１１に伝達して車両走行するシリーズハイブリッドモードと、エンジン６１０とモータ３００Ｂ１の機械出力を合わせてデファレンシャルギア６１１に伝達して車両走行するパラレルハイブリッドモードとを、選択的に切り替えることが可能である。これにより、電動車両６００は、市街地走行や高速道路走行といった走行シーンに合わせて、シリーズハイブリッドモードとパラレルハイブリッドモードとを任意に切り替えて、車両運動性能と車両航続距離の両立を図ることができる。
　インバータ１００Ｂ１は、インバータ制御装置２００Ｂ１の制御に応じて、高圧バッテリ６２２から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ１００Ｂ１から出力された三相交流電力は、モータ３００Ｂ１が有するステータのステータコイルに供給される。これによりモータ３００Ｂ１のロータが回転し、三相交流電力（電流）に応じた回転駆動力を発生する。モータ３００Ｂ２が有するロータは、エンジン６１０からの機械出力によって回転駆動される。これによりモータ３００Ｂ２のステータコイルに三相交流電力が発生し、インバータ１００Ｂ２に入力される。インバータ１００Ｂ２は、インバータ制御装置２００Ｂ２の制御に応じて、モータ３００Ｂ２から入力された三相交流電力を直流電力に変換し、高圧バッテリ６２２に充電する。
　電動車両６００の走行時には、走行距離を延ばすために、モータ３００Ｂ１，Ｂ２の損失低減が望まれている。本実施形態では、第１、第２の実施形態で説明したように、インバータ制御装置２００Ｂ１，Ｂ２において、目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）をそれぞれ算出し、これに基づいてＰＷＭパルス信号の位相αの調整を行うことにより、モータ３００Ｂ１，Ｂ２の高調波損失を低減する。
　例えば、モータ駆動システム１Ｂ１のインバータ制御装置２００Ｂ１は、電動車両６００のアクセルペダル操作量に応じたトルク指令を入力し、トルク指令に応じた三相交流電力（電流）になるように電流フィードバック制御して、インバータ１００Ｂ１に対する電圧指令値を演算する。さらに、電圧指令値と搬送波を比較してパルス幅変調し、インバータ１００Ｂ１を駆動するためのＰＷＭパルス信号を生成する。このときインバータ制御装置２００Ｂ１の目標高調波電流算出部２４０では、トルク指令と、回転位置θの時間変化であるモータ速度と、高圧バッテリ６２２の直流電圧ＤＣＶとを用いて、モータ３００Ｂ１の駆動条件に応じた目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）を算出する。零相電圧指令算出部２５０または目標位相値算出部２５０Ａでは、目標高調波電流算出部２４０で算出された目標高調波電流（Ｉｄｎ＊，Ｉｑｎ＊）に基づき、ＰＷＭパルス信号の位相αに対する目標位相値を求めて、零相電圧指令Ｖｎ＊または位相指令値α＊を算出する。ＰＷＭパルス生成部２３０では、零相電圧指令算出部２５０または目標位相値算出部２５０Ａからの零相電圧指令Ｖｎ＊または位相指令値α＊に基づいて、位相αが目標位相値となるようにＰＷＭパルス信号を生成する。これにより、インバータ１００Ｂ１がモータ３００Ｂ１に出力する三相出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの総和である零相電圧Ｖｎが非ゼロとなるようなＰＷＭパルス信号を生成する。そして、このＰＷＭパルス信号に基づいてドライブ信号生成部２６０が生成したドライブ信号ＤＲにより、インバータ１００Ｂ１が有する三相インバータ回路を駆動させることで、モータ３００Ｂ１の高周波損失（ステータ損失およびロータ損失）を低減する。
　なお、発電用のモータ駆動システム１Ｂ２においても、走行用のモータ駆動システム１Ｂ１と同様に、モータ３００Ｂ２の高周波損失を低減することができる。
　上記のように、電動車両６００では、モータ駆動システム１Ｂ１，１Ｂ２においてＰＷＭパルス信号の位相を調整することで、インバータ１００Ｂ１，１００Ｂ２からモータ３００Ｂ１，３００Ｂ２に出力される三相交流電力における高調波成分のうち、特定の次数成分を打ち消すようにすることができる。これにより、モータ３００Ｂ１，３００Ｂ２における高調波損失を低減することができ、その結果、例えば登坂路におけるモータ３００Ｂ１，３００Ｂ２の温度上昇による出力制限を緩和できる。
　なお、本実施形態では、電動車両６００がハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車や電気自動車などの場合においても適用可能であり、この場合にも同様な効果が得られる。
　上述の各実施形態では、インバータ制御装置がインバータやモータと別構成である場合の例を説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。また、上述の各実施形態では、非同期ＰＷＭ制御状態における多パルス領域での適用例について説明したが、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期と搬送波の周期との比が整数となる同期ＰＷＭ制御状態でも適用可能である。非同期ＰＷＭ制御状態と同期ＰＷＭ制御状態の両方において本発明を適用することで、モータの全回転速度範囲をカバーできる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
　１，１Ａ，１Ｂ１，１Ｂ２…モータ駆動システム
　２…バッテリ
　１００，１００Ｂ１，１００Ｂ２…インバータ
　２００，２００Ａ，２００Ｂ１，２００Ｂ２…インバータ制御装置
　２１０…電流制御部
　２２０…電流指令部
　２３０，２３０Ａ…ＰＷＭパルス生成部
　２４０…目標高調波電流算出部
　２５０…零相電圧指令算出部
　２５０Ａ…目標位相値算出部
　２６０…ドライブ信号生成部
　２７０…回転位置検出部
　２８０…電流検出部
　３００，３００Ｂ１，３００Ｂ２…モータ
　３２０…回転位置センサ
　６００…電動車両

Claims (7)

  1. 　三相インバータ回路を駆動させることで直流電流を三相交流電流に変換してモータに出力するインバータを制御する装置であって、
    　周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令をパルス幅変調し、前記三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記モータの駆動条件に応じて、前記ＰＷＭパルス信号に応じて前記モータに流れる高調波電流により前記モータのステータおよびロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流を算出する目標高調波電流算出部と、を備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標高調波電流に基づいて、前記三相インバータ回路からの三相出力電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるような前記ＰＷＭパルス信号を生成する、インバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記目標高調波電流に基づいて、前記搬送波の１／２周期ごとに前記零相電圧を変化させるための零相電圧指令を算出する零相電圧指令算出部を備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記零相電圧指令に基づいて前記ＰＷＭパルス信号を生成する、インバータ制御装置。
  3. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記目標高調波電流に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号の位相に対する目標位相値を算出する目標位相値算出部を備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標位相値に基づいて前記ＰＷＭパルス信号を生成する、インバータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記三相電圧指令の周期と前記搬送波の周期との比が非整数となる非同期ＰＷＭ制御状態において、前記零相電圧が前記三相電圧指令に同期して変化するように、前記ＰＷＭパルス信号を生成する、インバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記目標高調波電流算出部は、算出した前記目標高調波電流を補正し、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、補正後の前記目標高調波電流に基づいて前記ＰＷＭパルス信号を生成する、インバータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記モータの出力トルクが所定の第１の範囲内にあり、かつ、前記ステータ損失と前記ロータ損失を合わせた高調波損失の大きさが所定の第２の範囲内にあるときに、前記搬送波の周波数を通常時よりも高い周波数に切り替える、インバータ制御装置。
  7. 　ステータおよびロータを有するモータと、
    　直流電流を供給するバッテリと、
    　三相インバータ回路を有し、前記三相インバータ回路を駆動させることで前記直流電流を三相交流電流に変換して前記モータに出力するインバータと、
    　前記インバータを制御するインバータ制御装置と、を備え、
    　前記インバータ制御装置は、
    　周期的に変化する搬送波を用いて三相電圧指令をパルス幅変調し、前記三相インバータ回路の駆動を制御するためのＰＷＭパルス信号を生成するＰＷＭパルス生成部と、
    　前記モータの駆動条件に応じて、前記ＰＷＭパルス信号に応じて前記モータに流れる高調波電流により前記ステータおよび前記ロータでそれぞれ発生するステータ損失およびロータ損失を低減するための目標高調波電流を算出する目標高調波電流算出部と、を有し、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記目標高調波電流に基づいて、前記三相インバータ回路からの三相出力電圧の総和である零相電圧が非ゼロとなるような前記ＰＷＭパルス信号を生成する、電動車両。
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