WO2023238399A1 - 光変調器 - Google Patents

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WO2023238399A1
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electrode
optical modulator
optical
bias
semiconductor layer
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English (en)
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Inventor
健 都築
真 地蔵堂
Original Assignee
日本電信電話株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour 
    • G02F1/015—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on semiconductor elements having potential barriers, e.g. having a PN or PIN junction

Definitions

  • An optical modulator that directly modulates an optical signal with a broadband baseband signal is one of the important devices.
  • a Mach-Zehnder (MZ) type optical modulator has a structure in which light incident on an optical waveguide is split into two waveguides with an intensity of 1:1, the split light is propagated for a certain length, and then recombined.
  • the phase of the two branched lights is changed by a phase modulation section provided in each of the two branched optical waveguides.
  • the intensity and phase of the light can be modulated by changing the interference conditions of the light when the two phase-changed lights are combined.
  • dielectrics such as LiNbO 3 and semiconductors such as InP, GaAs, and Si are used.
  • a modulated electrical signal By inputting a modulated electrical signal to an electrode placed near an optical waveguide made of these materials and applying a modulating voltage to the optical waveguide, the phase of light propagating through the optical waveguide is changed.
  • the Pockels effect As a mechanism for changing the phase of light in the MZ type optical modulator, when the material is LiNbO 3 , the Pockels effect is used. When the material is InP or GaAs, the Pockels effect and the Quantum Confined Stark Effect (QCSE) are used, and when the material is Si, the carrier plasma effect is mainly used.
  • QCSE Quantum Confined Stark Effect
  • an optical modulator with high modulation speed and low driving voltage is required. Specifically, it is required to perform optical modulation at a high speed of 10 Gbps or higher and with an amplitude voltage of several volts. To achieve this, it is necessary to match the speed of the high-speed electrical signal with the speed of light propagating through the phase modulator, so that the light and electrical signals interact as they propagate.
  • a wave electrode is required.
  • optical modulators using traveling wave electrodes optical modulators with electrode lengths ranging from several mm to several tens of mm have been put into practical use, for example, as disclosed in Non-Patent Document 1.
  • Optical modulators using traveling wave electrodes have low-loss, low-reflection electrode structures and optical waveguide structures that allow propagation without reducing both the amplitude of electrical signals and the intensity of light propagating through the waveguide. Desired. In other words, for electrical signals, an electrode structure with low reflection loss and propagation loss is required over a wide frequency band, and for light, a waveguide is required that has low reflection and can efficiently confine light and propagate it without loss. Structure is needed.
  • Si optical modulator in which the optical waveguide is made of Si, which is promising from the viewpoint of substrate material and manufacturing process.
  • a Si optical modulator is manufactured from an SOI (Silicon on Insulator) substrate in which a thin film of Si is pasted on an oxide film (BOX: Buried Oxide) layer obtained by thermally oxidizing the surface of the Si substrate.
  • SOI Silicon on Insulator
  • BOX oxide film
  • a Si thin film is processed into a thin wire so that light can be guided through the SOI layer, and then impurities are implanted so that a p-type semiconductor and an n-type semiconductor can be formed.
  • SiO 2 is deposited to become an optical cladding layer, and electrodes are formed and the like.
  • the optical waveguide must be designed and processed to reduce optical loss.
  • p-type and n-type impurity doping and electrode fabrication must be designed and processed to minimize optical loss, as well as reflection loss and propagation loss of high-speed electrical signals.
  • FIG. 1 shows a cross-sectional structure of an optical waveguide that is the basis of a conventional Si optical modulator.
  • FIG. 1 shows a cross section (xz plane) of an optical waveguide 200 configured on an SOI substrate taken perpendicularly to the direction in which light travels (y axis). Light propagates in a direction perpendicular to the paper (y-axis direction).
  • the optical waveguide 200 of the Si optical modulator is composed of a Si layer 2 sandwiched between upper and lower SiO 2 cladding layers 1 and 3.
  • the thin Si wire formed in the center of FIG. 1 for confining light has a structure called a rib waveguide with different thicknesses. That is, as shown in FIG.
  • a heavily doped p-type semiconductor layer 211 and a highly doped n-type semiconductor layer 214 are provided in the thin slab regions 202a and 202b on both sides of the optical waveguide core of the thick Si layer 201, respectively. Further, in the optical waveguide core of the Si layer 201 and in the vicinity thereof, a pn junction structure is formed by a medium concentration p-type semiconductor layer 212 and a medium concentration n-type semiconductor layer 213. As will be described later, a modulated electrical signal and a bias voltage are applied from both left and right ends of the Si layer 2 in FIG. 1 via electrodes (not shown).
  • a pin structure is formed in which an undoped i-type (intrinsic) semiconductor is sandwiched between the pn junction structure formed by the medium concentration p-type semiconductor layer 212 and the medium concentration n-type semiconductor layer 213. Also good.
  • the phase modulation operation in the optical waveguide 200 of the Si optical modulator can be explained as follows. Although not shown in FIG. 1, two metal electrodes are provided in contact with the high concentration p-type semiconductor layer 211 and the high concentration n-type semiconductor layer 214 at both ends of the Si layer 2, respectively. A reverse bias voltage is applied to the pn junction at the center of the core via two metal electrodes along with a radio frequency (RF) modulated electrical signal. That is, a voltage with the high concentration n-type semiconductor layer 214 side at a positive potential and the high concentration p-type semiconductor layer 211 side at a negative potential is applied from the right end to the left end of the optical waveguide 200 (in the x-axis direction).
  • RF radio frequency
  • the carrier density inside the core of thick Si layer 201 is changed by the reverse bias voltage and the modulated electrical signal.
  • the phase of light propagating through the core of the optical waveguide can be modulated by changing the refractive index of the core 201 of the optical waveguide by the carrier plasma effect by changing the carrier density.
  • FIG. 2 shows a planar structure of the Si (SOI) substrate surface (xy plane) seen from above
  • FIG. 3 shows a cross-sectional structure taken along III-III' in FIG.
  • the optical input from the left optical modulator end is branched into two optical waveguides 7a, 7b, and applied between the upper and lower RF electrodes 5a, 5b and the central DC electrode 6.
  • the phase is modulated by a modulated electrical signal (RF signal). After being modulated, the light is recombined and output as modulated light from the right end of the optical modulator.
  • RF signal modulated electrical signal
  • FIG. 5 shows a cross-sectional structure taken along the line V-V' in FIG. 4, and shows only the phase modulation section including the CPW corresponding to one optical waveguide 7a undergoing modulation.
  • One phase modulation section is an optical waveguide having a cross-sectional structure similar to the optical waveguide 200 shown in FIG. 1. It includes an RF electrode 15a, which is a high frequency line that inputs one of a pair of differential modulated electric signals (RF signals), and two ground electrodes 16a and 17 provided to sandwich the RF electrode 15a.
  • RF electrode 15a which is a high frequency line that inputs one of a pair of differential modulated electric signals (RF signals)
  • RF signals differential modulated electric signals
  • the ground electrode 17 is not in contact with any semiconductor layer, together with the ground electrode 16a, it forms a high frequency transmission line (CPW) with a GSG (Ground Signal Ground) structure for the RF electrode 15a.
  • CPW high frequency transmission line
  • GSG Ground Signal Ground
  • the characteristic impedance of the RF electrode as a transmission line can be adjusted and the transmission characteristics can be improved.
  • the signal line formed by the RF electrode 15a is surrounded by the two ground electrodes 16a and 17, it is possible to form an optical modulator with less signal leakage and less crosstalk and propagation loss.
  • FIG. 5 shows a phase modulation section that includes an RF electrode 15a that is a high frequency line that inputs one of the modulated electric signals (RF signals) in a differential configuration, it also includes the other RF electrode 15b.
  • the phase modulation section also has the same configuration as that in FIG. 5, except that the arrangement order of the plurality of semiconductor regions in the x-axis direction is reversed with the z-axis as the axis of symmetry.
  • the characteristic impedance of the RF electrodes 15a, 15b of the Si optical modulator as a high frequency transmission line is greatly influenced by the capacitance of the pn junction of the Si layer optical waveguide cores 7a, 7b.
  • the capacitance between the RF electrode and the ground electrode also has an effect, in a Si modulator with a dual electrode structure, by adjusting the capacitance between the RF electrode 15a and the ground electrode 17, , it is relatively easy to adjust the characteristic impedance. It is possible to set the characteristic impedance to about 50 ⁇ in a single-ended drive configuration and to about 100 ⁇ in a differential drive configuration.
  • the RF electrode 15a is in contact with the high concentration n-type semiconductor layer 214, and the ground electrode 16a is in contact with the high concentration p-type semiconductor layer 211.
  • the direction of the pn junction may be reversed so that the RF electrode 15a is in contact with the high concentration p-type semiconductor layer and the ground electrode 16a is in contact with the high concentration n-type semiconductor layer.
  • the pn junction can be reverse biased by applying a negative voltage to the ground electrode 16a as a bias voltage superimposed on the RF signal and applied to the RF electrode 15a.
  • the charges on the two ground electrodes 16a and 17 propagate in the y-axis direction together with the charges on the RF electrode 15a.
  • the distribution of charges in the x-axis direction at the output end of the optical modulator at a certain time has a positive maximum at the center of the RF electrode 15a, and a negative distribution on the RF electrode 15a side of each of the ground electrodes 16a and 17.
  • the polarity of the charge on each electrode changes over time.
  • the RF signal 21 propagates while applying a modulation effect to the optical waveguide 7a, and is terminated at a terminating resistor (not shown) connected to the right end of the RF electrode 15a.
  • a terminating resistor not shown
  • FIG. 8(a) shows a structure similar to the conventional dual electrode structure Si optical modulator shown in FIG. 5. That is, one optical waveguide core 7a is provided between the RF electrode 15a and the ground electrode 16a, and within the optical waveguide core 7a, there is a p-n junction formed by a medium concentration p-type semiconductor layer 212 and a medium concentration n-type semiconductor layer 213. A structure is formed.
  • the RF electrode 15a is in contact with the high concentration n-type semiconductor layer 214 via vias 42b and 44b.
  • the ground electrode 16a is in contact with the highly doped p-type semiconductor layer 211 via vias 42a and 44a.
  • a reverse bias voltage is applied to the pn junction or pin junction at the center of the core together with a modulated electrical signal of radio frequency (RF). That is, a voltage with the high concentration n-type semiconductor layer 214 side at a positive potential and the high concentration p-type semiconductor layer 211 at a negative potential is applied from the right end to the left end of the optical waveguide 200 (in the x-axis direction).
  • the carrier density inside the core of thick Si layer 201 is changed by the reverse bias voltage and the modulated electrical signal.
  • the phase of light propagating through the core of the optical waveguide can be modulated by changing the refractive index of the core 201 of the optical waveguide by the carrier plasma effect by changing the carrier density.
  • FIG. 9 shows a drive circuit for a conventional single-electrode Mach-Zehnder optical modulator
  • FIG. 10 shows a drive circuit for a conventional dual-electrode Mach-Zehnder optical modulator.
  • a driver IC 300 having an open collector output stage is connected to one end of the RF electrode of the optical modulator, and a terminating resistor RL is connected to the other end.
  • An open collector driver has no transmission end resistance and can be connected to an optical modulator of any impedance. Therefore, when an open collector driver is used, the power consumed by the transmission end resistance can be reduced, and an optical modulator with high power efficiency and low power consumption can be provided.
  • one embodiment of the present invention includes a semiconductor layer having a pn junction in an optical waveguide core, an RF electrode and a ground electrode for applying a radio frequency (RF) signal to the semiconductor layer.
  • an optical modulator that modulates an optical signal by applying a bias voltage to the semiconductor layer together with the RF signal, comprising a bias electrode disposed to face the ground electrode inside the substrate, and the RF electrode and the bias electrode are connected to the semiconductor layer.
  • FIG. 1 is a diagram showing the cross-sectional structure of an optical waveguide that is the basis of a conventional Si optical modulator.
  • FIG. 2 is a plan view showing a Si optical modulator that constitutes a conventional single-electrode Mach-Zehnder optical modulator;
  • FIG. 3 is a cross-sectional view showing a Si optical modulator that constitutes a conventional single-electrode Mach-Zehnder optical modulator.
  • FIG. 4 is a plan view showing a Si optical modulator constituting a conventional dual electrode Mach-Zehnder optical modulator;
  • FIG. 5 is a cross-sectional view showing a Si optical modulator constituting a conventional dual-electrode Mach-Zehnder optical modulator;
  • FIG. 1 is a diagram showing the cross-sectional structure of an optical waveguide that is the basis of a conventional Si optical modulator.
  • FIG. 2 is a plan view showing a Si optical modulator that constitutes a conventional single-electrod
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the propagation state in a dual-electrode Si optical modulator with a CPW structure
  • FIG. 7 is a plan view showing a dual-electrode Si optical modulator with a conventional CPW structure
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing a dual-electrode Si optical modulator with a conventional CPW structure.
  • FIG. 9 is a diagram showing a drive circuit of a conventional single-electrode Mach-Zehnder optical modulator
  • FIG. 10 is a diagram showing a drive circuit of a conventional dual-electrode Mach-Zehnder optical modulator
  • FIG. 11 is a plan view showing a dual electrode Si optical modulator according to Example 1 of the present invention
  • FIG. 12 is a cross-sectional view showing a dual-electrode Si optical modulator according to Example 1 of the present invention
  • FIG. 13 is a diagram showing the charge distribution when a modulated electrical signal is applied to the Si optical modulator of Example 1
  • FIG. 14 is a cross-sectional view showing a dual-electrode Si optical modulator according to Example 1 of the present invention.
  • the optical modulator of this embodiment is a dual-electrode Si optical modulator with a CPW structure, and has an electrode for applying a bias voltage to the RF electrode, in addition to the bias voltage applied to the optical modulator along with the RF signal. Be prepared. Even in a dual-electrode structure, it is possible to adjust the bias conditions to the optimal level, allowing for higher-speed operation and providing high-quality, high-performance optical modulators that can be applied to long-distance optical communications. can. Further, the optical modulator of this embodiment can be manufactured using a CMOS compatible process suitable for mass production, and a low-cost optical modulator can be provided.
  • FIG. 11 and 12 show a dual-electrode Si optical modulator according to Example 1 of the present invention.
  • FIG. 11(a) shows a planar structure of the Si (SOI) substrate surface (xy plane) viewed from above, and
  • FIG. 11(b) shows a planar structure of only the bias electrode extracted.
  • FIG. 11(c) shows a planar structure excluding the bias electrode, which is the same as the structure of the conventional dual-electrode Si optical modulator shown in FIG.
  • Light input from the left optical modulator end is branched into two optical waveguides 7a and 7b, modulated, and then recombined and output as modulated light from the right optical modulator end.
  • the optical modulator has a CPW consisting of two ground electrodes 16a and 17 sandwiching an RF electrode 15a with respect to the optical waveguide 7a.
  • the optical waveguide 7b has a CPW consisting of two ground electrodes 16b and 17 sandwiching the RF electrode 15b.
  • the optical modulator of Example 1 differs from conventional optical modulators in the structure of the ground electrode, and will be described in detail with reference to cross-sectional views.
  • FIG. 12(a) shows a cross-sectional structure taken along XIIa-XIIa' in FIG. 11(a)
  • FIG. 12(b) shows a cross-sectional structure taken along XIIb-XIIb' in FIG. 11(a).
  • One optical waveguide core 7a is provided between the RF electrode 15a and the ground electrode 16a, and within the optical waveguide core 7a, a pn junction structure consisting of a medium concentration p-type semiconductor layer 212 and a medium concentration n-type semiconductor layer 213 is provided. It is formed.
  • the RF electrode 15a is in contact with the high concentration n-type semiconductor layer 214 via vias 42b and 44b.
  • the ground electrode 16a is not in contact with any semiconductor layer and forms a CPW with respect to the RF electrode 15a.
  • a bias electrode 18a disposed close to the ground electrode 16a and facing inside the substrate is in contact with the heavily doped p-type semiconductor layer 211 via vias 42a and 44a.
  • it has a bias electrode 19 which is close to the ground electrode 17 and is arranged to face inside the substrate.
  • the optical modulator is different from conventional optical modulators in that the ground electrodes sandwiching the RF electrode 15a have a structure divided into a ground electrode and a bias electrode.
  • the straight wiring electrode 41 connects the two bias electrodes 18a and 19 without forming a via connecting the RF electrode 15a to the Si semiconductor layer 214. are doing. Therefore, the wiring electrode 41 is not in contact with the RF electrode 15a and the via 42b.
  • the two ground electrodes 16a and 17 are not connected by a wiring electrode, which is also different from conventional optical modulators.
  • the ground electrodes 16a and 17 are connected to a ground pad (not shown) of the driver IC or the ground pad of the package housing the optical modulator.
  • the bias electrodes 18a and 19 are connected to a pad (not shown) for supplying a bias voltage, and can individually apply a reverse bias voltage to the optical modulator.
  • the reverse bias voltage (Vpn) applied to the pn junction of the optical modulator is the power supply voltage (VCC) applied to the RF electrodes 15a, 15b, and the voltage (Vbias) applied to the bias electrodes 18a, 18b. ).
  • Vpn VCC-Vbias
  • the power supply voltage (VCC) to the driver IC is determined so that the driving conditions of the driver IC are optimal.
  • the reverse bias voltage (Vpn) is set by adjusting the voltage (Vbias) applied to the bias electrodes 18a and 18b so that the optimum bias voltage is applied to the pn junction of the Si optical modulator. do.
  • FIG. 13 shows the charge distribution when a modulated electrical signal is applied to the Si optical modulator of Example 1.
  • 13(a) shows the charge distribution in the XIIa-XIIa' cross section in FIG. 11(a)
  • FIG. 13(b) shows the charge distribution in the XIIb-XIIb' cross section in FIG. 11(a).
  • a CPW is an unbalanced line in which the charge on the RF line is balanced by charges of opposite polarity induced in two ground electrodes. The charges are concentrated near the pn junction in the Si optical waveguide, where the distance between the electrodes is the narrowest, but they are also distributed in the electrodes themselves.
  • FIG. 13 shows a state in which a positive charge exists on the RF electrode 15a at a certain point in time due to the input of an RF signal.
  • the charge induced in the bias electrode 18a via the pn junction is a negative charge. Since the bias electrode 18a and the ground electrode 16a face each other and are close to each other with the thin SiO 2 cladding layer 3 in between, they operate as a capacitor and induce a positive charge in the ground electrode 16a. When the RF signal propagates through the electrode 15a, the induced charges also propagate to the bias electrode 18a and the adjacent ground electrode 16a, respectively. Therefore, the bias electrode 18a and the ground electrode 16a are separated from each other in terms of direct current (DC), but can be considered as an integrated electrode in terms of alternating current (AC).
  • DC direct current
  • AC alternating current
  • the core of the optical modulator of Example 1 is connected to the ground electrode in an alternating current manner for a radio frequency (RF) modulated electric signal, and connected to a bias electrode in a direct current manner for a bias voltage.
  • RF radio frequency
  • bias electrode 18a and the ground electrode 16a are not sufficiently close to each other but are far apart, or if their relative overlapping area is small, they will not function sufficiently as a capacitor and no charge will be induced. At this time, the bias electrode 18a and the ground electrode 16a cannot be seen as an integrated electrode in terms of RF voltage.
  • the bias electrode 18a resonates with the high frequency signal induced by the RF electrode 15a, and a phenomenon occurs in which the propagation of the RF signal fails at a specific frequency. This becomes a factor in deteriorating the characteristics of an optical modulator that is required to modulate light in a wide frequency band.
  • the bias electrode 18a and the ground electrode 16a are not only close to each other in the Z-axis direction on the Si (SOI) substrate, but also have a more effective structure as the area where they overlap in the xy plane is larger.
  • the RF signal resonates due to the length between the ground electrodes 16a, 17 and the ground pad, and the length between the bias electrodes 18a, 19 and the pad for supplying the bias voltage. This tends to occur when the length is 1/2 or 1/4 of the wavelength of the signal.
  • FIG. 14 shows a dual-electrode Si optical modulator according to Example 2 of the present invention.
  • the optical modulator of Example 2 differs from the conventional optical modulator and the optical modulator of Example 1 in the structure of the ground electrode.
  • FIG. 14(a) shows a cross-sectional structure in which there is no wiring electrode 41 connecting between the two bias electrodes 18a and 19, and FIG. 14(b) shows the structure of FIG. ), a cross-sectional structure with a wiring electrode 41 is shown.
  • the bias electrode 18a and the ground electrode 16a are provided on the upper surface of the Si (SOI) substrate, and are connected to the bias electrode 18c and the ground electrode 16c formed inside the SiO 2 cladding layer 3 by vias, respectively. .
  • one pair of electrodes is formed in the z-axis direction in FIG. 14, multiple pairs of electrodes may be formed. In this way, the area of the capacitor formed by the bias electrode 18c and the ground electrode 16c can be increased.
  • the range of frequencies in which the bias electrode 18a and the ground electrode 16a can be seen as an integrated electrode in terms of RF voltage is widened. That is, as the area of the capacitor increases and the capacitance increases, it is possible to follow the movement of charges down to lower frequencies. Furthermore, as the capacitance of the capacitor increases, the amount of charge accumulated between the electrodes increases, so the Coulomb force due to positive and negative charges acts more strongly, and the bias electrode 18a and the ground electrode 16a become more integrated in terms of RF voltage. can be considered.
  • the ground electrode 17 is omitted, and only the bias electrode 19 adjacent to the ground electrode 17 is provided.
  • the bias electrode 19 and the ground electrode 17 can be regarded as one in terms of RF voltage, so one of them can be provided and the other can be omitted.
  • the present invention can be generally used in optical communication systems. In particular, it can be applied to an optical modulator in an optical transmitter of an optical communication system.

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Abstract

デュアル電極型の構造においても、最適なバイアス条件に調整することができる光変調器を提供する。光導波路コアにｐｎ接合を有する半導体層と、前記半導体層に高周波（ＲＦ）信号を印加するためのＲＦ電極およびグラウンド電極とを含み、前記ＲＦ信号とともにバイアス電圧を前記半導体層に印加して光信号を変調する光変調器において、前記グラウンド電極と基板の内部において対向して配置されたバイアス電極を備え、前記ＲＦ電極と前記バイアス電極とが、前記半導体層に接続されている。

Description

光変調器
　本発明は、光変調器に関し、より詳細には、光通信システム、光情報処理システム等において用いられ、高速で光変調動作をさせ、周波数特性および波形品質に優れ、かつ長距離への光通信が可能な光変調器に関する。
　高精細な動画配信サービスや移動体通信の普及などにより、ネットワークを流れるトラフィック量は膨大なものとなっており、さらに年々増加を続けている。このようなトラフィック需要に応え得る高速・大容量光ネットワークの構築に向け、各ノードにおいて使用される高速動作が可能な基本デバイスの開発が精力的に行われている。光信号を広帯域なベースバンド信号で直接変調する光変調器は、その重要なデバイスの１つである。
　マッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器は、光導波路に入射した光を２つの導波路に１：１の強度で分岐し、分岐した光を一定の長さ伝搬させた後に、再度合波させる構造を持つ。ＭＺ型光変調器では、２つに分岐された光導波路にそれぞれ設けられた位相変調部によって、分岐した２つの光の位相を変化させる。２つの位相変化を受けた光が合波されるときの光の干渉条件を変えることにより、光の強度や位相を変調することができる。
　ＭＺ型光変調器の光導波路を構成する材料としては、ＬｉＮｂＯ３等の誘電体、ＩｎＰ、ＧａＡｓ、Ｓｉ等の半導体が用いられる。これらの材料で構成された光導波路の近傍に配置された電極に変調電気信号を入力して、光導波路に変調電圧を印加することにより、光導波路を伝搬する光の位相を変化させる。
　ＭＺ型光変調器において光の位相を変化させるメカニズムとしては、材料がＬｉＮｂＯ３の場合にはポッケルス効果を利用する。材料がＩｎＰ、ＧａＡｓの場合には、ポッケルス効果、量子閉じ込めシュタルク効果（Quantum Confined Stark Effect：ＱＣＳＥ）を利用し、材料がＳｉの場合には、キャリアプラズマ効果を主として用いる。
　高速で低消費電力な光通信を行うためには、変調速度が速く、駆動電圧の低い光変調器が必要となる。具体的には、１０Ｇｂｐｓ以上の高速で、かつ、数ボルトの振幅電圧で光変調を行うことが求められている。これを実現するためには、高速の電気信号の速度と、位相変調器の中を伝搬する光の速度とを整合させ、光と電気信号を伝搬させながら両者が相互作用を行うようにする進行波電極が必要となる。進行波電極を用いた光変調器としては、例えば非特許文献１に開示されているように、電極の長さを数ｍｍから数十ｍｍに達する光変調器が実用化されている。
　進行波電極を用いた光変調器では、電気信号の振幅と導波路を伝搬する光の強度とをそれぞれ落とさずに伝搬させることができるよう、低損失で反射の少ない電極構造および光導波路構造が求められる。すなわち、電気信号については、広い周波数帯域に渡って反射損失および伝搬損失が少ない電極構造が必要であり、光については、反射が少なく効率良く光を閉じ込めて、損失無く伝搬させることができる導波路構造が必要である。
　ＭＺ型光変調器には、基板材料および作製プロセスの観点から有望なものとして、光導波路をＳｉによって構成したＳｉ光変調器がある。Ｓｉ光変調器は、Ｓｉ基板の表面を熱酸化した酸化膜（ＢＯＸ:Buried Oxide）層上に、Ｓｉの薄膜を張り付けたＳＯＩ（Silicon on Insulator）基板から作製される。光導波路は、ＳＯＩ層を光が導波できるようにＳｉ薄膜を細線に加工した後、ｐ型半導体およびｎ型半導体を構成できるように不純物を注入する。最後に、光のクラッド層となるＳｉＯ２を堆積し、電極の形成等を行って、作製される。
　このとき、光の導波路は光損失が小さくなるように設計・加工する必要がある。具体的には、ｐ型およびｎ型の不純物ドーピングおよび電極の作製は、光の損失を小さく抑えるとともに、高速電気信号の反射損失および伝搬損失も小さく抑えるように設計・加工する必要がある。
　図１に、従来技術のＳｉ光変調器の基本となる光導波路の断面構造を示す。図１は、ＳＯＩ基板上に構成された光導波路２００を、光の進行方向（ｙ軸）に垂直に切った断面（ｘ－ｚ面）を示している。光は紙面垂直方向（ｙ軸方向）に伝搬する。Ｓｉ光変調器の光導波路２００は、上下のＳｉＯ２クラッド層１、３に挟まれたＳｉ層２で構成される。図１の中央に形成された、光を閉じ込めるためのＳｉ細線は、厚さに差があるリブ導波路と呼ばれる構造である。すなわち、リブ導波路は、図１に示したように、中央部の厚いＳｉ層２０１と、その両側にある薄いスラブ領域２０２ａ、２０２ｂとから構成されている。Ｓｉ層２の中央の厚いＳｉ層２０１をコアとし、周囲のＳｉＯ２クラッド層１、３との屈折率差を利用して、紙面垂直方向に伝搬する光を閉じ込める光導波路２００を構成する。
　厚いＳｉ層２０１の光導波路コアの両側にある薄いスラブ領域２０２ａ、２０２ｂには、それぞれ、高濃度ｐ型半導体層２１１、高濃度ｎ型半導体層２１４が設けられる。さらに、Ｓｉ層２０１の光導波路コアおよびその近傍には、中濃度ｐ型半導体層２１２および中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造が形成されている。後述するように、図１のＳｉ層２の左右両端から、図示していない電極を経由して、変調電気信号およびバイアス電圧が印加される。コアの中央部のｐｎ接合に代えて、中濃度ｐ型半導体層２１２および中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造の間にドーピングされていないｉ型（真性）半導体を挟んだ、ｐｉｎ構造としても良い。
　Ｓｉ光変調器の光導波路２００における位相変調動作は、次のように説明できる。図１には図示されていないが、Ｓｉ層２の両端の高濃度ｐ型半導体層２１１および高濃度ｎ型半導体層２１４に、それぞれ接する２つの金属電極が設けられる。２つの金属電極を経由して、コアの中央のｐｎ接合部に、高周波（ＲＦ：Radio Frequency）の変調電気信号とともに、逆バイアス電圧が印加される。すなわち高濃度ｎ型半導体層２１４側をプラス電位、高濃度ｐ型半導体層２１１側をマイナス電位とした電圧が、光導波路２００の右端から左端へ（ｘ軸方向）印加される。逆バイアス電圧および変調電気信号によって、厚いＳｉ層２０１のコア内部のキャリア密度が変化させられる。キャリア密度の変化によって、光導波路のコア２０１の屈折率をキャリアプラズマ効果によって変えることにより、光導波路のコアを伝搬する光の位相を変調することができる。
　Ｓｉ光変調器における光導波路の寸法は、コア／クラッドとなる各材料の屈折率に依存する。図１に示したような、厚いＳｉ層２０１のコア部分およびその両側のスラブ領域２０２ａ、２０２ｂを備えたリブ型シリコン導波路構造の場合の一例を列挙する。光導波路コア２０１の幅（ｘ軸方向）は４００～６００（ｎｍ）、コア部の高さ（ｚ軸方向）は１５０～３００（ｎｍ）、スラブ領域の厚さは５０～２００（ｎｍ）、光導波路の長さ（ｙ軸方向）は数（ｍｍ）程度になる。
　Ｓｉ光変調器の優れた特徴の１つは、光が伝搬するコアとなるＳｉとクラッド層のＳｉＯ２との屈折率差が大きいため、コンパクトな光変調器を構成できることである。屈折率差が大きいため、光を小さく閉じ込めることが可能で、光導波路の曲げ半径を１０μｍ程度と非常に小さくすることができる。このため、次に説明をするＳｉ光変調器における光の合分波回路部分を小さく構成することができる。
　　（従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器）
　図２および図３に、従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す（例えば、非特許文献２参照）。図２は、Ｓｉ（ＳＯＩ）基板表面（ｘ－ｙ面）を上面から透視した平面構造を示し、図３は図２におけるIII－III’の断面構造を示す。図２の平面図において、左側の光変調器端部からの光入力が、２つの光導波路７ａ、７ｂに分岐され、上下のＲＦ電極５ａ、５ｂと、中央のＤＣ電極６との間に印加される変調電気信号（ＲＦ信号）により位相変調される。変調された後、再び結合されて右側の光変調器端部から変調光として光出力される。
　図３の断面図において、Ｓｉ光変調器は、図１に示した光導波路２００と同様の断面構造を持つ光導波路を左右対称に２つ並べた基本構造を有している。両側に１対の差動の変調電気信号（ＲＦ信号）を入力するための２本の高周波線路（ＲＦ電極５ａ、５ｂ）と、その間に共通のバイアス電圧を印加するためのＤＣ電極６を有している。２本のＲＦ電極５ａ、５ｂの間にはＤＣ電極６を挟んで２つの光導波路７ａ、７ｂが設けられており、光導波路７ａ、７ｂ内にｐｎ接合構造が左右対称に形成されている。ＲＦ電極５ａ、５ｂは、それぞれ高濃度ｐ型半導体層２１１ａ，２１１ｂに接している。
　ＤＣ電極６は、中央の高濃度ｎ型半導体層２１４に接しており、ＤＣ電極６にＲＦ電極５ａ、５ｂに対してプラスの電圧を印加することにより、左右２つのｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。なお、以後同様であるが、これらの電極と半導体層はそれぞれ、１ないし複数のビア４（貫通電極）により電気的に接続されている。
　このようなシングル電極のＳｉ光変調器では、ＲＦ電極とＤＣ電極が電気的に独立しており、ｐｎ接合に逆バイアスを印加するために、ＲＦ電極への積極的なバイアス電圧の印加が必要ではなくなる。ここでは、ＲＦ電極がｐ型半導体層に、ＤＣ電極はｎ型半導体層に接する例で説明をしたが、ＲＦ電極がｎ型半導体層に、ＤＣ電極がｐ型半導体層に接していても良い。このときＤＣ電極に印加するバイアス電圧は、ＲＦ電極に対してマイナスの電圧を印加することにより、ｐｎ接合部に逆バイアスを印加することができる。
　　（従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器）
　図４に、従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す。Ｓｉ（ＳＯＩ）基板表面（ｘ－ｙ面）を上面から透視した平面構造である。左側の光変調器端部からの光入力が、２つの光導波路７ａ、７ｂに分岐され、変調された後、再び結合されて右側の光変調器端部から変調光として光出力される。入力光は、分岐した２つの光導波路７ａ、７ｂをｙ軸方向に伝搬する間に、ＲＦ電極１５ａ、１５ｂにそれぞれ印加される変調電気信号（ＲＦ信号）によって位相変調される。光変調器は、光導波路７ａに対して、ＲＦ電極１５ａを挟む２つのグラウンド電極１６ａ、１７からなるコプレーナ線路（ＣＰＷ：Coplanar Waveguide）を有している。同様に、光導波路７ｂに対して、ＲＦ電極１５ｂを挟む２つのグラウンド電極１６b、１７からなるＣＰＷを有している。
　１つのマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器において２つのＲＦ信号の入力部を持つ構成から、デュアル電極構造と呼ばれている。図４に示したＭＺ型光変調器は、グラウンド電極１７の中央を通るy軸に平行な中心線に対して、対称な構造となっている。
　図５は、図４におけるV－V’の断面構造を示し、変調を受ける一方の光導波路７ａと対応するＣＰＷを含む位相変調部のみを示している。１つの位相変調部は、図１に示した光導波路２００と同様の断面構造を持つ光導波路である。１対の差動の変調電気信号（ＲＦ信号）の一方を入力する高周波線路であるＲＦ電極１５ａと、ＲＦ電極１５ａを挟むように設けられた２つのグラウンド電極１６ａ、１７とが含まれる。ＲＦ電極１５ａとグラウンド電極１６ａの間には、１つの光導波路コア７ａが設けられており、光導波路７ａ内に、中濃度ｐ型半導体層２１２および中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造が形成されている。ＲＦ電極１５ａは、ビア１９ｂを介して高濃度ｎ型半導体層２１４に接している。また、グラウンド電極１６ａは、ビア１９ａを介して、高濃度ｐ型半導体層２１１に接している。
　グラウンド電極１７は、いずれの半導体層にも接していないが、グラウンド電極１６ａとともに、ＲＦ電極１５ａに対してＧＳＧ（Ground Signal Ground）構造の高周波伝送線路（ＣＰＷ）を形成する。この伝送路構造によって、ＲＦ電極の伝送線路としての特性インピーダンスの調整を行い、伝送特性を向上させることができる。また、ＲＦ電極１５ａによる信号線路が、２つのグラウンド電極１６ａ、１７に囲われているため、信号の漏洩が少なく、クロストークや伝搬損失の少ない光変調器を形成することが可能となる。
　なお、図５は、差動構成の変調電気信号（ＲＦ信号）の内の一方を入力する高周波線路であるＲＦ電極１５ａを含む位相変調部を示しているが、もう一方のＲＦ電極１５ｂを含む位相変調部も、複数の半導体領域のｘ軸方向の配置順序が、ｚ軸を対称軸として逆になっていること以外は、図５と同様の構成を有している。
　Ｓｉ光変調器のＲＦ電極１５ａ、１５ｂにおける高周波伝送線路としての特性インピーダンスは、Ｓｉ層の光導波路コア７ａ、７ｂのｐｎ接合部の静電容量が大きく影響する。しかし、ＲＦ電極とグラウンド電極の間の静電容量も影響を与えるため、デュアル電極構造のＳｉ変調器では、ＲＦ電極１５ａとグラウンド電極１７との間の静電容量（キャパシタンス）を調整することによって、特性インピーダンスの調整が比較的容易である。特性インピーダンスを、シングルエンド駆動の構成で５０Ω程度に、差動駆動の構成で１００Ω程度にすることが可能である。
　ここでは、ＲＦ電極１５ａが高濃度ｎ型半導体層２１４に、グラウンド電極１６ａが高濃度ｐ型半導体層２１１にそれぞれ接する構成例で説明をした。これに対して、ｐｎ接合の向きを逆にして、ＲＦ電極１５ａが高濃度ｐ型半導体層に、グラウンド電極１６ａが高濃度ｎ型半導体層に、それぞれ接していても良い。この場合、ＲＦ信号に重畳してＲＦ電極１５ａに与えるバイアス電圧として、グラウンド電極１６ａに対してマイナス電圧を印加することにより、ｐｎ接合部を逆バイアスにすることができる。
　このようなデュアル電極のＳｉ光変調器では、ＲＦ電極にＤＣバイアス電圧を重複して印加するため、シングル電極のＳｉ変調器と比較して、ドライバＩＣとの接続に際しバイアスＴが必要となるなどの工夫を要する。しかし、グラウンド電極との間の容量（キャパシタンス）を制御することにより、特性インピーダンスの調整が比較的容易になるというメリットがある。加えて、グラウンド電極に囲まれているために信号の漏洩が少なく、クロストークや伝搬損失の少ない光変調器を形成することが可能となる。
　　（高周波信号の伝搬）
　大容量の光通信を実現するためには、高速で光を変調することができる光変調器が必要となる。高速な光変調を行うためには、光変調器に対して、数百ｋＨｚから数十ＧＨｚの広い周波数帯域に渡って動作可能な周波数特性が必要とされる。
　図６を参照して、ＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器における理想的な変調信号の伝搬状態を説明する。上述したように、ＲＦ電極１５ａは、２つのグラウンド電極１６ａ、１７で挟まれたＣＰＷによって構成されている。ＣＰＷでは、１本のＲＦ電極１５ａが両脇のグラウンド電極１６ａ、１７に挟まれた状態で、ＲＦ電極１５ａ上を高周波信号が伝搬する。電磁気学的に高周波信号の伝搬は、高周波伝送線路、例えばＲＦ電極１５ａ上を、電荷の密な部分および電荷の疎な部分が波のように移動するモデルとして説明できる。電荷の密な部分が伝搬する際、このモデルでは、グラウンド電極上または差動線路の対となるＲＦ電極上に、クーロン相互作用によって正負の極性が逆の電荷の密な部分が誘起され、高周波信号と同様に移動する動作として理解することができる。
　ＣＰＷは、ＲＦ線路の電荷が、２本のグラウンド電極にそれぞれに誘起された極性が逆の電荷と釣り合う、不平衡線路の１つである。図６では、上述の電荷移動モデルによる変調信号の伝搬状態を、＋／－の符号で模式的に説明している。ＲＦ信号２１が入力されることによって、ある時点におけるＲＦ電極１５ａ上には、電気信号の伝搬方向であるｙ軸方向にプラスの電荷２２とマイナスの電荷２３とが交互に現われている。ＲＦ電極１５ａ上のプラス電荷２２の密な部分に対応して、２つのグラウンド電極１６ａ、１７のそれぞれに、逆極性のマイナス電荷の密な部分２４ａ，２４ｂが現われる。
　理想的なＣＰＷにおいては、図６に示すように、２つのグラウンド電極１６ａ、１７上の各電荷が、ＲＦ電極１５ａ上の電荷と揃って、ｙ軸方向を伝搬する。例えば、ある時刻における光変調器の出力端におけるｘ軸方向の電荷の分布は、ＲＦ電極１５ａの中心でプラスの最大となり、グラウンド電極１６ａ、１７のそれぞれＲＦ電極１５ａ側においてマイナスの分布となる。出力端では、時間の経過とともに、各電極の電荷の極性が変化してゆく。ＲＦ信号２１は、光導波路７ａに対して変調作用を加えながら伝搬して、図示していないＲＦ電極１５ａの右端に接続される終端抵抗で終端される。しかしながら、実際のＳｉ光変調器におけるＣＰＷでは、伝送線路の非対称性があるために、電荷の移動に非対称性が生じ、変調信号が効率的にＲＦ電極１５ａに印加できないという問題があった。
　図７および図８に、従来のＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器を示す（例えば、特許文献１参照）。図７は、Ｓｉ（ＳＯＩ）基板表面（ｘ－ｙ面）を上面から透視した平面構造を示し、図８（ａ）は、図７におけるVIIIa－VIIIa’の断面構造を示し、図８（ｂ）は、図７におけるVIIIb－VIIIb’の断面構造図を示す。２つのグラウンド電極１６ａ、１７の高周波信号の位相差を解消するために、クラッド層３内に両電極を接続する配線電極４１を設けている。
　図８（ａ）は、図５に示した従来技術のデュアル電極構造Ｓｉ光変調器と同様の構造である。すなわち、ＲＦ電極１５ａとグラウンド電極１６ａの間には１つの光導波路コア７ａが設けられており、光導波路コア７ａ内に、中濃度ｐ型半導体層２１２および中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造が形成されている。ＲＦ電極１５ａは、ビア４２ｂ、４４ｂを介して高濃度ｎ型半導体層２１４に接している。また、グラウンド電極１６ａは、ビア４２ａ、４４ａを介して、高濃度ｐ型半導体層２１１に接している。
　図８（ｂ）は、配線電極４１を含む断面を示している。ＲＦ電極１５ａからＳｉの半導体層２１４に接続されるビアを形成せずに、直線状の配線電極４１が、２つのグラウンド電極１６ａ、１７の間を接続している。したがって、配線電極４１は、ＲＦ電極１５ａおよびビア４２ｂには接触していない。この配線電極４１により、２つのグラウンド電極１６ａ、１７間の電位が等しくなる。このため、ＲＦ電極１５ａ上の高周波電気信号によって、グラウンド電極１６ａ、１７上に誘起され、グラウンド電極１６ａ、１７を伝搬するリターン電流の位相差、すなわちグラウンド電極を伝搬する電荷の位相差が解消される。ＲＦ電極１５ａに入力されるＲＦ信号２１の透過特性、反射特性の劣化を抑えた、広帯域なＳｉ光変調器を作製することができる。
　ＩｎＰやＳｉなどの半導体光変調器は、コアの中央のｐｎ接合部あるいはｐｉｎ接合部に、高周波（ＲＦ：Radio Frequency）の変調電気信号とともに逆バイアス電圧が印加される。すなわち高濃度ｎ型半導体層２１４側をプラス電位、高濃度ｐ型半導体層２１１をマイナス電位とした電圧が、光導波路２００の右端から左端へ（ｘ軸方向）印加される。逆バイアス電圧および変調電気信号によって、厚いＳｉ層２０１のコア内部のキャリア密度が変化させられる。キャリア密度の変化によって、光導波路のコア２０１の屈折率をキャリアプラズマ効果によって変えることにより、光導波路のコアを伝搬する光の位相を変調することができる。
　図９に、従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器の駆動回路を示し、図１０に、従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器の駆動回路を示す。光変調器のＲＦ電極の一端には、オープンコレクタ型の出力段を有するドライバＩＣ３００が接続され、他端には終端抵抗ＲＬが接続されている。オープンコレクタドライバは、送端抵抗がなく、どのようなインピーダンスの光変調器でも接続することが可能である。このため、オープンコレクタドライバを使用すると、送端抵抗で消費される電力が削減でき、電力効率の高い、低消費電力な光変調器を提供することができる。
　また、ドライバＩＣ３００と光変調器１００との間のＲＦ配線に、ＤＣブロックコンデンサを配置する必要が無いため、実装形態をコンパクトにすることができる。さらに、ドライバＩＣ３００への給電は、光変調器のＲＦ電極１５ａ、１５ｂを介して行うことになり、ドライバＩＣ３００への給電電圧（ＶＣＣ）を光変調器のバイアス電圧とすることができる。このため、バイアス電圧の給電とドライバＩＣへの給電とを、１つの電源により賄うことができる。
　しかしながら、ドライバＩＣの駆動条件は、ゲイン量の調整、周波数帯域のピーキング量の調整、消費電力などにより最適な駆動条件が決まるため、給電電圧（ＶＣＣ）の値もドライバＩＣの最適条件により決められてしまう。このため、ドライバＩＣの給電電圧（ＶＣＣ）と、Ｓｉ光変調器の最適なバイアス電圧とが同一ではない場合、それぞれに電圧調整機能が必要となる。より高速で、長距離伝送が必要とされるなど、光変調器に対して高度な性能を求める場合は、ｐｎ接合部へのバイアス電圧調整が必要となる。
　また、ＲＦ電極とＤＣバイアス電極とが別々に設けられている、シングル電極型の光変調器ではこの問題を解決することができる。一方、ＲＦ電極にＤＣバイアス電圧を重複して印加するデュアル電極型の光変調器では、光変調器の最適なバイアス条件に調整することができないことが課題となっていた。
特許第６４９９８０４号公報
五井一宏，小田研二，日下裕幸，小川 憲介，Tsung-Yang Liow，Xiaoguang Tu，Guo-Qiang Lo， Dim-Lee Kwong，「Ｓｉ　Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒプッシュプル変調器の20Gbps二値位相変調特性」 2012年電子情報通信学会ソサイエティ大会，Ｃ－３－５０，2012年 Po Dong,Long Chen,and Young-kai Chen, 「High-speed low-voltage single-drive push-pull silicon Mach-Zehnder modulators」 Opt. Express vol.20, no.6, pp.6163-6169, 2012.
　本発明の目的は、デュアル電極型の構造においても、最適なバイアス条件に調整することができる光変調器を提供することにある。
　本発明は、このような目的を達成するために、一実施態様は、光導波路コアにｐｎ接合を有する半導体層と、前記半導体層に高周波（ＲＦ）信号を印加するためのＲＦ電極およびグラウンド電極とを含み、前記ＲＦ信号とともにバイアス電圧を前記半導体層に印加して光信号を変調する光変調器において、前記グラウンド電極と基板の内部において対向して配置されたバイアス電極を備え、前記ＲＦ電極と前記バイアス電極とが、前記半導体層に接続されていることを特徴とする。
図１は、従来技術のＳｉ光変調器の基本となる光導波路の断面構造を示す図、 図２は、従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す平面図、 図３は、従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す断面図、 図４は、従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す平面図、 図５は、従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器を構成するＳｉ光変調器を示す断面図、 図６は、ＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器における伝搬状態を説明するための図、 図７は、従来のＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器を示す平面図、 図８は、従来のＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器を示す断面図、 図９は、従来のシングル電極型マッハツェンダ型光変調器の駆動回路を示す図、 図１０は、従来のデュアル電極型マッハツェンダ型光変調器の駆動回路を示す図、 図１１は、本発明の実施例１にかかるデュアル電極のＳｉ光変調器を示す平面図、 図１２は、本発明の実施例１にかかるデュアル電極のＳｉ光変調器を示す断面図、 図１３は、実施例１のＳｉ光変調器に変調電気信号を印加したときの電荷の分布を示す図、 図１４は、本発明の実施例１にかかるデュアル電極のＳｉ光変調器を示す断面図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。本実施形態の光変調器は、ＣＰＷ構造を持つデュアル電極のＳｉ光変調器であって、ＲＦ電極にＲＦ信号とともに光変調器に印加されるバイアス電圧とは別に、バイアス電圧を印加する電極を備える。デュアル電極型の構造においても、最適なバイアス条件に調整することができるので、より高速動作が可能で、長距離の光通信に適用可能な高品質、高機能の光変調器を提供することができる。また、本実施形態の光変調器は、大量生産に適したＣＭＯＳ互換プロセスで作製可能であり、低コストの光変調器を提供することができる。
　図１１および図１２に、本発明の実施例１にかかるデュアル電極のＳｉ光変調器を示す。図１１（ａ）は、Ｓｉ（ＳＯＩ）基板表面（ｘ－ｙ面）を上面から透視した平面構造を示し、図１１（ｂ）は、バイアス電極のみを抜き出した平面構造を示す。図１１（ｃ）は、バイアス電極を除いた平面構造を示し、図４に示した従来のデュアル電極のＳｉ光変調器の構造と同じである。左側の光変調器端部からの光入力が、２つの光導波路７ａ、７ｂに分岐され、変調された後、再び結合されて右側の光変調器端部から変調光として光出力される。入力光は、分岐した２つの光導波路７ａ、７ｂをｙ軸方向に伝搬する間に、ＲＦ電極１５ａ、１５ｂにそれぞれ印加される高周波（ＲＦ）の変調電気信号によって位相変調される。光変調器は、光導波路７ａに対して、ＲＦ電極１５ａを挟む２つのグラウンド電極１６ａ、１７からなるＣＰＷを有している。同様に、光導波路７ｂに対して、ＲＦ電極１５ｂを挟む２つのグラウンド電極１６b、１７からなるＣＰＷを有している。実施例１の光変調器は、グラウンド電極の構造が従来の光変調器と異なり、断面図を参照して詳細に説明する。
　図１２（ａ）は、図１１（ａ）におけるXIIa－XIIa’の断面構造を示し、図１２（ｂ）は、図１１（ａ）におけるXIIb－XIIb’の断面構造を示す。ＲＦ電極１５ａとグラウンド電極１６ａの間には１つの光導波路コア７ａが設けられており、光導波路コア７ａ内に、中濃度ｐ型半導体層２１２および中濃度ｎ型半導体層２１３によるｐｎ接合構造が形成されている。ＲＦ電極１５ａは、ビア４２ｂ、４４ｂを介して高濃度ｎ型半導体層２１４に接している。
　グラウンド電極１６ａは、グラウンド電極１７と同様に、いずれの半導体層にも接しておらず、ＲＦ電極１５ａに対してＣＰＷを形成している。加えて、グラウンド電極１６ａに近接し、基板内部において対向して配置されたバイアス電極１８ａが、ビア４２ａ、４４ａを介して、高濃度ｐ型半導体層２１１に接している。さらに、グラウンド電極１７にも近接し、基板内部において対向して配置されたバイアス電極１９を有している。このように、ＲＦ電極１５ａを挟むグラウンド電極が、グラウンド電極とバイアス電極とに分割された構造を有する点で、従来の光変調器と相違している。
　また、実施例１の光変調器では、ＲＦ電極１５ａからＳｉの半導体層２１４に接続されるビアを形成せずに、直線状の配線電極４１が、２つのバイアス電極１８ａ、１９の間を接続している。したがって、配線電極４１は、ＲＦ電極１５ａおよびビア４２ｂには接触していない。２つのグラウンド電極１６ａ、１７の間は、配線電極によって接続されておらず、この点でも、従来の光変調器と相違している。
　グラウンド電極１６ａ、１７は、不図示のグラウンドパッドに接続され、ドライバＩＣのグラウンドパッド、または光変調器を収納するパッケージのグラウンドパッドに接続される。バイアス電極１８ａ、１９は、バイアス電圧を供給するための不図示のパッドに接続され、光変調器に対して、個別に逆バイアス電圧を印加することができる。
　実施例１の光変調器と、オープンコレクタ型の出力段を有するドライバＩＣとを接続する。このとき、光変調器のｐｎ接合部に印加される逆バイアス電圧（Ｖｐｎ）は、ＲＦ電極１５ａ、１５ｂに印加される給電電圧（ＶＣＣ）と、バイアス電極１８ａ、１８ｂに印加される電圧（Ｖｂｉａｓ）との差となる。　
　　Ｖｐｎ＝ＶＣＣ－Ｖｂｉａｓ
最初に、ドライバＩＣの駆動条件が最適となるように、ドライバＩＣへの給電電圧（ＶＣＣ）を決定する。次に、Ｓｉ光変調器のｐｎ接合部に最適なバイアス電圧が印加されるように、逆バイアス電圧（Ｖｐｎ）を、バイアス電極１８ａ、１８ｂに印加される電圧（Ｖｂｉａｓ）を調整することにより設定する。
　これにより、ドライバＩＣ、光変調器の双方に最適な駆動条件を設定することができるようになり、より高速動作が可能で、長距離の光通信に適用可能な高品質、高機能の光変調器を提供することができる。
　図１３は、実施例１のＳｉ光変調器に変調電気信号を印加したときの電荷の分布を示す。図１３（ａ）は、図１１（ａ）におけるXIIa－XIIa’の断面における電荷の分布を示し、図１３（ｂ）は、図１１（ａ）におけるXIIb－XIIb’の断面における電荷の分布を示す。ＣＰＷは、ＲＦ線路の電荷が、２本のグラウンド電極にそれぞれに誘起された極性が逆の電荷と釣り合う、不平衡線路の１つである。電荷は、電極間の距離が最も狭くなる、Ｓｉ光導波路内のｐｎ接合部付近に集中しているが、電極自体にも分布している。図１３では、ＲＦ信号が入力されることによって、ある時点におけるＲＦ電極１５ａ上に、プラスの電荷が存在している状態を示している。
　このとき、ｐｎ接合部を介したバイアス電極１８ａに誘起される電荷はマイナス電荷である。バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとは、薄いＳｉＯ２クラッド層３を挟んで対向し近接しているため、コンデンサとして動作し、グラウンド電極１６ａにはプラスの電荷を誘起する。ＲＦ信号が電極１５ａを伝搬していく際には、誘起された電荷がバイアス電極１８ａおよび近接するグラウンド電極１６ａにもまた、それぞれ伝搬していくことになる。このため、バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとは、直流（ＤＣ）的には分離しており、交流（ＡＣ）的には一体の電極として考えることができる。言い換えると、実施例１の光変調器のコアは、高周波（ＲＦ）の変調電気信号に対しては交流的にグラウンド電極に接続され、バイアス電圧に対しては直流的にバイアス電極に接続されている。従って、ＲＦ信号による変調動作を行うことができるとともに、バイアス電位とグラウンド電位の別々の電位に基づく電圧を印加することができる。
　バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとが十分に近接しておらず離れていたり、相対して重なり合う面積が小さい場合には、コンデンサとして十分に機能せず、電荷が誘起されない。このとき、バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとはＲＦ電圧的には一体の電極として見ることができない。バイアス電極１８ａは、ＲＦ電極１５ａによって誘起された高周波信号で共振し、特定の周波数においてＲＦ信号の伝搬がうまくいかない現象が発生する。これは、広い周波数帯域で光を変調することが求められる光変調器の特性劣化要因となる。このため、バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとは、Ｓｉ（ＳＯＩ）基板において、Ｚ軸方向に近接しているだけではなく、ｘ－ｙ面において重なり合っている面積が広いほど有効な構造となる。なお、ＲＦ信号によって共振するのは、グラウンド電極１６ａ、１７とグラウンドパッドとの間の長さ、バイアス電極１８ａ、１９とバイアス電圧を供給するためのパッドとの間の長さが、伝搬するＲＦ信号の波長の１／２または１／４の長さである場合に起こりやすくなる。
　図１４に、本発明の実施例２にかかるデュアル電極のＳｉ光変調器を示す。実施例２の光変調器は、グラウンド電極の構造が従来の光変調器、実施例１の光変調器とは異なる。図１４（ａ）は、図１３（ａ）と同様に、２つのバイアス電極１８ａ、１９の間を接続する配線電極４１がない断面の構造を示し、図１４（ｂ）は、図１３（ｂ）と同様に、配線電極４１がある断面の構造を示す。バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとは、Ｓｉ（ＳＯＩ）基板の上面に設けられており、ＳｉＯ２クラッド層３の内部に形成されたバイアス電極１８ｃとグラウンド電極１６ｃに、それぞれビアによって接続されている。図１４ではｚ軸方向に１対の電極が形成されているが、複数対の電極を形成してもよい。このようにして、バイアス電極１８ｃとグラウンド電極１６ｃとが構成するコンデンサの面積を増やすことができる。
　このため、バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとがＲＦ電圧的に一体の電極として見ることができる周波数の範囲が広くなる。すなわち、コンデンサの面積が増え、容量が大きくなるほど、低い周波数まで電荷の動きに追随することができる。また、コンデンサの容量が大きいほど、電極間に蓄積される電荷の量が多くなるため、正負の電荷によるクーロン力が強く働き、バイアス電極１８ａとグラウンド電極１６ａとが、よりＲＦ電圧的に一体として見なすことができる。
　また、実施例２の光変調器では、グラウンド電極１７を省略し、グラウンド電極１７と隣接していたバイアス電極１９のみを設けている。このように、バイアス電極１９とグラウンド電極と１７は、ＲＦ電圧的には一体として見なすことができるので、どちらか一方を設け、他方を省略することもできる。
　本発明は、一般的に光通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの光送信器における光変調器に適用することができる。

Claims (4)

  1. 　光導波路コアにｐｎ接合を有する半導体層と、前記半導体層に高周波（ＲＦ）信号を印加するためのＲＦ電極およびグラウンド電極とを含み、前記ＲＦ信号とともにバイアス電圧を前記半導体層に印加して光信号を変調する光変調器において、
    　前記グラウンド電極と基板の内部において対向して配置されたバイアス電極を備え、
    　前記ＲＦ電極と前記バイアス電極とが、前記半導体層に接続されていることを特徴とする光変調器。
  2. 　前記グラウンド電極と前記バイアス電極とによりコンデンサを形成し、
    　前記半導体層は、前記ＲＦ信号に対しては交流的に前記グラウンド電極に接続され、前記バイアス電圧に対しては直流的に前記バイアス電極に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
  3. 　前記グラウンド電極は、前記ＲＦ電極を挟む第１のグラウンド電極と第２のグラウンド電極とからなり、前記ＲＦ電極とともにコプレーナ線路（ＣＰＷ）を構成し、前記バイアス電極は、前記第１のグラウンド電極に対向する第１のバイアス電極と前記第２のグラウンド電極と対向する第２のバイアス電極とからなり、前記第１のバイアス電極が前記半導体層に接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の光変調器。
  4. 　前記グラウンド電極と前記バイアス電極とは、前記基板の表面（ｘ－ｙ面）に垂直な方向に複数層に重なり合って相対していることを特徴とする請求項１または２に記載の光変調器。
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