WO2023074747A1 - 電動作業機 - Google Patents

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WO2023074747A1
WO2023074747A1 PCT/JP2022/039955 JP2022039955W WO2023074747A1 WO 2023074747 A1 WO2023074747 A1 WO 2023074747A1 JP 2022039955 W JP2022039955 W JP 2022039955W WO 2023074747 A1 WO2023074747 A1 WO 2023074747A1
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WO
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signal
frequency
control
motor
reference signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/039955
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English (en)
French (fr)
Inventor
秀明 高野
Original Assignee
株式会社マキタ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社マキタ filed Critical 株式会社マキタ
Publication of WO2023074747A1 publication Critical patent/WO2023074747A1/ja

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    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A47—FURNITURE; DOMESTIC ARTICLES OR APPLIANCES; COFFEE MILLS; SPICE MILLS; SUCTION CLEANERS IN GENERAL
    • A47L—DOMESTIC WASHING OR CLEANING; SUCTION CLEANERS IN GENERAL
    • A47L9/00—Details or accessories of suction cleaners, e.g. mechanical means for controlling the suction or for effecting pulsating action; Storing devices specially adapted to suction cleaners or parts thereof; Carrying-vehicles specially adapted for suction cleaners
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
    • G10K11/16—Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
    • G10K11/175—Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general using interference effects; Masking sound
    • G10K11/178—Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general using interference effects; Masking sound by electro-acoustically regenerating the original acoustic waves in anti-phase

Definitions

  • This disclosure relates to electric working machines.
  • Patent Document 1 discloses an electric power tool to which active noise control (ANC) is applied.
  • ANC is a technique of canceling noise by using sound collected by a microphone to generate a sound having an opposite phase at a position where the sound is to be silenced.
  • the existing ANC has room for improvement.
  • the technique of collecting the noise to be canceled with a reference microphone requires that the reference microphone be placed within the power tool.
  • the placement of the reference microphone should be considered at the design stage so that the reference microphone does not collect unwanted sound components for ANC.
  • one aspect of the present disclosure aims to provide a technique for appropriately suppressing noise without using a reference microphone in an electric working machine that generates noise due to motor motion.
  • an electric working machine includes a motor.
  • the electric working machine further includes a rotation sensor.
  • the rotation sensor is configured to output a detection signal regarding rotation of the motor.
  • the electric working machine further includes a reference signal generator.
  • the reference signal generator is configured to generate a reference signal based on the detection signal from the rotation sensor. Specifically, the reference signal generator is configured to generate a sine wave having a frequency corresponding to the rotational speed of the motor as the reference signal.
  • the electric work machine is equipped with a control signal generator.
  • a control signal generator is configured to generate a control signal based on the reference signal and the control factor. Specifically, the control signal generator is configured to generate a sinusoidal signal having a frequency corresponding to the reference signal and having amplitude and phase corresponding to the control coefficient as the control signal.
  • the electric work machine is equipped with a control sound source.
  • the control sound source is configured to output a control sound according to the control signal.
  • the control sound may be a sound for reducing noise caused by operation of the motor.
  • the electric work machine is equipped with an error sensor.
  • the error sensor is configured to collect the synthesized sound of the control sound and the noise at the silence point and output an error signal.
  • the error signal is an electrical signal corresponding to the synthesized speech.
  • the electric work machine is equipped with a digital filter.
  • the digital filter is a digital filter that models the transfer characteristics of the secondary system corresponding to the control sound transfer system from the control sound source to the error sensor.
  • a digital filter is configured to filter the control signal to generate a simulated signal corresponding to the control sound collected by the error sensor.
  • the electric work machine is equipped with a controller.
  • the controller is configured to control the noise at the dead point by updating control coefficients based on the error signal and the simulated signal. Specifically, the controller is configured to update the control coefficients in the direction in which noise is reduced at the silence point.
  • noise can be suppressed using a rotation sensor without using a reference microphone.
  • the reference signal generator is configured to generate the reference signal such that the frequency is discretely changed with respect to continuous changes in the rotational speed of the motor.
  • FIG. 4 is a perspective view of the rear housing, with internal parts removed, viewed from the joint surface side with the front housing. It is a perspective view which shows the inside of a dust collector which removed the rear housing from the dust collector main body.
  • FIG. 4 is a perspective view of the front housing with internal parts removed, viewed from the joint surface side with the rear housing.
  • Fig. 4 is a partially enlarged plan view of the front housing viewed from the joint surface side with the rear housing; It is a block diagram showing an electrical configuration of a dust collector. It is a functional block diagram showing a feedforward type ANC model.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a specific configuration of a noise control system
  • FIG. 4 is a flowchart showing noise control processing executed by a CPU
  • 9 is a flowchart (part 1) showing generation update processing
  • 9 is a flowchart (part 2) showing generation update processing
  • 5 is a flowchart showing discretization processing
  • 14A and 14B are graphs illustrating frequencies before and after discretization.
  • 9 is a flowchart (part 1) showing gap correction processing
  • 9 is a flowchart (part 2) showing gap correction processing
  • 17A and 17B are diagrams explaining signal correction in the shift register. It is a block diagram regarding the brushless DC motor of a modification, a motor drive circuit, and a control system.
  • FIG. 11 is a functional block diagram of a reference signal generator of a modified example
  • 4 is a time chart of sensor signals output from hall sensors;
  • Rear housing 302 Front housing 303 Plate 341 Inlet 342 Outlet 361 Exhaust port 431 Fan 432 Motor 433 Damper 441 Control circuit 441A CPU 441B Memory 442 Dust collection circuit group 443 Signal processing circuit group 444, 445 A/D converter 446 D/A converter 447 Power supply circuit M1 Reference sensor M2 Control sound source M3 Error sensor , M5... Noise control system, M7... Motor control system, M8... Noise control system, M51... Reference signal generator, M52... Control signal generator, M53... Secondary filter, M54... Update unit, M81...
  • An electric operating machine in one embodiment may include a motor. Additionally/or, the electric working machine may include a rotation sensor. The rotation sensor may be configured to output a detection signal regarding rotation of the motor. A rotation sensor may be configured to detect rotation of the motor.
  • the electric working machine may include a reference signal generator.
  • a reference signal generator may be configured to generate a reference signal.
  • a reference signal generator may be configured to generate a reference signal based on the detection signal from the rotation sensor.
  • the reference signal generator may be configured to generate a sine wave having a frequency corresponding to the rotational speed of the motor as the reference signal.
  • the electric operating machine may include a control signal generator.
  • a control signal generator may be configured to generate the control signal.
  • a control signal generator may be configured to generate the control signal based on the reference signal and the control factor.
  • the control signal can be a sinusoidal signal. Additionally/or alternatively, the control signal may be a signal having a frequency corresponding to the reference signal and having an amplitude and phase corresponding to the control coefficient.
  • the control signal generator may be configured to generate, as the control signal, a sinusoidal signal having a frequency corresponding to the reference signal and having amplitude and phase corresponding to the control factor.
  • the electric working machine may be equipped with a control sound source.
  • the control sound source may be configured to output a control sound according to the control signal.
  • the control sound may be a sound for reducing noise.
  • the control sound may be a sound for reducing noise caused by operation of the motor.
  • the electric operating machine may include an error sensor.
  • the error sensor is configured to output an error signal.
  • the error signal may be an electrical signal corresponding to a composite sound of control sound and noise.
  • the error sensor can collect the synthesized sound of control sound and noise. Specifically, the error sensor may collect the composite sound of the control sound and the noise at the silence point. The error sensor may be configured to collect a composite sound of the control sound and the noise at the silence point and output an error signal that is an electrical signal corresponding to the composite sound.
  • the electric working machine may be equipped with a digital filter.
  • the digital filter may be a digital filter that models the transfer characteristics of a secondary system corresponding to the control sound transfer system from the control sound source to the error sensor. Additionally/or alternatively, the digital filter may be configured to filter the control signal to generate a simulated signal corresponding to the control sound collected by the error sensor.
  • the electric working machine may be equipped with a controller.
  • the controller may be configured to control noise.
  • the controller may be configured to update the control coefficients.
  • the controller may be configured to control the noise at the dead point by updating the control coefficients.
  • the controller may be configured to update the control coefficients based on the error signal and the simulated signal. Additionally/or alternatively, the controller may be configured to update the control factor in the direction of reduced noise at the dead point. For example, the controller may be configured to control the noise at the mute point by updating the control coefficients in the direction in which the noise at the mute point is reduced based on the error signal and the simulated signal.
  • this electric working machine it is possible to suppress noise by generating a reference signal using a rotation sensor without using a reference microphone and generating a control sound based on the reference signal.
  • the reference signal generator may generate the reference signal such that the frequency is discretely changed with respect to continuous changes in the rotation speed of the motor. Such a discrete change in frequency makes it possible to appropriately output a control sound and reduce noise even in an environment involving acceleration and deceleration of the motor.
  • a frequency conversion method may be employed to generate the control signal.
  • the frequency transform method assumes that the noise and reference signal are stationary. Therefore, in an environment where the frequency of the reference signal changes according to changes in the rotation speed of the motor, the noise reduction capability may deteriorate.
  • By discretely varying the frequency of the reference signal it is possible to create a quasi-static environment for the reference signal during acceleration/deceleration of the motor. Therefore, it is possible to suppress the influence of the acceleration/deceleration of the motor on the noise reduction effect.
  • the controller provides updated control coefficients in a noise control environment with a first frequency when an event occurs in which the frequency discretely changes from the first frequency to the second frequency.
  • a correction may be made to adapt to the controlled environment of the noise due to the second frequency. According to such a configuration involving correction of the control coefficient, it is possible to suppress the influence of discontinuity due to discrete changes in frequency on noise reduction.
  • control coefficient may be a second frequency control signal based on a second frequency reference signal after the event and a first frequency reference signal before the event. It can be corrected to suppress discontinuity with the control signal.
  • control coefficients may be corrected such that the amplitude and phase of the control signal at the first frequency and the amplitude and phase of the control signal at the second frequency match before and after the occurrence of said event. According to such correction, it is possible to suppress the influence of the discontinuity of the control signal due to the discrete change of the frequency on the noise reduction.
  • the digital filter may be a Finite Impulse Response (FIR) filter.
  • the digital filter may comprise a storage area for storing values of the control signal at multiple past points in time corresponding to the number of taps.
  • the controller may be configured to correct the first frequency control signal stored in the storage area to the second frequency control signal when the event occurs.
  • FIR Finite Impulse Response
  • a frequency conversion method may be applied to noise reduction in an electric working machine.
  • the frequency conversion method is a technique for reducing sinusoidal noise by outputting a control sound based on a sinusoidal control signal generated by adjusting the amplitude and phase of a sinusoidal reference signal.
  • the controller may generate an estimated noise signal corresponding to noise estimated to have arrived at the silence point by removing signal components corresponding to the simulated signal from the error signal.
  • the controller may further filter the product signal of the estimated noise signal and the reference signal with a first low-pass filter to generate a first product signal.
  • the controller may further filter the product signal of the error signal and the reference signal with a second low pass filter to generate a second product signal.
  • the controller may also update the control coefficient based on the first product signal and the second product signal. By updating the control coefficients in this way, it is possible to appropriately output the control sound. Thereby, noise can be effectively reduced.
  • the controller can temporarily set the time constants of the first low-pass filter and the second low-pass filter to short times when the above event occurs. Such a setting can quickly reduce the influence of discontinuities due to discrete changes in frequency on noise control.
  • the detection signal of the rotation sensor may be a signal having a period proportional to the rotation period of the motor.
  • the reference signal generator may be configured to determine the frequency of the detected signal by analysis of the detected signal.
  • the reference signal generator may be configured to generate a sine wave with a frequency corresponding to the frequency of the detection signal as the reference signal.
  • the frequency corresponding to the frequency of the detection signal may be a frequency having a fixed relationship with the frequency of the detection signal.
  • the frequency corresponding to the frequency of the detection signal can be a frequency proportional to the frequency of the detection signal.
  • the noise caused by the operation of the motor can correspond to the rotation speed of the motor, in other words, the rotation frequency of the motor. Therefore, by generating a sine wave having a frequency corresponding to the frequency of the detection signal as the reference signal, it is possible to effectively reduce noise at the sound deadening point.
  • the detection signal may be a pulse signal.
  • the reference signal generator may be configured to determine the frequency of the detected signal by determining the number of edges of the pulse signal observed over a period of time. According to such frequency discrimination, the frequency of the detection signal can be discriminated by simple processing.
  • the electric working machine may include a sensor used for controlling the motor as the rotation sensor.
  • a reference signal generator may be configured to generate a reference signal based on a detected signal from a sensor used to control the motor.
  • the motor may comprise, as rotation sensors, multiple sensors used to control the motor.
  • the multiple sensors may be multiple sensors spaced apart from each other about the axis of rotation of the motor.
  • each of the plurality of sensors can output a pulse signal having a cycle corresponding to the rotation cycle of the motor as the detection signal.
  • the reference signal generator may be configured to determine, for each of the plurality of sensors, the number of edges of the pulse signal from the corresponding sensor observed in a given time period.
  • the reference signal generator may be configured to generate a sine wave with a frequency corresponding to the frequency of the pulse signal as the reference signal based on the average number of edges among the multiple sensors.
  • the frequency corresponding to the frequency of the pulse signal may be a frequency that has a fixed relationship with the frequency of the pulse signal.
  • a frequency corresponding to the frequency of the pulse signal may be a frequency proportional to the frequency of the pulse signal.
  • the motor may comprise, as rotation sensors, a plurality of Hall sensors used for controlling the motor.
  • the reference signal generator may be configured to generate the reference signal based on detection signals from the multiple Hall sensors included in the motor.
  • the motor may be a brushless DC (direct current) motor with multiple Hall sensors. Motor control can be performed based on detection signals from a plurality of Hall sensors.
  • a plurality of Hall sensors can be arranged at predetermined angular intervals around the rotation axis of the motor.
  • Each of the plurality of Hall sensors can output a pulse signal having a period corresponding to the rotation period of the motor as a detection signal.
  • the reference signal generator may be configured to determine, for each of the plurality of Hall sensors, the number of edges of the pulse signal from the corresponding Hall sensor observed in a given time period.
  • the reference signal generator may be configured to generate a sine wave with a frequency corresponding to the frequency of the pulse signal as the reference signal based on the average number of edges among the plurality of Hall sensors.
  • One or more of the plurality of components constituting the electric working machine described above may be arbitrarily deleted.
  • the electric working machine may optionally be provided with additional elements.
  • One or more of the plurality of constituent elements that constitute the electric operating machine can be optionally replaced with other elements.
  • the dust collector 1 of this embodiment includes a main body 3, an operating device 6, and a mounting tool 7.
  • the wearing tool 7 includes shoulder belts 71A and 71B and a waist belt 72. - ⁇ The shoulder belts 71A, 71B and the waist belt 72 are attached to the rear part of the main body 3. As shown in FIG. 1,
  • the shoulder belt 71A extends from near the upper and left ends of the main body 3.
  • the shoulder belt 71B extends from near the upper end and right end of the main body 3 .
  • the waist belt 72 extends from near the lower end of the main body 3 .
  • the wearing tool 7 is used by the operator to carry the main body 3 on his back.
  • the operating device 6 includes a switch for starting and stopping the dust collector 1.
  • the operating device 6 is operated by an operator.
  • the operating device 6 is connected via a cable 61 near the center of the lower end of the main body 3 .
  • the main body 3 comprises a housing 30 for housing main electrical and/or mechanical parts of the dust collector 1 .
  • Housing 30 includes a rear housing 301 , a front housing 302 and a plate 303 .
  • the configuration of rear housing 301 is shown in FIGS.
  • the configuration of front housing 302 is shown in FIGS.
  • the rear housing 301 is a bottomed box-like member having an inner surface facing forward.
  • the front housing 302 is a frame-shaped member having an opening.
  • the plate 303 is a plate-like member that closes the opening of the front housing 302 from the front.
  • the housing 30 is molded, for example, by injection molding a resin material.
  • the housing 30 includes a suction port 31, a dust collection chamber 32, a first flow path 33, a motor chamber 34, a second flow path 35, and a third flow path.
  • a channel 36 , a first battery housing portion 38 ⁇ /b>A, a second battery housing portion 38 ⁇ /b>B, and a component placement portion 39 are provided.
  • the suction port 31 is provided at the center of the upper end of the housing 30 .
  • a first end of a flexible hose (not shown) is connected to the suction port 31 .
  • a nozzle having a suction port (not shown) is connected to the second end of the hose.
  • the dust collection chamber 32 is a rectangular internal chamber provided at the top of the housing 30, as shown in FIG.
  • the dust collection chamber 32 accommodates a dust collection pack 41 connected to the suction port 31 .
  • the dust collection pack 41 is, for example, a paper pack.
  • the dust collection pack 41 collects dust sucked from the suction port 31 .
  • the first flow path 33 is provided along the right side of the dust collection chamber 32 .
  • a lower end of the first flow path 33 is connected to the motor chamber 34 .
  • a filter 42 is arranged at the boundary between the first flow path 33 and the dust collection chamber 32 .
  • Filter 42 is, for example, a high efficiency particulate air filter (HEPA).
  • the motor chamber 34 is an internal chamber provided below the dust collection chamber 32 .
  • the motor chamber 34 has an inflow port 341 at the center of the right end.
  • the inlet 341 is connected to the first channel 33 .
  • the motor chamber 34 further has an outlet 342 at the upper left end. Outlet 342 is connected to second channel 35 .
  • a drive machine 43 is accommodated in the motor room 34 . Thick dotted arrows in FIG. 6 conceptually represent airflow.
  • the drive machine 43 includes a fan 431, a motor 432, and a damper 433.
  • Fan 431 is connected to the rotating shaft of motor 432 .
  • the fan 431 rotates by receiving power from the motor 432 , thereby generating airflow from the inlet 341 to the outlet 342 of the motor chamber 34 .
  • the damper 433 is an annular member that surrounds the motor 432 . Damper 433 absorbs the sound emitted by motor 432 .
  • the motor 432 is located in the center of the damper 433 although it is not shown as it is covered with the damper 433 .
  • the second flow passage 35 is an exhaust passage provided above the motor chamber 34 and extending leftward from the motor chamber 34 .
  • the second flow path 35 connects the outlet 342 of the motor chamber 34 and the third flow path 36 .
  • the third flow passage 36 is an exhaust passage provided on the left side of the motor chamber 34 and extending downward.
  • the third flow path 36 has an exhaust port 361 at its downstream portion.
  • the exhaust port 361 has the form of a group of slits formed in the rear surface of the housing 30, as shown in FIGS.
  • the second flow path 35 and the third flow path 36 form an L-shaped exhaust passage and control the airflow from the motor chamber 34 to the exhaust port 361 .
  • the second flow path 35 and the third flow path 36 guide the airflow from the motor chamber 34 out of the housing 30 through the exhaust port 361 .
  • the air that has passed through the dust collection pack 41 reaches the first flow path 33 via the filter 42 .
  • the air that has reached the first flow path 33 passes through the motor chamber 34 and the second flow path 35, reaches the third flow path 36, and exits the housing 30 through the exhaust port 361. discharged to the outside.
  • the operation sound of the dust collector 1 whose sound source is the drive machine 43 propagates through the exhaust passage to the exhaust port 361 and propagates from the exhaust port 361 to the outside of the housing 30 in the same manner as the airflow.
  • This operating sound is noise whose propagation outside the housing 30 should be suppressed by active noise control (ANC).
  • ANC active noise control
  • the first battery housing portion 38A of the housing 30 defines a space for housing the first battery pack 45A.
  • the first battery housing portion 38A is provided near the lower end of the housing 30 .
  • the first battery housing portion 38A has a first battery mounting opening 381A that opens near the lower left end of the housing 30 .
  • the second battery housing portion 38B defines a space for housing the second battery pack 45B.
  • the second battery housing portion 38B is provided near the lower end of the housing 30 .
  • the second battery housing portion 38B has a second battery attachment opening 381B that opens near the right end of the lower end of the housing 30 .
  • the first and second battery packs 45A, 45B are inserted into the first and second battery housings 38A, 38B from the first and second battery attachment openings 381A, 381B, respectively.
  • the component placement section 39 is an internal space located between the motor chamber 34, the second flow path 35, the third flow path 36, and the first and second battery storage sections 38A, 38B. electrical components are placed.
  • the component placement portion 39 has a vertically elongated portion 391 and a horizontally elongated portion 392 communicating with the vertically elongated portion 391 .
  • the vertically elongated portion 391 corresponds to a portion surrounded on three sides by wall surfaces of the motor chamber 34 , the second flow path 35 and the third flow path 36 .
  • the horizontally elongated portion 392 corresponds to a portion that is sandwiched between the motor chamber 34 and the first and second battery housing portions 38A and 38B and communicates with the vertically elongated portion 391 .
  • a connector 52 is arranged in the horizontally long portion 392 .
  • the connector 52 is arranged between the first battery housing portion 38A and the second battery housing portion 38B.
  • the connector 52 is provided for connecting a cable 61 of the operating device 6 to an internal circuit.
  • a drive controller 44, a control speaker 54 used for ANC, and an error microphone (hereinafter referred to as an error microphone) 55 are arranged in the vertically elongated portion 391.
  • the control speaker 54 and the error microphone 55 are exposed to the outside of the housing 30 through mounting holes formed in the lower surface of the rear housing 301 and mounted so as to have directivity to the outside.
  • the drive controller 44 is attached to the wall surface that serves as a boundary between the vertically elongated portion 391 and the motor room 34.
  • the drive controller 44 is a circuit board that performs power supply control, motor control, noise control, etc., and the details thereof will be described later.
  • the control speaker 54 outputs a control sound for canceling out the target noise.
  • the error microphone 55 is arranged at a position corresponding to the silencing point and not directly hit by the airflow generated by the driving machine 43 .
  • the position corresponding to the silence point is the position where the error microphone 55 can be regarded as being at the silence point.
  • the position corresponding to the silencing point is near the exhaust port 361 .
  • the error microphone 55 outputs an electrical signal corresponding to the sound collected at the sound dead point as a sound signal.
  • the control speaker 54 and the error microphone 55 are arranged so that the time it takes for the control sound emitted from the control speaker 54 to reach the silence point is shorter than the time it takes for the target noise to directly reach the silence point. A process of generating a control sound is executed during this time difference.
  • the control speaker 54 emits control sounds to the outside of the housing 30 .
  • the error microphone 55 collects the synthesized sound of the target noise and the control sound emitted from the exhaust port 361 .
  • the control speaker 54 has the ability to produce a sound sufficiently louder than the target noise.
  • the error microphone 55 has the ability to receive the synthesized sound of the target noise and the control sound without distortion.
  • the drive controller 44 includes a control circuit 441 , a dust collection circuit group 442 , a signal processing circuit group 443 and a power supply circuit 447 .
  • the power supply circuit 447 distributes the power supplied from the first and second battery packs 45A and 45B to each part at an appropriate voltage.
  • the control circuit 441 is configured as a microcomputer.
  • the control circuit 441 includes a CPU 441A and a memory 441B.
  • control circuit 441 may comprise a combination of electronic components such as discrete elements instead of or in addition to the microcomputer.
  • Control circuitry 441 may comprise a digital signal processor (DSP) and/or an application specific integrated circuit (ASIC).
  • the control circuit 441 may comprise an application specific general purpose product (ASSP).
  • ASSP application specific general purpose product
  • Control circuit 441 may comprise a programmable logic device.
  • the dust collection circuit group 442 includes circuits necessary for functioning as the dust collector 1 .
  • the dust collection circuit group 442 includes a motor drive circuit and a battery switching circuit.
  • the motor drive circuit is a circuit that drives the motor 432 .
  • the battery switching circuit is a circuit for appropriately switching the power supply source between the first and second battery packs 45A and 45B according to the remaining charge of the first and second battery packs 45A and 45B. be.
  • the signal processing circuit group 443 is a circuit group necessary for functioning as a noise control device.
  • the signal processing circuit group 443 includes first and second analog/digital (A/D) converters 444 and 445 and a digital/analog (D/A) converter 446 .
  • the first A/D converter 444 A/D-converts the sensor signal from the Hall sensor 53 and supplies it to the control circuit 441 .
  • Hall sensor 53 is built in motor 432, for example. Hall sensor 53 is configured to detect the rotation of motor 432 and output the detection signal as a sensor signal.
  • the second A/D converter 445 A/D-converts the sound signal from the error microphone 55 and supplies it to the control circuit 441 .
  • the D/A converter 446 D/A converts the control data from the control circuit 441 to generate a control signal to be supplied to the control speaker 54 .
  • the control circuit 441 By controlling the dust collection circuit group 442, the control circuit 441 realizes the function of the dust collector 1, and also executes noise control processing for reducing target noise.
  • the control circuit 441 implements feedforward type active noise control (ANC) using a frequency conversion method by executing noise control processing.
  • ANC outputs from the control speaker 54 a control sound for suppressing the propagation of the operation sound originating from the driving machine 43 outside the housing 30 , in other words, a control sound for canceling the target noise.
  • a control circuit for ANC may be provided separately from the control circuit 441 .
  • FIG. 8 A feedforward type ANC model applied to the dust collector 1 will be described with reference to FIGS. 8 and 9.
  • FIG. The feedforward ANC model includes a reference sensor M1, a control sound source M2, an error sensor M3, and a noise control system M5.
  • the reference sensor M1 corresponds to the Hall sensor 53 and the first A/D converter 444.
  • Control sound source M2 corresponds to D/A converter 446 and control speaker 54 .
  • Error sensor M3 corresponds to error microphone 55 and second A/D converter 445 .
  • the noise control system M5 is arranged to generate the control signal u n to be supplied to the control sound source M2 using a frequency conversion method. Specifically, the function of the noise control system M5 is realized by the CPU 441A of the control circuit 441 executing the noise control process shown in FIG. The configuration of the noise control system M5 will be described below with reference to the schematic functional block diagram of the noise control system M5 shown in FIG. 8 and the detailed block diagram of the noise control system M5 shown in FIG.
  • the noise control system M5 includes a reference signal generator M51, a control signal generator M52, a secondary system filter M53, and an updater M54.
  • the reference sensor M1 supplies the sensor signal from the Hall sensor 53 as a digital signal to the reference signal generator M51.
  • the reference signal generator M51 generates a sine wave signal having a frequency f n * corresponding to the rotational frequency f n of the motor 432 as the reference signal x n based on the sensor signal input from the reference sensor M1. n represents discrete time.
  • the control signal generator M52 generates the control signal u n by adjusting the amplitude and phase of the reference signal xn based on the set optimum amplitude coefficients b s and b c .
  • the control sound source M2 outputs a control sound according to the control signal un input from the control signal generator M52.
  • a control sound is output from the control speaker 54 .
  • the control signal un generated by the control signal generator M52 is further input to the secondary system filter M53.
  • the secondary system filter M53 is a digital filter, and is an FIR filter including N taps that models the transfer characteristics of the secondary system.
  • the transmission system of the control sound from the control sound source M2 to the error sensor M3 (in other words, the silence point) is called a secondary system.
  • the second-order filter M53 has a shift register SR as a storage area, and N control signals ⁇ u n , u n ⁇ 1 , . ⁇ N+1 ⁇ .
  • the shift register SR corresponds to a storage area within the memory 441B that functions as a virtual shift register, for example.
  • the second-order filter M53 generates a simulated signal u n * that imitates the control sound at the silence point from past N control signals ⁇ u n , u n ⁇ 1 , . . . , u n ⁇ N+1 ⁇ stored in the shift register SR. to generate
  • the simulated signal u n * is a signal obtained by giving the influence of the secondary system added to the control sound when the control sound reaches the error sensor M3 to the control signal un .
  • the error sensor M3 generates an error signal en by collecting the synthesized sound of the target noise and the control sound.
  • the error signal en corresponds to a digital signal generated by sampling the sound signal from the error microphone 55, which is an electric signal corresponding to the synthesized sound, at a predetermined sampling period.
  • the update unit M54 estimates the amplitude and phase of the target noise based on the reference signal x n , the simulated signal u n * , and the error signal en , and estimates the target noise and the control sound cancel each other out, the optimum amplitude coefficients b s and b c are updated. As a result, the optimum amplitude coefficients b s and b c set in the control signal generator M52 are corrected so that the error signal en becomes smaller.
  • ⁇ 2 ⁇ f n * .
  • the frequency f n * of the reference signal x n is a frequency obtained by discretizing the frequency K ⁇ f n proportional to the rotational frequency f n of the motor 432 as described later.
  • the frequency K ⁇ fn corresponds to the frequency of the target noise.
  • the frequency of the target noise is not necessarily one times the rotation frequency fn of the motor 432 .
  • the noise generated by the rotation of the fan 431 has a frequency nine times the rotational frequency f n of the motor 432 .
  • K corresponds to the ratio of the frequency of the noise of interest to the rotation frequency fn of the motor 432 .
  • the control signal generator M52 multiplies the reference sine wave ss by the optimum amplitude coefficient bs in the multiplier M521, and outputs the product signal bsss .
  • the control signal generator M52 multiplies the reference cosine wave s c by the optimum amplitude coefficient bc in the multiplier M522 and outputs the product signal bc s c .
  • the control signal generator M52 generates the control signal un by adding the product signal bsss and the product signal bcsc in the adder M523.
  • the control signal u n b s s s +b c s c .
  • the control signal u n corresponds to a signal obtained by adjusting the amplitude and phase of the reference signal x n with the optimum amplitude coefficients b s and b c .
  • the control signal u n is generated based on the optimum amplitude coefficients b s and b c so as to be an anti-phase signal with respect to the target noise at the silence point.
  • the estimated noise signal y n is an estimated signal of the target noise estimated to have arrived at the silence point.
  • the updating unit M54 multiplies the estimated noise signal y n by the reference sine wave s s in the multiplier M542 and inputs the product signal y n ⁇ s s to the low-pass filter M543.
  • the low-pass filter M543 removes the high-frequency component of the product signal y n ⁇ s s to calculate the DC component D s .
  • the updating unit M54 further multiplies the estimated noise signal y n by the reference cosine wave s c in the multiplier M544 and inputs the product signal y n ⁇ sc to the low-pass filter M545.
  • a low-pass filter M545 removes the high-frequency component of the product signal y n ⁇ s c by filtering to calculate the DC component D c .
  • the DC components D s and D c correspond to the amplitude and phase of the target noise.
  • the updating unit M54 further multiplies the error signal e n by the reference sine wave s s in the multiplier M546 and inputs the product signal e n ⁇ s s to the low-pass filter M547.
  • the low-pass filter M547 removes the high-frequency component of the product signal en ⁇ ss to calculate the DC component ds .
  • the updating unit M54 further multiplies the error signal e n by the reference cosine wave s c in a multiplier M548 and inputs the product signal e n ⁇ s c to the low-pass filter M549.
  • a low-pass filter M549 removes the high-frequency component of the product signal en ⁇ s c by filtering to calculate the DC component d c .
  • the DC components d s and d c correspond to the amplitude and phase of the error signal en .
  • the updating unit M54 uses the estimator M550 to calculate the DC components D s , D c and the optimum amplitude coefficients b s , bc based on the DC components ds , dc using a predetermined formula.
  • the calculated optimal amplitude coefficients b s and b c are used to generate the next control signal un .
  • the feedforward ANC model further includes low-pass filters M551 and M552 for compensating for the delay of optimum amplitude coefficients b s and b c used for calculating transfer characteristics X s and X c to be described later.
  • the transfer characteristics X s and X c of the secondary system pre-estimated in the later-described process (S330) are read from the memory 441B, the low-pass filters M551 and M552 may not be provided.
  • the feed-forward ANC model in this embodiment thus calculates the optimum amplitude coefficients b s and b c to determine the amplitude of the reference signal x n having a frequency f n * corresponding to the rotation frequency f n of the motor 432. and phase are adjusted using the optimum amplitude coefficients b s and b c to generate a control signal u n for canceling the target noise.
  • FIG. 10 Details of the noise control process executed by the control circuit 441 and the processes executed therein will be described with reference to FIGS. 10 to 17.
  • FIG. These processes are specifically executed by the CPU 441A of the control circuit 441 according to a computer program stored in the memory 441B of the control circuit 441.
  • FIG. 10 Details of the noise control process executed by the control circuit 441 and the processes executed therein will be described with reference to FIGS. 10 to 17.
  • FIG. These processes are specifically executed by the CPU 441A of the control circuit 441 according to a computer program stored in the memory 441B of the control circuit 441.
  • the control circuit 441 periodically and repeatedly executes the noise control process shown in FIG. 10 in order to reduce the target noise.
  • the noise control process can be repeatedly executed at a period corresponding to the time step of discrete time n.
  • the control circuit 441 determines the rotation speed of the motor 432, particularly the rotation frequency fn of the motor 432, based on the sensor signal from the reference sensor M1 (S110). Further, an error signal en is obtained from the error sensor M3 (S120).
  • control circuit 441 uses the frequency conversion method to generate the control signal u n and update the optimum amplitude coefficients b s and b c (S130).
  • the control circuit 441 inputs the generated control signal un to the control sound source M2 (S140).
  • the control sound corresponding to the control signal un is output from the control speaker 54 (S140).
  • control circuit 441 In S130, the control circuit 441 generates the control signal u n and updates the optimum amplitude coefficients b s and b c by executing the generation update process shown in FIGS. 11 and 12 .
  • the control circuit 441 executes the discretization process of the rotation frequency fn (S210). By executing this discretization process, the control circuit 441 calculates the discretized frequency f n * of the target noise corresponding to the rotational frequency f n of the motor 432 (details will be described later).
  • the control circuit 441 determines whether a discontinuous event, which is an event in which the frequency f n * changes discontinuously, has occurred.
  • a discontinuous event which is an event in which the frequency f n * changes discontinuously
  • the control circuit 441 makes an affirmative determination in S220, and otherwise makes a negative determination.
  • control circuit 441 determines that a discontinuity event has occurred (Yes in S220)
  • the control circuit 441 performs gap correction processing (described later in detail) to suppress discontinuity in the control signal u n due to discontinuity in the frequency f n * . ) is executed (S230). After that, the control circuit 441 executes the process of S240. If it is determined that no discontinuity event has occurred (No in S220), the control circuit 441 executes the process of S240 without executing the gap correction process.
  • control circuit 441 inputs the control signal u n to the secondary system filter M53 to generate a simulation signal u n * of the control sound at the silence point.
  • the secondary system filter M53 is implemented by digital processing executed by the control circuit 441 .
  • the shift register SR included in the quadratic filter M53 is virtually generated in a storage area within the memory 441B.
  • k 0, 1, 2, . . . , N ⁇ 1 ⁇ to generate the simulated signal u n * .
  • the filter coefficient w is set in advance according to the transfer characteristics of the secondary system.
  • the simulated signal u n * is a signal that imitates the control sound at the silence point.
  • control circuit 441 determines whether a discontinuous event of frequency f n * has occurred, as in the processing in S220.
  • the control circuit 441 determines that no discontinuous event has occurred (No in S280)
  • it sets the time constants of the low-pass filters M543, M545, M547, and M549 to the standard values (S290), and processes S310 and S320. to run.
  • control circuit 441 determines that a discontinuous event has occurred (Yes in S280), it sets the time constants of the low-pass filters M543, M545, M547, and M549 to specific values representing time shorter than the standard values. (S300), and the processes of S310 and S320 are executed.
  • the time constants of the low-pass filters M543 and M545 are the time constants set in the previous processing of S290 or S300.
  • the control circuit 441 inputs the signal y n ⁇ s s and the signal y n ⁇ s c to the corresponding low-pass filters M543 and M545.
  • the DC component Ds of the signal yn ⁇ ss and the DC component Dc of the signal yn ⁇ sc are obtained as the outputs of the low-pass filters M543 and M545 corresponding to the first product signal yn ⁇ xn.
  • the DC component Ds and the DC component Dc contain information that can specify the amplitude and phase of the target noise.
  • the time constants of the low-pass filters M547 and M549 are the time constants set in the previous processing of S290 or S300.
  • control circuit 441 inputs each of the signal en ⁇ ss and the signal en ⁇ sc to the corresponding low-pass filters M547 and M549.
  • the DC component ds of the signal en ⁇ ss and the DC component dc of the signal en ⁇ sc are obtained as the outputs of the low-pass filters M547 and M549 corresponding to the second product signal en ⁇ xn . be done.
  • control circuit 441 reads out the pre-estimated secondary system transfer characteristics X s and X c from the memory 441B.
  • control circuit 441 calculates the transfer characteristics X s and X c according to the following equations.
  • control circuit 441 calculates the optimum amplitude coefficients b s and b c according to the following equations. That is, the optimum amplitude coefficients b s and b c are updated to values according to the following equation (S340).
  • control circuit 441 terminates the generation update process.
  • the control circuit 441 executes the generation/update processing in this way, and generates the control signal u n based on the optimum amplitude coefficients b s and b c set last time.
  • the control circuit 441 updates the optimum amplitude coefficients b s and b c based on the obtained error signal en . Repeated execution of the noise control process also causes repeated execution of the generation update process. By updating the optimal amplitude coefficients b s and b c , the target noise is properly canceled by the control sound even if it is a time-varying noise.
  • the control circuit 441 determines whether the moving variance VAR is greater than or equal to the first reference value R1 (S410).
  • the moving variance VAR is the variance of the moving average of the rotational frequency of the motor 432 over a given period of time.
  • the movement variance VAR increases as the inclination of the rotation frequency of the motor 432 accompanying acceleration/deceleration increases, and decreases as the rotation of the motor 432 approaches a constant speed state.
  • the control circuit 441 sets the change width ⁇ f of the rotational frequency fn at the discontinuity point, which is the point of occurrence of the discontinuity event, to the first reference value R1.
  • the rotation frequency fn is discretized so that the variation width h1 is obtained (S420).
  • the control circuit 441 determines whether the movement variance VAR is greater than or equal to the second reference value R2 and less than the first reference value R1. (S430).
  • the second reference value R2 is determined as a value smaller than the first reference value R1.
  • the rotation frequency fn is discretized (S440).
  • the second change width h2 is defined as a value smaller than the first change width h1.
  • the control circuit 441 determines whether the moving variance VAR is greater than or equal to the third reference value R3 and less than the second reference value R2. (S450).
  • the third reference value R3 is determined as a value smaller than the second reference value R2.
  • the rotation frequency fn is discretized (S460).
  • the third change width h3 is defined as a value smaller than the second change width h2.
  • the control circuit 441 adjusts the rotational frequency f n is discretized (S470).
  • the fourth change width h4 is defined as a value smaller than the third change width h3.
  • the frequency of the target noise is proportional to the rotation frequency fn .
  • control circuit 441 discretizes the rotational frequency fn of the motor 432 so that the greater the acceleration/deceleration, the larger the change width ⁇ f.
  • FIGS. 14A and 14B conceptually show that the step height (change width ⁇ f) of the discretized frequency fd differs according to the difference in the gradient of the rotation frequency fn of the motor 432 indicated by the dashed line.
  • the step height (change width ⁇ f) is also large.
  • the stepped solid lines in FIGS. 14A and 14B correspond to the discretized frequency f d .
  • the values R1, R2, and R3 described above are determined within a range that satisfies the inequality R1>R2>R3.
  • the values h1, h2, h3 and h4 are also defined in the range satisfying the inequalities h1>h2>h3>h4.
  • the values R1, R2, R3 and the values h1, h2, h3, h4 can be adjusted to optimize the target noise reduction effect by discretization.
  • the gap correction process consists of a first process (S510-S550) for correcting the optimum amplitude coefficients b s and b c and a second process (S610-S680) for correcting the value of the shift register SR of the secondary system filter M53. and including.
  • the optimum amplitude coefficients b s , b c for the frequency f 1 * before the discontinuity are obtained from the optimum amplitude coefficients b s2 , b for the frequency f 2 * after the discontinuity. corrected to c2 . Specifically, before and after the discontinuity, the optimum amplitude coefficients b s , b c is corrected.
  • the control circuit 441 uses the currently set optimum amplitude coefficients b s and b c to temporarily adjust the amplitude from the reference signal x n having the frequency f 1 * before the discontinuity point.
  • the amplitude B 0 (b s 2 +b c 2 ) 1/2 when the control signal u n is generated is calculated (S510).
  • phase ⁇ 1 ⁇ 1 ⁇ n gap ⁇ arctan(b s /b c ).
  • ⁇ 1 2 ⁇ f 1 * .
  • control circuit 441 calculates the optimum amplitude coefficients b s2 and b c2 suitable for generating the control signal un at the frequency f 2 * according to the following equations (S530, S540).
  • control circuit 441 corrects the current optimum amplitude coefficient b c to b c2 calculated in S530, and corrects the current optimum amplitude coefficient b s to b s2 calculated in S540.
  • the control circuit 441 executes the second processing (S610-S680) for correcting the value in the shift register SR.
  • the control signal ⁇ u n ⁇ 1 when a discontinuity event occurs, the control signal ⁇ u n ⁇ 1 , .
  • This is a process for correcting the control signal to frequency f 2 * .
  • the reference time p0 represents the time on the time axis p with the latest time n being the zero point and the past direction being the positive direction.
  • control circuit 441 determines whether or not the reference time p0 is equal to or less than the value (N-1).
  • the value N is the number of taps of the secondary system filter M53 as an FIR filter.
  • control circuit 441 When the control circuit 441 makes an affirmative determination that the reference time p0 is equal to or less than the value (N-1) (Yes in S630), it executes the process of S640. When the control circuit 441 makes a negative determination (No in S630), it executes the process of S660.
  • the control circuit 441 calculates reference cell numbers q1 and q2 based on the reference time p0.
  • floor(p0) is a value obtained by rounding down the decimal part of the value p0
  • ceil(p0) is a value obtained by rounding up the decimal part of the value p0.
  • Reference cell numbers q1 and q2 indicate cell numbers of cells to be referred to in this shift register SR.
  • Reg (m) Reg (q1) + (Reg (q2) - Reg (q1)) (p0 - (q1 - 1))
  • the control signal value ⁇ Reg(q1)+(Reg(q2)-Reg(q1)) ⁇ (p ⁇ (q1 ⁇ 1)) ⁇ at time p0, which is calculated by linearly interpolating the cell number q corresponds to storing in m.
  • FIG. 17A illustrates a method of correcting the control signal values stored in the shift register SR using a graph having a time axis p and a cell number q on the horizontal axis and a control signal value axis on the vertical axis. It is something to do.
  • the control circuit 441 increments the value of the variable m by 1 (S670), and determines whether or not the incremented value of the variable m exceeds the number of taps N (S680). ). When determining that the value of the variable m does not exceed the number of taps N (No in S680), the control circuit 441 uses the incremented value of the variable m to execute the processing from S620 onwards.
  • the second process ends.
  • the control signal values ⁇ u n ⁇ 1 , . is corrected to The control circuit 441 then ends the gap correction process.
  • the frequency of the target noise is proportional to the rotation frequency fn of the motor 432 .
  • the reference signal xn is generated based on the sensor signal from the Hall sensor 53 that detects the rotation of the motor 432 .
  • the present embodiment does not require a reference microphone for collecting the target noise while adopting a feedforward type ANC.
  • the reference microphone When using a reference microphone, there is a possibility that the reference microphone will collect unnecessary sound components that may hinder the reduction of the target noise. According to the present embodiment, it is possible to suppress the deterioration of the noise reduction effect due to the collection of unnecessary sound components.
  • the rotation frequency fn of the motor 432 is discretized so that the reference signal xn has a frequency f n * is varied discretely.
  • the optimum amplitude coefficients b s and b c are obtained by determining the amplitude B and phase ⁇ of the control signal u n of the first frequency f 1 * and the control signal u of the second frequency f 2 * before and after the event. n is corrected so that the amplitude B and the phase ⁇ of n match.
  • the optimum amplitude coefficients b s and b c are obtained from the control signal u n at the second frequency f 2 * based on the reference signal x n at the second frequency f 2 * after the event and
  • the discontinuity between the control signal u n of the first frequency f 1 * based on the reference signal x n of the first frequency f 1 * is suppressed. According to this correction, it is possible to suppress the deterioration of the noise reduction effect around the discontinuity point.
  • the rotation frequency fn of the motor 432 is discretized so that the change width ⁇ f increases as the acceleration/deceleration increases. If the change width ⁇ f is uniform, the constant frequency period becomes short when the motor 432 greatly accelerates or decelerates. According to this embodiment, even when the acceleration/deceleration is large, it is possible to perform ANC in a quasi-static state in which the period in which the frequency f n * is constant is long. Therefore, noise can be reduced satisfactorily.
  • All or part of the circuit configuration located between the microphone (specifically the error microphone 55) and the speaker (specifically the control speaker 54) and the microcomputer can be realized by a microcomputer, for example by the control circuit 441 .
  • control circuit 441 and the signal processing circuit group 443 are expressed as separate circuits. However, all or part of the functions of the A/D converters 444 and 445 and the D/A converter 446 may be implemented by a microcomputer, such as by the control circuit 441 .
  • the control circuit 441 may be composed of a microcomputer with one or more A/D conversion ports and/or one or more D/A conversion ports. Regardless of whether microcomputer or control circuitry 441 includes an A/D conversion port and/or a D/A conversion port, drive controller 44 may include all or all of the A/D and D/A converters. Some may be arranged as external devices to the microcomputer.
  • the dust collector 1 of the first modified example is configured by partially changing the configuration of the dust collector 1 described above.
  • the configuration of the dust collector 1 of the first modified example a configuration different from the configuration of the dust collector 1 described above will be selectively described. It may be understood that configurations not mentioned are the same as those of the dust collector 1 described above.
  • the dust collector 1 of this modification includes a brushless DC motor 80 shown in FIG. 18 as the motor 432 .
  • the dust collection circuit group 442 includes a motor drive circuit 90 for controlling the brushless DC motor 80 .
  • the control circuit 441 functions as a motor control system M7 and a noise control system M8 by the CPU 441A executing computer programs stored in the memory 441B.
  • the brushless DC motor 80 is specifically a three-phase brushless DC motor.
  • a brushless DC motor 80 includes a magnet rotor 81, a plurality of stators 83U, 83V, 83W, and a plurality of hall sensors 85U, 85V, 85W.
  • the plurality of stators 83U, 83V, 83W are provided with a plurality of coils corresponding to the U-phase, V-phase and W-phase.
  • a plurality of stators 83U, 83V, 83W are arranged around the rotating shaft of brushless DC motor 80 at intervals of 120 degrees.
  • the plurality of Hall sensors 85U, 85V, 85W includes three Hall sensors 85U, 85V, 85W corresponding to U phase, V phase, and W phase, respectively.
  • the three Hall sensors 85U, 85V, 85W are arranged apart from each other around the rotating shaft of the brushless DC motor 80 .
  • the three Hall sensors 85U, 85V, 85W are arranged at intervals of 120 degrees around the rotation axis.
  • Hall sensors 85U, 85V, 85W output signals corresponding to the state of the magnetic field generated by the rotation of the magnet rotor 81 as detection signals relating to the rotation of the brushless DC motor 80.
  • the detection signals output from the Hall sensors 85U, 85V, and 85W are expressed as sensor signals.
  • the sensor signal has a period proportional to the rotation period of brushless DC motor 80 .
  • Sensor signals output from Hall sensors 85U, 85V, and 85W are input to motor control system M7.
  • the magnet rotor 81 rotates due to the action of the magnetic fluxes generated from the coils according to the U-phase, V-phase, and W-phase currents.
  • Sensor signals from Hall sensors 85U, 85V, and 85W are utilized for U-phase, V-phase, and W-phase current control. Based on sensor signals from Hall sensors 85U, 85V, 85W, the rotational position of magnet rotor 81, that is, the rotational angle of brushless DC motor 80 is determined.
  • the motor drive circuit 90 includes a three-phase inverter 91 and a current detection circuit 93.
  • the three-phase inverter 91 applies U-phase, V-phase, and W-phase currents to the brushless DC motor 80 in accordance with a control signal input from the motor control system M7. This current application causes the brushless DC motor 80 to rotate.
  • a current detection circuit 93 detects the current flowing through the brushless DC motor 80, and inputs a current detection signal, which is the detection signal, to the motor control system M7.
  • Motor control system M7 generates a control signal to be input to three-phase inverter 91 based on the sensor signals from Hall sensors 85U, 85V, and 85W and the current detection signal from current detection circuit 93, and the generated control signal is input to the three-phase inverter 91 .
  • the sensor signals from the Hall sensors 85U, 85V, 85W used for motor control are further input to the noise control system M8 and used for ANC.
  • the noise control system M8 of this modification replaces the reference signal generator M81, which generates the reference signal xn based on the sensor signals from the plurality of Hall sensors 85U, 85V, and 85W, with the reference signal generator M51.
  • the reference signal generator M81 includes, as shown in FIG. 19, a plurality of buffers M811, M812, M813, a frequency calculator M83, and a signal generator M85.
  • Buffers M811, M812, and M813 hold the sensor signals from the corresponding Hall sensors 85U, 85V, and 85W as digital data. Sensor signals output from Hall sensors 85U, 85V, 85W are input to buffers M811, M812, M813 through D/A converter 95, for example.
  • Buffers M811, M812, and M813 are configured to be able to store sensor signals for a predetermined time T or longer, which will be described later.
  • the buffers M811, M812 and M813 function as FIFO buffers, for example.
  • the frequency calculator M83 periodically acquires digital data of sensor signals output from the Hall sensors 85U, 85V, and 85W, and calculates the rotational frequency fn of the brushless DC motor 80.
  • the frequency calculator M83 periodically calculates the U-phase and V-phase signals output from the U-phase, V-phase and W-phase Hall sensors 85U, 85V and 85W at a predetermined time T corresponding to the cycle. , and W-phase sensor signals are acquired from buffers M811, M812, and M813.
  • the sensor signals output from each of the Hall sensors 85U, 85V, and 85W are rectangular pulse signals having rising edges and falling edges.
  • This rectangular pulse signal has the same period as the rotation period of brushless DC motor 80 . That is, each of Hall sensors 85U, 85V, and 85W outputs a rectangular pulse signal of one cycle each time brushless DC motor 80 rotates once.
  • each of the rising edge and falling edge of the sensor signal occurs once each time the brushless DC motor 80 rotates once.
  • Hall sensors 85U, 85V, and 85W are arranged at intervals of 120 degrees, the phase of the V-phase sensor signal differs from that of the U-phase sensor signal by 120 degrees.
  • the phase of the W-phase sensor signal differs from the V-phase sensor signal by 120 degrees.
  • the frequency calculator M83 counts the number of edges of the sensor signal observed during a predetermined time T by signal analysis based on the corresponding digital data for each of the U-phase, V-phase, and W-phase. As a result, the number of edges of the U-phase, V-phase, and W-phase sensor signals observed during the predetermined time T is determined. Edges to be counted are rising edges and falling edges of the sensor signal.
  • the frequency calculator M83 calculates the rotation frequency fn of the brushless DC motor 80 based on the edge numbers E1, E2, and E3 of the U-phase, V-phase, and W-phase sensor signals obtained by the counting.
  • the edge numbers E1, E2, E3 correspond to the frequency of the sensor signal.
  • Counting the number of edges E1, E2, E3 corresponds to determining the frequency of the sensor signal.
  • the number of edges E1 is the total number of rising edges and falling edges that occur during a predetermined time T in the U-phase sensor signal.
  • the number of edges E2 is the total number of rising edges and falling edges generated during a predetermined time T in the V-phase sensor signal.
  • the number of edges E3 is the total number of rising edges and falling edges generated during a predetermined time T in the W-phase sensor signal.
  • the frequency calculator M83 calculates the rotation frequency fn of the brushless DC motor 80 according to the following equation.
  • the constant T is the sensor signal acquisition time T for which the number of edges E1, E2, and E3 has been counted. That is, the frequency calculator M83 calculates the sum (E1+E2+E3) of the number of edges E1, E2, and E3 generated during the predetermined time T as the number of phases "3" and the number of edges generated per rotation "2". , and by dividing by the predetermined time T, the rotation frequency fn is calculated.
  • the rotation frequency fn is calculated based on the average of the number of edges E1, E2, E3 between the U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the rotation frequency fn corresponds to the frequency of the sensor signal statistically calculated based on the number of edges E1, E2, E3.
  • the signal generator M85 generates a sine wave signal having a frequency fn * corresponding to the rotation frequency fn as the reference signal xn . Specifically, the signal generator M85 generates a sine wave signal having a frequency fn* proportional to the rotation frequency fn as the reference signal xn . Similar to the reference signal generator M51, the signal generator M85 converts a sine wave signal having a frequency f n * obtained by discretizing the frequency K ⁇ f n proportional to the rotation frequency f n of the brushless DC motor 80 to the reference signal x. n .
  • the frequency K ⁇ fn is the frequency of the target noise.
  • the frequency of the target noise is an integral multiple of the rotational frequency fn .
  • the target noise is the frequency of the rotation frequency f n that is an integral multiple of the number of blades of the fan 431 .
  • the noise control system M8 uses the reference signal xn output from the reference signal generator M81 to generate the control signal u n in the same manner as the noise control system M5 described above, thereby realizing the function of ANC. do.
  • edges E1, E2, and E3 described above are the numbers of rising edges and falling edges that occur within a predetermined period of time.
  • the numbers of edges E1, E2, E3 may be values obtained by counting only one of rising edges and falling edges.
  • the number of edges E1, E2, E3 may be the number of rising edges occurring in a given period of time.
  • the reference signal xn is generated by utilizing the hall sensors 85U, 85V, 85W for motor control instead of the sensor for ANC. . Therefore, it is possible to suppress the number of sensors in the dust collector 1 . Furthermore, it is possible to suppress the manufacturing cost of the dust collector 1 .
  • the rotational frequency f n is calculated. That is, the rotation frequency fn is calculated based on the average (E1+E2+E3)/3 of the number of edges E1, E2, E3 of each phase generated in the predetermined time T.
  • One cycle of sensor signals from Hall sensors 85U, 85V, and 85W corresponds to one rotation of brushless DC motor 80.
  • FIG. Therefore, when the observation period of the sensor signal for calculating the rotation frequency fn , that is, the predetermined time T is short, the number of edges observed through one Hall sensor during this period is small. This small number of edges may reduce the accuracy of the calculated rotation frequency fn .
  • the rotational frequency fn can be calculated accurately and quickly by counting the numbers of edges E1, E2, and E3 and performing simple calculations. As a result, it is possible to shorten the time from the start of ANC until the target noise is reduced. Therefore, the dust collector 1 with excellent ANC performance can be provided.
  • the Hall sensors 85U, 85V, 85W included in the brushless DC motor 80 are utilized to generate the reference signal xn .
  • a method of controlling brushless DC motor 80 without Hall sensors 85U, 85V, 85W is also known. According to this method, the current and voltage flowing through the brushless DC motor 80 are detected by the current sensor and the voltage sensor, and the rotational position of the brushless DC motor 80 is detected.
  • the current sensor and voltage sensor output detected current and voltage signals as detection signals related to the rotation of the motor.
  • the rotational position of brushless DC motor 80 is detected based on changes in current and voltage.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase currents are controlled based on the detected rotational position.
  • the dust collector 1 of the first modification may be modified as follows. That is, the reference signal generator M81 replaces the sensor signals from the Hall sensors 85U, 85V, and 85W with the sensor signals from the current and voltage sensors used for controlling the brushless DC motor 80 to control the brushless DC motor 80. It may be configured to calculate the rotation frequency fn of 80. The reference signal generator M81 may be configured to generate the reference signal xn based on the calculated rotational frequency fn .
  • the technology of the present disclosure is not limited to application to the dust collector 1 .
  • the technology of the present disclosure may be applied, for example, to working machines used at work sites such as DIY, manufacturing, gardening, and/or construction, and in particular to working machines that utilize airflow from fans.
  • the technology of the present disclosure may be applied to a gardening work machine and/or a work machine that prepares a work site environment.
  • the technology of the present disclosure may be applied to various electric working machines such as an electric lawn mower, an electric lawn clipper, an electric brush cutter, an electric cleaner, an electric blower, an electric sprayer, an electric spreader, and an electric dust collector.
  • the number of blades that the fan has may vary depending on the type of work machine.
  • the fan may have any number of blades.
  • a dust collector may have a nine-bladed fan, while an electric blower may have a three-bladed fan.
  • the frequency of the noise of interest produced by the rotation of the motor can vary depending on the number of blades.
  • the reference signal generator can generate a reference signal having a frequency proportional to the rotational frequency of the motor and corresponding to the number of blades of the fan as a sine wave having a frequency corresponding to the rotational speed of the motor. .
  • a plurality of functions possessed by one component in the above embodiment may be realized by a plurality of components, or a function possessed by one component may be realized by a plurality of components. good too.
  • a plurality of functions possessed by a plurality of components may be realized by one component, or one function realized by a plurality of components may be realized by one component.
  • a part of the configuration of the above embodiment may be omitted. At least part of the configuration of the above embodiments may be added or replaced with respect to the configurations of other above embodiments.

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Abstract

作業機では、回転センサからの検出信号に基づき、モータの回転速度に対応する周波数を有する正弦波が、参照信号として生成される。参照信号に対応する周波数を有し、制御係数に対応する振幅及び位相を有する正弦波信号が、制御信号として生成される。制御信号に従って、制御音が出力される。誤差センサにより、消音点における制御音と騒音との合成音が収集され、誤差信号が出力される。制御信号を用いて、誤差センサにより収集される制御音に対応する模擬信号が生成される。誤差信号及び模擬信号に基づき、制御係数が更新される。モータの回転速度の連続的な変化に対して周波数を離散的に変化させるように、参照信号は生成される。

Description

電動作業機 関連出願の相互参照
　本国際出願は、２０２１年１０月２９日に日本国特許庁に出願された日本国特許出願第２０２１－１７８３０９号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０２１－１７８３０９号の全内容を本国際出願に参照により援用する。
　本開示は電動作業機に関する。
　下記特許文献１は、アクティブノイズコントロール（ＡＮＣ）が適用された電動工具を開示する。ＡＮＣは、マイクロフォンで収集された音を用いて、消音したい位置で逆位相を有する音を発生させることにより、騒音を打ち消す技術である。
米国特許出願公開第２０１９／０２７５６５７号明細書
　既存のＡＮＣには、改善の余地がある。例えば、打ち消したい騒音を参照マイクロフォンで収集する手法では、参照マイクロフォンを電動工具内に配置する必要がある。参照マイクロフォンがＡＮＣに不要な音成分を収集しないように参照マイクロフォンの配置について設計段階で考慮する必要がある。
　そこで、本開示の一側面は、モータの運動により騒音が生じる電動作業機において、参照マイクロフォンを用いずに騒音を適切に抑制するための技術を提供することを目的とする。
　本開示の一側面によれば、電動作業機が提供される。電動作業機は、モータを備える。電動作業機は、回転センサを更に備える。回転センサは、モータの回転に関する検出信号を出力するように構成される。
　電動作業機は、参照信号生成器を更に備える。参照信号生成器は、回転センサからの検出信号に基づき、参照信号を生成するように構成される。具体的には、参照信号生成器は、モータの回転速度に対応する周波数を有する正弦波を、参照信号として生成するように構成される。
　電動作業機は、制御信号生成器を備える。制御信号生成器は、参照信号と制御係数とに基づき、制御信号を生成するように構成される。具体的には、制御信号生成器は、参照信号に対応する周波数を有し、制御係数に対応する振幅及び位相を有する正弦波信号を、制御信号として生成するように構成される。
　電動作業機は、制御音源を備える。制御音源は、制御信号に従って、制御音を出力するように構成される。制御音は、モータの運転に起因する騒音を低減するための音であり得る。
　電動作業機は、誤差センサを備える。誤差センサは、消音点における制御音と騒音との合成音を収集し、誤差信号を出力するように構成される。誤差信号は、合成音に対応する電気信号である。
　電動作業機は、デジタルフィルタを備える。デジタルフィルタは、制御音源から誤差センサまでの制御音の伝達系に対応する二次系の伝達特性をモデル化したデジタルフィルタである。デジタルフィルタは、制御信号を濾波することにより、誤差センサにより収集される制御音に対応する模擬信号を生成するように構成される。
　電動作業機は、制御器を備える。制御器は、誤差信号及び模擬信号に基づき、制御係数を更新することにより、消音点での騒音を制御するように構成される。具体的に、制御器は、消音点において騒音が低減される方向に、制御係数を更新するように構成される。
　この電動作業機によれば、参照マイクロフォンを用いずに、回転センサを用いて騒音を抑制可能である。
　本開示の一側面によれば、参照信号生成器は、モータの回転速度の連続的な変化に対して周波数を離散的に変化させるように、参照信号を生成するように構成される。モータの回転速度の連続的な変化に対して周波数を離散的に変化させるように、参照信号を生成することによれば、モータの加減速を伴う環境でも、適切に制御音を出力して、騒音を低減することができる。
一つの例示的実施形態における集塵機の外観を示す斜視図である。 集塵機本体の底面図である。 後ハウジングを、内部部品を取り除いた状態で前ハウジングとの接合面側から見た斜視図である。 集塵機本体から後ハウジングを取り除いた集塵機内部を示す斜視図である。 前ハウジングを、内部部品を取り除いた状態で後ハウジングとの接合面側から見た斜視図である。 後ハウジングとの接合面側から見た前ハウジングの一部拡大平面図である。 集塵機の電気的な構成を示すブロック図である。 フィードフォワード型ＡＮＣモデルを表す機能ブロック図である。 騒音制御系の具体的構成を表すブロック線図である。 ＣＰＵが実行する騒音制御処理を示すフローチャートである。 生成更新処理を示すフローチャート（その１）である。 生成更新処理を示すフローチャート（その２）である。 離散化処理を示すフローチャートである。 図１４Ａ及び図１４Ｂは、離散化前後の周波数を説明するグラフである。 ギャップ補正処理を表すフローチャート（その１）である。 ギャップ補正処理を表すフローチャート（その２）である。 図１７Ａ及び図１７Ｂは、シフトレジスタ内の信号補正を説明する図である。 変形例のブラシレスＤＣモータ、モータ駆動回路、及び、制御系に関するブロック図である。 変形例の参照信号生成部に関する機能ブロック図である。 ホールセンサから出力されるセンサ信号のタイムチャートである。
　１…集塵機、３…本体、３０…ハウジング、３１…吸引口、３２…集塵室、３３…第１流路、３４…モータ室、３５…第２流路、３６…第３流路、４３…駆動機械、４４…駆動コントローラ、４５Ａ…第１のバッテリパック、４５Ｂ…第２のバッテリパック、５３…ホールセンサ、５４…制御スピーカ、５５…誤差マイク、８０…ブラシレスＤＣモータ、８１…マグネットロータ、８３Ｕ，８３Ｖ，８３Ｗ…ステータ、８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗ…ホールセンサ、９０…モータ駆動回路、９１…３相インバータ、９３…電流検出回路、９５…Ｄ／Ａ変換器、３０１…後ハウジング、３０２…前ハウジング、３０３…プレート、３４１…流入口、３４２…流出口、３６１…排気口、４３１…ファン、４３２…モータ、４３３…ダンパー、４４１…制御回路、４４１Ａ…ＣＰＵ、４４１Ｂ…メモリ、４４２…集塵用回路群、４４３…信号処理回路群、４４４，４４５…Ａ／Ｄ変換器、４４６…Ｄ／Ａ変換器、４４７…電源回路、Ｍ１…参照センサ、Ｍ２…制御音源、Ｍ３…誤差センサ、Ｍ５…騒音制御系、Ｍ７…モータ制御系、Ｍ８…騒音制御系、Ｍ５１…参照信号生成部、Ｍ５２…制御信号生成部、Ｍ５３…二次系フィルタ、Ｍ５４…更新部、Ｍ８１…参照信号生成部、Ｍ５４３，Ｍ５４５，Ｍ５４７，Ｍ５４９，Ｍ５５１，Ｍ５５２…ローパスフィルタ、ＳＲ…シフトレジスタ、Ｍ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３…バッファ、Ｍ８３…周波数算出部、Ｍ８５…信号生成部。
　［１．実施形態の総括］
　ある実施形態における電動作業機は、モータを備え得る。加えて／あるいは、電動作業機は、回転センサを備え得る。回転センサは、モータの回転に関する検出信号を出力するように構成され得る。回転センサは、モータの回転を検出するように構成され得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、参照信号生成器を備え得る。参照信号生成器は、参照信号を生成するように構成され得る。参照信号生成器は、回転センサからの検出信号に基づき、参照信号を生成するように構成され得る。参照信号生成器は、モータの回転速度に対応する周波数を有する正弦波を、参照信号として生成するように構成され得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、制御信号生成器を備え得る。制御信号生成器は、制御信号を生成するように構成され得る。制御信号生成器は、参照信号と制御係数とに基づき、制御信号を生成するように構成され得る。
　制御信号は、正弦波信号であり得る。加えて／あるいは、制御信号は、参照信号に対応する周波数を有し、制御係数に対応する振幅及び位相を有する信号であり得る。制御信号生成器は、参照信号に対応する周波数を有し、制御係数に対応する振幅及び位相を有する正弦波信号を、制御信号として生成するように構成され得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、制御音源を備え得る。制御音源は、制御信号に従って、制御音を出力するように構成され得る。制御音は、騒音を低減するための音であり得る。制御音は、モータの運転に起因する騒音を低減するための音であり得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、誤差センサを備え得る。誤差センサは、誤差信号を出力するように構成される。誤差信号は、制御音と騒音との合成音に対応する電気信号であり得る。
　誤差センサは、制御音と騒音との合成音を収集し得る。具体的には、誤差センサは、消音点における制御音と騒音との合成音を収集し得る。誤差センサは、消音点における制御音と騒音との合成音を収集し、合成音に対応する電気信号である誤差信号を出力するように構成され得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、デジタルフィルタを備え得る。デジタルフィルタは、制御音源から誤差センサまでの制御音の伝達系に対応する二次系の伝達特性をモデル化したデジタルフィルタであり得る。加えて／あるいは、デジタルフィルタは、制御信号を濾波することにより、誤差センサにより収集される制御音に対応する模擬信号を生成するように構成され得る。
　加えて／あるいは、電動作業機は、制御器を備え得る。制御器は、騒音を制御するように構成され得る。制御器は、制御係数を更新するように構成され得る。制御器は、制御係数を更新することにより、消音点での騒音を制御するように構成され得る。
　制御器は、誤差信号及び模擬信号に基づき、制御係数を更新するように構成され得る。加えて／あるいは、制御器は、消音点において騒音が低減される方向に、制御係数を更新するように構成され得る。例えば、制御器は、誤差信号及び模擬信号に基づき、消音点において騒音が低減される方向に、制御係数を更新することにより、消音点での騒音を制御するように構成され得る。
　この電動作業機によれば、参照マイクロフォンを用いずに、回転センサを用いて参照信号を生成し、更には参照信号に基づく制御音を生成して、騒音を抑制可能である。
　ある実施形態によれば、参照信号生成器は、モータの回転速度の連続的な変化に対して周波数を離散的に変化させるように、参照信号を生成し得る。こうした周波数の離散的変化によれば、モータの加減速を伴う環境でも、適切に制御音を出力し、騒音を低減することができる。
　制御信号の生成には、周波数変換法が採用され得る。しかしながら、周波数変換法は、騒音及び参照信号が定常的であることを前提とする。従って、モータの回転速度の変化に応じて参照信号の周波数が変化する環境では、騒音低減能力が低下する可能性がある。参照信号の周波数を離散的に変化させることによれば、モータの加減速時に、参照信号の準静的な環境を作り出すことができる。従って、モータの加減速が騒音の低減効果に影響するのを抑制することができる。
　ある実施形態によれば、制御器は、周波数が第１の周波数から第２の周波数に離散的に変化する事象が発生したとき、第１の周波数による騒音の制御環境で更新された制御係数を補正するように構成され得る。補正は、第２の周波数による騒音の制御環境に適応するために行われ得る。こうした制御係数の補正を伴う構成によれば、周波数の離散的変化に伴う不連続性が騒音低減に与える影響を抑制することができる。
　例えば、制御係数は、上記事象の発生後の第２の周波数の参照信号に基づく第２の周波数の制御信号と、上記事象の発生前の第１の周波数の参照信号に基づく第１の周波数の制御信号との間の不連続性が抑制されるように補正され得る。
　ある実施形態によれば、制御係数は、上記事象の発生前後で第１の周波数の制御信号の振幅及び位相と第２の周波数の制御信号の振幅及び位相とが一致するように、補正され得る。こうした補正によれば、周波数の離散的変化に伴う制御信号の不連続性が騒音低減に与える影響を抑制することができる。
　ある実施形態によれば、デジタルフィルタは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタであり得る。デジタルフィルタは、タップ数に対応する過去の複数の時点における制御信号の値を格納するための記憶領域を備え得る。制御器は、上記事象が発生したとき、記憶領域に格納されている第１の周波数の制御信号を、第２の周波数の制御信号に補正するように構成され得る。
　こうした補正によれば、デジタルフィルタを用いて生成される模擬信号に関して、周波数の離散的変化に伴う制御信号の不連続性が、模擬信号に与える影響を抑えることができる。
　ある実施形態によれば、電動作業機には、騒音低減に周波数変換法が適用されてもよい。周波数変換法は、正弦波参照信号の振幅と位相を調整して生成される正弦波制御信号に基づき、制御音を出力することにより、正弦波騒音の低減を実現する手法である。
　ある実施形態によれば、制御器は、誤差信号から模擬信号に対応する信号成分を除去することにより、消音点に到来したと推定される騒音に対応する推定騒音信号を生成し得る。
　制御器は更に、推定騒音信号と参照信号との積信号を、第１のローパスフィルタで濾波して第１の積信号を生成し得る。制御器は更に、誤差信号と参照信号との積信号を、第２のローパスフィルタで濾波して第２の積信号を生成し得る。制御器は更に、第１の積信号及び第２の積信号に基づいて、制御係数を更新し得る。こうした制御係数の更新により、制御音を適切に出力することができる。それにより、騒音を効果的に低減することができる。
　ある実施形態によれば、制御器は、上記事象が発生したときには、一時的に第１のローパスフィルタ及び第２のローパスフィルタの時定数を短い時間に設定し得る。こうした設定によれば、周波数の離散的変化に伴う不連続性が、騒音制御に与える影響を迅速に低減することができる。
　ある実施形態によれば、回転センサの検出信号は、モータの回転周期に比例した周期を有する信号であり得る。参照信号生成器は、検出信号の解析によって、検出信号の周波数を判別するように構成され得る。
　ある実施形態によれば、参照信号生成器は、検出信号の周波数に対応する周波数の正弦波を、参照信号として生成するように構成され得る。検出信号の周波数に対応する周波数は、検出信号の周波数と一定の関係を有する周波数であり得る。検出信号の周波数に対応する周波数は、検出信号の周波数に比例する周波数であり得る。
　モータの運転に起因する騒音は、モータの回転速度、換言すればモータの回転周波数に対応し得る。従って、検出信号の周波数に対応する周波数の正弦波を、参照信号として生成することによれば、消音点において効果的に騒音を低減可能である。
　ある実施形態によれば、検出信号は、パルス信号であり得る。参照信号生成器は、所定時間で観測されるパルス信号のエッジの数を判別することによって、検出信号の周波数を判別するように構成され得る。こうした周波数判別によれば、検出信号の周波数を、簡単な処理で判別することができる。
　ある実施形態によれば、電動作業機は、回転センサとして、モータの制御に使用されるセンサを備え得る。参照信号生成器は、モータの制御に使用されるセンサからの検出信号に基づき、参照信号を生成するように構成され得る。モータの制御に使用されるセンサを、騒音低減に活用することによれば、電動作業機におけるセンサの数を抑えることができる。
　ある実施形態によれば、モータは、回転センサとして、モータの制御に使用される複数のセンサを備え得る。複数のセンサは、モータの回転軸周りに互いに離れて配置された複数のセンサであり得る。
　ある実施形態によれば、複数のセンサのそれぞれは、モータの回転周期に対応した周期を有するパルス信号を検出信号として出力し得る。参照信号生成器は、複数のセンサのそれぞれに関して、所定時間で観測される、対応するセンサからのパルス信号のエッジの数を判別するように構成され得る。
　参照信号生成器は、複数のセンサの間でのエッジの数の平均に基づき、パルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を参照信号として生成するように構成され得る。パルス信号の周波数に対応する周波数は、パルス信号の周波数と一定の関係を有する周波数であり得る。パルス信号の周波数に対応する周波数は、パルス信号の周波数に比例する周波数であり得る。
　複数のセンサから得られるパルス信号のエッジ数の平均を用いることによれば、所定時間において発生するエッジ数が少ない場合でも、精度よくパルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を生成することが可能である。すなわち、短い時間で発生する少ないエッジ数に基づき、精度よくパルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を生成することが可能である。
　ある実施形態によれば、モータは、回転センサとして、モータの制御に使用される複数のホールセンサを備え得る。参照信号生成器は、モータが備える複数のホールセンサからの検出信号に基づき、参照信号を生成するように構成され得る。
　ある実施形態によれば、モータは、複数のホールセンサを備えるブラシレスＤＣ（直流）モータであり得る。モータの制御は、複数のホールセンサからの検出信号に基づき行われ得る。
　ある実施形態によれば、複数のホールセンサは、モータの回転軸周りに所定角度間隔で配置され得る。複数のホールセンサのそれぞれは、モータの回転周期に対応した周期を有するパルス信号を検出信号として出力し得る。
　ある実施形態によれば、参照信号生成器は、複数のホールセンサのそれぞれに関して、所定時間で観測される、対応するホールセンサからのパルス信号のエッジの数を判別するように構成され得る。参照信号生成器は、複数のホールセンサの間でのエッジの数の平均に基づき、パルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を参照信号として生成するように構成され得る。
　上述の電動作業機を構成する複数の構成要素のうちの一つ又は複数は、任意に削除され得る。電動作業機には、追加の要素が任意に設けられ得る。電動作業機を構成する複数の構成要素の一つ又は複数は、任意に、他の要素に置換され得る。
　［２．特定の例示的な実施形態］
　［２．１．集塵機の構成］
　電動作業機の例として、集塵機１の構成を以下に説明する。本実施形態では、説明の利便性のために、図１～図６に示すように、集塵機１に対して相対的に、前、後、上、下、左、及び右を定義する。
　図１に示すように、本実施形態の集塵機１は、本体３と、操作装置６と、装着具７とを備える。装着具７は、肩ベルト７１Ａ，７１Ｂと、腰ベルト７２とを備える。肩ベルト７１Ａ，７１Ｂ及び腰ベルト７２は、本体３の後部に取り付けられる。
　肩ベルト７１Ａは、本体３の上端かつ左端付近から延設される。肩ベルト７１Ｂは、本体３の上端かつ右端付近から延設される。腰ベルト７２は、本体３の下端付近から延設される。装着具７は、作業者が本体３を背負うために使用される。
　操作装置６は、集塵機１を起動及び停止させるためのスイッチを含む。操作装置６は、作業者によって操作される。操作装置６は、ケーブル６１を介して本体３の下端中央付近に接続される。
　本体３は、集塵機１の電気的及び／又は機械的な主要部品を収容するためのハウジング３０を備える。ハウジング３０は、後ハウジング３０１と、前ハウジング３０２と、プレート３０３とを含む。後ハウジング３０１の構成は、図２及び図３に示される。前ハウジング３０２の構成は、図４及び図５に示される。
　後ハウジング３０１は、前を向く内面を有する有底箱状の部材である。前ハウジング３０２は、開口部を有する枠状の部材である。プレート３０３は、前ハウジング３０２の開口部を前から塞ぐ板状部材である。ハウジング３０は、例えば、樹脂材料を射出成形することで成形される。
　ハウジング３０は、図３、図４、及び図５に示すように、吸引口３１と、集塵室３２と、第１流路３３と、モータ室３４と、第２流路３５と、第３流路３６と、第１のバッテリ収容部３８Ａと、第２のバッテリ収容部３８Ｂと、部品配置部３９とを備える。
　吸引口３１は、ハウジング３０の上端の中央部に設けられる。吸引口３１には、図示しない可撓性のホースの第１の端部が接続される。ホースの第２の端部には、図示しない吸込口を有するノズルが接続される。
　集塵室３２は、図４に示すように、ハウジング３０の上部に設けられる矩形状の内部室である。集塵室３２は、吸引口３１に接続される集塵パック４１を収容する。集塵パック４１は、例えば紙製のパックである。集塵パック４１は、吸引口３１から吸い込まれてくる塵埃を捕集する。
　第１流路３３は、集塵室３２の右辺に沿って設けられる。第１流路３３の下端は、モータ室３４に接続される。第１流路３３と集塵室３２との境界には、フィルタ４２が配置される。フィルタ４２は、例えば、高効率微粒子エアフィルタ（ＨＥＰＡ）である。
　モータ室３４は、集塵室３２の下方に設けられる内部室である。モータ室３４は、右端中央部に流入口３４１を有する。流入口３４１は、第１流路３３に接続される。モータ室３４は更に、左端上部に流出口３４２を有する。流出口３４２は、第２流路３５に接続される。モータ室３４には、駆動機械４３が収容される。図６に記される太い点線矢印は、気流を概念的に表す。
　駆動機械４３は、ファン４３１と、モータ４３２と、ダンパー４３３とを含む。ファン４３１は、モータ４３２の回転軸に接続される。ファン４３１は、モータ４３２からの動力を受けて回転運動し、それにより、モータ室３４の流入口３４１から流出口３４２へ向かう気流を発生させる。
　ダンパー４３３は、モータ４３２の周囲を覆う環状部材である。ダンパー４３３は、モータ４３２が発する音を吸収する。図４において、モータ４３２は、ダンパー４３３に覆われて図示されていないが、ダンパー４３３の中央に位置する。
　第２流路３５は、モータ室３４の上側に設けられた、モータ室３４から左方向に延びる排気通路である。第２流路３５は、モータ室３４の流出口３４２と第３流路３６とを接続する。
　第３流路３６は、モータ室３４の左側に設けられた下方向に延びる排気通路である。第３流路３６は、下流部に排気口３６１を有する。排気口３６１は、図２及び図３に示すように、ハウジング３０の後面に形成されたスリットの一群の形態を有する。
　第２流路３５及び第３流路３６は、Ｌ字形状の排気通路を構成し、モータ室３４から排気口３６１への気流を制御する。具体的には、第２流路３５及び第３流路３６は、モータ室３４からの気流を、排気口３６１を通じてハウジング３０の外まで誘導する。
　本体３では、駆動機械４３の運動によって気流が発生すると、吸引口３１を介して、外気がハウジング３０の内部空間に吸引される。吸引された外気は、まず集塵室３２に入り、吸引口３１に取り付けられた集塵パック４１を通過する。この通過により、外気に含まれる塵埃が捕捉される。
　集塵パック４１を通過した空気は、フィルタ４２を介して第１流路３３に到る。第１流路３３に到った空気は、図６に示すように、モータ室３４及び第２流路３５を通過して第３流路３６に到り、排気口３６１を介してハウジング３０の外側に排出される。
　駆動機械４３を音源とする集塵機１の動作音は、気流と同様に排気通路を通じて排気口３６１まで伝播し、排気口３６１からハウジング３０の外側に伝播する。この動作音は、アクティブノイズコントロール（ＡＮＣ）によってハウジング３０の外側での伝播が抑制されるべき騒音である。以下では、この動作音のことを対象騒音という。
　ハウジング３０が有する第１のバッテリ収容部３８Ａは、第１のバッテリパック４５Ａを収容する空間を画定する。第１のバッテリ収容部３８Ａは、ハウジング３０の下端付近に設けられる。第１のバッテリ収容部３８Ａは、ハウジング３０の下端左端付近に開口する第１のバッテリ取付口３８１Ａを有する。
　第２のバッテリ収容部３８Ｂは、第２のバッテリパック４５Ｂを収容する空間を画定する。第２のバッテリ収容部３８Ｂは、ハウジング３０の下端付近に設けられる。第２のバッテリ収容部３８Ｂは、ハウジング３０の下端右端付近に開口する第２のバッテリ取付口３８１Ｂを有する。第１及び第２のバッテリパック４５Ａ，４５Ｂは、それぞれ第１及び第２のバッテリ取付口３８１Ａ，３８１Ｂから第１及び第２のバッテリ収容部３８Ａ，３８Ｂに挿入される。
　部品配置部３９は、モータ室３４及び第２流路３５、第３流路３６と、第１及び第２のバッテリ収容部３８Ａ，３８Ｂとの間に位置する内部空間であり、ここには種々の電気部品が配置される。
　部品配置部３９は、縦長部位３９１と、縦長部位３９１と連通する横長部位３９２とを有する。縦長部位３９１は、モータ室３４、第２流路３５、及び第３流路３６の壁面によって３方を囲われた部位に対応する。横長部位３９２は、モータ室３４と第１及び第２のバッテリ収容部３８Ａ，３８Ｂとに挟まれ縦長部位３９１と連通する部位に対応する。
　横長部位３９２には、コネクタ５２が配置される。コネクタ５２は、第１のバッテリ収容部３８Ａと第２のバッテリ収容部３８Ｂとの間に配置される。コネクタ５２は、操作装置６が有するケーブル６１を、内部回路に接続するために設けられる。
　縦長部位３９１には、駆動コントローラ４４と、ＡＮＣに用いられる制御スピーカ５４及び誤差マイクロフォン（以下、誤差マイク）５５とが配置される。制御スピーカ５４及び誤差マイク５５は、後ハウジング３０１の下面に形成された取付孔からハウジング３０の外側に露出し、外側に指向性を有するように取り付けられる。
　駆動コントローラ４４は、図４に示すように、縦長部位３９１と、モータ室３４との境界となる壁面に取り付けられる。駆動コントローラ４４は、電源制御、モータ制御、騒音制御等を行う回路基板であり、その詳細については後述する。
　制御スピーカ５４は、対象騒音を打ち消すための制御音を出力する。誤差マイク５５は、消音点に対応する位置であり、且つ、駆動機械４３によって発生した気流が直接当たらない位置に配置される。消音点に対応する位置は、誤差マイク５５が消音点にあるとみなせる位置である。消音点に対応する位置は、具体的には、排気口３６１の近傍である。誤差マイク５５は、消音点で収集された音に対応する電気信号を音信号として出力する。
　制御スピーカ５４及び誤差マイク５５は、制御スピーカ５４から放射される制御音が消音点に到達するまでの時間が、対象騒音が直接消音点に到達するまでの時間より短くなるように配置される。この時間差の間に制御音を生成する処理が実行される。
　制御スピーカ５４は、ハウジング３０の外に向けて制御音を放射する。誤差マイク５５は、排気口３６１から排出される対象騒音と制御音とが合成された音を収集する。制御スピーカ５４は、対象騒音より十分に大きな音を出せる能力を有する。誤差マイク５５は、対象騒音と制御音との合成音を歪みなく受信できる能力を有する。
　［２．２．駆動コントローラ］
　図７に示すように、駆動コントローラ４４は、制御回路４４１と、集塵用回路群４４２と、信号処理回路群４４３と、電源回路４４７とを含む。
　電源回路４４７は、第１及び第２のバッテリパック４５Ａ，４５Ｂから供給される電力を適切な電圧にて各部へ分配する。制御回路４４１は、マイクロコンピュータとして構成される。制御回路４４１は、ＣＰＵ４４１Ａと、メモリ４４１Ｂとを備える。
　別例として、制御回路４４１は、マイクロコンピュータに代えて、又はマイクロコンピュータに加えて、例えばディスクリート素子などのような電子部品の組み合わせを備えてもよい。制御回路４４１は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、及び／又は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を備えてもよい。制御回路４４１は、特定応用向け汎用品（ＡＳＳＰ）を備えてもよい。制御回路４４１は、プログラマブル・ロジック・デバイスを備えてもよい。
　集塵用回路群４４２は、集塵機１としての機能を果たすために必要な回路を含む。具体的には、集塵用回路群４４２は、モータ駆動回路と、バッテリ切替回路とを含む。モータ駆動回路は、モータ４３２を駆動する回路である。バッテリ切替回路は、第１及び第２のバッテリパック４５Ａ，４５Ｂの充電残量に応じて、電力の供給源を第１及び第２のバッテリパック４５Ａ，４５Ｂのいずれかに適宜切り替えるための回路である。
　信号処理回路群４４３は、騒音制御装置としての機能を果たすために必要な回路群である。信号処理回路群４４３は、第１及び第２のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器４４４，４４５と、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器４４６とを含む。
　第１のＡ／Ｄ変換器４４４は、ホールセンサ５３からのセンサ信号をＡ／Ｄ変換して制御回路４４１に供給する。ホールセンサ５３は、例えばモータ４３２に内蔵される。ホールセンサ５３は、モータ４３２の回転を検出し、その検出信号を、センサ信号として出力するように構成される。
　第２のＡ／Ｄ変換器４４５は、誤差マイク５５からの音信号をＡ／Ｄ変換して制御回路４４１に供給する。Ｄ／Ａ変換器４４６は、制御回路４４１からの制御データを、Ｄ／Ａ変換して制御スピーカ５４に供給する制御信号を生成する。
　制御回路４４１は、集塵用回路群４４２を制御することにより、集塵機１としての機能を実現する他、対象騒音を低減するための騒音制御処理を実行する。制御回路４４１は、騒音制御処理の実行により、周波数変換法を用いたフィードフォワード型のアクティブノイズコントロール（ＡＮＣ）を実現する。ＡＮＣにより、駆動機械４３を音源とする動作音のハウジング３０の外側での伝播を抑制するための制御音、換言すれば対象騒音を打ち消すための制御音が制御スピーカ５４から出力される。変形例として、制御回路４４１とは別にＡＮＣ用の制御回路が設けられてもよい。
　［２．３．ＡＮＣモデル］
　図８及び図９を用いて、集塵機１に適用されたフィードフォワード型ＡＮＣモデルを説明する。フィードフォワード型ＡＮＣモデルは、参照センサＭ１と、制御音源Ｍ２と、誤差センサＭ３と、騒音制御系Ｍ５と、を備える。
　参照センサＭ１は、ホールセンサ５３及び第１のＡ／Ｄ変換器４４４に対応する。制御音源Ｍ２は、Ｄ／Ａ変換器４４６及び制御スピーカ５４に対応する。誤差センサＭ３は、誤差マイク５５及び第２のＡ／Ｄ変換器４４５に対応する。
　騒音制御系Ｍ５は、周波数変換法を用いて、制御音源Ｍ２に供給する制御信号ｕｎを生成するように構成される。騒音制御系Ｍ５としての機能は、具体的には、制御回路４４１のＣＰＵ４４１Ａが図１０に示す騒音制御処理を実行することにより実現される。以下では、騒音制御系Ｍ５の構成を、図８に示す騒音制御系Ｍ５の概略機能ブロック図、及び、図９に示す詳細な騒音制御系Ｍ５のブロック線図を用いて説明する。
　図８に示すように騒音制御系Ｍ５は、参照信号生成部Ｍ５１と、制御信号生成部Ｍ５２と、二次系フィルタＭ５３と、更新部Ｍ５４と、を備える。参照センサＭ１は、ホールセンサ５３からのセンサ信号をデジタル信号として参照信号生成部Ｍ５１に供給する。
　参照信号生成部Ｍ５１は、参照センサＭ１から入力されるセンサ信号に基づき、モータ４３２の回転周波数ｆｎに対応する周波数ｆｎ ＊を有する正弦波信号を、参照信号ｘｎとして生成する。ｎは、離散時刻を表す。
　制御信号生成部Ｍ５２は、設定された最適振幅係数ｂｓ，ｂｃに基づき、参照信号ｘｎの振幅及び位相を調整することにより、制御信号ｕｎを生成する。制御音源Ｍ２は、制御信号生成部Ｍ５２から入力される制御信号ｕｎに従う制御音を出力する。制御音は、制御スピーカ５４から出力される。
　制御信号生成部Ｍ５２により生成された制御信号ｕｎは更に、二次系フィルタＭ５３に入力される。二次系フィルタＭ５３は、デジタルフィルタであり、二次系の伝達特性をモデル化したＮ個のタップを含むＦＩＲフィルタである。以下では、制御音源Ｍ２から誤差センサＭ３（換言すれば消音点）に至る制御音の伝達系を二次系とよぶ。
　二次系フィルタＭ５３は、記憶領域としてシフトレジスタＳＲを備え、シフトレジスタＳＲに、タップ数Ｎに応じた最新時刻ｎから過去Ｎ個の制御信号｛ｕｎ，ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝を記憶する。シフトレジスタＳＲは、例えば仮想的なシフトレジスタと機能するメモリ４４１Ｂ内の記憶領域に対応する。
　二次系フィルタＭ５３は、シフトレジスタＳＲが記憶する過去Ｎ個の制御信号｛ｕｎ，ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝から、消音点における制御音を模した模擬信号ｕｎ ＊を生成する。模擬信号ｕｎ ＊は、制御音が誤差センサＭ３に到達したときに制御音に付加される二次系の影響分を、制御信号ｕｎに付与した信号である。
　誤差センサＭ３は、対象騒音と制御音との合成音を収集することで誤差信号ｅｎを生成する。誤差信号ｅｎは、合成音に対応する電気信号である誤差マイク５５からの音信号を、所定のサンプリング周期でサンプリングして生成されるデジタル信号に対応する。
　更新部Ｍ５４は、参照信号ｘｎ、模擬信号ｕｎ ＊、及び誤差信号ｅｎに基づき、対象騒音の振幅及び位相を推定し、誤差センサＭ３の設置位置（すなわち消音点）にて、対象騒音と制御音とが互いに打ち消し合うように、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを更新する。これにより、制御信号生成部Ｍ５２に設定される最適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、誤差信号ｅｎが小さくなるように補正される。
　参照信号生成部Ｍ５１、制御信号生成部Ｍ５２、及び更新部Ｍ５４の詳細を更に、図９を用いて説明する。参照信号生成部Ｍ５１は、参照信号ｘｎとして、参照正弦波ｓｓ＝ｓｉｎ（ω・ｎ）及び参照余弦波ｓｃ＝ｃｏｓ（ω・ｎ）を生成する。ω＝２πｆｎ ＊である。参照信号ｘｎの周波数ｆｎ ＊は、後述するようにモータ４３２の回転周波数ｆｎに比例する周波数Ｋ・ｆｎを離散化した周波数である。周波数Ｋ・ｆｎは、対象騒音の周波数に対応する。
　対象騒音の周波数は、モータ４３２の回転周波数ｆｎの１倍とは限らない。例えば、９枚羽根のファン４３１をモータ４３２で回転させる場合、ファン４３１の回転により生じる騒音は、モータ４３２の回転周波数ｆｎの９倍の周波数を有する。Ｋは、モータ４３２の回転周波数ｆｎに対する対象騒音の周波数の比に対応する。
　制御信号生成部Ｍ５２は、乗算器Ｍ５２１で参照正弦波ｓｓと最適振幅係数ｂｓとを乗算し、その積信号ｂｓｓｓを出力する。制御信号生成部Ｍ５２は、乗算器Ｍ５２２で参照余弦波ｓｃと最適振幅係数ｂｃとを乗算し、その積信号ｂｃｓｃを出力する。制御信号生成部Ｍ５２は、積信号ｂｓｓｓと、積信号ｂｃｓｃと、を加算器Ｍ５２３で加算することによって、制御信号ｕｎを生成する。制御信号ｕｎ＝ｂｓｓｓ＋ｂｃｓｃである。
　三角関数の合成公式によれば、制御信号は、ｕｎ＝Ｂｃｏｓ（ω・ｎ－θ）で表すことができる。Ｂ＝（ｂｓ ２＋ｂｃ ２）１／２であり、θ＝ａｒｃｔａｎ（ｂｓ／ｂｃ）である。このように制御信号ｕｎは、参照信号ｘｎの振幅及び位相を、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃで調整した信号に対応する。制御信号ｕｎは、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃに基づき、消音点で対象騒音に対する逆相信号となるように生成される。
　更新部Ｍ５４は、誤差センサＭ３から入力される誤差信号ｅｎから二次系フィルタＭ５３の出力である模擬信号ｕｎ ＊を、減算器Ｍ５４１で減算して、推定騒音信号ｙｎ＝（ｅｎ－ｕｎ ＊）を生成する。推定騒音信号ｙｎは、消音点に到来したと推定される対象騒音の推定信号である。
　更新部Ｍ５４は、推定騒音信号ｙｎを、乗算器Ｍ５４２で参照正弦波ｓｓと乗算し、その積信号ｙｎ・ｓｓを、ローパスフィルタＭ５４３に入力する。ローパスフィルタＭ５４３では、積信号ｙｎ・ｓｓの高周波成分が除去されて、直流成分Ｄｓが算出される。
　更新部Ｍ５４は、推定騒音信号ｙｎを、更に乗算器Ｍ５４４で参照余弦波ｓｃと乗算し、その積信号ｙｎ・ｓｃを、ローパスフィルタＭ５４５に入力する。ローパスフィルタＭ５４５では濾波により、積信号ｙｎ・ｓｃの高周波成分が除去されて、直流成分Ｄｃが算出される。直流成分Ｄｓ，Ｄｃは、対象騒音の振幅及び位相に対応する。
　更新部Ｍ５４は更に、誤差信号ｅｎを、乗算器Ｍ５４６で参照正弦波ｓｓと乗算し、その積信号ｅｎ・ｓｓを、ローパスフィルタＭ５４７に入力する。ローパスフィルタＭ５４７では、積信号ｅｎ・ｓｓの高周波成分が除去されて、直流成分ｄｓが算出される。
　更新部Ｍ５４は更に、誤差信号ｅｎを、乗算器Ｍ５４８で参照余弦波ｓｃと乗算し、その積信号ｅｎ・ｓｃを、ローパスフィルタＭ５４９に入力する。ローパスフィルタＭ５４９では濾波により、積信号ｅｎ・ｓｃの高周波成分が除去されて、直流成分ｄｃが算出される。直流成分ｄｓ，ｄｃは、誤差信号ｅｎの振幅及び位相に対応する。
　更新部Ｍ５４は、推定器Ｍ５５０によって、直流成分Ｄｓ，Ｄｃ及び直流成分ｄｓ，ｄｃに基づく最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを所定式により算出する。算出された最適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、次の制御信号ｕｎの生成に用いられる。フィードフォワード型ＡＮＣモデルは、後述する伝達特性Ｘｓ，Ｘｃの算出に用いられる最適振幅係数ｂｓ，ｂｃの遅延を補償するためのローパスフィルタＭ５５１，Ｍ５５２を更に備える。後述する処理（Ｓ３３０）で事前推定された二次系の伝達特性Ｘｓ，Ｘｃがメモリ４４１Ｂから読み出される場合、ローパスフィルタＭ５５１，Ｍ５５２は設けられなくてもよい。
　本実施形態におけるフィードフォワード型ＡＮＣモデルは、このようにして、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを算出し、モータ４３２の回転周波数ｆｎに対応する周波数ｆｎ ＊を有する参照信号ｘｎの振幅及び位相を、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを用いて調整することにより、対象騒音を打ち消すための制御信号ｕｎを生成する。
　［２．４．処理］
　制御回路４４１が実行する騒音制御処理、及び、その中で実行される処理の詳細を図１０－図１７を用いて説明する。これらの処理は、具体的には、制御回路４４１のメモリ４４１Ｂが記憶するコンピュータプログラムに従って、制御回路４４１のＣＰＵ４４１Ａにより実行される。
　［２．４．１．騒音制御処理］
　制御回路４４１は、対象騒音の低減のために、図１０に示す騒音制御処理を周期的に繰返し実行する。騒音制御処理は、離散時刻ｎの時間ステップに対応する周期で繰返し実行され得る。
　騒音制御処理を開始すると、制御回路４４１は、参照センサＭ１からのセンサ信号に基づき、モータ４３２の回転速度、特にはモータ４３２の回転周波数ｆｎを判別する（Ｓ１１０）。更に、誤差センサＭ３からの誤差信号ｅｎを取得する（Ｓ１２０）。
　その後、制御回路４４１は、周波数変換法を用いて、制御信号ｕｎを生成し、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを更新する（Ｓ１３０）。制御回路４４１は、生成した制御信号ｕｎを制御音源Ｍ２に入力する（Ｓ１４０）。これにより、制御信号ｕｎに対応する制御音が制御スピーカ５４から出力される（Ｓ１４０）。
　［２．４．２．生成更新処理］
　Ｓ１３０において、制御回路４４１は、図１１及び図１２に示す生成更新処理を実行することにより、制御信号ｕｎを生成し、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを更新する。
　生成更新処理を開始すると、制御回路４４１は、回転周波数ｆｎの離散化処理を実行する（Ｓ２１０）。この離散化処理の実行により、制御回路４４１は、モータ４３２の回転周波数ｆｎに対応する対象騒音の離散化された周波数ｆｎ ＊を算出する（詳細後述）。
　続くＳ２２０において、制御回路４４１は、周波数ｆｎ ＊が不連続に変化する事象である不連続事象が発生したかを判断する。離散化に伴い、周波数ｆｎ ＊が前回値から不連続に変化すると、制御回路４４１は、Ｓ２２０で肯定判断し、それ以外の場合、否定判断する。
　制御回路４４１は、不連続事象が発生したと判断すると（Ｓ２２０でＹｅｓ）、周波数のｆｎ ＊の不連続性に伴う制御信号ｕｎの不連続性を抑制するためのギャップ補正処理（詳細後述）を実行する（Ｓ２３０）。その後、制御回路４４１は、Ｓ２４０の処理を実行する。不連続事象が発生していないと判断すると（Ｓ２２０でＮｏ）、制御回路４４１は、ギャップ補正処理を実行せずに、Ｓ２４０の処理を実行する。
　Ｓ２４０において、制御回路４４１は、Ｓ２１０の離散化処理で算出された周波数ｆｎ ＊を有する参照信号ｘｎを生成する。具体的には、参照信号ｘｎとして、参照正弦波ｓｓ＝ｓｉｎ（ω・ｎ）及び参照余弦波ｓｃ＝ｃｏｓ（ω・ｎ）を生成する。ω＝２πｆｎ ＊である。
　続くＳ２５０において、制御回路４４１は、参照信号ｘｎ＝（ｓｓ，ｓｃ）に最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを適用して、制御信号ｕｎ＝ｂｓｓｓ＋ｂｃｓｃを生成する。
　続くＳ２６０において、制御回路４４１は、制御信号ｕｎを、二次系フィルタＭ５３に入力し、消音点における制御音の模擬信号ｕｎ ＊を生成する。二次系フィルタＭ５３は、制御回路４４１が実行するデジタル処理によって実現される。二次系フィルタＭ５３が備えるシフトレジスタＳＲは、メモリ４４１Ｂ内の記憶領域に仮想的に生成される。
　Ｓ２６０において、制御回路４４１は、シフトレジスタＳＲに記憶される最新時刻ｎから過去Ｎ個の制御信号｛ｕｎ，ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝にフィルタ係数ｗ＝｛ｗｋ｜ｋ＝０，１，２，…，Ｎ－１｝を適用して、模擬信号ｕｎ ＊を生成する。フィルタ係数ｗは、二次系の伝達特性に応じて予め設定される。
　続くＳ２７０において、制御回路４４１は、誤差信号ｅｎから模擬信号ｕｎ ＊の成分を除去することにより、推定騒音信号ｙｎ＝ｅｎ－ｕｎ ＊を生成する。上述した通り、模擬信号ｕｎ ＊は、消音点での制御音を模した信号である。誤差センサＭ３は、消音点において、対象騒音と制御音との合成音を収集して、誤差信号ｅｎを出力する。従って、推定騒音信号ｙｎ＝ｅｎ－ｕｎ ＊は、対象騒音の推定信号である。
　続くＳ２８０において、制御回路４４１は、Ｓ２２０での処理と同様に、周波数ｆｎ ＊の不連続事象が発生したかを判断する。制御回路４４１は、不連続事象が発生していないと判断すると（Ｓ２８０でＮｏ）、ローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５，Ｍ５４７，Ｍ５４９の時定数を標準値に設定して（Ｓ２９０）、Ｓ３１０，Ｓ３２０の処理を実行する。
　一方、制御回路４４１は、不連続事象が発生していると判断すると（Ｓ２８０でＹｅｓ）、ローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５，Ｍ５４７，Ｍ５４９の時定数を、標準値よりも短い時間を表す特定値に設定し（Ｓ３００）、Ｓ３１０，Ｓ３２０の処理を実行する。
　Ｓ３１０において、制御回路４４１は、推定騒音信号ｙｎに参照信号ｘｎ＝（ｓｓ，ｓｃ）を乗算して、第１の積信号ｙｎ・ｘｎ＝（ｙｎ・ｓｓ，ｙｎ・ｓｃ）を生成し、生成した第１の積信号ｙｎ・ｘｎ＝（ｙｎ・ｓｓ，ｙｎ・ｓｃ）をローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５に通し、高周波成分を除去する。ローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５の時定数は、直前のＳ２９０又はＳ３００の処理で設定された時定数である。
　すなわち、制御回路４４１は、信号ｙｎ・ｓｓ及び信号ｙｎ・ｓｃのそれぞれを、対応するローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５に入力する。これにより、第１の積信号ｙｎ・ｘｎに対応するローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５の出力として、信号ｙｎ・ｓｓの直流成分Ｄｓ及び信号ｙｎ・ｓｃの直流成分Ｄｃを得る。直流成分Ｄｓ及び直流成分Ｄｃは、対象騒音の振幅及び位相を特定可能な情報を含む。
　Ｓ３２０において、制御回路４４１は、騒音信号ｅｎに参照信号ｘｎ＝（ｓｓ，ｓｃ）を乗算して、第２の積信号ｅｎ・ｘｎ＝（ｅｎ・ｓｓ，ｅｎ・ｓｃ）を生成する。制御回路４４１は、生成した第２の積信号ｅｎ・ｘｎ＝（ｅｎ・ｓｓ，ｅｎ・ｓｃ）をローパスフィルタＭ５４７，Ｍ５４９に通し、高周波成分を除去する。ローパスフィルタＭ５４７，Ｍ５４９の時定数は、直前のＳ２９０又はＳ３００の処理で設定された時定数である。
　すなわち、制御回路４４１は、信号ｅｎ・ｓｓ及び信号ｅｎ・ｓｃのそれぞれを、対応するローパスフィルタＭ５４７，Ｍ５４９に入力する。これにより、第２の積信号ｅｎ・ｘｎに対応するローパスフィルタＭ５４７，Ｍ５４９の出力として、信号ｅｎ・ｓｓの直流成分ｄｓ及び信号ｅｎ・ｓｃの直流成分ｄｃが得られる。
　続くＳ３３０において、制御回路４４１は、事前推定された二次系の伝達特性Ｘｓ，Ｘｃをメモリ４４１Ｂから読み出す。別例として、制御回路４４１は、伝達特性Ｘｓ，Ｘｃを、次式に従って計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　Ｓ３３０の処理後、制御回路４４１は、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを次式に従って算出する。すなわち、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを次式に従う値に更新する（Ｓ３４０）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　その後、制御回路４４１は、生成更新処理を終了する。
　制御回路４４１は、このようにして生成更新処理を実行し、前回設定された最適振幅係数ｂｓ，ｂｃに基づいて制御信号ｕｎを生成する。制御回路４４１は、得られた誤差信号ｅｎに基づいて最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを更新する。騒音制御処理の繰返し実行によって、生成更新処理もまた繰返し実行される。最適振幅係数ｂｓ，ｂｃの更新により、対象騒音は、それが時間的に変化する騒音であっても、制御音によって適切に打ち消される。
　［２．４．３．離散化処理］
　続いて、制御回路４４１がＳ２１０で実行する離散化処理の詳細を、図１３、図１４Ａ、及び図１４Ｂを用いて説明する。
　制御回路４４１は、Ｓ２１０において図１３に示す離散化処理を開始すると、移動分散ＶＡＲが、第１基準値Ｒ１以上であるか否かを判断する（Ｓ４１０）。移動分散ＶＡＲは、モータ４３２の回転周波数の所定期間における移動平均の分散である。移動分散ＶＡＲは、加減速に伴うモータ４３２の回転周波数の傾きが大きいほど大きくなり、モータ４３２の回転が定速状態に近づくほど小さくなる。
　移動分散ＶＡＲが第１基準値Ｒ１以上であると判断すると（Ｓ４１０でＹｅｓ）、制御回路４４１は、不連続事象の発生時点である不連続点での回転周波数ｆｎの変化幅Δｆが第１の変化幅ｈ１となるように、回転周波数ｆｎを離散化する（Ｓ４２０）。
　具体的には、ＲＯＵＮＤ関数を含む式ｆｄ＝ｒｏｕｎｄ（ｆｎ／ｈ１）・ｈ１に従って、回転周波数ｆｎを、離散化した周波数ｆｄに変換する（Ｓ４２０）。その後、制御回路４４１は、Ｓ４９０の処理を実行する。
　移動分散ＶＡＲが第１基準値Ｒ１未満であると判断すると（Ｓ４１０でＮｏ）、制御回路４４１は、移動分散ＶＡＲが第２基準値Ｒ２以上第１基準値Ｒ１未満であるか否かを判断する（Ｓ４３０）。第２基準値Ｒ２は、第１基準値Ｒ１より小さい値として定められる。
　移動分散ＶＡＲが第２基準値Ｒ２以上第１基準値Ｒ１未満であると判断すると（Ｓ４３０でＹｅｓ）、制御回路４４１は、不連続点での変化幅Δｆが第２の変化幅＝ｈ２となるように、回転周波数ｆｎを離散化する（Ｓ４４０）。第２の変化幅ｈ２は、第１の変化幅ｈ１より小さい値として定められる。
　具体的には、制御回路４４１は、式ｆｄ＝ｒｏｕｎｄ（ｆｎ／ｈ２）・ｈ２に従って、回転周波数ｆｎを、離散化した周波数ｆｄに変換する（Ｓ４４０）。その後、制御回路４４１は、Ｓ４９０の処理を実行する。
　移動分散ＶＡＲが第２基準値Ｒ２未満であると判断すると（Ｓ４３０でＮｏ）、制御回路４４１は、移動分散ＶＡＲが第３基準値Ｒ３以上第２基準値Ｒ２未満であるか否かを判断する（Ｓ４５０）。第３基準値Ｒ３は、第２基準値Ｒ２より小さい値として定められる。
　移動分散ＶＡＲが第３基準値Ｒ３以上第２基準値Ｒ２未満であると判断すると（Ｓ４５０でＹｅｓ）、制御回路４４１は、不連続点での変化幅Δｆが第３の変化幅＝ｈ３となるように、回転周波数ｆｎを離散化する（Ｓ４６０）。第３の変化幅ｈ３は、第２の変化幅ｈ２より小さい値として定められる。
　具体的には、制御回路４４１は、式ｆｄ＝ｒｏｕｎｄ（ｆｎ／ｈ３）・ｈ３に従って、回転周波数ｆｎを、周波数ｆｄに変換する（Ｓ４６０）。その後、制御回路４４１は、Ｓ４９０の処理を実行する。
　移動分散ＶＡＲが第３基準値Ｒ３未満であると判断すると（Ｓ４５０でＮｏ）、制御回路４４１は、不連続点での変化幅Δｆが第４の変化幅＝ｈ４となるように、回転周波数ｆｎを離散化する（Ｓ４７０）。第４の変化幅ｈ４は、第３の変化幅ｈ３より小さい値として定められる。
　具体的には、制御回路４４１は、式ｆｄ＝ｒｏｕｎｄ（ｆｎ／ｈ４）・ｈ４に従って、回転周波数ｆｎを、周波数ｆｄに変換する（Ｓ４７０）。その後、制御回路４４１は、Ｓ４９０の処理を実行する。
　対象騒音の周波数は、回転周波数ｆｎに比例する。Ｓ４９０において、制御回路４４１は、対象騒音の周波数が、モータ４３２の回転周波数ｆｎのＫ倍であることを前提に、離散化された周波数ｆｄを、周波数ｆｎ ＊＝Ｋ・ｆｄに変換する。
　このようにして、制御回路４４１は、モータ４３２の回転周波数ｆｎを、加減速が大きいときほど、変化幅Δｆが大きくなるように離散化する。制御回路４４１は更に、離散化した周波数ｆｄを、対象騒音の周波数ｆｎ ＊＝Ｋ・ｆｄに変換する。
　図１４Ａ及び図１４Ｂには、破線で示すモータ４３２の回転周波数ｆｎの傾きの相違に応じて、離散化周波数ｆｄのステップ高さ（変化幅Δｆ）も相違することを概念的に示す。図１４Ａによれば、図１４Ｂよりも回転周波数ｆｎの傾きが大きいので、ステップ高さ（変化幅Δｆ）も大きい。図１４Ａ及び図１４Ｂにおけるステップ状の実線は、離散化周波数ｆｄに対応する。
　上述した値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、不等式Ｒ１＞Ｒ２＞Ｒ３を満足する範囲で定められる。値ｈ１，ｈ２，ｈ３，ｈ４もまた、不等式ｈ１＞ｈ２＞ｈ３＞ｈ４を満足する範囲で定められる。
　具体的には、値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及び値ｈ１，ｈ２，ｈ３，ｈ４は、離散化による対象騒音の低減効果を最適化するように調整され得る。一例として、値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、それらの比がＲ１：Ｒ２：Ｒ３＝１００：７０：３０を満足するように定められ得る。値ｈ１，ｈ２，ｈ３，ｈ４は、それらの比が、ｈ１：ｈ２：ｈ３：ｈ４＝４０：２０：１０：５を満足するように定められ得る。
　［２．４．４．ギャップ補正処理］
　続いて、制御回路４４１がＳ２３０で実行するギャップ補正処理の詳細を、図１５、図１６、図１７Ａ、及び図１７Ｂを用いて説明する。ギャップ補正処理は、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを補正する第１の処理（Ｓ５１０－Ｓ５５０）と、二次系フィルタＭ５３のシフトレジスタＳＲの値を補正する第２の処理（Ｓ６１０－Ｓ６８０）と、を含む。
　第１の処理（Ｓ５１０－Ｓ５５０）では、不連続点前の周波数ｆ１ ＊用の最適振幅係数ｂｓ，ｂｃが、不連続点後の周波数ｆ２ ＊用の最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２に補正される。具体的には、不連続点前後において、制御信号ｕｎ＝Ｂｃｏｓ（ω・ｎ－θ）の振幅Ｂ及び位相φ＝（ω・ｎ－θ）が揃うように、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、補正される。
　制御回路４４１は、図１５に示すギャップ補正処理を開始すると、現在設定されている最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを用いて、仮に不連続点前の周波数ｆ１ ＊を有する参照信号ｘｎから制御信号ｕｎを生成した場合の振幅Ｂ０＝（ｂｓ ２＋ｂｃ ２）１／２を算出する（Ｓ５１０）。
　更に制御回路４４１は、仮に不連続点前の周波数ｆ１ ＊を有する参照信号ｘｎから制御信号ｕｎを生成した場合の不連続点に対応する時刻ｎ＝ｎgapでの制御信号ｕｎの位相φ１＝ω１・ｎgap－ａｒｃｔａｎ（ｂｓ／ｂｃ）を算出する。ω１＝２πｆ１ ＊である。
　更に制御回路４４１は、不連続点後の周波数ｆ２ ＊を有する参照信号ｘｎで制御信号ｕｎを生成した場合の制御信号ｕｎの位相φ２＝ω２・ｎgap－θ２が位相φ１と揃う値θ２を、次式に従って算出する（Ｓ５２０）。ω２＝２πｆ２ ＊である。
　θ２＝（ω２-ω１）・ｎgap＋ａｒｃｔａｎ（ｂｓ／ｂｃ）
　その後、制御回路４４１は、下式に従って、周波数ｆ２ ＊での制御信号ｕｎの生成に適合した最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２を算出する（Ｓ５３０，Ｓ５４０）。
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　仮に最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２を用いて周波数ｆ２ ＊を有する参照信号ｘｎから制御信号ｕｎを生成した場合の振幅Ｂは、Ｂ＝（ｂｓ２ ２＋ｂｃ２ ２）１／２である。
　振幅Ｂが不連続点前後で一致する条件は、次の通りである。
　ｂｓ２ ２＋ｂｃ２ ２＝Ｂ０ ２
　ｔａｎ（θ２）は、ｂｓ２／ｂｃ２であることを利用すると、上式は次のように表すことができる。
　ｂｃ２ ２ｔａｎ（θ２）２＋ｂｃ２ ２＝Ｂ０ ２
　ｂｓ２ ２ｔａｎ（θ２）２＋ｂｓ２ ２＝Ｂ０ ２ｔａｎ（θ２）２
　以上のことから理解できるように、制御信号ｕｎの位相φが不連続点前後で一致するための値θ２＝（ω２-ω１）・ｎgap＋ａｒｃｔａｎ（ｂｓ／ｂｃ）を用いて、Ｓ５３０，Ｓ５４０の処理を行えば、振幅Ｂ及び位相φが不連続点前後で一致する最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２を算出することができる。
　続くＳ５５０において、制御回路４４１は、現在の最適振幅係数ｂｃを、Ｓ５３０で算出されたｂｃ２に補正し、現在の最適振幅係数ｂｓを、Ｓ５４０で算出されたｂｓ２に補正する。
　これにより、制御回路４４１は、不連続点に対応する時刻ｎ＝ｎgapでの制御信号ｕｎ＝Ｂｃｏｓ（ω・ｎ－θ）の振幅Ｂ及び位相φが、仮に不連続点前の周波数ｆ１ ＊を有する参照信号ｘｎで制御信号ｕｎを生成した場合と同じ振幅Ｂ及び位相φと同じなるように、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを、最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２に補正する。補正後の適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、後続のＳ２５０の処理で制御信号ｕｎの生成に使用される。
　Ｓ５５０での処理を終えると、制御回路４４１は、シフトレジスタＳＲ内の値を補正する第２の処理（Ｓ６１０－Ｓ６８０）を実行する。第２の処理は、不連続事象が発生したとき、シフトレジスタＳＲ内に格納されている不連続点前の周波数ｆ１ ＊の制御信号｛ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝を、周波数ｆ２ ＊の制御信号に補正するための処理である。
　第２の処理を開始すると、制御回路４４１は、Ｓ６１０において、変数ｍ＝２に設定する。続くＳ６２０において、制御回路４４１は、基準時刻ｐ０を、ｐ０＝（ｍ－１）・（ｆ２／ｆ１）に設定する。基準時刻ｐ０は、最新時刻ｎをゼロ点とし過去方向を正方向とする時間軸ｐ上の時刻を表す。
　続くＳ６３０において、制御回路４４１は、基準時刻ｐ０が値（Ｎ－１）以下であるか否かを判断する。値Ｎは、ＦＩＲフィルタとしての二次系フィルタＭ５３のタップ数である。
　制御回路４４１は、基準時刻ｐ０が値（Ｎ－１）以下であると肯定判断すると（Ｓ６３０でＹｅｓ）、Ｓ６４０の処理を実行する。制御回路４４１は、否定判断すると（Ｓ６３０でＮｏ）、Ｓ６６０の処理を実行する。
　Ｓ６４０において、制御回路４４１は、基準時刻ｐ０に基づき、参照セル番号ｑ１，ｑ２を算出する。ｆｌｏｏｒ（ｐ０）は、値ｐ０の小数点以下を切り捨てた値であり、ｃｅｉｌ（ｐ０）は、値ｐ０の小数点以下を切り上げた値である。
　ｑ１＝ｆｌｏｏｒ（ｐ０）＋１
　ｑ２＝ｃｅｉｌ（ｐ０）＋１
　シフトレジスタＳＲは、そのタップ数Ｎに応じて、ｑ＝１からｑ＝Ｎ番までのセルを有する。シフトレジスタＳＲは、番号ｑ＝１のセルに、最新時刻ｎの制御信号値を格納する。参照セル番号ｑ１，ｑ２は、このシフトレジスタＳＲにおける参照すべきセルのセル番号を示す。上式における第２項の「＋１」は、基準時刻ｐのゼロ点が最新時刻ｎに一致するのに対して、最新時刻ｎの値が格納されるセル番号がｑ＝１であることに起因する（図１７Ａ参照）。
　続くＳ６５０において、制御回路４４１は、セル番号ｑ＝ｍの値Ｒｅｇ（ｍ）を、セル番号ｑ＝ｑ１の値Ｒｅｇ（ｑ１）及びセル番号ｑ＝ｑ２の値Ｒｅｇ（ｑ２）を用いて次式に従う値に補正する。
　Ｒｅｇ（ｍ）＝Ｒｅｇ（ｑ１）＋（Ｒｅｇ（ｑ２）－Ｒｅｇ（ｑ１））・（ｐ０－（ｑ１－１））
　この補正は、セル番号ｑ＝ｑ２に対応する時刻ｐ２＝ｑ２－１と、セル番号ｑ＝ｑ１に対応する時刻ｐ１＝ｑ１－１との間で制御信号値Ｒｅｇ（ｑ２），Ｒｅｇ（ｑ１）を線形補間した場合に算出される、時刻ｐ０における制御信号値｛Ｒｅｇ（ｑ１）＋（Ｒｅｇ（ｑ２）－Ｒｅｇ（ｑ１））・（ｐ－（ｑ１－１））｝を、セル番号ｑ＝ｍに格納することに対応する。これにより、セル番号ｑ＝ｍの制御信号値Ｒｅｇ（ｍ）は、周波数ｆ２ ＊の制御信号に対応する値に補正される。
　図１７Ａは、シフトレジスタＳＲに格納された制御信号値の補正手法を、横軸に時間軸ｐ及びセル番号ｑの軸を有し、縦軸に制御信号値の軸を有するグラフを用いて説明するものである。
　Ｓ６６０では、制御回路４４１は、セル番号ｑ＝ｍの制御信号値Ｒｅｇ（ｍ）をゼロに補正する。これは、線形補間のために参照すべき制御信号値が存在しない過去の時間については、シフトレジスタＳＲにおける対応するタップの周波数ｆ２ ＊の制御信号値をゼロに補正する手法である。このように補正しても、二次系フィルタＭ５３から出力される模擬信号ｕｎ ＊への影響は少ない。
　制御回路４４１は、Ｓ６５０，Ｓ６６０での処理を終えると、変数ｍの値を１インクリメントし（Ｓ６７０）、インクリメント後の変数ｍの値が、タップ数Ｎを超えているか否かを判断する（Ｓ６８０）。変数ｍの値がタップ数Ｎを超えていないと判断すると（Ｓ６８０でＮｏ）、制御回路４４１は、インクリメント後の変数ｍの値を用いてＳ６２０以降の処理を実行する。
　制御回路４４１は、インクリメント後の変数ｍの値が、タップ数Ｎを超えていると判断すると（Ｓ６８０でＹｅｓ）、第２の処理を終了する。第２の処理により、例えば図１７Ｂにおいて黒丸で示すシフトレジスタＳＲ内の制御信号値｛ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝は、図１７Ｂにおいて白丸で示す周波数ｆ２ ＊の制御信号値に補正される。制御回路４４１は、その後、ギャップ補正処理を終了する。
　［２．５．集塵機の効果］
　以上に説明した本実施形態の集塵機１は、以下の効果を奏する。
　（２．５．１）排気口３６１を通じてハウジング３０の外側に漏れ出る集塵機１の動作音が制御スピーカ５４から出力される制御音により効果的に打ち消される。従って、集塵機１の動作音が不快な騒音として周囲に鳴り響くのを効果的に抑制することができる。
　（２．５．２）対象騒音の周波数がモータ４３２の回転周波数ｆｎに比例する。このことを利用して、モータ４３２の回転を検出するホールセンサ５３からのセンサ信号に基づき、参照信号ｘｎが生成される。このため、本実施形態ではフィードフォワード型ＡＮＣを採用しながらも、対象騒音を収集するための参照マイクロフォンを必要としない。
　参照マイクロフォンを用いる場合には、対象騒音の低減を阻害する原因となり得る不要な音成分を参照マイクロフォンが収集してしまう可能性がある。本実施形態によれば、不要な音成分の収集に起因する騒音低減効果の低下を抑制することができる。
　（２．５．３）ホールセンサ５３を用いて制御信号ｕｎを生成するために、本実施形態では、周波数変換法が用いられる。集塵機１では、モータ４３２の加減速により、対象騒音の周波数が大きく変化し得るのに対し、周波数変換法は、騒音が準静的であることを前提としている。
　そのため、本実施形態では、モータ４３２の回転周波数ｆｎに対応する周波数ｆｎ ＊の参照信号を生成する際、モータ４３２の回転周波数ｆｎを離散化し、それにより、参照信号ｘｎの周波数ｆｎ ＊を離散的に変化させる。
　周波数の離散化によれば、周波数一定で周波数変換法によるＡＮＣが実行される時間を増やすことができる。準静的な環境での騒音制御を実現可能である。従って、本実施形態によれば、周波数変換法によるＡＮＣでの騒音低減能力が、騒音が準静的でないことに起因して低下するのを抑制することができる。
　（２．５．３）周波数ｆｎ ＊が第１の周波数ｆ１ ＊から第２の周波数ｆ２ ＊に離散的に変化する事象が発生したとき、第１の周波数ｆ１ ＊による騒音の制御環境で更新された制御係数である最適振幅係数ｂｓ，ｂｃを、第２の周波数ｆ２ ＊による騒音の制御環境に適合する最適振幅係数ｂｓ２，ｂｃ２に補正する。これにより、離散化に伴う制御信号の不連続により、不連続点周辺で騒音低減効果が低下するのを抑制する。
　具体的には、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、事象の発生前後で第１の周波数ｆ１ ＊の制御信号ｕｎの振幅Ｂ及び位相φと第２の周波数ｆ２ ＊の制御信号ｕｎの振幅Ｂ及び位相φとが一致するように、補正される。これにより、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃは、事象の発生後の第２の周波数ｆ２ ＊の参照信号ｘｎに基づく第２の周波数ｆ２ ＊の制御信号ｕｎと、事象の発生前の第１の周波数ｆ１ ＊の参照信号ｘｎに基づく第１の周波数ｆ１ ＊の制御信号ｕｎとの間の不連続性が抑制されるように補正される。この補正によれば、不連続点周辺での騒音低減効果の低下を抑制可能である。
　（２．５．４）不連続事象が発生したときに、二次系フィルタＭ５３のシフトレジスタＳＲに格納される不連続点前の第１の周波数ｆ１ ＊の制御信号｛ｕｎ－１，…，ｕｎ－Ｎ＋１｝を、第２の周波数ｆ２ ＊の制御信号に補正する。この補正によれば、不連続点周辺での騒音低減効果の低下を抑制可能である。
　（２．５．５）不連続事象の発生直後には、ローパスフィルタＭ５４３，Ｍ５４５，Ｍ５４７，Ｍ５４９の時定数を短い時間に設定するため、最適振幅係数ｂｓ，ｂｃの更新に対する不連続性の影響を早期に解消することができる。
　（２．５．６）モータ４３２の回転周波数ｆｎを、加減速が大きいときほど、変化幅Δｆが大きくなるように離散化する。変化幅Δｆを一律にすると、モータ４３２が大きく加減速するときには、周波数一定の期間が短くなる。本実施形態によれば、加減速度が大きいときにも、周波数ｆｎ ＊が一定である期間が長い準静的状態でのＡＮＣが可能である。従って、良好に騒音を低減することができる。
　［２．６．追加の説明］
　マイクロフォン（具体的には誤差マイク５５）及びスピーカ（具体的には制御スピーカ５４）と、マイクロコンピュータと、の間に位置する回路構成（具体的には信号処理回路群４４３）の全部又は一部の機能は、マイクロコンピュータによって、例えば制御回路４４１によって実現され得る。
　図７では、制御回路４４１と信号処理回路群４４３とが別回路として表現されている。しかしながら、Ａ／Ｄ変換器４４４，４４５及びＤ／Ａ変換器４４６の全部又は一部の機能は、マイクロコンピュータによって実現されてもよく、例えば制御回路４４１によって実現されてもよい。
　制御回路４４１は、一以上のＡ／Ｄ変換ポート、及び／又は、一以上のＤ／Ａ変換ポートを備えるマイクロコンピュータで構成されてもよい。マイクロコンピュータ又は制御回路４４１がＡ／Ｄ変換ポート及び／又はＤ／Ａ変換ポートを備えているか否かによらず、駆動コントローラ４４には、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の全部又は一部を、マイクロコンピュータに対する外付装置として、配置し得る。
　［３．変形例］
　［３．１　参照信号の生成に関する第一変形例］
　第一変形例の集塵機１は、上述の集塵機１の構成を部分的に変更して構成される。以下では、第一変形例の集塵機１の構成として、上述の集塵機１の構成とは異なる構成を選択的に説明する。言及しない構成は、上述の集塵機１と同じであると理解されてよい。
　本変形例の集塵機１は、モータ４３２として、図１８に示すブラシレスＤＣモータ８０を備える。集塵用回路群４４２は、ブラシレスＤＣモータ８０の制御のために、モータ駆動回路９０を備える。制御回路４４１は、ＣＰＵ４４１Ａが、メモリ４４１Ｂに格納されたコンピュータプログラムを実行することにより、モータ制御系Ｍ７及び騒音制御系Ｍ８として機能する。
　ブラシレスＤＣモータ８０は、具体的には３相ブラシレスＤＣモータである。ブラシレスＤＣモータ８０は、マグネットロータ８１と、複数のステータ８３Ｕ，８３Ｖ，８３Ｗと、複数のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗとを備える。
　複数のステータ８３Ｕ，８３Ｖ，８３Ｗは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に対応する複数のコイルを備える。複数のステータ８３Ｕ，８３Ｖ，８３Ｗは、ブラシレスＤＣモータ８０の回転軸周りに１２０度間隔で配置される。
　複数のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗは、それぞれＵ相、Ｖ相及びＷ相に対応する３つのホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗを備える。３つのホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗは、ブラシレスＤＣモータ８０の回転軸周りに互いに離れて配置される。具体的には、３つのホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗは、回転軸周りに１２０度間隔で配置される。
　これらのホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗは、ブラシレスＤＣモータ８０の回転に関する検出信号として、マグネットロータ８１の回転によって生じる磁界の状態に応じた信号を出力する。本変形例では、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗから出力される上記検出信号のことを、センサ信号と表現する。センサ信号は、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周期に比例した周期を有する。ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗから出力されるセンサ信号は、モータ制御系Ｍ７に入力される。
　ブラシレスＤＣモータ８０では、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の電流に応じてコイルから発生する磁束の作用により、マグネットロータ８１が回転する。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電流制御のために、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号が活用される。ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号に基づいて、マグネットロータ８１の回転位置、すなわちブラシレスＤＣモータ８０の回転角が判別される。
　モータ駆動回路９０は、３相インバータ９１と、電流検出回路９３と、を備える。３相インバータ９１は、モータ制御系Ｍ７から入力される制御信号に従って、ブラシレスＤＣモータ８０にＵ相、Ｖ相、及びＷ相の電流を印加する。この電流印加により、ブラシレスＤＣモータ８０は、回転する。電流検出回路９３は、ブラシレスＤＣモータ８０に流れた電流を検出し、その検出信号である電流検出信号を、モータ制御系Ｍ７に入力する。
　モータ制御系Ｍ７は、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号と、電流検出回路９３からの電流検出信号とに基づいて、３相インバータ９１に入力する制御信号を生成し、生成した制御信号を３相インバータ９１に入力する。本変形例によれば、モータ制御に使用されるホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号が、更に騒音制御系Ｍ８に入力され、ＡＮＣに利用される。
　本変形例の騒音制御系Ｍ８は、複数のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号に基づき、参照信号ｘｎを生成する参照信号生成部Ｍ８１を、上述の参照信号生成部Ｍ５１に代えて備える。参照信号生成部Ｍ８１は、図１９に示すように、複数のバッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３と、周波数算出部Ｍ８３と、信号生成部Ｍ８５と、を備える。
　バッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３は、それぞれ対応するホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号を、デジタルデータとして保持する。ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗから出力されるセンサ信号は、例えばＤ／Ａ変換器９５を通じてバッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３に入力される。
　バッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３は、後述する所定時間Ｔ以上のセンサ信号を記憶可能に構成される。バッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３は、例えばＦＩＦＯバッファとして機能する。
　周波数算出部Ｍ８３は、周期的に、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗから出力されるセンサ信号のデジタルデータを取得し、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周波数ｆｎを算出する。
　具体的には、周波数算出部Ｍ８３は、周期的に、当該周期に対応する所定時間ＴにおいてＵ相、Ｖ相、及びＷ相のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗから出力されたＵ相、Ｖ相、及びＷ相のセンサ信号のデジタルデータを、バッファＭ８１１，Ｍ８１２，Ｍ８１３から取得する。
　図２０に示すように、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗのそれぞれから出力されるセンサ信号は、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを有する矩形パルス信号である。この矩形パルス信号は、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周期と同じ周期を有する。すなわち、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗのそれぞれは、ブラシレスＤＣモータ８０が１回転する毎に、１周期の矩形パルス信号を出力する。
　センサ信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのそれぞれは、ブラシレスＤＣモータ８０が１回転する度に、１回発生する。ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗが１２０度間隔で配置されていることに関連して、Ｖ相のセンサ信号の位相は、Ｕ相のセンサ信号に対して１２０度異なる。Ｗ相のセンサ信号の位相は、Ｖ相のセンサ信号に対して１２０度異なる。
　周波数算出部Ｍ８３は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれに関して、対応するデジタルデータに基づく信号解析により、所定時間Ｔの間に観測されたセンサ信号のエッジ数をカウントする。これにより、所定時間Ｔの間に観測されたＵ相、Ｖ相、及びＷ相のセンサ信号のエッジ数を判別する。カウント対象のエッジは、センサ信号の立ち上がりエッジ及び立下りエッジである。
　周波数算出部Ｍ８３は、上記カウントにより得られたＵ相、Ｖ相、及びＷ相のセンサ信号のエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３に基づいて、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周波数ｆｎを算出する。エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、センサ信号の周波数に対応する。エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をカウントすることは、センサ信号の周波数を判別することに対応する。
　エッジ数Ｅ１は、Ｕ相のセンサ信号において所定時間Ｔの間に発生した立ち上がりエッジ及び立下りエッジの総数である。エッジ数Ｅ２は、Ｖ相のセンサ信号において所定時間Ｔの間に発生した立ち上がりエッジ及び立下りエッジの総数である。エッジ数Ｅ３は、Ｗ相のセンサ信号において所定時間Ｔの間に発生した立ち上がりエッジ及び立下りエッジの総数である。
　周波数算出部Ｍ８３は、次式に従って、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周波数ｆｎを算出する。
　ｆｎ＝（Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３）／（２ｘ３ｘＴ）
　定数Ｔは、エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３がカウントされたセンサ信号の取得時間Ｔである。すなわち、周波数算出部Ｍ８３は、所定時間Ｔの間に発生したエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合計（Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３）を、相数「３」、及び、１回転当たりに発生するエッジの回数「２」、及び、所定時間Ｔで割ることにより、回転周波数ｆｎを算出する。
　このように回転周波数ｆｎは、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相間のエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の平均に基づいて算出される。回転周波数ｆｎは、エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３に基づき統計的に算出されるセンサ信号の周波数に対応する。
　信号生成部Ｍ８５は、回転周波数ｆｎに対応する周波数ｆｎ ＊を有する正弦波信号を、参照信号ｘｎとして生成する。具体的には、信号生成部Ｍ８５は、回転周波数ｆｎに比例する周波数ｆｎ ＊を有する正弦波信号を、参照信号ｘｎとして生成する。信号生成部Ｍ８５は、参照信号生成部Ｍ５１と同様に、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周波数ｆｎに比例する周波数Ｋ・ｆｎを離散化した周波数ｆｎ ＊を有する正弦波信号を、参照信号ｘｎとして生成することができる。
　周波数Ｋ・ｆｎは、対象騒音の周波数である。対象騒音の周波数は、回転周波数ｆｎの整数倍である。例えば、対象騒音が、ファン４３１の回転により生じる騒音であるとき、対象騒音は、回転周波数ｆｎの、ファン４３１の羽数の数に対応する整数倍の周波数である。
　騒音制御系Ｍ８は、この参照信号生成部Ｍ８１から出力される参照信号ｘｎを用いて、上述した騒音制御系Ｍ５と同様の手法で、制御信号ｕｎを生成し、ＡＮＣとしての機能を実現する。
　以上に説明したエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、所定時間において発生した立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの数である。しかしながら、エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの一方のみをカウントした値であってもよい。例えば、エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、所定時間において発生した立ち上がりエッジの数であってもよい。
　［３．２　第一変形例の効果］
　以上に説明した第一変形例の集塵機１は、以下の効果を奏する。
　（３．２．１）本変形例の集塵機１によれば、ＡＮＣのためのセンサではなく、モータ制御のためのホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗを活用して、参照信号ｘｎが生成される。従って、集塵機１におけるセンサの数を抑えることが可能である。更には、集塵機１の製造コストを抑えることが可能である。
　（３．２．２）本変形例の集塵機１によれば、単一のホールセンサではなく、複数のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗを用いて観測されたエッジの総数に基づいて、回転周波数ｆｎが算出される。すなわち、所定時間Ｔにおいて発生した各相のエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の平均（Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３）／３に基づいて、回転周波数ｆｎが算出される。
　ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号の１周期は、ブラシレスＤＣモータ８０の１回転に対応する。従って、回転周波数ｆｎを算出するためのセンサ信号の観測期間、すなわち所定時間Ｔが短い場合、この期間に一つのホールセンサを通じて観測されるエッジの数は少ない。このエッジ数の少なさは、算出される回転周波数ｆｎの精度を低下させる可能性がある。
　本変形例のように、複数のホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗを通じて観測されたエッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の平均（Ｅ１＋Ｅ２＋Ｅ３）／３に基づいて、回転周波数ｆｎを算出することによれば、エッジ数を見かけ上多くすることができ、回転周波数ｆｎの精度を向上させることができる。
　（３．２．３）本変形例の集塵機１によれば、エッジ数Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３のカウント及び簡単な演算で、回転周波数ｆｎを精度よく高速に算出することができる。これにより、ＡＮＣの開始から対象騒音が低減されるまでの時間を短縮することができる。従って、ＡＮＣ性能に優れた集塵機１を提供することができる。
　［３．３　参照信号の生成に関する第二変形例］
　第一変形例では、ブラシレスＤＣモータ８０が備えるホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗを活用して、参照信号ｘｎが生成される。一方、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５ＷなしでブラシレスＤＣモータ８０を制御する手法も知られている。この手法によれば、ブラシレスＤＣモータ８０に流れる電流及び電圧が、電流センサ及び電圧センサにより検出されて、ブラシレスＤＣモータ８０の回転位置が検出される。
　電流センサ及び電圧センサは、モータの回転に関する検出信号として、検出された電流及び電圧信号を出力する。電流及び電圧の変化に基づいて、ブラシレスＤＣモータ８０の回転位置が検出される。検出された回転位置に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の電流が制御される。
　従って、第二変形例として、第一変形例の集塵機１は、次のように変形されてもよい。すなわち、参照信号生成部Ｍ８１は、ブラシレスＤＣモータ８０の制御のために用いられる電流及び電圧センサからのセンサ信号を、ホールセンサ８５Ｕ，８５Ｖ，８５Ｗからのセンサ信号に代えて用いて、ブラシレスＤＣモータ８０の回転周波数ｆｎを算出するように構成されてもよい。参照信号生成部Ｍ８１は、算出された回転周波数ｆｎに基づいて、参照信号ｘｎを生成するよう構成され得る。
　［４．その他］
　（４．１）本開示の技術は、集塵機１への適用に限定されない。本開示の技術は、例えば、日曜大工、製造、園芸、及び／又は工事などの作業現場で使用される作業機に適用されてもよく、特には、ファンからの気流を利用する作業機に適用されてもよい。本開示の技術は、園芸用の作業機、及び／又は作業現場の環境を整える作業機に適用されてもよい。例えば、電動芝刈り機、電動芝生バリカン、電動刈払機、電動クリーナ、電動ブロア、電動噴霧器、電動散布機、電動集塵機などの各種電動作業機に本開示の技術が適用されてもよい。
　（４．２）電動ブロアのように、作業者が強弱の変更操作を頻繁に行う作業機では、モータの加減速が高頻度に生じ得る。本開示の技術は、この種の作業機において、モータの回転に応じた騒音を効果的に低減することができる。
　（４．３）ファンを備える作業機において、ファンが有する羽根の枚数は、作業機の種類によって異なり得る。ファンが有する羽根の枚数は、任意であり得る。例えば、集塵機が９枚羽根のファンを備えるのに対し、電動ブロアが３枚羽根のファンを備えることがあり得る。モータの回転によって生じる対象騒音の周波数は、羽根の枚数に応じて異なり得る。参照信号生成部は、モータの回転速度に対応する周波数を有する正弦波として、モータの回転周波数に比例する周波数であってファンの羽根の枚数に応じた周波数を有する参照信号を生成することができる。
　（４．４）上記実施形態における１つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、１つの構成要素が有する１つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。複数の構成要素が有する複数の機能を、１つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される１つの機能を、１つの構成要素によって実現したりしてもよい。上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。

Claims (12)

  1. 　モータと、
    　前記モータの回転に関する検出信号を出力するように構成される回転センサと、
    　前記回転センサからの前記検出信号に基づき、前記モータの回転速度に対応する周波数を有する正弦波を、参照信号として生成するように構成される参照信号生成器と、
    　前記参照信号と制御係数とに基づき、前記参照信号に対応する周波数を有し、前記制御係数に対応する振幅及び位相を有する正弦波信号を、制御信号として生成するように構成される制御信号生成器と、
    　前記制御信号に従って、前記モータの運転に起因する騒音を低減するための制御音を出力するように構成される制御音源と、
    　消音点における前記制御音と前記騒音との合成音を収集し、前記合成音に対応する電気信号である誤差信号を出力するように構成される誤差センサと、
    　前記制御音源から前記誤差センサまでの前記制御音の伝達系に対応する二次系の伝達特性をモデル化したデジタルフィルタであって、前記制御信号を濾波することにより、前記誤差センサにより収集される前記制御音に対応する模擬信号を生成するデジタルフィルタと、
    　前記誤差信号及び前記模擬信号に基づき、前記消音点において前記騒音が低減される方向に、前記制御係数を更新することにより、前記消音点での前記騒音を制御するように構成される制御器と、
    　を備え、
    　前記参照信号生成器は、前記モータの前記回転速度の連続的な変化に対して前記周波数を離散的に変化させるように、前記参照信号を生成する電動作業機。
  2. 　前記制御器は、前記周波数が第１の周波数から第２の周波数に離散的に変化する事象が発生したとき、前記第２の周波数による前記騒音の制御環境に適応するために、前記第１の周波数による前記騒音の制御環境で更新された前記制御係数を補正するように構成され、
    　前記制御係数は、前記事象の発生後の前記第２の周波数の参照信号に基づく前記第２の周波数の制御信号と、前記事象の発生前の前記第１の周波数の参照信号に基づく前記第１の周波数の制御信号との間の不連続性が抑制されるように補正される請求項１記載の電動作業機。
  3. 　前記制御係数は、前記事象の発生前後で前記第１の周波数の制御信号の振幅及び位相と前記第２の周波数の制御信号の振幅及び位相とが一致するように、補正される請求項２記載の電動作業機。
  4. 　前記デジタルフィルタは、ＦＩＲフィルタであり、タップ数に対応する過去の複数の時点における前記制御信号の値を格納するための記憶領域を備え、
    　前記制御器は、前記事象が発生したとき、前記記憶領域に格納されている前記第１の周波数の制御信号を、前記第２の周波数の制御信号に補正するように構成される請求項２又は請求項３記載の電動作業機。
  5. 　前記制御器は、
    　前記誤差信号から前記模擬信号に対応する信号成分を除去することにより、前記消音点に到来したと推定される騒音に対応する推定騒音信号を生成し、前記推定騒音信号と前記参照信号との積信号を、第１のローパスフィルタで濾波して第１の積信号を生成し、
    　更には、
    　前記誤差信号と前記参照信号との積信号を、第２のローパスフィルタで濾波して第２の積信号を生成し、
    　前記第１の積信号及び前記第２の積信号に基づいて、前記制御係数を更新し、
    　前記事象が発生したときには、一時的に前記第１のローパスフィルタ及び前記第２のローパスフィルタの時定数を短い時間に設定する
    　ように構成される請求項２～請求項４のいずれか一項記載の電動作業機。
  6. 　前記検出信号は、前記モータの回転周期に比例した周期を有する信号であり、
    　前記参照信号生成器は、前記検出信号の解析によって判別される前記検出信号の周波数に対応する周波数の正弦波を前記参照信号として生成するように構成される請求項１～請求項５のいずれか一項記載の電動作業機。
  7. 　前記検出信号は、パルス信号であり、
    　前記参照信号生成器は、所定時間で観測される前記パルス信号のエッジの数を判別することによって、前記検出信号の周波数を判別するように構成される請求項６記載の電動作業機。
  8. 　前記電動作業機は、前記回転センサとして、前記モータの制御に使用されるセンサを備え、
    　前記参照信号生成器は、前記モータの制御に使用されるセンサからの前記検出信号に基づき、前記参照信号を生成するように構成される請求項１～請求項７のいずれか一項記載の電動作業機。
  9. 　前記モータは、前記回転センサとして、前記モータの制御に使用される複数のセンサであって、前記モータの回転軸周りに互いに離れて配置された複数のセンサを備え、
    　前記複数のセンサのそれぞれは、前記モータの回転周期に対応した周期を有するパルス信号を前記検出信号として出力し、
    　前記参照信号生成器は、前記複数のセンサのそれぞれに関して、所定時間で観測される、対応するセンサからの前記パルス信号のエッジの数を判別し、前記複数のセンサの間での前記エッジの数の平均に基づき、前記パルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を前記参照信号として生成するように構成される請求項１～請求項７のいずれか一項記載の電動作業機。
  10. 　前記モータは、前記回転センサとして、前記モータの制御に使用される複数のホールセンサを備え、
    　前記参照信号生成器は、前記モータが備える前記複数のホールセンサからの検出信号に基づき、前記参照信号を生成するように構成される請求項１～請求項７のいずれか一項記載の電動作業機。
  11. 　前記モータは、前記複数のホールセンサを備えるブラシレスＤＣモータであり、前記モータの制御が、前記複数のホールセンサからの前記検出信号に基づき行われる請求項１０記載の電動作業機。
  12. 　前記複数のホールセンサは、前記モータの回転軸周りに所定角度間隔で配置され、前記複数のホールセンサのそれぞれは、前記モータの回転周期に対応した周期を有するパルス信号を前記検出信号として出力し、
    　前記参照信号生成器は、前記複数のホールセンサのそれぞれに関して、前記所定時間で観測される、対応するホールセンサからの前記パルス信号のエッジの数を判別し、前記複数のホールセンサの間での前記エッジの数の平均に基づき、前記パルス信号の周波数に対応する周波数の正弦波を前記参照信号として生成するように構成される請求項１０又は請求項１１記載の電動作業機。
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