WO2022145697A1 - 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로 - Google Patents

브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로 Download PDF

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김정은
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Definitions

  • the present invention relates to a zero voltage switching circuit for a bridgeless power factor correction boost converter.
  • the boost converter is a power conversion circuit that can generate an output voltage higher than the input voltage through switching, and has the advantage of continuous input current, so it is mainly applied to the power factor improvement circuit of a power conversion system that receives an AC input.
  • a bridgeless boost converter is applied to minimize power loss due to diode rectification, and among them, a bridgeless boost converter having a bidirectional switch that can be implemented the most is mainly applied. .
  • FIG. 1 and 2 are diagrams for explaining an operation mode of a conventional bridgeless boost converter circuit
  • FIG. 3 is an operation waveform diagram of a conventional bridgeless boost converter circuit.
  • the voltage VG(QB) is the gate voltage of the bidirectional switches QB1 and QB2
  • the current iLB is the current charged in the inductor LB
  • the current iQB is the bidirectional switches QB1 and QB2.
  • the voltage V(QB) is the voltage applied to both ends of the bidirectional switches QB1 and QB2.
  • Patent Document 1 Korea Patent Publication No. 2001-0098366 (published on November 08, 2001)
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide a zero voltage switching circuit for a bridgeless power factor improving boost converter capable of securing price competitiveness while reducing switching loss.
  • a zero voltage switching circuit for a bridgeless power factor improving boost converter for solving these technical problems includes a first inductor connected in series with an AC input power, one end connected to the AC input power source, and the first inductor and the other end connected to the first inductor
  • the bidirectional switch is connected, a first line part in which a first diode and a second diode are connected in series, a second line part in which a third diode and a fourth diode are connected in series, and a third line part in which a first switch and a second switch are connected in series.
  • a second inductor for a bridgeless power factor improving boost converter according to the present invention for solving these technical problems includes a first inductor connected in series with an AC input power, one end connected to the AC input power source, and the first inductor and the other end connected to the first inductor
  • the bidirectional switch is connected, a first line part in which a first diode and a second diode are connected in series, a second line part
  • the first line part, the second line part, and the third line part are connected in parallel.
  • a contact point of the AC input power source and the bidirectional switch is connected to a contact point of the first diode and the second diode.
  • a contact point of the first inductor and the bidirectional switch is connected to a contact point of the third diode and the fourth diode.
  • the second inductor connects the third diode, the fourth diode, the first inductor, and the contacts of the bidirectional switch and the contacts of the first switch and the second switch.
  • the operation mode of the circuit includes a first mode in which the bidirectional switch is turned on to charge a current in the first inductor, and a first mode in which the bidirectional switch is turned off to charge a current in the first inductor to the third mode.
  • the current charged in the second inductor is the body diode of the first switch (body diode) may include a fifth mode in which current is charged in the first inductor.
  • the operation mode of the circuit includes a first mode in which the bidirectional switch is on to charge a current in the first inductor, and a first mode in which the bidirectional switch is turned off and the current charged in the first inductor is the first mode
  • a fourth mode in which the fourth diode is turned off and the third diode is turned on and current flows to the bidirectional switch, and the first switch is turned off and the current charged in the second inductor is the body diode of the second switch (body diode) may include a fifth mode in which current is charged in the first inductor.
  • the first diode, the second diode, the third diode, and the fourth diode may be standard recovery diodes.
  • the circuit may further include a capacitor connected in parallel to the first line unit, the second line unit, and the third line unit.
  • the bidirectional switch may include a pair of transistors connected in series and a pair of diodes connected in parallel to each of the pair of transistors, and the pair of diodes may be connected in reverse direction to each other.
  • Transistors constituting the first switch, the second switch, and the bidirectional transistor may be an insulated gate bipolar transistor (IGBT), a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), a bipolar junction transistor (BJT), a SiC FET, or a GaN FET. have.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • BJT bipolar junction transistor
  • SiC FET SiC FET
  • GaN FET GaN FET
  • 1 and 2 are diagrams for explaining an operation mode of a conventional bridgeless boost converter circuit.
  • FIG. 3 is an operation waveform diagram of a conventional bridgeless boost converter circuit.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a circuit according to an embodiment of the present invention.
  • 5 to 9 are diagrams for explaining an operation mode of a circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is an operation waveform diagram of a circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the zero voltage switching circuit for the bridgeless power factor improvement boost converter includes a first inductor LB connected in series with an AC input power source ACinput, a bidirectional switch 10, and a first diode ( DS1) and the second diode (DS2) are connected in series to the first line portion (Line1), the third diode (DF1) and the fourth diode (DF2) are connected in series to the second line portion (Line2), the zero voltage switching auxiliary circuit portion ( 20) and a capacitor Cout.
  • the bidirectional switch 10 may have one end connected to the AC input power source ACinput and the other end connected to the first inductor LB.
  • the bidirectional switch 10 may include a pair of switches QB1 and QB2 connected in series.
  • the pair of switches QB1 and QB2 may include a transistor and a diode connected in parallel, respectively.
  • the diodes included in each of the pair of switches QB1 and QB2 may be connected to each other in the reverse direction.
  • the zero voltage switching auxiliary circuit unit 20 may include a third line unit Line3 and a second inductor LA to which the first switch QA1 and the second switch QA2 are connected in series.
  • the first line part Line1 , the second line part Line2 , and the third line part Line3 may be connected to each other in parallel.
  • the capacitor Cout may also be connected in parallel to the first line part Line1 , the second line part Line2 , and the third line part Line3 .
  • a contact point of the AC input power source ACinput and the bidirectional switch 10 may be connected to a contact point of the first diode DS1 and the second diode DS2 .
  • a contact point of the first inductor LB and the bidirectional switch 10 may be connected to a contact point of the third diode DF1 and the fourth diode DF2.
  • the second inductor LA includes the third diode DF1, the fourth diode DF2, the first inductor LB, and the contacts of the bidirectional switch 10 and the first switch QA1 and the second switch QA2. You can connect between contacts.
  • the first diode DS1 , the second diode DS2 , the third diode DF1 , and the fourth diode DF2 may be standard recovery diodes. Since standard recovery diodes are inexpensive and have a small forward voltage drop, it is advantageous to use them for the first diode DS1, the second diode DS2, the third diode DF1, and the fourth diode DF2. Accordingly, it is possible to apply other diodes or other switching devices other than the standard recovery diode.
  • Transistors constituting the first switch QA1 , the second switch QA2 , and the bidirectional switch 10 are an insulated gate bipolar transistor (IGBT), a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), a bipolar junction transistor (BJT), and a SiC. It may be a FET or a GaN FET.
  • FIG. 5 to 9 are diagrams for explaining an operation mode of a circuit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is an operation waveform diagram of a circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the circuit according to the invention can operate in five modes. 5 to 10 illustrate a case in which the input voltage of the AC input power source (ACinput) is positive.
  • a current may be charged in the second inductor LA by turning on the second switch QA2 .
  • the third diode DF1 is turned on, and as illustrated in FIG. 7 , there are two conduction paths. is formed in the circuit.
  • the third diode DF1 is turned off and the fourth diode DF2 is turned on, as illustrated in FIG. 8 .
  • Two conduction paths are formed in the circuit as shown.
  • a current flows to the bidirectional switch 10 through the second diode DS2 to achieve a zero voltage switching condition.
  • the charging current iLB of the second inductor LB flows through the body diode of the first switch QA1 and has two conduction paths as illustrated in FIG. 9 . is formed in the circuit.
  • the voltage of the bidirectional switch 10 is 0V, a current is charged in the first inductor LB from the input voltage of the AC input power source ACinput.
  • the bidirectional switch 10 is turned on, zero voltage switching is performed.
  • the voltage VG(QB) is the gate voltage of the bidirectional switch 10
  • the voltage VG(QA) is the gate voltage of the first switch QA1
  • the current iLB is a current charged in the first inductor LB
  • the current iLA is a current charged in the second inductor LA.
  • a voltage V(QB) is a voltage applied to the bidirectional switch 10
  • a current iQB is a current flowing through the bidirectional switch 10
  • the current iQA1 and the current iQA2 are the body diode currents of the first switch QA1 and the second switch QA2 .
  • the bidirectional switch 10 When the bidirectional switch 10 is turned off, the current charged in the first inductor LB is transferred to the output through the fourth diode DF2 and the first diode DS1 .
  • a current may be charged in the second inductor LA by turning on the first switch QA1 .
  • the charging current iLA of the second inductor LA is greater than the charging current iLB of the first inductor LB, so that the fourth diode DF2 is turned on.
  • the fourth diode DF2 When the charging current iLB of the first inductor LB is greater than the charging current iLA of the second inductor LA, the fourth diode DF2 is turned off and the third diode DF1 is turned on. At the same time, a current flows to the bidirectional switch 10 through the first diode DS1 to achieve a zero voltage switching condition.
  • the charging current iLB of the second inductor LB flows through the body diode of the second switch QA2 , and at the same time, the voltage of the bidirectional switch 10 is 0V, so AC input power A current is charged in the first inductor LB from the input voltage of ACinput. At this time, when the bidirectional switch 10 is turned on, zero voltage switching is performed.

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Abstract

본 발명은 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로에 관한 것으로, 본 발명에 따른 회로는 교류 입력 전원과 직렬 연결되는 제1 인덕터, 교류 입력 전원과 일단이 연결되고 제1 인덕터와 타단이 연결되는 양방향 스위치, 제1 다이오드와 제2 다이오드가 직렬 연결된 제1 라인부, 제3 다이오드와 제4 다이오드가 직렬 연결된 제2 라인부, 제1 스위치와 제2 스위치가 직렬 연결된 제3 라인부, 및 제2 인덕터를 포함한다. 제1 라인부, 제2 라인부 및 제3 라인부는 병렬 연결된다. 교류 입력 전원 및 양방향 스위치의 접점은 제1 다이오드 및 제2 다이오드의 접점에 연결된다. 제1 인덕터 및 양방향 스위치의 접점은 제3 다이오드 및 제4 다이오드의 접점에 연결된다. 제2 인덕터는 제3 다이오드, 제4 다이오드, 제1 인덕터 및 양방향 스위치의 접점과 제1 스위치 및 제2 스위치의 접점 사이를 연결한다.

Description

브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로
본 발명은 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로에 관한 것이다.
부스트 컨버터(Boost Converter)는 스위칭을 통하여 입력전압보다 높은 출력전압을 생성할 수 있는 전력변환회로이며, 입력전류가 연속적인 장점이 있어 AC 입력을 받는 전력변환시스템의 역률개선 회로에 주로 적용된다. 최근 고효율에 대한 수요가 높아짐에 따라, 다이오드 정류에 의한 전력 손실을 최소화하기 위하여 브리지리스 부스트 컨버터가 적용되고 있으며, 그 중에서도 가장 간단하게 구현할 수 있는 양방향 스위치를 갖는 브리지리스 부스트 컨버터가 주로 적용되고 있다.
도 1 및 도 2는 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이고, 도 3은 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로의 동작 파형도이다.
도 3에서 전압(VG(QB))은 양방향 스위치(QB1, QB2)의 게이트 전압이고, 전류(iLB)는 인덕터(LB)에 충전된 전류이며, 전류(iQB)는 양방향 스위치(QB1, QB2)에 흐르는 전류이고, 전압(V(QB))는 양방향 스위치(QB1, QB2)의 양단에 걸리는 전압이다.
도 1에 예시한 것과 같이 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로는 양방향 스위치(QB1, QB2)가 온(on)되면, 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압이 인덕터(LB)에 전류를 충전하는 제1 모드(Mode 1)로 동작한다.
그리고 도 2에 예시한 것과 같이 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로는 양방향 스위치(QB1, QB2)가 오프(off)되면, 인덕터(LB)에 충전된 전류(iLB)가 다이오드(DF1) 및 다이오드(DS2)를 통하여 출력으로 전달된다.
그런데 도 3에 예시한 것과 같이 양방향 스위치(QB1, QB2)의 하드-스위칭(Hard-Switching)으로 인한 스위칭 손실이 증가한다. 이와 같이 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로는 고주파 정류 다이오드로 가격이 비싼 SiC 다이오드가 적용되어야 할 뿐만 아니라, 양방향 스위치의 스위칭 손실로 인하여 효율 향상에 한계가 존재한다.
[선행기술문헌]
(특허문헌 1) 한국공개특허 제2001-0098366호(공개일자: 2001년 11월 08일)
따라서 본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 스위칭 손실을 저감하면서 가격 경쟁력을 확보할 수 있는 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로를 제공하는 것이다.
이러한 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로는 교류 입력 전원과 직렬 연결되는 제1 인덕터, 상기 교류 입력 전원과 일단이 연결되고 상기 제1 인덕터와 타단이 연결되는 양방향 스위치, 제1 다이오드와 제2 다이오드가 직렬 연결된 제1 라인부, 제3 다이오드와 제4 다이오드가 직렬 연결된 제2 라인부, 제1 스위치와 제2 스위치가 직렬 연결된 제3 라인부, 및 제2 인덕터를 포함한다.
상기 제1 라인부, 상기 제2 라인부 및 상기 제3 라인부는 병렬 연결된다.
상기 교류 입력 전원 및 상기 양방향 스위치의 접점은 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드의 접점에 연결된다.
상기 제1 인덕터 및 상기 양방향 스위치의 접점은 상기 제3 다이오드 및 상기 제4 다이오드의 접점에 연결된다.
상기 제2 인덕터는 상기 제3 다이오드, 상기 제4 다이오드, 상기 제1 인덕터 및 상기 양방향 스위치의 접점과 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 접점 사이를 연결한다.
상기 회로의 동작 모드는, 상기 양방향 스위치가 온(on)되어 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제1 모드, 상기 양방향 스위치가 오프(off)되어 상기 제1 인덕터에 충전된 전류가 상기 제3 다이오드 및 상기 제2 다이오드를 통해 출력으로 전달되는 제2 모드, 상기 제2 스위치가 온되어 상기 제2 인덕터에 전류가 충전되는 제3 모드, 상기 제2 인덕터의 전류가 상기 제1 인덕터의 전류보다 커지면 상기 제3 다이오드가 오프되고 상기 제4 다이오드가 온되어 상기 양방향 스위치로 전류가 흐르는 제4 모드, 및 상기 제2 스위치가 오프되어 상기 제2 인덕터에 충전된 전류가 상기 제1 스위치의 바디 다이오드(body diode)를 통해 흐르고 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제5 모드를 포함할 수 있다.
상기 회로의 동작 모드는, 상기 양방향 스위치가 온(on)되어 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제1 모드, 상기 양방향 스위치가 오프(off)되어 상기 제1 인덕터에 충전된 전류가 상기 제1 다이오드 및 상기 제4 다이오드를 통해 출력으로 전달되는 제2 모드, 상기 제1 스위치가 온되어 상기 제2 인덕터에 전류가 충전되는 제3 모드, 상기 제2 인덕터의 전류가 상기 제1 인덕터의 전류보다 커지면 상기 제4 다이오드가 오프되고 상기 제3 다이오드가 온되어 상기 양방향 스위치로 전류가 흐르는 제4 모드, 및 상기 제1 스위치가 오프되어 상기 제2 인덕터에 충전된 전류가 상기 제2 스위치의 바디 다이오드(body diode)를 통해 흐르고 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제5 모드를 포함할 수 있다.
상기 제1 다이오드, 상기 제2 다이오드, 상기 제3 다이오드 및 상기 제4 다이오드는 표준 회복 다이오드(Standard Recovery Diode)일 수 있다.
상기 회로는 상기 제1 라인부, 상기 제2 라인부 및 상기 제3 라인부와 병렬 연결되는 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 양방향 스위치는 직렬 연결된 한 쌍의 트랜지스터와 상기 한 쌍의 트랜지스터 각각에 병렬 연결되는 한 쌍의 다이오드를 포함하고, 상기 한 쌍의 다이오드는 서로 역방향으로 연결될 수 있다.
상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치 및 상기 양방향 트랜지스터를 구성하는 트랜지스터는 IGBT(Insulated gate bipolar transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect transistor), BJT(Bipolar Junction Transistor), SiC FET 또는 GaN FET 일 수 있다.
본 발명에 의하면 고주파 정류 다이오드로 가격이 비싼 SiC 다이오드 대신에 가격이 저렴한 표준 회복 다이오드(Standard Recovery Diode)를 적용하여 가격 경쟁력을 확보할 수 있으며, 양방향 스위칭 보조 회로를 추가함으로써 스위칭 손실을 저감할 수 있는 장점이 있다.
도 1 및 도 2는 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 종래 브리지리스 부스트 컨버터 회로의 동작 파형도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 회로를 나타낸 회로도이다.
도 5 내지 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 회로의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 회로의 동작 파형도이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다. 그러나 이들 실시 예는 본 발명을 보다 구체적으로 설명하기 위한 것으로, 본 발명의 범위가 이에 의하여 제한되지 않는다는 것은 당업계의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제의 해결 방안을 명확하게 하기 위한 발명의 구성을 본 발명의 바람직한 실시 예에 근거하여 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하되, 도면의 구성요소들에 참조번호를 부여함에 있어서 동일 구성요소에 대해서는 비록 다른 도면상에 있더라도 동일 참조번호를 부여하였으며 당해 도면에 대한 설명시 필요한 경우 다른 도면의 구성요소를 인용할 수 있음을 미리 밝혀둔다. 아울러 본 발명의 바람직한 실시 예에 대한 동작 원리를 상세하게 설명함에 있어 본 발명과 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명 그리고 그이외의 제반 사항이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우, 그 상세한 설명을 생략한다.
덧붙여, 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 '연결'되어 있다고 할때, 이는 '직접적으로 연결'되어 있는 경우뿐만 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 '간접적으로 연결'되어 있는 경우도 포함한다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함한다(comprises)" 또는 "포함하는(comprising)"은 언급된 구성요소, 단계, 동작, 또는 소자 외에 하나 이상의 다른 구성요소, 단계, 동작, 또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 회로를 나타낸 회로도이다.
도 4를 참고하면, 본 발명에 따른 브리지리스 역률개선 부스트 컨버터를 위한 영전압 스위칭 회로는 교류 입력 전원(ACinput)과 직렬 연결되는 제1 인덕터(LB), 양방향 스위치(10), 제1 다이오드(DS1)와 제2 다이오드(DS2)가 직렬 연결된 제1 라인부(Line1), 제3 다이오드(DF1)와 제4 다이오드(DF2)가 직렬 연결된 제2 라인부(Line2), 영전압 스위칭 보조회로부(20) 및 커패시터(Cout)를 포함할 수 있다.
양방향 스위치(10)는 교류 입력 전원(ACinput)과 일단이 연결되고 제1 인덕터(LB)와 타단이 연결될 수 있다.
양방향 스위치(10)는 직렬 연결된 한 쌍의 스위치(QB1, QB2)로 이루어질 수 있다. 한 쌍의 스위치(QB1, QB2)는 병렬 연결된 트랜지스터와 다이오드를 각각 포함할 수 있다. 한 쌍의 스위치(QB1, QB2)에 각각 포함된 다이오드는 서로 역방향으로 연결될 수 있다.
영전압 스위칭 보조회로부(20)는 제1 스위치(QA1)와 제2 스위치(QA2)가 직렬 연결된 제3 라인부(Line3) 및 제2 인덕터(LA)를 포함할 수 있다.
제1 라인부(Line1), 제2 라인부(Line2), 제3 라인부(Line3)는 서로 병렬로 연결될 수 있다. 커패시터(Cout)도 제1 라인부(Line1), 제2 라인부(Line2), 제3 라인부(Line3)에 병렬로 연결될 수 있다.
교류 입력 전원(ACinput) 및 양방향 스위치(10)의 접점은 제1 다이오드(DS1) 및 제2 다이오드(DS2)의 접점에 연결될 수 있다.
제1 인덕터(LB) 및 양방향 스위치(10)의 접점은 제3 다이오드(DF1) 및 제4 다이오드(DF2)의 접점에 연결될 수 있다.
제2 인덕터(LA)는 제3 다이오드(DF1), 제4 다이오드(DF2), 제1 인덕터(LB) 및 양방향 스위치(10)의 접점과 제1 스위치(QA1) 및 제2 스위치(QA2)의 접점 사이를 연결할 수 있다.
제1 다이오드(DS1), 제2 다이오드(DS2), 제3 다이오드(DF1) 및 제4 다이오드(DF2)는 표준 회복 다이오드(Standard Recovery Diode)일 수 있다. 표준 회복 다이오드가 가격이 낮고 순방향 전압 강하가 작은 점에서 제1 다이오드(DS1), 제2 다이오드(DS2), 제3 다이오드(DF1) 및 제4 다이오드(DF2)에 사용하는 것이 유리하나 실시예에 따라서, 표준 회복 다이오드가 아닌 다른 다이오드나 기타 스위칭 소자의 적용도 가능하다.
제1 스위치(QA1), 제2 스위치(QA2) 및 양방향 스위치(10)를 구성하는 트랜지스터는 IGBT(Insulated gate bipolar transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect transistor), BJT(Bipolar Junction Transistor), SiC FET 또는 GaN FET 일 수 있다.
도 5 내지 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 회로의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이고, 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 회로의 동작 파형도이다.
본 발명에 따른 회로는 5개의 모드로 동작할 수 있다. 도 5 내지 10은 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압이 Positive인 경우에 대해서 설명한 것이다.
제1 모드(Mode 1)
양방향 스위치(10)가 온(on)되면 도 5에 예시한 것과 같은 도통 경로가 형성되어 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압으로부터 제1 인덕터(LB)에 전류가 충전된다.
제2 모드(Mode 2)
양방향 스위치(10)가 오프(off)되면, 도 6에 예시한 것과 같은 도통 경로가 형성되어 제1 인덕터(LB)에 충전된 전류가 제3 다이오드(DF1) 및 제2 다이오드(DS2)를 통해 출력으로 전달된다.
제3 모드(Mode 3)
제2 스위치(QA2)를 온시켜 제2 인덕터(LA)에 전류를 충전시킬 수 있다. 이 때 제1 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)가 제2 인덕터(LA)의 충전 전류(iLA)보다 커서 제3 다이오드(DF1)가 온 되며, 도 7에 예시한 것과 같이 2개의 도통 경로가 회로에 형성된다.
제4 모드(Mode 4)
제2 인덕터(LA)의 충전 전류(iLA)가 제1 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)보다 커지면 제3 다이오드(DF1)가 오프되고 제4 다이오드(DF2)가 온 되어 도 8에 예시한 것과 같이 2개의 도통 경로가 회로에 형성된다. 동시에 제2 다이오드(DS2)를 통해 양방향 스위치(10)로 전류가 흘러 영전압 스위칭 조건이 달성된다.
제5 모드(Mode 5)
제2 스위치(QA2)가 오프되면, 제2 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)가 제1 스위치(QA1)의 바디 다이오드(body diode)를 통해 흐르면서 도 9에 예시한 것과 같이 2개의 도통 경로가 회로에 형성된다. 동시에 양방향 스위치(10)의 전압이 0V 이므로 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압으로부터 제1 인덕터(LB)에 전류가 충전된다. 이때 양방향 스위치(10)를 온 하면 영전압 스위칭이 된다.
도 10에서 전압(VG(QB))은 양방향 스위치(10)의 게이트 전압이고, 전압(VG(QA))는 제1 스위치(QA1)의 게이트 전압이다. 그리고 전류(iLB)는 제1 인덕터(LB)에 충전되는 전류이며, 전류(iLA)는 제2 인덕터(LA)에 충전되는 전류이다. 전압(V(QB))은 양방향 스위치(10)에 걸리는 전압이고, 전류(iQB)는 양방향 스위치(10)에 흐르는 전류이다. 그리고 전류(iQA1)과 전류(iQA2)는 제1 스위치(QA1)와 제2 스위치(QA2)의 바디 다이오드 전류이다.
한편 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압이 Negative인 경우의 동작 모드에 대해서 정리하면 다음과 같다.
제1 모드(Mode 1)
양방향 스위치(10)가 온(on)되면 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압으로부터 제1 인덕터(LB)에 전류가 충전된다.
제2 모드(Mode 2)
양방향 스위치(10)가 오프(off)되면, 제1 인덕터(LB)에 충전된 전류가 제4 다이오드(DF2) 및 제1 다이오드(DS1)를 통해 출력으로 전달된다.
제3 모드(Mode 3)
제1 스위치(QA1)를 온시켜 제2 인덕터(LA)에 전류를 충전시킬 수 있다. 이 때 제2 인덕터(LA)의 충전 전류(iLA)가 제1 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)보다 커서 제4 다이오드(DF2)가 온 된다.
제4 모드(Mode 4)
제1 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)가 제2 인덕터(LA)의 충전 전류(iLA)보다 커지면 제4 다이오드(DF2)가 오프되고 제3 다이오드(DF1)가 온 된다. 동시에 제1 다이오드(DS1)를 통해 양방향 스위치(10)로 전류가 흘러 영전압 스위칭 조건이 달성된다.
제5 모드(Mode 5)
제1 스위치(QA1)가 오프되면, 제2 인덕터(LB)의 충전 전류(iLB)가 제2 스위치(QA2)의 바디 다이오드를 통해 흐르면서, 동시에 양방향 스위치(10)의 전압이 0V 이므로 교류 입력 전원(ACinput)의 입력 전압으로부터 제1 인덕터(LB)에 전류가 충전된다. 이때 양방향 스위치(10)를 온 하면 영전압 스위칭이 된다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (7)

  1. 교류 입력 전원과 직렬 연결되는 제1 인덕터,
    상기 교류 입력 전원과 일단이 연결되고 상기 제1 인덕터와 타단이 연결되는 양방향 스위치,
    제1 다이오드와 제2 다이오드가 직렬 연결된 제1 라인부,
    제3 다이오드와 제4 다이오드가 직렬 연결된 제2 라인부,
    제1 스위치와 제2 스위치가 직렬 연결된 제3 라인부, 및
    제2 인덕터를 포함하고,
    상기 제1 라인부, 상기 제2 라인부 및 상기 제3 라인부는 병렬 연결되며,
    상기 교류 입력 전원 및 상기 양방향 스위치의 접점은 상기 제1 다이오드 및 상기 제2 다이오드의 접점에 연결되고,
    상기 제1 인덕터 및 상기 양방향 스위치의 접점은 상기 제3 다이오드 및 상기 제4 다이오드의 접점에 연결되며,
    상기 제2 인덕터는 상기 제3 다이오드, 상기 제4 다이오드, 상기 제1 인덕터 및 상기 양방향 스위치의 접점과 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치의 접점 사이를 연결하는 회로.
  2. 제 1 항에서,
    상기 회로의 동작 모드는,
    상기 양방향 스위치가 온(on)되어 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제1 모드,
    상기 양방향 스위치가 오프(off)되어 상기 제1 인덕터에 충전된 전류가 상기 제3 다이오드 및 상기 제2 다이오드를 통해 출력으로 전달되는 제2 모드,
    상기 제2 스위치가 온되어 상기 제2 인덕터에 전류가 충전되는 제3 모드,
    상기 제2 인덕터의 전류가 상기 제1 인덕터의 전류보다 커지면 상기 제3 다이오드가 오프되고 상기 제4 다이오드가 온되어 상기 양방향 스위치로 전류가 흐르는 제4 모드, 및
    상기 제2 스위치가 오프되어 상기 제2 인덕터에 충전된 전류가 상기 제1 스위치의 바디 다이오드(body diode)를 통해 흐르고 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제5 모드를 포함하는 회로.
  3. 제 1 항에서,
    상기 회로의 동작 모드는,
    상기 양방향 스위치가 온되어 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제1 모드,
    상기 양방향 스위치가 오프되어 상기 제1 인덕터에 충전된 전류가 상기 제1 다이오드 및 상기 제4 다이오드를 통해 출력으로 전달되는 제2 모드,
    상기 제1 스위치가 온되어 상기 제2 인덕터에 전류가 충전되는 제3 모드,
    상기 제2 인덕터의 전류가 상기 제1 인덕터의 전류보다 커지면 상기 제4 다이오드가 오프되고 상기 제3 다이오드가 온되어 상기 양방향 스위치로 전류가 흐르는 제4 모드, 및
    상기 제1 스위치가 오프되어 상기 제2 인덕터에 충전된 전류가 상기 제2 스위치의 바디 다이오드를 통해 흐르고 상기 제1 인덕터에 전류가 충전되는 제5 모드를 포함하는 회로.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에서,
    상기 제1 다이오드, 상기 제2 다이오드, 상기 제3 다이오드 및 상기 제4 다이오드는 표준 회복 다이오드(Standard Recovery Diode)인 회로.
  5. 제 2 항 또는 제 3 항에서
    상기 제1 라인부, 상기 제2 라인부 및 상기 제3 라인부와 병렬 연결되는 커패시터를 더 포함하는 회로.
  6. 제 2 항 또는 제 3 항에서
    상기 양방향 스위치는 직렬 연결된 한 쌍의 트랜지스터와 상기 한 쌍의 트랜지스터 각각에 병렬 연결되는 한 쌍의 다이오드를 포함하고, 상기 한 쌍의 다이오드는 서로 역방향으로 연결되는 회로.
  7. 제 6 항에서
    상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치 및 상기 양방향 트랜지스터를 구성하는 트랜지스터는 IGBT(Insulated gate bipolar transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect transistor), BJT(Bipolar Junction Transistor), SiC FET 또는 GaN FET 인 회로.
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