WO2022107809A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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康平 ▲高▼田
孝次 小林
徹 松嶋
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Kyushu Institute of Technology NUC
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Kyushu Institute of Technology NUC
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that applies a three-phase AC output to a motor.
  • Patent Document 2 when the inductance or capacitance added for balancing is switched by the switch, new noise is generated due to the surge, and further, the control becomes complicated due to the switching. There is. Further, Patent Document 2 does not consider the parasitic capacitance between the winding of the motor and the housing, which is one of the noise outflow routes.
  • Non-Patent Document 1 proposes an impedance balance method in a DC-DC converter.
  • the parasitic capacitance between the midpoint of the arm of the switching element and the housing is small and the intermediate impedance is sufficiently large.
  • Has a problem that it is difficult to balance and the effect is limited because the parasitic capacitance between the midpoint of the arm and the housing is large and the intermediate impedance is small.
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned conventional technical problems, and impedance balance can be relatively easily achieved even when a motor is driven by applying a three-phase AC output. It is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of effectively suppressing noise due to a common mode current.
  • the power conversion device of the present invention has an upper arm switching element and a lower arm switching element of each phase and applies a three-phase AC output to the motor, and the height of the positive side of the DC power supply and the upper arm switching element.
  • the capacitance Zv on the positive electrode side path, the inductance Zg on the negative electrode side path, and the capacitance Zt between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the reference potential conductor Based on the equilibrium condition of the bridge circuit composed of the parasitic capacity generation point N on the negative electrode side and the capacitance Zb between the reference potential conductors, the capacitance Zt between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the reference potential conductor, and The feature is that the capacitance Zb between the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side and the reference potential conductor is set, and the intermediate additional impedance Zm1 is connected between the intermediate path and the motor.
  • the power conversion device has a positive electrode side additional capacitance connected between the positive electrode side parasitic capacitance generation point P and the reference potential conductor, and a negative electrode side parasitic capacitance generation point N and a reference. It is characterized by having one or both of the negative electrode side additional capacitance connected to the potential conductor.
  • the intermediate additional impedance Zm1 in each of the above inventions is any one of a normal mode coil, a three-phase common mode coil, and a ferrite core, or a combination of two of them, or , It is characterized by being composed of all of them.
  • the power conversion device is provided for wiring between the control board that controls the switching of the upper and lower arm switching elements, the DC power supply, the control board, the upper and lower arm switching elements, and the motor in each of the above inventions. It is characterized in that the wiring member is provided and the intermediate additional impedance Zm1 is arranged on the wiring member.
  • the power conversion device has the positive electrode side additional capacitance connected between the positive electrode side parasitic capacity generation point P and the reference potential conductor in the above invention, and the negative electrode side parasitic capacity generation point N and the reference potential. It is characterized in that one or both of the negative electrode side additional capacities connected to the conductor are provided, and the positive electrode side additional capacitance and / or the negative electrode side additional capacitance is arranged in the wiring member. do.
  • the power conversion device according to claim 7 is characterized in that, in the invention of claim 5 or 6, the wiring member is a bus bar assembly formed by resin-molding a bus bar.
  • the power conversion device of the invention of claim 8 includes an EMI filter connected between the DC power supply and the upper and lower arm switching elements in each of the above inventions, and the EMI filter is connected to both the positive electrode side path and the negative electrode side path, respectively. It is characterized by having a normal mode coil.
  • the present invention is a power conversion device having an upper arm switching element and a lower arm switching element of each phase and applying a three-phase AC output to a motor, and is a positive potential side of a DC power supply and a high potential side of the upper arm switching element.
  • the inductance of the positive path side path is Zv.
  • the positive side It is composed of the path inductance Zv, the negative electrode side path inductance Zg, the positive capacitance side parasitic capacity generation point P and the capacitance Zt between the reference potential conductor, and the negative negative side parasitic capacitance generation point N and the capacitance Zb between the reference potential conductor.
  • the additional capacitance on the positive electrode side is connected between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the reference potential conductor, and / or the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side and the reference potential conductor. If the additional capacitance on the negative electrode side is connected between the two, it becomes easier to balance the impedance.
  • the intermediate additional impedance Zm1 is composed of any one of a normal mode coil, a three-phase common mode coil, and a ferrite core, or a combination of two of them, or all of them. It is good to do.
  • the common mode impedance can be increased and the outflow of the common mode current can be reduced.
  • a normal mode coil as an intermediate additional impedance, it is possible to effectively suppress switching surges, and as a result, mode conversion between three-phase wires (normal mode to common mode) is suppressed. This makes it less susceptible to the parasitic capacitance between the motor and the reference potential conductor.
  • the normal mode coil does not require the coupling of three-phase wires, so it can be arranged separately, there are few restrictions on the arrangement, and it is smaller than the common mode coil. easy. Further, since the noise reduction effect can be obtained even if it is not included in all three phases (for example, only two phases), there is an advantage that it is easy to use.
  • a control board for controlling switching of the upper and lower arm switching elements, a DC power supply, a control board, an upper and lower arm switching element, and a wiring member provided for wiring between the motors are provided. If this is the case, the device can be downsized by arranging the intermediate additional impedance Zm1 on the wiring member.
  • the device can be further miniaturized.
  • the wiring member with a bus bar assembly made by molding a bus bar with a resin as in the invention of claim 7, it is possible to ensure seismic resistance while ensuring insulation.
  • the EMI filter connected between the DC power supply and the upper and lower arm switching elements is provided with a normal mode coil connected to both the positive electrode side path and the negative electrode side path, respectively, to provide a normal mode. It is possible to suppress the inconvenience that the current flows out to the reference potential conductor as a common mode current.
  • a normal mode coil to both the positive electrode side path and the negative electrode side path, the impedances on the positive electrode side and the negative electrode side can be made equal, and the degree of equilibrium can be maintained, maximizing the effect of impedance balance. It is possible to pull out to.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of a power conversion device 1 of an embodiment to which the present invention is applied
  • FIG. 2 is an electric circuit diagram of an inverter circuit 2 and a control board 11.
  • the power conversion device 1 of the embodiment is controlled by six switching elements 3 to 8 (FIG. 2) composed of IGBTs (may be MOSFETs) constituting the upper and lower arms of each phase of the three-phase inverter circuit 2 and printed wiring.
  • a control board 11 (FIG. 2) on which a circuit is mounted, a battery 14, a control board 11, each switching element 3 to 8 described later, and a bus bar assembly 12 as a wiring member for wiring between the motors M.
  • the filter substrate 13 is provided, and the DC power supplied from the battery 14 of the vehicle as a DC power source is converted into three-phase AC power and supplied to the stator coil (not shown) of the motor M.
  • the motor M of the embodiment is composed of an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor), and is housed in a metal (for example, aluminum) housing 15 of an electric compressor (for example, aluminum) of an electric compressor (for example, aluminum) mounted on a vehicle (not shown). It drives a compression mechanism, compresses the refrigerant, and discharges it into the refrigerant circuit of an air conditioner for vehicles (not shown). Then, it is assumed that the power conversion device 1 is integrally provided in the housing 15 of the electric compressor.
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • Reference numeral 16 is a positive electrode side path connected to the positive electrode side (+) of the battery 14 via LISN (pseudo power supply network), and 17 is a negative electrode side path connected to the negative electrode side (-) of the battery 14 via LISN.
  • An EMI filter 18 and a smoothing capacitor 19 are connected to the positive electrode side path 16 and the negative electrode side path 17.
  • the EMI filter 18 and the smoothing capacitor 19 are connected between the battery 14 and the switching elements 3 to 8 of the inverter circuit 2.
  • the EMI filter 18 has a normal mode connected to both the X capacitor 21 connected between the positive electrode side path 16 and the negative electrode side path 17 and both the positive electrode side path 16 and the negative electrode side path 17 in the subsequent stage of the X capacitor 21.
  • the common mode coil 23 connected to the rear stages of the normal mode coils 22 and 35, and the rear stage of the common mode coil 23, between the positive electrode side path 16, the negative electrode side path 17, and the housing 15, respectively. It is composed of a connected Y capacitor 26 and a Y capacitor 24.
  • the EMI filter 18 and the smoothing capacitor 19 are arranged on the filter board 13.
  • the X capacitor 21 is a capacitor for reducing normal mode noise
  • the Y capacitors 24 and 26 are capacitors for reducing common mode noise.
  • the smoothing capacitor 19 is a capacitor for smoothing the voltage ripple and considering a high frequency as a short circuit as a starting point of impedance balance.
  • the housing 15 is connected to the vehicle body 27 (GND). Then, in the embodiment, the housing 15 serves as the reference potential conductor of the power conversion device 1. Further, 25 is a shunt resistor connected to the negative electrode side path 17 between the bus bar assembly 12 and the smoothing capacitor 19.
  • the ferrite core 29 is arranged around the output paths 32U to 32W described later, and in the present invention, such an arrangement is also referred to as a connection. Further, it is assumed that the normal mode coil 30 is connected to all of the output paths 32U to 32W in the embodiment.
  • Positive electrode side additional capacity (capacitor 33) and negative electrode side additional capacity (capacitor 34) Further, between the positive electrode side path 16 between the inverter circuit 2 and the smoothing capacitor 19 and the housing 15 (reference potential conductor), a capacitance Zt between the positive electrode side parasitic capacity generation point P and the housing 15 is configured in the embodiment.
  • a capacitor 33 (for impedance balance) as an additional capacity on the positive electrode side is connected, and the negative electrode side in the embodiment is connected between the negative electrode side path 17 between the inverter circuit 2 and the smoothing capacitor 19 and the housing 15 (reference potential conductor).
  • a capacitor 34 (for impedance balance) as an additional capacitance on the negative electrode side constituting the capacitance Zb between the parasitic capacitance generation point N and the housing 15 is connected.
  • the capacitors 33 and 34 are shown apart from the parasitic capacitance generation points P and N in FIG. 1, the capacitor 33 (additional capacitance on the positive electrode side) actually generates the parasitic capacitance on the positive electrode side as shown in FIG. It is connected between the point P (the intersection of the collectors of the upper arm switching elements 3 to 5 and the positive electrode side path 16) and the housing 15, and the capacitor 34 (additional capacitance on the negative electrode side) is connected to the negative electrode side via the shunt resistor 25 in the embodiment.
  • the parasitic capacitance generation point N (the intersection of the emitters of the lower arm switching elements 6 to 8 and the negative electrode side path 17) and the housing 15. Further, the position of the shunt resistor 25 is also shown in FIG. 1 away from the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side for the sake of clarity.
  • the capacitors 33 and 34, the above-mentioned normal mode coil 30, the three-phase common mode coil 28, and the ferrite core 29 are arranged in the bus bar assembly 12 in the embodiment.
  • the capacitance shown by 36 in FIG. 1 indicates a parasitic capacitance (parasitic coupling) between the inverter circuit 2 and the housing 15, and the capacitance shown by 37 indicates a parasitic capacitance (parasitic coupling) between the motor M and the housing 15.
  • FIG. 2 shows the electric circuit of the inverter circuit 2 and the control board 11.
  • the inverter circuit 2 has a U-phase inverter 38U, a V-phase inverter 38V, and a W-phase inverter 38W, and each of the phase inverters 38U to 38W has the above-mentioned upper arm side switching element (referred to as an upper arm switching element). It has 3 to 5 and 6 to 8 switching elements (referred to as lower arm switching elements) on the lower arm side individually. Further, a flywheel diode 39 is connected to each of the switching elements 3 to 8 in antiparallel.
  • the high potential side terminals of the upper arm switching elements 3 to 5 of the inverter circuit 2 are connected to the positive electrode side path 16, and the low potential side terminals of the lower arm switching elements 6 to 8 are connected to the negative electrode side path 17. There is.
  • the low potential side terminal of the upper arm switching element 3 of the U-phase inverter 38U and the high potential side terminal of the lower arm switching element 6 are connected by an intermediate path 31U, and this intermediate path 31U is connected to the U phase of the motor M by the output path 32U. Connected to the stator coil.
  • the low potential side terminal of the upper arm switching element 4 of the V phase inverter 38V and the high potential side terminal of the lower arm switching element 7 are connected by an intermediate path 31V, and this intermediate path 31V is connected to the V of the motor M by the output path 32V. Connected to the phase stator coil. Further, the low potential side terminal of the upper arm switching element 5 of the W phase inverter 38W and the high potential side terminal of the lower arm switching element 8 are connected by an intermediate path 31W, and this intermediate path 31W is connected to the W of the motor M by the output path 32W. Connected to the phase stator coil.
  • the above-mentioned normal mode coil 30, three-phase common mode coil 28, and ferrite core 29 are provided in the output paths 32U to 32W located between the intermediate paths 31U to 31W and the motor M.
  • the ferrite cores 29 may be arranged collectively for all phases of the output paths 32U to 32W as shown by the large squares in FIG. 1, and may be arranged around the output paths 32U to 32W of each phase as shown by the small squares in FIG. 1, respectively. It may be arranged separately.
  • control board 11 the control circuit of the control board 11 is composed of a microcomputer having a processor, and in the embodiment, a rotation speed command value is input from the ECU of the vehicle, and the phase current of the motor M is detected and calculated by using the shunt resistance 25. Then, based on these, the ON / OFF state of each of the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of the inverter circuit 2 is controlled. Specifically, the voltage of the intermediate paths 31U to 31W that controls the gate voltage (drive signal) applied to the gate terminals of the upper and lower arm switching elements 3 to 8 and connects the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of each phase, respectively. (Phase voltage) is a three-phase AC output, and the motor M is driven by applying it to the stator coils of each phase of the motor M via the output paths 32U to 32W.
  • bus bar assembly 12 has a configuration in which a bus bar made of a conductive metal is molded with a hard resin.
  • Zt is the capacitance between the positive electrode side parasitic capacitance generation point P (FIG. 4) including the bus bar assembly 12 and the housing 15 (reference potential conductor), and Zb is the parasitic capacitance generation point on the negative electrode side including the bus bar assembly 12. This is the capacitance between N (FIG. 4) and the housing 15.
  • the capacitance Zt of the embodiment includes the parasitic capacitance between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15, and the capacitance of the capacitor 33 (additional capacitance on the positive electrode side for impedance balance) described above.
  • the capacitance Zb includes a parasitic capacitance between the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side and the housing 15, and the capacitance of the capacitor 34 (additional capacitance on the negative electrode side for impedance balance) described above.
  • the portion indicated by the broken line shown by 41 in the figure is a noise source composed of each switching element 3 to 8 (indicated by a switching symbol), and 42 is the inductance of the positive electrode side path 16 branched into each phase (also has an inductance). (Meaning that it becomes dominant), 43 is the inductance of the PCB pattern (which also means that the inductance becomes dominant). 44 is a parasitic capacitance between the collectors of the upper arm switching elements 3 to 5 and the housing 15, and 46 is a parasitic capacitance between the collectors of the lower arm switching elements 6 to 8 and the housing 15 (these are also dominated by the parasitic capacitance). Meaning to be).
  • Reference numeral 48 is a parasitic capacitance between the emitters of the upper arm switching elements 3 to 5 and the housing 15 + a parasitic capacitance between the bus bar and the housing 15 (which also means that the parasitic capacitance is dominant).
  • Reference numeral 49 is a parasitic capacitance between the emitters of the lower arm switching elements 6 to 8 and the housing 15 (which also means that the parasitic capacitance is dominant).
  • the intermediate impedance Zm in the figure indicates the intermediate impedance.
  • the intermediate impedance Zm includes the collectors and emitters of the upper and lower arm switching elements 3 to 8, the bus bar of the bus bar assembly 12, the winding of the motor M, and the intermediate paths 31U to include the parasitic capacitances 37, 43, 46, 48 and the parasitic inductance 47. It is a parasitic component between 31W (the midpoint between the upper arm switching elements 3 to 5 and the lower arm switching elements 6 to 8) and the housing 15, and a common mode current flows out to the housing 15 through this intermediate impedance Zm. Common mode noise will be generated.
  • intermediate additional impedance Zm1 is not shown in FIG. 3, in the present invention, as shown in the embodiment of FIG. 1, the output paths 32U to 32W between the intermediate paths 31U to 31W and the motor M are normal.
  • An intermediate additional impedance Zm1 composed of a mode coil 30, a three-phase common mode coil 28, and a ferrite core 29 is additionally connected, and the value of the intermediate impedance Zm is increased by that amount.
  • the bridge circuit of FIG. 4 is, for example, a common mode equivalent circuit (modeled bridge circuit) when the U-phase inverter 38U in FIG. 2 becomes the noise source V1 (when the upper arm switching element 3 becomes the noise source).
  • Zv is the inductance of the positive path 16 described above
  • Zg is the inductance of the negative path
  • Zt is the parasitic capacitance generation point P on the positive side including the capacitance of the capacitor 33
  • the housing 15 reference potential conductor
  • the capacitance and Zb are the capacitance between the parasitic capacitance generation point N on the negative side including the capacitance of the capacitor 34 and the housing 15, and Zm is the intermediate impedance including the intermediate additional impedance Zm1.
  • the noise source is located below the intersection with the intermediate impedance Zm.
  • the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side in the present invention is the intersection of the collector of the upper arm switching element 3 and the path 16 on the positive electrode side, and the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side is the lower arm switching element 6. It is the intersection of the emitter and the negative electrode side path 17 of the above.
  • the inductance Zv of the positive electrode side path 16 in the present invention is the inductance of the positive electrode side path 16 to the intersection with the collector of the upper arm switching element 3, and the inductance Zg of the negative electrode side path 17 is the lower arm switching. It is the inductance of the negative electrode side path 17 to the intersection of the element 6 with the emitter.
  • the intersection of the collector of the upper arm switching element 4 and the positive electrode side path 16 becomes the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side, and the emitter of the lower arm switching element 7.
  • the intersection of the negative electrode side paths 17 is the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side.
  • the inductance of the positive electrode side path 16 to the intersection of the upper arm switching element 4 with the collector is Zv
  • the inductance of the negative electrode side path 17 to the intersection of the lower arm switching element 7 with the emitter is Zg.
  • the intersection of the collector of the upper arm switching element 5 and the positive electrode side path 16 becomes the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side
  • the emitter and the negative electrode side of the lower arm switching element 8 The intersection of the paths 17 is the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side.
  • the inductance of the positive electrode side path 16 to the intersection of the upper arm switching element 5 with the collector is Zv
  • the inductance of the negative electrode side path 17 to the intersection of the lower arm switching element 8 with the emitter is Zg.
  • Z1 represents the internal impedance + inductance 42 of the upper arm of the noise source V1 (FIG. 3), and Z2 represents the internal impedance + inductance 42 of the lower arm of the noise source V1. Since the inductance 42 is minute and the connection position between the capacitor 33 and the parasitic capacitance 44 is substantially the same, the parasitic capacitance 44 is not Z1 but the capacitance Zt. Further, Zr represents the common mode impedance from the intersection of the inductance Zv and the inductance Zg (the starting point on the left side of the bridge circuit in FIG. 4) to the housing 15. The intersection of the inductance Zv and the inductance Zg in FIG. 4 is a starting point on the battery 14 (power supply) side and is a high frequency short circuit point.
  • Vc is a common mode voltage generated on the LISN side which is a noise measurement point. Due to the common mode voltage Vc generated by the switching operation inside the circuit, a common mode current flows through the connected wiring, and noise is generated. By establishing an equilibrium condition (impedance balance condition) that makes the common mode voltage Vc zero or extremely small, it is possible to eliminate or significantly reduce the noise due to the common mode current that flows out due to the switching operation. ..
  • the common mode voltage Vc can be expressed by the following equation (I).
  • the impedance Z1 is in the ON state of the upper arm switching element 3 and is ignored because the value is lower than that of other elements.
  • the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15 are located.
  • the power conversion device 1 is designed so that the above equation (III) is established or substantially established by adjusting the capacitance Zt, the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side, and the capacitance Zb between the housing 15.
  • the ratio of the inductance Zv to the inductance Zg is 1: 1 and the original parasitic capacitance between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15 is 100 pF, 900 pF as a component of the capacitance Zt.
  • a capacitor 33 additional capacitance on the positive electrode side
  • a capacitor 34 additional capacitance on the negative electrode side
  • the ratio of the capacitance Zt to the capacitance Zb becomes 1: 1 and the impedance balance. The conditions will be met.
  • the ratio of the capacitance Zt to the capacitance Zb is approximately 1. Since it is 1, the impedance balance condition is satisfied.
  • the intermediate additional impedance Zm1 (normal mode coil 30, three-phase common mode coil 28, and ferrite core 29) is connected between the intermediate paths 31U to 31W and the motor M, the drive target is Despite being a three-phase motor M, the impedance of the path passing through the parasitic capacitance 37 is sufficiently large.
  • the value related to the intermediate impedance Zm that is, the molecular second term and the denominator second term of the formula (I) become negligibly small, so that the parasitic capacitance on the positive electrode side is negligible.
  • the intermediate additional impedance Zm1 (normal mode coil 30, three-phase common mode coil 28, and ferrite core 29) is additionally connected between the intermediate paths 31U to 31W and the motor M.
  • the impedance of the path passing through the parasitic capacitance 37 will increase, and the common mode current flowing out from this path can be reduced.
  • the effect of impedance balance can be improved, and noise can be further suppressed without mounting a large EMI filter. It will be like.
  • the intermediate additional impedance Zm1 is composed of a normal mode coil 30, a three-phase common mode coil 28, and a ferrite core 29.
  • the common mode impedance can be increased and the outflow of the common mode current can be reduced.
  • the normal mode coil 30 as the intermediate additional impedance Zm1
  • the normal mode coil 30 does not require the coupling of three-phase wires, so that it can be arranged separately, and it is also arranged when it is arranged in the bus bar assembly 12 as in the embodiment. There are few restrictions on the above, and it is easier to miniaturize than in the case of a common mode coil.
  • the normal mode coil 30 may not be inserted in all of the output paths 32U to 32W (three-phase) as in the embodiment, but may be inserted in only two phases, for example. This also has the advantage of being easy to use because the noise reduction effect can be obtained.
  • the EMI filter 18 with the normal mode coils 22 and 35 connected to the positive electrode side path 16 and the negative electrode side path 17, respectively, as in the embodiment, the normal mode current flows out to the housing 15 as the common mode current. Inconvenience can be suppressed.
  • the impedances on the positive electrode side and the negative electrode side can be made equal and the degree of equilibrium can be maintained, and the impedance balance can be maintained. It is possible to maximize the effect of.
  • the equilibrium degree can be maintained even when the normal mode coil is not connected to either the positive electrode side path 16 or the negative electrode side path 17, but in that case, the normal mode current flows out as the common mode current. The inconvenience cannot be suppressed.
  • FIG. 5 shows an electric circuit diagram of a power conversion device 100 without the above-mentioned normal mode coil 30, three-phase common mode coil 28, ferrite core 29, and capacitors 33 and 34.
  • those shown by the same reference numerals as those in FIG. 1 are assumed to have the same or similar functions.
  • the arrow indicated by N1 is the common mode current (noise) flowing out from the motor M to the housing 15 via the parasitic capacitance 37
  • the arrow indicated by N2 is from the inverter circuit 2 to the housing 15 via the parasitic capacitor 36.
  • the outflowing common mode current (noise), the arrow indicated by N3, indicates the common mode current (noise) flowing back from the housing 15 to the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of the inverter circuit 2 via the Y capacitors 24 and 26, N9.
  • the arrows indicate the common mode currents (noise) flowing into the LISNs 16 and 17 on the positive electrode side (+) and the negative electrode side ( ⁇ ) through the shielded wire of the HV connector attached to the housing 15, respectively.
  • the arrow indicated by N4 is the common mode current (noise) flowing out from the housing 15 to the vehicle body 27, and the arrows indicated by N5 to N8 are the common mode current flowing from the vehicle body 27 to the EMI filter 18 via LISN17 and LISN16. (Noise) is shown. Although the arrows in the figure are shown in only one direction, the flow of the common mode current is not simple in reality, and the current flows in and out in both directions at each location.
  • the common mode current (N1) flowing out from the motor M via the parasitic capacitance 37 becomes large. Further, the common mode current and the common mode current (N2) flowing out from the inverter circuit 2 to the housing 15 are returned to the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of the inverter circuit 2 which is a noise source via the Y capacitors 24 and 26.
  • the Y capacitors 24 and 26 are separated from the motor M and the inverter circuit 2 (N3), the recirculation path becomes long, and the filter effect of the Y capacitors 24 and 26 (the effect of recirculating the common mode current) is sufficiently obtained. I can't.
  • the capacitors 33 and 34 are connected to balance the impedance, and the common mode voltage Vc is set to zero or extremely small, so that the common mode current (N1) is suppressed. , Noise can be eliminated or significantly reduced.
  • the intermediate additional impedance Zm1 normal mode coil 30, three-phase common mode coil 28, and ferrite core 29
  • the parasitic capacitance 37 The impedance of the path passing through is sufficiently large.
  • the impedance balance (balance) is taken, the values related to the intermediate impedance Zm (the second term of the molecule and the second term of the denominator of the formula (I)) become so small that they can be ignored, so that the parasitic capacitance on the positive electrode side is generated.
  • the bus bar assembly 12 is provided at a position closer to the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of the motor M and the inverter circuit 2 than the filter substrate 13, arranging these capacitors 33 and 34 in the bus bar assembly 12 shortens the return path. , It becomes possible to obtain a high filter effect in the capacitors 33 and 34. As a result, it is possible to suppress noise without inserting a large common mode coil into the power input unit as in the conventional case, and it is possible to effectively suppress noise while reducing the size.
  • the normal mode coil 30, the three-phase common mode coil 28, and the ferrite core 29 are arranged in the bus bar assembly 12 between the upper and lower arm switching elements 3 to 8 of the inverter circuit 2 and the motor M, so that the parasitic capacitance 37 is provided.
  • the impedance of the path passing through the above increases, and the common mode current (noise, indicated by the arrow N1) flowing out through the parasitic capacitance 37 decreases. This also eliminates the need to insert a large common mode coil into the power input unit, and it is possible to effectively suppress noise while reducing the size of the inverter-integrated electric compressor 1.
  • the capacitor 33 is connected between the positive electrode side path 16 and the housing 15 as the positive electrode side additional capacity
  • the capacitor 34 is also connected between the negative electrode side path 17 and the housing 15 as the negative electrode side additional capacity. Adjust the capacitance Zt between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15 (reference potential conductor) and the capacitance Zb between the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side and the housing 15 to balance the impedance.
  • only one of the capacitors 33 and 34 may be connected, and the capacitance of the other (Zb or Zt) may be dealt with by adjusting the parasitic capacitance between the housings 15.
  • the ratio of the inductance Zv to the inductance Zg is 1: 1 and the original parasitic capacitance between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15 is 100 pF, this is regarded as the capacitance Zt.
  • the ratio of the capacitance Zt to the capacitance Zb becomes 1: 1 and the impedance balance condition is satisfied. ..
  • the capacitance between the parasitic capacitance generation point P on the positive electrode side and the housing 15 is not connected to the capacitor 33 (additional capacitance on the positive electrode side) and the capacitor 34 (additional capacitance on the negative electrode side).
  • Both Zt and the parasitic capacitance generation point N on the negative electrode side and the capacitance Zb between the housings 15 may be dealt with only by adjusting the parasitic capacitance, and the impedance balance may be achieved.
  • the parasitic capacitance can be adjusted, for example, by changing the distance between the heat sink and the heat sink that dissipate heat from each switching element 3 to 8, the parasitic coupling between the collector and the heat sink, and the parasitic coupling between the emitter and the heat sink. This can be done by selecting switching elements with different couplings.
  • the capacitance Zt changes (adjustment).
  • the switching element itself can be changed (adjusted) by the value and position of internal impedance + parasitic capacitance. If the internal impedance changes, Z1 and Z2 in FIG. 4 change, but since Z1 and Z2 are not dominant factors in the impedance balance, only the parasitic capacitance 44 changes.
  • the bus bar assembly 12 in which the bus bar is molded with a hard resin is adopted as the wiring member, but in the inventions of claims 1 to 6, the bus bar may not be molded with the resin.
  • the normal mode coil 30, the three-phase common mode coil 28, and the ferrite core 29 are connected as the intermediate additional impedance Zm1, but the present invention is not limited to this, and only one of them or one of them is used. Two combinations (a combination of a normal mode coil 30 and a three-phase common mode coil 28, a combination of a normal mode coil 30 and a ferrite core 29, or a combination of a three-phase common mode coil 28 and a ferrite core 29) are connected.
  • the intermediate additional impedance Zm1 may be used.
  • the normal mode coils 22 and 35 are connected to both the positive electrode side path 16 and the negative electrode side path 17, but in inventions other than claim 8, either the positive electrode side path 16 or the negative electrode side path 17 is connected.
  • the normal mode coil (22 or 35) may be connected only to.
  • the present invention is not limited to this, and the present invention is effective for various devices for driving a three-phase motor. Needless to say, there is.

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Abstract

三相交流出力を印加してモータを駆動する際に比較的容易にインピーダンスバランスをとることができ、コモンモード電流によるノイズを抑制できる電力変換装置を提供する。正極側経路１６のインダクタンスをＺｖ、負極側経路１７のインダクタンスをＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間の容量をＺｔ、負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量をＺｂとしたとき、インダクタンスＺｖ、インダクタンスＺｇ、容量Ｚｔ、及び、容量Ｚｂで構成されるブリッジ回路の平衡条件に基づき、容量Ｚｔ、及び、容量Ｚｂが設定される。上アームスイッチング素子３～５の低電位側端子と下アームスイッチング素子６～８の高電位側端子を接続する中間経路とモータＭとの間の出力経路３２Ｕ～３２Ｗに中間付加インピーダンスＺｍ１を接続した。

Description

電力変換装置
　本発明は、三相交流出力をモータに印加する電力変換装置に関する。
　スイッチング素子のスイッチングにより、直流電源から三相交流出力を生成してモータに印加する電力変換装置では、スイッチング動作による急峻な電圧変動により、モータと筐体（基準電位導体）間の寄生容量（寄生結合）を介して筐体に流出するコモンモード電流（ノイズ）が多くなる。そのため、従来より制御基板の電源入力部にコモンモードコイルやＹコンデンサ（コモンモードコンデンサ）から成る大型のＥＭＩフィルタを搭載し、寄生容量を介して筐体に流出するコモンモード電流（ノイズ）をスイッチング素子（ノイズ源）に還流させ、ノイズの低減を図る対策が採られていた（例えば、特許文献１参照）。
　しかしながら、係るノイズ対策ではノイズ対策部品の大型化と制御基板を含む製品自体の大型化が否めなくなるため、ブリッジ回路を用い、ノイズ源であるスイッチング素子に対して周辺のインピーダンスのバランスをとり、ノイズ流出源とノイズ測定点の電位差を低減することで、結果としてコモンモード電流（ノイズ）を低減する対策も開発されている（例えば、特許文献２、非特許文献１参照）。
特許第５０９１５２１号公報 特開２０１９－２２１０６１号公報
「パワーＭＯＳＦＥＴ近傍の寄生結合とコモンモード電圧の関係」　一般財団法人電子情報通信学会　信学技報　ＩＥＩＣＥ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｒｅｐｏｒｔ　ＥＭＣＪ２０１７－６１　（２０１７－１１）
　しかしながら、特許文献２の対策では、バランスをとるために付加したインダクタンスやキャパシタンスをスイッチで切り換える際にサージによる新たなノイズが発生することになり、更に、切り換えを行うために制御が複雑化する問題がある。また、特許文献２ではノイズ流出ルートの一つであるモータの巻線と筐体間の寄生容量が考慮されていない。
　また、非特許文献１ではＤＣ－ＤＣコンバータにおけるインピーダンスバランス法が提案されている。この場合、スイッチング素子のアーム中点と筐体間の寄生容量が小さく、中間インピーダンスが十分に大きいことを前提としているが、ブリッジ回路を用いてインピーダンスのバランスをとる際、三相モータの場合にはアーム中点と筐体間の寄生容量が大きく、中間インピーダンスが小さいため、バランスをとるのが困難となり、且つ、効果が限定的になるという問題があった。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、三相交流出力を印加してモータを駆動する場合にも、比較的容易にインピーダンスバランスをとることができて、効果的にコモンモード電流によるノイズを抑制することができるようにした電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明の電力変換装置は、各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を有して三相交流出力をモータに印加するものであって、直流電源の正極側と上アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する正極側経路と、直流電源の負極側と下アームスイッチング素子の低電位側端子とを接続する負極側経路と、上アームスイッチング素子の低電位側端子と下アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する中間経路とを備え、正極側経路のインダクタンスをＺｖ、負極側経路のインダクタンスをＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量をＺｔ、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量をＺｂとしたとき、正極側経路のインダクタンスＺｖ、負極側経路のインダクタンスＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量Ｚｂで構成されるブリッジ回路の平衡条件に基づき、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量Ｚｂが設定されると共に、中間経路とモータとの間には中間付加インピーダンスＺｍ１が接続されていることを特徴とする。
　請求項２の発明の電力変換装置は、上記発明においてＺｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が成立し、若しくは、Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が略成立することを特徴とする。
　請求項３の発明の電力変換装置は、上記各発明において正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体との間に接続された正極側付加容量と、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体との間に接続された負極側付加容量、のうちの何れか一方、又は、双方を備えたことを特徴とする。
　請求項４の発明の電力変換装置は、上記各発明において中間付加インピーダンスＺｍ１は、ノーマルモードコイル、三相コモンモードコイル、フェライトコアのうちの何れか、又は、それらのうちの二つの組み合わせ、若しくは、それらの全てにより構成されていることを特徴とする。
　請求項５の発明の電力変換装置は、上記各発明において上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御基板と、直流電源、制御基板、上下アームスイッチング素子、及び、モータ間の配線を行うために設けられた配線部材とを備え、中間付加インピーダンスＺｍ１を、配線部材に配置したことを特徴とする。
　請求項６の発明の電力変換装置は、上記発明において正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体との間に接続された正極側付加容量と、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体との間に接続された負極側付加容量、のうちの何れか一方、又は、双方を備え、正極側付加容量、及び／又は、負極側付加容量を、配線部材に配置したことを特徴とする。
　請求項７の発明の電力変換装置は、請求項５又は請求項６の発明において配線部材は、バスバーを樹脂モールドして成るバスバーアセンブリであることを特徴とする。
　請求項８の発明の電力変換装置は、上記各発明において直流電源と上下アームスイッチング素子の間に接続されたＥＭＩフィルタを備え、このＥＭＩフィルタは、正極側経路と負極側経路の双方にそれぞれ接続されたノーマルモードコイルを備えたことを特徴とする。
　本発明は、各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を有して三相交流出力をモータに印加する電力変換装置であって、直流電源の正極側と上アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する正極側経路と、直流電源の負極側と下アームスイッチング素子の低電位側端子とを接続する負極側経路と、上アームスイッチング素子の低電位側端子と下アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する中間経路があるものに、更に、中間経路とモータとの間に中間付加インピーダンスＺｍ１を接続したので、モータと基準電位導体間の寄生容量を経由する経路のインピーダンスを増加させ、この経路から流出するコモンモード電流を低減させることができるようになり、ノイズの抑制を図ることが可能となる。
　特に、中間経路とモータとの間に中間付加インピーダンスＺｍ１を接続して、モータと基準電位導体間の寄生容量を経由する経路のインピーダンスを十分に大きくしているので、正極側経路のインダクタンスをＺｖ、負極側経路のインダクタンスをＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量をＺｔ、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量をＺｂとしたとき、正極側経路のインダクタンスＺｖ、負極側経路のインダクタンスＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量Ｚｂで構成されるブリッジ回路の平衡条件に基づき、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体間の容量Ｚｂを設定することで、インピーダンスバランス（平衡）をとる際に、中間インピーダンスが関わる値を無視できる程に小さくすることが可能となり、バランスがとり易くなって効果的にノイズを低減することができるようになる。
　この場合、各相の上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子を有して三相交流出力をモータに印加する場合には、アーム中点と基準電位導体間の寄生容量が大きく、中間インピーダンスが小さいため、バランスをとることが困難となるが、本発明の如く中間付加インピーダンスを接続することで、効果的に係る問題を解消することが可能となる。
　上記における平衡条件は、請求項２の発明の如くＺｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が成立し、若しくは、Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が略成立することである。
　また、請求項３の発明の如く正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体との間に正極側付加容量を接続し、及び／又は、負極側の寄生容量発生ポイントＮと基準電位導体との間に負極側付加容量を接続するようにすれば、一層容易にインピーダンスバランスがとり易くなる。
　更に、請求項４の発明の如く中間付加インピーダンスＺｍ１は、ノーマルモードコイル、三相コモンモードコイル、フェライトコアのうちの何れか、又は、それらのうちの二つの組み合わせ、若しくは、それらの全てにより構成するとよい。中間付加インピーダンスとして三相コモンモードコイルとフェライトコアを設けることにより、コモンモードインピーダンスを増加させてコモンモード電流の流出を減少させることができるようになる。一方、中間付加インピーダンスとしてノーマルモードコイルを設けることにより、スイッチングサージを効果的に抑制することが可能となり、結果として三相線間のモード変換（ノーマルモードからコモンモード）の抑制となるので、これらにより、モータと基準電位導体間の寄生容量の影響を受け難くすることができるようになる。
　また、ノーマルモードコイルは、コモンモードコイルと異なり、三相線の結合が不要なことから、別々に配置することが可能であり、配置上の制約が少なく、コモンモードコイルの場合よりも小型化し易い。更に、三相全てに入れなくとも（例えば二相のみ）、ノイズ低減効果が得られることから、使い勝手がよいという利点がある。
　また、請求項５の発明の如く上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御基板と、直流電源、制御基板、上下アームスイッチング素子、及び、モータ間の配線を行うために設けられた配線部材が設けられている場合、中間付加インピーダンスＺｍ１を、配線部材に配置することで、装置の小型化を図ることもできるようになる。
　この場合、更に請求項６の発明の如く正極側付加容量や負極側付加容量も配線部材に配置するようにすれば、より一層、装置の小型化を図ることができるようになる。
　また、請求項７の発明の如く配線部材を、バスバーを樹脂モールドして成るバスバーアセンブリで構成することで、絶縁を確保しながら耐震性も担保することができるようになるものである。
　更に、請求項８の発明の如く直流電源と上下アームスイッチング素子の間に接続されたＥＭＩフィルタに、正極側経路と負極側経路の双方にそれぞれ接続されたノーマルモードコイルを設けることにより、ノーマルモード電流がコモンモード電流として基準電位導体に流出する不都合を抑制することができる。特に、正極側経路と負極側経路の双方にノーマルモードコイルを接続することで、正極側と負極側のインピーダンスを等しくし、平衡度を保つことができるようになり、インピーダンスバランスの効果を最大限に引き出すことが可能となる。
本発明を適用した電力変換装置の電気回路図である。 図１の電力変換装置のインバータ回路と制御基板の電気回路図である。 図１の電力変換装置の制御基板（バスバーアセンブリを含む）の寄生成分を説明する図である。 図１の電力変換装置のモデル化されたブリッジ回路を示す図である。 従来の電力変換装置のノイズ経路を説明する図である。 図１の電力変換装置のノイズ経路を説明するための電気回路図である。
　以下、本発明の一実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。図１は本発明を適用した一実施例の電力変換装置１の電気回路図、図２はインバータ回路２と制御基板１１の電気回路図である。
　（１）電力変換装置１
　実施例の電力変換装置１は、三相のインバータ回路２の各相の上下アームを構成するＩＧＢＴ（ＭＯＳＦＥＴでもよい）から成る６個のスイッチング素子３～８と（図２）、プリント配線に制御回路が実装された制御基板１１（図２）と、後述するバッテリ１４、制御基板１１、各スイッチング素子３～８、及び、モータＭ間の配線を行うための配線部材としてのバスバーアセンブリ１２と、フィルタ基板１３を備え、直流電源としての車両の前記バッテリ１４から給電される直流電力を三相交流電力に変換して、モータＭのステータコイル（図示せず）に給電するものである。
　実施例のモータＭは、ＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）から構成されており、車両に搭載された図示しない電動圧縮機の金属製（例えば、アルミニウム）の筐体１５内に収納された図示しない圧縮機構を駆動し、冷媒を圧縮して図示しない車両用空気調和装置の冷媒回路内に吐出するものである。そして、電力変換装置１は電動圧縮機の筐体１５に一体に設けられているものとする。
　（２）電力変換装置１の電気回路
　先ず、図１を用いて実施例の電力変換装置１の電気回路を説明する。１６はバッテリ１４の正極側（＋）にＬＩＳＮ（疑似電源回路網）を介して接続された正極側経路、１７はバッテリ１４の負極側（－）にＬＩＳＮを介して接続された負極側経路であり、これら正極側経路１６と負極側経路１７にはＥＭＩフィルタ１８と平滑コンデンサ１９が接続されている。これらＥＭＩフィルタ１８と平滑コンデンサ１９はバッテリ１４とインバータ回路２のスイッチング素子３～８の間に接続されている。
　上記ＥＭＩフィルタ１８は、正極側経路１６と負極側経路１７間に接続されたＸコンデンサ２１と、このＸコンデンサ２１の後段の正極側経路１６と負極側経路１７の双方にそれぞれ接続されたノーマルモードコイル２２及び３５と、これらノーマルモードコイル２２、３５の後段に接続されたコモンモードコイル２３と、このコモンモードコイル２３の後段において、正極側経路１６及び負極側経路１７と筐体１５間にそれぞれ接続されたＹコンデンサ２６及びＹコンデンサ２４から構成されている。
　そして、これらＥＭＩフィルタ１８と平滑コンデンサ１９はフィルタ基板１３に配置されている。上記Ｘコンデンサ２１はノーマルモードノイズを低減するためのコンデンサであり、Ｙコンデンサ２４、２６はコモンモードノイズを低減するためのコンデンサである。また、平滑コンデンサ１９は電圧リプルを平滑すると共に、インピーダンスバランスの起点として高周波を短絡とみなすためのコンデンサである。
　尚、筐体１５は車体２７（ＧＮＤ）に接続されている。そして、実施例では筐体１５が電力変換装置１の基準電位導体となる。また、２５はバスバーアセンブリ１２と平滑コンデンサ１９の間の負極側経路１７に接続されたシャント抵抗である。
　（２－１）中間付加インピーダンスＺｍ１（ノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８及びフェライトコア２９
　また、平滑コンデンサ１９の後段の正極側経路１６及び負極側経路１７にはインバータ回路２が接続されており、インバータ回路２の後述する中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭの間には、本発明における中間付加インピーダンスＺｍ１を構成するノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９が順次接続されている。これらノーマルモードコイル３０や三相コモンモードコイル２８は主に低周波のインピーダンスを増加させ、フェライトコア２９は高周波のインピーダンスを増加させる。フェライトコア２９は後述する出力経路３２Ｕ～３２Ｗの周囲に配置するものであるが、本発明では係る配置も接続と称する。また、ノーマルモードコイル３０は実施例では出力経路３２Ｕ～３２Ｗの全てにそれぞれ接続されているものとする。
　（２－２）正極側付加容量（コンデンサ３３）及び負極側付加容量（コンデンサ３４）
　更に、インバータ回路２と平滑コンデンサ１９の間の正極側経路１６と筐体１５（基準電位導体）間には、実施例では正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間の容量Ｚｔを構成する正極側付加容量としてのコンデンサ３３（インピーダンスバランス用）を接続し、インバータ回路２と平滑コンデンサ１９の間の負極側経路１７と筐体１５（基準電位導体）間には、実施例では負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂを構成する負極側付加容量としてのコンデンサ３４（インピーダンスバランス用）を接続している。尚、図１では寄生容量発生ポイントＰ、Ｎと離れてコンデンサ３３、３４を示しているが、実際には図３に示すように、コンデンサ３３（正極側付加容量）は正極側の寄生容量発生ポイントＰ（上アームスイッチング素子３～５のコレクタと正極側経路１６の交点）と筐体１５間に接続され、コンデンサ３４（負極側付加容量）は実施例ではシャント抵抗２５を介し、負極側の寄生容量発生ポイントＮ（下アームスイッチング素子６～８のエミッタと負極側経路１７の交点）と筐体１５間に接続されている。また、シャント抵抗２５の位置も、図１では分かりやすくするために負極側の寄生容量発生ポイントＮから離して示している。
　そして、これらコンデンサ３３、３４と、前述したノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、フェライトコア２９は、実施例ではバスバーアセンブリ１２に配置されている。尚、図１中３６で示す容量はインバータ回路２と筐体１５間の寄生容量（寄生結合）を示し、３７で示す容量はモータＭと筐体１５間の寄生容量（寄生結合）を示している。
　（２－３）インバータ回路２
　次に、図２にはインバータ回路２の電気回路と制御基板１１を示している。インバータ回路２は、Ｕ相インバータ３８Ｕ、Ｖ相インバータ３８Ｖ、Ｗ相インバータ３８Ｗを有しており、各相インバータ３８Ｕ～３８Ｗは、それぞれ前述した上アーム側のスイッチング素子（上アームスイッチング素子と称す）３～５と、下アーム側のスイッチング素子（下アームスイッチング素子と称す）６～８を個別に有している。更に、各スイッチング素子３～８には、それぞれフライホイールダイオード３９が逆並列に接続されている。
　そして、インバータ回路２の上アームスイッチング素子３～５の高電位側端子は正極側経路１６に接続されており、下アームスイッチング素子６～８の低電位側端子は負極側経路１７に接続されている。Ｕ相インバータ３８Ｕの上アームスイッチング素子３の低電位側端子と下アームスイッチング素子６の高電位側端子は中間経路３１Ｕにて接続され、この中間経路３１Ｕが出力経路３２ＵによってモータＭのＵ相のステータコイルに接続される。
　また、Ｖ相インバータ３８Ｖの上アームスイッチング素子４の低電位側端子と下アームスイッチング素子７の高電位側端子は中間経路３１Ｖにて接続され、この中間経路３１Ｖが出力経路３２ＶによってモータＭのＶ相のステータコイルに接続される。更に、Ｗ相インバータ３８Ｗの上アームスイッチング素子５の低電位側端子と下アームスイッチング素子８の高電位側端子は中間経路３１Ｗにて接続され、この中間経路３１Ｗが出力経路３２ＷによってモータＭのＷ相のステータコイルに接続される。そして、前述したノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９は中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭの間に位置する出力経路３２Ｕ～３２Ｗ中に設けられる。尚、フェライトコア２９は出力経路３２Ｕ～３２Ｗについて図１に大きな四角で示す如く全相一括で配置してもよく、図１に小さな四角で示す如く各相の出力経路３２Ｕ～３２Ｗの周囲にそれぞれ別個に配置してもよい。
　（２－４）制御基板１１
　一方、制御基板１１の制御回路はプロセッサを有するマイクロコンピュータから構成されており、実施例では車両のＥＣＵから回転数指令値を入力し、シャント抵抗２５を用いてモータＭの相電流を検出及び算出し、これらに基づき、インバータ回路２の各上下アームスイッチング素子３～８のＯＮ／ＯＦＦ状態を制御する。具体的には、各上下アームスイッチング素子３～８のゲート端子に印加するゲート電圧（駆動信号）を制御し、各相の上下アームスイッチング素子３～８をそれぞれ接続する中間経路３１Ｕ～３１Ｗの電圧（相電圧）を三相交流出力とし、出力経路３２Ｕ～３２Ｗを介してモータＭの各相のステータコイルに印加することで当該モータＭを駆動する。
　（２－５）バスバーアセンブリ１２
　また、実施例のバスバーアセンブリ１２は、導電性金属から成るバスバーを硬質樹脂によりモールドした構成とされている。このバスバーアセンブリ１２のバスバーにフィルタ基板１３や制御基板１１、各スイッチング素子３～８、モータＭが接続されることで、バッテリ１４、制御基板１１、各スイッチング素子３～８、モータＭ間の配線が成される。
　（２－６）バスバーアセンブリ１２を含む制御基板１１の寄生成分（インダクタンスや容量）
　次に、図３を用いて、電力変換装置１の制御基板１１（バスバーアセンブリ１２を含む）の寄生成分について説明する。図中Ｚｖはバスバーアセンブリ１２を含む正極側経路１６（配線）のインダクタンス、Ｚｇはバスバーアセンブリ１２を含む負極側経路１７（配線）のインダクタンスである。正極側経路１６や負極側経路１７には他の寄生成分も存在するが、配線のインダクタンスが支配的となる。
　また、図中Ｚｔはバスバーアセンブリ１２を含む正極側の寄生容量発生ポイントＰ（図４）と筐体１５（基準電位導体）間の容量、Ｚｂはバスバーアセンブリ１２を含む負極側の寄生容量発生ポイントＮ（図４）と筐体１５間の容量である。実施例の容量Ｚｔには、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間の寄生容量と前述したコンデンサ３３（インピーダンスバランス用の正極側付加容量）の容量が含まれる。また、容量Ｚｂには、負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の寄生容量と前述したコンデンサ３４（インピーダンスバランス用の負極側付加容量）の容量が含まれる。
　図中４１で示す破線で示した部分は各スイッチング素子３～８（スイッチング記号で示す）により構成されるノイズ源であり、４２は各相に分岐した正極側経路１６のインダクタンス（これもインダクタンスが支配的となるという意味）、４３はＰＣＢパターンのインダクタンス（これもインダクタンスが支配的となるという意味）である。４４は上アームスイッチング素子３～５のコレクタと筐体１５間の寄生容量、４６は下アームスイッチング素子６～８のコレクタと筐体１５間の寄生容量である（これらも寄生容量が支配的となるという意味）。４８は上アームスイッチング素子３～５のエミッタと筐体１５間の寄生容量＋バスバーと筐体１５間の寄生容量（これらも寄生容量が支配的となるという意味）である。４９は下アームスイッチング素子６～８のエミッタと筐体１５間の寄生容量である（これらも寄生容量が支配的となるという意味）。
　図中Ｚｍは中間インピーダンスを示している。この中間インピーダンスＺｍは、上下アームスイッチング素子３～８のコレクタやエミッタ、バスバーアセンブリ１２のバスバー、モータＭの巻線と、寄生容量３７、４３、４６、４８、寄生インダクタンス４７を含む中間経路３１Ｕ～３１Ｗ（上アームスイッチング素子３～５と下アームスイッチング素子６～８の中点）と筐体１５間の寄生成分であり、この中間インピーダンスＺｍを介してコモンモード電流が筐体１５に流出し、コモンモードノイズが発生することになる。
　尚、図３では前述した中間付加インピーダンスＺｍ１を示していないが、本発明では、図１の実施例に示すように、中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭの間の出力経路３２Ｕ～３２Ｗに、ノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９から成る中間付加インピーダンスＺｍ１が追加して接続され、その分、中間インピーダンスＺｍの値は増大している。
　（３）インピーダンスバランス条件（平衡条件）を成立させることによるノイズの低減
　次に、図４を参照しながら、インピーダンスバランス条件（平衡条件）を成立させることによるノイズの低減対策について説明する。図４のブリッジ回路は例えば図２中のＵ相インバータ３８Ｕがノイズ源Ｖ１となるとき（上アームスイッチング素子３がノイズ源となる際）のコモンモード等価回路（モデル化されたブリッジ回路）であり、図中Ｚｖは前述した正極側経路１６のインダクタンス、Ｚｇは負極側経路１７のインダクタンス、Ｚｔはコンデンサ３３の容量を含む正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５（基準電位導体）間の容量、Ｚｂはコンデンサ３４の容量を含む負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量、Ｚｍは中間付加インピーダンスＺｍ１を含む中間インピーダンスである。下アームスイッチング素子６がノイズ源となる際は、ノイズ源は中間インピーダンスＺｍとの交点の下側に位置することになる。
　尚、本発明における正極側の寄生容量発生ポイントＰは図４の場合は上アームスイッチング素子３のコレクタと正極側経路１６の交点であり、負極側の寄生容量発生ポイントＮは下アームスイッチング素子６のエミッタと負極側経路１７の交点である。また、図４の場合、本発明における正極側経路１６のインダクタンスＺｖは上アームスイッチング素子３のコレクタとの交点までの正極側経路１６のインダクタンスであり、負極側経路１７のインダクタンスＺｇは下アームスイッチング素子６のエミッタとの交点までの負極側経路１７のインダクタンスである。また、Ｖ相インバータ３８Ｖがノイズ源Ｖ１となる場合は、同様に上アームスイッチング素子４のコレクタと正極側経路１６の交点が正極側の寄生容量発生ポイントＰとなり、下アームスイッチング素子７のエミッタと負極側経路１７の交点が負極側の寄生容量発生ポイントＮとなる。その場合は、上アームスイッチング素子４のコレクタとの交点までの正極側経路１６のインダクタンスがＺｖとなり、下アームスイッチング素子７のエミッタとの交点までの負極側経路１７のインダクタンスがＺｇとなる。更に、Ｗ相インバータ３８Ｗがノイズ源Ｖ１となる場合は、上アームスイッチング素子５のコレクタと正極側経路１６の交点が正極側の寄生容量発生ポイントＰとなり、下アームスイッチング素子８のエミッタと負極側経路１７の交点が負極側の寄生容量発生ポイントＮとなる。その場合は、上アームスイッチング素子５のコレクタとの交点までの正極側経路１６のインダクタンスがＺｖとなり、下アームスイッチング素子８のエミッタとの交点までの負極側経路１７のインダクタンスがＺｇとなる。
　また、図４中Ｚ１はノイズ源Ｖ１の上アームの内部インピーダンス＋インダクタンス４２（図３）、Ｚ２はノイズ源Ｖ１の下アームの内部インピーダンス＋インダクタンス４２を表している。インダクタンス４２は微小で、コンデンサ３３と寄生容量４４の接続位置は略同じなので、寄生容量４４はＺ１ではなく、容量Ｚｔとなる。また、ＺｒはインダクタンスＺｖとインダクタンスＺｇの交点（図４のブリッジ回路の向かって左側の起点）から筐体１５までのコモンモードインピーダンスを表している。図４のインダクタンスＺｖとインダクタンスＺｇの交点は、バッテリ１４（電源）側の起点であり、高周波短絡ポイントである。
　そして、図４中Ｖｃはノイズ測定点であるＬＩＳＮ側に生じるコモンモード電圧である。回路内部のスイッチング動作によって生じるコモンモード電圧Ｖｃによって、接続される配線にコモンモード電流が流れ、ノイズが発生する。このコモンモード電圧Ｖｃを零、若しくは、極めて小さくする平衡条件（インピーダンスバランス条件）を成立させることで、スイッチング動作に伴い流出するコモンモード電流によるノイズを解消、若しくは、著しく低減させることが可能となる。
　この回路方程式から計算すると、コモンモード電圧Ｖｃは以下の式（Ｉ）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　尚、インピーダンスＺ１は上アームスイッチング素子３のＯＮ状態であり、他の素子に対して値が低いため無視している。
　更に、Ｚｍが十分に大きい場合、式（Ｉ）の分子第二項と分母第二項は無視することができるようになり、式（Ｉ）は下記式（ＩＩ）で書き表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、式（ＩＩ）の分子（ＺｇＺｔ－ＺｂＺｖ）を零とする条件、即ち、インピーダンスバランス条件は、下記式（ＩＩＩ）となる。
　Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖ　　　・・・（ＩＩＩ）
　そこで、この実施例では図１に示したインピーダンスバランスをとるために接続するコンデンサ３３、３４の容量を選定することにより、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５（基準電位導体）間の容量Ｚｔと、負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂを調整して、上記式（ＩＩＩ）を成立させ、若しくは、略成立するように電力変換装置１を設計する。尚、略成立とは、Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖでは無いが、ニアリーイコール（両者の差が極めて小さい一定の許容範囲Ａ以内）であることを意味するものとする。これにより、効果的にノイズを低減することができるようになる。
　具体的には、例えばインダクタンスＺｖとインダクタンスＺｇの比率が１：１で、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間のもともとの寄生容量が１００ｐＦであった場合、容量Ｚｔの成分として９００ｐＦのコンデンサ３３（正極側付加容量）を接続し、容量Ｚｂの成分として１０００ｐＦのコンデンサ３４（負極側付加容量）を接続すれば、容量Ｚｔと容量Ｚｂの比率も１：１となって、インピーダンスバランス条件を満たすことになる。
　或いは、もともとの寄生容量１００ｐＦを無視できるような値、例えば１０ｎＦのコンデンサ３３（正極側付加容量）とコンデンサ３４（負極側付加容量）を接続しても、容量Ｚｔと容量Ｚｂの比率が略１：１となるので、インピーダンスバランス条件を満たすことになる。
　特に、本発明では中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭとの間に中間付加インピーダンスＺｍ１（ノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９）を接続しているので、駆動対象が三相モータＭであるにもかかわらず、寄生容量３７を経由する経路のインピーダンスが十分に大きくなっている。これにより、インピーダンスバランス（平衡）をとる際に、中間インピーダンスＺｍが関わる値、即ち、式（Ｉ）の分子第二項と分母第二項が無視できる程に小さくなるので、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５（基準電位導体）間の容量Ｚｔと負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂ（実施例ではコンデンサ３３、３４の容量の選定）によるブリッジ回路の平衡（バランス）がとり易くなり、容易、且つ、効果的にノイズを低減することができるようになる。
　また、実施例のように中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭとの間に中間付加インピーダンスＺｍ１（ノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９）を追加して接続したことで、寄生容量３７を経由する経路のインピーダンスが増加することになり、この経路から流出するコモンモード電流を低減させることができるようになる。これにより、モータＭと筐体１５間の寄生容量３７が大きい場合にも、インピーダンスバランスの効果を向上させることが可能となり、大型のＥＭＩフィルタを搭載すること無く、ノイズを一層抑制することができるようになる。
　また、実施例では中間付加インピーダンスＺｍ１をノーマルモードコイル３０と、三相コモンモードコイル２８と、フェライトコア２９により構成している。このように中間付加インピーダンスＺｍ１として三相コモンモードコイル２８とフェライトコア２９を設けることにより、コモンモードインピーダンスを増加させてコモンモード電流の流出を減少させることができるようになる。一方、中間付加インピーダンスＺｍ１としてノーマルモードコイル３０を設けることにより、スイッチングサージを効果的に抑制することが可能となり、結果として三相線間のモード変換（ノーマルモードからコモンモード）の抑制となるので、これらにより、モータＭと筐体１５間の寄生容量３７の影響を受け難くすることができるようになる。
　また、ノーマルモードコイル３０は、コモンモードコイルと異なり、三相線の結合が不要なことから、別々に配置することが可能であり、実施例の如くバスバーアセンブリ１２に配置する際にも、配置上の制約が少なく、コモンモードコイルの場合よりも小型化し易い。尚、ノーマルモードコイル３０は、実施例の如く出力経路３２Ｕ～３２Ｗ（三相）の全てに入れなくとも、例えば二相のみに入れてもよい。それによっても、ノイズ低減効果が得られることから、使い勝手がよいという利点がある。
　更に、実施例のようにＥＭＩフィルタ１８に正極側経路１６と負極側経路１７にそれぞれ接続されたノーマルモードコイル２２及び３５を設けることで、ノーマルモード電流がコモンモード電流として筐体１５に流出する不都合を抑制することができる。特に、正極側経路１６と負極側経路１７の双方にノーマルモードコイル２２及び３５を接続することで、正極側と負極側のインピーダンスを等しくし、平衡度を保つことができるようになり、インピーダンスバランスの効果を最大限に引き出すことが可能となる。
　尚、実施例では正極側経路１６と負極側経路１７の何れにもノーマルモードコイルを接続しない場合にも平衡度を保つことはできるが、その場合にはノーマルモード電流がコモンモード電流として流出する不都合を抑制することができなくなる。
　（４）ノイズ低減効果
　次に、図５、図６を参照しながら、本発明によるノイズ低減効果について説明する。図５は前述したノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、フェライトコア２９、コンデンサ３３、３４を設けない電力変換装置１００の電気回路図を示している。尚、この図において図１と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。
　この図中、Ｎ１で示す矢印はモータＭから寄生容量３７を介して筐体１５に流出するコモンモード電流（ノイズ）、Ｎ２で示す矢印はインバータ回路２から寄生容量３６を介して筐体１５に流出するコモンモード電流（ノイズ）、Ｎ３で示す矢印は筐体１５からＹコンデンサ２４、２６を介してインバータ回路２の上下アームスイッチング素子３～８に還流するコモンモード電流（ノイズ）、Ｎ９で示す矢印は筐体１５に取り付けられたＨＶコネクタのシールド線を通って正極側（＋）及び負極側（－）のＬＩＳＮ１６、１７に流入するコモンモード電流（ノイズ）をそれぞれ示している。また、Ｎ４で示す矢印は筐体１５から車体２７に流出するコモンモード電流（ノイズ）、Ｎ５～Ｎ８で示す矢印は、車体２７からＬＩＳＮ１７、ＬＩＳＮ１６を経由してＥＭＩフィルタ１８に流入するコモンモード電流（ノイズ）を示している。尚、図中の矢印は単一方向のみで示しているが、実際にはコモンモード電流の流れは単純ではなく、各場所において双方向で流出／流入している。
　図５の電力変換装置１００の場合、モータＭから寄生容量３７を介して流出するコモンモード電流（Ｎ１）が大きくなる。また、このコモンモード電流とインバータ回路２から筐体１５に流出するコモンモード電流（Ｎ２）はＹコンデンサ２４、２６を介してノイズ源であるインバータ回路２の上下アームスイッチング素子３～８に還流するが（Ｎ３）、モータＭやインバータ回路２からＹコンデンサ２４、２６は離れているため、還流経路が長くなり、Ｙコンデンサ２４、２６のフィルタ効果（コモンモード電流を還流させる効果）が十分に得られなくなる。
　一方、実施例では図１、図６に示す如くコンデンサ３３、３４を接続してインピーダンスバランスをとり、コモンモード電圧Ｖｃを零、若しくは、極めて小さくしているのでコモンモード電流（Ｎ１）を抑制し、ノイズを解消、若しくは、著しく低減することが可能となる。
　特に、本発明では中間経路３１Ｕ～３１ＷとモータＭとの間に中間付加インピーダンスＺｍ１（ノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９）を接続しているので、寄生容量３７を経由する経路のインピーダンスが十分に大きくなっている。これにより、インピーダンスバランス（平衡）をとる際に、中間インピーダンスＺｍが関わる値（式（Ｉ）の分子第二項と分母第二項）が無視できる程に小さくなるので、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５（基準電位導体）間の容量Ｚｔと、負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂの調整、即ち、実施例でのコンデンサ３３と３４の容量の選定によるブリッジ回路の平衡（バランス）がとり易くなり、容易、且つ、効果的にノイズを低減することができるようになる。
　また、図１、図６のようにコンデンサ３３、３４をバスバーアセンブリ１２に配置することにより、モータＭから寄生容量３７を介して流出するコモンモード電流（Ｎ１）とインバータ回路２から筐体１５に流出するコモンモード電流（Ｎ２）のうちの多くは、図６に矢印Ｎ１０で示すように、コンデンサ３３、３４を介してノイズ源であるインバータ回路３の上下アームスイッチング素子３～８に還流するようになる。
　バスバーアセンブリ１２はフィルタ基板１３よりもモータＭやインバータ回路２の上下アームスイッチング素子３～８に近い位置に設けられるので、これらコンデンサ３３、３４をバスバーアセンブリ１２に配置することで還流経路が短くなり、コンデンサ３３、３４において高いフィルタ効果を得ることができるようになる。これにより、従来の如く電源入力部に大型のコモンモードコイルを挿入すること無く、ノイズを抑制することが可能となり、小型化を図りながら、効果的にノイズを抑制することができるようになる。
　また、実施例ではインバータ回路２の上下アームスイッチング素子３～８とモータＭ間のバスバーアセンブリ１２にノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９を配置したので、寄生容量３７を経由する経路のインピーダンスが増加し、寄生容量３７を経由して流出するコモンモード電流（ノイズ。矢印Ｎ１で示す）は小さくなる。これによっても、大型のコモンモードコイルを電源入力部に挿入する必要がなくなり、インバータ一体型電動圧縮機１の小型化を図りながら、効果的にノイズの抑制を図ることが可能となる。
　尚、実施例では正極側経路１６と筐体１５間に、正極側付加容量としてコンデンサ３３を接続し、負極側経路１７と筐体１５間にも、負極側付加容量としてコンデンサ３４を接続することで正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５（基準電位導体）間の容量Ｚｔと、負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂを調整し、インピーダンスバランスをとるようにしたが、コンデンサ３３と３４のうちの何れか一方のみを接続し、他方の容量（ＺｂかＺｔ）については、筐体１５間の寄生容量の調整で対応するようにしてもよい。
　具体的には、例えばインダクタンスＺｖとインダクタンスＺｇの比率が１：１で、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間のもともとの寄生容量が１００ｐＦであった場合、これを容量Ｚｔと見做して、容量Ｚｂの成分として新たに１００ｐＦのコンデンサ３４（負極側付加容量）のみを接続すれば、容量Ｚｔと容量Ｚｂの比率も１：１となって、インピーダンスバランス条件を満たすことになる。
　また、請求項１や請求項２の発明では、コンデンサ３３（正極側付加容量）及びコンデンサ３４（負極側付加容量）を接続せず、正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間の容量Ｚｔ及び負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量Ｚｂの双方を寄生容量の調整のみで対応し、インピーダンスバランスをとるようにしてもよい。これらの場合の寄生容量の調整は、例えば、各スイッチング素子３～８を放熱させるヒートシンクと放熱シート間の距離を変更することや、コレクタとヒートシンクの間の寄生結合、エミッタとヒートシンクの間の寄生結合が異なるスイッチング素子を選定することによって行うことができる。
　ヒートシンクと放熱シート間の距離の変更は、寄生容量の調整となり、図３の寄生容量４４の値が変わることになるので、容量Ｚｔが変わる（調整）ことになる。スイッチング素子自体は内部インピーダンス＋寄生容量の値及び位置によって変更（調整）することができる。内部インピーダンスが変われば、図４のＺ１、Ｚ２が変わるが、インピーダンスバランスにおいてはＺ１、Ｚ２は支配的な要因ではないため、寄生容量４４が変わるのみとなる。
　また、実施例では配線部材として、バスバーを硬質樹脂でモールドしたバスバーアセンブリ１２を採用したが、請求項１～請求項６の発明では樹脂でモールドしないバスバーであってもよい。また、実施例では中間付加インピーダンスＺｍ１としてノーマルモードコイル３０、三相コモンモードコイル２８、及び、フェライトコア２９を接続したが、それに限らず、それらのうちの何れかのみ、或いは、それらのうちの二つの組み合わせ（ノーマルモードコイル３０と三相コモンモードコイル２８の組み合わせ、又は、ノーマルモードコイル３０とフェライトコア２９の組み合わせ、若しくは、三相コモンモードコイル２８とフェライトコア２９の組み合わせ）を接続して中間付加インピーダンスＺｍ１としてもよい。
　また、実施例では正極側経路１６と負極側経路１７の双方にノーマルモードコイル２２及び３５を接続したが、請求項８以外の発明では正極側経路１６と負極側経路１７のうちの何れか一方にのみノーマルモードコイル（２２か３５）を接続するようにしてもよい。
　更に、実施例で示した電力変換装置１により電動圧縮機のモータＭを駆動する例で説明したが、それに限定されるものでは無く、三相モータを駆動する種々の装置に本発明が有効であることは云うまでもない。
　１　電力変換装置
　２　インバータ回路
　３～８　上下アームスイッチング素子
　１１　制御基板
　１２　バスバーアセンブリ（配線部材）
　１４　バッテリ（直流電源）
　１５　筐体（基準電位導体）
　１６　正極側経路
　１７　負極側経路
　２２、３５　ノーマルモードコイル
　２８　三相コモンモードコイル（Ｚｍ１）
　２９　フェライトコア（Ｚｍ１）
　３０　ノーマルモードコイル（Ｚｍ１）
　３１Ｕ～３１Ｗ　中間経路
　３２Ｕ～３２Ｗ　出力経路
　３３　コンデンサ（正極側付加容量）
　３４　コンデンサ（負極側付加容量）
　Ｍ　モータ
　Ｎ　負極側の寄生容量発生ポイント
　Ｐ　正極側の寄生容量発生ポイント
　Ｚｂ　負極側の寄生容量発生ポイントＮと筐体１５間の容量
　Ｚｇ　負極側経路のインダクタンス
　Ｚｍ　中間インピーダンス
　Ｚｍ１　中間付加インピーダンス
　Ｚｔ　正極側の寄生容量発生ポイントＰと筐体１５間の容量
　Ｚｖ　正極側経路のインダクタンス

Claims (8)

  1. 　各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子を有して三相交流出力をモータに印加する電力変換装置において、
    　直流電源の正極側と前記上アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する正極側経路と、
    　前記直流電源の負極側と前記下アームスイッチング素子の低電位側端子とを接続する負極側経路と、
    　前記上アームスイッチング素子の低電位側端子と前記下アームスイッチング素子の高電位側端子とを接続する中間経路とを備え、
    　前記正極側経路のインダクタンスをＺｖ、前記負極側経路のインダクタンスをＺｇ、正極側の寄生容量発生ポイントＰと基準電位導体間の容量をＺｔ、負極側の寄生容量発生ポイントＮと前記基準電位導体間の容量をＺｂとしたとき、前記正極側経路のインダクタンスＺｖ、前記負極側経路のインダクタンスＺｇ、前記正極側の寄生容量発生ポイントＰと前記基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、前記負極側の寄生容量発生ポイントＮと前記基準電位導体間の容量Ｚｂで構成されるブリッジ回路の平衡条件に基づき、前記正極側の寄生容量発生ポイントＰと前記基準電位導体間の容量Ｚｔ、及び、前記負極側の寄生容量発生ポイントＮと前記基準電位導体間の容量Ｚｂが設定されると共に、
    　前記中間経路と前記モータとの間には中間付加インピーダンスＺｍ１が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が成立し、若しくは、Ｚｇ・Ｚｔ＝Ｚｂ・Ｚｖの関係が略成立することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記正極側の寄生容量発生ポイントＰと前記基準電位導体との間に接続された正極側付加容量と、前記負極側の寄生容量発生ポイントＮと前記基準電位導体との間に接続された負極側付加容量、のうちの何れか一方、又は、双方を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記中間付加インピーダンスＺｍ１は、ノーマルモードコイル、三相コモンモードコイル、フェライトコアのうちの何れか、又は、それらのうちの二つの組み合わせ、若しくは、それらの全てにより構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  5. 　前記上下アームスイッチング素子のスイッチングを制御する制御基板と、
    　前記直流電源、前記制御基板、前記上下アームスイッチング素子、及び、前記モータ間の配線を行うために設けられた配線部材とを備え、
    　前記中間付加インピーダンスＺｍ１を、前記配線部材に配置したことを特徴とする請求項１乃至請求項４のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  6. 　前記正極側の寄生容量発生ポイントＰと前記基準電位導体との間に接続された正極側付加容量と、前記負極側の寄生容量発生ポイントＮと前記基準電位導体との間に接続された負極側付加容量、のうちの何れか一方、又は、双方を備え、
    　前記正極側付加容量、及び／又は、前記負極側付加容量を、前記配線部材に配置したことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記配線部材は、バスバーを樹脂モールドして成るバスバーアセンブリであることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記直流電源と前記上下アームスイッチング素子の間に接続されたＥＭＩフィルタを備え、
    　該ＥＭＩフィルタは、前記正極側経路と前記負極側経路の双方にそれぞれ接続されたノーマルモードコイルを備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項７のうちの何れかに記載の電力変換装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023090263A1 (ja) * 2021-11-17 2023-05-25 サンデン株式会社 電力変換装置及びその製造方法
WO2024024355A1 (ja) * 2022-07-27 2024-02-01 サンデン株式会社 コモンモードコイル、インバータ装置及び電動圧縮機
JP2024145976A (ja) * 2023-03-31 2024-10-15 ダイキン工業株式会社 電力変換装置、空気調和機

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4575223A1 (en) * 2023-12-19 2025-06-25 Nordex Energy SE & Co. KG System for a wind turbine and wind turbine

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009273272A (ja) * 2008-05-08 2009-11-19 Toyota Motor Corp インバータモジュール
JP2017163709A (ja) * 2016-03-09 2017-09-14 株式会社豊田中央研究所 三相インバータ及び三相インバータ用の半導体モジュール
JP2020167787A (ja) * 2019-03-28 2020-10-08 株式会社デンソー 電力変換装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5091521U (ja) 1973-12-20 1975-08-01
US5517063A (en) * 1994-06-10 1996-05-14 Westinghouse Electric Corp. Three phase power bridge assembly
US5852558A (en) * 1997-06-20 1998-12-22 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters
US6342793B1 (en) * 1999-11-03 2002-01-29 International Business Machines Corporation Method and system for sending large numbers of CMOS control signals into a separate quiet analog power domain
US6926288B2 (en) * 2003-06-02 2005-08-09 Bose Corporation Electromagnetic interference filter
JP5091521B2 (ja) 2007-03-29 2012-12-05 三菱重工業株式会社 一体型電動圧縮機
US7787270B2 (en) * 2007-06-06 2010-08-31 General Electric Company DC-DC and DC-AC power conversion system
JP5637944B2 (ja) * 2011-06-29 2014-12-10 株式会社 日立パワーデバイス パワー半導体モジュール
US9209176B2 (en) * 2011-12-07 2015-12-08 Transphorm Inc. Semiconductor modules and methods of forming the same
US9374021B2 (en) * 2013-12-16 2016-06-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. PWM output voltage measurement apparatus and method
JP6425380B2 (ja) * 2013-12-26 2018-11-21 ローム株式会社 パワー回路およびパワーモジュール
JP7011539B2 (ja) 2018-06-19 2022-01-26 株式会社Soken 電力変換装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009273272A (ja) * 2008-05-08 2009-11-19 Toyota Motor Corp インバータモジュール
JP2017163709A (ja) * 2016-03-09 2017-09-14 株式会社豊田中央研究所 三相インバータ及び三相インバータ用の半導体モジュール
JP2020167787A (ja) * 2019-03-28 2020-10-08 株式会社デンソー 電力変換装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023090263A1 (ja) * 2021-11-17 2023-05-25 サンデン株式会社 電力変換装置及びその製造方法
JP2023074301A (ja) * 2021-11-17 2023-05-29 サンデン株式会社 電力変換装置及びその製造方法
JP7802495B2 (ja) 2021-11-17 2026-01-20 サンデン株式会社 電力変換装置及びその製造方法
WO2024024355A1 (ja) * 2022-07-27 2024-02-01 サンデン株式会社 コモンモードコイル、インバータ装置及び電動圧縮機
JP2024145976A (ja) * 2023-03-31 2024-10-15 ダイキン工業株式会社 電力変換装置、空気調和機
JP7846383B2 (ja) 2023-03-31 2026-04-15 ダイキン工業株式会社 電力変換装置、空気調和機

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