WO2023233825A1 - スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器 - Google Patents

スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器 Download PDF

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diode
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陽平 赤松
愛恵 伊藤
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ローム株式会社
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the invention disclosed herein relates to a switching control device, and an isolated switching power supply device and electrical equipment using the same.
  • an isolated switching power supply device is configured to perform output feedback control using a photocoupler.
  • conventional configurations using photocouplers have had problems with reduced long-term reliability and increased costs due to an increase in the number of parts.
  • the flyback voltage generated in the primary winding of the transformer and the induced voltage generated in the auxiliary winding of the transformer each contain information about the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system. Since the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system changes depending on the temperature, the amount of change may directly result in an error in the output voltage of the isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device proposed in Patent Document 1 measures the period from when the primary current is turned off until the feedback voltage falls below the threshold voltage, and samples the feedback voltage based on the measurement result. The accuracy of the output voltage is improved. However, in a configuration in which the feedback voltage is sampled based on measurement results, the circuit configuration becomes complicated.
  • the switching control device disclosed herein is configured to control a switching element connected to a primary winding of a transformer.
  • the switching control device includes a voltage detection section configured to detect an induced voltage generated in a connection node between the primary winding and the switching element or an auxiliary winding of the transformer, and a detection result of the voltage detection section. and a logic section configured to control on/off of the switching element based on the induced voltage temperature-corrected by the temperature correction section.
  • the temperature correction section has a first terminal configured to be connected to a first diode built into the switching control device or a second diode externally attached to the switching control device. .
  • the isolated switching power supply device disclosed herein includes the switching control device configured as described above, the transformer, and the switching element.
  • the electrical equipment disclosed herein has an insulated switching power supply device with the above configuration.
  • the accuracy of the output voltage of the isolated switching power supply device can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing a comparative example of an isolated switching power supply device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a first embodiment of an isolated switching power supply device.
  • FIG. 3 is a diagram showing the temperature characteristics of the output voltage.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the isolated switching power supply device.
  • FIG. 5 is an external view of the vehicle.
  • a MOS field effect transistor is defined as having a gate structure that is a "layer made of a conductor or a semiconductor such as polysilicon with a low resistance value," “an insulating layer,” and "P-type, A field effect transistor consisting of at least three layers of "N-type or intrinsic semiconductor layers”. That is, the structure of the gate of the MOS field effect transistor is not limited to the three-layer structure of metal, oxide, and semiconductor.
  • the isolated switching power supply device 100 of this comparative example includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB and RREF, and a semiconductor device 10.
  • the transformer TR1 includes a primary winding L1 and a secondary winding L2 that are electromagnetically coupled with opposite polarities.
  • the number of turns of the primary winding L1 is N P
  • the number of turns of the secondary winding L2 is N S.
  • the primary winding L1 and the secondary winding L2 electrically insulate between the primary circuit system and the secondary circuit system.
  • An input voltage V IN is applied to the first end of the primary winding L1 and the terminal TVIN of the semiconductor device 10.
  • the second end of the primary winding L1 is connected to the first end of the resistor RFB and the terminal TSW of the semiconductor device 201.
  • a second end of resistor RFB is connected to terminal TFB of semiconductor device 201.
  • the resistor RFB has a resistance value RFB .
  • a first end of the secondary winding L2 is connected to the anode of the output diode D1.
  • a cathode of output diode D1 is connected to a first end of output capacitor C1.
  • the output diode D1 is a diode with a forward voltage V F1 .
  • the second end of the secondary winding L2 and the second end of the output capacitor C1 are connected to the ground potential of the secondary circuit system.
  • the induced voltage generated in the secondary winding L2 is rectified by the output diode D1, smoothed by the output capacitor C1, and converted into an output voltage V OUT .
  • the output voltage V OUT is output from a connection node between the cathode of the output diode D1 and the first end of the output capacitor C1.
  • the semiconductor device 10 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching element SW1 is an N-channel MOS field effect transistor in this embodiment.
  • the drain of switching element SW1 is connected to primary winding L1 via terminal TSW.
  • the source of switching element SW1 is connected to ground potential.
  • the switching element SW1 may be an element other than an N-channel MOS field effect transistor.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the emitter of PNP transistor Q1 is connected to terminal TVIN.
  • the emitter of PNP transistor Q2 is connected to terminal TFB.
  • the bases of PNP transistors Q1 and Q2 are connected to the collector of PNP transistor Q1 and the first end of current source IS1.
  • a second end of current source IS1 is connected to ground potential.
  • the collector of the PNP transistor Q2 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator COMP1 and the terminal TREF.
  • a first end of an external resistor RREF is connected to the terminal TREF.
  • the second end of resistor RREF is connected to ground potential.
  • the resistor RREF has a resistance value R REF .
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • a reference current IREF having substantially the same value as the feedback current IFB is converted into a feedback voltage VFB by a resistor RREF.
  • Feedback voltage V FB is supplied to the non-inverting input terminal of comparator COMP1.
  • Feedback current IFB can be expressed by the following equation (1)
  • feedback voltage VFB can be expressed by the following equation (2).
  • the slope circuit SLP1 outputs a slope voltage V SLP that increases from the internal reference voltage V INTREF in a slope shape and is periodically reset to the internal reference voltage V INTREF with the internal reference voltage V INTREF as a reference.
  • the slope voltage V SLP is supplied to the inverting input terminal of the comparator COMP1.
  • the comparator COMP1 outputs a comparison result between the feedback voltage V FB and the slope voltage V SLP to the control unit CNT1.
  • the control unit CNT1 controls the driver DRV1 based on the output of the comparator COMP1.
  • Driver DRV1 drives switching element SW1.
  • feedback voltage VFB becomes equal to internal reference voltage V INTREF . Therefore, the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 100 of this comparative example can be expressed by the following equation (3).
  • the isolated switching power supply device 100 of this comparative example has a problem in that the forward voltage V F1 of the output diode D1, which changes depending on the temperature, causes an error in the output voltage V OUT . has.
  • FIG. 2 is a diagram showing a first embodiment of an isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB, RREF, and RRVF, and a semiconductor device 11. Note that in FIG. 2, the same parts as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the semiconductor device 11 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a temperature correction section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • the temperature correction section performs temperature correction on the detection result of the voltage detection section.
  • the temperature correction section includes a current source IS2, a diode D2, an operational amplifier OP1, an N-channel MOS field effect transistor Q3, P-channel MOS field effect transistors Q4 and Q5, and N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7. and a terminal TRVF.
  • a power supply voltage is applied to the first end of the current source IS2.
  • the second end of current source IS2 is connected to the non-inverting input terminal of operational amplifier OP1 and the anode of diode D2.
  • the cathode of diode D2 is connected to ground potential.
  • Diode D2 is a diode with forward voltage V F2 .
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the source of the N-channel MOS field effect transistor Q3 and the terminal TRVF.
  • the terminal TRVF is connected to the first end of an external resistor RVF.
  • a second end of the resistor RVF is connected to ground potential.
  • the resistor RVF is a resistor having a resistance value RVF .
  • the output terminal of operational amplifier OP1 is connected to the gate of N-channel type MOS field effect transistor Q3.
  • a first current mirror circuit constituted by P-channel MOS field-effect transistors Q4 and Q5 outputs a first mirror current corresponding to the drain current of N-channel MOS field-effect transistor Q3.
  • a second current mirror circuit constituted by N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7 outputs a second mirror current according to the first mirror current.
  • the second mirror current IVF is a current in which a part of the collector current of the PNP transistor Q2 is extracted from the output terminal of the second current mirror circuit.
  • the mirror ratio of P-channel MOS field effect transistors Q4 and Q5 in the first current mirror circuit is 1, and the mirror ratio of N-channel MOS field effect transistors Q6 and Q7 in the second current mirror circuit is also 1. It is. Note that the mirror ratio of P-channel type MOS field effect transistors Q4 and Q5 may be other than 1, and the mirror ratio of N-channel type MOS field effect transistors Q6 and Q7 may be other than 1.
  • the current after the second mirror current is extracted from the collector current of the PNP transistor Q2 becomes the reference voltage IREF.
  • the second mirror current IVF is a value obtained by dividing the forward voltage V F2 of the diode D2 by the resistance value R VF of the resistor RVF. Therefore, the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 101 of this embodiment can be expressed by the following equation (4).
  • the second term on the right side of equation (4) below is an error term due to the forward voltage V F1 of the output diode D1
  • the third term on the right side of equation (4) below is a correction term by the temperature correction section.
  • the following equation (5) holds between the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2 so that the error term is canceled by the correction term. It is preferable that the ratio between the resistance value R FB of the resistor RFB and the resistance value R VF of the resistor RVF is adjusted as follows. In other words, the resistance value R VF of the resistor RVF is determined by the resistance value R FB of the resistor RFB, the winding ratio of the transformer TR1, the temperature characteristics of the diode D2, and the temperature characteristics of the output diode D1, as shown in equation (6) below. It is preferable to set it according to the temperature characteristics.
  • the diode D2 is designed such that the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 are canceled by the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2. Although it is desirable that the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D2 completely match, the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 and the temperature characteristics of the diode D2 There may be an error between the forward voltage V and the temperature characteristics of F2 .
  • FIG. 3 is a diagram showing a temperature characteristic T100 of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 100 of the comparative example and a temperature characteristic T101 of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 101 of the present embodiment.
  • the target value of the output voltage V OUT is set to 5.00 [V].
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment has higher accuracy in output voltage V OUT than the isolated switching power supply device 100 of the comparative example.
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer TR1 is changed.
  • the resistor RVF may be built into the semiconductor device 11.
  • FIG. 4 is a diagram showing a second embodiment of the isolated switching power supply device.
  • the isolated switching power supply device 101 of this embodiment includes a transformer TR1, an output diode D1, an output capacitor C1, resistors RFB, RREF, and RVF, a diode D3, and a semiconductor device 12. Note that in FIG. 4, the same parts as in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
  • the semiconductor device 12 includes a switching element SW1 and a switching control device that controls the switching element SW1.
  • the switching control device includes a voltage detection section, a temperature correction section, a slope circuit SLP1, a comparator COMP1, a control section CNT1, a driver DRV1, a terminal TVIN, a terminal TFB, a terminal TSW, and a terminal TREF.
  • the voltage detection section includes PNP transistors Q1 and Q2 and a current source IS1.
  • the voltage detection section detects the induced voltage generated at the connection node between the primary winding L1 and the switching element SW1 in the form of a feedback current IFB.
  • the temperature correction section performs temperature correction on the detection result of the voltage detection section.
  • the temperature correction section includes a current source IS2, an operational amplifier OP1, an N-channel MOS field effect transistor Q3, a P-channel MOS field-effect transistor Q4 and Q5, an N-channel MOS field-effect transistor Q6 and Q7, and a terminal TRVF. and a terminal TVF.
  • a power supply voltage is applied to the first end of the current source IS2.
  • the second end of the current source IS2 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 and the terminal TVF.
  • the anode of an external diode D3 is connected to the terminal TVF.
  • the cathode of diode D3 is connected to ground potential.
  • the diode D3 is a diode with a forward voltage V F2 , similar to the diode D2 of the first embodiment.
  • the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 102 of this embodiment can be expressed by the above equation (4) similarly to the output voltage V OUT of the isolated switching power supply device 101 of the first embodiment.
  • the diode D3 is the same type of diode as the output diode D1. Therefore, the temperature characteristics of the diode D3 and the temperature characteristics of the output diode D1 can be easily made equal.
  • the above ( It is preferable that the ratio between the resistance value R FB of the resistor RFB and the resistance value R VF of the resistor RVF is adjusted so that the relationship in equation 5) holds true.
  • the resistance value R VF of the resistor RVF is determined by the resistance value R FB of the resistor RFB and the transformer TR1, as shown in equation (7) below. It is preferable to set the winding ratio according to the winding ratio.
  • the detection result of the voltage detection section is temperature-corrected, so the accuracy of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 102 is improved. can be increased. More specifically, since the temperature characteristics of the forward voltage V F1 of the output diode D1 are canceled by the temperature characteristics of the forward voltage V F2 of the diode D3, the accuracy of the output voltage V OUT of the isolated switching power supply 102 is improved. be able to.
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer TR1 is changed.
  • the resistor RVF may be built into the semiconductor device 12.
  • the isolated switching power supply device 101 or 102 is used, for example, as a power source for a gate driver device.
  • the gate driver device is mounted on an electrical device, for example, together with an output transistor driven by the gate driver device and a load such as a motor connected in series to the output transistor.
  • the electrical device is mounted on a vehicle X shown in FIG. 5, for example.
  • the application of the isolated switching power supply device 101 or 102 is not limited to the power supply for a gate driver device.
  • the electrical equipment equipped with the isolated switching power supply device 101 or 102 is not limited to use in the automobile field, but can be used in all fields (automobile field, industrial machinery field, home appliance field, etc.).
  • the voltage detection section was configured to detect the induced voltage generated at the connection node between the primary winding of the transformer and the switching element, but the voltage detection section was configured to detect the induced voltage generated at the connection node between the primary winding of the transformer and the switching element.
  • the configuration may be such that the induced voltage generated is detected.
  • the switching control devices (101, 102) described above are switching control devices configured to control the switching element (SW1) connected to the primary winding (L1) of the transformer (TR1), and A voltage detection unit (Q1, Q2, IS1) configured to detect an induced voltage generated in a connection node between a winding and the switching element or an auxiliary winding of the transformer, and a detection result of the voltage detection unit
  • a temperature correction section (IS2, OP1, Q3 to Q7) configured to perform temperature correction, and configured to control on/off of the switching element based on the induced voltage temperature-corrected by the temperature correction section.
  • the temperature correction section includes a first diode (D2) built in the switching control device or a second diode (D3) externally attached to the switching control device. ) is a configuration (first configuration) having either one of the first terminals (TVF) configured to be connected to the TVF.
  • the switching control device having the first configuration even if the forward voltage of the diode provided in the secondary circuit system changes depending on the temperature, the detection result of the voltage detection section is temperature-corrected. The accuracy of the output voltage can be increased.
  • the temperature correction section has a second terminal (TRVF) configured to be connected to a first resistor (RVF) externally attached to the switching control device. (second configuration).
  • the temperature correction section can perform appropriate temperature correction even when the winding ratio of the transformer is changed.
  • the temperature correction section includes the first diode, and the resistance value of the first resistor is set between the connection node or the auxiliary winding and the voltage detection section. Set according to the resistance value of the second resistor provided, the turns ratio of the transformer, the temperature characteristics of the first diode, and the temperature characteristics of a third diode connected to the secondary winding of the transformer. (third configuration).
  • the switching control device with the third configuration can cancel the error term included in the formula for calculating the output voltage of the isolated switching power supply device using the correction term.
  • the temperature correction section has the second terminal, and the resistance value of the first resistor is set between the connection node or the auxiliary winding and the voltage detection section.
  • the structure may be set according to the resistance value of the second resistor provided and the winding ratio of the transformer (fourth structure).
  • the switching control device with the fourth configuration calculates the output voltage of the isolated switching power supply by aligning the temperature characteristics of the second diode and the temperature characteristics of the third diode connected to the secondary winding of the transformer.
  • the error term included in the equation can be canceled by the correction term.
  • the temperature correction section has the second terminal, and the second diode is connected to the secondary winding (L2) of the transformer.
  • the diode may be of the same type as the third diode (D1) to be connected (fifth configuration).
  • the switching control device having the fifth configuration can match the temperature characteristics of the second diode and the third diode connected to the secondary winding of the transformer.
  • the temperature correction unit may be configured to draw out a part of the current output from the voltage detection unit (sixth configuration). It's okay.
  • the switching control device of the sixth configuration can realize temperature correction with a simple circuit configuration.
  • the isolated switching power supply device described above has a configuration (seventh configuration) including the switching control device having any of the first to sixth configurations, the transformer, and the switching element.
  • the isolated switching power supply device with the seventh configuration can improve the accuracy of the output voltage.
  • the electrical equipment described above has a configuration (eighth configuration) that includes the insulated switching power supply device of the seventh configuration.
  • the electric device having the eighth configuration can improve the accuracy of the output voltage of the isolated switching power supply device.

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Abstract

スイッチング制御装置は、一次巻線とスイッチング素子との接続ノード又はトランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正する温度補正部と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン/オフを制御するロジック部と、を有する。前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第1ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第2ダイオードに接続される第1端子のいずれか一方を有する。

Description

スイッチング制御装置、絶縁型スイッチング電源装置、及び電気機器
 本明細書中に開示されている発明は、スイッチング制御装置、並びにこれを用いた絶縁型スイッチング電源装置及び電気機器に関する。
 従来、一次回路系と二次回路系との間を絶縁しつつ入力電圧から所望の出力電圧を生成する絶縁型スイッチング電源装置が種々の電気機器に利用されている。
特開2015-76962号公報
 一般に、絶縁型スイッチング電源装置は、フォトカプラを用いて出力帰還制御を行う構成である。しかしながら、フォトカプラを用いる従来構成では、部品点数の増加に伴う長期信頼性の低下及びコストアップが課題となっていた。
 また、従来、フォトカプラを用いずに、トランスの一次巻線に発生するフライバック電圧又はトランスの補助巻線に発生する誘起電圧に基づき出力帰還制御を行う絶縁型スイッチング電源装置も提案されている(例えば特許文献1参照)。
 しかしながら、トランスの一次巻線に発生するフライバック電圧、及び、トランスの補助巻線に発生する誘起電圧はそれぞれ、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧の情報を含んでいる。二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧は温度に応じて変化するため、その変化量がそのまま絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の誤差となるおそれがある。
 特許文献1で提案されている絶縁型スイッチング電源装置は、一次電流がオフされてから帰還電圧が閾値電圧を下回るまでの期間を計測し、その計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングすることで、出力電圧の精度を高めている。しかしながら、計測結果に基づいて帰還電圧をサンプリングする構成では、回路構成が複雑になってしまう。
 したがって、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を特許文献1とは別の手法で高めることが望まれる。
 本明細書中に開示されているスイッチング制御装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成される。前記スイッチング制御装置は、前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン/オフを制御するように構成されるロジック部と、を有する。前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第1ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第2ダイオードに接続されるように構成される第1端子のいずれか一方を有する。
 本明細書中に開示されている絶縁型スイッチング電源装置は、上記構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する。
 本明細書中に開示されている電気機器は、上記構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する。
 本明細書中に開示されている発明によれば、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
図1は、絶縁型スイッチング電源装置の比較例を示す図である。 図2は、絶縁型スイッチング電源装置の第1実施形態を示す図である。 図3は、出力電圧の温度特性を示す図である。 図4は、絶縁型スイッチング電源装置の第2実施形態を示す図である。 図5は、車両の外観図である。
 本明細書において、MOS(Metal Oxide Semiconductor)電界効果トランジスタとは、ゲートの構造が、「導電体または抵抗値が小さいポリシリコン等の半導体からなる層」、「絶縁層」、及び「P型、N型、又は真性の半導体層」の少なくとも3層からなる電界効果トランジスタをいう。つまり、MOS電界効果トランジスタのゲートの構造は、金属、酸化物、及び半導体の3層構造に限定されない。
<絶縁型スイッチング電源装置(比較例)>
 図1は、絶縁型スイッチング電源装置の比較例(=後出の実施形態と対比される一般的な構成)を示す図である。本比較例の絶縁型スイッチング電源装置100は、トランスTR1と、出力ダイオードD1と、出力コンデンサC1と、抵抗RFB及びRREFと、半導体装置10と、を有する。
 トランスTR1は、互いに逆極性で電磁結合された一次巻線L1及び二次巻線L2を含む。一次巻線L1の巻線数はNであり、二次巻線L2の巻線数はNである。一次巻線L1及び二次巻線L2は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁する。一次巻線L1の第1端及び半導体装置10の端子TVINには入力電圧VINが印加される。一次巻線L1の第2端は、抵抗RFBの第1端及び半導体装置201の端子TSWに接続される。抵抗RFBの第2端は半導体装置201の端子TFBに接続される。抵抗RFBは、抵抗値RFBの抵抗である。二次巻線L2の第1端は、出力ダイオードD1のアノードに接続される。出力ダイオードD1のカソードは、出力コンデンサC1の第1端に接続される。出力ダイオードD1は、順方向電圧VF1のダイオードである。二次巻線L2の第2端及び出力コンデンサC1の第2端は、二次回路系のグラウンド電位に接続される。二次巻線L2に発生する誘起電圧は、出力ダイオードD1によって整流され、出力コンデンサC1によって平滑化されて出力電圧VOUTに変換される。出力電圧VOUTは、出力ダイオードD1のカソード及び出力コンデンサC1の第1端の接続ノードから出力される。
 半導体装置10は、スイッチング素子SW1と、スイッチング素子SW1を制御するスイッチング制御装置と、有する。
 スイッチング素子SW1は、本実施形態ではNチャネル型MOS電界効果トランジスタである。スイッチング素子SW1のドレインは、端子TSWを介して一次巻線L1に接続される。スイッチング素子SW1のソースは、グラウンド電位に接続される。なお、本実施形態の変形例として、スイッチング素子SW1はNチャネル型MOS電界効果トランジスタ以外の素子であってもよい。
 スイッチング制御装置は、電圧検出部と、スロープ回路SLP1と、コンパレータCOMP1と、制御部CNT1と、ドライバDRV1と、端子TVINと、端子TFBと、端子TSWと、端子TREFと、を有する。
 電圧検出部は、PNPトランジスタQ1及びQ2と、電流源IS1と、を有する。PNPトランジスタQ1のエミッタは端子TVINに接続される。PNPトランジスタQ2のエミッタは端子TFBに接続される。PNPトランジスタQ1及びQ2の各ベースは、PNPトランジスタQ1のコレクタ及び電流源IS1の第1端に接続される。電流源IS1の第2端はグラウンド電位に接続される。
 PNPトランジスタQ2のコレクタは、コンパレータCOMP1の非反転入力端子と、端子TREFとに接続される。端子TREFには、外付けの抵抗RREFの第1端が接続される。抵抗RREFの第2端はグラウンド電位に接続される。抵抗RREFは、抵抗値RREFの抵抗である。
 電圧検出部は、一次巻線L1とスイッチング素子SW1との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流IFBの形式で検出する。帰還電流IFBと略同一値の基準電流IREFは、抵抗RREFによって帰還電圧VFBに変換される。帰還電圧VFBは、コンパレータCOMP1の非反転入力端子に供給される。
 帰還電流IFBは下記の(1)式で表すことができ、帰還電圧VFBは下記の(2)式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 スロープ回路SLP1は、内部基準電圧VINTREFを基準として、内部基準電圧VINTREFからスロープ状に増加し、周期的に内部基準電圧VINTREFにリセットされるスロープ電圧VSLPを出力する。スロープ電圧VSLPは、コンパレータCOMP1の反転入力端子に供給される。
 コンパレータCOMP1は、帰還電圧VFBとスロープ電圧VSLPとの比較結果を制御部CNT1に出力する。制御部CNT1は、コンパレータCOMP1の出力に基づきドライバDRV1を制御する。ドライバDRV1は、スイッチング素子SW1を駆動する。その結果、帰還電圧VFBは内部基準電圧VINTREFと等しくなる。従って、本比較例の絶縁型スイッチング電源装置100の出力電圧VOUTは下記の(3)式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 下記の(3)式から明らかなように、本比較例の絶縁型スイッチング電源装置100は、温度に応じて変化する出力ダイオードD1の順方向電圧VF1が出力電圧VOUTの誤差となるという課題を有する。
 上記の考察に鑑み、以下では、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる新規な実施形態を提案する。
<絶縁型スイッチング電源装置(第1実施形態)>
 図2は、絶縁型スイッチング電源装置の第1実施形態を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101は、トランスTR1と、出力ダイオードD1と、出力コンデンサC1と、抵抗RFB、RREF、及びRRVFと、半導体装置11と、を有する。なお、図2において図1と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
 半導体装置11は、スイッチング素子SW1と、スイッチング素子SW1を制御するスイッチング制御装置と、有する。
 スイッチング制御装置は、電圧検出部と、温度補正部と、スロープ回路SLP1と、コンパレータCOMP1と、制御部CNT1と、ドライバDRV1と、端子TVINと、端子TFBと、端子TSWと、端子TREFと、を有する。
 電圧検出部は、PNPトランジスタQ1及びQ2と、電流源IS1と、を有する。電圧検出部は、一次巻線L1とスイッチング素子SW1との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流IFBの形式で検出する。
 温度補正部は、電圧検出部の検出結果を温度補正する。温度補正部は、電流源IS2と、ダイオードD2と、オペアンプOP1と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ3と、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタQ4及びQ5と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ6及びQ7と、端子TRVFと、を有する。
 電流源IS2の第1端には電源電圧が印加される。電流源IS2の第2端は、オペアンプOP1の非反転入力端子と、ダイオードD2のアノードと、に接続される。ダイオードD2のカソードは、グラウンド電位に接続される。ダイオードD2は、順方向電圧VF2のダイオードである。オペアンプOP1の反転入力端子は、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ3のソース及び端子TRVFに接続される。端子TRVFには、外付けの抵抗RVFの第1端に接続される。抵抗RVFの第2端は、グラウンド電位に接続される。抵抗RVFは、抵抗値RVFの抵抗である。オペアンプOP1の出力端子は、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ3のゲートに接続される。
 Pチャネル型MOS電界効果トランジスタQ4及びQ5によって構成される第1カレントミラー回路は、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ3のドレイン電流に応じた第1ミラー電流を出力する。
 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ6及びQ7によって構成される第2カレントミラー回路は、第1ミラー電流に応じた第2ミラー電流を出力する。第2ミラー電流IVFは、PNPトランジスタQ2のコレクタ電流の一部が第2カレントミラー回路の出力端から引き抜かれた電流である。本実施形態では、第1カレントミラー回路におけるPチャネル型MOS電界効果トランジスタQ4及びQ5のミラー比は1であり、第2カレントミラー回路におけるNチャネル型MOS電界効果トランジスタQ6及びQ7のミラー比も1である。なお、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタQ4及びQ5のミラー比は1以外であってもよく、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ6及びQ7のミラー比は1以外であってもよい。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101では、PNPトランジスタQ2のコレクタ電流から第2ミラー電流が引き抜かれた後の電流が、基準電圧IREFとなる。
 第2ミラー電流IVFは、ダイオードD2の順方向電圧VF2を抵抗RVFの抵抗値RVFで割った値となる。従って、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101の出力電圧VOUTは下記の(4)式で表すことができる。下記の(4)式の右辺第2項は出力ダイオードD1の順方向電圧VF1による誤差項であり、下記の(4)式の右辺第3項は温度補正部による補正項である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 誤差項が補正項によってキャンセルされるように、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性とダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性との間に下記の(5)式の関係が成り立つように、抵抗RFBの抵抗値RFBと抵抗RVFの抵抗値RVFとの比が調整されるとよい。つまり、抵抗RVFの抵抗値RVFは、下記の(6)式に示すように、抵抗RFBの抵抗値RFBと、トランスTR1の巻線比と、ダイオードD2の温度特性と、出力ダイオードD1の温度特性と、に応じて設定されるとよい。なお、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性がダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性によってキャンセルされるように、ダイオードD2が設計される。出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性とダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性とは完全に一致することが望ましいが、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性とダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性との間に誤差があってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 本実施形態では、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置101の出力電圧VOUTの精度を高めることができる。より詳細には、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性がダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性によってキャンセルされるので、絶縁型スイッチング電源装置101の出力電圧VOUTの精度を高めることができる。図3は、比較例の絶縁型スイッチング電源装置100の出力電圧VOUTの温度特性T100と、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101の出力電圧VOUTの温度特性T101と、を示す図である。ここでは、出力電圧VOUTの目標値が5.00[V]に設定されている。図3から明らかな通り、本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101は、比較例の絶縁型スイッチング電源装置100と比較して出力電圧VOUTの精度が高い。
 また、本実施形態では、抵抗RVFの抵抗値RVFを調整することによって、トランスTR1の巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。なお、トランスTR1の巻線比が一意に設計される場合には、抵抗RVFが半導体装置11に内蔵されるようにしてもよい。
<絶縁型スイッチング電源装置(第2実施形態)>
 図4は、絶縁型スイッチング電源装置の第2実施形態を示す図である。本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101は、トランスTR1と、出力ダイオードD1と、出力コンデンサC1と、抵抗RFB、RREF、及びRVFと、ダイオードD3と、半導体装置12と、を有する。なお、図4において図2と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
 半導体装置12は、スイッチング素子SW1と、スイッチング素子SW1を制御するスイッチング制御装置と、有する。
 スイッチング制御装置は、電圧検出部と、温度補正部と、スロープ回路SLP1と、コンパレータCOMP1と、制御部CNT1と、ドライバDRV1と、端子TVINと、端子TFBと、端子TSWと、端子TREFと、を有する。
 電圧検出部は、PNPトランジスタQ1及びQ2と、電流源IS1と、を有する。電圧検出部は、一次巻線L1とスイッチング素子SW1との接続ノードに発生する誘起電圧を帰還電流IFBの形式で検出する。
 温度補正部は、電圧検出部の検出結果を温度補正する。温度補正部は、電流源IS2と、オペアンプOP1と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ3と、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタQ4及びQ5と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタQ6及びQ7と、端子TRVFと、端子TVFと、を有する。
 電流源IS2の第1端には電源電圧が印加される。電流源IS2の第2端は、オペアンプOP1の非反転入力端子と、端子TVFと、に接続される。端子TVFには、外付けのダイオードD3のアノードが接続される。ダイオードD3のカソードは、グラウンド電位に接続される。ダイオードD3は、第1実施形態のダイオードD2と同様に、順方向電圧VF2のダイオードである。
 本実施形態の絶縁型スイッチング電源装置102の出力電圧VOUTは、第1実施形態の絶縁型スイッチング電源装置101の出力電圧VOUTと同様に、上記の(4)式で表すことができる。
 また、本実施形態では、ダイオードD3は、出力ダイオードD1と同一種類のダイオードである。これにより、ダイオードD3の温度特性と出力ダイオードD1の温度特性とを簡単に揃えることができる。
 上記の(4)式において誤差項が補正項によってキャンセルされるように、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性とダイオードD2の順方向電圧VF2の温度特性との間に上記の(5)式の関係が成り立つように、抵抗RFBの抵抗値RFBと抵抗RVFの抵抗値RVFとの比が調整されるとよい。ダイオードD3の温度特性と出力ダイオードD1の温度特性とが揃っている場合、抵抗RVFの抵抗値RVFは、下記の(7)式に示すように、抵抗RFBの抵抗値RFBと、トランスTR1の巻線比と、に応じて設定されるとよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 本実施形態では、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置102の出力電圧VOUTの精度を高めることができる。より詳細には、出力ダイオードD1の順方向電圧VF1の温度特性がダイオードD3の順方向電圧VF2の温度特性によってキャンセルされるので、絶縁型スイッチング電源装置102の出力電圧VOUTの精度を高めることができる。
 また、本実施形態では、抵抗RVFの抵抗値RVFを調整することによって、トランスTR1の巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。なお、トランスTR1の巻線比が一意に設計される場合には、抵抗RVFが半導体装置12に内蔵されるようにしてもよい。
<用途>
 絶縁型スイッチング電源装置101又は102は、例えばゲートドライバ装置の電源として用いられる。ゲートドライバ装置は、例えば、ゲートドライバ装置によって駆動される出力トランジスタ、及び、当該出力トランジスタに直列接続されるモータ等の負荷とともに、電気機器に搭載される。当該電気機器は、例えば図5に示す車両Xに搭載される。なお、絶縁型スイッチング電源装置101又は102の用途は、ゲートドライバ装置の電源に限定されない。また、絶縁型スイッチング電源装置101又は102を搭載する電気機器は、自動車分野での利用に限定されず、あらゆる分野(自動車分野、産業機械分野、家電分野など)で利用することが可能である。
<その他>
 発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
 例えば、上述した実施形態では、電圧検出部は、トランスの一次巻線とスイッチング素子との接続ノードに発生する誘起電圧を検出する構成であったが、電圧検出部は、トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出する構成であってもよい。
 以上説明したスイッチング制御装置(101、102)は、トランス(TR1)の一次巻線(L1)に接続されるスイッチング素子(SW1)を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部(Q1、Q2、IS1)と、前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部(IS2、OP1、Q3~Q7)と、前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン/オフを制御するように構成されるロジック部(CNT1)と、を有し、前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第1ダイオード(D2)、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第2ダイオード(D3)に接続されるように構成される第1端子(TVF)のいずれか一方を有する構成(第1の構成)である。
 上記第1の構成のスイッチング制御装置は、二次回路系に設けられるダイオードの順方向電圧が温度に応じて変化しても電圧検出部の検出結果が温度補正されるので、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
 上記第1の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第1抵抗(RVF)に接続されるように構成される第2端子(TRVF)を有する構成(第2の構成)であってもよい。
 上記第2の構成のスイッチング制御装置は、第1抵抗の抵抗値を調整することによって、トランスの巻線比が変更された場合でも温度補正部が適切な温度補正を行うことができる。
 上記第2の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第1ダイオードを有し、前記第1抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第2抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、前記第1ダイオードの温度特性と、前記トランスの二次巻線に接続される第3ダイオードの温度特性と、に応じて設定される構成(第3の構成)であってもよい。
 上記第3の構成のスイッチング制御装置は、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の算出式に含まれる誤差項を補正項によってキャンセルすることができる。
 上記第2の構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第2端子を有し、前記第1抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第2抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、に応じて設定される構成(第4の構成)であってもよい。
 上記第4の構成のスイッチング制御装置は、第2ダイオードの温度特性とトランスの二次巻線に接続される第3ダイオードの温度特性とを揃えることで、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の算出式に含まれる誤差項を補正項によってキャンセルすることができる。
 上記第1、第2、又は第4いずれかの構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は前記第2端子を有し、前記第2ダイオードは、前記トランスの二次巻線(L2)に接続される第3ダイオード(D1)と同一種類のダイオードである構成(第5の構成)であってもよい。
 上記第5の構成のスイッチング制御装置は、第2ダイオードの温度特性とトランスの二次巻線に接続される第3ダイオードの温度特性とを揃えることができる。
 上記第1~第5いずれかの構成のスイッチング制御装置において、前記温度補正部は、前記電圧検出部から出力される電流の一部を引き抜くように構成される構成(第6の構成)であってもよい。
 上記第6の構成のスイッチング制御装置は、簡易な回路構成で温度補正を実現することができる。
 以上説明した絶縁型スイッチング電源装置は、上記第1~第6いずれかの構成のスイッチング制御装置と、前記トランスと、前記スイッチング素子と、を有する構成(第7の構成)である。
 上記第7の構成の絶縁型スイッチング電源装置は、の出力電圧の精度を高めることができる。
 以上説明した電気機器は、上記第7の構成の絶縁型スイッチング電源装置を有する構成(第8の構成)である。
 上記第8の構成の電気機器は、絶縁型スイッチング電源装置の出力電圧の精度を高めることができる。
   10、11 半導体装置
   100、101 絶縁型スイッチング電源装置
   C1 出力コンデンサ
   CNT1 制御部
   COMP1 コンパレータ
   D1 出力ダイオード
   D2、D3 ダイオード
   DRV1 ドライバ
   IS1、IS2 電流源
   L1 一次巻線
   L2 二次巻線
   OP1 オペアンプ
   Q1、Q2 PNPトランジスタ
   Q3、Q6、Q7 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
   Q4、Q5 Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ
   RFB、RREF、RVF 抵抗
   SLP1 スロープ回路
   SW1 スイッチング素子
   TFB、TREF、TSW、TVIN、TRVF、TVF 端子
   TR1 トランス
   X 車両

Claims (8)

  1.  トランスの一次巻線に接続されるスイッチング素子を制御するように構成されるスイッチング制御装置であって、
     前記一次巻線と前記スイッチング素子との接続ノード又は前記トランスの補助巻線に発生する誘起電圧を検出するように構成される電圧検出部と、
     前記電圧検出部の検出結果を温度補正するように構成される温度補正部と、
     前記温度補正部によって温度補正された前記誘起電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン/オフを制御するように構成されるロジック部と、
     を有し、
     前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に内蔵される第1ダイオード、又は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第2ダイオードに接続されるように構成される第1端子のいずれか一方を有する、スイッチング制御装置。
  2.  前記温度補正部は、前記スイッチング制御装置に外付けされる第1抵抗に接続されるように構成される第2端子を有する、請求項1に記載のスイッチング制御装置。
  3.  前記温度補正部は前記第1ダイオードを有し、
     前記第1抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第2抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、前記第1ダイオードの温度特性と、前記トランスの二次巻線に接続される第3ダイオードの温度特性と、に応じて設定される、請求項2に記載のスイッチング制御装置。
  4.  前記温度補正部は前記第2端子を有し、
     前記第1抵抗の抵抗値は、前記接続ノード又は前記補助巻線と前記電圧検出部との間に設けられる第2抵抗の抵抗値と、前記トランスの巻線比と、に応じて設定される、請求項2に記載のスイッチング制御装置。
  5.  前記温度補正部は前記第2端子を有し、
     前記第2ダイオードは、前記トランスの二次巻線に接続される第3ダイオードと同一種類のダイオードである、請求項1、請求項2、又は請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
  6.  前記温度補正部は、前記電圧検出部から出力される電流の一部を引き抜くように構成される、請求項1~5のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置。
  7.  請求項1~6のいずれか一項に記載のスイッチング制御装置と、
     前記トランスと、
     前記スイッチング素子と、を有する、絶縁型スイッチング電源装置。
  8.  請求項7に記載の絶縁型スイッチング電源装置を有する、電気機器。
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