WO2023100360A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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貴昭 ▲高▼原
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device that convert AC power into desired power.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power supply into desired AC power and supplies it to a load such as an air conditioner.
  • a power converter which is a control device for an air conditioner, rectifies AC power supplied from an AC power supply with a diode stack, which is a rectifier, and smoothes the power with a smoothing capacitor.
  • a technology is disclosed in which the AC power is converted into a desired AC power by an inverter composed of switching elements and output to a compressor motor, which is a load.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a power conversion device capable of suppressing an increase in device size while suppressing deterioration of a smoothing capacitor.
  • a power conversion device includes a converter that rectifies a first AC voltage supplied from an AC power supply, and is connected to an output terminal of the converter. a capacitor for smoothing the rectified first DC voltage into a second DC voltage containing the first ripple; It includes an inverter that converts to an AC voltage, and a detection unit that acquires a physical quantity correlated with the second DC voltage. The power converter controls the second AC voltage so as to superimpose a second ripple correlated with the first ripple on the output voltage of the inverter.
  • the power converter according to the present disclosure has the effect of suppressing the deterioration of the smoothing capacitor and suppressing the enlargement of the device.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing operating states of the power converter according to the presence or absence of control for suppressing the charge/discharge current of the capacitor in the control unit of the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. 2 is a diagram showing charging and discharging states of a capacitor in the power conversion device according to Embodiment 1;
  • a first block diagram showing a configuration for generating a q-axis current command for suppressing pulsation of the DC bus voltage provided in the control unit of the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a filter included in the power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing a connection example when the control unit of the power converter according to Embodiment 1 has a plant model;
  • a second block diagram showing a configuration for generating a q-axis current command for suppressing pulsation of the DC bus voltage provided in the control unit of the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a first diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command by the control unit of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a second diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command by the control unit of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a first diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command by the control unit of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a second diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command by the control unit
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the relationship between the frequency and the effective value of the capacitor current when control is performed to suppress the charging and discharging current of the capacitor in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing a specific example of pulsation component extraction in the power converter according to Embodiment 1;
  • 4 is a flowchart showing the operation of the control unit of the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power converter according to Embodiment 1;
  • FIG. 1 is a first diagram showing a configuration example of a power converter according to Embodiment 2; A second diagram showing a configuration example of the power converter according to Embodiment 2 A diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to Embodiment 3
  • a power conversion device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device will be described below in detail based on the drawings.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 1 according to Embodiment 1.
  • Power converter 1 is connected to AC power supply 110 and compressor 315 .
  • the power conversion device 1 converts a first AC voltage of the power supply voltage Vs supplied from the AC power supply 110 into a second AC voltage having a desired amplitude and phase, and supplies the second AC voltage to the compressor 315 .
  • the AC power supply 110 may be a single-phase AC power supply or a three-phase AC power supply.
  • AC power supply 110 is a single-phase AC power supply will be described as an example.
  • the power conversion device 1 includes a voltage detection unit 501, a converter 150, a smoothing unit 200, a voltage detection unit 502, an inverter 310, current detection units 313a and 313b, and a control unit 400.
  • Converter 150 includes reactor 120 and rectifier 130 .
  • a motor drive device 2 is configured by the power conversion device 1 and the motor 314 included in the compressor 315 .
  • the voltage detection unit 501 detects the voltage value of the first AC voltage of the power supply voltage Vs supplied from the AC power supply 110 and outputs the detected voltage value to the control unit 400 .
  • Voltage detection unit 501 is a detection unit that detects the power state of the first AC voltage. Note that the voltage detection unit 501 may detect a zero crossing of the first AC voltage as the power state of the first AC voltage.
  • the converter 150 rectifies a first AC voltage of the power supply voltage Vs supplied from the AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply.
  • reactor 120 is connected between AC power supply 110 and rectifying section 130 .
  • the rectifying section 130 has a bridge circuit composed of rectifying elements 131 to 134, rectifies a first AC voltage of the power supply voltage Vs supplied from the AC power supply 110, and outputs the rectified first AC voltage.
  • the rectifier 130 performs full-wave rectification.
  • the smoothing section 200 is connected to the output terminal of the rectifying section 130 .
  • Smoothing section 200 has capacitor 210 as a smoothing element, and smoothes the voltage rectified by rectifying section 130 .
  • Capacitor 210 is, for example, an electrolytic capacitor, a film capacitor, or the like.
  • Capacitor 210 is connected to the output end of converter 150 , more specifically, to the output end of rectification section 130 , and has a capacity to smooth the voltage rectified by rectification section 130 .
  • the voltage generated in the capacitor 210 by smoothing does not have the waveform of the full-wave rectification of the AC power supply 110, but has a waveform in which a voltage ripple corresponding to the frequency of the AC power supply 110 is superimposed on the DC component, and does not pulsate greatly.
  • the main component of the frequency of this voltage ripple is twice the frequency of the power supply voltage Vs. If the power input from AC power supply 110 and the power output from inverter 310 do not change, the amplitude of this voltage ripple is determined by the capacitance of capacitor 210 . For example, it pulsates in such a range that the maximum value of the voltage ripple generated in the capacitor 210 is less than twice the minimum value.
  • capacitor 210 is connected to the output terminal of converter 150 and smoothes the first DC voltage rectified by converter 150 into a second DC voltage containing the first ripple.
  • the voltage detection unit 502 detects the DC bus voltage Vdc , which is the voltage across the smoothing unit 200, that is, the capacitor 210, charged by the current rectified by the rectifying unit 130 and flowing into the smoothing unit 200 from the rectifying unit 130. The resulting voltage value is output to the control unit 400 .
  • Voltage detection unit 502 is a detection unit that detects a physical quantity correlated with the second DC voltage including the first ripple as the power state of capacitor 210 .
  • the voltage detection section 502 may be referred to as a first detection section, and the physical quantity detected by the voltage detection section 502 may be referred to as a first physical quantity.
  • the inverter 310 is connected to both ends of the smoothing section 200 , that is, the capacitor 210 .
  • Inverter 310 has switching elements 311a-311f and freewheeling diodes 312a-312f.
  • Inverter 310 turns switching elements 311a to 311f on and off under the control of control unit 400, and converts the voltage output from rectifying unit 130 and smoothing unit 200 into a second AC voltage having a desired amplitude and phase. is generated and output to the motor 314 of the connected compressor 315 .
  • Inverter 310 converts a second DC voltage containing the first ripple into a second AC voltage according to a desired frequency.
  • Each of the current detection units 313 a and 313 b detects the current value of one phase out of the three phase currents output from the inverter 310 and outputs the detected current value to the control unit 400 .
  • Control unit 400 acquires two-phase current values among the three-phase current values output from inverter 310, thereby calculating the remaining one-phase current value output from inverter 310.
  • the current detection units 313 a and 313 b are detection units that acquire a second physical quantity including a third ripple that is correlated with the number of rotations generated by the motor 314 . In the following description, the current detection units 313a and 313b may be referred to as second detection units.
  • a compressor 315 is a load having a motor 314 for driving the compressor.
  • Motor 314 rotates according to the amplitude and phase of the second AC voltage supplied from inverter 310 to perform compression operation.
  • the load torque of the compressor 315 can often be regarded as a constant torque load.
  • FIG. 1 shows a case where the motor windings are Y-connected, but this is an example and the present invention is not limited to this.
  • the motor windings of the motor 314 may be delta-connection, or may be switchable between Y-connection and delta-connection.
  • reactor 120 may be arranged after rectifying section 130 .
  • the power conversion device 1 may include a booster section, or the rectifier section 130 may have the function of the booster section.
  • the voltage detection units 501 and 502 and the current detection units 313a and 313b may be collectively referred to as detection units.
  • the voltage values detected by the voltage detection units 501 and 502 and the current values detected by the current detection units 313a and 313b are sometimes referred to as detection values.
  • the control unit 400 acquires the voltage value of the power supply voltage Vs of the first AC voltage from the voltage detection unit 501, acquires the voltage value of the DC bus voltage Vdc of the smoothing unit 200 from the voltage detection unit 502, and obtains the voltage value of the DC bus voltage Vdc of the smoothing unit 200 from the voltage detection unit 502.
  • a current value of the second AC voltage having the desired amplitude and phase converted by the inverter 310 is obtained from 313a and 313b.
  • Control unit 400 controls the operation of inverter 310, specifically, the on/off of switching elements 311a to 311f included in inverter 310, using the detection values detected by the respective detection units. Also, the control unit 400 controls the operation of the motor 314 using the detection values detected by each detection unit.
  • control unit 400 outputs second AC power including pulsation corresponding to the pulsation of current flowing from rectifying unit 130 into capacitor 210 of smoothing unit 200 from inverter 310 to compressor 315 as a load.
  • the operation of the inverter 310 is controlled so as to
  • the pulsation according to the pulsation of the current flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 is, for example, the pulsation that varies depending on the frequency of the pulsation of the current flowing into the capacitor 210 of the smoothing section 200 .
  • the control unit 400 suppresses the current flowing through the capacitor 210 of the smoothing unit 200 .
  • control unit 400 does not have to use all the detection values acquired from each detection unit, and may perform control using some of the detection values.
  • Control unit 400 controls the second AC voltage such that a second ripple correlated with the first ripple detected by voltage detection unit 502 is superimposed on the output voltage from inverter 310 .
  • the control unit 400 performs control so that any one of the speed, voltage, and current of the motor 314 is in a desired state.
  • the motor 314 is used to drive the compressor 315 and the compressor 315 is a hermetic compressor, attaching a position sensor for detecting the rotor position to the motor 314 is structurally and economically advantageous. Since it is difficult, the control unit 400 controls the motor 314 without a position sensor.
  • control unit 400 controls the operations of inverter 310 and motor 314 using dq rotation coordinates that rotate in synchronization with the rotor position of motor 314, as will be described later.
  • the control unit 400 for suppressing the current flowing through the capacitor 210 of the smoothing unit 200 will be described.
  • the input current from rectifying section 130 to capacitor 210 of smoothing section 200 is input current I1
  • the output current from capacitor 210 of smoothing section 200 to inverter 310 is output current I2.
  • the charge/discharge current of the capacitor 210 of the smoothing section 200 is assumed to be the charge/discharge current I3.
  • control unit 400 suppresses charging/discharging current I3 of capacitor 210 by performing control to suppress pulsation of DC bus voltage Vdc .
  • Control unit 400 can suppress charge/discharge current I3 of capacitor 210 by adding a current corresponding to pulsation of DC bus voltage Vdc to output current I2.
  • FIG. 2 is a diagram showing operating states of the power converter 1 according to the presence or absence of control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 in the control unit 400 of the power converter 1 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIGS. 2(a) and 2(b) show the first AC voltage of the power supply voltage Vs supplied from the AC power supply 110 and the rectified voltage outputted from the rectifying section 130, and FIGS. 2(c) and 2(b).
  • FIG. 2(d) shows the current flowing from the inverter 310 to the motor 314, and FIGS.
  • FIGS. 2(b), 2(d), and 2(f) show states in which the control unit 400 is controlled to suppress the charging/discharging current I3 of the capacitor 210.
  • the rectified voltage output from the rectifying section 130 pulsates at a frequency twice the power supply frequency of the AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply.
  • FIG. 2(b) also shows the same state as FIG. 2(a).
  • the pulsation of the DC bus voltage Vdc that is, the pulsation of the charging/discharging current I3 of the capacitor 210, as shown in FIG. It pulsates at a frequency twice the power supply frequency of the AC power supply 110, which is a phase AC power supply.
  • the control unit 400 adds a current corresponding to the pulsation of the charge/discharge current I3 of the capacitor 210 to the output current I2, which is the current flowing from the inverter 310 to the motor 314, that is, from the state of FIG.
  • the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 can be suppressed as shown in FIG. 2(f).
  • the power supply frequency of the AC power supply 110 which is a single-phase AC power supply, that is, the fundamental frequency of the first AC voltage is denoted by f
  • the frequency twice the power supply frequency of the AC power supply 110 is denoted by the power supply 2f.
  • pulsations in various frequency bands are generated depending on the influence of the wiring of the AC power supply 110 and the operating state of the compressor 315 as a load, but they are omitted here.
  • FIG. 3 is a diagram showing the charge/discharge state of the capacitor 210 in the power conversion device 1 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3A and 3B when the voltage from AC power supply 110 is smaller than the voltage of capacitor 210 , capacitor 210 discharges, causing motor 314 from capacitor 210 via inverter 310 . current flows through As shown in FIGS. 3(c) and 3(d), when the voltage from the AC power supply 110 is higher than the voltage of the capacitor 210, the discharged amount is charged by the capacitor 210, and the AC voltage 110 is transferred to the rectifying section. 130 and inverter 310 to motor 314 .
  • control by control unit 400 to suppress charging/discharging current I3 of capacitor 210 is to reduce the current flowing through capacitor 210 to reduce the capacity of capacitor 210 .
  • the power conversion device 1 detects the DC bus voltage Vdc that is correlated with the current of the capacitor 210, and the control unit 400 extracts the pulsation component and suppresses the pulsation.
  • the power conversion device 1 By controlling the output of the inverter 310 in such a manner, the current of the capacitor 210 is indirectly reduced.
  • the power conversion device 1 since the pulsation of the DC bus voltage Vdc is increased by reducing the capacity of the capacitor 210, the power conversion device 1 has the advantage of having a good S/N (Signal/Noise) ratio in detecting the DC bus voltage Vdc .
  • S/N Signal/Noise
  • There is Information required for the control of this embodiment is the detected value of the DC bus voltage Vdc and the power supply frequency of the AC power supply 110 .
  • the control unit 400 extracts the pulsating frequency component of the DC bus voltage Vdc from the DC bus voltage Vdc and generates a q-axis current command.
  • FIG. 4 is a first block diagram showing a configuration for generating a q-axis current command for suppressing pulsation of the DC bus voltage Vdc provided in the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the configuration shown in FIG. 4 is formed by a feedback loop in which the value of the q-axis current command is 0 in order to make the pulsation of the DC bus voltage Vdc zero .
  • the DC bus voltage Vdc can be obtained from the detected value of the voltage detector 502 .
  • a q-axis current command value of 0 may be abbreviated as a command value of 0.
  • the voltage detection unit 502 generally detects the value of the DC bus voltage Vdc divided by the series ratio of the resistors by the control unit 400.
  • the ripple component of the DC bus voltage Vdc is The method is not limited as long as the physical quantity contained therein can be detected.
  • the control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 since the DC component of the DC bus voltage Vdc is not particularly required, it is not always necessary to directly detect the voltage value of the DC bus voltage Vdc by the method described above. .
  • Direct detection of the charge/discharge current I3 of the capacitor 210 requires an expensive sensor such as a DCCT (Direct Current Transformer) or an ACCT (Alternating Current Transformer). etc. is an issue.
  • circuits for detecting the DC bus voltage Vdc are generally less expensive than current detection, and are easy to introduce because there is no need to worry about loss, heat, and the like.
  • the circuit for detecting the DC bus voltage Vdc can be used together with a converter including a booster as in the second embodiment described later.
  • the voltage detection unit 502 may detect the DC bus voltage Vdc in synchronization with the carrier of the inverter 310 with respect to the detection timing of the DC bus voltage Vdc .
  • the DC bus voltage Vdc may be detected in synchronization with the carrier of the converter.
  • Voltage detector 502 samples at a frequency at least twice the power frequency of AC power supply 110 in consideration of the sampling theorem, that is, detects DC bus voltage Vdc at a period faster than twice the power frequency of AC power supply 110. It is good if it can be detected. In this manner, the voltage detection unit 502 detects the physical quantity with a period shorter than the frequency of the first ripple. Also, the voltage detection unit 502 may detect the physical quantity in synchronization with the timing at which the switching elements 311a to 311f of the inverter 310 change in conduction or non-conduction.
  • the power conversion device 1 may include a filter at the input end of the control section 400 that acquires the detected value of the DC bus voltage Vdc from the voltage detection section 502 .
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the filter 513 included in the power conversion device 1 according to Embodiment 1. As shown in FIG.
  • the power conversion device 1 includes, for example, a filter 513 composed of a resistor 511 and a capacitor 512 .
  • the cutoff frequency of the filter 513 must be at least twice the power supply frequency of the AC power supply 110. You can design it. For example, if the resistance value of resistor 511 is 10 k ⁇ and the capacitance of capacitor 512 is 1000 pF, the cutoff frequency of filter 513 is 16 kHz. Note that the power conversion device 1 may have a configuration in which a digital filter is provided inside the control unit 400 instead of the filter 513 shown in FIG.
  • the power conversion device 1 uses either an analog filter that attenuates a specific frequency component configured by electronic components or a digital filter that attenuates a specific frequency component by calculation of the control unit 400. Attenuates noise by attenuating specific frequency components of
  • the cutoff frequency of the analog filter or digital filter described above is a frequency that is at least twice the frequency of the first ripple.
  • the secondary low-pass filter 401 passes the DC component of the DC bus voltage Vdc .
  • Subtraction unit 402 removes the DC component from DC bus voltage Vdc by subtracting the DC component of DC bus voltage Vdc that has passed through secondary low-pass filter 401 from DC bus voltage Vdc .
  • filter 403 is a kind of high-pass filter that removes the DC component from the DC bus voltage Vdc . Note that the filter 403 is intended to increase the accuracy of extracting the pulsation, which will be described later, so the filter 403 may be omitted.
  • a subtraction unit 404 calculates a difference between the command value 0 and the DC bus voltage Vdc from which the DC component has been removed.
  • a pulsating component extraction unit 405 extracts a specific frequency component, specifically a cos2f component, from the difference between the command value 0 and the DC bus voltage Vdc after removing the DC component.
  • 2f is the power supply frequency of the AC power supply 110, that is, twice the fundamental frequency of the first AC voltage.
  • a pulsating component extraction unit 407 extracts a specific frequency component, specifically a sin 2f component, from the difference between the command value 0 and the DC bus voltage Vdc after removing the DC component.
  • the pulsation extraction units 405 and 407 extract and reduce only the pulsation of a specific frequency component, thereby suppressing the generation of beats, sidebands, etc., and making the waveform less distorted.
  • the control unit 400 multiplies the trigonometric function cos2f of the same frequency as the specific frequency component to be extracted by the pulsation component extraction unit 405, and multiplies the trigonometric function sin2f of the same frequency as the specific frequency component to be extracted by the pulsation component extraction unit 407. , a simple Fourier transform is performed.
  • ⁇ 2 ⁇ f1 and f1 is 100 Hz or 120 Hz.
  • the pulsation component extraction unit 405 performs the calculation of formula (1)
  • the pulsation component extraction unit 407 performs the calculation of formula (2).
  • the pulsation component extraction unit 405 removes the sine component by filtering the value obtained by Equation (1) with a low-pass filter.
  • the pulsation component extraction unit 407 removes the cos component by filtering the value obtained by Equation (2) with a low-pass filter.
  • the amplitude value A of sin( ⁇ t) can be extracted in the pulsation component extraction units 405 and 407 .
  • the low-pass filters used in the pulsation component extractors 405 and 407 are designed to have a cutoff frequency of ⁇ /10, for example, because it is sufficient to remove a frequency that is twice the frequency component to be extracted.
  • the low-pass filters used in the pulsation component extractors 405 and 407 are not limited to this, and other filters such as a band-pass filter may be used as long as the amplitude value A, which is a DC component, can be extracted.
  • the integral control unit 406 performs integral control so that the frequency component extracted by the pulsation component extraction unit 405 becomes zero, and calculates the required current amount.
  • the integral control unit 408 performs integral control so that the frequency component extracted by the pulsation component extraction unit 407 becomes zero, and calculates the required current amount. Note that the integral control units 406 and 408 may perform calculations in combination with proportional control, differential control, etc., in addition to integral control. Gain coefficient K used in integral control units 406 and 408 is designed to be an inverse function of the function representing the plant model shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a connection example when the control unit 400 of the power conversion device 1 according to Embodiment 1 has the plant model 420 .
  • the actual gain coefficient K varies depending on the specific circuit configuration of the plant model 420 and the like.
  • the control unit 400 can realize highly robust control for suppressing the charge/discharge current I3 of the capacitor 210 by the feedback configuration by the integral control units 406 and 408 .
  • An AC restoration processing unit 409 receives the calculation results of the integral control units 406 and 408 and restores the calculation results into one AC signal.
  • the AC restoration processing unit 409 outputs the restored AC signal as a q-axis current command. For example, if the output from the integral control unit 406 is I q2f-cos and the output from the integral control unit 408 is I q2f-sin , the AC restoration processing unit 409 obtains the q-axis current command I Calculate qd2v .
  • I qd2v I q2f ⁇ cos sin(2 ⁇ in t) ⁇ I q2f ⁇ sin cos(2 ⁇ in t) (3)
  • the AC restoration processing unit 409 shifts the phase by 90 degrees during the AC restoration because the phase difference between the DC bus voltage Vdc and the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 is 90 degrees. Thereby, the control unit 400 can pulsate the q-axis current at the same frequency as the DC bus voltage Vdc , and pulsate the output voltage of the inverter 310 .
  • the inventors have found that the effective value of the current flowing through the capacitor 210 can be reduced by causing the inverter 310 to output a pulsation component having the same frequency as the power supply frequency of the AC power supply 110. Confirmed by analysis. The analysis results are as shown in FIG. 2 described above. It can be confirmed that the effective value of the capacitor current is reduced with the control for suppressing the charge/discharge current I3 of the capacitor 210 compared to without the control for suppressing the charge/discharge current I3 of the capacitor 210 . 3 and other examples, the control unit 400 increases the inverter output when the voltage from the AC power supply 110 is high, and decreases the inverter output when the voltage from the AC power supply 110 is low. This is because charging and discharging of 210 is suppressed.
  • the control unit 400 suppresses the pulsation of the frequency component twice the fundamental frequency of the first AC voltage.
  • the pulsation extractor and the integral controller are arranged in parallel to extract the frequency components of twice and four times the fundamental frequency of the first AC voltage. can be done.
  • FIG. 7 is a second block diagram showing a configuration for generating a q-axis current command for suppressing pulsation of the DC bus voltage Vdc provided in the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • the configuration shown in FIG. 7 is obtained by adding pulsation component extraction units 410 and 412 and integral control units 411 and 413 to the configuration shown in FIG.
  • the pulsating component extraction unit 410 extracts a specific frequency component, specifically a cos4f component, from the difference between the command value 0 and the DC bus voltage Vdc after the DC component has been removed.
  • 4f is the power supply frequency of the AC power supply 110, that is, the frequency four times the fundamental frequency of the first AC voltage.
  • a pulsating component extraction unit 412 extracts a specific frequency component, specifically a sin4f component, from the difference between the command value 0 and the DC bus voltage Vdc after the DC component has been removed.
  • the effects obtained by the pulsating component extracting units 410 and 412 are as described above for the pulsating component extracting units 405 and 407 .
  • the integral control unit 411 performs integral control so that the frequency component extracted by the pulsation component extraction unit 410 becomes zero, and calculates the required amount of current.
  • the integral control section 413 performs integral control so that the frequency component extracted by the pulsation component extraction section 412 becomes zero, and calculates the required current amount. Note that the integral control units 411 and 413 may perform calculations in combination with proportional control, differential control, etc., in addition to integral control.
  • the AC restoration processing unit 409 receives the calculation results of the integration control units 406, 408, 411, and 413 and restores the calculation results into one AC signal.
  • the AC restoration processing unit 409 outputs the restored AC signal as a q-axis current command. Thereby, the control unit 400 can pulsate the q-axis current at the same frequency as the DC bus voltage Vdc , and pulsate the output voltage of the inverter 310 .
  • control unit 400 has a pulsation component extraction unit that extracts at least one specific frequency component from the physical quantity detected by voltage detection unit 502, and inverter 310 is adjusted so that the extracted frequency component approaches zero. to control the output voltage of the
  • the control unit 400 has one or more pulsation component extraction units that extract at least one specific frequency component from the physical quantity detected by the voltage detection unit 502. It is also possible to change the pulsation component extractor for extracting the frequency component. That is, when the control unit 400 includes two or more pulsating portion extracting units capable of extracting frequency components as shown in FIG. 7, the control unit 400 may select and control the pulsating portion extracting unit to be used.
  • the control unit 400 adds a q-axis current command necessary for suppressing pulsation of the DC bus voltage Vdc to the existing q-axis current command.
  • the existing q-axis current command will be explained.
  • the magnetic flux direction of the motor magnet is defined as the d-axis, and the direction leading 90 degrees in electrical angle phase from the d-axis, that is, the direction perpendicular to the d-axis is defined as the q-axis. It is a well-known technology that a current Iq is caused to flow in the motor coil in the q-axis direction to generate a torque in the motor 314 to generate a rotational force.
  • control unit 400 of the power conversion device 1 connected to the motor 314 has a speed control unit (not shown) for controlling the motor 314 to a desired rotation speed. Since the configuration of the speed control unit may be a general configuration, detailed description thereof will be omitted. Assuming that the output of the speed control unit is iqpi , the existing q-axis current command iq * is expressed as in equation (4).
  • Iqvdc be the amplitude component of the pulsation of the DC bus voltage Vdc
  • 2 ⁇ in be the angular velocity at twice the fundamental frequency of the first AC voltage supplied from the AC power supply 110
  • the DC bus voltage Vdc the q-axis current command required to suppress the pulsation of the DC bus voltage Vdc is expressed as in equation (5).
  • control unit 400 In order to suppress pulsation of DC bus voltage Vdc , control unit 400 generates q-axis current command i q * shown in equation (6) and controls operations of inverter 310, motor 314, and the like. Note that the control unit 400 targets a plurality of frequencies when suppressing the pulsation of the DC bus voltage Vdc , specifically, the frequencies that are twice and four times the fundamental frequency of the first AC voltage. In this case, the q-axis current command i q * shown in Equation (7) may be generated to control the operations of inverter 310, motor 314, and the like.
  • iq * iqpi + Iqvdcsin ( 2 ⁇ in + ⁇ )+ Iqvdcsin ( 4 ⁇ in + ⁇ ) (7)
  • Control unit 400 does not limit the frequencies to be controlled to twice the fundamental frequency of the first AC voltage to four times the fundamental frequency of the first AC voltage, but to 6 times the fundamental frequency of the first AC voltage.
  • One or more multiples of the fundamental frequency of the first alternating voltage may be of interest, such as times, eight times the fundamental frequency of the first alternating voltage. That is, the control unit 400 superimposes, on the inverter output, pulsation of harmonic components of two times the fundamental frequency of the first AC voltage and one or more orders of multiples of the fundamental frequency of the first AC voltage.
  • the frequency of the first ripple is twice the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110 .
  • the frequency of the first ripple is the sum of the frequency component twice the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110, and the frequency component of the order multiple.
  • control unit 400 may add a q-axis current command for vibration suppression control of the motor 314 to the q-axis current command i q * shown in Equation (6) or Equation (7).
  • Load pulsation caused by the rotation of the motor 314 of the compressor 315 can be suppressed by a q-axis current command output by a pulsation compensator as disclosed in Japanese Patent No. 6537725, for example. Therefore, the control unit 400 only needs to have such a pulsation compensation unit.
  • the control unit 400 controls the second AC voltage so that the output voltage from the inverter 310 is superimposed on the fourth ripple, which is correlated with the above-mentioned third ripple. Therefore, when the q-axis current command for vibration suppression control is added to the q-axis current commands of equations (6) and (7), they are represented by equations (9) and (10), respectively.
  • iq * iqpi + Iqvdcsin ( 2 ⁇ in + ⁇ )+ Iqvdcsin ( 4 ⁇ in + ⁇ )+ Iqavssin ( ⁇ m + ⁇ ) (10)
  • Control unit 400 generates q-axis current command i q * shown in equation (9) or equation (10) in order to suppress pulsation of DC bus voltage Vdc and perform vibration suppression control, and inverter 310, It controls the operation of the motor 314 and the like.
  • q-axis current command i q * shown in equation (9) or equation (10) in order to suppress pulsation of DC bus voltage Vdc and perform vibration suppression control, and inverter 310, It controls the operation of the motor 314 and the like.
  • the control unit 400 sets a limit value for each control q-axis current command.
  • Methods of setting the limit values include, for example, a method of determining priority and allocating the q-axis current each time, a method of distributing the q-axis current at a predetermined ratio from the beginning, and the like.
  • the priority is determined, for example, i qpi >I qvdc >I qavs .
  • control unit 400 does not limit the q-axis current command iqpi from the speed control unit, and uses the remaining current amount obtained by subtracting the q-axis current command iqpi from the maximum current amount as the pulsation of the DC bus voltage Vdc. It may be distributed to the q-axis current command I qvdc for suppression and the q-axis current command I qavs from the pulsating load compensator.
  • FIG. 8 is a first diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command i q * by the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a first diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command i q * by the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a second diagram showing the ratio of the amount of current for each control to the q-axis current command i q * by the control unit 400 of the power converter 1 according to the first embodiment. 8 and 9 deal with equation (9), and I qvdc2 represents I qvdc sin(2 ⁇ in + ⁇ ).
  • the control unit 400 allocates the q-axis current command i qpi and the q-axis current command I qvdc2 to the maximum current amount as they are, and allocates the remaining current amount to the q-axis current command I qavs . good too. Further, as shown in FIG.
  • control unit 400 assigns the q-axis current command i qpi as it is to the maximum current amount, and assigns the remaining current amount to the q-axis current command I qvdc2 and the q-axis current command I qavs . It may be divided into two and allocated. Control unit 400 allocates q-axis current command i qpi to the maximum current amount as it is, and assigns the remaining current amount to q-axis current commands I qvdc2 , q It may be equally divided into three and assigned to the axis current command I qvdc4 and the q-axis current command I qavs . Note that I qvdc4 represents I qvdc sin(4 ⁇ in + ⁇ ).
  • the control unit 400 basically gives priority to the q-axis current command i qpi because the desired rotation of the motor 314 cannot be maintained if the current of the q-axis current command i qpi output from the speed control unit is limited.
  • a limit may be added to the q-axis current command iqpi depending on the application, such as the desire to continue the operation even if the rotation speed of the motor 314 is reduced.
  • the control unit 400 may freely set the ratio for each control in FIGS. 8 and 9 according to the purpose. For example, the control unit 400 may allocate a large amount of current to the q-axis current command Iqavs when vibration is noticeable at low speed. Thus, control unit 400 changes the ratio of the second ripple and the fourth ripple superimposed on the output voltage from inverter 310 at a specified ratio.
  • control unit 400 superimposes on the inverter output a pulsation containing the same frequency component as the pulsation of the DC bus voltage Vdc generated by the AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply, so that the pulsation of the DC bus voltage Vdc is reduced. can be reduced.
  • the control unit 400 uses the power supply frequency of the AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply, that is, twice the fundamental frequency of the first AC voltage, as the aforementioned frequency component.
  • control unit 400 uses the detection value of the voltage detection unit 501 to periodically calculate the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply.
  • the power supply frequency of the AC power supply 110 may fluctuate slightly even during the day. Therefore, by periodically calculating the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110, the control unit 400 can improve the accuracy of the control described above.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the relationship between the frequency and the effective value of the current in capacitor 210 when control is performed to suppress charging/discharging current I3 in capacitor 210 in power converter 1 according to Embodiment 1. . As shown in FIG.
  • the effect of the control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 decreases with an error of about 0.1 Hz, that is, the current of the capacitor 210 increases. Therefore, the power converter 1 must always correctly detect the power supply frequency of the AC power supply 110 in order to obtain the desired effect in the control for suppressing the charging/discharging current I3 of the capacitor 210 .
  • the pulsating component extraction units 405 and 407 extract the values obtained by the equations (1) and (2) as A sin component and a cos component are removed by filtering with a low-pass filter, and an amplitude value A of sin( ⁇ t) is extracted.
  • the DC bus voltage V dc after the DC component is removed is represented by Equation (11).
  • a sin ( ⁇ t + ⁇ t) A sin ( ⁇ t) cos ( ⁇ t) + A cos ( ⁇ t) sin ( ⁇ t) (11)
  • Equation (13) is obtained by multiplying 2sin( ⁇ t) by the minute extraction unit 407 .
  • the pulsation component extractors 405 and 407 remove the sine component and cosine component by filtering the values obtained by the equations (12) and (13) with a low-pass filter.
  • the amplitude value A containing the ⁇ component of sin( ⁇ t+ ⁇ t) can be extracted in the pulsation component extraction units 405 and 407 .
  • the DC bus voltage Vdc after removal of the DC component when the double frequency of the power supply frequency of the AC power supply 110 is 101 Hz is represented by Equation (14).
  • FIG. 11 is a diagram showing a specific example of pulsation component extraction in the power converter 1 according to the first embodiment.
  • Vin indicates the power supply frequency of the AC power supply 110
  • Vdc indicates the DC bus voltage.
  • ⁇ represents Asin(2 ⁇ 1t) in the first term on the right side of Equation (15)
  • ⁇ represents Acos(2 ⁇ 1t) in the first term on the right side of Equation (16).
  • the control unit 400 detects the primary voltage or zero crossing of the AC power supply 110 and periodically calculates the power supply frequency of the AC power supply 110, and continuously updates the power supply frequency of the AC power supply 110 recognized by the control unit 400. Since the control unit 400 may not be able to calculate the correct power supply frequency due to the effects of noise, delay of the detection circuit, etc. in the zero-crossing detection, generally a moving average of several times is used.
  • the control unit 400 performs zero-cross detection on the extracted pulsation component, for example, V dc cos2f in FIG. If it can be corrected to 101 Hz, frequency calculation by zero cross detection of AC power supply 110 becomes unnecessary.
  • the voltage detection unit 501 is assumed to be a third detection unit that detects a third physical quantity correlated with the voltage value of the first AC voltage.
  • control unit 400 periodically calculates the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of AC power supply 110 , from the third physical quantity detected by voltage detection unit 501 .
  • the voltage detection unit 501 is a fourth detection unit that detects whether the voltage value of the first AC voltage, which changes with the passage of time, exceeds or falls below a specified value.
  • control unit 400 periodically calculates the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of AC power supply 110 , from the output signal of voltage detection unit 501 .
  • the control unit 400 sets the average value of the values calculated from the output signal of the voltage detection unit 501 two or more times as the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110 .
  • control unit 400 acquires a physical quantity correlated with the DC bus voltage Vdc (step S1).
  • control unit 400 identifies the first ripple included in DC bus voltage Vdc (step S2).
  • Control unit 400 generates a q-axis current command so as to superimpose the first ripple and the correlated second ripple on the output voltage from inverter 310 (step S3).
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements the control unit 400 included in the power converter 1 according to Embodiment 1. As shown in FIG. Control unit 400 is implemented by processor 91 and memory 92 .
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or a system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 92 includes RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Non-volatile or volatile such as Only Memory)
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory flash memory
  • EPROM Erasable Programmable Read Only Memory
  • EEPROM registered trademark
  • a semiconductor memory can be exemplified.
  • the memory 92 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • voltage detection unit 502 detects DC bus voltage Vdc
  • control unit 400 detects the voltage generated by AC power supply 110, which is a single-phase AC power supply.
  • a pulsation containing the same frequency component as the pulsation of the DC bus voltage Vdc that is, a pulsation having a frequency twice the fundamental frequency of the first AC voltage, which is the power supply frequency of the AC power supply 110, is superimposed on the inverter output. Ripple of the voltage Vdc can be reduced.
  • the power conversion device 1 can suppress an increase in the size of the device while suppressing deterioration of the smoothing capacitor 210 .
  • the power conversion device 1 can reduce the cost of the detection circuit compared to the case where the current flowing through the capacitor 210 is directly detected. , can be easily introduced because there is no need to worry about the effects of heat.
  • the power conversion device 1 since the DC bus voltage Vdc detected by the voltage detection unit 502 is the voltage smoothed by the capacitor 210, the power conversion device 1 uses PWM ( High-frequency ripple countermeasures by Pulse Width Modulation are not required.
  • PWM High-frequency ripple countermeasures by Pulse Width Modulation are not required.
  • the power conversion device 1 increases the S/N ratio of the pulsation component to be controlled, thereby facilitating detection.
  • the power conversion device 1 is capable of highly robust control because the control unit 400 performs feedback control.
  • the control unit 400 extracts and controls a specific frequency component, the power conversion device 1 can perform control with reduced waveform distortion.
  • Embodiment 2 A second embodiment will explain a case where the converter includes a booster circuit.
  • FIG. 14 is a first diagram showing a configuration example of a power conversion device 1a according to Embodiment 2.
  • FIG. Power converter 1a is obtained by replacing converter 150 and control unit 400 with converter 150a and control unit 400a in power converter 1 of Embodiment 1 shown in FIG.
  • Converter 150 a includes reactor 120 , rectifying section 130 , and boosting section 140 .
  • the boosting unit 140 includes a reactor 141, a switching element 142, and a rectifying element 143, and constitutes a booster circuit.
  • the boosting unit 140 boosts the voltage rectified by the rectifying unit 130 by controlling the ON/OFF of the switching element 142 by the control unit 400a. Since the boosting operation of the boosting unit 140 may be a general one, detailed description thereof will be omitted.
  • the control unit 400 a has the function of controlling on/off of the switching element 142 of the boosting unit 140 as well as the function of the control unit 400 . That is, control unit 400 a controls the operation of converter 150 a including boost unit 140 .
  • the power converter 1a and the motor 314 included in the compressor 315 constitute a motor drive device 2a.
  • the power conversion device 1a is equipped with a booster circuit to increase the DC bus voltage Vdc .
  • the amount of current that can be used for the q-axis current can be increased.
  • the power conversion device 1a can increase the current that can be allocated to Iqvdc even under the same load conditions, rotation speed, etc., and reduces the pulsation of the DC bus voltage Vdc. can enhance the effect of suppressing Power converter 1a needs to detect the voltage boosted by booster 140, but since it includes voltage detector 502 for detecting DC bus voltage Vdc , new detection is performed in the second embodiment. No need to add parts.
  • the configuration in which the converter of the power conversion device has the boost function is not limited to the example of FIG. 14 .
  • the converter 150 of the power converter 1 of Embodiment 1 is a passive circuit made up of passive components, and the value of the DC bus voltage Vdc is determined by the amplitude value of the first AC voltage supplied from the AC power supply 110. was the method. However, in Embodiment 1, it is sufficient if the pulsation of the DC bus voltage Vdc can be detected correctly and the pulsation having the same frequency component as the pulsation can be output from the inverter 310 .
  • the rectifying elements 131 to 134 such as diodes are replaced with semiconductor elements, that is, active elements such as switching elements to form a booster circuit, and the control unit 400 or the like controls the operation of the active elements.
  • FIG. 15 is a second diagram showing a configuration example of the power converter 1b according to the second embodiment.
  • Power conversion device 1b is obtained by replacing converter 150 and control section 400 with converter 150b and control section 400b in power conversion device 1 of Embodiment 1 shown in FIG.
  • Converter 150b includes reactor 120 and rectifier 130b.
  • the rectifying section 130b has switching elements 161-164.
  • the switching elements 161 to 164 are semiconductor elements, for example, and are turned on and off under the control of the control section 400b.
  • the rectifying section 130b can boost and output a voltage by turning on and off the switching elements 161-164.
  • the control unit 400b has the function of the control unit 400 as well as the function of controlling on/off of the switching elements 161 to 164 of the rectifying unit 130b.
  • control unit 400b controls the operation of converter 150b.
  • the rectifying unit 130b may have a configuration in which some of the four elements are switching elements and the other elements are rectifying elements such as diodes. Also in this case, the same effects as those of the power converter 1a shown in FIG. 14 can be obtained.
  • the power converter 1b and the motor 314 included in the compressor 315 constitute a motor driving device 2b.
  • the converter 150a in the power converter 1a or the converter 150b in the power converter 1b has at least one switching element.
  • voltage detection unit 502 may detect the physical quantity in synchronization with the timing at which the conduction or non-conduction of the switching element of converter 150a or converter 150b changes.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle equipment 900 according to Embodiment 3.
  • a refrigerating cycle applied equipment 900 according to the third embodiment includes the power converter 1 described in the first embodiment.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 can also include the power conversion device 1a or the power conversion device 1b described in the second embodiment, but here, as an example, the case of including the power conversion device 1 will be described.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 3 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • constituent elements having functions similar to those of the first embodiment are assigned the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • Refrigerating cycle applied equipment 900 includes compressor 315 incorporating motor 314 according to Embodiment 1, four-way valve 902, indoor heat exchanger 906, expansion valve 908, and outdoor heat exchanger 910 with refrigerant pipe 912. attached through
  • a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant and a motor 314 that operates the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 315 .
  • the refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 .
  • the compression mechanism 904 is driven by a variable speed controlled motor 314 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.

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Abstract

電力変換装置（１）は、交流電源（１１０）から供給される第１の交流電圧を整流するコンバータ（１５０）と、コンバータ（１５０）の出力端に接続され、コンバータ（１５０）で整流された第１の直流電圧を、第１のリプルを含む第２の直流電圧に平滑化するコンデンサ（２１０）と、コンデンサ（２１０）の両端に接続され、第２の直流電圧を所望の周波数に応じた第２の交流電圧に変換するインバータ（３１０）と、第２の直流電圧と相関のある物理量を取得する電圧検出部（５０２）と、を備え、第１のリプルと相関のある第２のリプルをインバータの出力電圧に重畳するように第２の交流電圧を制御する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器
　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、交流電源から供給される交流電力を所望の交流電力に変換し、空気調和機などの負荷に供給する電力変換装置がある。例えば、特許文献１には、空気調和機の制御装置である電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力を整流部であるダイオードスタックで整流し、さらに平滑コンデンサで平滑した電力を、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、負荷である圧縮機モータに出力する技術が開示されている。
特開平７－７１８０５号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな電流が流れるため、平滑コンデンサの経年劣化が加速する、という問題があった。このような問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、またはリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられるが、コンデンサ部品のコストが高くなり、また装置が大型化してしまう。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、交流電源から供給される第１の交流電圧を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続され、コンバータで整流された第１の直流電圧を、第１のリプルを含む第２の直流電圧に平滑化するコンデンサと、コンデンサの両端に接続され、第２の直流電圧を所望の周波数に応じた第２の交流電圧に変換するインバータと、第２の直流電圧と相関のある物理量を取得する検出部と、を備える。電力変換装置は、第１のリプルと相関のある第２のリプルをインバータの出力電圧に重畳するように第２の交流電圧を制御する。
　本開示に係る電力変換装置は、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部におけるコンデンサの充放電電流を抑制する制御の有無による電力変換装置の動作状態を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置におけるコンデンサの充放電の状態を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える直流母線電圧の脈動を抑制するｑ軸電流指令を生成する構成を示す第１のブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置が備えるフィルタの例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部でプラントモデルを有する場合の接続例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える直流母線電圧の脈動を抑制するｑ軸電流指令を生成する構成を示す第２のブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部によるｑ軸電流指令に対する各制御の電流量の割合を示す第１の図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部によるｑ軸電流指令に対する各制御の電流量の割合を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置においてコンデンサの充放電電流を抑制する制御を行ったときの周波数とコンデンサの電流の実効値との関係の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置における具体的な脈動分抽出の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す第１の図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す第２の図 実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、交流電源１１０および圧縮機３１５に接続される。電力変換装置１は、交流電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電圧を所望の振幅および位相を有する第２の交流電圧に変換し、圧縮機３１５に供給する。交流電源１１０は、単相交流電源であってもよいし、三相交流電源であってもよい。以降では、交流電源１１０が単相交流電源の場合を例にして説明する。電力変換装置１は、電圧検出部５０１と、コンバータ１５０と、平滑部２００と、電圧検出部５０２と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。コンバータ１５０は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、を備える。なお、電力変換装置１、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２を構成している。
　電圧検出部５０１は、交流電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電圧の電圧値を検出し、検出した電圧値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０１は、第１の交流電圧の電力状態を検出する検出部である。なお、電圧検出部５０１は、第１の交流電圧の電力状態として、第１の交流電圧のゼロクロスを検出してもよい。
　コンバータ１５０は、単相交流電源である交流電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電圧を整流する。コンバータ１５０において、リアクトル１２０は、交流電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有し、交流電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電圧を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行うものである。
　平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０によって整流された電圧を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、コンバータ１５０の出力端、具体的には整流部１３０の出力端に接続され、整流部１３０によって整流された電圧を平滑化するような容量を有する。平滑化によりコンデンサ２１０に発生する電圧は交流電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に交流電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、交流電源１１０が単相交流電源の場合は電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分が主成分となる。交流電源１１０から入力される電力とインバータ３１０から出力される電力とが変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の容量によって決まる。例えば、コンデンサ２１０に発生する電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動している。このように、コンデンサ２１０は、コンバータ１５０の出力端に接続され、コンバータ１５０で整流された第１の直流電圧を、第１のリプルを含む第２の直流電圧に平滑化する。
　電圧検出部５０２は、整流部１３０によって整流され、整流部１３０から平滑部２００に流入される電流によって充電された平滑部２００すなわちコンデンサ２１０の両端電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出した電圧値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０２は、コンデンサ２１０の電力状態として、第１のリプルを含む第２の直流電圧と相関のある物理量を検出する検出部である。以降の説明において、電圧検出部５０２を第１の検出部と称し、電圧検出部５０２で検出される物理量を第１の物理量と称することがある。
　インバータ３１０は、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、および還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０および平滑部２００から出力される電圧を所望の振幅および位相を有する第２の交流電圧に変換、すなわち第２の交流電圧を生成して、接続される圧縮機３１５のモータ３１４に出力する。インバータ３１０は、第１のリプルを含む第２の直流電圧を所望の周波数に応じた第２の交流電圧に変換する。
　電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、モータ３１４によって発生する回転数と相関のある第３のリプルを含む第２の物理量を取得する検出部である。以降の説明において、電流検出部３１３ａ，３１３ｂを第２の検出部と称することがある。
　圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。モータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電圧の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。モータ３１４について、図１ではモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、一例であり、これに限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。
　なお、電力変換装置１において、図１に示す各構成の配置は一例であり、各構成の配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電圧検出部５０１，５０２、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電圧検出部５０１，５０２で検出された電圧値、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、検出値と称することがある。
　制御部４００は、電圧検出部５０１から第１の交流電圧の電源電圧Ｖｓの電圧値を取得し、電圧検出部５０２から平滑部２００の直流母線電圧Ｖｄｃの電圧値を取得し、電流検出部３１３ａ，３１３ｂからインバータ３１０によって変換された所望の振幅および位相を有する第２の交流電圧の電流値を取得する。制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。また、制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、モータ３１４の動作を制御する。本実施の形態において、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電流の脈動に応じた脈動を含む第２の交流電力をインバータ３１０から負荷である圧縮機３１５に出力するようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電流の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電流の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行ってもよい。制御部４００は、電圧検出部５０２で検出された第１のリプルと相関のある第２のリプルをインバータ３１０からの出力電圧に重畳するように第２の交流電圧を制御する。
　制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧、電流のいずれかが所望の状態になるように制御を行う。ここで、モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも難しいので、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、およびセンサレスベクトル制御の２種類がある。本実施の形態では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。本実施の形態において、制御部４００は、後述するように、モータ３１４の回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、インバータ３１０およびモータ３１４の動作を制御する。
　つづいて、制御部４００における、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する制御について説明する。図１に示すように、電力変換装置１において、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０への入力電流を入力電流Ｉ１とし、平滑部２００のコンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流を出力電流Ｉ２とし、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流を充放電電流Ｉ３とする。この場合、入力電流Ｉ１＝出力電流Ｉ２＋充放電電流Ｉ３の関係が成り立つ。コンデンサ２１０に充放電電流Ｉ３が流れるということは、コンデンサ２１０が充放電していることを意味しており、コンデンサ２１０の充放電によってコンデンサ２１０の両端電圧、すなわち直流母線電圧Ｖｄｃは脈動する。そのため、制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するように制御することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動に相当する電流を、出力電流Ｉ２に追加することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することができる。
　図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００におけるコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御の有無による電力変換装置１の動作状態を示す図である。図２（ａ）および図２（ｂ）は交流電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電圧、および整流部１３０から出力される整流後の電圧を示し、図２（ｃ）および図２（ｄ）はインバータ３１０からモータ３１４に流れる電流を示し、図２（ｅ）および図２（ｆ）はコンデンサ２１０に流れる電流、すなわちコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を示す。また、図２において、左側の図２（ａ）、図２（ｃ）、および図２（ｅ）は制御部４００におけるコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御無しの状態を示し、右側の図２（ｂ）、図２（ｄ）、および図２（ｆ）は制御部４００におけるコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御有りの状態を示している。
　図２（ａ）に示すように、整流部１３０から出力される整流後の電圧は、単相交流電源である交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数で脈動している。なお、図２（ｂ）も図２（ａ）と同じ状態のものを示している。制御部４００におけるコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御無しの場合、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動、すなわちコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３の脈動も、図２（ｅ）に示すように、単相交流電源である交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数で脈動している。ここで、制御部４００が、インバータ３１０からモータ３１４に流れる電流である出力電流Ｉ２にコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３の脈動に相当する電流を追加する、すなわち図２（ｃ）の状態から図２（ｄ）の状態にする制御を行うことで、図２（ｆ）に示すように、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することができる。なお、図２では、単相交流電源である交流電源１１０の電源周波数、すなわち第１の交流電圧の基本周波数をｆとし、交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数を電源２ｆと表記している。実際の電力変換装置１では、交流電源１１０の配線の影響、負荷である圧縮機３１５の動作状態に応じて様々な周波数帯の脈動が発生しているが、ここでは省略している。
　図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１におけるコンデンサ２１０の充放電の状態を示す図である。図３（ａ）および図３（ｂ）に示すように、コンデンサ２１０の電圧よりも交流電源１１０からの電圧が小さい場合、コンデンサ２１０が放電することで、コンデンサ２１０からインバータ３１０を介してモータ３１４に電流が流れる。図３（ｃ）および図３（ｄ）に示すように、コンデンサ２１０の電圧よりも交流電源１１０からの電圧が大きい場合、放電した分をコンデンサ２１０が充電することで、交流電願１１０から整流部１３０、およびインバータ３１０を介してモータ３１４に電流が流れる。
　制御部４００がコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御の目的は、コンデンサ２１０に流れる電流を少なくしてコンデンサ２１０の容量を減らすことである。ここで、電力変換装置１において、コンデンサ２１０に流れる電流を直接検出してフィードバック制御を組むことでコンデンサ２１０に流れる電流を減らす方法も考えられるが、電流センサを使う場合はコストが高く、シャント抵抗器を使用するような電流検出回路はノイズ対策、熱対策などの設計が煩雑である。本実施の形態では、電力変換装置１は、図１に示すように、コンデンサ２１０の電流と相関のある直流母線電圧Ｖｄｃを検出し、制御部４００が、脈動成分を抽出し、脈動を抑えるようにインバータ３１０の出力を制御することで、間接的にコンデンサ２１０の電流を低減する。特に、コンデンサ２１０の容量を減らしたことで直流母線電圧Ｖｄｃの脈動が大きくなるため、電力変換装置１では、直流母線電圧Ｖｄｃの検出においてＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ）比が良いというメリットがある。このような本実施の形態の制御で必要となる情報は、直流母線電圧Ｖｄｃの検出値、および交流電源１１０の電源周波数である。制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃから、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動の周波数成分を抽出し、ｑ軸電流指令を生成する。
　図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するｑ軸電流指令を生成する構成を示す第１のブロック図である。図４に示す構成は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を０にするため、ｑ軸電流指令の値が０のフィードバックループによって形成される。直流母線電圧Ｖｄｃについては、電圧検出部５０２の検出値によって得ることができる。以降の説明において、ｑ軸電流指令の値が０のことを指令値０と省略して記載することがある。
　ここで、電力変換装置１における直流母線電圧Ｖｄｃの検出方法について説明する。電力変換装置１では、例えば、電圧検出部５０２が抵抗の直列比によって分圧した直流母線電圧Ｖｄｃの値を制御部４００で検出するのが一般的だが、直流母線電圧Ｖｄｃのリプル成分を含む物理量が検出できればよいので、方法は限定されない。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御では、特に直流母線電圧Ｖｄｃの直流成分は不要であるため、必ずしも上記のような方法で直流母線電圧Ｖｄｃの電圧値を直接検出する必要はない。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を直接検出する場合、ＤＣＣＴ（Ｄｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）、ＡＣＣＴ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）などの高価なセンサが必要になり、シャント抵抗器などを用いた検出では損失、熱などが課題となる。これに対して、直流母線電圧Ｖｄｃを検出する回路は、一般的に電流検出と比較して安価であり、損失、熱などを気にする必要がないため導入が容易である。また、直流母線電圧Ｖｄｃを検出する回路は、後述する実施の形態２のように、昇圧部を含むコンバータとの併用が可能である。
　電圧検出部５０２は、直流母線電圧Ｖｄｃの検出タイミングについて、インバータ３１０のキャリアと同期して直流母線電圧Ｖｄｃを検出してもよいし、後述するようにコンバータが昇圧部を使用する場合はコンバータのキャリアと同期して直流母線電圧Ｖｄｃを検出してもよい。電圧検出部５０２は、サンプリング定理を考慮して少なくとも交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数でサンプリング、すなわち交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数よりも速い周期で直流母線電圧Ｖｄｃを検出できればよい。このように、電圧検出部５０２は、第１のリプルの周波数よりも短い周期で物理量を検出する。また、電圧検出部５０２は、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆの導通または非導通が変化するタイミングと同期して物理量を検出してもよい。
　直流母線電圧Ｖｄｃを検出する回路のノイズ対策について、直流母線電圧Ｖｄｃそのものはコンデンサ２１０によって電圧値が大きく脈動することはないが、検出値の信号線そのものにノイズが重畳するおそれがある。そのため、電力変換装置１は、電圧検出部５０２から直流母線電圧Ｖｄｃの検出値を取得する制御部４００の入力端に、フィルタを備えていてもよい。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備えるフィルタ５１３の例を示す図である。電力変換装置１は、例えば、抵抗５１１およびコンデンサ５１２からなるフィルタ５１３を備える。制御部４００が必要とする直流母線電圧Ｖｄｃの脈動成分は交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数なので、フィルタ５１３のカットオフ周波数は、交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数以上に設計すればよい。例えば、抵抗５１１の抵抗値を１０ｋΩとし、コンデンサ５１２の容量を１０００ｐＦとすると、フィルタ５１３のカットオフ周波数は１６ｋＨｚとなる。なお、電力変換装置１は、ノイズ対策ができればよいので、図５に示すフィルタ５１３に替えて、制御部４００の内部にデジタルフィルタを備える構成であってもよい。このように、電力変換装置１は、電子部品によって構成される特定の周波数成分を減衰させるアナログフィルタ、または制御部４００の演算によって特定の周波数成分を減衰させるデジタルフィルタのいずれかを用いて、物理量の特定の周波数成分を減衰させることで、ノイズを減衰させる。前述のアナログフィルタまたはデジタルフィルタのカットオフ周波数は、第１のリプルの周波数の２倍以上の周波数である。
　図４の説明に戻る。２次ローパスフィルタ４０１は、直流母線電圧Ｖｄｃの直流成分を通過させる。減算部４０２は、直流母線電圧Ｖｄｃから２次ローパスフィルタ４０１を通過後の直流母線電圧Ｖｄｃの直流成分を減算することで、直流母線電圧Ｖｄｃから直流成分を除去する。すなわち、フィルタ４０３は、直流母線電圧Ｖｄｃから直流成分を除去するある種のハイパスフィルタである。なお、フィルタ４０３は後述する脈動分の抽出を高精度にすることが目的であるので、フィルタ４０３については省略してもよい。減算部４０４は、指令値０と直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃとの差分を演算する。
　脈動分抽出部４０５は、指令値０と直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃとの差分から特定周波数成分、具体的にはｃｏｓ２ｆ成分を直流化して抽出する。２ｆとは、交流電源１１０の電源周波数、すなわち第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数である。脈動分抽出部４０７は、指令値０と直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃとの差分から特定周波数成分、具体的にはｓｉｎ２ｆ成分を直流化して抽出する。脈動分抽出部４０５，４０７は、特定周波数成分の脈動だけを抽出して減少させることで、ビート、側帯波などの発生を抑え、波形を歪みにくくする。制御部４００は、脈動分抽出部４０５が抽出したい特定周波数成分と同じ周波数の三角関数ｃｏｓ２ｆを積算し、脈動分抽出部４０７が抽出したい特定周波数成分と同じ周波数の三角関数ｓｉｎ２ｆを積算することで、簡易的なフーリエ変換を実施している。
　例えば、直流成分除去後の直流母線電圧ＶｄｃをＶｄｃ＝Ａｓｉｎ（ωｔ）とする。なお、ω＝２πｆ１であり、ｆ１は１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚとなる。脈動分抽出部４０５は式（１）の演算を行い、脈動分抽出部４０７は式（２）の演算を行う。
　Ａｓｉｎ（ωｔ）×２ｃｏｓ（ωｔ）＝２Ａｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ωｔ）＝Ａｓｉｎ（２ωｔ）　…（１）
　Ａｓｉｎ（ωｔ）×２ｓｉｎ（ωｔ）＝２Ａｓｉｎ２（ωｔ）＝Ａ－Ａｃｏｓ（２ωｔ）　…（２）
　脈動分抽出部４０５は、式（１）で得られた値をローパスフィルタでフィルタリングすることでｓｉｎ成分を取り除く。同様に、脈動分抽出部４０７は、式（２）で得られた値をローパスフィルタでフィルタリングすることでｃｏｓ成分を取り除く。これにより、脈動分抽出部４０５，４０７において、ｓｉｎ（ωｔ）の振幅値Ａを抽出することができる。脈動分抽出部４０５，４０７で使用するローパスフィルタは、抽出したい周波数成分の２倍の周波数が十分に取り除ければよいため、例えば、カットオフ周波数をω／１０として設計する。なお、脈動分抽出部４０５，４０７で使用するローパスフィルタについては、これに限定されず、バンドパスフィルタなど、直流成分である振幅値Ａが取り出せれば他のフィルタでもよい。
　積分制御部４０６は、脈動分抽出部４０５で抽出された周波数成分がゼロになるように積分制御を実施し、必要な電流量を演算する。積分制御部４０８は、脈動分抽出部４０７で抽出された周波数成分がゼロになるように積分制御を実施し、必要な電流量を演算する。なお、積分制御部４０６，４０８については、積分制御の他、比例制御、微分制御などと組み合わせて演算を行ってもよい。積分制御部４０６，４０８で使用されるゲイン係数Ｋについては、図６に示すプラントモデルを表す関数の逆関数となるように設計される。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００でプラントモデル４２０を有する場合の接続例を示す図である。実際のゲイン係数Ｋは、プラントモデル４２０の具体的な回路構成などによって変化する。制御部４００は、積分制御部４０６，４０８によるフィードバック構成によって、ロバスト性の高い、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御を実現できる。
　交流復元処理部４０９は、積分制御部４０６，４０８の演算結果を入力とし、演算結果を１つの交流信号に復元する。交流復元処理部４０９は、復元した交流信号をｑ軸電流指令として出力する。交流復元処理部４０９は、例えば、積分制御部４０６からの出力をＩｑ２ｆ－ｃｏｓとし、積分制御部４０８からの出力をＩｑ２ｆ－ｓｉｎとすると、式（３）のようにｑ軸電流指令Ｉｑｄ２ｖを算出する。
　Ｉｑｄ２ｖ＝Ｉｑ２ｆ－ｃｏｓｓｉｎ（２ωｉｎｔ）－Ｉｑ２ｆ－ｓｉｎｃｏｓ（２ωｉｎｔ）　…（３）
　交流復元の際に交流復元処理部４０９が位相を９０度ずらしているのは、直流母線電圧Ｖｄｃとコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３との位相差が９０度のためである。これにより、制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃと同じ周波数でｑ軸電流を脈動させ、インバータ３１０の出力電圧を脈動させることができる。
　発明者は、電力変換装置１において、実際に交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数と同じ脈動成分をインバータ３１０から出力させることで、コンデンサ２１０に流れる電流の実効値が低減されることを解析にて確認している。解析結果は、前述の図２に示す通りである。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御無しと比較して、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御有りの方が、コンデンサ電流の実効値が低減していることが確認できる。これは、制御部４００が、図３などの例において、交流電源１１０からの電圧が高いときにインバータ出力を大きくし、交流電源１１０からの電圧が低いときにインバータ出力を小さくすることで、コンデンサ２１０の充放電を抑えているからである。
　なお、制御部４００は、図４の例では、第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数成分の脈動を抑制するため、脈動分抽出部４０５，４０７で第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数成分を抽出しているが、第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数成分の高調波成分の脈動を抑制したい場合、例えば、第１の交流電圧の基本周波数の２倍および４倍の周波数成分の脈動を抑制したい場合、脈動分抽出部および積分制御部を周波数分並列にして、第１の交流電圧の基本周波数の２倍および４倍の周波数成分を抽出することができる。
　図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するｑ軸電流指令を生成する構成を示す第２のブロック図である。図７に示す構成は、図４に示す構成に対して、脈動分抽出部４１０，４１２および積分制御部４１１，４１３を追加したものである。
　脈動分抽出部４１０は、指令値０と直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃとの差分から特定周波数成分、具体的にはｃｏｓ４ｆ成分を直流化して抽出する。４ｆとは、交流電源１１０の電源周波数、すなわち第１の交流電圧の基本周波数の４倍の周波数である。脈動分抽出部４１２は、指令値０と直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃとの差分から特定周波数成分、具体的にはｓｉｎ４ｆ成分を直流化して抽出する。脈動分抽出部４１０，４１２によって得られる効果は、前述の脈動分抽出部４０５，４０７の所で説明した通りである。
　積分制御部４１１は、脈動分抽出部４１０で抽出された周波数成分がゼロになるように積分制御を実施し、必要な電流量を演算する。積分制御部４１３は、脈動分抽出部４１２で抽出された周波数成分がゼロになるように積分制御を実施し、必要な電流量を演算する。なお、積分制御部４１１，４１３については、積分制御の他、比例制御、微分制御などと組み合わせて演算を行ってもよい。
　交流復元処理部４０９は、積分制御部４０６，４０８，４１１，４１３の演算結果を入力とし、演算結果を１つの交流信号に復元する。交流復元処理部４０９は、復元した交流信号をｑ軸電流指令として出力する。これにより、制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃと同じ周波数でｑ軸電流を脈動させ、インバータ３１０の出力電圧を脈動させることができる。
　このように、制御部４００は、電圧検出部５０２で検出された物理量から少なくとも１つの特定の周波数成分を抽出する脈動分抽出部を有し、抽出された周波数成分が０に近づくようにインバータ３１０の出力電圧を制御する。また、制御部４００は、電圧検出部５０２で検出された物理量から少なくとも１つの特定の周波数成分を抽出する脈動分抽出部を１つ以上有し、抽出された周波数成分の脈動成分の周期に応じて周波数成分を抽出する脈動分抽出部を変化させてもよい。すなわち、制御部４００は、図７のように周波数成分を抽出可能な２以上の脈動部抽出部を備える場合、使用する脈動部抽出部を選択して制御を行ってもよい。
　制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するために必要なｑ軸電流指令を、既存のｑ軸電流指令に追加する。ここで、既存のｑ軸電流指令について説明する。モータ磁石の磁束方向をｄ軸と定義し、ｄ軸から電気角位相で９０度進んだ方向、すなわちｄ軸と直行する方向をｑ軸と定義する。このｑ軸方向に対してモータコイルに電流Ｉｑを流すことでモータ３１４にトルクが発生し回転力を生み出すことは公知技術である。一般的に、モータ３１４に接続される電力変換装置１の制御部４００は、モータ３１４を所望の回転数に制御するための図示しない速度制御部を有している。速度制御部の構成は一般的な構成でよいので、詳細な説明については省略する。速度制御部の出力をｉｑｐｉとすると、既存のｑ軸電流指令ｉｑ ＊は式（４）のように表される。
　ｉｑ ＊＝ｉｑｐｉ　…（４）
　つぎに、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動の振幅成分をＩｑｖｄｃとし、交流電源１１０から供給される第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数の角速度を２ωｉｎとし、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動の位相をδとすると、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するために必要なｑ軸電流指令は式（５）のように表される。
　Ｉｑｄ２ｖ＝Ｉｑ２ｆ－ｃｏｓｓｉｎ（２ωｉｎｔ）－Ｉｑ２ｆ－ｓｉｎｃｏｓ（２ωｉｎｔ）＝Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）　…（５）
　従って、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するために必要なｑ軸電流指令を、既存のｑ軸電流指令ｉｑ ＊に追加すると、式（６）のように表される。
　ｉｑ ＊＝ｉｑｐｉ＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）　…（６）
　制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するため、式（６）に示すｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成して、インバータ３１０、モータ３１４などの動作を制御する。なお、制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制する際に複数の周波数を対象、具体的には、第１の交流電圧の基本周波数の２倍および４倍の周波数を対象にする場合、式（７）に示すｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成して、インバータ３１０、モータ３１４などの動作を制御してもよい。
　ｉｑ ＊＝ｉｑｐｉ＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（４ωｉｎ＋δ）　…（７）
　制御部４００は、第１の交流電圧の基本周波数の２倍とともに制御対象とする周波数について、第１の交流電圧の基本周波数の４倍に限定されず、第１の交流電圧の基本周波数の６倍、第１の交流電圧の基本周波数の８倍のように、第１の交流電圧の基本周波数の１つ以上の次数倍の周波数を対象にすることができる。すなわち、制御部４００は、第１の交流電圧の基本周波数の２倍および１つ以上の第１の交流電圧の基本周波数の次数倍の高調波成分の脈動をインバータ出力に重畳する。図４の例の場合、第１のリプルの周波数は、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数である。図７の例の場合、第１のリプルの周波数は、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数成分および次数倍の周波数成分の和である。
　また、制御部４００は、式（６）または式（７）に示すｑ軸電流指令ｉｑ ＊に、さらにモータ３１４の振動抑制制御のためのｑ軸電流指令を追加してもよい。圧縮機３１５のモータ３１４の回転によって生じる負荷脈動については、例えば、特許第６５３７７２５号公報に記載のような脈動補償部が出力するｑ軸電流指令によって抑制することができる。そのため、制御部４００は、このような脈動補償部を有していればよい。圧縮機３１５の負荷脈動の振幅成分をＩｑａｖｓとし、圧縮機３１５の機械角回転周波数の角速度をωｍとし、圧縮機３１５の負荷脈動の位相をεとすると、脈動補償部から出力されるｑ軸電流指令は式（８）のように表される。
　Ｉｑａｖｓｓｉｎ（ωｍ＋ε）　…（８）
　制御部４００は、前述の第３のリプルと相関のある第４のリプルをインバータ３１０からの出力電圧に重畳するように第２の交流電圧を制御する。従って、振動抑制制御のためのｑ軸電流指令を、式（６）および式（７）のｑ軸電流指令に追加すると、それぞれ式（９）および式（１０）のように表される。
　ｉｑ ＊＝ｉｑｐｉ＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）＋Ｉｑａｖｓｓｉｎ（ωｍ＋ε）　…（９）
　ｉｑ ＊＝ｉｑｐｉ＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）＋Ｉｑｖｄｃｓｉｎ（４ωｉｎ＋δ）＋Ｉｑａｖｓｓｉｎ（ωｍ＋ε）　…（１０）
　制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制し、さらに振動抑制制御をするため、式（９）または式（１０）に示すｑ軸電流指令ｉｑ ＊を生成して、インバータ３１０、モータ３１４などの動作を制御する。ここで、実際にはｑ軸電流として流せる電流量に制限がある、すなわち最大電流量があるので、式（６）、式（７）、式（９）、および式（１０）のｑ軸電流指令ｉｑ ＊の通りの電流量が流せない場合が考えられる。そのため、制御部４００は、各制御用のｑ軸電流指令に対してリミット値を設定する。リミット値の設定方法については、例えば、優先順位を決めて都度ｑ軸電流を割り振る方法、最初から決められた比率でｑ軸電流を分配する方法などがある。前者については、例えば、ｉｑｐｉ＞Ｉｑｖｄｃ＞Ｉｑａｖｓのように優先順位を決定する。後者については、例えば、使用可能なｑ軸電流のリミット値を、ｉｑｐｉ：Ｉｑｖｄｃ：Ｉｑａｖｓ＝４：３：３のように分割する。
　また、制御部４００は、速度制御部からのｑ軸電流指令ｉｑｐｉは制限せず、最大電流量からｑ軸電流指令ｉｑｐｉを差し引いた残りの電流量を、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制するためのｑ軸電流指令Ｉｑｖｄｃおよび脈動負荷補償部からのｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓに分配してもよい。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００によるｑ軸電流指令ｉｑ ＊に対する各制御の電流量の割合を示す第１の図である。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００によるｑ軸電流指令ｉｑ ＊に対する各制御の電流量の割合を示す第２の図である。なお、図８および図９は式（９）を対象にしており、Ｉｑｖｄｃ２はＩｑｖｄｃｓｉｎ（２ωｉｎ＋δ）を表している。制御部４００は、図８に示すように、最大電流量に対して、ｑ軸電流指令ｉｑｐｉおよびｑ軸電流指令Ｉｑｖｄｃ２をそのまま割り当て、余った電流量をｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓに割り当ててもよい。また、制御部４００は、図９に示すように、最大電流量に対して、ｑ軸電流指令ｉｑｐｉをそのまま割り当て、余った電流量をｑ軸電流指令Ｉｑｖｄｃ２およびｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓに２等分にして割り当ててもよい。制御部４００は、図９の例において式（１０）を対象にする場合、最大電流量に対して、ｑ軸電流指令ｉｑｐｉをそのまま割り当て、余った電流量をｑ軸電流指令Ｉｑｖｄｃ２、ｑ軸電流指令Ｉｑｖｄｃ４、およびｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓに３等分にして割り当ててもよい。なお、Ｉｑｖｄｃ４はＩｑｖｄｃｓｉｎ（４ωｉｎ＋δ）を表しているものとする。
　制御部４００は、速度制御部からの出力であるｑ軸電流指令ｉｑｐｉの電流を制限すると所望のモータ３１４の回転を維持できないため、基本的にはｑ軸電流指令ｉｑｐｉを優先するが、モータ３１４の回転数を落としてでも運転を継続させたいなどの用途によってはｑ軸電流指令ｉｑｐｉに制限を加えてもよい。また、制御部４００は、図８および図９において、各制御に対する比率について、目的に応じて自由に設定してよい。制御部４００は、例えば、低速で振動が気になるときにはｑ軸電流指令Ｉｑａｖｓに多くの電流を割り当ててもよい。このように、制御部４００は、インバータ３１０からの出力電圧に重畳する第２のリプルおよび第４のリプルの割合を規定された比率で変化させる。
　このように、制御部４００は、単相交流電源である交流電源１１０によって生じる直流母線電圧Ｖｄｃの脈動と同じ周波数成分を含む脈動をインバータ出力に重畳することで、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を低減させることができる。制御部４００は、前述の周波数成分として、単相交流電源である交流電源１１０の電源周波数、すなわち第１の交流電圧の基本周波数に対する２倍の周波数を使用する。
　また、制御部４００は、電圧検出部５０１の検出値を用いて、単相交流電源である交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する。交流電源１１０の電源周波数は、一日の中でも僅かに周波数が変動することがある。そのため、制御部４００は、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出することで、これまで説明してきた制御の精度を向上させることができる。
　制御部４００が交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する方法について具体的に説明する。交流電源１１０の電源周波数は、１日の中でも０．５Ｈｚ程度変動する。制御部４００が交流電源１１０の電源周波数を５０Ｈｚと想定してコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御を行い、実際の交流電源１１０の電源周波数に対してコンデンサ２１０の電流がどの程度減少したかを図１０に示す。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１においてコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御を行ったときの周波数とコンデンサ２１０の電流の実効値との関係の例を示す図である。図１０に示すように、０．１Ｈｚ程度の誤差でコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御の効果が減少している、すなわちコンデンサ２１０の電流が増えている。そのため、電力変換装置１は、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する制御において所望の効果を得るためにも、交流電源１１０の電源周波数を常に正しく検出する必要がある。
　前述のように、直流成分除去後の直流母線電圧ＶｄｃをＶｄｃ＝Ａｓｉｎ（ωｔ）とすると、脈動分抽出部４０５，４０７は、式（１）および式（２）で得られた値をローパスフィルタでフィルタリングすることでｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分を取り除き、ｓｉｎ（ωｔ）の振幅値Ａを抽出する。ここで、ωの誤差Δωを考慮すると、直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃは式（１１）のように表される。
　Ａｓｉｎ（ωｔ＋Δωｔ）＝Ａｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）＋Ａｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）　…（１１）
　式（１１）に示す直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃに対して、これまでと同様に、脈動分抽出部４０５が２ｃｏｓ（ωｔ）を乗算することで式（１２）が得られ、脈動分抽出部４０７が２ｓｉｎ（ωｔ）を乗算することで式（１３）が得られる。
　Ａｓｉｎ（ωｔ＋Δωｔ）×２ｃｏｓ（ωｔ）
＝２Ａｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）＋２Ａｃｏｓ２（ωｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）
＝Ａｓｉｎ（Δωｔ）＋Ａｃｏｓ（２ωｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）＋Ａｓｉｎ（２ωｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）　…（１２）
　Ａｓｉｎ（ωｔ＋Δωｔ）×２ｓｉｎ（ωｔ）
＝２Ａｓｉｎ２（ωｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）＋２Ａｓｉｎ（ωｔ）ｃｏｓ（ωｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）
＝Ａｃｏｓ（Δωｔ）－Ａｃｏｓ（２ωｔ）ｃｏｓ（Δωｔ）＋Ａｓｉｎ（２ωｔ）ｓｉｎ（Δωｔ）　…（１３）
　前述と同様に、脈動分抽出部４０５，４０７は、式（１２）および式（１３）で得られた値をローパスフィルタでフィルタリングすることでｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分を取り除く。これにより、脈動分抽出部４０５，４０７において、ｓｉｎ（ωｔ＋Δωｔ）のΔω成分を含んだ振幅値Ａを抽出することができる。具体的に、制御部４００が認識している交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数が１００Ｈｚに対して、実際の交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数が１０１Ｈｚの場合を想定すると、交流電源１１０の電源周波数の２倍の周波数が１０１Ｈｚのときの直流成分除去後の直流母線電圧Ｖｄｃは式（１４）のように表される。
　Ａｓｉｎ（ωｔ＋Δωｔ）＝Ａｓｉｎ（２π１００ｔ＋２π１ｔ）　…（１４）
　従って、制御部４００が脈動分抽出部４０５，４０７において１００Ｈｚの脈動分を抽出しようとすると、式（１４）を用いることで、式（１２）および式（１３）から式（１５）および式（１６）が得られる。
　Ａｓｉｎ（２π１００ｔ＋２π１ｔ）×２ｃｏｓ（２π１００ｔ）
＝Ａｓｉｎ（２π１ｔ）＋Ａｃｏｓ（２π１００ｔ）ｓｉｎ（２π１ｔ）＋Ａｓｉｎ（２π１００ｔ）ｃｏｓ（２π１ｔ）　…（１５）
　Ａｓｉｎ（２π１００ｔ＋２π１ｔ）×２ｓｉｎ（２π１００ｔ）
＝Ａｃｏｓ（２π１ｔ）－Ａｃｏｓ（２π１００ｔ）ｃｏｓ（２π１ｔ）＋Ａｓｉｎ（２π１００ｔ）ｓｉｎ（２π１ｔ）　…（１６）
　前述と同様に、脈動分抽出部４０５，４０７は、式（１５）および式（１６）で得られた値をローパスフィルタでフィルタリングすることでｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分を取り除く。これにより、脈動分抽出部４０５，４０７において、ｓｉｎ（２π１００ｔ＋２π１ｔ）の２π１ｔ成分を含んだ振幅値Ａを抽出することができる。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１における具体的な脈動分抽出の例を示す図である。図１１（ａ）において、Ｖｉｎは交流電源１１０の電源周波数を示し、Ｖｄｃは直流母線電圧を示している。また、図１１（ｂ）において、αは式（１５）の右辺第一項のＡｓｉｎ（２π１ｔ）を示し、βは式（１６）の右辺第一項のＡｃｏｓ（２π１ｔ）を示している。
　制御部４００は、交流電源１１０の一次電圧またはゼロクロスを検出して交流電源１１０の電源周波数の演算を定期的に行い、制御部４００が認識している交流電源１１０の電源周波数を更新し続ける。制御部４００は、ゼロクロス検出ではノイズ、検出回路の遅れなどの影響で正しい電源周波数を算出できないおそれがあるため、一般的には数回の移動平均を用いることとする。制御部４００は、抽出した脈動成分、例えば、図１１のＶｄｃｃｏｓ２ｆに対してゼロクロス検出して２π１ｔの周波数１Ｈｚを検出し、制御部４００が認識している交流電源１１０の電源周波数を１００Ｈｚから１０１Ｈｚに補正することができれば、交流電源１１０のゼロクロス検出による周波数演算が不要になる。
　例えば、電圧検出部５０１を、第１の交流電圧の電圧値と相関のある第３の物理量を検出する第３の検出部とする。この場合、制御部４００は、電圧検出部５０１で検出された第３の物理量から、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する。
　または、電圧検出部５０１を、時間経過によって変化する第１の交流電圧の電圧値が規定された値を超過または下回ったことを検出する第４の検出部とする。この場合、制御部４００は、電圧検出部５０１の出力信号から、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する。なお、制御部４００は、２回以上、電圧検出部５０１の出力信号から算出した値の平均値を、交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数とする。
　制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００の動作を示すフローチャートである。電力変換装置１において、制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃと相関のある物理量を取得する（ステップＳ１）。制御部４００は、直流母線電圧Ｖｄｃに含まれる第１のリプルを特定する（ステップＳ２）。制御部４００は、第１のリプルと相関のある第２のリプルをインバータ３１０からの出力電圧に重畳するように、ｑ軸電流指令を生成する（ステップＳ３）。
　つづいて、電力変換装置１が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４００は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、電圧検出部５０２が直流母線電圧Ｖｄｃを検出し、制御部４００は、単相交流電源である交流電源１１０によって生じる直流母線電圧Ｖｄｃの脈動と同じ周波数成分を含む脈動、すなわち交流電源１１０の電源周波数である第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数の脈動をインバータ出力に重畳することで、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を低減させることができる。また、電力変換装置１は、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、装置の大型化を抑制できる。
　電力変換装置１は、電圧検出部５０２で直流母線電圧Ｖｄｃを検出することで、コンデンサ２１０に流れる電流を直接検出する場合と比較して、検出回路のコストを安価にすることができ、また、熱の影響を気にしなくてよいため容易に導入することができる。また、電力変換装置１は、電圧検出部５０２で検出される直流母線電圧Ｖｄｃがコンデンサ２１０で平滑化された電圧のため、コンデンサ２１０に流れる電流を直接検出する場合と比較して、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による高周波のリプル対策が不要である。また、電力変換装置１は、コンデンサ２１０の容量を減らすことで、制御対象の脈動成分のＳ／Ｎ比が高くなり検出が容易になる。また、電力変換装置１は、制御部４００がフィードバック制御を行うことで、ロバスト性の高い制御が可能である。また、電力変換装置１は、制御部４００が特定の周波数成分を抽出して制御するため、波形の歪みを小さくして制御を行うことができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、コンバータが昇圧回路を備える場合について説明する。
　図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置１ａの構成例を示す第１の図である。電力変換装置１ａは、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、コンバータ１５０および制御部４００を、コンバータ１５０ａおよび制御部４００ａに置き換えたものである。コンバータ１５０ａは、リアクトル１２０と、整流部１３０と、昇圧部１４０と、を備える。昇圧部１４０は、リアクトル１４１と、スイッチング素子１４２と、整流素子１４３と、を備え、昇圧回路を構成している。昇圧部１４０は、制御部４００ａがスイッチング素子１４２のオンオフを制御することによって、整流部１３０で整流された電圧を昇圧する。昇圧部１４０の昇圧動作は一般的なものでよいので、詳細な説明については省略する。制御部４００ａは、制御部４００の機能とともに、昇圧部１４０のスイッチング素子１４２のオンオフを制御する機能を有する。すなわち、制御部４００ａは、昇圧部１４０を備えるコンバータ１５０ａの動作を制御する。なお、電力変換装置１ａ、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２ａを構成している。
　電力変換装置１ａは、昇圧回路を搭載して直流母線電圧Ｖｄｃを上昇させることで、例えば、モータ３１４の回転に対して弱め磁束制御などの電流が不要となるため、実施の形態１のようにコンバータ１５０がパッシブ回路の場合と比較して、よりｑ軸電流に使用できる電流量を多くすることができる。電力変換装置１ａは、実施の形態１の電力変換装置１と比較して、同じ負荷条件、回転速度などにおいても、Ｉｑｖｄｃに割り当て可能な電流を増やすことができ、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動を抑制する効果を高めることができる。電力変換装置１ａは、昇圧部１４０による昇圧後の電圧を検出する必要があるが、直流母線電圧Ｖｄｃを検出するための電圧検出部５０２を備えているため、実施の形態２において新たな検出部を追加する必要はない。
　なお、電力変換装置のコンバータが昇圧機能を有する構成については、図１４の例に限定されない。実施の形態１の電力変換装置１のコンバータ１５０は、受動部品で構成されたパッシブ回路であり、直流母線電圧Ｖｄｃの値は交流電源１１０から供給される第１の交流電圧の振幅値で決まる方式であった。しかしながら、実施の形態１では、直流母線電圧Ｖｄｃの脈動が正しく検知でき、その脈動と同じ周波数成分の脈動をインバータ３１０から出力できればよい。そのため、例えば、整流部１３０において、ダイオードなどの整流素子１３１～１３４を、半導体素子、すなわちスイッチング素子のようなアクティブ素子に置き換えて昇圧回路を構成し、制御部４００などがアクティブ素子の動作を制御してもよい。
　図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置１ｂの構成例を示す第２の図である。電力変換装置１ｂは、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、コンバータ１５０および制御部４００を、コンバータ１５０ｂおよび制御部４００ｂに置き換えたものである。コンバータ１５０ｂは、リアクトル１２０と、整流部１３０ｂと、を備える。整流部１３０ｂは、スイッチング素子１６１～１６４を有する。スイッチング素子１６１～１６４は、例えば、半導体素子であり、制御部４００ｂの制御によってオンオフする。整流部１３０ｂは、スイッチング素子１６１～１６４がオンオフすることによって、電圧を昇圧して出力することができる。制御部４００ｂは、制御部４００の機能とともに、整流部１３０ｂのスイッチング素子１６１～１６４のオンオフを制御する機能を有する。すなわち、制御部４００ｂは、コンバータ１５０ｂの動作を制御する。なお、整流部１３０ｂは、４つの素子のうち、一部の素子をスイッチング素子とし、他の素子をダイオードなどの整流素子とする構成であってもよい。この場合においても、図１４に示す電力変換装置１ａと同様の効果を得ることができる。なお、電力変換装置１ｂ、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２ｂを構成している。
　このように、電力変換装置１ａにおいてコンバータ１５０ａ、または電力変換装置１ｂにおいてコンバータ１５０ｂは、少なくとも１つのスイッチング素子を有する。この場合、電圧検出部５０２は、コンバータ１５０ａまたはコンバータ１５０ｂが有するスイッチング素子の導通または非導通が変化するタイミングと同期して物理量を検出してもよい。
実施の形態３．
　図１６は、実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。なお、冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態２で説明した電力変換装置１ａまたは電力変換装置１ｂを備えることも可能であるが、ここでは一例として、電力変換装置１を備える場合について説明する。実施の形態３に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１６において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１，１ａ，１ｂ　電力変換装置、２，２ａ，２ｂ　モータ駆動装置、１１０　交流電源、１２０，１４１　リアクトル、１３０，１３０ｂ　整流部、１３１～１３４，１４３　整流素子、１４０　昇圧部、１４２，１６１～１６４，３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、１５０，１５０ａ，１５０ｂ　コンバータ、２００　平滑部、２１０，５１２　コンデンサ、３１０　インバータ、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ　電流検出部、３１４　モータ、３１５　圧縮機、４００，４００ａ，４００ｂ　制御部、４０１　２次ローパスフィルタ、４０２，４０４　減算部、４０３，５１３　フィルタ、４０５，４０７，４１０，４１２　脈動分抽出部、４０６，４０８，４１１，４１３　積分制御部、４０９　交流復元処理部、４２０　プラントモデル、５０１，５０２　電圧検出部、５１１　抵抗、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims (18)

  1. 　交流電源から供給される第１の交流電圧を整流するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端に接続され、前記コンバータで整流された第１の直流電圧を、第１のリプルを含む第２の直流電圧に平滑化するコンデンサと、
    　前記コンデンサの両端に接続され、前記第２の直流電圧を所望の周波数に応じた第２の交流電圧に変換するインバータと、
    　前記第２の直流電圧と相関のある物理量を取得する検出部と、
    　を備え、
    　前記第１のリプルと相関のある第２のリプルを前記インバータの出力電圧に重畳するように前記第２の交流電圧を制御する電力変換装置。
  2. 　前記検出部で検出された前記物理量から少なくとも１つの特定の周波数成分を抽出する脈動分抽出部を有し、抽出された前記周波数成分が０に近づくようにインバータの出力電圧を制御する、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記検出部で検出された前記物理量から少なくとも１つの特定の周波数成分を抽出する脈動分抽出部を１つ以上有し、抽出された前記周波数成分の脈動成分の周期に応じて前記周波数成分を抽出する前記脈動分抽出部を変化させる、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インバータはモータに接続され、前記検出部を第１の検出部とし、前記物理量を第１の物理量とし、
    　さらに、
    　前記モータによって発生する回転数と相関のある第３のリプルを含む第２の物理量を取得する第２の検出部、
    　を備え、
    　前記第３のリプルと相関のある第４のリプルを前記インバータからの出力電圧に重畳するように前記第２の交流電圧を制御する、
    　請求項１から３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  5. 　前記インバータからの出力電圧に重畳する前記第２のリプルおよび前記第４のリプルの割合を規定された比率で変化させる、
    　請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第１のリプルの周波数は、前記第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数成分および次数倍の周波数成分の和である、
    　請求項１から５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１のリプルの周波数は、前記第１の交流電圧の基本周波数の２倍の周波数である、
    　請求項１から５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  8. 　前記検出部は、前記第１のリプルの周波数よりも短い周期で前記物理量を検出する、
    　請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  9. 　前記検出部は、前記インバータが有するスイッチング素子の導通または非導通が変化するタイミングと同期して前記物理量を検出する、
    　請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  10. 　前記コンバータは、少なくとも１つのスイッチング素子を有する、
    　請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  11. 　前記検出部は、前記コンバータが有するスイッチング素子の導通または非導通が変化するタイミングと同期して前記物理量を検出する、
    　請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 　電子部品によって構成される特定の周波数成分を減衰させるアナログフィルタ、または演算によって特定の周波数成分を減衰させるデジタルフィルタのいずれかを用いて、前記物理量の特定の周波数成分を減衰させる、
    　請求項１から１１のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  13. 　前記アナログフィルタまたはデジタルフィルタのカットオフ周波数は、前記第１のリプルの周波数の２倍以上の周波数である、
    　請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 　前記検出部を第１の検出部とし、前記物理量を第１の物理量とし、
    　さらに、
    　前記第１の交流電圧の電圧値と相関のある第３の物理量を検出する第３の検出部、
    　を備え、
    　前記第３の物理量から、前記第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する、
    　請求項１から１３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  15. 　前記検出部を第１の検出部とし、
    　さらに、
    　時間経過によって変化する前記第１の交流電圧の電圧値が規定された値を超過または下回ったことを検出する第４の検出部、
    　を備え、
    　前記第４の検出部の出力信号から、前記第１の交流電圧の基本周波数を定期的に算出する、
    　請求項１から１３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  16. 　２回以上、前記第４の検出部の出力信号から算出した値の平均値を、前記第１の交流電圧の基本周波数とする、
    　請求項１５に記載の電力変換装置。
  17. 　請求項１から１６のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  18. 　請求項１から１６のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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