WO2023032322A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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武 上松
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オムロン株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that is interconnected with a commercial power system and capable of independent operation.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and aims to provide a power converter capable of stably supplying power during grid-connected operation and independent operation.
  • a power conversion device that converts input power into single-phase or three-phase AC power and outputs it, an effective and reactive output current calculator that calculates an effective and reactive output current value based on the output current value detected by the current detector; an effective/ineffective output voltage value calculation unit that calculates an effective output voltage value and an ineffective output voltage value based on the output voltage value detected by the voltage detector; a reactive output voltage control unit that adjusts a reactive output voltage target value based on the active output current target value, the active output current value, and the reactive output voltage value; an effective output voltage control unit that adjusts an effective output voltage target value based on the reactive output current target value, the reactive output current value, and the effective output voltage value; characterized by comprising
  • the output voltage target value is adjusted based on the detected output current value and the output current target value, and the output voltage command value generated based on the output voltage target value thus adjusted allows the simple Phase or three-phase output power can be controlled.
  • Output power can be controlled by appropriately setting the output current target value and the output voltage target value during grid-connected operation and during isolated operation including parallel operation with multiple units, so that stable power can be obtained. supply becomes possible.
  • the control system can be shared between grid-connected operation and isolated operation, it is sufficient to change the target value setting when transitioning between grid-connected operation and isolated operation, and the control system itself is switched. Since it is not necessary, switching can be performed without interruption.
  • the power conversion device of the present invention may be a device having a function of converting DC power input from a storage battery, PV panel, etc. into single-phase or three-phase AC power, or as a UPS (uninterruptible power supply) configured device.
  • UPS uninterruptible power supply
  • the active output current target value and the reactive output current target value can be set to 0 during isolated operation, and can be set to appropriate values depending on the output current during interconnected operation.
  • the active output current target value and the reactive output current target value can be set to 0 during self-sustained operation, when a plurality of power converters are operated in parallel, the imbalance between the power converters It is possible to suppress the cross current caused by Also, it may be set to an appropriate value other than 0 according to the balance of the power converter.
  • the voltage value of the commercial power system may be set as the effective output voltage target value and the reactive output voltage target value during grid-connected operation, and the output voltage value for self-running may be set.
  • An output impedance control section for controlling an output impedance when outputting the electric power may be provided.
  • a current rotating coordinate transformation unit that performs rotating coordinate transformation on the output current value to calculate the effective output current value and the ineffective output current value
  • a voltage rotary coordinate transformation unit that performs rotary coordinate transformation on the output voltage value to calculate the effective output voltage value and the invalid output voltage value
  • an effective output current value and an ineffective output current value are calculated from the detected output current value, and an effective output voltage value and an ineffective output voltage value are calculated from the detected output voltage value.
  • a three-phase current or three-phase voltage can be converted to a two-phase current or two-phase voltage by ⁇ conversion, and then dq conversion, which is a rotating coordinate conversion, can be applied.
  • dq transformation which is a rotational coordinate transformation, after being two-dimensionalized by Hilbert transformation.
  • FIG. 4 is a diagram showing another schematic configuration of a power conditioner according to an embodiment of the present invention. It is a figure which shows the inverter model based on the Example of this invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a control system for current feedback control according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a control system including virtual impedance control according to an embodiment of the present invention;
  • FIG. 4 is a diagram showing a control system for virtual impedance control according to an embodiment of the present invention;
  • FIG. 5 is a diagram showing simulation results of virtual impedance control according to an embodiment of the present invention;
  • FIG. 4 is a diagram showing another schematic configuration of a power conditioner according to an embodiment of the present invention. It is a figure which shows the inverter model based on the Example of this invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a control system for current feedback control according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a control system including virtual impedance control according
  • FIG. 5 is a diagram showing simulation results of virtual impedance control according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram showing another simulation result of virtual impedance control according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram showing another simulation result of virtual impedance control according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conditioner 1 according to an application example of the present invention.
  • a main circuit 10 of the power conditioner 1 includes a DC/DC converter 13 connected to a PV panel 12, a DC/DC converter 16 connected to a storage battery 15, and an inverter 14, and is capable of interconnected operation with a commercial power system 11. be.
  • the control unit 20 includes a Hilbert transform unit 23A, a Hilbert transform unit 24A, a dqPLL 25, an ⁇ /dq transform unit 26A, an ⁇ /dq transform unit 27A, a governor 28, an id/iq feedback control unit 29, an output impedance control unit 30, and non-interference.
  • FIG. 4 shows a control system 140 for current feedback control realized by a configuration included in a region 40 indicated by a dashed line of the power conditioner 1.
  • the d-axis output voltage eod is adjusted by a current loop consisting of the q-axis inverter output current inq and the q-axis output current target value Inqref
  • the q-axis output voltage eoq is adjusted to the d-axis inverter output currents ind and d It is regulated by a current loop consisting of the shaft output current setpoint I_ndref .
  • the parallel operation control of the power conditioners during the isolated operation and the control system for the current control during the grid-connected operation can be shared.
  • the control can be switched from the grid-connected operation to the grid-connected operation without interruption, so that stable power supply can be achieved without distinguishing between grid-connected operation and grid-connected operation.
  • the cross current which is generally set to 0 during parallel operation, can be controlled to an arbitrary value.
  • the parallel operation control is performed by the current feedback control without using the droop control by the frequency, there is no frequency change.
  • FIG. 1 and 2 are diagrams showing schematic configurations of a main circuit 10 and a control section 20 of a power conditioner 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conditioner 1 has a function of converting the power input from the PV panel 12 or the storage battery 15 into single-phase or three-phase AC power and outputting it. It is a figure explaining the case where phase alternating current power is output. 1 and 2 for the different configurations when the power conditioner 1 outputs single-phase AC power and when three-phase AC power is output, and common configurations will be described without distinguishing between FIG. 1 and FIG.
  • a main circuit 10 of the power conditioner 1 includes a DC/DC converter 13 connected to a PV panel 12, a DC/DC converter 16 connected to a storage battery 15, and an inverter 14, and is capable of interconnected operation with a commercial power system 11. be.
  • the DC/DC converter 13 converts the voltage of the DC power generated by the PV panel 12 and outputs it to the inverter 14 .
  • DC/DC converter 16 converts the voltage of the electric power discharged from storage battery 15 and outputs the converted voltage to inverter 14 . Also, the DC/DC converter 16 converts the voltage of the input DC power to charge the storage battery 15 .
  • the inverter 14 converts the DC power input from the DC/DC converter 13 and/or the DC/DC converter 16 into AC power, and outputs the AC power to the commercial power system 11 and/or the load.
  • the control unit 20 includes a Hilbert transform unit 23A, a Hilbert transform unit 24A, a dqPLL 25, an ⁇ /dq transform unit 26A, an ⁇ /dq transform unit 27A, a governor 28, an id/iq feedback control unit 29, an output It includes an impedance controller 30, a non-interfering controller 31, a switch 32, a power command generator 33, a compensator 34, and a dq/ ⁇ converter 35A.
  • the control unit can be configured to include a computer including a CPU (Central Processing Unit) and memory, a DSP (Digital Signal Processor), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), and the like.
  • the control unit 20 shown in FIG. 2 includes an ⁇ conversion unit 23B, an ⁇ conversion unit 24B, a dqPLL 25, an ⁇ /dq conversion unit 26B, an ⁇ /dq conversion unit 27B, a governor 28, an id/iq feedback control unit 29, and an output impedance control unit. 30, a non-interfering control unit 31, a switch 32, a power command generation unit 33, a compensator 34, and a dq/ ⁇ conversion unit 35B.
  • the control unit 20 has an ⁇ conversion unit 23B that converts three-phase AC power into two-phase AC power instead of the Hilbert conversion unit 23A.
  • the output current value of the three-phase current detected by the current detector 21 is converted into a two-dimensional vector by the ⁇ conversion in the ⁇ conversion section 23B and output to the ⁇ /dq conversion section 26B.
  • the control unit 20 has an ⁇ conversion unit 24B that converts the three-phase voltage into the two-phase voltage instead of the Hilbert conversion unit 24A. Then, the output voltage value detected by the voltage detector 22 is converted into a two-dimensional vector by the ⁇ conversion in the ⁇ conversion section 24B and output to the ⁇ /dq conversion section 27B.
  • the output voltage value detected by the voltage detector 22 is input to the dqPLL 25 .
  • This dqPLL 25 is a dq-based PLL (Phase Lock Loop).
  • the dqPLL 25 calculates the phase ⁇ of the output voltage from the output voltage value and calculates the frequency change amount ⁇ f of the output voltage.
  • the phase ⁇ calculated in the dqPLL 25 is transferred to the ⁇ /dq conversion unit 26A (B) (the ⁇ /dq conversion unit 26A and the ⁇ /dq conversion unit 26B are abbreviated in this way instead of describing them respectively. The same applies hereinafter), It is output to the ⁇ /dq conversion section 27A(B) and the dq/ ⁇ conversion section 35A(B), and the frequency change amount ⁇ f is output to the governor 28 .
  • the ⁇ /dq transforming unit 26A transforms it into an output current value in the dq coordinate system, which is a rotating coordinate system, by dq transforming.
  • the q-axis corresponds to the active component (here, active output current value)
  • the d-axis corresponds to the reactive component (here, reactive output current value).
  • the phase ⁇ input from the dqPLL 25 is used for the dq conversion.
  • the dq conversion corresponds to the rotating coordinate conversion
  • the ⁇ /dq conversion section 26A corresponds to the current rotating coordinate conversion section.
  • the Hilbert transform unit 23A and the ⁇ /dq transform unit 26A correspond to the effective reactive current calculator of the present invention.
  • the dq conversion corresponds to the rotating coordinate conversion
  • the ⁇ /dq conversion section 26B corresponds to the current rotating coordinate conversion section.
  • the ⁇ conversion section 23B and the ⁇ /dq conversion section 26B correspond to the effective reactive current calculation section of the present invention.
  • the ⁇ /dq transforming unit 27A converts it into an output voltage value in the dq coordinate system, which is a rotating coordinate system, by dq transforming.
  • the q-axis corresponds to active components (here, effective output voltage values), and the d-axis corresponds to ineffective components (here, ineffective output voltage values).
  • the phase ⁇ input from the dqPLL 25 is used for the dq conversion.
  • the dq conversion corresponds to the rotating coordinate conversion of the present invention
  • the ⁇ /dq conversion section 27A corresponds to the voltage rotating coordinate conversion section of the present invention
  • the Hilbert transform unit 24A and the ⁇ /dq transform unit 27A correspond to the effective reactive current calculator of the present invention.
  • the q-axis corresponds to active components (here, effective output voltage values), and the d-axis corresponds to ineffective components (here, ineffective output voltage values).
  • the phase ⁇ input from the dqPLL 25 is used for the dq conversion.
  • the dq conversion corresponds to the rotating coordinate conversion of the present invention
  • the ⁇ /dq conversion section 27B corresponds to the voltage rotating coordinate conversion section of the present invention.
  • the ⁇ conversion section 24B and the ⁇ /dq conversion section 27B correspond to the effective reactive current calculation section of the present invention.
  • the governor 28 performs governor control to increase/decrease the output power of the inverter 14 when the frequency is decreased/increased due to the frequency conversion ⁇ f detected by the dqPLL 25 .
  • the id/iq feedback control unit 29 performs id/iq current feedback control, which will be described later.
  • the output impedance control unit 30 performs output impedance control, which will be described later.
  • the decoupling control unit 31 decoupling the d-axis component and the q-axis component by decoupling by feedforward control.
  • the power command generation unit 33 can calculate the power consumption from the commercial power system 11, it generates a command regarding the power to be output from the DC/DC converter 13 and the DC/DC converter 16, and the DC/DC converter 13 , to the DC/DC converter 16 .
  • the switch 32 connects the ⁇ /dq conversion unit 27A (B) to the inputs of the output impedance control unit 30 and the non-interfering control unit 31 when the power conditioner 1 is connected to the commercial power system. do. Further, when the power conditioner 1 is disconnected from the commercial power system and is operated in a self-sustained manner, the switch 32 is switched, and the output voltage target value set in the output impedance control unit 30 and the non-interference control unit 31 is entered.
  • the compensator 34 and the dq/ ⁇ conversion section 35A constitute an inverter control section.
  • the compensator 34 generates an output voltage command in the dq coordinate system, and the dq/ ⁇ converter 35A uses the phase ⁇ input from the dqPLL 25 to perform inverse conversion to a single-phase voltage value and output it to the inverter 14 .
  • the compensator 34 and the dq/ ⁇ conversion section 35B constitute an inverter control section.
  • the compensator 34 generates an output voltage command in the dq coordinate system, and the dq/ ⁇ conversion unit 35B uses the phase ⁇ input from the dqPLL 25 to perform inverse conversion to a three-phase voltage value and output to the inverter 14. .
  • FIG. 2 is a model representing one inverter in a system in which N inverters are operated in parallel.
  • e n is the inverter voltage
  • r is the resistance
  • L is the inductance
  • in is the inverter output current
  • C is the capacitor
  • i c is the current flowing through the capacitor
  • e o is the output voltage
  • i crn is the cross current.
  • ZLN is the load ZL of the entire system converted to one vehicle. and Here, if the current flowing through ZL is i o is. and in is becomes.
  • the inverter output current i n is the sum of the current i on flowing through the load and the cross current i crn .
  • the reactive current of i crn is the reactive voltage component of en
  • the reactive current of i crn is the reactive voltage component of en . Therefore, it is conceivable to detect the effective current of the inverter output current to detect the reactive voltage (q-axis) droop, and to detect the reactive current to detect the effective voltage (d-axis) droop.
  • parallel operation of inverters is equivalent to parallel operation of a commercial power system and a power conditioner. realizable.
  • a control system 140 shown in FIG. 4 is conceivable as a control system that sets the output current target value for the above-described droop control by the active current and the reactive current and configures a feedback loop.
  • the q-axis output current target value I nqref is subtracted from the q-axis inverter output current i nq input to the summing point, multiplied by the gain element kqr, and input to the summing point. It is added to the d-axis system voltage e od , and the d-axis system voltage e od is subtracted at the addition point and input to the compensator. Also, the d-axis output current target value Indref is subtracted from the d-axis inverter output current ind input to the summing point, multiplied by the gain element kdr, and input to the summing point.
  • the q-axis system voltage e oq is added to the calculated q-axis system voltage e oq , and the q-axis system voltage e oq is subtracted at the addition point and input to the compensator.
  • the q-axis output current target value I nqref and the d-axis output current target value I ndref respectively correspond to the active output current target value and the reactive output current target value of the present invention.
  • the d-axis system voltage eod and q-axis system voltage eoq are input to the addition points, respectively.
  • a value e_odref and a q-axis output voltage target value e_oqref are input.
  • the d-axis output voltage target value eodref and the q-axis output voltage target value eoqref respectively correspond to the effective output voltage target value and the reactive output voltage target value of the present invention.
  • the control system 140 corresponds to the ineffective output voltage control section and the effective output voltage control section of the present invention.
  • the d-axis output voltage target value which is an active component
  • the q-axis output current which is a reactive component
  • the q-axis output voltage target value which is a reactive component
  • the control system 140 can set the d-axis output current target value Indref and the q-axis output current target value Inqref , the cross current, which is generally set to 0 during parallel operation, can be controlled to an arbitrary value. can be done. Parallel operation is generally performed between devices of the same type, but in parallel operation of power conditioners with different capacities, if the cross current is set to 0, the large-capacity power conditioner will have the same output power as the small-capacity power conditioner. There is a problem that a large-capacity power conditioner cannot be used effectively.
  • the output power target value can be set for each of the power conditioners operated in parallel, so the cross current can be controlled to an arbitrary value. Therefore, in parallel operation of power conditioners with different capacities, a large-capacity power conditioner can be effectively used. .
  • the control system configured as shown in FIG. 5 will be examined.
  • the fed-back output current io is input to the compensator Zps for changing the impedance.
  • the output of the compensator Zps is subtracted from the output voltage target value e orf .
  • the feedback output voltage eo is subtracted from the thus obtained edrp and input to compensator 34 .
  • the output of the compensator 34 is input to the plant (here, the inverter 14).
  • edrp is expressed by the following equation, and the target value of the voltage control system is given a drooping characteristic.
  • G dv is represented by the following equation.
  • FIG. 7 shows simulation results of output impedance with and without virtual impedance control. It can be seen that the virtual impedance control increases the output impedance. By applying this virtual impedance control to the dq axes, it is possible to increase the gain of the droop control and stabilize the system.
  • the power conditioner 1 performs parallel operation control by current feedback control without using droop control, so there is no frequency change.
  • current feedback control since current feedback control is used, output current control during grid-connected operation and parallel operation control during isolated operation can be realized by a common control system. In this way, by sharing the control system for output current control during grid-connected operation and parallel operation control during isolated operation, control can be switched from grid-connected operation to isolated operation without interruption. This enables a stable power supply without distinguishing between isolated operation and grid-connected operation.
  • Fig. 8 shows the double simulation results of switching from output current control to self-sustained operation without interruption when there is only one unit.
  • the system was switched to independent independent operation without interruption, and was controlled at a current target value with a lagging power factor of 0.8 with a peak of 10 A before the power failure, and a resistive load with a peak of 20 A after the power failure.
  • the system frequency was 50.2 Hz, and after the power failure, it was operated at the self-running frequency. From FIG. 8, it can be seen that the system operates normally even after switching without interruption.
  • FIG. 9 shows the simulation results for non-instantaneous switching to parallel operation of two units with a resistive load.
  • FIG. 10 shows a simulation result in the case of non-stop switching to two-unit parallel operation with a rectifier load. In both cases, after switching, there is a disturbance in the waveform for a similar period, which is thought to depend on the response time of the control system, but it does not depend on the load, and it operates normally even after switching without interruption. I understand.
  • the power conditioner 1 as a power conversion device has been described, but the configuration of the control system including current feedback control and virtual feedback control in the control unit 20 described above is the same for a UPS as a power conversion device.
  • a trouble such as a power failure occurs in the commercial power system from normal operation in which power is supplied to the load from the commercial power system, switching to backup operation in which power is supplied from the storage battery 15 or the like without interruption and stable power supply becomes possible.
  • a power conversion device (1) that converts input power into single-phase or three-phase AC power and outputs it, effective and reactive output current calculators (23A, 26A) for calculating effective and reactive output current values based on the output current values detected by the current detector (21); valid and invalid output voltage value calculators (24A, 27A) for calculating valid and invalid output voltage values based on the output voltage values detected by the voltage detector (22); a reactive output voltage control unit (140) for adjusting a reactive output voltage target value based on the active output current target value, the active output current value and the reactive output voltage value; a valid output voltage control unit (140) for adjusting a valid output voltage target value based on the reactive output current target value, the reactive output current value and the valid output voltage value;
  • a power conversion device (1) comprising:
  • Power conditioner 21 Power detector 22: Voltage detectors 23A, 24A: Hilbert transform units 23B, 24B: ⁇ transform units 26A, 26B, 27A, 27B: ⁇ /dq transform units

Abstract

連系運転時及び自立運転時において安定的な電力供給が可能な電力変換装置を提供する。入力された電力を単相又は三相の交流の電力に変換して出力する電力変換装置であって、電流検出器によって検出された出力電流値に基づいて有効出力電流値及び無効出力電流値を算出する有効無効出力電流算出部と、電圧検出器によって検出された出力電圧値に基づいて有効出力電圧値及び無効出力電圧値を算出する有効無効出力電圧値算出部と、有効出力電流目標値及び前記有効出力電流値並びに前記無効出力電圧値に基づいて、無効出力電圧目標値を調整する無効出力電圧制御部と、無効出力電流目標値及び前記無効出力電流値並びに前記有効出力電圧値に基づいて、有効出力電圧目標値を調整する有効出力電圧制御部と、を備えたことを特徴とする。

Description

電力変換装置
　本発明は、商用電力系統に連系するととともに自立運転可能な電力変換装置に関する。
　従来、商用電力系統と連系するとともに，自立運転時には，複数の電力変換装置により，複数の蓄電池や太陽電池等の分散型電源を並列で運転するシステムが提案されている。
　このようなシステムでは，有効電力による周波数垂下で並列運転制御を行うため，出力電力により周波数が変化する。そのため，動作周波数範囲が特定の周波数範囲に限定される負荷では不具合が生じる（例えば，特許文献１参照）。
特許第６８０９７５３号公報
　本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、連系運転時及び自立運転時において安定的な電力供給が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するための本発明は、
　入力された電力を単相又は三相の交流の電力に変換して出力する電力変換装置であって、
　電流検出器によって検出された出力電流値に基づいて有効出力電流値及び無効出力電流値を算出する有効無効出力電流算出部と、
　電圧検出器によって検出された出力電圧値に基づいて有効出力電圧値及び無効出力電圧値を算出する有効無効出力電圧値算出部と、
　有効出力電流目標値及び前記有効出力電流値並びに前記無効出力電圧値に基づいて、無効出力電圧目標値を調整する無効出力電圧制御部と、
　無効出力電流目標値及び前記無効出力電流値並びに前記有効出力電圧値に基づいて、有効出力電圧目標値を調整する有効出力電圧制御部と、
を備えたことを特徴とする。
　これによれば、検出された出力電流値及び出力電流目標値に基づいて出力電圧目標値を調整し、このように調整された出力電圧目標値に基づいて生成される出力電圧指令値により、単相又は三相の出力電力を制御することができる。出力電流目標値及び出力電圧目標値を、連系運転時、及び、複数台での並列運転を含む自立運転時に適宜に設定することにより、出力電力を制御することができるので、安定的な電力供給が可能となる。また、連系運転時と自立運転時とで制御系を共用化することができるので、連系運転時と自立運転時との移行時に目標値の設定を変更すれば足り、制御系自体を切り替える必要がないので、無瞬断での切替が可能となる。
　本発明の電力変換装置は、蓄電池やＰＶパネル等から入力された直流電力を単相又は三相の交流電力に変換する機能を有する装置であってもよいし、ＵＰＳ（無停電電源装置）として構成される装置であってもよい。
　また、本発明において、
　前記電力変換装置を商用電力系統と連系して運転する連系運転時と、該商用電力系統と解列して運転する自立運転時とで、前記有効出力電流目標値及び前記無効出力電流目標値の少なくともいずれかを変更するようにしてもよい。
　このように、前記有効出力電流目標値及び前記無効出力電流目標値の少なくともいずれかを変更することにより、電力変換装置の運転状態に応じて安定的に電力を供給することができる。例えば、自立運転時に前記有効出力電流目標値及び前記無効出力電流目標値を０にし、連系運転時には出力電流によって適宜の値に設定することができる。このように、自立運転時に前記有効出力電流目標値及び前記無効出力電流目標値を０に設定することにより、複数台の電力変換装置を並列して運転する場合に、電力変換装置間のアンバランスにより生じる横流を抑制することができる。また、電力変換装置のバランスに応じて、０以外の適宜の値に設定するようにしてもよい。
　また、本発明において、
　前記電力変換装置を商用電力系統と連系して運転する連系運転時と、該商用電力系統と解列して運転する自立運転時とで、前記有効出力電圧目標値及び前記無効出力電圧目標値の少なくともいずれかを変更するようにしてもよい。
　このように、前記有効出力電圧目標値及び前記無効出力電圧目標値の少なくともいずれかを変更することにより、電力変換装置の運転状態に応じて安定的に電力を供給することができる。例えば、連系運転時に前記有効出力電圧目標値及び前記無効出力電圧目標値として商用電力系統の電圧値を設定し、自走するための出力電圧値を設定するようにしてもよい。
　また、本発明において、
　前記電力を出力する際の出力インピーダンスを制御する出力インピーダンス制御部を備えるようにしてもよい。
　このように、出力インピーダンスを制御し、系の安定化を図ることができる。また、制御によって出力インピーダンスを調整することにより、インピーダンスを変更するために部品を変更する必要がないので、コストやサイズを抑えることができる。
　また、本発明において、
　前記出力電流値に回転座標変換を行って、前記有効出力電流値及び前記無効出力電流値を算出する電流回転座標変換部と、
　前記出力電圧値に回転座標変換を行って、前記有効出力電圧値及び前記無効出力電圧値を算出する電圧回転座標変換部と、
を備えるようにしてもよい。
　このように、回転座標変換により、検出された出力電流値から有効出力電流値及び無効出力電流値を算出し、また、検出された出力電圧値から有効出力電圧値及び無効出力電圧値を算出することができる。例えば、三相の電力変換装置の場合、三相電流又は三相電圧は、αβ変換により二相電流又は二相電圧に変換した後に、回転座標変換であるｄｑ変換を適用することができる。また、例えば、単相の電力変換装置の場合、単相電圧又は単相電流は、ヒルベルト変換により２次元化した後に、回転座標変換であるｄｑ変換を適用することができる。
　本発明によれば、連系運転時及び自立運転時において安定的な電力供給が可能な電力変換装置を提供することができる。
本発明の実施例に係るパワーコンディショナの概略構成を示す図である。 本発明の実施例に係るパワーコンディショナの他の概略構成を示す図である。 本発明の実施例に係るインバータモデルを示す図である。 本発明の実施例に係る電流フィードバック制御の制御系を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御を含む制御系を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御の制御系を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御の他のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施例に係る仮想インピーダンス制御の他のシミュレーション結果を示す図である。
〔適用例〕
　以下、本発明の適用例について、図面を参照しつつ説明する。
　図１は、本発明の適用例に係るパワーコンディショナ１の概略構成を示す図である。
　パワーコンディショナ１の主回路１０は、ＰＶパネル１２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１３、蓄電池１５に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１６、インバータ１４を含み、商用電力系統１１と連系運転可能である。
　制御部２０は、ヒルベルト変換部２３Ａ、ヒルベルト変換部２４Ａ、ｄｑＰＬＬ２５、αβ／ｄｑ変換部２６Ａ、αβ／ｄｑ変換部２７Ａ、ガバナ２８、ｉｄ／ｉｑフィードバック制御部２９、出力インピーダンス制御部３０、非干渉化制御部３１、スイッチ３２、電力指令生成部３３、補償器３４、ｄｑ／αβ変換部３５Ａを含む。
　パワーコンディショナ１の破線で示す領域４０に含まれる構成によって実現される電流フィードバック制御の制御系１４０を図４に示す。
　ここでは、ｄ軸出力電圧ｅｏｄがｑ軸インバータ出力電流ｉｎｑ及びｑ軸出力電流目標値Ｉｎｑｒｅｆからなる電流ループによって調整され、ｑ軸出力電圧ｅｏｑがｄ軸インバータ出力電流ｉｎｄ及びｄ軸出力電流目標値Ｉｎｄｒｅｆからなる電流ループによって調整される。このような制御系１４０を用いることにより、パワーコンディショナ１において、自立運転時のパワーコンディショナの並列運転制御と、連系運転時の電流制御の制御系を共用化できる。これにより、連系運転動作から自立運転動作に無瞬断で制御を切り替えることができるので、自立運転と連系運転の区別なく、安定した電力供給が可能となる。また、ｄ軸ｑ軸の出力電流目標値を設定できるので、並列運転時に一般的には０に設定される横流を任意の値に制御することができる。また、パワーコンディショナ１では、周波数による垂下制御を用いず電流フィードバック制御によって並列運転制御を行うので、周波数変化がない。
〔実施例１〕
　以下では、本発明の実施例１に係るパワーコンディショナ１について、図面を用いて、より詳細に説明する。ただし、この実施例に記載されている装置及びシステムの構成は各種条件により適宜変更されるべきものである。すなわち、この発明の範囲を以下の実施例に限定する趣旨のものではない。
　図１及び図２は、本発明の実施例１に係るパワーコンディショナ１の主回路１０及び制御部２０の概略構成を示す図である。パワーコンディショナ１は、ＰＶパネル１２又は蓄電池１５から入力される電力を単相又は三相交流電力に変換して出力する機能を有し、図１及び図２は、それぞれ単相交流電力及び三相交流電力を出力する場合を説明する図である。以下では、パワーコンディショナ１から単相交流電力が出力される場合と三相交流電力が出力される場合とで異なる構成については、図１と図２をそれぞれ参照して説明し、共通する構成については、図１及び図２を区別せずに説明する。
　パワーコンディショナ１の主回路１０は、ＰＶパネル１２に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１３、蓄電池１５に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ１６、インバータ１４を含み、商用電力系統１１と連系運転可能である。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１３は、ＰＶパネル１２によって発電された直流電力の電圧を変換し、インバータ１４に出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、蓄電池１５から放電された電力の電圧を変換してインバータ１４に出力する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、入力された直流電力の電圧を変換して蓄電池１５を充電する。インバータ１４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３及び／又はＤＣ／ＤＣコンバータ１６から入力された直流電力を交流電力に変換して、商用電力系統１１及び／又は負荷に出力する。
　図１に示すように、制御部２０は、ヒルベルト変換部２３Ａ、ヒルベルト変換部２４Ａ、ｄｑＰＬＬ２５、αβ／ｄｑ変換部２６Ａ、αβ／ｄｑ変換部２７Ａ、ガバナ２８、ｉｄ／ｉｑフィードバック制御部２９、出力インピーダンス制御部３０、非干渉化制御部３１、スイッチ３２、電力指令生成部３３、補償器３４、ｄｑ／αβ変換部３５Ａを含む。制御部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを含むコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等を含んで構成することができる。各部の機能の一部又は全部は、ハードウェアにおいてソフトウェアを実行することにより実現されてもよいし、専用のハードウェアによって実現されてもよい。
　図２に示す制御部２０は、αβ変換部２３Ｂ、αβ変換部２４Ｂ、ｄｑＰＬＬ２５、αβ／ｄｑ変換部２６Ｂ、αβ／ｄｑ変換部２７Ｂ、ガバナ２８、ｉｄ／ｉｑフィードバック制御部２９、出力インピーダンス制御部３０、非干渉化制御部３１、スイッチ３２、電力指令生成部３３、補償器３４、ｄｑ／αβ変換部３５Ｂを含む。
　まず、図１を参照して、インバータ１４から単相交流電力が出力される場合について説明する。インバータ１４の出力側に設けられた電流検出器２１によって検出された出力電流値はヒルベルト変換部２３Ａにおいてヒルベルト変換される。ヒルベルト変換部２３Ａにおいてヒルベルト変換によって２次元ベクトルに変換された単相電流の出力電流値はαβ／ｄｑ変換部２６Ａに出力される。
　次に、図２を参照して、インバータ１４から三相交流電力が出力される場合について説明する。この場合には、制御部２０は、ヒルベルト変換部２３Ａに代えて、三相交流電力を二相交流電力に変換するαβ変換部２３Ｂを有する。そして、電流検出器２１によって検出された三相電流の出力電流値は、αβ変換部２３Ｂにおいてαβ変換によって２次元ベクトルに変換され、αβ／ｄｑ変換部２６Ｂに出力される。
　まず、図１を参照して、インバータ１４から単相交流電力が出力される場合について説明する。インバータ１４の出力側に設けられた電圧検出器２２によって検出された出力電圧値はヒルベルト変換部２４Ａにおいてヒルベルト変換される。
　２４Ａにおいてヒルベルト変換によって２次元ベクトルに変換された単相電圧の出力電圧値はαβ／ｄｑ変換部２７Ａに出力される。
　次に、図２を参照して、インバータ１４から三相交流電力が出力される場合について説明する。この場合には、制御部２０は、ヒルベルト変換部２４Ａに代えて、三相電圧を二相電圧に変換するαβ変換部２４Ｂを有する。そして、電圧検出器２２によって検出された出力電圧値は、αβ変換部２４Ｂにおいてαβ変換によって２次元ベクトルに変換され、αβ／ｄｑ変換部２７Ｂに出力される。
　また、電圧検出器２２によって検出された出力電圧値はｄｑＰＬＬ２５に入力さる。このｄｑＰＬＬ２５は、ｄｑベースのＰＬＬ（Phase Lock Loop）である。ｄｑＰＬＬ２５は、出力電圧値から出力電圧の位相θを算出するとともに、出力電圧の周波数変化量Δｆを算出する。ｄｑＰＬＬ２５において算出された位相θは、αβ／ｄｑ変換部２６Ａ（Ｂ）（αβ／ｄｑ変換部２６Ａ及びαβ／ｄｑ変換部２６Ｂをそれぞれ記載する代わりにこのように略記する。以下も同じ。）、αβ／ｄｑ変換部２７Ａ（Ｂ）、ｄｑ／αβ変換部３５Ａ（Ｂ）に出力され、周波数変化量Δｆはガバナ２８に出力される。
　まず、図１を参照して、インバータ１４から単相交流電力が出力される場合について説明する。αβ／ｄｑ変換部２６Ａは、ヒルベルト変換部２３Ａから２次元ベクトルに変換された出力電流値が入力されると、ｄｑ変換により回転座標系であるｄｑ座標系における出力電流値に変換する。ｑ軸は有効成分（ここでは有効出力電流値）、ｄ軸は無効成分（ここでは無効出力電流値）に対応する。このとき、ｄｑ変換にはｄｑＰＬＬ２５から入力された位相θが用いられる。ここでは、ｄｑ変換が回転座標変換に相当し、αβ／ｄｑ変換部２６Ａが電流回転座標変換部に相当する。ヒルベルト変換部２３Ａ及びαβ／ｄｑ変換部２６Ａが、本発明の有効無効電流算出部に相当する。
　次に、図２を参照して、インバータ１４から三相交流電力が出力される場合について説明する。この場合には、電流検出器２１によって検出された三相電流値を、αβ変換部２３Ｂから二相電流値に変換された出力電流値が入力されると、αβ／ｄｑ変換部２６Ｂは、ｄｑ変換によりｄｑ座標系における出力電流値に変換する。ここでは、ｄｑ変換が回転座標変換に相当し、αβ／ｄｑ変換部２６Ｂが電流回転座標変換部に相当する。αβ変換部２３Ｂ及びαβ／ｄｑ変換部２６Ｂが、本発明の有効無効電流算出部に相当する。
　まず、図１を参照して、インバータ１４から単相交流電力が出力される場合について説明する。αβ／ｄｑ変換部２７Ａは、ヒルベルト変換部２４Ａから２次元ベクトルに変換された出力電圧値が入力されると、ｄｑ変換により回転座標系であるｄｑ座標系における出力電圧値に変換する。ｑ軸は有効成分（ここでは有効出力電圧値）、ｄ軸は無効成分（ここでは無効出力電圧値）に対応する。このとき、ｄｑ変換にはｄｑＰＬＬ２５から入力された位相θが用いられる。ここでは、ｄｑ変換が本発明の回転座標変換に相当し、αβ／ｄｑ変換部２７Ａが本発明の電圧回転座標変換部に相当する。ヒルベルト変換部２４Ａ及びαβ／ｄｑ変換部２７Ａが、本発明の有効無効電流算出部に相当する。
　次に、図２を参照して、インバータ１４から三相交流電力が出力される場合について説明する。この場合には、電圧検出器によって検出された三相電圧値を、αβ変換部２４Ｂから二相電圧値に変換された出力電圧値が入力されると、αβ／ｄｑ変換部２７Ｂはｄｑ変換によりｄｑ座標系における出力電圧値に変換する。ｑ軸は有効成分（ここでは有効出力電圧値）、ｄ軸は無効成分（ここでは無効出力電圧値）に対応する。このとき、ｄｑ変換にはｄｑＰＬＬ２５から入力された位相θが用いられる。ここでは、ｄｑ変換が本発明の回転座標変換に相当し、αβ／ｄｑ変換部２７Ｂが本発明の電圧回転座標変換部に相当する。αβ変換部２４Ｂ及びαβ／ｄｑ変換部２７Ｂが、本発明の有効無効電流算出部に相当する。
　ガバナ２８は、ｄｑＰＬＬ２５によって検出された周波数変換Δｆにより、周波数が低下／上昇した場合には、インバータ１４の出力電力を増加／減少させる、ガバナ制御を行う。
　ｉｄ／ｉｑフィードバック制御部２９は、後述するｉｄ／ｉｑ電流フィードバック制御を行う。
　出力インピーダンス制御部３０は、後述する出力インピーダンス制御を行う。
　非干渉化制御部３１は、フィードフォワード制御による非干渉化により、ｄ軸成分とｑ軸成分とを非干渉化する。
　電力指令生成部３３は、商用電力系統１１からの電力使用量を算出しできるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６から出力すべき電力に関する指令を生成して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１３、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６に出力する。
　スイッチ３２は、パワーコンディショナ１が商用電力系統と連系運転される場合には、出力インピーダンス制御部３０の及び非干渉化制御部３１の入力に、αβ／ｄｑ変換部２７Ａ（Ｂ）を接続する。また、パワーコンディショナ１が商用電力系統と解列され自立運転される場合には、スイッチ３２が切り替えられて、出力インピーダンス制御部３０及び非干渉化制御部３１には設定された出力電圧目標値が入力される。
　まず、図１を参照して、インバータ１４から単相交流電力が出力される場合について説明する。補償器３４及びｄｑ／αβ変換部３５Ａは、インバータ制御部を構成する。補償器３４がｄｑ座標系での出力電圧指令を生成し、ｄｑ／αβ変換部３５ＡはｄｑＰＬＬ２５から入力された位相θを用いて、単相の電圧値へと逆変換を行いインバータ１４に出力する。
　次に、図２に参照して、インバータ１４から三相交流電力が出力される場合について説明する。補償器３４及びｄｑ／αβ変換部３５Ｂは、インバータ制御部を構成する。補償器３４がｄｑ座標系での出力電圧指令を生成し、ｄｑ／αβ変換部３５ＢはｄｑＰＬＬ２５から入力された位相θを用いて、三相の電圧値へと逆変換を行いインバータ１４に出力する。
（ｉｄ／ｄｑ電流フィードバック制御）
　図１において、ｉｄ／ｄｑフィードバック制御部２９を含む破線で示された領域４０に含まれる構成によって実現される電流フィードバック制御について説明する。
　従来、パワーコンディショナの並列運転時の制御については、出力される有効電力は位相差により、無効電力は振幅で制御できることから、有効電力による周波数垂下、無効電力による振幅垂下により並列運転制御を実現していた。
　図２は、Ｎ台のインバータが並列運転されるシステムにおける１台当たりのインバータを表すモデルである。ｅｎは、インバータの電圧、ｒは抵抗、Ｌはインダクタンス、ｉｎはインバータの出力電流、Ｃはコンデンサ、ｉｃはコンデンサを流れる電流、ｅｏは出力電圧、ｉｃｒｎは横流を示す。ＺＬＮは、全システムの負荷ＺＬを１台当たりに換算したもので、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 
とする。ここで、ＺＬに流れる電流をｉｏとおくと
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 
である。そして、ｉｎは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 
となる。すなわち、インバータ出力電流ｉｎは負荷に流れる電流ｉｏｎと横流ｉｃｒｎの和である。
　このとき、横流ｉｃｒｎはインダクタンスＬがあるため、ｅｎに対して、
ｉｃｒｎの有効電流は、ｅｎの無効電圧成分
ｉｃｒｎの無効電流は、ｅｎの有効電圧成分
となる。従って、インバータ出力電流の有効電流を検出して無効電圧（ｑ軸）垂下、無効電流を検出して有効電圧（ｄ軸）垂下をすればよいことが考えられる。
　ここで、インバータの並列運転は見方を変えれば、商用電力系統とパワーコンディショナとの並列運転と等価であることから、インバータの並列運転制御を同じスキームで、パワーコンディショナの連系運転制御を実現できる。例えば、上述の有効電流、無効電流による垂下制御に出力電流目標値を設定し、フィードバックループを構成する制御系として、図４に示す制御系１４０が考えられる。
　加え合わせ点に入力されたｑ軸インバータ出力電流ｉｎｑから、ｑ軸出力電流目標値Ｉｎｑｒｅｆが減算され、ゲイン要素ｋｑｒが乗算されて加え合わせ点に入力され、同じく加え合わせ点に入力されたｄ軸系統電圧ｅｏｄと加算され、加え合わせ点においてｄ軸系統電圧ｅｏｄが減算され、補償器に入力される。また、加え合わせ点に入力されたｄ軸インバータ出力電流ｉｎｄから、ｄ軸出力電流目標値Ｉｎｄｒｅｆが減算され、ゲイン要素ｋｄｒが乗算されて加え合わせ点に入力され、同じく加え合わせ点に入力されたｑ軸系統電圧ｅｏｑと加算され、加え合わせ点においてｑ軸系統電圧ｅｏｑが減算され、補償器に入力される。ここでは、ｑ軸出力電流目標値Ｉｎｑｒｅｆ及びｄ軸出力電流目標値Ｉｎｄｒｅｆが、それぞれ本発明の有効出力電流目標値及び無効出力電流目標値に相当する。
　ここでは、連系運転時であるため、加え合わせ点にはそれぞれｄ軸系統電圧ｅｏｄ及びｑ軸系統電圧ｅｏｑが入力されているが、自立運転時の並列運転では、ｄ軸出力電圧目標値ｅｏｄｒｅｆ及びｑ軸出力電圧目標値ｅｏｑｒｅｆが入力される。ここでは、ｄ軸出力電圧目標値ｅｏｄｒｅｆ及びｑ軸出力電圧目標値ｅｏｑｒｅｆが、それぞれ本発明の有効出力電圧目標値及び無効出力電圧目標値に相当する。制御系１４０が本発明の無効出力電圧制御部及び有効出力電圧制御部に相当する。
　ここでは、無効成分であるｑ軸出力電流によって、有効成分であるｄ軸出力電圧目標値が調整され、有効成分であるｄ軸出力電流によって、無効成分であるｑ軸出力電圧目標値が調整される。
　このように、垂下制御を電流ループ化することにより、自立運転時のパワーコンディショナの並列運転制御と、連系運転時の電流制御の制御系を共用化できる。
　また、制御系１４０では、ｄ軸出力電流目標値Ｉｎｄｒｅｆ及びｑ軸出力電流目標値Ｉｎｑｒｅｆを設定できることから、並列運転時に一般的には０に設定される横流を任意の値に制御することができる。並列運転は同種の装置同士で行うのが一般的であるが、容量が異なるパワーコンディショナの並列運転では、横流を０にすると大容量パワーコンディショナは小容量パワーコンディショナと同じ出力電力となり、大容量のパワーコンディショナを有効に活用できないという問題がある。また、蓄電パワーコンディショナの並列運転では、横流を０にすると、蓄電池の充電量によらず、同じ出力電力となり、少ない充電量の蓄電池によって動作時間が制限されるという問題もある。本実施例の制御系１４０では、並列運転されるパワーコンディショナのそれぞれについて、出力電流目標値を設定できるので、横流を任意の値に制御することができる。このため、上述の容量の異なるパワーコンディショナの並列運転において大容量のパワーコンディショナを有効活用でき、蓄電パワーコンディショナの並列運転においても充電量の少ない蓄電池に動作時間を制限されることがない。
（出力インピーダンス制御）
　次に、図１及び図２において、出力インピーダンス制御部３０を含む点線で囲まれた領域５０によって実現される出力インピーダンス制御について説明する。
　並列運転時に、制御系において出力インピーダンスを仮想的に変化させる構成について説明する。
　まず、図５の構成の制御系について検討する。
　図５に示す制御系では、フィードバックされた出力電流ｉｏがインピーダンスを変化させるための補償器Ｚｐｓに入力される。そして、加え合わせ点６１において、出力電圧目標値ｅｏｒｆから、補償器Ｚｐｓの出力が減算される。加え合わせ点６２では、このようにして得られたｅｄｒｐから、フィードバックされた出力電圧ｅｏが減算され、補償器３４に入力される。そして、補償器３４の出力がプラント（ここではインバータ１４）に入力される。これにより、ｅｄｒｐは以下の式で表され、電圧制御系の目標値に垂下特性が与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　電圧制御系がある場合には、プラントと補償器の伝達関数をそれぞれＧｄｖとＣｍｐとおく。ここで、Ｇｄｖは次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　このとき、制御系１５０のブロック図は図６となる。ここでは、加え合わせ点に入力されたΔｅｏｒｅｆから、フィードバックされたΔｅｏが減算され、補償器を表す伝達関数Ｃｍｐ、プラントを表す伝達関数Ｇｄｖに入力される。伝達関数Ｇｄｖの出力側の加え合わせ点では、伝達関数Ｇｄｖの出力から、ゲイン要素Ｚｖｒが乗算されたΔｉｏが減算されたΔｅｏが出力される。
　図６により、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 
 
が得られる。したがって、制御系ありの仮想インピーダンス制御の出力インピーダンスＺｖｒｃは、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 
仮想インピーダンス制御を行った場合と行わなかった場合の出力インピーダンスのシミュレーション結果を図７に示す。仮想インピーダンス制御によって、出力インピーダンスが増加していることが分かる。この仮想インピーダンス制御はｄｑ軸に対して適用することで、垂下制御のゲインを高くし、系を安定化することができる。
　上述したように、パワーコンディショナ１では、垂下制御を用いず電流フィードバック制御によって並列運転制御を行うので、周波数変化がない。また、電流フィードバック制御を用いているため、連系運転時の出力電流制御と、自立運転時の並列運転制御を共通の制御系によって実現できる。このように、連系運転時の出力電流制御と、自立運転時の並列運転制御とで制御系を共用化することにより、連系運転動作から自立運転動作に無瞬断で制御を切り替えることができ、自立運転と連系運転の区別なく、安定した電力供給が可能となる。
　図８に１台のとき出力電流制御から無瞬断で自立運転に切り替えた倍のシミュレーション結果を示す。１．５ｓｅｃ停電して単独自立運転に無瞬断切り替えし、停電前はピーク１０Ａの遅れ力率０．８の電流目標値で制御し、停電後はピーク２０Ａとなる抵抗負荷とした。また、停電前は系統周波数５０．２Ｈｚとし、停電後自走周波数で動作させた。図８から、無瞬断切り替え後も正常に動作していることが分かる。
　図９に、２台並列運転への無瞬断切り替えで抵抗負荷の場合のシミュレーション結果を示す。図１０に、２台並列運転への無瞬断切り替えで整流器負荷の場合のシミュレーション結果を示す。いずれの場合も、切り替え後には、制御系の応答時間に依存すると考えられる、同じような期間での波形の乱れがあるが、負荷に寄らず、無瞬断切り替え後も正常に動作していることが分かる。
　上述の実施例では、電力変換装置としてのパワーコンディショナ１について説明したが、上述の制御部２０における電流フィードバック制御及び仮想フィードバック制御を含む制御系の構成は、電力変換装置としてのＵＰＳにおいても同様に適用することができ、商用電力系統から負荷に給電する通常運転から、商用電力系統に停電等のトラブルが生じた場合に、蓄電池１５等から給電するバックアップ運転へと、無瞬断で切り替えることができ、安定的な電力供給が可能となる。
＜付記１＞
　入力された電力を単相又は三相の交流の電力に変換して出力する電力変換装置（１）であって、
　電流検出器（２１）によって検出された出力電流値に基づいて有効出力電流値及び無効出力電流値を算出する有効無効出力電流算出部（２３Ａ、２６Ａ）と、
　電圧検出器（２２）によって検出された出力電圧値に基づいて有効出力電圧値及び無効出力電圧値を算出する有効無効出力電圧値算出部（２４Ａ、２７Ａ）と、
　有効出力電流目標値及び前記有効出力電流値並びに前記無効出力電圧値に基づいて、無効出力電圧目標値を調整する無効出力電圧制御部（１４０）と、
　無効出力電流目標値及び前記無効出力電流値並びに前記有効出力電圧値に基づいて、有効出力電圧目標値を調整する有効出力電圧制御部（１４０）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置（１）。
１　　　：パワーコンディショナ
２１　　：電力検出器
２２　　：電圧検出器
２３Ａ，２４Ａ　：ヒルベルト変換部
２３Ｂ，２４Ｂ　：αβ変換部
２６Ａ，２６Ｂ，２７Ａ，２７Ｂ　：αβ／ｄｑ変換部

Claims (5)

  1. 　入力された電力を単相又は三相の交流の電力に変換して出力する電力変換装置であって、
    　電流検出器によって検出された出力電流値に基づいて有効出力電流値及び無効出力電流値を算出する有効無効出力電流算出部と、
    　電圧検出器によって検出された出力電圧値に基づいて有効出力電圧値及び無効出力電圧値を算出する有効無効出力電圧値算出部と、
    　有効出力電流目標値及び前記有効出力電流値並びに前記無効出力電圧値に基づいて、無効出力電圧目標値を調整する無効出力電圧制御部と、
    　無効出力電流目標値及び前記無効出力電流値並びに前記有効出力電圧値に基づいて、有効出力電圧目標値を調整する有効出力電圧制御部と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記電力変換装置を商用電力系統と連系して運転する連系運転時と、該商用電力系統と解列して運転する自立運転時とで、前記有効出力電流目標値及び前記無効出力電流目標値の少なくともいずれかを変更することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電力変換装置を商用電力系統と連系して運転する連系運転時と、該商用電力系統と解列して運転する自立運転時とで、前記有効出力電圧目標値及び前記無効出力電圧目標値の少なくともいずれかを変更することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力を出力する際の出力インピーダンスを制御する出力インピーダンス制御部を備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記出力電流値に回転座標変換を行って、前記有効出力電流値及び前記無効出力電流値を算出する電流回転座標変換部と、
    　前記出力電圧値に回転座標変換を行って、前記有効出力電圧値及び前記無効出力電圧値を算出する電圧回転座標変換部と、
    を備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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