WO2021210850A1 - 영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터 - Google Patents

영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a zero voltage switching circuit, and more particularly, to a zero voltage switching circuit for varying the inductance of an inductor according to a current flowing through the zero voltage inductor, and a converter including the same.
  • a DC-DC converter applied to a vehicle or the like includes a full-bridge circuit composed of a plurality of switches.
  • ZVS zero voltage switching
  • the inductance value of the inductor for zero voltage switching is set so that it becomes zero voltage switching at a current of about 10% of the maximum power.
  • ZVS zero voltage switching
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide a zero voltage switching circuit for varying the inductance of an inductor according to a current flowing through the zero voltage inductor, and a converter including the same.
  • a zero voltage switching circuit comprises: a zero voltage switching unit including a plurality of switches constituting a primary-side full-bridge circuit of a converter and performing zero voltage switching; a variable inductor that resonates with the parasitic capacitor of the zero voltage switching unit to perform the zero voltage switching, the variable inductor being variable according to the control of the control unit; and a control unit controlling the inductance of the variable inductor according to an input voltage of the zero voltage switching unit or a current flowing through the variable inductor.
  • the controller may reduce the inductance of the variable inductor when the current flowing through the variable inductor increases, and increase the inductance of the variable inductor when the current flowing through the variable inductor decreases.
  • the controller may increase the inductance of the variable inductor when the input voltage of the zero voltage switching unit increases, and decrease the inductance of the variable inductor when the input voltage of the zero voltage switching unit decreases.
  • the controller may control the inductance of the variable inductor by measuring an input current of the zero voltage switching unit, a current flowing through the variable inductor, or a current flowing through a secondary-side load of the converter.
  • variable inductor may include a plurality of inductor elements.
  • the plurality of inductor elements may include two or more inductor elements having different inductances.
  • controller may individually control the plurality of inductor elements to differently control inductances formed of the plurality of inductor elements.
  • each inductor element of the plurality of inductor elements includes: a first inductor having a predetermined inductance; a second inductor coupled to the first inductor; and a switching unit connected to the second inductor to turn on/off a closed loop including the second inductor.
  • the controller may turn on some of the switching units of the plurality of inductor elements according to the inductance of the variable inductor to be implemented.
  • the switching unit may include two MOSFETs, and the two MOSFETs may have opposite connection directions.
  • a converter includes a transformer; a full-bridge circuit connected to the primary side of the transformer and formed of a plurality of switches for zero voltage switching; a variable inductor that resonates with the parasitic capacitors of the plurality of switches to perform the zero voltage switching, the variable inductor being variable according to the control of the controller; and controlling the inductance of the variable inductor according to at least one of an input voltage of the full bridge circuit, an input current of the full bridge circuit, a current flowing through the variable inductor, and a current flowing through a load connected to the secondary side of the transformer.
  • FIG. 1 illustrates a zero voltage switching circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 illustrates a zero voltage switching circuit that does not include a variable inductor
  • FIG. 3 illustrates a zero voltage switching circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a variable inductor according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a control operation of the variable inductor according to an inductance to be implemented.
  • FIG. 6 illustrates a variable inductor according to another embodiment of the present invention.
  • the singular form may also include the plural form unless otherwise specified in the phrase, and when it is described as "at least one (or one or more) of A and (and) B, C", it is combined with A, B, C It may include one or more of all possible combinations.
  • a component when it is described that a component is 'connected', 'coupled', or 'connected' to another component, the component is directly 'connected', 'coupled', or 'connected' to the other component. In addition to the case, it may include a case of 'connected', 'coupled', or 'connected' by another element between the element and the other element.
  • FIG. 1 illustrates a zero voltage switching circuit according to an embodiment of the present invention.
  • the zero voltage switching circuit 100 includes a zero voltage switching unit 110 , a variable inductor 120 , and a control unit 130 .
  • the zero voltage switching unit 110 constitutes a primary-side full-bridge circuit of the converter and includes a plurality of switches for zero voltage switching.
  • the zero voltage switching circuit 100 is a zero voltage switching circuit applied to a converter.
  • the converter includes a full-bridge circuit composed of a plurality of switches on the primary side, and reduces or boosts the input power according to the complementary conduction of the upper switch and the lower switch to deliver it to the load.
  • zero voltage switching is used to reduce a switching loss occurring when performing a switching operation.
  • a zero voltage inductor Lz, 12 may be used as shown in FIG. 2 .
  • the converter includes a switching unit 11 composed of a plurality of switches on the primary side of the transformer 13 , and the load 14 is connected to the secondary side of the transformer 13 .
  • the zero voltage switching inductor 12 is connected between the switching unit 11 and the primary (+) terminal of the transformer 13 to perform zero voltage switching.
  • the primary side of the transformer 13 includes the full-bridge MOSFETs of T1, T2, T3, and T4 constituting the switching unit 11 and the inductor Lz for zero voltage switching (ZVS). , 12).
  • Capacitors C1, C2, C3, and C4 are parasitic capacitors included in each MOSFET.
  • the zero voltage switching inductor 12 resonates with the parasitic capacitor of each MOSFET to implement zero voltage switching.
  • the secondary side of the transformer 13 includes synchronous rectifier MOSFETs of T5 and T6 and an inductor (Lo) and a capacitor (Co) for ripple improvement, and consists of a half-bridge type pair. becomes Resistance (RL) means load.
  • VDC the input voltage of the converter
  • T1 and T2 are ON, and T3 and T4 are OFF, current flows from the primary side as shown in FIG. 2 above.
  • the voltage between the drain and source terminals of T1 and T2 is almost zero, and the voltage between the drain and source terminals of T3 and T4 is almost the same as the power supply voltage.
  • Loss energy can be calculated as follows.
  • the zero voltage switching circuit 100 includes a variable inductor 120 .
  • variable inductor 120 performs the zero voltage switching by resonating with the parasitic capacitor of the zero voltage switching unit 110 , but is changed according to the control of the control unit 130 .
  • variable inductor 120 when the variable inductor 120 performs zero voltage switching, the inductance is variable according to the control of the controller 130 so as to have an inductance value capable of performing the zero voltage by resonating with the parasitic capacitors of the plurality of switches. do.
  • An embodiment in which the variable inductance is implemented by controlling the variable inductor 120 will be described in detail later.
  • the controller 130 controls the inductance of the variable inductor 120 according to an input voltage of the zero voltage switching unit 110 or a current flowing through the variable inductor 120 .
  • the controller 130 controls the inductance of the variable inductor 120 to prevent a switching loss according to an input voltage of the zero voltage switching unit 110 or a current flowing through the variable inductor 120 .
  • the controller 130 may be a micro control unit (MCU) as a controller.
  • MCU micro control unit
  • Equation 1 C1 and C2 are values that can be known in advance, and can be determined by measuring VDC and I. Accordingly, the inductance value of the variable inductor may be calculated from Equation 1, and the inductance of the variable inductor 120 may be controlled to be equal to or greater than the calculated inductance value or the calculated inductance value.
  • a zero voltage switching circuit including the variable inductor 120 and the controller 130 may be implemented as shown in FIG. 3 .
  • the controller 130 may measure 131 the input voltage of the zero voltage switching unit 110 or directly measure 133 the current flowing through the variable inductor 120 .
  • the input current of the zero voltage switching unit is measured by using that the input current of the zero voltage switching unit is proportional to the current flowing through the variable inductor 120 .
  • the current flowing through the variable inductor 120 can be indirectly calculated.
  • the current flowing through the variable inductor 120 may be indirectly calculated by measuring 134 the current flowing through the secondary load RL of the converter.
  • the current flowing in the variable inductor 120 may be indirectly calculated by measuring the current flowing in the load (134) using a point in which the primary current varies depending on the current drawn from the load.
  • the controller may control the inductance of the variable inductor 120 by measuring a current flowing through the variable inductor 120 , an input current of the zero voltage switching unit, or a current flowing through a load.
  • the controller 130 may reduce the inductance of the variable inductor 120 when the current flowing through the variable inductor 120 increases, and increase the inductance of the variable inductor 120 when the current flowing through the variable inductor 120 decreases.
  • the current flowing in the variable inductor 120 increases, discharge is rapidly made due to resonance between the variable inductor 120 and the parasitic capacitor, and even after zero voltage switching is performed, an inertial current flows through the variable inductor 120, resulting in power loss. In this case, in order to reduce the discharge rate for zero voltage switching, the inductance of the variable inductor 120 is reduced.
  • the discharge may be slow and zero voltage switching may not be achieved. Accordingly, when the current flowing through the variable inductor 120 decreases, the inductance of the variable inductor 120 is increased in order to increase the zero voltage switching discharge rate.
  • the controller 130 increases the inductance of the variable inductor 120 when the input voltage of the zero voltage switching unit 110 increases, and decreases the inductance of the variable inductor 120 when the input voltage of the zero voltage switching unit 110 decreases.
  • the amount of charge to be charged and discharged in the parasitic capacitors of the plurality of switches varies according to the input voltage input to the zero voltage switching unit 110 , when the input voltage input to the zero voltage switching unit 110 increases, the parasitic capacitors are charged. As the amount of charge to be discharged increases, the inductance of the variable inductor 120 is increased.
  • the variable inductor 120 may be implemented using a plurality of inductor elements.
  • Each of the plurality of inductor elements has a preset inductance, and by using some of the plurality of inductors, an inductance to be implemented may be realized. For example, when three inductor elements having 1uH inductance are included, the inductance is changed to 1uH when one of the three inductor elements is used, 2uH when two inductor elements are used, and 3uH when all three inductor elements are used. can do.
  • the variable inductor 120 may include a plurality of inductor elements, and the plurality of inductor elements may include two or more inductor elements having different inductances. By using two or more inductor elements having different inductances instead of an inductor element having the same unit, various inductances can be implemented with a small number of inductors.
  • the controller 130 may individually control the plurality of inductor elements to differently control the inductance of the plurality of inductor elements. For example, when Lz1 (1uH), Lz2 (2uH), and Lz3 (4uH) inductors are included, an inductance of 1 to 7 uH can be implemented using three inductors.
  • Lz1 1uH
  • Lz2 2uH
  • Lz1+Lz2 3uH
  • Lz3 4uH
  • Lz1+Lz3 5uH
  • Lz2+Lz3 6uH
  • a maximum of 2 ⁇ n-1 inductances can be implemented according to the number (n) of inductors having different inductances.
  • Each inductor element of the plurality of inductor elements includes a first inductor having a predetermined inductance, a second inductor coupled to the first inductor, and a switching unit connected to the second inductor to turn on/off a closed loop including the second inductor.
  • the switching unit may open a closed loop of the second inductor when it is turned on, and can form a closed loop of the second inductor when it is turned off. Conversely, the switching unit may form a closed loop of the second inductor when it is turned on, and may open a closed loop of the second inductor when it is turned off.
  • the switching unit When the switching unit is on, the closed loop of the second inductor is opened. When the switching unit is on, the closed loop of the second inductor is opened, and the second inductor and the second inductor are not coupled, so that the corresponding inductor element is Short circuit and no inductance. Conversely, when the switching unit is turned off, the second inductor and the first inductor are coupled, and the corresponding inductor element operates like an inductor having the inductance of the first inductor.
  • the switching unit includes two MOSFETs, and the two MOSFETs may have opposite connection directions.
  • S1 which is the gate of the MOSFET
  • the drain-source of the MOSFETs M11 and M12 is opened, and Lz1 operates at its original value of 1uH.
  • S1 which is the gate of the MOSFET
  • the drain-source impedance of the MOSFETs M11 and M12 is shorted, so that Lz1 does not have an inductance value and is shorted to 0uH.
  • the voltage applied to the first inductor is AC having a DC offset voltage.
  • the MOSFET cannot be turned on or off. Therefore, it must be connected to the MOSFET using the coupled second inductor. In this case, since the voltage applied between the drain and source of the MOSFET does not have a DC offset voltage, the MOSFET can be easily turned on and off.
  • the controller 130 may variably control the inductance of the variable inductor by controlling each switching unit of the variable inductor implemented as shown in FIG. 4 .
  • the controller 130 may control to turn on at least some of the switching units of the plurality of inductor elements according to the inductance of the variable inductor 120 to be implemented.
  • the inductance value of the variable inductor 120 can be calculated from Equation 1, and each of the switching units S1, S2, and S3 is controlled so that the inductance of the variable inductor 120 is equal to or greater than the calculated inductance value or the calculated inductance value. can do.
  • the switching unit may include two MOSFETs, or may be implemented using one GaN (Gallium Nitride) FET or other switching device.
  • a variable inductor is implemented including a plurality of inductor elements Lz1 , Lz2 , and Lz3 , a bypass path of each inductor element, and switching elements S1 , S2 , S3 for selecting the bypass path.
  • the inductance of the variable inductor can be controlled by controlling a switching element that connects or bypasses each inductor element.
  • the converter according to an embodiment of the present invention may include the zero voltage switching circuit described with reference to FIGS. 1 to 6 .
  • a detailed description of the configuration of the converter according to an embodiment of the present invention corresponds to a detailed description of the zero voltage switching circuit 100, and thus a redundant description will be omitted.
  • a converter includes a transformer, a full-bridge circuit formed of a plurality of switches connected to a primary side of the transformer for zero voltage switching, and resonant with parasitic capacitors of the plurality of switches to resonate with the A variable inductor that performs zero voltage switching, and is variable under the control of a control unit, and an input voltage of the full bridge circuit, an input current of the full bridge circuit, a current flowing through the variable inductor, and a secondary side of the transformer connected and a control unit controlling the inductance of the variable inductor according to at least one of currents flowing through the load.

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로는 컨버터의 일차측 풀-브릿지 회로를 구성하고, 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치를 포함하는 영 전압 스위칭부, 영 전압 스위칭부의 기생 커패시터와 공진하여 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터, 및 영 전압 스위칭부의 입력 전압 또는 가변 인덕터에 흐르는 전류에 따라 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함한다.

Description

영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터
본 발명은 영 전압 스위칭 회로에 관한 것으로, 보다 구체적으로 영 전압 인덕터에 흐르는 전류에 따라 인덕터의 인덕턴스를 가변하는 영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터에 관한 발명이다.
차량 등에 적용되는 DC-DC 컨버터(Converter)는 복수의 스위치로 구성되는 풀-브릿지 회로를 포함한다. 이때, 스위칭 손실을 줄이기 위하여 영 전압 스위칭(ZVS, Zero Voltage Switching)을 위한 인덕터를 이용하여 영 전압 스위칭를 이룬다. 영 전압 스위칭을 위한 인덕터는 최대 전력의 약 10 % 수준의 전류에서 영 전압 스위칭이 되도록 인덕턴스 값이 설정된다. 이때, 인덕터의 인덕턴스의 값이 고정되어 있어, 최대전력의 10 % 수준에서는 손실없이 영 전압 스위칭이 이루어지지만, 출력이 증가하는 경우, 손실 전력이 증가하여 효율이 감소하게 되는 문제가 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 영 전압 인덕터에 흐르는 전류에 따라 인덕터의 인덕턴스를 가변하는 영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 과제들은 이상에서 언급한 과제로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로는 컨버터의 일차측 풀-브릿지 회로를 구성하고, 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치를 포함하는 영 전압 스위칭부; 상기 영 전압 스위칭부의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터; 및 상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압 또는 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류에 따라 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함한다.
또한, 상기 제어부는, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류가 증가하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 줄이고, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류가 감소하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 늘릴 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압이 증가하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 늘리고, 상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압이 감소하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 줄일 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 영 전압 스위칭부의 입력 전류, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류, 또는 상기 컨버터의 2차측 부하에 흐르는 전류를 측정하여 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어할 수 있다.
또한, 상기 가변 인덕터는 복수의 인덕터 소자를 포함할 수 있다.
또한, 상기 복수의 인덕터 소자는 서로 다른 인덕턴스를 가지는 두 개 이상의 인덕터 소자를 포함할 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 복수의 인덕터 소자를 개별 제어하여 상기 복수의 인덕터 소자로 구성되는 인덕턴스를 다르게 제어할 수 있다.
또한, 상기 복수의 인덕터 소자의 각 인덕터 소자는, 소정의 인덕턴스를 가지는 제1 인덕터; 상기 제1 인덕터와 커플링되는 제2 인덕터; 및 상기 제2 인덕터와 연결되어 제2 인덕터를 포함하는 폐루프를 온오프하는 스위칭부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 구현하고자 하는 상기 가변 인덕터의 인덕턴스에 따라 상기 복수의 인덕터 소자의 스위칭부 중 일부를 온시킬 수 있다.
또한, 상기 스위칭부는 두 개의 MOSFET을 포함하되, 상기 두 개의 MOSFET은 연결 방향이 서로 반대일 수 있다.
상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터는, 변압부; 상기 변압부의 일차측에 연결되어 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치로 형성되는 풀-브릿지 회로; 상기 복수의 스위치의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터; 및 상기 풀 브릿지 회로의 입력 전압, 상기 풀 브릿지 회로의 입력 전류, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류, 및 상기 변압부의 이차측에 연결되는 부하에 흐르는 전류 중 적어도 하나에 따라 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 출력이 변하더라도 손실없이 영 전압 스위칭이 이루어지도록 할 수 있다.
발명에 따른 효과는 이상에서 예시된 내용에 의해 제한되지 않으며, 더욱 다양한 효과들이 본 명세서 내에 포함되어 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로를 도시한 것이다.
도 2는 가변 인덕터를 포함하지 않는 영 전압 스위칭 회로를 도시한 것이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로를 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 가변 인덕터를 도시한 것이고, 도 5는 구현하고자 하는 인덕턴스에 따른 가변 인덕터의 제어 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 가변 인덕터를 도시한 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
다만, 본 발명의 기술 사상은 설명되는 일부 실시 예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있고, 본 발명의 기술 사상 범위 내에서라면, 실시 예들간 그 구성 요소들 중 하나 이상을 선택적으로 결합 또는 치환하여 사용할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에서 사용되는 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는, 명백하게 특별히 정의되어 기술되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 일반적으로 이해될 수 있는 의미로 해석될 수 있으며, 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥상의 의미를 고려하여 그 의미를 해석할 수 있을 것이다.
또한, 본 발명의 실시예에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다.
본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함할 수 있고, "A 및(와) B, C 중 적어도 하나(또는 한 개 이상)"로 기재되는 경우 A, B, C로 조합할 수 있는 모든 조합 중 하나 이상을 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시 예의 구성 요소를 설명하는데 있어서, 제1, 제2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성요소의 본질이나 차례 또는 순서 등으로 한정되지 않는다.
그리고, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 '연결', '결합', 또는 '접속'된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성 요소에 직접적으로 '연결', '결합', 또는 '접속'되는 경우뿐만 아니라, 그 구성 요소와 그 다른 구성 요소 사이에 있는 또 다른 구성 요소로 인해 '연결', '결합', 또는 '접속'되는 경우도 포함할 수 있다.
또한, 각 구성 요소의 "상(위)" 또는 "하(아래)"에 형성 또는 배치되는 것으로 기재되는 경우, "상(위)" 또는 "하(아래)"는 두 개의 구성 요소들이 서로 직접 접촉되는 경우뿐만 아니라, 하나 이상의 또 다른 구성 요소가 두 개의 구성 요소들 사이에 형성 또는 배치되는 경우도 포함한다. 또한, "상(위)" 또는 "하(아래)"로 표현되는 경우 하나의 구성 요소를 기준으로 위쪽 방향뿐만 아니라 아래쪽 방향의 의미도 포함될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로를 도시한 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로(100)는 영 전압 스위칭부(110), 가변 인덕터(120), 및 제어부(130)로 구성된다.
영 전압 스위칭부(110)는 컨버터의 일차측 풀-브릿지 회로를 구성하고, 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치를 포함한다.
보다 구체적으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로(100)는 컨버터에 적용되는 영 전압 스위칭 회로이다. 컨버터는 일차측에 복수의 스위치로 구성되는 풀-브릿지 회로를 포함하고, 상측 스위치와 하측 스위치의 상보적인 도통에 따라 입력전원을 감압 또는 승압하여 부하로 전달한다. 상측 스위치와 하측 스위치를 상보적으로 도통하기 위하여, 스위칭 동작을 수행할 때, 발생하는 스위칭 손실을 줄이기 위하여 영 전압 스위칭을 이용한다.
영 전압 스위칭을 구현하기 위하여, 도 2와 같이 영 전압 인덕터(Lz, 12)를 이용할 수 있다. 컨버터는 변압기(13)의 1차측에 복수의 스위치로 구성되는 스위칭부(11)를 포함하고, 변압기(13)의 2차측에 부하(14)가 연결된다. 영 전압 스위칭 인덕터(12)는 스위칭부(11)와 변압기(13) 1차측 (+) 단자 사이에 연결되어, 영 전압 스위칭을 수행한다.
구체적으로, 변압기(13) 1차(Primary) 측은 스위칭부(11)를 구성하는 T1, T2, T3, T4의 풀-브릿지(Full-bridge) MOSFET과 영 전압 스위칭(ZVS)를 위한 인덕터(Lz, 12)로 구성된다. 커패시터 C1, C2, C3, C4는 각 MOSFET에 포함되어 있는 기생 커패시터이다. 영 전압 스위칭 인덕터(12)는 각 MOSFET의 기생 커패시터와 공진하여 영 전압 스위칭을 구현한다.
변압기(13)의 2차(Secondary) 측은 T5, T6의 Sychronous rectifier MOSFET과 리플(Ripple) 개선을 위한 인덕터(Lo)와 커패시터(Co)를 포함하며 하프-브릿지(half bridge) 형태의 쌍으로 구성되된다. 저항(RL)은 부하를 의미한다.
컨버터의 입력전압인 VDC는 일반적으로 350V이며, 최대 435V으로 매우 높은 전압을 가진다. T1, T2가 ON 상태이며, T3, T4가 OFF 상태에서 1차 측에서 전류는 위 도 2와 같이 흐른다. T1과 T2의 드레인(Drain)과 소스(Source)단 사이의 전압은 거의 제로(zero)이며, T3과 T4의 드레인과 소스단 사이의 전압은 거의 전원전압과 동일하다.
T1이 턴 오프 되면 Lz는 관성 전류를 가지고 있으므로 C1은 충전되며, C4는 방전하게 되면서 T1의 드레인과 소스단 사이의 전압이 증가하고, T4의 드레인단과 소스단 사이의 전압은 감소하게 되며, 최종적으로는 영 전압이 된다. 이상태에서 T4가 턴 온 되면 드레인과 소스단이 영 전압(Zero Voltage)인 상태이므로 전력손실 없이 스위칭을 할 수 있게 된다.
T1이 오프되는 순간 Lz에 저장되어 있는 에너지가 C1을 충전시키고, C2를 방전시켜야 하므로 Lz의 인덕턴스 값은 아래와 수식과 같이 정해진다.
Figure PCTKR2021004440-appb-img-000001
일반적으로 Lz 값은 최대 전력의 약 10% 수준의 전류에서 영 전압 스위칭이 되도록 값을 설정한다. 그러면 최대전력의 10 ~ 100%에서 모두 영 전압 스위칭 동작을 이룰수 있기 때문이다. 예를 들어, 최대 전력의 10% 전력의 전류가 6A라고 하면, VDC가 350V, C1=C2=1nF, I=6A로, Lz = 6.8uH이면 된다.
Lz 값이 고정되어 있으므로, 최대전력의 10% 수준에서는 손실없는 정확한 영 전압 스위칭 동작이 이루어지지만, 출력이 증가하는 경우에는 Lz 에 저장되어 있던 에너지가 MOSFET의 기생 커패시터를 충방전 시키기 위한 에너지 보다 많아지게 된다. 이 에너지는 결과적으로 손실이 되기 때문에 출력이 증가할 수록 손실되는 전력이 증가하여 컨버터의 효율은 감소하게 된다.
손실 에너지는 다음과 같이, 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2021004440-appb-img-000002
예를 들어, Lz = 6.8uH, Imax = 14A, I10% = 6A인 경우, 손실 에너지는 0.544mA2H이고, 손실 전력은 손실 에너지에 스위칭 주파수를 곱하여 산출되는바, 손실 전력은 0.544mA 2H x 50kHz = 27.2 W가 된다. 다음 반주기 동안 T2, T4에 대해서도 마찬가지의 전력이 손실되므로, 전체 손실전력은 2배가 되어 54.4W 가 된다.
이러한 전력 손실을 방지하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 영 전압 스위칭 회로(100)는 가변 인덕터(120)를 포함한다.
가변 인덕터(120)는 영 전압 스위칭부(110)의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부(130)의 제어에 따라 가변된다.
보다 구체적으로, 가변 인덕터(120)는 영 전압 스위칭을 수행함에 있어서, 복수의 스위치의 기생 커패시터와 공진하여 영 전압을 수행할 수 있는 인덕턴스 값을 가지도록 제어부(130)의 제어에 따라 인덕턴스가 가변된다. 가변 인덕터(120)를 제어하여 가변 인덕턴스를 구현하는 실시예에 대해서는 이후 자세히 설명하도록 한다.
제어부(130)는 영 전압 스위칭부(110)의 입력 전압 또는 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류에 따라 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 제어한다.
보다 구체적으로, 제어부(130)는 영 전압 스위칭부(110)의 입력 전압 또는 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류에 따라 스위칭 손실을 방지하도록 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 제어한다. 제어부(130)는 컨트롤러(controller)로 MCU(Micro Control Unit)일 수 있다.
수학식 1에서 C1 및 C2는 미리 알 수 있는 값이고, VDC와 I를 측정하여 알 수 있다. 따라서, 수학식 1로부터 가변 인덕터의 인덕턴스 값을 산출할 수 있고, 산출된 인덕턴스 값 또는 산출된 인덕턴스 값 이상이 되도록 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 제어할 수 있다.
가변 인덕터(120) 및 제어부(130)를 포함하는 영 전압 스위칭 회로는 도 3과 같이 구현될 수 있다. 제어부(130)는 영 전압 스위칭부(110)의 입력 전압을 측정(131)하거나, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류를 직접 측정(133)할 수 있다. 또는, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류를 직접 측정하는 것을 구현하기 어려운 경우, 영 전압 스위칭부의 입력 전류는 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류와 비례관계인 것을 이용하여, 영 전압 스위칭부의 입력 전류를 측정(132)함으로써 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류를 간접적으로 산출할 수 있다. 또한, 상기 컨버터의 2차측 부하(RL)에 흐르는 전류를 측정(134)하여, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류를 간접적으로 산출할 수 있다. 부하에서 당기는 전류에 의해 1차측 전류가 달라지는 점을 이용하여 부하에 흐르는 전류를 측정함(134)으로써 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류를 간접적으로 산출할 수 있다.
제어부는 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류, 영 전압 스위칭부의 입력 전류, 또는 부하에 흐르는 전류를 측정하여 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 제어할 수 있다.
제어부(130)는 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류가 증가하면 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 줄이고, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류가 감소하면 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 늘릴 수 있다. 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류가 증가하면 가변 인덕터(120)와 기생 커패시터간의 공진에 따른 방전이 빠르게 이루어져, 영 전압 스위칭이 이루어진 이후에도 가변 인덕터(120)로 관성 전류가 흐르게 되어 전력 손실이 발생하는바, 이때는 영 전압 스위칭을 위한 방전속도를 줄이기 위하여, 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 줄인다.
이와 반대로, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류가 감소하면, 방전이 느리게 이루어져 영 전압 스위칭이 이루어지지 않을 수 있다. 따라서, 가변 인덕터(120)에 흐르는 전류가 감소하면, 영 전압 스위칭 방전속도를 높이기 위하여, 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 늘린다.
제어부(130)는 영 전압 스위칭부(110)의 입력 전압이 증가하면 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 늘리고, 영 전압 스위칭부(110)의 입력 전압이 감소하면 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 줄일 수 있다. 영 전압 스위칭부(110)에 입력되는 입력 전압에 따라 복수의 스위치의 기생 커패시터에 충방전해야 하는 전하량이 달라지므로, 영 전압 스위칭부(110)에 입력되는 입력 전압이 증가하면, 기생 커패시터에 충방전해야 하는 전하량이 커지는바, 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 늘린다.
이와 반대로, 영 전압 스위칭부(110)에 입력되는 입력 전압이 감소하면, 기생 커패시터에 충방전해야 하는 전하량이 작아지는바, 가변 인덕터(120)의 인덕턴스를 줄인다.
가변 인덕터(120) 복수의 인덕터 소자를 이용하여 구현될 수 있다. 복수의 인덕터 소자는 각각 미리 설정된 인덕턴스를 가지고, 복수의 인덕터 중 일부를 이용함으로써 구현하고자 하는 인덕턴스를 구현할 수 있다. 예를 들어, 1uH 인덕턴스를 가지는 3 개의 인덕터 소자를 포함하는 경우, 3 개의 인덕터 소자 중 하나를 이용하는 경우 1uH, 2 개의 인덕터 소자를 이용하는 경우 2uH, 3 개의 인덕터 소자를 모두 이용하는 경우 3uH로 인덕턴스를 가변할 수 있다.
가변 인덕터(120)는 복수의 인덕터 소자를 상기 복수의 인덕터 소자는 서로 다른 인덕턴스를 가지는 두 개 이상의 인덕터 소자를 포함할 수 있다. 동일한 단위를 가지는 인덕터 소자가 아닌 서로 다른 인덕턴스를 가지는 두 개 이상의 인덕터 소자를 이용함으로써 적은 수의 인덕터로 다양한 인덕턴스를 구현할 수 있다. 제어부(130)는 상기 복수의 인덕터 소자를 개별 제어하여 상기 복수의 인덕터 소자로 구성되는 인덕턴스를 다르게 제어할 수 있다. 예를 들어, Lz1(1uH), Lz2(2uH), Lz3(4uH) 인덕터를 포함하는 경우, 3 개의 인덕터를 이용하여 1 내지 7 uH의 인덕턴스를 구현할 수 있다. Lz1만 이용하는 경우 Lz1 = 1uH과 같이, Lz2 = 2uH, Lz1+Lz2 = 3uH, Lz3 = 4uH, Lz1+Lz3 = 5uH, Lz2+Lz3 = 6uH, Lz1+Lz2+Lz3 = 7uH를 구현할 수 있다. 서로 다른 인덕턴스를 가지는 인덕터의 개수(n)에 따라 최대 2^n-1 개의 인덕턴스를 구현할 수 있다.
복수의 인덕터 소자의 각 인덕터 소자는 소정의 인덕턴스를 가지는 제1 인덕터, 제1 인덕터와 커플링되는 제2 인덕터, 및 제2 인덕터와 연결되어 제2 인덕터를 포함하는 폐루프를 온오프하는 스위칭부를 포함할 수 있다. 스위칭부는 형성되는 형태에 따라 온되면 제2 인덕터의 폐루프를 오픈시키고, 오프되면 제2 인덕터의 폐루프를 형성할 수 있다. 반대로, 스위칭부는 온되면 제2 인덕터의 폐루프를 형성하고, 오프되면 제2 인덕터의 폐루프를 오픈시킬 수 있다.
스위칭부가 온되면 제2 인덕터의 폐루프를 오픈시키는 형태로 구현되는 경우, 스위칭부가 온되면 제2 인덕터의 폐루프가 오픈되고, 제2 인덕터와 제2 인덕터가 커플링되지 않아, 해당 인덕터 소자는 단락되어 인덕턴스를 가지지 않게 된다. 반대로, 스위칭부가 오프되면 제2 인덕터와 제1 인덕터가 커플링되어, 해당 인덕터 소자는 제1 인덕터의 인덕턴스를 가지는 인덕터와 같이 동작한다.
스위칭부는 도 4와 같이, 두 개의 MOSFET을 포함하되, 상기 두 개의 MOSFET은 연결 방향이 서로 반대일 수 있다. MOSFET의 게이트(Gate)인 S1에 로우(Low) 전압을 인가하는 경우, MOSFET M11, M12의 드레인-소스(Drain-Source)간 오픈(open)되어 Lz1은 원래 값인 1uH로 동작한다. 하지만, S1에 하이(high) 전압을 인가하는 경우 MOSFET M11, M12의 드레인-소스간 임피던스가 단락(short)가 되어 Lz1는 인덕턴스 값을 가지지 못하고 쇼트되어 0uH가 된다.
S2, S3에 마찬가지로 로우(low) 전압을 인가하면 Lz2, Lz3의 원래값인 2uH와 4uH를 가지게 하고, 하이(High) 전압을 인가하면 0uH를 가지게 제어할 수 있다.
복수의 제1 인덕터를 이용하되, 커플링되는 제2 인덕터를 통해 스위칭부와 연결되지 않고, 제1 인덕터를 스위칭부와 직접 연결하는 경우, 제1 인덕터에 인가되는 전압이 DC offset 전압을 가지는 AC형태가 되어 S1에 high/low 전압을 인가하더라도 MOSFET을 온-오프 할 수 없다. 따라서 커플링되는 제2 인덕터를 이용하여 MOSFET과 연결되어야 한다. 이경우 MOSFET의 드레인-소스 간 인가되는 전압은 DC offset 전압이 없으므로 MOSFET을 쉽게 온-오프할 수 있다.
제어부(130)는 도 4와 같이 구현되는 가변 인덕터의 각 스위칭부를 제어함으로써 가변 인덕터의 인덕턴스를 가변제어할 수 있다. 제어부(130)는 구현하고자 하는 가변 인덕터(120)의 인덕턴스에 따라 상기 복수의 인덕터 소자의 스위칭부 중 적어도 일부를 온시키도록 제어할 수 있다.
도 4와 같이, 1uH, 2uH, 4uH 인덕터 소자를 이용하는 경우, 도 5와 같이, 각 스위칭부를 제어함으로써 1 내지 7uH까지 1uH 단위로 가변할 수 있다. S1(low), S2(high), S3(high)로 제어하여 가변 인덕터의 인덕턴스를 1uH로 제어할 수 있고, S1(low), S2(low), S3(low)로 제어하여 가변 인덕터의 인덕턴스를 7uH로 제어할 수 있다. 수학식 1로부터 가변 인덕터(120)의 인덕턴스 값을 산출할 수 있고, 가변 인덕터(120)의 인덕턴스가 산출된 인덕턴스 값 또는 산출된 인덕턴스 값 이상이 되도록 각 스위칭부(S1, S2, S3)를 제어할 수 있다.
스위칭부는 두 개의 MOSFET을 포함하거나, 하나의 GaN(Gallium Nitride) FET 또는 다른 스위칭 소자를 이용하여 구현될 수 있다. 또는, 도 6과 같이, 복수의 인덕터 소자(Lz1, Lz2, Lz3), 각 인덕터 소자의 바이패스 경로, 및 바이패스 경로를 선택하는 스위칭 소자(S1, S2, S3)를 포함하여 가변 인덕터를 구현할 수도 있다. 각 인덕터 소자를 연결하거나 바이패스하는 스위칭 소자를 제어함으로써 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터는 도 1 내지 도 6에서 설명한 영 전압 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터의 구성에 대한 상세한 설명은 영 전압 스위칭 회로(100)에 대한 상세한 설명에 대응되는바, 중복되는 설명은 생략하도록 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터는 변압부(transformer), 상기 변압부의 일차측에 연결되어 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치로 형성되는 풀-브릿지 회로, 상기 복수의 스위치의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터, 및 상기 풀 브릿지 회로의 입력 전압, 상기 풀 브릿지 회로의 입력 전류, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류, 및 상기 변압부의 이차측에 연결되는 부하에 흐르는 전류 중 적어도 하나에 따라 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함한다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 위치 측정부 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (10)

  1. 컨버터의 일차측 풀-브릿지 회로를 구성하고, 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치를 포함하는 영 전압 스위칭부;
    상기 영 전압 스위칭부의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터; 및
    상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압 또는 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류에 따라 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함하는 영 전압 스위칭 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 가변 인덕터에 흐르는 전류가 증가하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 줄이고, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류가 감소하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 늘리는 영 전압 스위칭 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압이 증가하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 늘리고, 상기 영 전압 스위칭부의 입력 전압이 감소하면 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 줄이는 영 전압 스위칭 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 영 전압 스위칭부의 입력 전류, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류, 또는 상기 컨버터의 2차측 부하에 흐르는 전류를 측정하여 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 영 전압 스위칭 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 가변 인덕터는 복수의 인덕터 소자를 포함하는 영 전압 스위칭 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 복수의 인덕터 소자는,
    서로 다른 인덕턴스를 가지는 두 개 이상의 인덕터 소자를 포함하는 영 전압 스위칭 회로.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 복수의 인덕터 소자를 개별 제어하여 상기 복수의 인덕터 소자로 구성되는 인덕턴스를 다르게 제어하는 영 전압 스위칭 회로.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 복수의 인덕터 소자의 각 인덕터 소자는,
    소정의 인덕턴스를 가지는 제1 인덕터;
    상기 제1 인덕터와 커플링되는 제2 인덕터; 및
    상기 제2 인덕터와 연결되어 제2 인덕터를 포함하는 폐루프를 온오프하는 스위칭부를 포함하는 영 전압 스위칭 회로.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제어부는,
    구현하고자 하는 상기 가변 인덕터의 인덕턴스에 따라 상기 복수의 인덕터 소자의 스위칭부 중 일부를 온시키는 영 전압 스위칭 회로.
  10. 변압부;
    상기 변압부의 일차측에 연결되어 영 전압 스위칭하는 복수의 스위치로 형성되는 풀-브릿지 회로;
    상기 복수의 스위치의 기생 커패시터와 공진하여 상기 영 전압 스위칭을 수행하되, 제어부의 제어에 따라 가변되는 가변 인덕터; 및
    상기 풀 브릿지 회로의 입력 전압, 상기 풀 브릿지 회로의 입력 전류, 상기 가변 인덕터에 흐르는 전류, 및 상기 변압부의 이차측에 연결되는 부하에 흐르는 전류 중 적어도 하나에 따라 상기 가변 인덕터의 인덕턴스를 제어하는 제어부를 포함하는 컨버터.
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