WO2023281285A1 - モータ制御方法、モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御方法、モータ制御装置 Download PDF

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祐加 奥山
ブアルファ アルカーデル
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日産自動車株式会社
ルノー エス． ア． エス．
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control method and a motor control device.
  • an object of the present invention is to provide a motor control method and a motor control device capable of protecting the temperature of a power converter while avoiding a reduction in efficiency of PWM control.
  • a motor control method for controlling a motor by transmitting a PWM signal at a predetermined carrier frequency to a power converter that supplies power to the motor and controlling the switching of the power converter.
  • the rotation speed of the motor and the torque of the motor are used as axes, and a first region representing a region where the rotation speed is higher than the first predetermined rotation speed and a region where the rotation speed is equal to or less than the first predetermined rotation speed and the torque is Characteristic coordinates are used that include a second region representing a region where the torque is higher than the predetermined torque, and a third region representing a region where the rotation speed is equal to or less than the first predetermined rotation speed and the torque is equal to or less than the predetermined torque.
  • the carrier frequency is set to the reference frequency
  • the carrier frequency is set to the reference frequency, or Any one of the low frequencies lower than the reference frequency is selected and set, and if the operating point is included in the third region, the carrier frequency is set to the low frequency.
  • the PWM signal modulation method is three-phase modulation
  • the PWM signal modulation method is two-phase modulation.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a motor control device to which the motor control method of this embodiment is applied.
  • FIG. 2 is a diagram showing the carrier frequency and modulation method of PWM control set in the motor control method of the present embodiment, using characteristic coordinates whose axes are the number of revolutions of the motor and the torque of the motor.
  • FIG. 3 is a flowchart of the motor control method of this embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a motor control device 100 to which the motor control method of this embodiment is applied.
  • a motor control device 100 of this embodiment is mainly mounted on a vehicle and connected to the motor 9 .
  • the motor 9 is a wound-field synchronous motor, and includes an exciter 91 that generates a magnetic field in the rotor.
  • the exciter 91 has a field winding and a configuration for reducing the field current flowing through the field winding, that is, a configuration for performing field weakening control.
  • the motor control device 100 is composed of an inverter 1 (power converter), a capacitor 2, a smoothing capacitor 3, a field circuit 4, a drive circuit 5, a drive circuit 6, and a control circuit 7.
  • the motor control device 100 includes a rotation speed sensor that detects the rotation speed of the motor 9, a current sensor that detects the current flowing through the motor 9 (stator), and an inverter 1 (semiconductor elements 11A and 11B). a temperature sensor that detects the temperature of the
  • the inverter 1 includes a parallel circuit of a semiconductor element 11A (high side) such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a feedback diode 12A, and a parallel circuit of a semiconductor element 11B (low side) and a feedback diode 12B connected in series. It has an internal circuit in which three connected series circuits (series circuit 1U, series circuit 1V, series circuit 1W) are connected in parallel.
  • a high signal (high voltage) gate signal is applied to the gates of the semiconductor elements 11A and 11B, the semiconductor elements 11A and 11B become conductive (short-circuited) and a low signal (a low voltage lower than the high voltage) is applied. ) is applied, the semiconductor elements 11A and 11B are rendered non-conductive.
  • connection midpoint 1UM of the series circuit 1U is connected to the U-phase coil of the stator of the motor 9
  • connection midpoint 1VM of the series circuit 1V is connected to the V-phase coil of the stator of the motor 9
  • connection midpoint 1WM of the series circuit 1W is connected to the W-phase coil of the stator of the motor 9 .
  • the series circuits 1U, 1V, and 1W receive a PWM control signal for driving from the drive circuit 5
  • the DC current supplied from the battery 2 is converted into a three-phase AC current and output to the motor 9.
  • the motor 9 generates regenerative current
  • the inverter 1 receives a PWM control signal for regenerative current extraction from the drive circuit 5, receives the regenerative current, and converts it into a single-layer DC current. to charge the capacitor 2 or the smoothing capacitor 3.
  • the storage battery 2 supplies electric power to the motor 9 via the inverter 1 when the vehicle is driven. Further, during braking of the vehicle, the regenerative current generated by the motor 9 is supplied to the capacitor 2 via the inverter 1 .
  • the smoothing capacitor 3 charges the regenerated current (direct current) supplied from the inverter 1 to smooth the DC voltage (reduce the ripple voltage) and supply it to the battery 2 .
  • the field circuit 4 includes a parallel circuit (high voltage side) of a semiconductor element 41 such as an IGBT and a feedback diode 42, a series circuit of a diode 43 (low voltage side), a semiconductor element 44 and a feedback diode 42.
  • a parallel circuit with a diode 45 (low voltage side) and a series circuit with a diode 46 (high voltage side) are connected in parallel to the capacitor 2 .
  • a connection midpoint 47 between a parallel circuit (high voltage side) of the semiconductor element 41 and the feedback diode 42 and the diode 43 (low voltage side), and a parallel circuit (low voltage side) of the semiconductor element 44 and the feedback diode 45 and the diode 46 (high voltage side) are connected to exciters 91 respectively.
  • a gate of the semiconductor element 41 and a gate of the semiconductor element 44 are connected to the field circuit 4 .
  • the field circuit 4 generates a field current based on the field signal transmitted from the drive circuit 6 and outputs the field current to the exciter 91 .
  • the drive circuit 5 generates a reference sine wave based on the torque command value (corresponding to the amplitude of the reference sine wave) and the rotation speed command value (corresponding to the period of the reference sine wave) input from the control circuit 7, A sine wave and a triangular wave with a predetermined carrier frequency are input to a comparator to generate a PWM signal as a signal representing the magnitude relationship between them, and the PWM signal is output to the inverter 1 .
  • the drive circuit 5 generates a PWM signal based on the torque value corresponding to the current value detected by the current sensor, the rotation speed detected by the rotation speed sensor, and the temperature detected by the temperature sensor. Switch the carrier frequency and modulation method (three-phase modulation, two-phase modulation).
  • the drive circuit 5 determines the carrier frequency of the PWM signal, the modulation method (three-phase modulation, two-phase modulation) based on the torque command value, the rotation speed command value, and the estimated temperature value (equivalent to the integral amount of the torque command value). can be switched.
  • the drive circuit 6 generates a field signal based on the torque command value and the rotation speed command value input from the control circuit 7 and outputs the field signal to the field circuit 4 .
  • the control circuit 7 generates a torque command value and a rotation speed command value based on information such as the accelerator opening, and outputs them to the drive circuit 5 and the drive circuit 6 .
  • FIG. 2 is a diagram showing the carrier frequency and modulation method of PWM control set in the motor control method of the present embodiment, using characteristic coordinates with the rotational speed of the motor 9 and the torque of the motor 9 as axes.
  • a characteristic region (E) is set in which the rotation speed N is higher than N1 (low rotation speed) and equal to or lower than N3 (high rotation speed).
  • the driving circuit 5 sets the carrier frequency F of the PWM signal (triangular wave) to F 0 (high frequency (fundamental frequency)).
  • the frequencies F 0 , FL1 and FL2 have a relationship of 0 ⁇ F L1 ⁇ F L2 ⁇ F 0 .
  • the characteristic region (E) the range where the rotation speed N is higher than N2 (medium rotation speed) and the torque Tr is Tr1 (low torque) ⁇ Tr ⁇ Tr2 (medium torque) is defined as the characteristic region (G) (specific area). Then, the carrier frequency F in the characteristic region (G) is set to FL2 (middle frequency) as in the characteristic region (E).
  • rotational speeds N1, N2, and N3 have a relationship of 0 ⁇ N1 ⁇ N2 ⁇ N3.
  • torques Tr1, Tr2 and Tr3 have a relationship of 0 ⁇ Tr1 ⁇ Tr2 ⁇ Tr3.
  • the PWM control modulation method is three-phase. Set to modulation.
  • the carrier frequency F is set to a high frequency (F 0 ) to improve controllability (responsiveness), reduce voltage ripple, and improve NVH (noise and vibration).
  • the carrier frequency F is set to a high frequency (F 0 ) in the characteristic region (A) in the high rotational speed region (N>N3), and the characteristic region (B) in the high torque region (Tr>Tr3).
  • the carrier frequency F is selectively set to a high frequency (F 0 ).
  • the characteristic region (D) which is a low rotation speed region and a low torque region where the influence of voltage ripple and NVH is small
  • a middle speed region (N1 ⁇ N ⁇ N3) is set between the low speed region and the high speed region, and a characteristic region (C ) and a characteristic region (E), which is on the low torque side and is in the middle speed range.
  • two-phase modulation is set as the modulation formula for PWM control in the characteristic area (G) inside the characteristic area (E).
  • Two-phase modulation is a method in which one phase is always fixed to high or low in the entire interval in the periodic direction, and the remaining two phases are always modulated.
  • the switching control of one phase is always stopped, so the switching loss in the inverter 1 can be reduced to 2/3.
  • voltage ripple is more likely to occur as the torque increases, so it is applied within the range that satisfies Tr1 (low torque) ⁇ Tr ⁇ Tr2 (medium torque) as described above.
  • F 0 the carrier frequency
  • the temperature of the inverter 1 semiconductor elements 11A and 11B
  • the performance of the inverter 1 can be maintained.
  • the carrier frequencies are set in the high speed range (N>N3), the middle speed range (N1 ⁇ N ⁇ N3), and the low speed range (N ⁇ N1). However, it may be set so that the carrier frequency increases as the number of revolutions increases.
  • FIG. 3 is a flowchart of the motor control method of this embodiment.
  • step S1 the drive circuit 5 determines whether or not the number of revolutions N (measured value or command value, hereinafter the same) of the motor 9 is higher than N3 (high number of revolutions). If YES, the process proceeds to step S2. If NO, the process proceeds to step S6.
  • step S2 the drive circuit 5 determines whether or not the torque Tr (measured value or command value, hereinafter the same) of the motor 9 is equal to or less than Tr3 (high torque). If YES, the process proceeds to step S4. , NO, the process proceeds to step S3.
  • step S3 the driving circuit 5 determines whether the temperature Te of the inverter 1 (measured value or estimated value, hereinafter the same) is equal to or higher than a predetermined threshold temperature Teth (threshold value corresponding to the measured value or threshold value corresponding to the estimated value). is determined, and if YES, the process proceeds to step S4, and if NO, the process proceeds to step S6.
  • an estimated value is normally used as the temperature Te of the inverter 1, and the value for the estimated value is also applied to the threshold temperature Teth.
  • the estimated value is estimated, for example, based on the number of revolutions of the motor 9 and the integrated amount of torque.
  • the temperature Te of the inverter 1 uses the measured value (the temperature detected by the temperature sensor), and the threshold temperature Teth also applies the value corresponding to the measured value.
  • Temperature protection for the inverter 1 includes control for switching the carrier frequency from a high frequency to a low frequency or a medium frequency as described above, and control for executing torque limitation (setting upper limits for driving torque and regenerative braking torque).
  • the threshold temperature Teth of the inverter 1 for switching the carrier frequency from high frequency to low frequency or medium frequency is set to be lower than the temperature threshold of the inverter 1 for executing torque limitation by a predetermined temperature. .
  • step S4 the driving circuit 5 determines whether or not the rotation speed N of the motor 9 is higher than N1 (low rotation speed). If YES, the process proceeds to step S5, and if NO, the process proceeds to step S7. do.
  • step S5 the driving circuit 5 determines that the rotation speed N of the motor 9 is higher than N2 (medium rotation speed) and the torque Tr of the motor 9 satisfies the relationship Tr1 (low torque) ⁇ Tr ⁇ Tr2 (medium torque). If YES, the process proceeds to step S9, and if NO, the process proceeds to step S8.
  • step S6 when the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (A), the drive circuit 5 determines that the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (B) and the temperature Te of the inverter 1 is If it is less than the threshold temperature Teth, or if the operating point (rotation speed, torque) is in the characteristic region (C) and the temperature Te of the inverter 1 is less than the threshold temperature Teth, it is determined that the carrier frequency Set F to F 0 (high frequency) and set the PWM control modulation scheme to three-phase modulation (3P.M.).
  • step S7 the drive circuit 5 determines whether the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (D), or the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (B) and the temperature Te of the inverter 1 is equal to or higher than the threshold temperature Teth, the carrier frequency F is set to FL1 (low frequency), and the modulation method of PWM control is set to three-phase modulation (3P.M.).
  • step S8 the drive circuit 5 determines whether the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (E), or the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (C) and the temperature Te of the inverter 1 is equal to or higher than the threshold temperature Teth, the carrier frequency F is set to FL2 (middle frequency), and the modulation method of PWM control is set to three-phase modulation (3P.M.).
  • step S9 the drive circuit 5 determines that the operating point (rotational speed, torque) is in the characteristic region (G), sets the carrier frequency F to FL2 (middle frequency), and selects two modulation methods for PWM control. Set to phase modulation (2P.M.). The drive circuit 5 repeatedly executes the above flow while the motor 9 is operating.
  • the carrier frequency F when the carrier frequency F is set based on each region, the operating points (rotational speed, torque) may frequently move between adjacent regions. In this case, control (chattering) occurs in which the carrier frequency F is frequently switched, which may impose a burden on the control. For this reason, in this embodiment, regarding the control for switching the carrier frequency, the hysteresis width is set for the torque and the rotation speed, which are the judgment criteria for the control (in each physical quantity, the first threshold value when the value decreases and the value A second threshold value is set for rising, and the second threshold value is set to a value higher than the first threshold value to prevent chattering.
  • the motor 9 is a wound-field synchronous motor as described above. (induced voltage)) is generated. This back electromotive force becomes noticeable at high rotational speed and high torque.
  • the characteristic region (A) includes a region where the rotation speed is high and the back electromotive force is high.
  • normal control cannot set the operating point (rotational speed, torque), and the field current cannot flow. Therefore, control for weakening the field current (field weakening control) is performed to move the operating point (rotational speed, torque) of the motor 9 to a region where the back electromotive force is weakened, thereby expanding the output range of the motor 9.
  • the three-phase modulation output voltage/output current and the two-phase modulation output voltage/output current have similar characteristics.
  • the characteristic area (B) and the characteristic area (D) are areas in which the back electromotive force is small and field weakening control is not performed. In these regions, for example, the quality of the output voltage/output current is good (eg, the voltage ripple is small or within an acceptable range), especially with three-phase modulation than with two-phase modulation.
  • Characteristic region (E) (excluding characteristic region (H) described later) is a region in which counter electromotive force is generated to some extent, but an operating point (rotational speed, torque) can be set without executing field-weakening control. .
  • the characteristic area (G) is unevenly distributed in the characteristic area (E) at positions where the torque value is zero or higher on the high rotational speed side and the low torque side.
  • the characteristic region (G) two-phase modulation is applied because higher efficiency (less loss and voltage ripple within the allowable range) can be obtained with two-phase modulation than three-phase modulation. Note that the characteristic area (E) does not overlap with the characteristic area (H), which will be described later.
  • the characteristic area (H) is distributed over the characteristic area (D) and the characteristic area (E).
  • the characteristic area (H) is distributed on the low torque side of the characteristic area (D) and on the low torque side of the characteristic area (E).
  • the boundary of the characteristic area (H) is almost parallel to the horizontal axis.
  • the boundary of the characteristic region (H) monotonously decreases as the rotational speed increases, and is substantially parallel to the horizontal axis when the rotational speed N is between N2 and N3, for example.
  • the characteristic region (H) is a region where the ripple with respect to the fundamental wave of the output current/output voltage tends to increase. Therefore, two-phase modulation is not applied in the characteristic region (H) because it affects NVH, EMC, and the like.
  • a second region representing a region in which the rotation speed (N) is equal to or lower than the first predetermined rotation speed (N3) and the torque (Tr) is higher than the predetermined torque (Tr3), and the rotation speed ( N) is equal to or less than the first predetermined number of revolutions (N3), and the current number of revolutions (N) in characteristic coordinates
  • a third region representing a region in which the torque (Tr) is equal to or less than the predetermined torque (Tr) and the operating point (rotational speed, torque) representing the torque (Tr) is included in the first region (characteristic region (A))
  • the carrier frequency (F) is set to the reference frequency (F 0 )
  • the operating point When (rotational speed, torque) is included in the second region (characteristic region (B), characteristic region (C) is included in the second region (characteristic region (B), characteristic region (C)), the carrier frequency (F) is set to the reference frequency (F 0 ) or from the reference frequency (F 0 )
  • an appropriate carrier frequency is set according to the rotation speed and torque of the motor 9, and a region where two-phase modulation PWM control is more advantageous than three-phase modulation PWM control (for example, switching loss is small and By applying two-phase modulation PWM control in the region where the voltage ripple is kept low, efficient switching control can be realized corresponding to any position of the characteristic coordinates represented by (rotational speed, torque).
  • the low frequency (F L ) is set based on the rotational speed (N).
  • a plurality of carrier frequencies (F) having different frequencies are selected from among a plurality of carrier frequencies (F) having different frequencies, and the carrier frequency (F) having a lower frequency is set as the lower frequency (F L ) as the number of revolutions (N) becomes lower.
  • the low frequency (F L ) optimized for the number of rotations (N) is selected, so that the efficiency of switching control can be further improved.
  • the third region (characteristic region (D), characteristic region (E)) is the fourth region (characteristic region (D)) and a fifth region (characteristic region (E)) in which the rotational speed (N) is higher than the second predetermined rotational speed (N1), and the operating point (rotational speed, torque) is the
  • the motor 9 is a wound field synchronous motor, and the specific region (characteristic region (G)) is the high rotation speed side and the low torque side in the fifth region (characteristic region (E)). are unevenly distributed at positions where the torque value is higher than zero.
  • the above method achieves a high efficiency.
  • Output voltage and output current can be output with efficiency.
  • the temperature (Te) of the power converter (inverter 1) is included in the second region (characteristic region (B), characteristic region (C)
  • the carrier frequency (F) is set to the reference frequency (F 0 )
  • the temperature (Te) of the power converter (inverter 1) exceeds a predetermined threshold temperature (Teth)
  • the carrier frequency (F) is set to a low frequency (F L ) corresponding to the rotation speed (N) in the third region (characteristic region (D), characteristic region (E)).
  • temperature protection for the voltage converter (inverter 1) there is a control that limits the torque, but doing so may make the driver feel uncomfortable.
  • temperature protection of the power converter (inverter 1) can be performed without torque limitation (before torque limitation is performed), and the driver does not feel uncomfortable.
  • the temperature of the power converter is estimated based on the rotation speed and torque.
  • the temperature of the power converter (inverter 1) can be estimated more quickly than detecting the actual temperature of the power converter (inverter 1).
  • the operating point (rotation speed, torque) is set based on the rotation speed command value of the motor 9 and the torque command value of the motor 9 .
  • the operating point (rotational speed, torque) can be quickly identified, and control can be performed quickly.
  • a PWM signal is transmitted at a predetermined carrier frequency to the power converter (inverter 1) that supplies power to the motor 9, thereby controlling switching of the power converter (inverter 1).
  • the motor control device 100 controls the motor 9 by and a second region representing a region in which the rotation speed (N) is equal to or lower than the first predetermined rotation speed (N3) and the torque (Tr) is higher than the predetermined torque (Tr3).
  • a third region representing a region in which the number of revolutions (N) is equal to or less than the first predetermined number of revolutions (N3) and the torque (Tr) is equal to or less than the predetermined torque (Tr).
  • the carrier frequency (F) is set to the reference frequency (F 0 ) when the operating point (rotation speed, torque) representing the number (N) and torque (Tr) is included in the first region (characteristic region (A)) If the operating point (rotation speed, torque) is included in the second region (characteristic region (B), characteristic region (C)), the carrier frequency (F) is set to the reference frequency (F 0 ) or the reference frequency ( One of the low frequencies (F L ) lower than F 0 ) is selected and set, and the operating point (rotational speed, torque) is in the third region (characteristic region (D), characteristic region (E)) If it is included, the carrier frequency (F) is set to a low frequency (F L ), and the operating point (rotational speed, torque) is placed inside the third region (characteristic region (E)) in a specific region (characteristic If it is included in an area other than the area (G)), the modulation method of the PWM signal is three-phase modulation, and if the operating point
  • an appropriate carrier frequency is set according to the rotation speed and torque of the motor 9, and a region where two-phase modulation PWM control is more advantageous than three-phase modulation PWM control (for example, switching loss is small and By applying two-phase modulation PWM control in the region where the voltage ripple is kept low, efficient switching control can be realized corresponding to any position of the characteristic coordinates represented by (rotational speed, torque).

Abstract

モータの回転数とモータのトルクを軸とし，回転数が第1所定回転数よりも高い領域を表す第1領域と、固転数が第1所定回転数以下であり、且つトルクが所定トルクよりも高い領域を表す第2領域と、回転数が第1所定回転数以下であり、且つトルクが所定トルク以下の領域を表す第3領域と,を包含する特性座標において、現在の回転数及びトルクを表す動作点が第1領域に含まれる場合は、キャりア周波数を基準周:波数に設定し、動作点が第2領域に含まれる場合は、キャリア周波数を基準周波数、又は基準周波数よりも周波数の低い低周波数のいずれかを選択して設定し、動作点が第3領域に含まれる場合は、キャリア周波数を低周波数に設定し、動作点が第3領域の内側に配置された特定領域以外の領域に含まれる場合はPWM信号の変調方式を三相変調とし、動作点が特定領域に含まれる場合は信号の変調方式を二相変調とする。

Description

モータ制御方法、モータ制御装置
　この発明は、モータ制御方法、モータ制御装置に関する。
　モータに電力を供給する電力変換器のＰＷＭ制御に関して、モータロック等の熱的に厳しい状況においては、電力変換器に温度保護機能を付与する必要があるが、より良い効率を得るため、常用域の損失（スイッチング回数等）を低減させることが望ましい。一方で、電流低減（トルク制限）不要の温度保護や効率向上として、キャリア周波数をより低いキャリア周波数に切り替える制御がある（ＪＰＨ０９−１２１５９５Ａ参照）。
　しかし、当該制御では、電圧リプルや音振が悪化する。また、整った正弦波をＰＷＭで生成することは困難であり、モータの回転数が低いとき以外はキャリア周波数を低周波側に切り替えできないという問題がある。
　そこで、本発明は、ＰＷＭ制御の効率低下を回避しつつ電力変換器の温度保護が可能なモータ制御方法、及びモータ制御装置を提供することを目的とする。
　本発明のある態様によれば、モータに電力を供給する電力変換器に所定のキャリア周波数でＰＷＭ信号を送信して電力変換器をスイッチング制御することでモータを制御するモータ制御方法が提供される。本方法では、モータの回転数とモータのトルクを軸とし、回転数が第１所定回転数よりも高い領域を表す第１領域と、回転数が第１所定回転数以下であり、且つトルクが所定トルクよりも高い領域を表す第２領域と、回転数が第１所定回転数以下であり、且つトルクが所定トルク以下の領域を表す第３領域と、を包含する特性座標を用いる。そして、現在の回転数及びトルクを表す動作点が第１領域に含まれる場合は、キャリア周波数を基準周波数に設定し、動作点が第２領域に含まれる場合は、キャリア周波数を基準周波数、又は基準周波数よりも周波数の低い低周波数のいずれかを選択して設定し、動作点が第３領域に含まれる場合は、キャリア周波数を低周波数に設定する。さらに、動作点が第３領域の内側に配置された特定領域以外の領域に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を三相変調とし、動作点が特定領域に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を二相変調とする。
図１は、本実施形態のモータ制御方法が適用されるモータ制御装置の概略図である。 図２は、本実施形態のモータ制御方法において設定されるＰＷＭ制御のキャリア周波数及び変調方式について、モータの回転数及びモータのトルクを軸とする特性座標を用いて表した図である。 図３は、本実施形態のモータ制御方法のフロー図である。
　［本実施形態の概要］
　本実施形態のモータ制御方法、及びモータ制御装置１００について説明する。
　図１は、本実施形態のモータ制御方法が適用されるモータ制御装置１００の概略図である。本実施形態のモータ制御装置１００は、主に車両に搭載されるとともにモータ９に接続される。
　モータ９は、巻線界磁式の同期モータであり、ロータに磁界を発生せる励磁器９１を備える。励磁器９１は界磁巻線を備えるとともに界磁巻線に流れる界磁電流を低減させる構成、即ち弱め界磁制御を行うための構成を備えている。
　モータ制御装置１００は、インバータ１（電力変換器）、蓄電器２、平滑コンデンサ３、界磁回路４、駆動回路５、駆動回路６、制御回路７により構成される。また図示は省略するが、モータ制御装置１００は、モータ９の回転数を検知する回転数センサと、モータ９（ステータ）に流れる電流を検知する電流センサと、インバータ１（半導体素子１１Ａ，１１Ｂ）の温度を検知する温度センサと、を備える。
　インバータ１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子１１Ａ（ハイ側）と帰還ダイオード１２Ａとの並列回路と、半導体素子１１Ｂ（ロー側）と帰還ダイオード１２Ｂとの並列回路と、を直列に接続した直列回路（直列回路１Ｕ、直列回路１Ｖ、直列回路１Ｗ）が３個並列に接続された内部回路を備えるものである。ここで、半導体素子１１Ａ，１１Ｂのゲートにハイ信号（高電圧）のゲート信号が印加されると半導体素子１１Ａ，１１Ｂは導通（短絡）し、ロー信号（前記高電圧よりも電圧の低い低電圧）のゲート信号が印加されると半導体素子１１Ａ，１１Ｂは不導通となる。
　直列回路１Ｕの接続中点１ＵＭはモータ９のステータのＵ相コイルに接続され、直列回路１Ｖの接続中点１ＶＭはモータ９のステータのＶ相コイルに接続され、直列回路１Ｗの接続中点１ＷＭはモータ９のステータのＷ相コイルに接続されている。
　ここで直列回路１Ｕ，１Ｖ，１Ｗは、駆動回路５から駆動用のＰＷＭ制御信号を受信すると、蓄電器２から供給される直流電流を三相の交流電流に変換してモータ９に出力する。また、インバータ１は、モータ９が回生電流を発生させると、駆動回路５から回生電流抽出用のＰＷＭ制御信号を受信することで当該回生電流が入力され、これを単層の直流電流に変換して蓄電器２又は平滑コンデンサ３を充電する。
　蓄電器２は、車両の駆動時にインバータ１を介して電力をモータ９に供給するものである。また、車両の制動時において、蓄電器２には、モータ９で発生した回生電流がインバータ１を介して供給される。
　平滑コンデンサ３は、インバータ１から供給された回生電流（直流電流）を充電することで、当該直流電圧を平滑化（リプル電圧を低減）して蓄電器２に供給するものである。
　界磁回路４は、インバータ１と同様に、ＩＧＢＴ等の半導体素子４１と帰還ダイオード４２との並列回路（高電圧側）とダイオード４３（低電圧側）との直列回路と、半導体素子４４と帰還ダイオード４５との並列回路（低電圧側）とダイオード４６（高電圧側）との直列回路と、とが蓄電器２に対して並列に接続された回路である。
　半導体素子４１と帰還ダイオード４２との並列回路（高電圧側）とダイオード４３（低電圧側）との接続中点４７と、半導体素子４４と帰還ダイオード４５との並列回路（低電圧側）とダイオード４６（高電圧側）との接続中点４８が、それぞれ励磁器９１に接続されている。半導体素子４１のゲート及び半導体素子４４のゲートは、界磁回路４に接続されている。界磁回路４は、駆動回路６から送信される界磁信号に基づいて界磁電流を発生させ、当該界磁電流を励磁器９１に出力する。
　駆動回路５は、制御回路７から入力されたトルク指令値（基準正弦波の振幅に対応）及び回転数指令値（基準正弦波の周期に対応）に基づいて基準正弦波を生成し、当該基準正弦波と所定のキャリア周波数の三角波とをコンパレータに入力してその大小関係を表す信号としてＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号をインバータ１に出力する。
　駆動回路５は、後述のように（図２参照）、電流センサで検知した電流値に対応するトルク値、回転数センサが検知する回転数、温度センサが検知する温度に基づいて、ＰＷＭ信号のキャリア周波数、変調方式（三相変調、二相変調）を切り替える。
　また、駆動回路５は、トルク指令値、回転数指令値、温度推定値（トルク指令値の積分量に相当）に基づいて、ＰＷＭ信号のキャリア周波数、変調方式（三相変調、二相変調）を切り替えることができる。
　駆動回路６は、制御回路７から入力されたトルク指令値及び回転数指令値に基づいて界磁信号を生成して界磁回路４に出力する。
　制御回路７は、アクセル開度等の情報に基づいてトルク指令値及び回転数指令値を生成して駆動回路５及び駆動回路６に出力する。
　［トルク及び回転数とスイッチング周波数との関係］
　図２は、本実施形態のモータ制御方法において設定されるＰＷＭ制御のキャリア周波数及び変調方式について、モータ９の回転数及びモータ９のトルクを軸とする特性座標を用いて表した図である。
　まず、図２に示す特性座標において、回転数ＮがＮ３（高回転数）（第１所定回転数）より高くなる特性領域（Ａ）と、トルクＴｒがＴｒ３（高トルク（所定トルク））より高く且つ回転数ＮがＮ１（低回転数）以下の特性領域（Ｂ）、トルクＴｒがＴｒ３（高トルク）より高く、且つ回転数ＮがＮ１（低回転数）より高くなる特性領域（Ｃ）、トルクＴｒがＴｒ３（高トルク）以下であり且つ回転数ＮがＮ１（低回転数）（第２所定回転数）以下である特性領域（Ｄ）、トルクＴｒがＴｒ３（高トルク）以下であり且つ回転数ＮがＮ１（低回転数）より高くなり且つＮ３（高回転数）以下となる特性領域（Ｅ）を設定する。
　特性領域（Ａ）において、駆動回路５は、ＰＷＭ信号（三角波）のキャリア周波数ＦをＦ０（高周波数（基本周波数））に設定する。
　特性領域（Ｂ）において、駆動回路５は、キャリア周波数ＦをＦ０又はＦ０より低い周波数のＦＬ＝ＦＬ１（低周波数）に設定する。
　特性領域（Ｃ）において、駆動回路５は、キャリア周波数ＦをＦ０又はＦＬ＝ＦＬ２（中周波数）に設定する。
　特性領域（Ｄ）において、駆動回路５は、キャリア周波数ＦをＦＬ＝ＦＬ１（低周波数）に設定する。
　特性領域（Ｅ）において、駆動回路５は、キャリア周波数ＦをＦＬ＝ＦＬ２（中周波数）に設定する。ここで周波数Ｆ０，ＦＬ１，ＦＬ２は、０＜ＦＬ１＜ＦＬ２＜Ｆ０の関係を有する。
　また、特性領域（Ｅ）の内側において、回転数ＮがＮ２（中回転数）より高く、且つトルクＴｒがＴｒ１（低トルク）＜Ｔｒ≦Ｔｒ２（中トルク）の範囲を特性領域（Ｇ）（特定領域）を設定する。そして、特性領域（Ｇ）におけるキャリア周波数Ｆは特性領域（Ｅ）と同様にＦＬ２（中周波数）に設定する。
　なお回転数Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３は、０＜Ｎ１＜Ｎ２＜Ｎ３の関係を有する。同様にトルクＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３は、０＜Ｔｒ１＜Ｔｒ２＜Ｔｒ３の関係を有する。
　特性領域（Ａ）、特性領域（Ｂ）、特性領域（Ｃ）、特性領域（Ｄ）、及び特性領域（Ｅ）（特性領域（Ｇ）以外の領域）において、ＰＷＭ制御の変調方式を三相変調に設定する。
　特性領域（Ｇ）において、ＰＷＭ制御の変調方式を二相変調に設定する。
　ＰＷＭ制御において、キャリア周波数Ｆを高周波である高周波数（Ｆ０）に設定することで制御性（応答性）向上、電圧リップル低減、ＮＶＨ（音振）向上を図っている。本実施形態では、高回転数域（Ｎ＞Ｎ３）となる特性領域（Ａ）でキャリア周波数Ｆを高周波数（Ｆ０）に設定し、高トルク域（Ｔｒ＞Ｔｒ３）となる特性領域（Ｂ）及び特性領域（Ｃ）において選択的にキャリア周波数Ｆを高周波数（Ｆ０）に設定している。
　一方、電圧リプル及びＮＶＨの影響が小さい低回転数域且つ低トルク域となる特性領域（Ｄ）では、キャリア周波数Ｆとして低周波数（ＦＬ＝ＦＬ１）を適用することにより、インバータ１のスイッチング損失低減、ＥＭＣノイズ低減を図ることができる。
　また、本実施形態では低回転数域と高回転数域との間に中回転数域（Ｎ１＜Ｎ≦Ｎ３）を設定し、高トルク側であって中回転数域となる特性領域（Ｃ）と低トルク側であって中回転数域となる特性領域（Ｅ）を設定している。
　特性領域（Ｅ）においてキャリア周波数Ｆとして中周波数（ＦＬ＝ＦＬ２）を適用することにより高周波数（Ｆ０）を適用する場合よりもインバータ１のスイッチング損失を低減することができる。なお、特性領域（Ｅ）においてキャリア周波数Ｆとして低周波数（ＦＬ＝ＦＬ１）を適用した場合は、インバータ１の出力電圧（正弦波）の歪みが大きくなり、好ましくない。
　本実施形態では、特性領域（Ｅ）の内側にある特性領域（Ｇ）においてＰＷＭ制御の変調式として二相変調に設定している。二相変調は、周期方向の全区間において常にどこかの一相がハイ又はローに固定され、且つ常に残り二相が変調している方式である。二相変調では、常時いずれかの一相のスイッチング制御が停止しているので、インバータ１におけるスイッチング損失を２／３に低減することができる。しかし、二相変調の場合、トルクが大きくなると電圧リップルが発生しやすくなるため、上記のようにＴｒ１（低トルク）＜Ｔｒ≦Ｔｒ２（中トルク）を満たす範囲で適用する。
　中周波数域であって高トルク域の特性領域（Ｃ）では、キャリア周波数Ｆとして高周波数（Ｆ０）を適用するが、低周波数（ＦＬ＝ＦＬ２）も適用することができる。これにより、インバータ１のスイッチング損失を低減してインバータ１（半導体素子１１Ａ，１１Ｂ）の温度を低下させることができ、インバータ１の温度保護として、後述のようにトルク制限を掛けることなく、キャリア周波数Ｆの切り替えでインバータ１の性能を維持することができる。
　低周波数域であって高トルク域の特性領域（Ｂ）では、キャリア周波数Ｆとして高周波数（Ｆ０）を適用するが、中周波数（ＦＬ＝ＦＬ１）も適用することができる。これにより、インバータ１のスイッチング損失を低減してインバータ１（半導体素子１１Ａ，１１Ｂ）の温度を低下させることができ、インバータ１の温度保護として、後述のようにトルク制限を掛けることなく、キャリア周波数Ｆの切り替えでインバータ１の性能を維持することができる。
　なお、特性領域（Ａ）では、ＰＷＭ制御の変調率が向上し損失が低減するので、キャリア周波数Ｆを低周波数（ＦＬ＝ＦＬ１）、又は中周波数（ＦＬ＝ＦＬ２）に切り替える制御を行う必要はない。
　また、本実施形態では、低トルク域において、高回転数域（Ｎ＞Ｎ３）、中回転数域（Ｎ１＜Ｎ≦Ｎ３）、低回転数域（Ｎ≦Ｎ１）においてそれぞれキャリア周波数を設定したが、回転数が上昇するについてキャリア周波数が上昇するように設定してもよい。
　［制御フロー］
　図３は、本実施形態のモータ制御方法のフロー図である。
　ステップＳ１において、駆動回路５はモータ９の回転数Ｎ（実測値、又は指令値、以下同様）がＮ３（高回転数）よりも高いか否かを判断し、ＹＥＳであればステップＳ２に移行し、ＮＯであればステップＳ６に移行する。
　ステップＳ２において、駆動回路５は、モータ９のトルクＴｒ（実測値、又は指令値、以下同様）がＴｒ３（高トルク）以下であるか否かを判断し、ＹＥＳであればステップＳ４に移行し、ＮＯであればステップＳ３に移行する。
　ステップＳ３において、駆動回路５はインバータ１の温度Ｔｅ（実測値、又は推定値、以下同様）が所定の閾値温度Ｔｅｔｈ（実測値に対応する閾値、又は推定値に対応する閾値）以上か否かを判断し、ＹＥＳであればステップＳ４に移行し、ＮＯであればステップＳ６に移行する。
　ここで、インバータ１の温度Ｔｅとしては、通常、推定値を用い、閾値温度Ｔｅｔｈも当該推定値用の値を適用する。推定値は、例えばモータ９の回転数及びトルクの積算（積分）量に基づいて推定する。一方、例えばモータ９等の冷却系に異常がある場合、インバータ１の温度Ｔｅは実測値（温度センサが検知する温度）を用い、閾値温度Ｔｅｔｈも当該実測値に対応する値を適用する。
　インバータ１に対する温度保護としては、前記のようにキャリア周波数を高周波数から低周波数、又は中周波数に切り替える制御と、トルク制限（駆動トルク及び回生制動トルクに上限を設定する）を実行する制御がある。しかし、キャリア周波数を高周波数から低周波数、又は中周波数に切り替えるためのインバータ１の閾値温度Ｔｅｔｈは、トルク制限を実行するためのインバータ１の温度閾値よりも所定温度低くなるように設定されている。
　したがって、実際には、インバータ１の温度が閾値温度Ｔｅｔｈを超えるとキャリア周波数を高周波数から低周波数、又は中周波数に切り替える制御を行って温度保護を図るが、何らかの原因で温度がさらに上昇し、インバータ１の温度Ｔｅがトルク制限を実行するための温度閾値を超えるとトルク制限を実行するように構成されている。
　ステップＳ４において、駆動回路５は、モータ９の回転数ＮがＮ１（低回転数）よりも高いか否かを判断し、ＹＥＳであればステップＳ５に移行し、ＮＯであればステップＳ７に移行する。
　ステップＳ５において、駆動回路５は、モータ９の回転数ＮがＮ２（中回転数）よりも高く、且つモータ９のトルクＴｒがＴｒ１（低トルク）＜Ｔｒ≦Ｔｒ２（中トルク）の関係を満たすか否かを判断し、ＹＥＳであればステップＳ９に移行し、ＮＯであればステップＳ８に移行する。
　ステップＳ６において、駆動回路５は、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ａ）にある場合、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｂ）にあり且つインバータ１の温度Ｔｅが閾値温度Ｔｅｔｈ未満である場合、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｃ）にあり且つインバータ１の温度Ｔｅが閾値温度Ｔｅｔｈ未満である場合、のいずれかであると判断してキャリア周波数ＦをＦ０（高周波数）に設定し且つＰＷＭ制御の変調方式を三相変調（３Ｐ．Ｍ．）に設定する。
　ステップＳ７において、駆動回路５は、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｄ）にある場合、又は動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｂ）にあり且つインバータ１の温度Ｔｅが閾値温度Ｔｅｔｈ以上である場合のいずれかと判断してキャリア周波数ＦをＦＬ１（低周波数）に設定し且つＰＷＭ制御の変調方式を三相変調（３Ｐ．Ｍ．）に設定する。
　ステップＳ８において、駆動回路５は、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｅ）にある場合、又は動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｃ）にあり且つインバータ１の温度Ｔｅが閾値温度Ｔｅｔｈ以上である場合のいずれかと判断してキャリア周波数ＦをＦＬ２（中周波数）に設定し且つＰＷＭ制御の変調方式を三相変調（３Ｐ．Ｍ．）に設定する。
　ステップＳ９において、駆動回路５は、動作点（回転数、トルク）が特性領域（Ｇ）にあると判断してキャリア周波数ＦをＦＬ２（中周波数）に設定し且つＰＷＭ制御の変調方式を二相変調（２Ｐ．Ｍ．）に設定する。駆動回路５は、モータ９の動作中に上記のフローを繰り返し実行する。
　図２に示すように、各領域に基づいてキャリア周波数Ｆを設定する場合に、動作点（回転数、トルク）が互いに隣接する領域の間を高い頻度で行き来する場合が発生する。この場合、キャリア周波数Ｆが高い頻度で切り替わる制御（チャタリング）となり、制御に負担が掛かる場合がある。このため、本実施形態ではキャリア周波数を切り替える制御に関して、その制御の判断基準となるトルク及び回転数に対してヒステリシス幅を設定（各物理量において、値が下降するときの第１閾値と、値が上昇するときの第２閾値とを設定し、第２閾値を第１閾値よりも高い値に設定）し、チャタリングを防止している。
　本実施形態では、前記のようにモータ９は巻線界磁式の同期モータであるが、励磁器９１に界磁電流を印加するとモータ９において逆起電力（界磁電流を妨げる方向の起電力（誘起電圧））が発生する。この逆起電力は、高回転数且つ高トルクの場合に顕著となる。
　図２に示すように、特性領域（Ａ）は、高回転数となる領域であって逆起電力が高い領域を含んでいる。当該領域において、通常の制御では動作点（回転数、トルク）を設定できず、界磁電流を流すことができない。そこで、界磁電流を弱める制御（弱め界磁制御）を行い、モータ９の動作点（回転数、トルク）を逆起電力が弱くなった領域に移動させることで、モータ９の出力範囲を拡大している。なお特性領域（Ａ）においては、三相変調の出力電圧・出力電流と、二相変調の出力電圧・出力電流は類似した特性を有する。
　特性領域（Ｂ）及び特性領域（Ｄ）（後述の特性領域（Ｈ）を除く）は、逆起電力が小さく弱め界磁制御は実行しない領域である。これらの領域では、例えば出力電圧・出力電流の品質が良く（例えば電圧リップルが小さい、又は許容範囲内である）、特に三相変調の方が二相変調よりも当該品質が良い。
　特性領域（Ｅ）（後述の特性領域（Ｈ）を除く）は、逆起電力がある程度発生しているが、弱め界磁制御を実行することなく動作点（回転数、トルク）を設定できる領域である。
　特性領域（Ｇ）は、特性領域（Ｅ）において、高回転数側且つ低トルク側であってトルク値がゼロ以上となる位置に偏在して配置されている。
　特性領域（Ｇ）では二相変調の方が三相変調よりも高い効率（損失が小さく電圧リップルが許容範囲内）が得られるため、二相変調が適用される。なお、特性領域（Ｅ）は後述の特性領域（Ｈ）とは重なっていない。
　特性領域（Ｈ）は、特性領域（Ｄ）及び特性領域（Ｅ）に亘って分布する。特性領域（Ｈ）は特性領域（Ｄ）の低トルク側と特性領域（Ｅ）の低トルク側に分布する。
　特性領域（Ｄ）において、特性領域（Ｈ）の境界は横軸とほぼ平行となっている。特性領域（Ｅ）において特性領域（Ｈ）の境界は回転数の上昇とともに単調に減少し、例えば回転数ＮがＮ２とＮ３の間においては横軸とほぼ平行となっている。特性領域（Ｈ）は、出力電流・出力電圧の基本波に対するリップルが増加する傾向となる領域である。よって特性領域（Ｈ）では、ＮＶＨ、ＥＭＣ等へ影響を及ぼすため、二相変調は適用しない。
　［本実施形態の効果］
　本実施形態のモータ制御方法によれば、モータ９に電力を供給する電力変換器（インバータ１）に所定のキャリア周波数でＰＷＭ信号を送信して電力変換器（インバータ１）をスイッチング制御することでモータ９を制御するモータ制御方法であって、モータ９の回転数（Ｎ）とモータ９のトルク（Ｔｒ）を軸とし、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）よりも高い領域を表す第１領域と、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）以下であり、且つトルク（Ｔｒ）が所定トルク（Ｔｒ３）よりも高い領域を表す第２領域と、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）以下であり、且つトルク（Ｔｒ）が所定トルク（Ｔｒ）以下の領域を表す第３領域と、を包含する特性座標において、現在の回転数（Ｎ）及びトルク（Ｔｒ）を表す動作点（回転数、トルク）が第１領域（特性領域（Ａ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を基準周波数（Ｆ０）に設定し、動作点（回転数、トルク）が第２領域（特性領域（Ｂ）、特性領域（Ｃ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を基準周波数（Ｆ０）、又は基準周波数（Ｆ０）よりも周波数の低い低周波数（ＦＬ）のいずれかを選択して設定し、動作点（回転数、トルク）が第３領域（特性領域（Ｄ）、特性領域（Ｅ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を低周波数（ＦＬ）に設定し、動作点（回転数、トルク）が第３領域（特性領域（Ｅ））の内側に配置された特定領域（特性領域（Ｇ））以外の領域に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を三相変調とし、動作点（回転数、トルク）が特定領域（特性領域（Ｇ））に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を二相変調とする。
　上記方法により、モータ９の回転数及びトルクに応じて適切なキャリア周波数を設定するとともに、三相変調のＰＷＭ制御よりも二相変調のＰＷＭ制御が有利となる領域（例えば、スイッチング損失が小さく且つ電圧リップルが低く抑えられる領域）において二相変調のＰＷＭ制御を適用することで、（回転数、トルク）で表される特性座標のあらゆる位置に対応して効率的なスイッチング制御を実現できる。
　本実施形態において、動作点（回転数、トルク）が第３領域（特性領域（Ｄ）、特性領域（Ｅ））に含まれる場合において、低周波数（ＦＬ）を回転数（Ｎ）に基づいて周波数が互いに異なる複数のキャリア周波数（Ｆ）から選択し、回転数（Ｎ）が低くなるほど低周波数（ＦＬ）として周波数の低いキャリア周波数（Ｆ）を設定する。
　上記方法により、回転数（Ｎ）に対応して最適化された低周波数（ＦＬ）が選択されるので、スイッチング制御の効率性をより高めることができる。
　第３領域（特性領域（Ｄ）、特性領域（Ｅ））は、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）よりも低い第２所定回転数（Ｎ１）以下の第４領域（特性領域（Ｄ））と、回転数（Ｎ）が第２所定回転数（Ｎ１）よりも高くなる第５領域（特性領域（Ｅ））と、を含み、動作点（回転数、トルク）が第４領域（特性領域（Ｄ））に含まれる場合に設定される低周波数（ＦＬ＝ＦＬ１）を、動作点（回転数、トルク）が第５領域（特性領域（Ｅ））に含まれる場合に設定される低周波数（中周波数）（ＦＬ＝ＦＬ２）よりも低く設定する。
　上記方法により、回転数（Ｎ）に対応して最適化された低周波数（ＦＬ＝ＦＬ１（低周波数）、ＦＬ２（中周波数））が選択されるので、スイッチング制御の効率性をより高めることができる。
　本実施形態において、モータ９は巻線界磁式同期モータであり、特定領域（特性領域（Ｇ））は、第５領域（特性領域（Ｅ））において高回転数側且つ低トルク側であってトルク値がゼロよりも高い位置に偏在している。
　上記方法により、二相変調の方が三相変調よりも高い効率（損失が小さく電圧リップルが許容範囲内）となる特定領域（特性領域（Ｇ））に二相変調を設定することで、高い効率で出力電圧・出力電流を出力することができる。
　本実施形態において、動作点（回転数、トルク）が第２領域（特性領域（Ｂ）、特性領域（Ｃ））に含まれる場合において、電力変換器（インバータ１）の温度（Ｔｅ）が所定の閾値温度（Ｔｅｔｈ）以下の場合は、キャリア周波数（Ｆ）を基準周波数（Ｆ０）に設定し、電力変換器（インバータ１）の温度（Ｔｅ）が所定の閾値温度（Ｔｅｔｈ）を超えた場合は、キャリア周波数（Ｆ）を第３領域（特性領域（Ｄ）、特性領域（Ｅ））であって回転数（Ｎ）に対応する低周波数（ＦＬ）に設定する。
　電圧変換器（インバータ１）の温度保護としては、トルク制限を行う制御があるが、これを行うとドライバーに不快感を与える虞がある。しかし、上記方法により、トルク制限を行うことなく（トルク制限を行う前に）電力変換器（インバータ１）の温度保護を行うことができ、且つドライバーに不快感を与えることもない。
　本実施形態において、電力変換器の温度を、回転数及びトルクに基づいて推定する。
　上記方法により、電力変換器（インバータ１）の温度を電力変換器（インバータ１）の実温度を検知するよりも迅速に推定することができる。
　本実施形態において、動作点（回転数、トルク）を、モータ９の回転数指令値及びモータ９のトルク指令値に基づいて設定する。これにより、動作点（回転数、トルク）を迅速に特定することができ、制御を迅速に行うことができる。
　また、本実施形態のモータ制御装置１００によれば、モータ９に電力を供給する電力変換器（インバータ１）に所定のキャリア周波数でＰＷＭ信号を送信して電力変換器（インバータ１）をスイッチング制御することでモータ９を制御するモータ制御装置１００であって、モータ９の回転数（Ｎ）とモータ９のトルク（Ｔｒ）を軸とし、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）よりも高い領域を表す第１領域と、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）以下であり、且つトルク（Ｔｒ）が所定トルク（Ｔｒ３）よりも高い領域を表す第２領域と、回転数（Ｎ）が第１所定回転数（Ｎ３）以下であり、且つトルク（Ｔｒ）が所定トルク（Ｔｒ）以下の領域を表す第３領域と、を包含する特性座標において、現在の回転数（Ｎ）及びトルク（Ｔｒ）を表す動作点（回転数、トルク）が第１領域（特性領域（Ａ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を基準周波数（Ｆ０）に設定し、動作点（回転数、トルク）が第２領域（特性領域（Ｂ）、特性領域（Ｃ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を基準周波数（Ｆ０）、又は基準周波数（Ｆ０）よりも周波数の低い低周波数（ＦＬ）のいずれかを選択して設定し、動作点（回転数、トルク）が第３領域（特性領域（Ｄ）、特性領域（Ｅ））に含まれる場合は、キャリア周波数（Ｆ）を低周波数（ＦＬ）に設定し、動作点（回転数、トルク）が第３領域（特性領域（Ｅ））の内側に配置された特定領域（特性領域（Ｇ））以外の領域に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を三相変調とし、動作点（回転数、トルク）が特定領域（特性領域（Ｇ））に含まれる場合はＰＷＭ信号の変調方式を二相変調とする。
　上記構成により、モータ９の回転数及びトルクに応じて適切なキャリア周波数を設定するとともに、三相変調のＰＷＭ制御よりも二相変調のＰＷＭ制御が有利となる領域（例えば、スイッチング損失が小さく且つ電圧リップルが低く抑えられる領域）において二相変調のＰＷＭ制御を適用することで、（回転数、トルク）で表される特性座標のあらゆる位置に対応して効率的なスイッチング制御を実現できる。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (8)

  1. 　モータに電力を供給する電力変換器に所定のキャリア周波数でＰＷＭ信号を送信して前記電力変換器をスイッチング制御することで前記モータを制御するモータ制御方法であって、
    　前記モータの回転数と前記モータのトルクを軸とし、前記回転数が第１所定回転数よりも高い領域を表す第１領域と、前記回転数が前記第１所定回転数以下であり、且つ前記トルクが所定トルクよりも高い領域を表す第２領域と、前記回転数が前記第１所定回転数以下であり、且つ前記トルクが前記所定トルク以下の領域を表す第３領域と、を包含する特性座標において、
    　現在の前記回転数及び前記トルクを表す動作点が前記第１領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を基準周波数に設定し、
    　前記動作点が前記第２領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を前記基準周波数、又は前記基準周波数よりも周波数の低い低周波数のいずれかを選択して設定し、
    　前記動作点が前記第３領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を前記低周波数に設定し、
    　前記動作点が前記第３領域の内側に配置された特定領域以外の領域に含まれる場合は前記ＰＷＭ信号の変調方式を三相変調とし、
    　前記動作点が前記特定領域に含まれる場合は前記ＰＷＭ信号の変調方式を二相変調とするモータ制御方法。
  2. 　前記動作点が前記第３領域に含まれる場合において、
    　前記低周波数を前記回転数に基づいて周波数が互いに異なる複数の前記キャリア周波数から選択し、前記回転数が低くなるほど前記低周波数として周波数の低い前記キャリア周波数を設定する請求項１に記載のモータ制御方法。
  3. 　前記第３領域は、前記回転数が前記第１所定回転数よりも低い第２所定回転数以下の第４領域と、前記回転数が前記第２所定回転数よりも高くなる第５領域と、を含み、
    　前記動作点が前記第４領域に含まれる場合に設定される前記低周波数を、前記動作点が前記第５領域に含まれる場合に設定される前記低周波数よりも低く設定する請求項１に記載のモータ制御方法。
  4. 　前記モータは巻線界磁式同期モータであり、
    　前記特定領域は、前記第５領域において高回転数側且つ低トルク側であってトルク値がゼロよりも高い位置に偏在している請求項３に記載のモータ制御方法。
  5. 　前記動作点が前記第２領域に含まれる場合において、
    　前記電力変換器の温度が所定の閾値温度以下の場合は、前記キャリア周波数を前記基準周波数に設定し、
    　前記電力変換器の温度が前記所定の閾値温度を超えた場合は、前記キャリア周波数を前記第３領域であって前記回転数に対応する前記低周波数に設定する請求項２から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  6. 　前記電力変換器の温度を、前記回転数及び前記トルクに基づいて推定する請求項５に記載のモータ制御方法。
  7. 　前記動作点を、前記モータの回転数指令値及び前記モータのトルク指令値に基づいて設定する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  8. 　モータに電力を供給する電力変換器に所定のキャリア周波数でＰＷＭ信号を送信して前記電力変換器をスイッチング制御することで前記モータを制御するモータ制御装置であって、
    　前記モータの回転数と前記モータのトルクを軸とし、前記回転数が所定回転数よりも高い領域を表す第１領域と、前記回転数が前記所定回転数以下であり、且つ前記トルクが所定トルクよりも高い領域を表す第２領域と、前記回転数が前記所定回転数以下であり、且つ前記トルクが前記所定トルク以下の領域を表す第３領域と、を包含する特性座標において、
    　前記モータの現在の前記回転数及び前記トルクを表す動作点が前記第１領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を基準周波数に設定し、
    　前記動作点が前記第２領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を前記基準周波数、又は前記基準周波数よりも周波数の低い低周波数のいずれかを選択して設定し、
    　前記動作点が前記第３領域に含まれる場合は、前記キャリア周波数を前記低周波数に設定し、
    　前記動作点が前記第３領域の内側に配置された特定領域以外の領域に含まれる場合は前記ＰＷＭ信号の変調方式を三相変調とし、
    　前記動作点が前記特定領域に含まれる場合は前記ＰＷＭ信号の変調方式を二相変調とするモータ制御装置。
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