WO2022201448A1 - スイッチング電源装置および電力供給システム - Google Patents

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device that performs voltage conversion using switching elements, and a power supply system equipped with such a switching power supply device.
  • This type of DC-DC converter generally includes an inverter circuit including switching elements, a power conversion transformer (transformer), and a rectifying/smoothing circuit.
  • switching power supply devices such as DC-DC converters. It is desirable to provide a switching power supply device that can be miniaturized and a power supply system that includes such a switching power supply device.
  • a switching power supply device includes a transformer having an input terminal pair to which an input voltage is input, an output terminal pair to which an output voltage is output, a primary winding and a secondary winding. , an inverter circuit disposed between the input terminal pair and the primary winding and including first and second switching elements, a resonant inductor, and a resonant capacitor; an output terminal pair; a rectifying/smoothing circuit disposed between the secondary winding and including a rectifying circuit having a plurality of rectifying elements and a smoothing circuit having a smoothing capacitor; and first and second switching in the inverter circuit and a control unit for controlling the switching operation of each element.
  • the first and second switching elements are connected in series with each other between a pair of connection lines individually connected to the input terminal pair.
  • the resonant inductor, the resonant capacitor, and the primary winding are connected in series in random order between a connection point between the first switching element and the second switching element and one input terminal of the input terminal pair. It is The controller controls the switching operation based on the voltage across the resonance capacitor and the voltage across the primary winding.
  • a power supply system includes the switching power supply device according to the embodiment of the present invention, and a power supply that supplies the input voltage to the input terminal pair. be.
  • the switching power supply device and power supply system according to one embodiment of the present invention, it is possible to achieve miniaturization.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a circuit diagram schematically showing an equivalent circuit of the switching power supply device shown in FIG. 1
  • FIG. FIG. 4 is a schematic diagram for explaining a current phase difference according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a flow chart showing an example of a method for estimating load current according to the first embodiment
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to a second embodiment
  • FIG. 10 is a timing chart showing various waveform examples used in technique A according to the second embodiment
  • FIG. 11 is a flow chart showing an example of a load current estimation method (method A) according to the second embodiment
  • FIG. 11 is a timing chart showing various waveform examples used in technique B according to the second embodiment;
  • FIG. 9 is a schematic diagram for explaining the positive/negative asymmetry in the waveform example of the transformer exciting current shown in FIG. 8 ;
  • FIG. 13 is a flow chart showing another example (method B) of the method of estimating the load current according to the second embodiment;
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 1;
  • FIG. 10 is a flow chart showing an example of pre-correction processing according to Modification 1.
  • FIG. 13 is a schematic diagram for explaining an example of the correction processing shown in FIG. 12;
  • FIG. FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 2;
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to Modification 3;
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply device according to
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1) according to a first embodiment of the present invention.
  • the switching power supply 1 functions as a DC-DC converter that converts a DC input voltage Vin supplied from a DC input power supply 10 (eg, a battery) into a DC output voltage Vout and supplies power to a load 9. .
  • the load 9 may be, for example, an electronic device, a battery, or the like.
  • the switching power supply device 1 is a so-called "(insulated half-bridge) LLC resonant type" DC-DC converter, as will be described below.
  • the mode of voltage conversion in the switching power supply device 1 may be either up-conversion (boosting) or down-conversion (stepping down).
  • the DC input voltage Vin corresponds to a specific example of "input voltage” in the present invention
  • the DC output voltage Vout corresponds to a specific example of "output voltage” in the present invention
  • the DC input power supply 10 corresponds to a specific example of the "power supply” in the present invention
  • a system including the DC input power supply 10 and the switching power supply device 1 is a specific example of the "power supply system” in the present invention. corresponds to the example.
  • the switching power supply device 1 includes two input terminals T1 and T2, two output terminals T3 and T4, an inverter circuit 2, a transformer 3, a rectifying/smoothing circuit 4, a drive circuit 5, and a load current estimator 6. It has A DC input voltage Vin is input between the input terminals T1 and T2, and a DC output voltage Vout is output between the output terminals T3 and T4.
  • the input terminals T1 and T2 correspond to a specific example of "input terminal pair" in the present invention
  • the output terminals T3 and T4 correspond to a specific example of "output terminal pair” in the present invention.
  • An input capacitor may be arranged between the primary high-voltage line L1H connected to the input terminal T1 and the primary low-voltage line L1L connected to the input terminal T2. Specifically, at a position between the inverter circuit 2 and the input terminals T1 and T2, which will be described later, the first end (one end) of the input capacitor is connected to the primary side high voltage line L1H, and the second end of the input capacitor is connected to the primary side high voltage line L1H. The end (the other end) may be connected to the primary side low pressure line L1L.
  • Such an input capacitor is a capacitor for stabilizing the DC input voltage Vin input from the input terminals T1 and T2.
  • the inverter circuit 2 is arranged between the input terminals T1, T2 and a primary winding 31 of the transformer 3, which will be described later.
  • the inverter circuit 2 has two switching elements S1 and S2, a resonant inductor Lr, and a resonant capacitor Cr, and is a so-called "half-bridge type" inverter circuit.
  • the resonance inductor Lr may be configured by a leakage inductance in the transformer 3, which will be described later, or may be provided separately from such a leakage inductance.
  • the primary side high pressure line L1H and the primary side low pressure line L1L each correspond to a specific example of "a pair of connection lines” in the present invention.
  • the switching element S1 corresponds to a specific example of the "first switching element” in the present invention
  • the switching element S2 corresponds to a specific example of the "second switching element” in the present invention.
  • switching elements S1 and S2 switching elements such as a field effect transistor (MOS-FET; Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor) and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) are used.
  • MOS-FET Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the switching elements S1 and S2 are each composed of a MOS-FET.
  • the capacitors and diodes (not shown in FIG. 1) connected in parallel to the switching elements S1 and S2 are respectively connected to the MOS-FETs. It can consist of a parasitic capacitance of the FET or a parasitic diode.
  • two switching elements S1 and S2 are connected in series in this order between the input terminals T1 and T2 (between the primary high voltage line L1H and the primary low voltage line L1L).
  • the switching element S1 is arranged between the primary side high voltage line L1H and the connection point P1
  • the switching element S2 is arranged between the connection point P1 and the primary side low voltage line L1L.
  • the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr in the inverter circuit 2 and the primary winding 31 in the transformer 3, which will be described later, are connected in series between the connection point P1 and the primary low-voltage line L1L. It is Specifically, in the example of FIG. 1, a first end (one end) of the resonance inductor Lr is connected to the connection point P1, and a second end (the other end) of the resonance inductor Lr is connected to the primary winding described above. 31 (connection point P3). The other end of the primary winding 31 is connected to a connection point P2 as the first end (one end) of the resonance capacitor Cr, and the second end (the other end) of the resonance capacitor Cr is connected to the primary side. It is connected to the low pressure line L1L. Incidentally, as shown in FIG. 1, the second end of this resonance capacitor Cr is connected to the ground GND via the primary side low voltage line L1L.
  • connection point P1 described above corresponds to a specific example of "a connection point (a connection point between the first and second switching elements)" in the present invention.
  • the switching elements S1 and S2 perform switching operations (on/off operations) in accordance with drive signals SG1 and SG2 supplied from the drive circuit 5, which will be described later. Become. That is, the DC input voltage Vin applied between the input terminals T1 and T2 is converted into AC voltage and output to the transformer 3 (primary winding 31).
  • the transformer 3 has one primary winding 31 and two secondary windings 321 and 322 .
  • connection point P3 of the primary winding 31 is connected to the other end of the resonance inductor Lr described above, and the other end of the primary winding 31 is connected to the resonance capacitor described above. Cr is connected to one end (connection point P2).
  • a first end of the secondary winding 321 is connected to a cathode of the rectifier diode 41 described later via a connection line L21 described later, and a second end of the secondary winding 321 is connected. is connected to a center tap P6 in a rectifying/smoothing circuit 4 which will be described later.
  • a first end of the secondary winding 322 is connected to a cathode of a rectifier diode 42 described later via a connection line L22 described later, and a second end of the secondary winding 322 is connected. is connected to the center tap P6. That is, the second ends of the secondary windings 321 and 322 are commonly connected to the center tap P6.
  • the transformer 3 converts the voltage generated by the inverter circuit 2 (rectangular pulse wave voltage input to the primary winding 31 of the transformer 3), and the secondary windings 321 and 322 AC voltage is output from the end.
  • the degree of voltage conversion of the DC output voltage Vout with respect to the DC input voltage Vin depends on the turns ratio between the primary winding 31 and the secondary windings 321 and 322 and the switching frequency fsw, which will be described later. , is determined.
  • the rectifying/smoothing circuit 4 has two rectifying diodes 41 and 42 and one output smoothing capacitor Cout. Specifically, the rectifying/smoothing circuit 4 includes a rectifying circuit having rectifying diodes 41 and 42 and a smoothing circuit having an output smoothing capacitor Cout.
  • the above rectifier circuit is a so-called "center tap type" rectifier circuit. That is, the anodes of the rectifier diodes 41 and 42 are respectively connected to the ground line LG, and the cathode of the rectifier diode 41 is connected to the aforementioned first end of the secondary winding 321 via the connection line L21 to The cathode of diode 42 is connected to the aforementioned first end of secondary winding 322 via connection line L22. Further, as described above, the second ends of the secondary windings 321 and 322 are commonly connected to the center tap P6, and the center tap P6 is connected via the output line LO. It is connected to the output terminal T3.
  • the ground line LG described above is connected to the output terminal T4 described above.
  • an output smoothing capacitor Cout is connected between the output line LO and the ground line LG (between the output terminals T3 and T4). That is, the first end of the output smoothing capacitor Cout is connected to the output line LO, and the second end of the output smoothing capacitor Cout is connected to the ground line LG.
  • the rectifying circuit including the rectifying diodes 41 and 42 rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 3 .
  • a smoothing circuit including an output smoothing capacitor Cout smoothes the voltage rectified by the rectifying circuit to generate a DC output voltage Vout. It should be noted that the DC output voltage Vout generated in this manner causes the load current Iout (DC output current) to flow to the load 9, and power is supplied to the load 9 from the output terminals T3 and T4. (See Figure 1).
  • the drive circuit 5 is a circuit that performs switching drive for controlling the operations of the switching elements S1 and S2 in the inverter circuit 2, respectively. Specifically, the drive circuit 5 controls switching operations (ON/OFF operations) of the switching elements S1 and S2 by supplying the driving signals SG1 and SG2 to the switching elements S1 and S2, respectively. It is designed to
  • the drive circuit 5 performs frequency control when controlling switching operations of the switching elements S1 and S2 (performing switching driving). That is, PFM (Pulse Frequency Modulation) control is performed in the drive signals SG1 and SG2.
  • PFM Pulse Frequency Modulation
  • the drive circuit 5 performs the above-described switching drive so that the switching elements S1 and S2 operate at fixed duty ratios although the switching frequencies fsw of the switching elements S1 and S2 vary. ing.
  • Ton1 and Ton2 the on-periods of the switching elements S1 and S2 are expressed as Ton1 and Ton2, respectively.
  • the drive circuit 5 performs switching driving using an estimated value of the load current Iout (load current estimated value Iout(est) described later) obtained by the load current estimator 6 described below. is to be performed. Specifically, the drive circuit 5 controls the value of the load current Iout within an appropriate range by performing switching drive using the load current estimated value Iout(est).
  • the load current estimator 6 estimates the load current Iout described above (determines the load current estimated value Iout(est) by a method described later). Specifically, although the details will be described later, the load current estimator 6 calculates the load current Iout based on the resonant inductor current ILr flowing through the resonant inductor Lr and the transformer exciting current Im flowing through the primary winding 31. Obtain the primary side conversion value IoutAC. Then, the load current estimator 6 obtains the load current estimated value Iout(est) based on this primary side conversion value IoutAC.
  • the load current estimator 6 utilizes the current phase difference ⁇ 1 between the resonant inductor current ILr and the transformer excitation current Im to obtain the load current estimated value Iout(est) is obtained. Specifically, the load current estimator 6 calculates such a current potential based on the voltage Vcr across the resonant capacitor Cr and the voltage Vnp across the primary winding 31, which will be described below. Phase difference ⁇ 1 is obtained.
  • Such a load current estimator 6 has two detectors 61 and 62 and a controller 60 in the example shown in FIG.
  • the detection unit 61 is connected between both ends of the resonance capacitor Cr (as shown in FIG. 1, when the second end of the resonance capacitor Cr is connected to the common ground GND with the detection unit 61, the connection point P2 and This circuit detects the voltage Vcr between the primary side low voltage line L1L). Although the details will be described later, the detection unit 61 also performs predetermined arithmetic processing based on the voltage Vcr thus detected.
  • the detection unit 62 is a circuit that detects the voltage Vnp across the primary winding 31 (between the connection points P2 and P3 shown in FIG. 1). Although the details will be described later, the detection unit 62 also performs predetermined arithmetic processing based on the voltage Vnp thus detected.
  • the control unit 60 is a circuit that obtains the load current estimated value Iout(est) by performing a predetermined arithmetic process, which will be described later, based on the above arithmetic processing results in the detection parts 61 and 62 . Further, the control unit 60 uses the load current estimated value Iout(est) thus obtained to control the switching drive in the drive circuit 5 (controls the switching operations of the switching elements S1 and S2). It's like Specifically, although the details will be described later, the control unit 60 performs such a control based on the voltage Vcr across the resonance capacitor Cr and the voltage Vnp across the primary winding 31 . control switching operation. As a result, as described above, the value of the load current Iout is controlled within an appropriate range.
  • the AC voltage (transformed AC voltage described above) output from the transformer 3 is rectified by the rectifying diodes 41 and 42 in the rectifying circuit, and then is rectified by the output smoothing capacitor Cout in the smoothing circuit. smoothed.
  • the DC output voltage Vout is output from the output terminals T3 and T4. This DC output voltage Vout causes a load current Iout to flow to the load 9 and power to be supplied to the load 9 .
  • FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing an equivalent circuit of the switching power supply device 1 shown in FIG. 1 (an equivalent circuit of the LLC resonance type converter described above).
  • VinAC is the AC input voltage
  • Lm is the exciting inductance value of the transformer 3
  • RL(AC) is the primary side load
  • n is the primary side winding 31 and the secondary side winding.
  • the resistance value of the primary side load RL(AC) is expressed as (8 ⁇ n 2 ⁇ RL)/ ⁇ 2 using the turns ratio n and the resistance value RL of the load 9 described above.
  • FHA Fundamental wave approximation method
  • FIG. 3 is a schematic diagram for explaining the above-described current phase difference ⁇ 1 according to the present embodiment.
  • current phase difference ⁇ 1 between current i1 (resonant inductor current ILr) and current i2 (transformer excitation current Im), and current i2 and current i (primary side conversion value of load current Iout The current phase difference ⁇ 3 with IoutAC) is also shown.
  • i2 Im2 ⁇ sin ⁇ t (2) (Im1, Im2: amplitude value, ⁇ : angular frequency, t: time)
  • A Im1*cos ⁇ 1-Im2 (5)
  • B Im1 ⁇ sin ⁇ 1 (6)
  • a 2 +B 2 ) 1/2 (Im1 2 +Im2 2 -2.Im1.Im2.cos ⁇ 1) 1/2 ... (7)
  • ⁇ 3 tan ⁇ 1 (B/A) (8)
  • the currents i1, i2, and i are converted to primary-side conversion values of the resonant inductor current ILr, the transformer excitation current Im, and the load current Iout, respectively, as described above.
  • IoutAC When replaced as IoutAC, it becomes as follows. That is, ILr(peak), Im(peak), and IoutAC(peak) as these peak values are respectively represented by the following equations (9) to (12) (see also each parameter in FIG. 2). .
  • the load current Iout is estimated using such a calculation method.
  • FIG. 4 is a flow chart showing an example of a method for estimating the load current Iout by the load current estimator 6 according to the present embodiment.
  • this estimation method first, based on the voltage Vcr (see FIG. 1) across the resonance capacitor Cr detected by the detection unit 61 as described above, ILr(peak) and this voltage Vcr , and the zero-crossing points of , respectively (step S11 in FIG. 4). Specifically, the detection unit 61 obtains ILr(peak) based on the voltage Vcr using the above equation (9).
  • step S12 based on the voltage Vnp across the primary winding 31 (see FIG. 1: corresponding to VoutAC in FIG. 2) detected by the detection unit 62 as described above, Im(peak) and this A zero crossing point of the voltage Vnp is obtained (step S12). Specifically, the detection unit 62 obtains Im(peak) based on the voltage Vnp using the above equations (10) and (11).
  • control unit 60 controls the current phase difference ⁇ 1 between the resonant inductor current ILr and the transformer excitation current Im (see FIG. 2) based on the zero crossing points of the voltage Vcr and the voltage Vnp obtained by the detection units 61 and 62. is obtained (step S13). Specifically, the control unit 60 obtains such a current phase difference ⁇ 1 from the difference between these zero cross points.
  • control unit 60 calculates the peak value of the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout using the above equation (12). A value (IoutAC(peak)) is obtained (step S14).
  • the control unit 60 in the load current estimating unit 6 controls the voltage Vcr across the resonance capacitor Cr and the voltage Vcr across the primary winding 31 .
  • the switching operation is controlled based on the voltage Vnp in between.
  • the load current estimator 6 obtains the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout based on the resonant inductor current ILr and the transformer exciting current Im, and calculates the primary side conversion value IoutAC.
  • a load current estimated value Iout(est) is obtained based on the value IoutAC.
  • the control unit 60 controls the value of the load current Iout by performing switching control using the load current estimated value Iout(est) obtained in this way.
  • the load current estimated value Iout(est) is obtained based on the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout obtained without using a current sensor such as a resistive element on the primary side.
  • the value of the load current Iout is controlled based on the estimated current value Iout(est).
  • the load current Iout is set to 10 [% ] can be estimated within the error.
  • the present embodiment it is possible to reduce the size of the switching power supply 1 compared to the above-described general LLC resonance type switching power supply.
  • the current phase difference ⁇ 1 between the resonant inductor current ILr and the transformer excitation current Im is used to determine the load current estimated value Iout(est). can be easily performed.
  • the current phase difference ⁇ 1 is obtained based on the voltage Vcr across the resonant capacitor Cr and the voltage Vnp across the primary winding 31. Therefore, the load current Iout can be estimated more easily.
  • the resonance inductor Lr in the inverter circuit 2 is constituted by the leakage inductance in the transformer 3, it is not necessary to provide the resonance inductor Lr separately. can be reduced. As a result, it is possible to further reduce the size and cost of the switching power supply device 1 .
  • the switching elements S1 and S2 in the inverter circuit 2 are configured by MOS-FETs, respectively, so that the switching frequency fsw can be increased and the size of parts can be reduced. It becomes possible.
  • the rectifier circuit in the rectifying/smoothing circuit 4 is a so-called "center tap type" rectifying circuit. Compared with the case, it is as follows. That is, the number of rectifying elements is reduced to two (rectifying diodes 41 and 42), and as a result, it is possible to reduce the size, loss, and cost of the rectifying circuit.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1A) according to the second embodiment.
  • a system including the DC input power supply 10 and the switching power supply device 1A corresponds to a specific example of the "power supply system" of the present invention.
  • the switching power supply 1A of the second embodiment corresponds to the switching power supply 1 of the first embodiment provided with a load current estimating section 6A instead of the load current estimating section 6. , and other configurations are the same.
  • the load current estimator 6A estimates the load current Iout (determines the load current estimated value Iout(est)). Similarly to the load current estimating section 6, the load current estimating section 6A also obtains the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout based on the resonant inductor current ILr and the transformer exciting current Im. Like the load current estimating section 6, the load current estimating section 6A also obtains the load current estimated value Iout(est) based on the primary side conversion value IoutAC.
  • the load current estimator 6A calculates the current-time product (integral value of the current along the time axis) between the resonant inductor current ILr and the transformer excitation current Im, although the details will be described later. : corresponding to the amount of charge) is used to obtain the load current estimated value Iout(est). Further, the load current estimator 6A, which will be described later in detail, determines whether the switching frequency fsw in the switching elements S1 and S2 and the resonance frequency fr in the resonance operation using the resonance inductor Lr and the resonance capacitor Cr are large or small. The method of estimating the load current Iout using such a difference in the current-time product is changed according to the relationship.
  • Such a load current estimator 6A has three detectors 61A, 62A, 63A and a controller 60A in the example shown in FIG.
  • the detection section 61A is a circuit that detects the voltage Vcr across the resonance capacitor Cr. Although the details will be described later, the detection section 61A also performs predetermined arithmetic processing based on the voltage Vcr thus detected.
  • the detection section 62A is a circuit that detects the voltage Vnp across the primary winding 31, similar to the detection section 62. Although the details will be described later, the detection section 62A also performs predetermined arithmetic processing based on the voltage Vnp thus detected.
  • the detection unit 63A is a circuit that detects the switching voltage Vsw corresponding to the potential of the connection point P1. Although the details will be described later, the detection section 63A also performs predetermined arithmetic processing based on the switching voltage Vsw thus detected.
  • the detection section 63A is connected to the ground (ground GND) common to the detection section 61A and the second end side of the resonance capacitor Cr.
  • the detector 63A is arranged between the primary low-pressure line L1L and the connection point P1. You may make it arrange
  • the control unit 60A is a circuit that obtains the load current estimated value Iout(est) through a predetermined arithmetic process described later based on the above-described arithmetic processing results of the detection units 61A, 62A, and 63A. Further, like the control unit 60, the control unit 60A controls the switching drive in the drive circuit 5 based on the load current estimated value Iout(est) obtained in this manner. As a result, as described above, the drive circuit 5 controls the value of the load current Iout to be within an appropriate range.
  • FIG. 6 is a timing chart showing examples of various waveforms used in the method A (method when fsw>fr) according to the present embodiment.
  • FIG. 6(A) is the voltage Vnp
  • FIG. 6(C) is the resonant inductor current ILr
  • FIG. 6D shows waveform examples of the transformer exciting current Im and the voltage Vcr. Note that the horizontal axis indicates time t, and the same applies to subsequent timing charts.
  • FIG. 7 is a flow chart showing an example of the method of estimating the load current Iout (method A described above) by the load current estimator 6A according to the present embodiment.
  • the load current estimator 6A calculates the voltage Vcr across the resonance capacitor Cr and the voltage Vnp across the primary winding 31 as described below. , the load current Iout is estimated using the aforementioned difference in the current-time product. That is, in method A, the load current estimator 6A uses only the detection results of the detectors 61A and 62A, and does not use the detection result of the detector 63A.
  • this method A first, based on the voltage Vcr (see FIGS. 5 and 6D) detected by the detection unit 61A as described above, the resonant inductor current ILr and this resonant inductor current The zero cross points of ILr are obtained (step S21 in FIG. 7). Specifically, the detection unit 61A obtains the resonant inductor current ILr by performing a differential operation on the voltage Vcr.
  • control unit 60A obtains the delay time ⁇ T1 (see FIG. 6(C)) based on the zero crossing points of the resonant inductor current ILr and the voltage Vnp obtained by the detection units 61A and 62A (step S23). Specifically, as shown in FIG. 6, control unit 60A obtains such delay time ⁇ T1 from the time difference between the zero crossing points of resonant inductor current ILr and voltage Vnp.
  • (a+b) is obtained (step S24: see FIG. 6B).
  • the control unit 60A obtains such a current-time product (a+b) using the following equation (15) based on the variation ⁇ Im of the transformer exciting current Im and the delay time ⁇ T1.
  • the current-time products a and b are shown in FIG. 6(C), respectively.
  • (a+b) (Cr ⁇ Vcr) ⁇ ( ⁇ Im ⁇ T1)
  • FIG. 8 is a timing chart showing examples of various waveforms used in method B (method when fsw ⁇ fr) according to the present embodiment.
  • FIG. 8(A) is the switching voltage Vsw
  • FIG. 8(B) is the voltage Vnp
  • FIG. 8(C) is the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout
  • FIG. 8(D) is the resonance inductor
  • FIG. 8(E) shows examples of waveforms of the current ILr, the transformer excitation current Im, and the voltage Vcr.
  • FIG. 9 is a schematic diagram for explaining the positive/negative asymmetry (asymmetry of positive/negative values) in the waveform example of the transformer exciting current Im shown in FIG. ). Specifically, in FIG. 9 (and FIG. 8(D)), regarding the waveform change (approximate waveform adjustment) for compensating for such positive/negative asymmetry, the transformer exciting current Im (indicated by a dashed line) and the transformer excitation current Im after the waveform change (indicated by a solid line).
  • the load current estimator 6A estimates the load current Iout in consideration of the positive/negative asymmetry in the transformer exciting current Im. Specifically, for example, in the case of (Sa ⁇ Sb) and (fsw ⁇ fr) like the integrated values Sa and Sb shown in FIG. , the positive and negative values are asymmetric. When the transformer excitation current Im is positive and negative asymmetrically, the positive and negative cannot be canceled, so even if the detected value is integrated, the load current Iout cannot be separated. Therefore, in this method B, as described above, the waveform change (approximate waveform adjustment) is applied to compensate for the positive/negative asymmetry in the transformer exciting current Im (Fig. 8(D), Fig. See arrow for Im shown in 9).
  • FIG. 10 is a flow chart showing an example of the method of estimating the load current Iout by the load current estimating unit 6A (method B described above) according to the present embodiment.
  • the load current estimator 6A calculates the current time
  • the load current Iout is estimated using the product difference. That is, in this method B, unlike the method A described above, the load current estimating unit 6A uses the detection results of the detecting units 61A, 62A, and 63A described above.
  • step S21 the processing of step S21 is performed in the same manner as in the case of method A described above. That is, based on the voltage Vcr (see FIGS. 5 and 8E) detected by the detection unit 61A as described above, the resonant inductor current ILr and the zero cross point of the resonant inductor current ILr are obtained ( Step S21 in FIG. 10). Specifically, the detection unit 61A obtains the resonant inductor current ILr by performing a differential operation on the voltage Vcr.
  • the change amount ⁇ Im (see FIG. 8D) of the transformer exciting current Im is obtained (step S32).
  • the detection unit 63A obtains the zero-cross point of the switching voltage Vsw (step S33).
  • control unit 60A obtains the delay time ⁇ T2 (see FIG. 8(D)) based on the zero-crossing points of the resonant inductor current ILr and the switching voltage Vsw obtained by the detection units 61A and 63A (step S34). . Specifically, as shown in FIG. 8, control unit 60A obtains such delay time ⁇ T2 from the time difference between the zero crossing points of resonant inductor current ILr and switching voltage Vsw.
  • the load current estimated value Iout(est) is obtained by using the difference in current-time product between the resonant inductor current ILr and the transformer excitation current Im. can be easily estimated.
  • the method of estimating the load current Iout using the difference in the current-time product is changed according to the magnitude relationship between the switching frequency fsw and the resonance frequency fr. Specifically, when the switching frequency fsw is higher than the resonance frequency fr, the load current estimation unit 6A sets the voltage Vcr across the resonance capacitor Cr and the voltage Vnp across the primary winding 31 to , the load current Iout is estimated using the difference in the current-time product. Conversely, when the switching frequency fsw is lower than the resonance frequency fr, the load current estimator 6A calculates the current-time product based on the voltage Vcr and the voltage Vnp and the switching voltage Vsw described above. The load current Iout is estimated using the difference. Accordingly, in the present embodiment, it is possible to select an appropriate estimation method according to such a magnitude relationship between frequencies, so that it is possible to improve the accuracy of estimating the load current Iout.
  • the load current Iout is estimated as follows. That is, even in such a case of (fsw ⁇ fr) (as described above, in the case of the operation mode in which the primary side conversion value IoutAC of the load current Iout is discontinuous), the load current Iout can be estimated with high accuracy. Therefore, it is possible to further improve the estimation accuracy of the load current Iout.
  • the load current Iout could be estimated with the following error. ⁇ When (fsw>fr) (in the case of operation mode in which resonant inductor current ILr is continuous): Error within about 5 [%] ⁇ When (fsw ⁇ fr) (when resonant inductor current ILr is discontinuous mode): Error within about 10 [%]
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1B) according to Modification 1. As shown in FIG.
  • a system including the DC input power supply 10 and the switching power supply device 1B corresponds to a specific example of the "power supply system" of the present invention.
  • a switching power supply device 1B of this modified example 1 is provided with a load current estimating section 6B described below instead of the load current estimating sections 6 and 6A in the switching power supply devices 1 and 1A of the first and second embodiments. , and other configurations are the same.
  • the load current estimator 6B basically estimates the load current Iout in the same manner as the load current estimator 6 or the load current estimator 6A described above. However, as described below, the load current estimator 6B further includes a predetermined value corrected in advance according to the measured value of the correspondence (output characteristics) between the load current Iout and the DC output voltage Vout. parameters (described later) are used to estimate the load current Iout.
  • Such pre-correction processing for predetermined parameters is performed in advance, for example, when the switching power supply device 1B is inspected before product shipment.
  • the predetermined parameter is set to a value after such pre-correction processing (a value finely adjusted on calculation). This is because the estimated value of the load current Iout (load current estimated value Iout(est)) may fluctuate due to individual variations in each element in the switching power supply device 1B.
  • the above-described predetermined parameters include, for example, the capacitance value of the resonant capacitor Cr, the exciting inductance value Lm of the transformer 3, and the load current estimator 6B (each of the detectors 61, 62, 61A, 62A, and 63A described above). and the like.
  • FIG. 12 is a flow chart showing an example of the above-described pre-correction processing according to Modification 1.
  • FIG. 13 is a schematic diagram for explaining an example of the correction processing shown in FIG. Specifically, FIG. 13 shows an example of the output characteristics (correspondence between the load current Iout and the DC output voltage Vout at the time of overcurrent droop) in the switching power supply device 1B. It is shown as 100%.
  • load current estimated value Iout(est) is reduced.
  • Correction is performed (step S43). Specifically, correction is performed to reduce the above-described predetermined parameters (for example, the capacitance value of the resonance capacitor Cr, the exciting inductance value Lm of the transformer 3, etc.). After step S43, the process returns to step S41.
  • load current estimated value Iout(est) is increased.
  • Correction is performed (step S46). Specifically, correction is performed to increase the above-described predetermined parameters (for example, the capacitance value of the resonance capacitor Cr, the exciting inductance value Lm of the transformer 3, etc.). After step S46, the process returns to step S44.
  • the load current Iout is estimated using a predetermined parameter corrected in advance according to the measured value of the correspondence between the load current Iout and the DC output voltage Vout. So it looks like this: That is, for example, when the switching power supply device 1B is inspected at the time of product shipment or the like, such a preliminary correction is performed. , and the manufacturing yield can be improved. As a result, it is also possible to further reduce the cost of the switching power supply device 1B.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1C) according to Modification 2. As shown in FIG.
  • a system including the DC input power supply 10 and the switching power supply device 1C corresponds to a specific example of the "power supply system" of the present invention. .
  • the switching power supply device 1C of Modification 2 has a transformer 3C and a rectification/smoothing circuit 4C instead of the transformer 3 and the rectification/smoothing circuit 4 in the switching power supply devices 1, 1A, and 1B described thus far. They correspond, and other configurations are the same.
  • the transformer 3C has one primary winding 31 and one secondary winding 32. That is, the transformer 3 is provided with two secondary windings 321 and 322, whereas the transformer 3C is provided with only one secondary winding 32.
  • FIG. The secondary winding 32 has a first end connected to a connection point P7 in the rectification/smoothing circuit 4C, which will be described later, and a second end connected to a connection point P8 in the rectification/smoothing circuit 4C.
  • the transformer 3C also converts the voltage (rectangular pulse wave voltage) generated by the inverter circuit 2 and outputs an AC voltage from the end of the secondary winding 32.
  • the degree of voltage conversion of the DC output voltage Vout with respect to the DC input voltage Vin is determined by the turns ratio between the primary winding 31 and the secondary winding 32 and the switching frequency fsw described above. .
  • the rectifying/smoothing circuit 4C has four rectifying diodes 41 to 44 and one output smoothing capacitor Cout. Specifically, the rectifying/smoothing circuit 4C includes a rectifying circuit having rectifying diodes 41 to 44 and a smoothing circuit having an output smoothing capacitor Cout. In other words, the rectifying/smoothing circuit 4C is obtained by changing the configuration of the rectifying circuit in the rectifying/smoothing circuit 4. FIG.
  • rectifying diodes 41 to 44 correspond to a specific example of "plurality of rectifying elements" in the present invention.
  • the rectifier circuit of Modification 2 is a so-called “bridge type” rectifier circuit, unlike the rectifier circuits of the first and second embodiments and Modification 1 (so-called “center tap type” rectifier circuits). ing. That is, the cathodes of rectifier diodes 41 and 43 are connected to output line LO, respectively, and the anode of rectifier diode 41 is connected to the cathode of rectifier diode 42 and the first end of secondary winding 32 at connection point P7. It is connected.
  • the anodes of the rectifier diodes 42 and 44 are connected to the ground line LG, respectively, and the cathode of the rectifier diode 44 is connected to the anode of the rectifier diode 43 and the second end of the secondary winding 32 at the connection point P8. It is connected.
  • the rectifying circuit 4C having such a configuration, as in the rectifying/smoothing circuit 4, the rectifying circuit including the rectifying diodes 41 to 44 rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 3C. It's becoming
  • the rectifier circuit in the rectifying/smoothing circuit 4C is a bridge type rectifying circuit.
  • the number of windings (the number of secondary windings) is reduced to one (secondary winding 32). As a result, it is possible to reduce the size and loss of the transformer 3C.
  • Modifications 3 and 4 (Constitution)
  • the switching power supply devices according to Modifications 3 and 4 are similar to the first and second embodiments, Modification 1, and Modification 2 described above, respectively.
  • Each of the rectifying circuits in the circuits 4 and 4C is a so-called synchronous rectifying circuit as described below.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1D) according to Modification 3. As shown in FIG.
  • the switching power supply device 1D of this modified example 3 is provided with a rectifying/smoothing circuit 4D instead of the rectifying/smoothing circuit 4 in the switching power supply devices 1, 1A, and 1B of the first and second embodiments and the first modification. , and other configurations are the same.
  • the rectification diodes 41 and 42 described above are respectively configured by MOS-FETs (MOS transistors M9 and M10) as switching elements. It is In this synchronous rectification circuit, the MOS transistors M9 and M10 themselves are controlled to be turned on (perform synchronous rectification) in synchronization with the period during which the parasitic diodes of the MOS transistors M9 and M10 are conducting. be.
  • the drive circuit 5 of Modification 4 uses the drive signals SG9 and SG10 to control the ON/OFF operations of the MOS transistors M9 and M10 (see FIG. 15).
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a schematic configuration example of a switching power supply (switching power supply 1E) according to Modification 4. As shown in FIG.
  • the switching power supply device 1E of Modification 4 corresponds to the switching power supply device 1C of Modification 2 in which a rectifying/smoothing circuit 4E is provided instead of the rectifying/smoothing circuit 4C, and other configurations are the same. ing.
  • the MOS transistors M11 to M14 are synchronized with the period during which the parasitic diodes of the MOS transistors M11 to M14 are conductive. M14 itself is also controlled to be on (perform synchronous rectification).
  • the drive circuit 5 of Modification 4 uses the drive signals SG11 to SG14 to control the ON/OFF operations of the MOS transistors M11 to M14 (see FIG. 16).
  • a system including the DC input power supply 10 and the switching power supply 1D or switching power supply 1E is one of the "power supply systems" in the present invention. Corresponds to specific examples.
  • a plurality of rectifying elements in the rectifying circuit are each composed of a switching element, and the rectifying circuit is a synchronous rectifying circuit.
  • a synchronous rectification circuit reduces the conduction loss during rectification, so that it is possible to reduce the size and loss of the rectification circuit.
  • MOS-FET MOS-FET
  • HEMT High Electron Mobility Transistor
  • HFET Heterostructure Field-Effect Transistor
  • the configuration of the inverter circuit was specifically described, but it is not limited to the examples of the above embodiments and the like. good too.
  • the arrangement relationship among the resonant inductor Lr, the resonant capacitor Cr, and the primary winding 31, which are connected in series with each other is not limited to the arrangement relationship described in the embodiment and the like. The order may be random.
  • the resonance inductor Lr, the resonance capacitor Cr, and the primary winding 31 are arranged between the connection point P1 and the primary low-voltage line L1L (input terminal T2).
  • transformer primary winding and secondary winding
  • Primary winding and secondary winding may have other configurations.
  • rectifying and smoothing circuit (rectifying circuit and smoothing circuit) was specifically described, but it is not limited to the examples of the above-described embodiments and the like.
  • a rectifying circuit and a smoothing circuit may have other configurations.
  • the method of controlling the operation of each switching element (switching drive) by the drive circuit has been specifically described. You may make it use another method as a method of .
  • the method for estimating the load current Iout described above is not limited to the method described in the above embodiment and the like, and other methods may be used.
  • the configuration of the load current estimating section was specifically described. Other configurations may be used as the detection unit and the control unit).
  • the DC-DC converter was described as an example of the switching power supply device according to the present invention, but the present invention is applicable to other types of switching power supply devices such as AC-DC converters. It can also be applied to

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Abstract

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力端子対と、出力端子対と、トランスと、第１および第２のスイッチング素子と共振インダクタと共振コンデンサとを含んで構成されたインバータ回路と、整流平滑回路と、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作をそれぞれ制御する制御部と、を備えている。第１および第２のスイッチング素子は、一対の接続ライン同士の間において互いに直列接続されている。共振インダクタ、共振コンデンサおよび１次側巻線は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点と、入力端子対のうちの一方の入力端子との間において、互いに順不同で直列接続されている。制御部は、共振コンデンサの両端間の電圧と、１次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、スイッチング動作を制御する。

Description

スイッチング電源装置および電力供給システム
　本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置、および、そのようなスイッチング電源装置を備えた電力供給システムに関する。
　スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ－ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１参照）。この種のＤＣ－ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むインバータ回路と、電力変換トランス（変圧器）と、整流平滑回路とを備えている。
特許第６３２３２５８号公報
　ところで、このようなＤＣ－ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置では一般に、小型化を図ることが求められている。小型化を図ることが可能なスイッチング電源装置、および、そのようなスイッチング電源装置を備えた電力供給システムを提供することが望ましい。
　本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、１次側巻線および２次側巻線を有するトランスと、入力端子対と１次側巻線との間に配置されており、第１および第２のスイッチング素子と共振インダクタと共振コンデンサとを含んで構成されたインバータ回路と、出力端子対と２次側巻線との間に配置されており、複数の整流素子を有する整流回路と平滑コンデンサを有する平滑回路とを含んで構成された整流平滑回路と、インバータ回路における第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作をそれぞれ制御する制御部と、を備えたものである。第１および第２のスイッチング素子は、入力端子対に対して個別に接続された一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されている。共振インダクタ、共振コンデンサおよび１次側巻線は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との接続点と、入力端子対のうちの一方の入力端子との間において、互いに順不同で直列接続されている。制御部は、共振コンデンサの両端間の電圧と、１次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、スイッチング動作を制御する。
　本発明の一実施の形態に係る電力供給システムは、上記本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置と、上記入力端子対に対して上記入力電圧を供給する電源と、を備えたものである。
　本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置および電力供給システムによれば、小型化を図ることが可能となる。
本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の等価回路を模式的に表す回路図である。 第１の実施の形態に係る電流位相差について説明するための模式図である。 第１の実施の形態に係る負荷電流の推定手法の一例を表す流れ図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 第２の実施の形態に係る手法Ａにおいて利用される各種波形例を表すタイミング図である。 第２の実施の形態に係る負荷電流の推定手法の一例（手法Ａ）を表す流れ図である。 第２の実施の形態に係る手法Ｂにおいて利用される各種波形例を表すタイミング図である。 図８に示したトランス励磁電流の波形例における正負非対称性について説明するための模式図である。 第２の実施の形態に係る負荷電流の推定手法の他の例（手法Ｂ）を表す流れ図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例１に係る事前の補正処理の一例を表す流れ図である。 図１２に示した補正処理の一例について説明するための模式図である。 変形例２に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例３に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例４に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．第１の実施の形態（電流位相差を利用して負荷電流を推定する場合の例）
２．第２の実施の形態（電流時間積の差を利用して負荷電流を推定する場合の例）
３．変形例
　　　変形例１（所定のパラメータに関する事前の補正処理を行う場合の例）
　　　変形例２（ブリッジ型の整流回路を用いた場合の例）
　　　変形例３，４（同期整流回路とした場合の例）
４．その他の変形例
＜１．第１の実施の形態＞　
［構成］
　図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を、回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、直流入力電源１０（例えばバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、負荷９に電力を供給するＤＣ－ＤＣコンバータとして機能するものである。なお、この負荷９としては、例えば電子機器やバッテリ等が挙げられる。また、このスイッチング電源装置１は、以下説明するように、いわゆる「（絶縁型ハーフブリッジ）ＬＬＣ共振型」のＤＣ－ＤＣコンバータとなっている。なお、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。
　ここで、直流入力電圧Ｖinは、本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは、本発明における「出力電圧」の一具体例に対応している。また、直流入力電源１０は、本発明における「電源」の一具体例に対応し、この直流入力電源１０とスイッチング電源装置１とを備えたシステムが、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。
　スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、インバータ回路２と、トランス３と、整流平滑回路４と、駆動回路５と、負荷電流推定部６とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２の間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。
　ここで、入力端子Ｔ１，Ｔ２は、本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は、本発明における「出力端子対」の一具体例に対応している。
　なお、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、例えば、入力コンデンサが配置されているようにしてもよい。具体的には、後述するインバータ回路２と入力端子Ｔ１，Ｔ２との間の位置において、入力コンデンサの第１端（一端）が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力コンデンサの第２端（他端）が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されているようにしてもよい。このような入力コンデンサは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを安定化するためのコンデンサである。
（インバータ回路２）
　インバータ回路２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３における１次側巻線３１との間に、配置されている。このインバータ回路２は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、共振インダクタＬｒと、共振コンデンサＣｒとを有しており、いわゆる「ハーフブリッジ型」のインバータ回路となっている。なお、共振インダクタＬｒは、後述するトランス３における漏れインダクタンスにより構成されていてもよいし、あるいは、そのような漏れインダクタンスとは別個に設けられているようにしてもよい。
　ここで、上記した１次側高圧ラインＬ１Ｈおよび１次側低圧ラインＬ１Ｌはそれぞれ、本発明における「一対の接続ライン」の一具体例に対応している。また、スイッチング素子Ｓ１は、本発明における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子Ｓ２は、本発明における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応している。
　なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ－ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの、スイッチ素子が用いられる。図１に示した例では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、ＭＯＳ―ＦＥＴにより構成されている。このようにして、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるコンデンサおよびダイオード（図１中に図示せず）をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。
　このインバータ回路２では、入力端子Ｔ１，Ｔ２の間（１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間）において、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が、この順序で互いに直列接続されている。具体的には、１次側高圧ラインＬ１Ｈと接続点Ｐ１との間に、スイッチング素子Ｓ１が配置され、接続点Ｐ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、スイッチング素子Ｓ２が配置されている。
　また、このインバータ回路２における共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒと、後述するトランス３における１次側巻線３１とが、上記した接続点Ｐ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間において、互いに直列接続されている。具体的には、図１の例では、共振インダクタＬｒの第１端（一端）が接続点Ｐ１に接続され、この共振インダクタＬｒの第２端（他端）が、上記した１次側巻線３１の一端（接続点Ｐ３）に接続されている。また、この１次側巻線３１の他端が、共振コンデンサＣｒの第１端（一端）としての接続点Ｐ２に接続され、この共振コンデンサＣｒの第２端（他端）が、１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されている。なお、図１に示したように、この共振コンデンサＣｒの第２端は、１次側低圧ラインＬ１Ｌを介して、グランドＧＮＤに接続されている。
　なお、上記した接続点Ｐ１は、本発明における「接続点（第１および第２のスイッチング素子同士の接続点）」の一具体例に対応している。
　このような構成によりインバータ回路２では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がスイッチング動作（オン・オフ動作）を行うことで、以下のようになる。すなわち、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧に変換して、トランス３（１次側巻線３１）へと出力するようになっている。
（トランス３）
　トランス３は、１つの１次側巻線３１と、２つの２次側巻線３２１，３２２とを有している。
　１次側巻線３１では、１次側巻線３１の一端（接続点Ｐ３）が、前述した共振インダクタＬｒにおける他端に接続され、１次側巻線３１の他端が、前述した共振コンデンサＣｒの一端（接続点Ｐ２）に接続されている。
　２次側巻線３２１では、２次側巻線３２１の第１端が、後述する接続ラインＬ２１を介して、後述する整流ダイオード４１のカソードに接続され、２次側巻線３２１の第２端が、後述する整流平滑回路４内のセンタタップＰ６に接続されている。２次側巻線３２２では、２次側巻線３２２の第１端が、後述する接続ラインＬ２２を介して、後述する整流ダイオード４２のカソードに接続され、２次側巻線３２２の第２端が、上記したセンタタップＰ６に接続されている。つまり、２次側巻線３２１，３２２における第２端同士は、このセンタタップＰ６に対して互いに共通接続されている。
　このトランス３は、インバータ回路２によって生成された電圧（トランス３の１次側巻線３１に入力される、矩形パルス波化した電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２１，３２２の各端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合における、直流入力電圧Ｖinに対する直流出力電圧Ｖoutの電圧変換の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２１，３２２との巻数比、および、後述するスイッチング周波数ｆｓｗによって、定まる。
（整流平滑回路４）
　整流平滑回路４は、２個の整流ダイオード４１，４２と、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。具体的には、この整流平滑回路４は、整流ダイオード４１，４２を有する整流回路と、出力平滑コンデンサＣoutを有する平滑回路と、を含んでいる。
　なお、このような２個の整流ダイオード４１，４２は、本発明における「複数の整流素子」の一具体例に対応している。また、出力平滑コンデンサＣoutは、本発明における「平滑コンデンサ」の一具体例に対応している。
　上記した整流回路は、いわゆる「センタタップ型」の整流回路となっている。すなわち、整流ダイオード４１，４２のアノードがそれぞれ、接地ラインＬＧに接続され、整流ダイオード４１のカソードが、接続ラインＬ２１を介して、２次側巻線３２１における前述した第１端に接続され、整流ダイオード４２のカソードが、接続ラインＬ２２を介して、２次側巻線３２２における前述した第１端に接続されている。また、前述したように、２次側巻線３２１，３２２における第２端同士は、センタタップＰ６に対して互いに共通接続されており、このセンタタップＰ６は、出力ラインＬＯを介して、前述した出力端子Ｔ３に接続されている。なお、上記した接地ラインＬＧは、前述した出力端子Ｔ４に接続されている。
　上記した平滑回路では、上記した出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間（出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）に、出力平滑コンデンサＣoutが接続されている。すなわち、この出力平滑コンデンサＣoutの第１端は、出力ラインＬＯに接続され、出力平滑コンデンサＣoutの第２端は、接地ラインＬＧに接続されている。
　このような構成の整流平滑回路４では、整流ダイオード４１，４２を含んで構成される整流回路において、トランス３から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、出力平滑コンデンサＣoutを含んで構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutにより、前述した負荷９へと負荷電流Ｉout（直流出力電流）が流れ、出力端子Ｔ３，Ｔ４から負荷９に対して電力が供給されるようになっている（図１参照）。
（駆動回路５）
　駆動回路５は、インバータ回路２におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の動作をそれぞれ制御する、スイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に対してそれぞれ、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２を個別に供給することで、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング動作（オン・オフ動作）を制御するようになっている。
　ここで、この駆動回路５は、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作を制御する（スイッチング駆動を行う）際に、周波数制御を行うようになっている。すなわち、駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２において、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）制御を行うようになっている。
　また、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング周波数ｆｓｗはそれぞれ変化するものの、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ固定された時比率にて動作するように、上記したスイッチング駆動を行うようになっている。ちなみに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間をそれぞれ、Ｔｏｎ１，Ｔｏｎ２として表した場合、上記した各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の時比率は、以下のようになる。すなわち、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の時比率は、スイッチング周期Ｔｓｗ＝（１／ｆｓｗ）とした場合、このスイッチング周期Ｔｓｗを用いて、（Ｔｏｎ１／Ｔｓｗ），（Ｔｏｎ２／Ｔｓｗ）として表される。
　更に、この駆動回路５は、詳細は後述するが、以下説明する負荷電流推定部６において求められた負荷電流Ｉoutの推定値（後述する負荷電流推定値Ｉout(est)）を利用した、スイッチング駆動を行うようになっている。具体的には、駆動回路５は、このような負荷電流推定値Ｉout(est)を利用したスイッチング駆動を行うことで、負荷電流Ｉoutの値を適切な範囲内に制御するようになっている。
（負荷電流推定部６）
　負荷電流推定部６は、前述した負荷電流Ｉoutの推定を行う（負荷電流推定値Ｉout(est)を、後述する手法にて求める）ものである。具体的には、詳細は後述するが、負荷電流推定部６は、共振インダクタＬｒに流れる共振インダクタ電流ＩＬｒと、１次側巻線３１に流れるトランス励磁電流Ｉｍとに基づいて、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACを求める。そして、負荷電流推定部６は、この１次側換算値ＩoutACに基づいて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようになっている。
　また、特に本実施の形態では、詳細は後述するが、負荷電流推定部６は、これらの共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流位相差φ１を利用して、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようになっている。具体的には、この負荷電流推定部６は、以下説明する、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、そのような電流位相差φ１を求めるようになっている。
　このような負荷電流推定部６は、図１に示した例では、２つの検出部６１，６２と、制御部６０とを有している。
　検出部６１は、共振コンデンサＣｒの両端間（図１中に示したように、共振コンデンサＣｒの第２端が、検出部６１と共通のグランドＧＮＤに接続されている場合において、接続点Ｐ２と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間）の電圧Ｖｃｒを、検出する回路である。この検出部６１はまた、詳細は後述するが、このようにして検出した電圧Ｖｃｒに基づいて、所定の演算処理を行うようになっている。
　検出部６２は、１次側巻線３１の両端間（図１中に示した接続点Ｐ２，Ｐ３間）の電圧Ｖｎｐを、検出する回路である。この検出部６２はまた、詳細は後述するが、このようにして検出した電圧Ｖｎｐに基づいて、所定の演算処理を行うようになっている。
　制御部６０は、各検出部６１，６２における上記した演算処理結果に基づいて、後述する所定の演算処理により、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める回路である。また、この制御部６０は、このようにして求めた負荷電流推定値Ｉout(est)を利用して、駆動回路５におけるスイッチング駆動を制御する（各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング動作を制御する）ようになっている。具体的には、詳細は後述するが、制御部６０は、上記した共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、上記した１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、そのようなスイッチング動作の制御を行う。これにより前述したように、負荷電流Ｉoutの値が適切な範囲内となるように、制御されることになる。
［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
　このスイッチング電源装置１では、インバータ回路２において、直流入力電源１０から入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して供給される直流入力電圧Ｖinが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２によってスイッチングされることで、矩形パルス波化した電圧が生成される。この矩形パルス波化した電圧は、トランス３における１次側巻線３１へと供給され、このトランス３において変圧されることで、２次側巻線３２１，３２２から、変圧された交流電圧が出力される。
　整流平滑回路４では、トランス３から出力された交流電圧（上記した変圧された交流電圧）が、整流回路内の整流ダイオード４１，４２によって整流された後、平滑回路内の出力平滑コンデンサＣoutによって、平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutにより、負荷９へと負荷電流Ｉoutが流れるとともに、負荷９に対して電力が供給される。
（Ｂ．負荷電流Ｉoutの推定動作）
　続いて、図１に加えて図２～図４を参照して、負荷電流推定部６における前述した負荷電流Ｉoutの推定動作（前述した負荷電流推定値Ｉout(est)を導出する動作）について、詳細に説明する。
（Ｂ－１．推定動作の概要）
　図２は、図１に示したスイッチング電源装置１の等価回路（前述したＬＬＣ共振型のコンバータの等価回路）を、模式的に回路図で表したものである。なお、この図２中において、ＶinACは交流入力電圧を、Ｌｍはトランス３の励磁インダクタンス値を、ＲＬ(AC)は１次側負荷を、ｎは１次側巻線３１と２次側巻線３２１，３２２との巻数比（＝１次側巻線３１の巻数ｎｐ／２次側巻線３２１，３２２の巻数ｎｓ）を、それぞれ示している。また、１次側負荷ＲＬ(AC)の抵抗値は、上記した巻数比ｎおよび負荷９の抵抗値ＲＬを用いて、（８・ｎ2・ＲＬ）／π2として表される。なお、このような手法は、基本波近似法（ＦＨＡ：First Harmonic Approximation）と呼ばれており、矩形波電圧の基本周波数のみに注目して近似的に解析する手法となっている。
　この図２に示したように、前述した共振インダクタ電流ＩＬｒは、前述したトランス励磁電流Ｉｍと、前述した負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACとに、分流することになる。つまり、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの差（＝ＩＬｒ－Ｉｍ）から、そのような負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACを求めることで、２次側に流れる負荷電流Ｉout（図１参照）が、１次側で推定できることになる。
　また、図３は、本実施の形態に係る、前述した電流位相差φ１について説明するための模式図である。なお、この図３の例では、正弦波からなる３つの電流ｉ１，ｉ２，ｉ（＝ｉ１－ｉ２）をそれぞれ、図３中の括弧書きにて示したように、上記した共振インダクタ電流ＩＬｒ，トランス励磁電流Ｉｍ，負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACとして、置き換えて示している。また、この図３中には、電流ｉ１（共振インダクタ電流ＩＬｒ）と電流ｉ２（トランス励磁電流Ｉｍ）との電流位相差φ１、および、電流ｉ２と電流ｉ（負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutAC）との電流位相差φ３についても、示している。
　この場合において、図３中に示した電流ｉ１，ｉ２をそれぞれ、以下の（１），（２）式のように規定すると、電流ｉ（＝ｉ１－ｉ２）は、以下の（３）～（８）式のように表される。
ｉ１＝Ｉｍ１・ｓｉｎ（ωｔ＋φ１）
　＝Ｉｍ１・ｓｉｎωｔ・ｃоｓφ１＋Ｉｍ１・ｃоｓωｔ・ｓｉｎφ１　…（１）
ｉ２＝Ｉｍ２・ｓｉｎωｔ　…（２）
（Ｉｍ１，Ｉｍ２：振幅値、ω：角周波数、ｔ：時間）
ｉ（＝ｉ１－ｉ２）＝Ａ・ｓｉｎωｔ＋Ｂ・ｃоｓωｔ　…（３）
　　＝（Ａ2＋Ｂ2）1/2・ｓｉｎ（ωｔ＋φ３）　…（４）
Ａ＝Ｉｍ１・ｃоｓφ１－Ｉｍ２　…（５）
Ｂ＝Ｉｍ１・ｓｉｎφ１　…（６）
（Ａ2＋Ｂ2）1/2＝（Ｉｍ１2＋Ｉｍ２2－２・Ｉｍ１・Ｉｍ２・ｃоｓφ１）1/2
…（７）
φ３＝ｔａｎ-1（Ｂ／Ａ）　…（８）
　そして、これらの（３）～（８）式を利用して、電流ｉ１，ｉ２，ｉをそれぞれ、上記したように、共振インダクタ電流ＩＬｒ，トランス励磁電流Ｉｍ，負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACとして置き換えると、以下のようになる。すなわち、これらのピーク値としてのＩＬｒ(peak)，Ｉｍ(peak)，ＩoutAC(peak)はそれぞれ、以下の（９）～（１２）式にて表される（図２中の各パラメータも参照）。
ＩＬｒ(peak)＝ω・Ｃｒ・Ｖｃｒ(peak)　…（９）
（Ｃｒ：共振コンデンサＣｒの容量値、Ｖｃｒ(peak)：電圧Ｖｃｒのピーク値）
Ｉｍ(peak)＝ＶoutAC／（ω・Ｌｍ）
　　　　　＝（４・ｎ・Ｖout）／（π・ω・Ｌｍ）　…（１０）
ＶoutAC＝（４／π）・ｎ・Ｖout・ｓｉｎωｔ　…（１１）
ＩoutAC(peak)＝
（ＩＬｒ(peak)2＋Ｉｍ(peak)2－２・ＩＬｒ(peak)・Ｉｍ(peak)・ｃоｓφ１）1/2　　…（１２）
　したがって、以下説明する本実施の形態に係る負荷電流Ｉoutの推定手法では、このような演算手法を用いて、負荷電流Ｉoutの推定を行うようにしている。
（Ｂ－２．推定動作の詳細）
　図４は、本実施の形態に係る、負荷電流推定部６による負荷電流Ｉoutの推定手法の一例を、流れ図で表したものである。
　この推定手法の例では、まず、検出部６１が、前述したようにして検出した、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒ（図１参照）に基づき、上記したＩＬｒ(peak)と、この電圧Ｖｃｒのゼロクロス点とを、それぞれ求める（図４のステップＳ１１）。具体的には、検出部６１は、電圧Ｖｃｒに基づき、上記（９）式を用いて、ＩＬｒ(peak)を求める。
　次いで、検出部６２が、前述したようにして検出した、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐ（図１参照：図２中のＶoutACに相当）に基づき、Ｉｍ(peak)と、この電圧Ｖｎｐのゼロクロス点とを、それぞれ求める（ステップＳ１２）。具体的には、検出部６２は、電圧Ｖｎｐに基づき、上記（１０），（１１）式を用いて、Ｉｍ(peak)を求める。
　続いて、制御部６０は、検出部６１，６２において求められた、電圧Ｖｃｒおよび電圧Ｖｎｐの各ゼロクロス点に基づき、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの電流位相差φ１（図２参照）を求める（ステップＳ１３）。具体的には、制御部６０は、これらのゼロクロス点同士の差から、そのような電流位相差φ１を求める。
　次いで、制御部６０は、このようにして求められた、ＩＬｒ(peak)，Ｉｍ(peak)，φ１に基づき、上記（１２）式を用いて、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACのピーク値（ＩoutAC(peak)）を求める（ステップＳ１４）。
　そして、制御部６０は、このようにした求められたＩoutAC(peak)に基づいて、負荷電流Ｉoutの推定値（負荷電流推定値Ｉout(est)）を求める（ステップＳ１５）。具体的には、制御部６０は、以下の（１３）式を用いて、ＩoutAC(peak)の平均値を求めることで、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める。
Ｉout(est)＝ｎ・（２／π）・ＩoutAC(peak)  …（１３）
　以上により、図４に示した負荷電流Ｉoutの推定手法の処理が、終了となる。
（Ｃ．作用・効果）
　ところで、ＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置では一般に、負荷電流についての過電流保護の際に、定電流垂下特性を実現するために、負荷電流の値を正確に検出する必要がある。
　ところが、このような負荷電流を、例えば抵抗素子等の電流センサを用いて検出する場合、その抵抗素子において電力損失が発生するため、スイッチング電源装置における効率が低下し、大型化してしまうことになる。また、このような負荷電流の検出結果に基づく負荷電流の制御を、スイッチング電源装置の１次側にて行おうとした場合、以下のような問題が生じ得る。すなわち、この場合、負荷電流の検出値（２次側で検出された結果）を絶縁して、１次側に伝送する素子（絶縁アンプなど）が必要となるため、スイッチング電源装置における部品点数が増加し、やはり大型化してしまうことになる。ちなみに、この場合は電流の検出値であることから、フォトカプラにて伝送することはできない。これらのことから、一般的なＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置では、負荷電流の値を正確に検出しようとした場合、小型化を図ることが困難であると言える。
　これに対して、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、負荷電流推定部６における制御部６０が、前述した共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、前述した１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、スイッチング動作の制御を行う。これにより本実施の形態では、上記した一般的なＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置の場合等と比べ、スイッチング電源装置１の小型化を図ることが可能となる。具体的には、本実施の形態では、負荷電流推定部６が、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとに基づいて、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACを求め、この１次側換算値ＩoutACに基づいて負荷電流推定値Ｉout(est)を求める。そして、制御部６０は、このようにして求められた負荷電流推定値Ｉout(est)を利用したスイッチング制御を行うことにより、負荷電流Ｉoutの値を制御する。
　これにより本実施の形態では、上記した一般的なＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置の場合とは異なり、以下のようになる。すなわち、１次側にて抵抗素子等の電流センサを用いずに得られた、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACを基にして、負荷電流推定値Ｉout(est)が求められ、この負荷電流推定値Ｉout(est)に基づいて負荷電流Ｉoutの値が制御されることになる。その結果、本実施の形態では、上記したような、抵抗素子等を用いた負荷電流Ｉoutの検出による電力損失の発生が、回避されるとともに、負荷電流Ｉoutの検出値を絶縁して１次側に伝送する素子等が不要となり、部品点数が減少することになる。
　ちなみに、一例として、直流入力電圧Ｖin＝２００～４００［Ｖ］、直流出力電圧Ｖout＝４８［Ｖ］、定格電流＝２１［Ａ］としたスイッチング電源装置１において、負荷電流Ｉoutを、１０［％］程度以内の誤差にて推定することができた。
　以上のことから、本実施の形態では、上記した一般的なＬＬＣ共振型のスイッチング電源装置等と比べ、スイッチング電源装置１の小型化を図ることが可能となる。
　また、上記したように、抵抗素子等を用いた負荷電流Ｉoutの検出による電力損失が、回避されることから、スイッチング電源装置１における低コスト化や信頼性向上を図ることも可能となる。更に、上記したように、負荷電流Ｉoutの検出値を絶縁して１次側に伝送する素子等が不要となり、部品点数が減少することから、この点でも、スイッチング電源装置１における低コスト化や信頼性向上を図ることが可能となる。
　また、本実施の形態では、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流位相差φ１を利用して、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようにしたので、負荷電流Ｉoutの推定を容易に行うことが可能となる。
　更に、本実施の形態では、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、電流位相差φ１を求めるようにしたので、負荷電流Ｉoutの推定を、更に容易に行うことが可能となる。
　加えて、本実施の形態では、インバータ回路２における共振インダクタＬｒが、トランス３における漏れインダクタンスによって構成されるようにした場合には、共振インダクタＬｒを別個に設ける必要がなくなることから、部品点数を低減することができる。その結果、スイッチング電源装置１における更なる小型化や、低コスト化を図ることが可能となる。
　また、本実施の形態では、インバータ回路２におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がそれぞれ、ＭＯＳ－ＦＥＴによって構成されるようにしたので、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすることができ、部品の小型化を図ることが可能となる。
　更に、本実施の形態では、整流平滑回路４における整流回路を、いわゆる「センタタップ型」の整流回路としたので、例えば後述する変形例２のように、いわゆる「ブリッジ型」の整流回路とした場合と比べ、以下のようになる。すなわち、整流素子の個数が２つ（整流ダイオード４１，４２）となって、少なくなる結果、整流回路の小型化や低損失化、低コスト化を図ることが可能となる。
＜２．第２の実施の形態＞
　続いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、以下では、上記第１の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
［構成］
　図５は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
　なお、第１の実施の形態と同様に、直流入力電源１０とこのスイッチング電源装置１Ａとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。
　この第２の実施の形態のスイッチング電源装置１Ａは、第１の実施の形態のスイッチング電源装置１において、負荷電流推定部６の代わりに、以下説明する負荷電流推定部６Ａを設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。
（負荷電流推定部６Ａ）
　負荷電流推定部６Ａは、負荷電流推定部６と同様に、負荷電流Ｉoutの推定を行う（負荷電流推定値Ｉout(est)を求める）ものである。また、この負荷電流推定部６Ａも負荷電流推定部６と同様に、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとに基づいて、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACを求める。そして、この負荷電流推定部６Ａも負荷電流推定部６と同様に、この１次側換算値ＩoutACに基づいて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようになっている。
　また、特に本実施の形態では、詳細は後述するが、負荷電流推定部６Ａは、これらの共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流時間積（時間軸に沿った電流の積分値：電荷量に相当）の差を利用して、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようになっている。更に、この負荷電流推定部６Ａは、詳細は後述するが、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング周波数ｆｓｗと、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒとを用いた共振動作における共振周波数ｆｒと、の間の大小関係に応じて、そのような電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定方法を変更するようになっている。
　このような負荷電流推定部６Ａは、図５に示した例では、３つの検出部６１Ａ，６２Ａ，６３Ａと、制御部６０Ａとを有している。
　検出部６１Ａは、検出部６１と同様に、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒを検出する回路である。この検出部６１Ａはまた、詳細は後述するが、このようにして検出した電圧Ｖｃｒに基づいて、所定の演算処理を行うようになっている。
　検出部６２Ａは、検出部６２と同様に、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐを、検出する回路である。この検出部６２Ａはまた、詳細は後述するが、このようにして検出した電圧Ｖｎｐに基づいて、所定の演算処理を行うようになっている。
　検出部６３Ａは、接続点Ｐ１の電位に対応するスイッチング電圧Ｖｓｗを検出する回路である。この検出部６３Ａはまた、詳細は後述するが、このようにして検出したスイッチング電圧Ｖｓｗに基づいて、所定の演算処理を行うようになっている。なお、図５に示した例では、この検出部６３Ａは、検出部６１Ａおよび共振コンデンサＣｒの第２端側と共通のグランド（グランドＧＮＤ）に接続されている。また、この図５に示した例では、検出部６３Ａが、１次側低圧ラインＬ１Ｌと接続点Ｐ１との間に配置されているが、例えば、１次側高圧ラインＬ１Ｈと接続点Ｐ１との間に配置されているようにしてもよい。
　制御部６０Ａは、各検出部６１Ａ，６２Ａ，６３Ａにおける上記した演算処理結果に基づいて、後述する所定の演算処理により、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める回路である。また、この制御部６０Ａは、制御部６０と同様に、このようにして求めた負荷電流推定値Ｉout(est)に基づいて、駆動回路５におけるスイッチング駆動を制御するようになっている。これにより前述したように、駆動回路５によって、負荷電流Ｉoutの値が適切な範囲内となるように、制御されることになる。
［動作および作用・効果］
（Ａ．負荷電流Ｉoutの推定動作）
　続いて、図５に加えて図６～図１０を参照して、負荷電流推定部６Ａにおける負荷電流Ｉoutの推定動作（負荷電流推定値Ｉout(est)を導出する動作）について、詳細に説明する。具体的には、以下では、前述したスイッチング周波数ｆｓｗが前述した共振周波数ｆｒよりも高い場合（ｆｓｗ＞ｆｒ）の推定手法（手法Ａ）と、逆に、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒよりも低い場合（ｆｓｗ＜ｆｒ）の推定手法（手法Ｂ）とに分けて、詳細に説明する。
　なお、（ｆｓｗ＞ｆｒ，スイッチング周期Ｔｓｗ（＝１／ｆｓｗ）＜共振周期Ｔｒ（＝１／ｆｒ））の場合は、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACが（時間軸に沿って）連続となる動作モードの場合に相当する。一方、（ｆｓｗ＜ｆｒ，Ｔｓｗ＞Ｔｒ）の場合は、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACが（時間軸に沿って）不連続となる動作モードの場合に相当する。
（Ａ－１．手法Ａ：ｆｓｗ＞ｆｒの場合）
　図６は、本実施の形態に係る上記した手法Ａ（ｆｓｗ＞ｆｒの場合の手法）において利用される、各種波形例をタイミング図で表したものである。具体的には、図６（Ａ）は電圧Ｖｎｐ、図６（Ｂ）は、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutAC（＝ＩＬｒ－Ｉｍ）、図６（Ｃ）は、共振インダクタ電流ＩＬｒおよびトランス励磁電流Ｉｍ、図６（Ｄ）は電圧Ｖｃｒについて、各波形例を示している。なお、横軸は時間ｔを示しており、以降のタイミング図においても同様である。
　ここで、図７は、本実施の形態に係る、負荷電流推定部６Ａによる負荷電流Ｉoutの推定手法の一例（上記した手法Ａ）を、流れ図で表したものである。
　まず、この手法Ａ（ｆｓｗ＞ｆｒの場合）では、負荷電流推定部６Ａは、以下説明するように、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、前述した電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定を行う。つまり、この手法Ａでは、負荷電流推定部６Ａは、前述した検出部６１Ａ，６２Ａによる検出結果のみを利用して、検出部６３Ａによる検出結果を利用しないようになっている。
　具体的には、この手法Ａでは、まず、検出部６１Ａが、前述したようにして検出した電圧Ｖｃｒ（図５，図６（Ｄ）参照）に基づき、共振インダクタ電流ＩＬｒと、この共振インダクタ電流ＩＬｒのゼロクロス点とを、それぞれ求める（図７のステップＳ２１）。具体的には、検出部６１Ａは、電圧Ｖｃｒに対する微分演算を行うことで、共振インダクタ電流ＩＬｒを求める。
　次いで、検出部６２Ａが、前述したようにして検出した電圧Ｖｎｐ（図５，図６（Ａ）参照）に基づき、トランス励磁電流Ｉｍの変化量ΔＩｍ（図６（Ｃ）参照）と、この電圧Ｖｎｐのゼロクロス点とを、それぞれ求める（ステップＳ２２）。具体的には、検出部６２Ａは、電圧Ｖｎｐに基づき、以下の（１４）式を用いて、ΔＩｍを求める。
ΔＩｍ＝（Ｖｎｐ・Ｔｓｗ）／（４・Ｌｍ）　…（１４）
（Ｔｓｗ：スイッチング周期（図６参照）、Ｌｍ：トランス３の励磁インダクタンス値）
　続いて、制御部６０Ａは、検出部６１Ａ，６２Ａにおいて求められた、共振インダクタ電流ＩＬｒおよび電圧Ｖｎｐの各ゼロクロス点に基づき、遅れ時間ΔＴ１（図６（Ｃ）参照）を求める（ステップＳ２３）。具体的には図６に示したように、制御部６０Ａは、これらの共振インダクタ電流ＩＬｒおよび電圧Ｖｎｐのゼロクロス点同士の時間差から、そのような遅れ時間ΔＴ１を求める。
　次いで、制御部６０Ａは、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流時間積の差を利用して、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutAC（＝ＩＬｒ－Ｉｍ）の電流時間積（ａ＋ｂ）を求める（ステップＳ２４：図６（Ｂ）参照）。具体的には、制御部６０Ａは、上記したトランス励磁電流Ｉｍの変化量ΔＩｍおよび遅れ時間ΔＴ１に基づき、以下の（１５）式を用いて、そのような電流時間積（ａ＋ｂ）を求める。なお、電流時間積ａ，ｂはそれぞれ、図６（Ｃ）のように示される。
（ａ＋ｂ）＝（Ｃｒ・ΔＶｃｒ）－（ΔＩｍ・ΔＴ１）　…（１５）
（Ｃｒ：共振コンデンサＣｒの容量値、ΔＶｃｒ：電圧Ｖｃｒの最大値と最小値との差（図６（Ｄ）参照））
　そして、制御部６０Ａは、このようにして求められた、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACの電流時間積（ａ＋ｂ）に基づいて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める（ステップＳ２５）。具体的には、制御部６０Ａは、以下の（１６）式を用いて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める。
Ｉout(est)＝（ｎ・（ａ＋ｂ））／（Ｔｓｗ／２）　…（１６）
（ｎ＝ｎｐ／ｎｓ：１次側巻線３１と２次側巻線３２１，３２２との巻数比）
　以上により、図７に示した負荷電流Ｉoutの推定手法（上記した手法Ａ）の処理が、終了となる。
（Ａ－２．手法Ｂ：ｆｓｗ＜ｆｒの場合）
　図８は、本実施の形態に係る上記した手法Ｂ（ｆｓｗ＜ｆｒの場合の手法）において利用される、各種波形例をタイミング図で表したものである。具体的には、図８（Ａ）はスイッチング電圧Ｖｓｗ、図８（Ｂ）は電圧Ｖｎｐ、図８（Ｃ）は負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutAC、図８（Ｄ）は、共振インダクタ電流ＩＬｒおよびトランス励磁電流Ｉｍ、図８（Ｅ）は電圧Ｖｃｒについて、各波形例を示している。
　また、図９は、図８に示したトランス励磁電流Ｉｍの波形例における正負非対称性（正負の値の非対称性）について説明するための模式図である（図９中に示したＴ３：遅れ時間）。具体的には、この図９（および図８（Ｄ））では、そのような正負非対称性を補償するための波形変更（近似波形の調整）に関して、そのような波形変更前のトランス励磁電流Ｉｍ（破線にて図示）と、波形変更後のトランス励磁電流Ｉｍ（実線にて図示）とを、それぞれ示している。
　このように、この手法Ｂ（ｆｓｗ＜ｆｒの場合）では、負荷電流推定部６Ａは、トランス励磁電流Ｉｍにおける正負非対称性を考慮して、負荷電流Ｉoutの推定を行うようになっている。具体的には、例えば図９中に示した積分値Ｓａ，Ｓｂのように（Ｓａ≠Ｓｂ）、（ｆｓｗ＜ｆｒ）の場合では（ｆｓｗ＞ｆｒ）の場合とは異なり、トランス励磁電流Ｉｍにおいて、正の値と負の値とが非対称になっている。このようにトランス励磁電流Ｉｍが正負非対称である場合、正負でキャンセルできないことから、検出値を積分処理しても、負荷電流Ｉoutの分離処理ができないことになる。したがって、この手法Ｂでは上記したように、トランス励磁電流Ｉｍにおける正負非対称性を補償するための波形変更（近似波形の調整）が、施されるようになっている（図８（Ｄ），図９中に示した、Ｉｍに関する矢印参照）。
　ここで、図１０は、本実施の形態に係る、負荷電流推定部６Ａによる負荷電流Ｉoutの推定手法の一例（上記した手法Ｂ）を、流れ図で表したものである。
　まず、この手法Ｂ（ｆｓｗ＜ｆｒの場合）では、負荷電流推定部６Ａは、以下説明するように、前述した電圧Ｖｃｒおよび電圧Ｖｎｐと、前述したスイッチング電圧Ｖｓｗとに基づいて、前述した電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定を行う。つまり、この手法Ｂでは、上記した手法Ａとは異なり、負荷電流推定部６Ａは、前述した検出部６１Ａ，６２Ａ，６３Ａによる各検出結果を、利用するようになっている。
　具体的には、この手法Ｂでは、まず、上記した手法Ａの場合と同様にして、ステップＳ２１の処理が行われる。すなわち、検出部６１Ａが、前述したようにして検出した電圧Ｖｃｒ（図５，図８（Ｅ）参照）に基づき、共振インダクタ電流ＩＬｒと、この共振インダクタ電流ＩＬｒのゼロクロス点とを、それぞれ求める（図１０のステップＳ２１）。具体的には、検出部６１Ａは、電圧Ｖｃｒに対する微分演算を行うことで、共振インダクタ電流ＩＬｒを求める。
　次いで、検出部６２Ａが、前述したようにして検出した電圧Ｖｎｐ（図５，図８（Ｂ）参照）に基づき、トランス励磁電流Ｉｍの変化量ΔＩｍ（図８（Ｄ）参照）を求める（ステップＳ３２）。具体的には、検出部６２Ａは、電圧Ｖｎｐに基づき、以下の（１７）式を用いて、変化量ΔＩｍを求める。
ΔＩｍ＝（Ｖｎｐ・Ｔｒ）／（４・Ｌｍ）　…（１７）
（Ｔｒ：共振周期（＝１／ｆｒ：図８，図９参照））
　次に、検出部６３Ａが、前述したようにして検出したスイッチング電圧Ｖｓｗ（図５，図８（Ａ）参照）に基づき、このスイッチング電圧Ｖｓｗのゼロクロス点を求める（ステップＳ３３）。
　続いて、制御部６０Ａは、検出部６１Ａ，６３Ａにおいて求められた、共振インダクタ電流ＩＬｒおよびスイッチング電圧Ｖｓｗの各ゼロクロス点に基づき、遅れ時間ΔＴ２（図８（Ｄ）参照）を求める（ステップＳ３４）。具体的には図８に示したように、制御部６０Ａは、これらの共振インダクタ電流ＩＬｒおよびスイッチング電圧Ｖｓｗのゼロクロス点同士の時間差から、そのような遅れ時間ΔＴ２を求める。
　次いで、制御部６０Ａは、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流時間積の差を利用して、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutAC（＝ＩＬｒ－Ｉｍ）の電流時間積（ａ＋ｂ）を求める（ステップＳ３５：図８（Ｃ）参照）。具体的には、制御部６０Ａは、上記したトランス励磁電流Ｉｍの変化量ΔＩｍおよび遅れ時間ΔＴ２に基づき、以下の（１８），（１９）式をそれぞれ用いて、そのような電流時間積（ａ＋ｂ）を求める。
（ａ＋ｂ）
＝Ｃｒ・（ΔＶｃｒ－２・ΔＶｃｒ１）－（ΔＩｍ・Ｔｓｗ－Ｉｍ２・Ｔｒ）／２
＝Ｃｒ・ΔＶｃｒ－（ΔＩｍ・Ｔｓｗ）／２＋Ｉｍ２・（Ｔｒ－２・ΔＴ２）／２　…（１８）
Ｉｍ２＝（２・Ｃｒ・ΔＶｃｒ１）／ΔＴ２　…（１９）
（ΔＶｃｒ１：電圧Ｖｃｒの遅れ時間ΔＴ２での変化量（図８（Ｅ）参照））
　そして、制御部６０Ａは、このようにして求められた、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACの電流時間積（ａ＋ｂ）に基づいて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める（ステ
ップＳ３６）。具体的には、制御部６０Ａは、以下の（２０）式を用いて、負荷電流推定値Ｉout(est)を求める。
Ｉout(est)＝（ｎ・（ａ＋ｂ））／（Ｔｓｗ／２）　…（２０）
　以上により、図１０に示した負荷電流Ｉoutの推定手法（上記した手法Ｂ）の処理が、終了となる。
（Ｂ．作用・効果）
　このような本実施の形態のスイッチング電源装置１Ａにおいても、基本的には、第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
　また、特に本実施の形態では、共振インダクタ電流ＩＬｒとトランス励磁電流Ｉｍとの間の電流時間積の差を利用して、負荷電流推定値Ｉout(est)を求めるようにしたので、負荷電流Ｉoutの推定を容易に行うことが可能となる。
　更に、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｓｗと共振周波数ｆｒとの間の大小関係に応じて、電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定方法を、変更する。具体的には、負荷電流推定部６Ａは、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒよりも高い場合には、共振コンデンサＣｒの両端間の電圧Ｖｃｒと、１次側巻線３１の両端間の電圧Ｖｎｐとに基づいて、電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定を行う。また、負荷電流推定部６Ａは、逆に、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒよりも低い場合には、そのような電圧Ｖｃｒおよび電圧Ｖｎｐと、前述したスイッチング電圧Ｖｓｗとに基づいて、電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定を行う。これにより本実施の形態では、そのような周波数同士の大小関係に応じて、適切な推定方法を選択することができるため、負荷電流Ｉoutの推定精度を向上させることが可能となる。
　加えて、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒよりも低い場合には、トランス励磁電流Ｉｍにおける正負の値の非対称性を考慮して、電流時間積の差を利用した負荷電流Ｉoutの推定を行うようにしたので、以下のようになる。すなわち、このような（ｆｓｗ＜ｆｒ）の場合（前述したように、負荷電流Ｉoutの１次側換算値ＩoutACが不連続となる動作モードの場合）においても、負荷電流Ｉoutを高精度に推定することができるため、負荷電流Ｉoutの推定精度を、更に向上させることが可能となる。
　ちなみに、本実施の形態では一例として、負荷電流Ｉoutを、以下のような誤差にて推定することができた。
・（ｆｓｗ＞ｆｒ）の場合（共振インダクタ電流ＩＬｒが連続となる動作モードの場合）：５［％］程度以内の誤差
・（ｆｓｗ＜ｆｒ）の場合（共振インダクタ電流ＩＬｒが不連続となる動作モードの場合）：１０［％］程度以内の誤差
＜３．変形例＞
　続いて、これまでに説明した、第１および第２の実施の形態の変形例（変形例１～４）について説明する。なお、以下では、第１または第２の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
［変形例１］
（構成）
　図１１は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
　なお、第１，第２の実施の形態と同様に、直流入力電源１０とこのスイッチング電源装置１Ｂとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。
　この変形例１のスイッチング電源装置１Ｂは、第１，第２の実施の形態のスイッチング電源装置１，１Ａにおける負荷電流推定部６，６Ａの代わりに、以下説明する負荷電流推定部６Ｂを設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。
　負荷電流推定部６Ｂは、基本的には、これまでに説明した負荷電流推定部６または負荷電流推定部６Ａと同様にして、負荷電流Ｉoutの推定を行うものである。ただし、この負荷電流推定部６Ｂは更に、以下説明するように、負荷電流Ｉoutと直流出力電圧Ｖoutとの間の対応関係（出力特性）の測定値に応じて予め（事前に）補正された所定のパラメータ（後述）を用いて、負荷電流Ｉoutの推定を行うようになっている。
　このような所定のパラメータに関する事前の補正処理は、例えば、スイッチング電源装置１Ｂの製品出荷時等の検査の際に、予め行われるようになっている。言い換えると、所定のパラメータが、そのような事前の補正処理後の値（演算上で微調整された値）に設定されている。これは、スイッチング電源装置１Ｂ内の各素子における個体ばらつき等に起因して、負荷電流Ｉoutの推定値（負荷電流推定値Ｉout(est)）に、変動が生じる可能性があるためである。なお、上記した所定のパラメータのとしては、例えば、共振コンデンサＣｒの容量値、トランス３の励磁インダクタンス値Ｌｍ、負荷電流推定部６Ｂ（前述した各検出部６１，６２，６１Ａ，６２Ａ，６３Ａ）での検出値などが、挙げられる。
　ここで、図１２は、変形例１に係る上記した事前の補正処理の一例を、流れ図で表したものである。また、図１３は、図１２に示した補正処理の一例について説明するための模式図である。具体的には、この図１３では、スイッチング電源装置１Ｂにおける出力特性（負荷電流Ｉoutと直流出力電圧Ｖoutとの間の、過電流垂下時の対応関係）の一例について、定格電流および定格電圧をそれぞれ１００％としたうえで、示している。
　この補正処理例では、まず、負荷電流Ｉout＝１０５％（定格電流の１０５％）に設定した状態（図１３参照）において、直流出力電圧Ｖoutが測定される（図１２のステップＳ４１）。そして、この状態で測定された直流出力電圧Ｖoutが、定格電圧の９５％以上となっている（Ｖout≧９５％）のか否かについて、判定される（ステップＳ４２）。ここで、（Ｖout≧９５％）となっている場合（ステップＳ４２：Ｙ，図１３中のＩout＝１０５％の箇所の「○」印参照）には、後述するステップＳ４４へと進む。
　一方、（Ｖout＜９５％）となっている場合（ステップＳ４２：Ｎ，図１３中のＩout＝１０５％の箇所の「×」印参照）には、負荷電流推定値Ｉout(est)を減少させる補正が行われる（ステップＳ４３）。具体的には、上記した所定のパラメータ（例えば、共振コンデンサＣｒの容量値、トランス３の励磁インダクタンス値Ｌｍなど）を減少させる補正が、行われる。なお、このステップＳ４３の後は、前述したステップＳ４１へと戻ることになる。
　次に、上記したステップＳ４４では、負荷電流Ｉout＝１１０％（定格電流の１１０％）に設定した状態（図１３参照）において、直流出力電圧Ｖoutが測定される。そして、この状態で測定された直流出力電圧Ｖoutが、定格電圧の９５％未満となっている（Ｖout＜９５％）のか否かについて、判定される（ステップＳ４５）。ここで、（Ｖout＜９５％）となっている場合（ステップＳ４５：Ｙ，図１３中のＩout＝１１０％の箇所の「○」印参照）には、図１２に示した一連の補正処理が終了となる。
　一方、（Ｖout≧９５％）となっている場合（ステップＳ４５：Ｎ，図１３中のＩout＝１１０％の箇所の「×」印参照）には、負荷電流推定値Ｉout(est)を増加させる補正が行われる（ステップＳ４６）。具体的には、上記した所定のパラメータ（例えば、共振コンデンサＣｒの容量値、トランス３の励磁インダクタンス値Ｌｍなど）を増加させる補正が、行われる。なお、このステップＳ４６の後は、前述したステップＳ４４へと戻ることになる。
（作用・効果）
　このような変形例１のスイッチング電源装置１Ｂにおいても、基本的には、第１，第２の実施の形態のスイッチング電源装置１，１Ａと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
　また、特にこの変形例１では、負荷電流Ｉoutと直流出力電圧Ｖoutとの間の対応関係の測定値に応じて予め補正された所定のパラメータを用いて、負荷電流Ｉoutの推定を行うようにしたので、以下のようになる。すなわち、例えば、スイッチング電源装置１Ｂの製品出荷時等の検査の際に、そのような事前の補正が行われることから、各素子における個体ばらつき等に起因した、負荷電流Ｉoutの推定値変動を事前に抑えることができ、製造歩留りを向上させることが可能となる。また、その結果、スイッチング電源装置１Ｂにおける更なる低コスト化を図ることも可能となる。
［変形例２］
（構成）
　図１４は、変形例２に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｃ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
　なお、第１，第２の実施の形態等と同様に、直流入力電源１０とこのスイッチング電源装置１Ｃとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。
　この変形例２のスイッチング電源装置１Ｃは、これまでに説明したスイッチング電源装置１，１Ａ，１Ｂにおいて、トランス３および整流平滑回路４の代わりに、トランス３Ｃおよび整流平滑回路４Ｃをそれぞれ設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。
　トランス３Ｃは、１つの１次側巻線３１と、１つの２次側巻線３２とを有している。すなわち、トランス３では、２つの２次側巻線３２１，３２２が設けられていたのに対し、トランス３Ｃでは、１つの２次側巻線３２のみが設けられている。この２次側巻線３２では、第１端が、後述する整流平滑回路４Ｃ内の接続点Ｐ７に接続され、第２端が、この整流平滑回路４Ｃ内の接続点Ｐ８に接続されている。
　このトランス３Ｃもトランス３と同様に、インバータ回路２によって生成された電圧（矩形パルス波化した電圧）を電圧変換し、２次側巻線３２の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合における、直流入力電圧Ｖinに対する直流出力電圧Ｖoutの電圧変換の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２との巻数比、および、前述したスイッチング周波数ｆｓｗによって、定まる。
　整流平滑回路４Ｃは、４個の整流ダイオード４１～４４と、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。具体的には、この整流平滑回路４Ｃは、整流ダイオード４１～４４を有する整流回路と、出力平滑コンデンサＣoutを有する平滑回路と、を含んでいる。すなわち、この整流平滑回路４Ｃは、整流平滑回路４において、整流回路の構成を変更したものとなっている。
　なお、このような４個の整流ダイオード４１～４４は、本発明における「複数の整流素子」の一具体例に対応している。
　この変形例２の整流回路は、第１，第２の実施の形態および変形例１の整流回路（いわゆる「センタタップ型」の整流回路）とは異なり、いわゆる「ブリッジ型」の整流回路となっている。すなわち、整流ダイオード４１，４３のカソードがそれぞれ、出力ラインＬＯに接続され、整流ダイオード４１のアノードが、接続点Ｐ７において、整流ダイオード４２のカソードおよび２次側巻線３２における前述した第１端に接続されている。また、整流ダイオード４２，４４のアノードがそれぞれ、接地ラインＬＧに接続され、整流ダイオード４４のカソードが、接続点Ｐ８において、整流ダイオード４３のアノードおよび２次側巻線３２における前述した第２端に接続されている。
　このような構成の整流平滑回路４Ｃでは、整流平滑回路４と同様に、整流ダイオード４１～４４を含んで構成される整流回路において、トランス３Ｃから出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。
（作用・効果）
　このような構成からなる変形例２のスイッチング電源装置１Ｃにおいても、基本的には、これまでに説明したスイッチング電源装置１，１Ａ，１Ｂと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
　また、特にこの変形例２では、整流平滑回路４Ｃにおける整流回路を、ブリッジ型の整流回路としたので、例えば、第１，第２の実施の形態および変形例１の場合と比べ、トランス３Ｃにおける巻線数（２次側巻線の個数）が１つ（２次側巻線３２）となって、少なくなる。その結果、トランス３Ｃの小型化や低損失化を図ることが可能となる。
［変形例３，４］
（構成）
　変形例３，４に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｄ，１Ｅ）はそれぞれ、これまでに説明した、第１，第２の実施の形態および変形例１と、変形例２とにおいて、整流平滑回路４，４Ｃ内の整流回路をそれぞれ、以下説明するように、いわゆる同期整流回路としたものとなっている。
　具体的には、図１５は、変形例３に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｄ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
　この変形例３のスイッチング電源装置１Ｄは、第１，第２の実施の形態および変形例１のスイッチング電源装置１，１Ａ，１Ｂにおいて、整流平滑回路４の代わりに、整流平滑回路４Ｄを設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。
　この変形例３における同期整流回路（整流平滑回路４Ｄ）では、図１５に示したように、前述した整流ダイオード４１，４２がそれぞれ、スイッチング素子としてのＭＯＳ－ＦＥＴ（ＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０）により構成されている。そして、この同期整流回路では、各ＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０の寄生ダイオードが導通する期間と同期して、これらのＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０自身もオン状態となる（同期整流を行う）ように、制御される。具体的には、この変形例４の駆動回路５は、駆動信号ＳＧ９，ＳＧ１０を用いて、各ＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０のオン・オフ動作を制御するようになっている（図１５参照）。
　また、図１６は、変形例４に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｅ）の概略構成例を、回路図で表したものである。
　この変形例４のスイッチング電源装置１Ｅは、変形例２のスイッチング電源装置１Ｃにおいて、整流平滑回路４Ｃの代わりに、整流平滑回路４Ｅを設けたものに対応しており、他の構成は同様となっている。
　この変形例４における同期整流回路（整流平滑回路４Ｅ）では、図１６に示したように、変形例２で説明した整流ダイオード４１～４４がそれぞれ、スイッチング素子としてのＭＯＳ－ＦＥＴ（ＭＯＳトランジスタＭ１１～Ｍ１４）により構成されている。そして、この変形例４の同期整流回路においても、上記した変形例３の同期整流回路と同様に、各ＭＯＳトランジスタＭ１１～Ｍ１４の寄生ダイオードが導通する期間と同期して、これらのＭＯＳトランジスタＭ１１～Ｍ１４自身もオン状態となる（同期整流を行う）ように、制御される。具体的には、この変形例４の駆動回路５は、駆動信号ＳＧ１１～ＳＧ１４を用いて、各ＭＯＳトランジスタＭ１１～Ｍ１４のオン・オフ動作を制御するようになっている（図１６参照）。
　なお、第１，第２の実施の形態等と同様に、直流入力電源１０と、これらのスイッチング電源装置１Ｄまたはスイッチング電源装置１Ｅとを備えたシステムは、本発明における「電力供給システム」の一具体例に対応している。
（作用・効果）
　このような構成からなる変形例３，４のスイッチング電源装置１Ｄ，１Ｅにおいても、基本的には、これまでに説明したスイッチング電源装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃと同様の作用により、同様の効果を得ることが可能である。
　また、特にこれらの変形例３，４では、整流回路における複数の整流素子がそれぞれ、スイッチング素子によって構成されており、この整流回路が同期整流回路になっているようにしたので、以下のようになる。すなわち、このような同期整流回路によって、整流時の導通損失が低減されることから、整流回路の小型化や低損失化を図ることが可能となる。ちなみに、このようなスイッチング素子としては、上記したＭＯＳ－ＦＥＴの他、例えば、ＨＥＭＴ（（High Electron Mobility Transistor）＝ＨＦＥＴ（Heterostructure Field-Effect Transistor））や、並列にダイオード付加したＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタ等が、挙げられる。
＜３．その他の変形例＞
　以上、実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。
　例えば、上記実施の形態等では、インバータ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、インバータ回路として他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、互いに直列接続されている、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒと１次側巻線３１との配置関係については、実施の形態等で説明した配置関係には限られず、互いに順不同となっていてもよい。また、上記実施の形態等では、これらの共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒと１次側巻線３１とがそれぞれ、接続点Ｐ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌ（入力端子Ｔ２）との間に配置されている場合の例について説明したが、この例には限られない。すなわち、例えば、これらの共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒと１次側巻線３１とがそれぞれ、接続点Ｐ１と１次側高圧ラインＬ１Ｈ（入力端子Ｔ１）との間に配置されているようにしてもよい。
　また、上記実施の形態等では、トランス（１次側巻線および２次側巻線）の構成を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、トランス（１次側巻線および２次側巻線）として他の構成のものを用いるようにしてもよい。
　更に、上記実施の形態等では、整流平滑回路（整流回路および平滑回路）の構成を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、例えば、整流平滑回路（整流回路および平滑回路）として他の構成のものを用いるようにしてもよい。
　加えて、上記実施の形態等では、駆動回路による各スイッチング素子の動作制御（スイッチング駆動）の手法を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、スイッチング駆動の手法として、他の手法を用いるようにしてもよい。また、前述した負荷電流Ｉoutの推定手法については、上記実施の形態等で説明した手法には限られず、他の手法を用いるようにしてもよい。更に、上記実施の形態等では、負荷電流推定部（検出部および制御部）の構成を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、負荷電流推定部（検出部および制御部）として他の構成のものを用いるようにしてもよい。
　また、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ－ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ－ＤＣコンバータなどの、他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。
　更に、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。

Claims (16)

  1. 　入力電圧が入力される入力端子対と、
    　出力電圧が出力される出力端子対と、
    　１次側巻線および２次側巻線を有するトランスと、
    　前記入力端子対と前記１次側巻線との間に配置されており、第１および第２のスイッチング素子と、共振インダクタと、共振コンデンサと、を含んで構成されたインバータ回路と、
    　前記出力端子対と前記２次側巻線との間に配置されており、複数の整流素子を有する整流回路と、平滑コンデンサを有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、
    　前記インバータ回路における前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作をそれぞれ制御する制御部と
    　を備え、
    　前記第１および第２のスイッチング素子は、前記入力端子対に対して個別に接続された一対の接続ライン同士の間において、互いに直列接続されており、
    　前記共振インダクタ、前記共振コンデンサおよび前記１次側巻線は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点と、前記入力端子対のうちの一方の入力端子との間において、互いに順不同で直列接続されており、
    　前記制御部は、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記１次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記スイッチング動作を制御する
    　スイッチング電源装置。
  2. 　前記出力電圧によって電力が供給される負荷に流れる、負荷電流の推定を行うと共に、前記制御部を有する負荷電流推定部を備えており、
    　前記負荷電流推定部は、
    　前記共振インダクタに流れる共振インダクタ電流と、前記１次側巻線に流れるトランス励磁電流とに基づいて、前記負荷電流の１次側換算値を求めると共に、
    　前記負荷電流の１次側換算値に基づいて前記負荷電流の推定値を求め、
    　前記制御部は、前記負荷電流の推定値を利用して前記スイッチング動作の制御を行うことにより、前記負荷電流の値を制御する
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記負荷電流推定部は、前記共振インダクタ電流と前記トランス励磁電流との間の電流位相差を利用して、前記負荷電流の推定値を求める
    　請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記負荷電流推定部は、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記１次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記電流位相差を求める
    　請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記負荷電流推定部は、前記共振インダクタ電流と前記トランス励磁電流との間の電流時間積の差を利用して、前記負荷電流の推定値を求める
    　請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記負荷電流推定部は、
    　前記第１および第２のスイッチング素子におけるスイッチング周波数と、
    　前記共振インダクタと前記共振コンデンサとを用いた共振動作における共振周波数と、
    　の間の大小関係に応じて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定方法を、変更する
    　請求項５に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記負荷電流推定部は、
    　前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも高い場合には、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記１次側巻線の両端間の電圧とに基づいて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行うと共に、
    　前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも低い場合には、前記共振コンデンサの両端間の電圧と、前記１次側巻線の両端間の電圧と、前記接続点の電位に対応するスイッチング電圧とに基づいて、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行う
    　請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記負荷電流推定部は、
    　前記スイッチング周波数が前記共振周波数よりも低い場合には、
    　前記トランス励磁電流における正負の値の非対称性を考慮して、前記電流時間積の差を利用した前記負荷電流の推定を行う
    　請求項６または請求項７に記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記負荷電流推定部は、
    　前記負荷電流と前記出力電圧との間の対応関係の測定値に応じて予め補正された所定のパラメータを用いて、前記負荷電流の推定を行う
    　請求項２ないし請求項８のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記所定のパラメータが、前記共振コンデンサの容量値、前記トランスの励磁インダクタンス値、または、前記負荷電流推定部での検出値である
    　請求項９に記載のスイッチング電源装置。
  11. 　前記共振インダクタが、前記トランスにおける漏れインダクタンスにより構成されている
    　請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  12. 　前記第１および第２のスイッチング素子がそれぞれ、ＭＯＳ－ＦＥＴにより構成されている
    　請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  13. 　前記整流回路が、センタタップ型の整流回路である
    　請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  14. 　前記整流回路が、ブリッジ型の整流回路である
    　請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  15. 　前記複数の整流素子がそれぞれ、スイッチング素子により構成されており、前記整流回路が、同期整流回路となっている
    　請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
  16. 　請求項１ないし請求項１５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置と、
    　前記入力端子対に対して前記入力電圧を供給する電源と
    　を備えた電力供給システム。

    　                                                                              
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