WO2023233825A1 - スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器 - Google Patents

スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器 Download PDF

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diode
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陽平 赤松
愛恵 伊藤
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ローム株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the invention disclosed herein relates to a switching control device, and an isolated switching power supply device and electrical equipment using the same.
  • an isolated switching power supply device is configured to perform output feedback control using a photocoupler.
  • conventional configurations using photocouplers have had problems with reduced long-term reliability and increased costs due to an increase in the number of parts.
  • the flyback voltage generated in the primary winding of the transformer and the induced voltage generated in the auxiliary winding of the transformer each contain information about the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system. Since the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system changes depending on the temperature, the amount of change may directly result in an error in the output voltage of the isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device proposed in Patent Document 1 measures the period from when the primary current is turned off until the feedback voltage falls below the threshold voltage, and samples the feedback voltage based on the measurement result. The accuracy of the output voltage is improved. However, in a configuration in which the feedback voltage is sampled based on measurement results, the circuit configuration becomes complicated.
  • the switching control device disclosed herein is configured to control a switching element connected to a primary winding of a transformer.
  • the switching control device includes a voltage detection section configured to detect an induced voltage generated in a connection node between the primary winding and the switching element or an auxiliary winding of the transformer, and a detection result of the voltage detection section. and a logic section configured to control on/off of the switching element based on the induced voltage temperature-corrected by the temperature correction section.
  • the temperature correction section has a first terminal configured to be connected to a first diode built into the switching control device or a second diode externally attached to the switching control device. .
  • the isolated switching power supply device disclosed herein includes the switching control device configured as described above, the transformer, and the switching element.
  • the electrical equipment disclosed herein has an insulated switching power supply device with the above configuration.
  • the accuracy of the output voltage of the isolated switching power supply device can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing a comparative example of an isolated switching power supply device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a first embodiment of an isolated switching power supply device.
  • FIG. 3 is a diagram showing the temperature characteristics of the output voltage.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the isolated switching power supply device.
  • FIG. 5 is an external view of the vehicle.
  • a MOS field effect transistor is defined as having a gate structure that is a "layer made of a conductor or a semiconductor such as polysilicon with a low resistance value," “an insulating layer,” and "P-type, A field effect transistor consisting of at least three layers of "N-type or intrinsic semiconductor layers”. That is, the structure of the gate of the MOS field effect transistor is not limited to the three-layer structure of metal, oxide, and semiconductor.
  • the isolated switching power supply device 100 of this comparative example includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB and RREF, and a semiconductor device 10.
  • the transformer TR1 includes a primary winding L1 and a secondary winding L2 that are electromagnetically coupled with opposite polarities.
  • the number of turns of the primary winding L1 is N P
  • the number of turns of the secondary winding L2 is N S.
  • the primary winding L1 and the secondary winding L2 electrically insulate between the primary circuit system and the secondary circuit system.
  • An input voltage V IN is applied to the first end of the primary winding L1 and the terminal TVIN of the semiconductor device 10.
  • the second end of the primary winding L1 is connected to the first end of the resistor RFB and the terminal TSW of the semiconductor device 201.
  • a second end of resistor RFB is connected to terminal TFB of semiconductor device 201.
  • the resistor RFB has a resistance value RFB .
  • a first end of the secondary winding L2 is connected to the anode of the output diode D1.
  • a cathode of output diode D1 is connected to a first end of output capacitor C1.
  • the output diode D1 is a diode with a forward voltage V F1 .
  • the second end of the secondary winding L2 and the second end of the output capacitor C1 are connected to the ground potential of the secondary circuit system.
  • the induced voltage generated in the secondary winding L2 is rectified by the output diode D1, smoothed by the output capacitor C1, and converted into an output voltage V OUT .
  • the output voltage V OUT is output from a connection node between the cathode of the output diode D1 and the first end of the output capacitor C1.
  • the semiconductor device 10 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching element SW1 is an N-channel MOS field effect transistor in this embodiment.
  • the drain of switching element SW1 is connected to primary winding L1 via terminal TSW.
  • the source of switching element SW1 is connected to ground potential.
  • the switching element SW1 may be an element other than an N-channel MOS field effect transistor.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the emitter of PNP transistor Q1 is connected to terminal TVIN.
  • the emitter of PNP transistor Q2 is connected to terminal TFB.
  • the bases of PNP transistors Q1 and Q2 are connected to the collector of PNP transistor Q1 and the first end of current source IS1.
  • a second end of current source IS1 is connected to ground potential.
  • the collector of the PNP transistor Q2 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator COMP1 and the terminal TREF.
  • a first end of an external resistor RREF is connected to the terminal TREF.
  • the second end of resistor RREF is connected to ground potential.
  • the resistor RREF has a resistance value R REF .
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • a reference current IREF having substantially the same value as the feedback current IFB is converted into a feedback voltage VFB by a resistor RREF.
  • Feedback voltage V FB is supplied to the non-inverting input terminal of comparator COMP1.
  • Feedback current IFB can be expressed by the following equation (1)
  • feedback voltage VFB can be expressed by the following equation (2).
  • the slope circuit SLP1 outputs a slope voltage V SLP that increases from the internal reference voltage V INTREF in a slope shape and is periodically reset to the internal reference voltage V INTREF with the internal reference voltage V INTREF as a reference.
  • the slope voltage V SLP is supplied to the inverting input terminal of the comparator COMP1.
  • the comparator COMP1 outputs a comparison result between the feedback voltage V FB and the slope voltage V SLP to the control unit CNT1.
  • the control unit CNT1 controls the driver DRV1 based on the output of the comparator COMP1.
  • Driver DRV1 drives switching element SW1.
  • feedback voltage VFB becomes equal to internal reference voltage V INTREF . Therefore, the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 100 of this comparative example can be expressed by the following equation (3).
  • the isolated switching power supply device 100 of this comparative example has a problem in that the forward voltage V F1 of the output diode D1, which changes depending on the temperature, causes an error in the output voltage V OUT . has.
  • FIG. 2 is a diagram showing a first embodiment of an isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB, RREF, and RRVF, and a semiconductor device 11. Note that in FIG. 2, the same parts as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the semiconductor device 11 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a temperature correction section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • the temperature correction section performs temperature correction on the detection result of the voltage detection section.
  • the temperature correction section includes a current source IS2, a diode D2, an operational amplifier OP1, an N-channel MOS field effect transistor Q3, P-channel MOS field effect transistors Q4 and Q5, and N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7. and a terminal TRVF.
  • a power supply voltage is applied to the first end of the current source IS2.
  • the second end of current source IS2 is connected to the non-inverting input terminal of operational amplifier OP1 and the anode of diode D2.
  • the cathode of diode D2 is connected to ground potential.
  • Diode D2 is a diode with forward voltage V F2 .
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the source of the N-channel MOS field effect transistor Q3 and the terminal TRVF.
  • the terminal TRVF is connected to the first end of an external resistor RVF.
  • a second end of the resistor RVF is connected to ground potential.
  • the resistor RVF is a resistor having a resistance value RVF .
  • the output terminal of operational amplifier OP1 is connected to the gate of N-channel type MOS field effect transistor Q3.
  • a first current mirror circuit constituted by P-channel MOS field-effect transistors Q4 and Q5 outputs a first mirror current corresponding to the drain current of N-channel MOS field-effect transistor Q3.
  • a second current mirror circuit constituted by N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7 outputs a second mirror current according to the first mirror current.
  • the second mirror current IVF is a current in which a part of the collector current of the PNP transistor Q2 is extracted from the output terminal of the second current mirror circuit.
  • the mirror ratio of P-channel MOS field effect transistors Q4 and Q5 in the first current mirror circuit is 1, and the mirror ratio of N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7 in the second current mirror circuit is also 1. It is. Note that the mirror ratio of P-channel type MOS field effect transistors Q4 and Q5 may be other than 1, and the mirror ratio of N-channel type MOS field effect transistors Q6 and Q7 may be other than 1.
  • the current after the second mirror current is extracted from the collector current of the PNP transistor Q2 becomes the reference voltage IREF.
  • the second mirror current IVF is a value obtained by dividing the forward voltage V F2 of the diode D2 by the resistance value R VF of the resistor RVF. Therefore, the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 101 of this embodiment can be expressed by the following equation (4).
  • the second term on the right side of equation (4) below is an error term due to the forward voltage V F1 of the output diode D1
  • the third term on the right side of equation (4) below is a correction term by the temperature correction section.
  • the following equation (5) holds between the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2 so that the error term is canceled by the correction term. It is preferable that the ratio between the resistance value R FB of the resistor RFB and the resistance value R VF of the resistor RVF is adjusted as follows. In other words, the resistance value R VF of the resistor RVF is determined by the resistance value R FB of the resistor RFB, the winding ratio of the transformer TR1, the temperature characteristics of the diode D2, and the temperature characteristics of the output diode D1, as shown in equation (6) below. It is preferable to set it according to the temperature characteristics.
  • the diode D2 is designed such that the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 are canceled by the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2. Although it is desirable that the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2 completely match, the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the diode D2 There may be an error between the forward voltage V and the temperature characteristics of F2 .
  • FIG. 3 is a diagram showing a temperature characteristic T100 of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 100 of the comparative example and a temperature characteristic T101 of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 101 of the present embodiment.
  • the target value of the output voltage V OUT is set to 5.00 [V].
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment has higher accuracy in output voltage V OUT than the isolated switching power supply device 100 of the comparative example.
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer TR1 is changed.
  • the resistor RVF may be built into the semiconductor device 11.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB, RREF, and RVF, a diode D3, and a semiconductor device 12. Note that in FIG. 4, the same parts as in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the semiconductor device 12 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a temperature correction section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • the temperature correction section performs temperature correction on the detection result of the voltage detection section.
  • the temperature correction section includes a current source IS2, an operational amplifier OP1, an N-channel MOS field effect transistor Q3, a P-channel MOS field-effect transistor Q4 and Q5, an N-channel MOS field-effect transistor Q6 and Q7, and a terminal TRVF. and a terminal TVF.
  • a power supply voltage is applied to the first end of the current source IS2.
  • the second end of the current source IS2 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 and the terminal TVF.
  • the anode of an external diode D3 is connected to the terminal TVF.
  • the cathode of diode D3 is connected to ground potential.
  • the diode D3 is a diode with a forward voltage V F2 , similar to the diode D2 of the first embodiment.
  • the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 102 of this embodiment can be expressed by the above equation (4) similarly to the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 101 of the first embodiment.
  • the diode D3 is the same type of diode as the output diode D1. Therefore, the temperature characteristics of the diode D3 and the temperature characteristics of the output diode D1 can be easily made equal.
  • the above ( It is preferable that the ratio between the resistance value R FB of the resistor RFB and the resistance value R VF of the resistor RVF is adjusted so that the relationship in equation 5) holds true.
  • the resistance value R VF of the resistor RVF is determined by the resistance value R FB of the resistor RFB and the transformer TR1, as shown in equation (7) below. It is preferable to set the winding ratio according to the winding ratio.
  • the detection result of the voltage detection section is temperature-corrected, so the accuracy of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 102 is improved. can be increased. More specifically, since the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 are canceled by the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D3, the accuracy of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 102 is improved. be able to.
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer TR1 is changed.
  • the resistor RVF may be built into the semiconductor device 12.
  • the isolated switching power supply device 101 or 102 is used, for example, as a power source for a gate driver device.
  • the gate driver device is mounted on an electrical device, for example, together with an output transistor driven by the gate driver device and a load such as a motor connected in series to the output transistor.
  • the electrical device is mounted on a vehicle X shown in FIG. 5, for example.
  • the application of the isolated switching power supply device 101 or 102 is not limited to the power supply for a gate driver device.
  • the electrical equipment equipped with the isolated switching power supply device 101 or 102 is not limited to use in the automobile field, but can be used in all fields (automobile field, industrial machinery field, home appliance field, etc.).
  • the voltage detection section was configured to detect the induced voltage generated at the connection node between the primary winding of the transformer and the switching element, but the voltage detection section was configured to detect the induced voltage generated at the connection node between the primary winding of the transformer and the switching element.
  • the configuration may be such that the induced voltage generated is detected.
  • the switching control devices (101, 102) described above are switching control devices configured to control the switching element (SW1) connected to the primary winding (L1) of the transformer (TR1), and A voltage detection unit (Q1, Q2, IS1) configured to detect an induced voltage generated in a connection node between a winding and the switching element or an auxiliary winding of the transformer, and a detection result of the voltage detection unit
  • a temperature correction section (IS2, OP1, Q3 to Q7) configured to perform temperature correction, and configured to control on/off of the switching element based on the induced voltage temperature-corrected by the temperature correction section.
  • the temperature correction section includes a first diode (D2) built in the switching control device or a second diode (D3) externally attached to the switching control device. ) is a configuration (first configuration) having either one of the first terminals (TVF) configured to be connected to the TVF.
  • the switching control device having the first configuration even if the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system changes depending on the temperature, the detection result of the voltage detection section is temperature-corrected. The accuracy of the output voltage can be increased.
  • the temperature correction section has a second terminal (TRVF) configured to be connected to a first resistor (RVF) externally attached to the switching control device. (second configuration).
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer is changed.
  • the temperature correction section includes the first diode, and the resistance value of the first resistor is set between the connection node or the auxiliary winding and the voltage detection section. Set according to the resistance value of the second resistor provided, the turns ratio of the transformer, the temperature characteristics of the first diode, and the temperature characteristics of a third diode connected to the secondary winding of the transformer. (third configuration).
  • the switching control device with the third configuration can cancel the error term included in the formula for calculating the output voltage of the isolated switching power supply device using the correction term.
  • the temperature correction section has the second terminal, and the resistance value of the first resistor is set between the connection node or the auxiliary winding and the voltage detection section.
  • the structure may be set according to the resistance value of the second resistor provided and the winding ratio of the transformer (fourth structure).
  • the switching control device with the fourth configuration calculates the output voltage of the isolated switching power supply by aligning the temperature characteristics of the second diode and the temperature characteristics of the third diode connected to the secondary winding of the transformer.
  • the error term included in the equation can be canceled by the correction term.
  • the temperature correction section has the second terminal, and the second diode is connected to the secondary winding (L2) of the transformer.
  • the diode may be of the same type as the third diode (D1) to be connected (fifth configuration).
  • the switching control device having the fifth configuration can match the temperature characteristics of the second diode and the third diode connected to the secondary winding of the transformer.
  • the temperature correction unit may be configured to draw out a part of the current output from the voltage detection unit (sixth configuration). It's okay.
  • the switching control device of the sixth configuration can realize temperature correction with a simple circuit configuration.
  • the isolated switching power supply device described above has a configuration (seventh configuration) including the switching control device having any of the first to sixth configurations, the transformer, and the switching element.
  • the isolated switching power supply device with the seventh configuration can improve the accuracy of the output voltage.
  • the electrical equipment described above has a configuration (eighth configuration) that includes the insulated switching power supply device of the seventh configuration.
  • the electric device having the eighth configuration can improve the accuracy of the output voltage of the isolated switching power supply device.

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Abstract

スイッチング制御装置は、一次巻線とスイッチング素子との接続ノード又はトランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正する温度補正部と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフを制御するロジック部と、を有する。前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第１ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第２ダイオードに接続される第１端子のいずれか一方を有する。

Description

スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器
　本明細書中に開示されている発明は、スイッチング制御装置、並びにこれを用いた絶縁型スイッチング電源装置及び電気機器に関する。
　従来、一次回路系と二次回路系との間を絶縁しつつ入力電圧から所望の出力電圧を生成する絶縁型スイッチング電源装置が種々の電気機器に利用されている。
特開２０１５－７６９６２号公報
　一般に、絶縁型スイッチング電源装置は、フォトカプラを用いて出力帰還制御を行う構成である。しかしながら、フォトカプラを用いる従来構成では、部品点数の増加に伴う長期信頼性の低下及びコストアップが課題となっていた。
　また、従来、フォトカプラを用いずに、トランスの一次巻線に発生するフライバック電圧又はトランスの補助巻線に発生する誘起電圧に基づき出力帰還制御を行う絶縁型スイッチング電源装置も提案されている（例えば特許文献１参照）。
　しかしながら、トランスの一次巻線に発生するフライバック電圧、及び、トランスの補助巻線に発生する誘起電圧はそれぞれ、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧の情報を含んでいる。二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧は温度に応じて変化するため、その変化量がそのまま絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の誤差となるおそれがある。
　特許文献１で提案されている絶縁型スイッチング電源装置は、一次電流がオフされてから帰還電圧が閾値電圧を下回るまでの期間を計測し、その計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングすることで、出力電圧の精度を高めている。しかしながら、計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングする構成では、回路構成が複雑になってしまう。
　したがって、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を特許文献１とは別の手法で高めることが望まれる。
　本明細書中に開示されているスイッチング制御装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成される。前記スイッチング制御装置は、前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフを制御するように構成されるロジック部と、を有する。前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第１ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第２ダイオードに接続されるように構成される第１端子のいずれか一方を有する。
　本明細書中に開示されている絶縁型スイッチング電源装置は、上記構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する。
　本明細書中に開示されている電気機器は、上記構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する。
　本明細書中に開示されている発明によれば、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
図１は、絶縁型スイッチング電源装置の比較例を示す図である。 図２は、絶縁型スイッチング電源装置の第１実施形態を示す図である。 図３は、出力電圧の温度特性を示す図である。 図４は、絶縁型スイッチング電源装置の第２実施形態を示す図である。 図５は、車両の外観図である。
　本明細書において、ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「Ｐ型、Ｎ型、又は真性の半導体層」の少なくとも３層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の３層構造に限定されない。
＜絶縁型スイッチング電源装置（比較例）＞
　図１は、絶縁型スイッチング電源装置の比較例（＝後出の実施形態と対比される一般的な構成）を示す図である。本比較例の絶縁型スイッチング電源装置１００は、トランスＴＲ１と、出力ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ１と、抵抗ＲＦＢ及びＲＲＥＦと、半導体装置１０と、を有する。
　トランスＴＲ１は、互いに逆極性で電磁結合された一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２を含む。一次巻線Ｌ１の巻線数はＮＰであり、二次巻線Ｌ２の巻線数はＮＳである。一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁する。一次巻線Ｌ１の第１端及び半導体装置１０の端子ＴＶＩＮには入力電圧ＶＩＮが印加される。一次巻線Ｌ１の第２端は、抵抗ＲＦＢの第１端及び半導体装置２０１の端子ＴＳＷに接続される。抵抗ＲＦＢの第２端は半導体装置２０１の端子ＴＦＢに接続される。抵抗ＲＦＢは、抵抗値ＲＦＢの抵抗である。二次巻線Ｌ２の第１端は、出力ダイオードＤ１のアノードに接続される。出力ダイオードＤ１のカソードは、出力コンデンサＣ１の第１端に接続される。出力ダイオードＤ１は、順方向電圧ＶＦ１のダイオードである。二次巻線Ｌ２の第２端及び出力コンデンサＣ１の第２端は、二次回路系のグラウンド電位に接続される。二次巻線Ｌ２に発生する誘起電圧は、出力ダイオードＤ１によって整流され、出力コンデンサＣ１によって平滑化されて出力電圧ＶＯＵＴに変換される。出力電圧ＶＯＵＴは、出力ダイオードＤ１のカソード及び出力コンデンサＣ１の第１端の接続ノードから出力される。
　半導体装置１０は、スイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１を制御するスイッチング制御装置と、有する。
　スイッチング素子ＳＷ１は、本実施形態ではＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタである。スイッチング素子ＳＷ１のドレインは、端子ＴＳＷを介して一次巻線Ｌ１に接続される。スイッチング素子ＳＷ１のソースは、グラウンド電位に接続される。なお、本実施形態の変形例として、スイッチング素子ＳＷ１はＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ以外の素子であってもよい。
　スイッチング制御装置は、電圧検出部と、スロープ回路ＳＬＰ１と、コンパレータＣＯＭＰ１と、制御部ＣＮＴ１と、ドライバＤＲＶ１と、端子ＴＶＩＮと、端子ＴＦＢと、端子ＴＳＷと、端子ＴＲＥＦと、を有する。
　電圧検出部は、ＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ２と、電流源ＩＳ１と、を有する。ＰＮＰトランジスタＱ１のエミッタは端子ＴＶＩＮに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタは端子ＴＦＢに接続される。ＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ２の各ベースは、ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ及び電流源ＩＳ１の第１端に接続される。電流源ＩＳ１の第２端はグラウンド電位に接続される。
　ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタは、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子と、端子ＴＲＥＦとに接続される。端子ＴＲＥＦには、外付けの抵抗ＲＲＥＦの第１端が接続される。抵抗ＲＲＥＦの第２端はグラウンド電位に接続される。抵抗ＲＲＥＦは、抵抗値ＲＲＥＦの抵抗である。
　電圧検出部は、一次巻線Ｌ１とスイッチング素子ＳＷ１との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流ＩＦＢの形式で検出する。帰還電流ＩＦＢと略同一値の基準電流ＩＲＥＦは、抵抗ＲＲＥＦによって帰還電圧ＶＦＢに変換される。帰還電圧ＶＦＢは、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子に供給される。
　帰還電流ＩＦＢは下記の（１）式で表すことができ、帰還電圧ＶＦＢは下記の（２）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　スロープ回路ＳＬＰ１は、内部基準電圧ＶＩＮＴＲＥＦを基準として、内部基準電圧ＶＩＮＴＲＥＦからスロープ状に増加し、周期的に内部基準電圧ＶＩＮＴＲＥＦにリセットされるスロープ電圧ＶＳＬＰを出力する。スロープ電圧ＶＳＬＰは、コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子に供給される。
　コンパレータＣＯＭＰ１は、帰還電圧ＶＦＢとスロープ電圧ＶＳＬＰとの比較結果を制御部ＣＮＴ１に出力する。制御部ＣＮＴ１は、コンパレータＣＯＭＰ１の出力に基づきドライバＤＲＶ１を制御する。ドライバＤＲＶ１は、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。その結果、帰還電圧ＶＦＢは内部基準電圧ＶＩＮＴＲＥＦと等しくなる。従って、本比較例の絶縁型スイッチング電源装置１００の出力電圧ＶＯＵＴは下記の（３）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　下記の（３）式から明らかなように、本比較例の絶縁型スイッチング電源装置１００は、温度に応じて変化する出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１が出力電圧ＶＯＵＴの誤差となるという課題を有する。
　上記の考察に鑑み、以下では、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる新規な実施形態を提案する。
＜絶縁型スイッチング電源装置（第１実施形態）＞
　図２は、絶縁型スイッチング電源装置の第１実施形態を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１は、トランスＴＲ１と、出力ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ１と、抵抗ＲＦＢ、ＲＲＥＦ、及びＲＲＶＦと、半導体装置１１と、を有する。なお、図２において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
　半導体装置１１は、スイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１を制御するスイッチング制御装置と、有する。
　スイッチング制御装置は、電圧検出部と、温度補正部と、スロープ回路ＳＬＰ１と、コンパレータＣＯＭＰ１と、制御部ＣＮＴ１と、ドライバＤＲＶ１と、端子ＴＶＩＮと、端子ＴＦＢと、端子ＴＳＷと、端子ＴＲＥＦと、を有する。
　電圧検出部は、ＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ２と、電流源ＩＳ１と、を有する。電圧検出部は、一次巻線Ｌ１とスイッチング素子ＳＷ１との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流ＩＦＢの形式で検出する。
　温度補正部は、電圧検出部の検出結果を温度補正する。温度補正部は、電流源ＩＳ２と、ダイオードＤ２と、オペアンプＯＰ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６及びＱ７と、端子ＴＲＶＦと、を有する。
　電流源ＩＳ２の第１端には電源電圧が印加される。電流源ＩＳ２の第２端は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と、ダイオードＤ２のアノードと、に接続される。ダイオードＤ２のカソードは、グラウンド電位に接続される。ダイオードＤ２は、順方向電圧ＶＦ２のダイオードである。オペアンプＯＰ１の反転入力端子は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のソース及び端子ＴＲＶＦに接続される。端子ＴＲＶＦには、外付けの抵抗ＲＶＦの第１端に接続される。抵抗ＲＶＦの第２端は、グラウンド電位に接続される。抵抗ＲＶＦは、抵抗値ＲＶＦの抵抗である。オペアンプＯＰ１の出力端子は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のゲートに接続される。
　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５によって構成される第１カレントミラー回路は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３のドレイン電流に応じた第１ミラー電流を出力する。
　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６及びＱ７によって構成される第２カレントミラー回路は、第１ミラー電流に応じた第２ミラー電流を出力する。第２ミラー電流ＩＶＦは、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流の一部が第２カレントミラー回路の出力端から引き抜かれた電流である。本実施形態では、第１カレントミラー回路におけるＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５のミラー比は１であり、第２カレントミラー回路におけるＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６及びＱ７のミラー比も１である。なお、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５のミラー比は１以外であってもよく、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６及びＱ７のミラー比は１以外であってもよい。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１では、ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流から第２ミラー電流が引き抜かれた後の電流が、基準電圧ＩＲＥＦとなる。
　第２ミラー電流ＩＶＦは、ダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２を抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦで割った値となる。従って、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１の出力電圧ＶＯＵＴは下記の（４）式で表すことができる。下記の（４）式の右辺第２項は出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１による誤差項であり、下記の（４）式の右辺第３項は温度補正部による補正項である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　誤差項が補正項によってキャンセルされるように、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性とダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性との間に下記の（５）式の関係が成り立つように、抵抗ＲＦＢの抵抗値ＲＦＢと抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦとの比が調整されるとよい。つまり、抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦは、下記の（６）式に示すように、抵抗ＲＦＢの抵抗値ＲＦＢと、トランスＴＲ１の巻線比と、ダイオードＤ２の温度特性と、出力ダイオードＤ１の温度特性と、に応じて設定されるとよい。なお、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性がダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性によってキャンセルされるように、ダイオードＤ２が設計される。出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性とダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性とは完全に一致することが望ましいが、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性とダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性との間に誤差があってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　本実施形態では、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置１０１の出力電圧ＶＯＵＴの精度を高めることができる。より詳細には、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性がダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性によってキャンセルされるので、絶縁型スイッチング電源装置１０１の出力電圧ＶＯＵＴの精度を高めることができる。図３は、比較例の絶縁型スイッチング電源装置１００の出力電圧ＶＯＵＴの温度特性Ｔ１００と、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１の出力電圧ＶＯＵＴの温度特性Ｔ１０１と、を示す図である。ここでは、出力電圧ＶＯＵＴの目標値が５．００［Ｖ］に設定されている。図３から明らかな通り、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１は、比較例の絶縁型スイッチング電源装置１００と比較して出力電圧ＶＯＵＴの精度が高い。
　また、本実施形態では、抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦを調整することによって、トランスＴＲ１の巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。なお、トランスＴＲ１の巻線比が一意に設計される場合には、抵抗ＲＶＦが半導体装置１１に内蔵されるようにしてもよい。
＜絶縁型スイッチング電源装置（第２実施形態）＞
　図４は、絶縁型スイッチング電源装置の第２実施形態を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１は、トランスＴＲ１と、出力ダイオードＤ１と、出力コンデンサＣ１と、抵抗ＲＦＢ、ＲＲＥＦ、及びＲＶＦと、ダイオードＤ３と、半導体装置１２と、を有する。なお、図４において図２と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
　半導体装置１２は、スイッチング素子ＳＷ１と、スイッチング素子ＳＷ１を制御するスイッチング制御装置と、有する。
　スイッチング制御装置は、電圧検出部と、温度補正部と、スロープ回路ＳＬＰ１と、コンパレータＣＯＭＰ１と、制御部ＣＮＴ１と、ドライバＤＲＶ１と、端子ＴＶＩＮと、端子ＴＦＢと、端子ＴＳＷと、端子ＴＲＥＦと、を有する。
　電圧検出部は、ＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ２と、電流源ＩＳ１と、を有する。電圧検出部は、一次巻線Ｌ１とスイッチング素子ＳＷ１との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流ＩＦＢの形式で検出する。
　温度補正部は、電圧検出部の検出結果を温度補正する。温度補正部は、電流源ＩＳ２と、オペアンプＯＰ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ３と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ４及びＱ５と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＱ６及びＱ７と、端子ＴＲＶＦと、端子ＴＶＦと、を有する。
　電流源ＩＳ２の第１端には電源電圧が印加される。電流源ＩＳ２の第２端は、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と、端子ＴＶＦと、に接続される。端子ＴＶＦには、外付けのダイオードＤ３のアノードが接続される。ダイオードＤ３のカソードは、グラウンド電位に接続される。ダイオードＤ３は、第１実施形態のダイオードＤ２と同様に、順方向電圧ＶＦ２のダイオードである。
　本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０２の出力電圧ＶＯＵＴは、第１実施形態の絶縁型スイッチング電源装置１０１の出力電圧ＶＯＵＴと同様に、上記の（４）式で表すことができる。
　また、本実施形態では、ダイオードＤ３は、出力ダイオードＤ１と同一種類のダイオードである。これにより、ダイオードＤ３の温度特性と出力ダイオードＤ１の温度特性とを簡単に揃えることができる。
　上記の（４）式において誤差項が補正項によってキャンセルされるように、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性とダイオードＤ２の順方向電圧ＶＦ２の温度特性との間に上記の（５）式の関係が成り立つように、抵抗ＲＦＢの抵抗値ＲＦＢと抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦとの比が調整されるとよい。ダイオードＤ３の温度特性と出力ダイオードＤ１の温度特性とが揃っている場合、抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦは、下記の（７）式に示すように、抵抗ＲＦＢの抵抗値ＲＦＢと、トランスＴＲ１の巻線比と、に応じて設定されるとよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　本実施形態では、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置１０２の出力電圧ＶＯＵＴの精度を高めることができる。より詳細には、出力ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦ１の温度特性がダイオードＤ３の順方向電圧ＶＦ２の温度特性によってキャンセルされるので、絶縁型スイッチング電源装置１０２の出力電圧ＶＯＵＴの精度を高めることができる。
　また、本実施形態では、抵抗ＲＶＦの抵抗値ＲＶＦを調整することによって、トランスＴＲ１の巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。なお、トランスＴＲ１の巻線比が一意に設計される場合には、抵抗ＲＶＦが半導体装置１２に内蔵されるようにしてもよい。
＜用途＞
　絶縁型スイッチング電源装置１０１又は１０２は、例えばゲートドライバ装置の電源として用いられる。ゲートドライバ装置は、例えば、ゲートドライバ装置によって駆動される出力トランジスタ、及び、当該出力トランジスタに直列接続されるモータ等の負荷とともに、電気機器に搭載される。当該電気機器は、例えば図５に示す車両Ｘに搭載される。なお、絶縁型スイッチング電源装置１０１又は１０２の用途は、ゲートドライバ装置の電源に限定されない。また、絶縁型スイッチング電源装置１０１又は１０２を搭載する電気機器は、自動車分野での利用に限定されず、あらゆる分野（自動車分野、産業機械分野、家電分野など）で利用することが可能である。
＜その他＞
　発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　例えば、上述した実施形態では、電圧検出部は、トランスの一次巻線とスイッチング素子との接続ノードに発生する誘起電圧を検出する構成であったが、電圧検出部は、トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出する構成であってもよい。
　以上説明したスイッチング制御装置（１０１、１０２）は、トランス（ＴＲ１）の一次巻線（Ｌ１）に接続されるスイッチング素子（ＳＷ１）を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部（Ｑ１、Ｑ２、ＩＳ１）と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部（ＩＳ２、ＯＰ１、Ｑ３～Ｑ７）と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフを制御するように構成されるロジック部（ＣＮＴ１）と、を有し、前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第１ダイオード（Ｄ２）、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第２ダイオード（Ｄ３）に接続されるように構成される第１端子（ＴＶＦ）のいずれか一方を有する構成（第１の構成）である。
　上記第１の構成のスイッチング制御装置は、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
　上記第１の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第１抵抗（ＲＶＦ）に接続されるように構成される第２端子（ＴＲＶＦ）を有する構成（第２の構成）であってもよい。
　上記第２の構成のスイッチング制御装置は、第１抵抗の抵抗値を調整することによって、トランスの巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。
　上記第２の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第１ダイオードを有し、前記第１抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第２抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、前記第１ダイオードの温度特性と、前記トランスの二次巻線に接続される第３ダイオードの温度特性と、に応じて設定される構成（第３の構成）であってもよい。
　上記第３の構成のスイッチング制御装置は、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の算出式に含まれる誤差項を補正項によってキャンセルすることができる。
　上記第２の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第２端子を有し、前記第１抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第２抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、に応じて設定される構成（第４の構成）であってもよい。
　上記第４の構成のスイッチング制御装置は、第２ダイオードの温度特性とトランスの二次巻線に接続される第３ダイオードの温度特性とを揃えることで、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の算出式に含まれる誤差項を補正項によってキャンセルすることができる。
　上記第１、第２、又は第４いずれかの構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第２端子を有し、前記第２ダイオードは、前記トランスの二次巻線（Ｌ２）に接続される第３ダイオード（Ｄ１）と同一種類のダイオードである構成（第５の構成）であってもよい。
　上記第５の構成のスイッチング制御装置は、第２ダイオードの温度特性とトランスの二次巻線に接続される第３ダイオードの温度特性とを揃えることができる。
　上記第１～第５いずれかの構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は、前記電圧検出部から出力される電流の一部を引き抜くように構成される構成（第６の構成）であってもよい。
　上記第６の構成のスイッチング制御装置は、簡易な回路構成で温度補正を実現することができる。
　以上説明した絶縁型スイッチング電源装置は、上記第１～第６いずれかの構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する構成（第７の構成）である。
　上記第７の構成の絶縁型スイッチング電源装置は、の出力電圧の精度を高めることができる。
　以上説明した電気機器は、上記第７の構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する構成（第８の構成）である。
　上記第８の構成の電気機器は、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
　　　１０、１１　半導体装置
　　　１００、１０１　絶縁型スイッチング電源装置
　　　Ｃ１　出力コンデンサ
　　　ＣＮＴ１　制御部
　　　ＣＯＭＰ１　コンパレータ
　　　Ｄ１　出力ダイオード
　　　Ｄ２、Ｄ３　ダイオード
　　　ＤＲＶ１　ドライバ
　　　ＩＳ１、ＩＳ２　電流源
　　　Ｌ１　一次巻線
　　　Ｌ２　二次巻線
　　　ＯＰ１　オペアンプ
　　　Ｑ１、Ｑ２　ＰＮＰトランジスタ
　　　Ｑ３、Ｑ６、Ｑ７　Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　Ｑ４、Ｑ５　Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
　　　ＲＦＢ、ＲＲＥＦ、ＲＶＦ　抵抗
　　　ＳＬＰ１　スロープ回路
　　　ＳＷ１　スイッチング素子
　　　ＴＦＢ、ＴＲＥＦ、ＴＳＷ、ＴＶＩＮ、ＴＲＶＦ、ＴＶＦ　端子
　　　ＴＲ１　トランス
　　　Ｘ　車両

Claims (8)

  1. 　トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、
    　前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部と、
    　前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部と、
    　前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフを制御するように構成されるロジック部と、
    　を有し、
    　前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第１ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第２ダイオードに接続されるように構成される第１端子のいずれか一方を有する、スイッチング制御装置。
  2. 　前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第１抵抗に接続されるように構成される第２端子を有する、請求項１に記載のスイッチング制御装置。
  3. 　前記温度補正部は前記第１ダイオードを有し、
    　前記第１抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第２抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、前記第１ダイオードの温度特性と、前記トランスの二次巻線に接続される第３ダイオードの温度特性と、に応じて設定される、請求項２に記載のスイッチング制御装置。
  4. 　前記温度補正部は前記第２端子を有し、
    　前記第１抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第２抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、に応じて設定される、請求項２に記載のスイッチング制御装置。
  5. 　前記温度補正部は前記第２端子を有し、
    　前記第２ダイオードは、前記トランスの二次巻線に接続される第３ダイオードと同一種類のダイオードである、請求項１、請求項２、又は請求項４のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
  6. 　前記温度補正部は、前記電圧検出部から出力される電流の一部を引き抜くように構成される、請求項１～５のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
  7. 　請求項１～６のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置と、
    　前記トランスと、
    　前記スイッチング素子と、を有する、絶縁型スイッチング電源装置。
  8. 　請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置を有する、電気機器。
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