WO2022024890A1 - 電力変換装置および遠隔監視システム - Google Patents

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conversion device
semiconductor device
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大輔 松元
啓輔 田邉
和茂 堀田
史宏 佐藤
正宏 平賀
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株式会社日立産機システム
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device including a power semiconductor device.
  • the general-purpose inverter controls the flow and cutoff of current with power semiconductor devices such as IGBTs and diodes, and performs desired power conversion.
  • the power semiconductor device is bonded by wire bonding or soldering to a copper foil pattern formed on an insulating substrate, thereby being electrically connected to a circuit outside the power semiconductor device.
  • the insulating substrate is mounted on a metal base and the power semiconductor device is cooled via the metal base.
  • a component in which a power semiconductor device is built in a housing having an electrical connection structure with an external circuit and a cooling structure is called a power module.
  • ⁇ T a temperature difference
  • the inverter When a current flows through or shuts off the power semiconductor device, the power semiconductor device generates heat and a temperature difference (hereinafter referred to as ⁇ T) occurs between the junction and the fin (a metal base having a cooling structure).
  • ⁇ T a temperature difference
  • materials having different thermal expansion rates are generally used for the joint portion (wire bonding, joint portion with the copper foil pattern) of the power semiconductor device, thermal stress is applied to the joint portion due to the fluctuation of ⁇ T. If the fluctuation of ⁇ T is repeated, peeling or cracking occurs at the joint portion, leading to failure. The time to reach such a failure varies depending on the degree and frequency of ⁇ T.
  • the degree and frequency of ⁇ T vary depending on how the power conversion device is used and the device driven by the power conversion device.
  • the ratio of the load applied to the IGBT and the diode also differs depending on the usage status of the device. Therefore, in order to prevent such a failure, it is necessary to take measures to grasp the degree of load applied to the IGBT and the diode according to the usage status of the power conversion device.
  • Patent Document 1 is a conventional technique in this technical field.
  • the temperature change estimation unit estimates the temperature change of the semiconductor element based on the output current signal, the operating frequency signal, and the carrier frequency signal calculated from the current flowing through the semiconductor element of the switching circuit, and calculates the temperature change amplitude.
  • the heat stress calculation unit converts the power cycle curve data stored in the power cycle curve data storage unit into the number of power cycles corresponding to the temperature change amplitude, calculates the heat stress signal, and the life estimation unit calculates the heat stress.
  • an electric motor control device that estimates the life of a semiconductor element based on a signal and outputs it as a life estimation result signal to a display unit.
  • Patent Document 1 the calculation of the temperature change estimation unit, the calculation of the heat stress calculation unit, and the calculation of the life estimation unit are performed at the same time.
  • the load on the arithmetic unit that performs these operations is large, and there is a problem that high-precision calculation is difficult.
  • the method of calculating the calorific value of the semiconductor element is illustrated as a function of the output current I in the equation (1) in the specification, the effective current flowing through the power transistor and the diode differs depending on the power running and regeneration states. Therefore, there is a problem that each loss cannot be calculated with high accuracy.
  • the present invention is, for example, a power conversion device that controls current flow and cutoff with an inverter having a power semiconductor device to perform desired power conversion, and a current value and a speed command detected by a current sensor.
  • a motor controller that calculates the gate signal based on the carrier frequency and controls the inverter, a temperature history calculator that estimates the loss of the power semiconductor device and calculates the temperature history, and a temperature history that saves the calculation result of the temperature history. It includes a storage device and a damage calculator that calculates damage to a power semiconductor device from the temperature history read from the temperature history storage device.
  • the life of a power semiconductor device can be calculated with high accuracy.
  • FIG. It is a block diagram of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a circuit diagram of the inverter of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a perspective view of the power module of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is sectional drawing of the power module of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the time transition of the DC voltage of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the collector-emitter voltage-collector current characteristic of the IGBT of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the single pulse switching loss-collector current characteristic of the IGBT of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the forward voltage-forward current characteristic of the diode of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the single pulse recovery loss-forward current characteristic of the IGBT of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the thermal impedance-time characteristic of the IGBT of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the thermal impedance-time characteristic of the diode of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the calculation result example of the temperature history of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the reversal point of the temperature history of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the life cycle-Tjc characteristic of the power semiconductor element of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure explaining the comparison method between the life calculation result of the power conversion apparatus and the reference value in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the life display of the life calculation result of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the alarm display of the life calculation result of the power conversion apparatus in Example 1.
  • FIG. It is a block diagram of the remote monitoring system which has the power conversion apparatus in Example 2.
  • FIG. It is an image diagram of the remote monitoring system which connects a plurality of power conversion devices in Example 2 to a monitoring device via a communication network.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device in this embodiment.
  • the power conversion device 100 includes a main circuit 200, a life estimation device 300, and an interface device 400.
  • the main circuit 200 includes an inverter 205 including a diode rectifier 201 that rectifies AC power transmitted from an AC power supply 101, a smoothing capacitor 202, an IGBT 203 that is a power semiconductor switching element, and a diode 204 that is connected in antiparallel to the IGBT 203. It is composed of.
  • the inverter 205 will be described as a three-phase two-level inverter shown in FIG.
  • the inverter 205 is controlled by the motor controller 206. Specifically, the motor controller 206 calculates a gate signal using the current values detected by the current sensors 207a and 207b, the speed command, and the set carrier frequency fc. The calculated gate signal is amplified by the gate driver 208 and input to the IGBT 203 (a, b, c, d, e, f) as the gate voltage. The ratio of the gate on period to the carrier period is called on-duty D. As a result, the voltage is output so that the motor 102 has the command speed.
  • the junction temperature rises due to the Joule loss at the time of ON, the switching loss at the time of switching the flow cutoff, and the recovery loss, and the junction temperature decreases at the time of turning off.
  • FIG. 3 shows a perspective view of a power module 220 having a built-in IGBT 203 and a diode 204
  • FIG. 4 shows a sectional view taken along the line AA'in FIG.
  • a plurality of power semiconductor elements 222 such as an IGBT 203 and a diode 204 and a temperature sensor 223 are arranged on a surface inside the housing 221 (only one semiconductor element is clearly shown in FIGS. 3 and 4).
  • the power module 220 is laminated in the order of the power semiconductor element 222, the under-chip solder 224, the copper foil 225, the insulating substrate 226, the under-board solder 227, and the metal base 228, and the under-chip solder 224 and the under-chip solder 227 are Join adjacent layers.
  • the other side of the semiconductor device surface is joined by a metal wire 229.
  • the power semiconductor element 222 Since the power semiconductor element 222 is bonded with a substance having a different coefficient of thermal expansion, stress is applied to the bonded portion when the temperature of the power semiconductor element rises or falls.
  • the withstand for this stress is called the power cycle withstand and is represented by the number of cycles that can be used for a given temperature amplitude called the life cycle. Therefore, if the temperature history of the semiconductor element is known, it is possible to estimate the life.
  • the temperature history calculator 301 detects the carrier frequency fc, the on-duty D, and the voltage sensor 209 obtained from the motor controller 206 by using the calculation command A as a trigger. From the DC voltage Vd, the current I detected by the current sensor 207, the IGBT and the thermal characteristic table 303 of the diode, and the electrical characteristic table 302, the loss of each semiconductor element of the IGBT and the diode is estimated. Hereinafter, it will be described in detail.
  • a case where the DC voltage 321 is lower than the reference voltage 322 is determined to be power running, and a case where the DC voltage is higher than the reference voltage is determined to be regeneration.
  • the motor power factor is estimated from the control information possessed by the motor controller, and power running and regeneration are determined.
  • the loss Pq of the IGBT of the upper arm is calculated by the following equation (1) when the current is in the positive direction, for example, during power running, and by the following equation (2) during regeneration.
  • rq and vq are the slopes and intercepts of the linear approximation curve 332 of the collector-emitter voltage-collector current characteristic 331 of the IGBT shown in FIG.
  • aq and bq are the slopes and intercepts of the linear approximation curve 337 of the switching loss per single pulse of the IGBT-collector current characteristic 336 when the DC voltage is vdb, which is shown in FIG. In FIG. 1, these variables are stored in the electrical property table 302.
  • the loss Pd of the diode of the lower arm is calculated by the following equation (3) when the current is in the positive direction, for example, during power running, and by the following equation (4) during regeneration.
  • rd and vd are the slopes and intercepts of the linear approximation curve 342 of the forward voltage-forward current characteristic 341 of the diode shown in FIG.
  • ad and bd are the slopes and intercepts of the linear approximation curve 347 of the recovery loss per single pulse of the diode-forward current characteristic 346 when the DC voltage is vdb, which is shown in FIG. In FIG. 1, these variables are stored in the electrical property table 302.
  • the temperature difference ⁇ Tq between the junction of the IGBT and the fin is calculated by, for example, the following equation (5).
  • ⁇ thq and rthq are variables of the approximate curve 352 of the thermal impedance-time characteristic 351 of the IGBT shown in FIG. In FIG. 1, these variables are stored in the thermal property table 303.
  • the calculation of the loss Pq and the calculation of ⁇ Tq are performed in a cycle of ⁇ t that can be arbitrarily set, and the i-th ⁇ Tq is ⁇ Tq [i].
  • the calculation result of ⁇ Tq [i] is sent and stored in the temperature history storage device 304.
  • ⁇ Tq [i-1] is read from the temperature history storage device 304.
  • ⁇ Tq [0] can be set to an arbitrary value suitable for the timing of issuing the calculation command A. For example, if it is determined that the stop time of the inverter is sufficiently longer than ⁇ thq, by setting Tq [0] to 0, more accurate calculation can be performed. Further, by setting ⁇ t small, the accuracy of the temperature history calculation can be improved. In order to obtain a certain accuracy, it is preferable to set ⁇ t smaller than 1/10 of the thermal time constant of the power module. On the other hand, if ⁇ t is set large, the amount of temperature history data per unit time can be reduced, so that the storage capacity can be saved and there is an advantage that the temperature history can be stored for a longer period of time.
  • the temperature difference ⁇ Td between the junction of the diode and the fin is calculated by, for example, Eq. (6).
  • ⁇ thd and rthd are variables of the approximate curve 357 of the thermal impedance-time characteristic 356 of the diode shown in FIG. In FIG. 1, these variables are stored in the thermal property table 303.
  • FIG. 12 shows an example of the calculation result of the temperature history of the upper arm IGBT and the diode in the power running / acceleration operation.
  • 12 is a waveform of the output frequency f0 of the motor controller 206 in FIG. 1, in order from the upper row, followed by waveforms of ⁇ Tq and ⁇ Td, which are calculation results.
  • ⁇ Tq has the maximum at the second peak
  • ⁇ Td has the maximum at the third peak.
  • the damage calculator 305 shown in FIG. 1 reads the temperature history from the temperature history storage device 304, and extracts the minimum point and the maximum point of ⁇ T as shown in FIG. 13 (hereinafter, the minimum point and the maximum point are collectively referred to). Called an inversion point). From the extracted array of inversion points ⁇ T ′, the number of times that the amplitude R of ⁇ T ′′ occurs by a counting method such as a rainflow method is counted. From this result, the damage d [1] of the entire temperature history is calculated from, for example, the equation (7).
  • R [j] is the jth R
  • n [j] represents the number of occurrences of R [j].
  • Alx and blx are coefficients of the approximate curve 362 of the life cycle-Tjc characteristic curve 361 shown in FIG. 14, and are stored in the withstand characteristic table 306 in FIG.
  • the withstand characteristic curve is shown as an example with a coefficient in the case of linear approximation, but it may be approximated by another method, or the characteristics may be tabulated.
  • the inversion point extraction process may be performed by the temperature history calculator 301. If this process is performed by the temperature history calculator 301, it is not necessary to store information other than the inversion point, and the storage amount can be saved.
  • This calculation result d [1] is sent to the cumulative damage calculator 307 shown in FIG. 1 and added to the cumulative damage d [0] read from the past cumulative damage storage device 308. That is, the new cumulative damage d [0] is calculated by the equation (8).
  • d [0] is initially 0, increases as damage accumulates, and when it reaches 1, it is determined to have reached the end of its life.
  • L is initially 100, becomes smaller as damage accumulates, and reaches 0 when it reaches the end of its life.
  • the life estimation device 300 can calculate the life of the IGBT 203 and the diode 204 due to the power cycle.
  • the loss estimation and temperature history calculation processing need to be obtained from the instantaneous current and control information when the inverter is in operation.
  • the above-mentioned damage calculation may be performed when the processing capacity of the inverter has sufficient capacity.
  • the processing may be performed during standby of the inverter which does not have PWM arithmetic and the load of the arithmetic unit is small.
  • one damage calculation may be performed while the temperature calculation process is performed a plurality of times.
  • the life estimator 309 sends a life estimation result 421 to the alarm determination device 401.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a method of comparing the life calculation result of the power conversion device and the reference value in this embodiment.
  • the alarm determination device 401 compares the life estimation result 421 with a reference value 422 that can be arbitrarily set.
  • the case where the life estimation result 421 is equal to or more than the reference value 422 is referred to as a non-reporting period, and the case where the life estimation result 421 is less than the reference value 422 is referred to as a reporting period.
  • the life estimation result is sent to the display 402 in FIG. 1, and the life is clearly indicated, for example, as shown in FIG. FIG. 16 shows that the display 402 has 36% remaining life.
  • FIG. 17 during the notification period, it is displayed so that the user can understand that the value is below the standard value and different from the normal time.
  • the case where the value is below the reference value is indicated by “EEE” on the display 402.
  • the power module can be replaced before the life is reached, and the life of the power module can be extended by degenerate measures such as prolonging the acceleration / deceleration time of the inverter. Therefore, preventive measures for sudden failures can be examined, and sudden failures can be prevented.
  • the life of the IGBT and the diode can be calculated with high accuracy.
  • by explicitly indicating the life and the alarm it is possible to prevent a sudden failure.
  • FIG. 18 is a configuration diagram of a remote monitoring system having a power conversion device in this embodiment.
  • the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the difference from FIG. 1 in FIG. 18 is that the power conversion device 100 includes a communication device 501 in addition to the configuration of FIG. 1 and is connected to a monitoring device 503 that monitors a plurality of power conversion devices via a communication network network 502. It is a point to be done.
  • the temperature history calculator 301 sends the temperature history calculation result and the alarm determination result to the communication device 501.
  • the communication device 501 sends these information to the monitoring device 503 via the communication network network 502.
  • FIG. 19 is an image diagram of a remote monitoring system in which a plurality of power conversion devices in this embodiment are connected to the monitoring device via a communication network.
  • each power conversion device 100 is connected to the communication network network 502 via the communication device 501.
  • the monitoring device 503 is connected to the communication network network 502 to monitor a plurality of power conversion devices 100.
  • the monitoring device 503 can monitor a plurality of power conversion devices 100. Furthermore, by mounting a display device such as a detailed display and a high-performance arithmetic unit on the monitoring device 503, comprehensive management such as comparison of operating conditions of a plurality of power conversion devices 100 and detection of abnormal operation can be performed. Can be analyzed. For example, daily operation status can be managed even in a place away from the power conversion device such as an office, and management work can be streamlined. Furthermore, by accumulating data, it is possible to sequentially update the information necessary for formulating maintenance plans and operation plans. In addition, when an abnormality occurs, the objective operating status can be shared with related departments, so that the non-operating time can be shortened.
  • FIG. 20 is a block diagram of the power conversion device in this embodiment.
  • the same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the difference from FIG. 1 in FIG. 20 is that it has a main circuit 600 using a regenerative converter.
  • the main circuit 600 includes a regenerative converter 601 including an IGBT 203, which is a power semiconductor switching element, and a diode 204 connected in antiparallel to the IGBT, instead of the diode rectifier 201 in FIG. It also includes a regenerative converter controller 606. Since the regenerative converter 601 can adjust the power factor of the input power by switching the IGBT 203, there is an advantage that the fluctuation of the DC voltage can be suppressed.
  • the present invention is not limited to the above-mentioned examples, and includes various modifications.
  • the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to the one including all the described configurations.
  • each of the above configurations and functions may be realized by software that interprets and executes a program in which the processor realizes each function, or hardware by designing with an integrated circuit, for example. It may be realized by hardware.
  • 100 Power converter, 101: AC power supply, 102: Motor, 200: Main circuit, 201: Diode rectifier, 202: Smoothing capacitor, 203: IGBT, 204: Diode, 205: Inverter, 206: Motor controller, 207: Current sensor, 208: Gate driver, 220: Power module, 221: Housing, 222: Power semiconductor element, 223: Temperature sensor, 300: Life estimation device, 301: Temperature history calculator, 302: Electrical characteristic table, 303: Thermal Characteristic table, 304: Temperature history storage device, 305: Damage calculator, 306: Capacity characteristic table, 307: Cumulative damage calculator, 308: Cumulative damage storage device, 309: Life estimater, 321: DC voltage, 322: Reference Voltage, 400: Interface device, 401: Alarm judgment device, 402: Display, 421: Life estimation result, 422: Reference value, 501: Communication device, 502: Communication network network, 503: Monitoring device, 601: Regenerative converter

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Abstract

パワー半導体デバイスの寿命を高精度に演算することができる電力変換装置および遠隔監視システムを提供する。　上記目的を達成するために、パワー半導体デバイスを有するインバータで電流の通流や遮断を制御し所望の電力変換を行う電力変換装置であって、電流センサで検出した電流値と速度指令とキャリア周波数をもとにゲート信号を算出しインバータを制御するモータ制御器と、パワー半導体デバイスの損失を推定し温度履歴を演算する温度履歴演算器と、温度履歴の演算結果を保存する温度履歴記憶装置と、温度履歴記憶装置から読み出した温度履歴からパワー半導体デバイスの損傷を演算する損傷演算器を備える。

Description

電力変換装置および遠隔監視システム
　本発明はパワー半導体デバイスを備える電力変換装置に関する。
　汎用インバータに代表される電力変換装置は、産業界で製造装置、昇降装置、搬送装置等におけるモータ駆動装置として幅広く用いられている。そうした様々な用途において、汎用インバータは安定稼働が求められる。万一、汎用インバータが停止した場合は、工場の生産停止や設備の稼働停止が起こり、甚大な影響を及ぼす。
　汎用インバータは、ＩＧＢＴやダイオードなどのパワー半導体デバイスで電流の通流、遮断を制御し、所望の電力変換を行う。パワー半導体デバイスは、ワイヤーボンディング、または、絶縁基板上に形成された銅箔パターンなどとはんだで接合されており、これによってパワー半導体デバイス外部の回路と電気的に接続される。絶縁基板は金属ベース上に実装され、パワー半導体デバイスは金属ベースを介して冷却される。このように外部回路との電気的接続構造や冷却構造を備えたハウジングにパワー半導体デバイスを内蔵した部品はパワーモジュールと呼ばれる。
　パワー半導体デバイスに電流が通流、遮断する際、パワー半導体デバイスは発熱し、ジャンクションとフィン（冷却構造を備えた金属ベース）間に温度差（以下、△Ｔと呼ぶ）が発生する。インバータの停止時には発熱がなくなり、△Ｔは小さくなる。上記のパワー半導体デバイスの接合部（ワイヤーボンディング、銅箔パターンとの接合部）は、一般的に異なる熱膨張率の材料が用いられるため、△Ｔの変動により、接合部に熱応力が加わる。△Ｔの変動が繰り返えされると、接合部に剥離や亀裂が生じ故障に至る。このような故障に至るまでの時間は、△Ｔの程度や頻度によって異なる。△Ｔの程度や頻度は、電力変換装置の使用方法、電力変換装置によって駆動する装置によって様々である。また、装置の使用状況によって、ＩＧＢＴとダイオードにかかる負荷の割合も異なる。したがって、このような故障を予防するためには、電力変換装置の使用状況に応じて、ＩＧＢＴとダイオードにかかる負荷の程度を把握するための処置が必要である。
　本技術分野における従来技術として特許文献１がある。特許文献１では、温度変化推定部で、スイッチング回路の半導体素子を流れる電流から演算した出力電流信号と運転周波数信号とキャリア周波数信号とに基づき半導体素子の温度変化を推定して温度変化振幅を演算し、熱ストレス演算部で、パワーサイクル曲線データ記憶部に格納されたパワーサイクル曲線データから温度変化振幅に対応するパワーサイクル数に換算し、熱ストレス信号を演算し、寿命推定部で、熱ストレス信号に基づいて半導体素子の寿命推定をし、寿命推定結果信号として表示部に出力する電動機制御装置が提案されている。
国際公開第２００４／０８２１１４号
　特許文献１では、温度変化推定部の演算、熱ストレス演算部の演算、寿命推定部の演算が同時に行われている。このような構成ではこれらの演算を行う演算装置にかかる負荷が大きく、高精度な演算が難しい問題がある。また、明細書中の式（１）で出力電流Ｉの関数として、半導体素子の発熱量を演算する方法を例示しているが、力行、回生の状態によってパワートランジスタとダイオードに流れる実効電流が異なるために、それぞれの損失を高精度に演算できない課題がある。
　本発明は、その一例を挙げるならば、パワー半導体デバイスを有するインバータで電流の通流や遮断を制御し所望の電力変換を行う電力変換装置であって、電流センサで検出した電流値と速度指令とキャリア周波数をもとにゲート信号を算出しインバータを制御するモータ制御器と、パワー半導体デバイスの損失を推定し温度履歴を演算する温度履歴演算器と、温度履歴の演算結果を保存する温度履歴記憶装置と、温度履歴記憶装置から読み出した温度履歴からパワー半導体デバイスの損傷を演算する損傷演算器を備える。
　本発明によれば、パワー半導体デバイスの寿命を高精度に演算することができる。
実施例１における電力変換装置の構成図である。 実施例１における電力変換装置のインバータの回路図である。 実施例１における電力変換装置のパワーモジュールの斜視図である。 実施例１における電力変換装置のパワーモジュールの断面図である。 実施例１における電力変換装置の直流電圧の時間推移を示す図である。 実施例１における電力変換装置のＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧－コレクタ電流特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置のＩＧＢＴの単パルススイッチング損失－コレクタ電流特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置のダイオードの順方向電圧－順方向電流特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置のＩＧＢＴの単パルスリカバリ損失－順方向電流特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置のＩＧＢＴの熱インピーダンス－時間特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置のダイオードの熱インピーダンス－時間特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置の温度履歴の演算結果例を示す図である。 実施例１における電力変換装置の温度履歴の反転点を示す図である。 実施例１における電力変換装置のパワー半導体素子のライフサイクル－Ｔjc特性を示す図である。 実施例１における電力変換装置の寿命演算結果と基準値との比較方法を説明する図である。 実施例１における電力変換装置の寿命演算結果の寿命表示を示す図である。 実施例１における電力変換装置の寿命演算結果の発報表示を示す図である。 実施例２における電力変換装置を有する遠隔監視システムの構成図である。 実施例２における複数の電力変換装置を通信ネットワーク網を介して監視装置に接続する遠隔監視システムのイメージ図である。 実施例３における電力変換装置の構成図である。
　以下、本発明の実施例について、図面を用いて説明する。
　図１は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図１において、電力変換装置１００は、主回路２００と、寿命推定装置３００と、インターフェース装置４００とを備える。
　まず、主回路２００について説明する。主回路２００は、交流電源１０１より送出される交流電力を整流するダイオード整流器２０１と、平滑コンデンサ２０２と、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ２０３と、ＩＧＢＴ２０３に逆並列に接続するダイオード２０４とを備えるインバータ２０５により構成される。本実施例ではインバータ２０５は図２に示す三相２レベル方式のインバータとして説明する。
　インバータ２０５はモータ制御器２０６ によって制御される。具体的には、モータ制御器２０６は、電流センサ２０７ａ、２０７ｂで検出した電流値と、速度指令と、設定されたキャリア周波数ｆｃでゲート信号を算出する。算出したゲート信号をゲートドライバ２０８で増幅し、ゲート電圧としてＩＧＢＴ２０３（a,b,c,d,e,f）に入力される。キャリア周期に対するゲートのオン期間の比をオンデューティＤと呼ぶ。これにより、モータ１０２が指令の速度となるように、電圧を出力する。ＩＧＢＴ２０３、ダイオード２０４ともに、オン時のジュール損失や通流遮断切り替え時のスイッチング損失、リカバリ損失によって、ジャンクション温度が上昇し、オフ時にジャンクション温度が低下する。
　図３にＩＧＢＴ２０３、ダイオード２０４を内蔵するパワーモジュール２２０の斜視図を示し、図３内のＡ－Ａ’断面図を図４に示す。
　図３において、ハウジング２２１の内部にＩＧＢＴ２０３、ダイオード２０４等の複数のパワー半導体素子２２２、温度センサ２２３を、面上に配置（図３、図４では１個の半導体素子のみを明示）する。
　図４において、パワーモジュール２２０は、パワー半導体素子２２２、チップ下はんだ２２４、銅箔２２５、絶縁基板２２６、基板下はんだ２２７、金属ベース２２８の順に積層され、チップ下はんだ２２４、基板下はんだ２２７は隣接する層を接合する。半導体素子面のもう一方は金属ワイヤ２２９で接合されている。
　パワー半導体素子２２２が異なる熱膨張係数を持つ物質で接合されているため、パワー半導体素子の温度が上下降する際、接合部に応力がかかる。この応力に対する耐量はパワーサイクル耐量と呼ばれており、ライフサイクルと呼ばれる所定の温度振幅に対する使用可能な繰り返し数で示される。したがって、半導体素子の温度履歴がわかれば、寿命を推定することが可能である。
　次に、寿命推定装置３００について説明する。図１において、本実施例における寿命推定装置３００は、演算指令Ａをトリガーにして、温度履歴演算器３０１が、モータ制御器２０６から得られるキャリア周波数ｆｃとオンデューティＤ、電圧センサ２０９で検出した直流電圧Ｖｄ、電流センサ２０７で検出した電流Ｉ、ＩＧＢＴおよびダイオードの熱特性テーブル３０３、電気特性テーブル３０２より、ＩＧＢＴとダイオードのそれぞれの半導体素子の損失を推定する。以下、詳細に説明する。
　まず、例えば、図５に示すように、直流電圧３２１が基準電圧３２２を下回る場合を力行、直流電圧が基準電圧を上回る場合を回生と判定する。または、モータ制御器が有する制御情報より、モータ力率を推定し、力行と回生を判定する。そして、上アームのＩＧＢＴの損失Ｐｑは、電流が正方向のときに、例えば、力行時に下記式（１）により演算し、回生時は下記式（２）により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここで、ｒｑ、ｖｑは、図６に示すＩＧＢＴのコレクタエミッタ間電圧－コレクタ電流特性３３１の線形近似曲線３３２の傾きと切片である。また、ａｑ、ｂｑは、図７に示す、直流電圧がｖｄｂの時の、ＩＧＢＴの単パルス当たりのスイッチング損失－コレクタ電流特性３３６の線形近似曲線３３７の傾きと切片である。図１において、これらの変数は電気特性テーブル３０２に保存される。
　また、下アームのダイオードの損失Ｐｄは、電流が正方向のときに、例えば、力行時に下記式（３）により演算し、回生時は下記式（４）により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
ここで、ｒｄ、ｖｄは、図８に示すダイオードの順方向電圧－順方向電流特性３４１の線形近似曲線３４２の傾きと切片である。また、ａｄ、ｂｄは、図９に示す、直流電圧がｖｄｂの時の、ダイオードの単パルス当たりのリカバリ損失－順方向電流特性３４６の線形近似曲線３４７の傾きと切片である。図１において、これらの変数は電気特性テーブル３０２に保存される。
　次に、ＩＧＢＴとダイオードのそれぞれの半導体素子の温度履歴を算出する。以下、詳細に説明する。
　まず、ＩＧＢＴのジャンクションとフィン間の温度差△Ｔｑは、例えば、下記式（５）により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
ここで、τｔｈｑ、ｒｔｈｑは、図１０に示すＩＧＢＴの熱インピーダンス－時間特性３５１の近似曲線３５２の変数である。図１において、これらの変数は熱特性テーブル３０３に保存される。
　損失Ｐｑの演算、および△Ｔｑの演算は、任意に設定可能な△ｔの周期で行い、ｉ番目の△Ｔｑが△Ｔｑ［ｉ］である。図１において、△Ｔｑ［ｉ］の演算結果は、温度履歴記憶装置３０４に送出、保存される。式（５）の演算にあたって、△Ｔｑ［ｉ－１］は温度履歴記憶装置３０４から読み込む。
　△Ｔｑ［０］は演算指令Ａを発行するタイミングに適した任意の値を設定できる。例えば、インバータの停止時間がτｔｈｑよりも十分大きいと判断した場合、Ｔｑ［０］を０とすることで、より精度の高い演算を行うことができる。また、△ｔを小さく設定することで、温度履歴演算の精度を高めることができる。一定の精度を得るために、パワーモジュールの熱時定数の１／１０より小さく△ｔを設定することが好ましい。一方、△ｔを大きく設定すると、単位時間あたりの温度履歴のデータ量を削減できるので、記憶容量を節約することができ、より長時間の温度履歴を記憶できる利点がある。
　次に、ダイオードのジャンクションとフィン間の温度差△Ｔｄは、例えば、式（６）により演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
ここで、τｔｈｄ、ｒｔｈｄは、図１１に示すダイオードの熱インピーダンス－時間特性３５６の近似曲線３５７の変数である。図１において、これらの変数は熱特性テーブル３０３に保存される。
　力行・加速運転における上アームＩＧＢＴとダイオードの温度履歴の演算結果の一例を図１２に示す。図１２は上段から順に、図１におけるモータ制御器２０６が有する出力周波数ｆ０の波形であり、続いて、演算結果である、△Ｔｑ、△Ｔｄの波形である。この例では、△Ｔｑは２番目のピークが最大で、△Ｔｄは３番目のピークが最大となった。温度履歴を保存することで、高精度な寿命予測に重要な、損傷が最大となる温度のピークを検出することができる。
　次に、上記温度履歴を用いて、劣化度（損傷）を推定する処理について説明する。なお、以降、ＩＧＢＴとダイオードの区別を省略する。図１に示す損傷演算器３０５は温度履歴記憶装置３０４より、温度履歴を読み込み、図１３に示すように△Ｔの極小点、極大点を抽出する（以下、極小点、極大点を総称して反転点と呼ぶ）。抽出した反転点の配列△Ｔ‘から、レインフロー法等のカウント方法で△Ｔ’‘の振幅Ｒが発生した回数を数える。この結果より、温度履歴全体の損傷ｄ［１］は、例えば式（７）より演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
ここで、Ｒ［ｊ］はｊ番目のＲで、ｎ［ｊ］はＲ［ｊ］の発生回数を表す。ａｌｘ、ｂｌｘは、図１４に示すライフサイクル－Ｔｊｃ特性カーブ３６１の近似曲線３６２の係数であり、図１において、耐量特性テーブル３０６に保存される。
　本実施例では耐量特性カーブを、線形近似する場合の係数で例を示したが、その他の方法で近似する、または特性をテーブル化する等しても良い。反転点の抽出処理は、温度履歴演算器３０１で行っても良い。温度履歴演算器３０１で本処理を行えば、反転点以外の情報保存が不要となり、記憶量を節減できる。
　本演算結果ｄ［１］を、図１に示す累積損傷演算器３０７に送出し、過去の累積損傷記憶装置３０８から読み込まれる累積損傷ｄ［０］に加算する。すなわち、新たな累積損傷ｄ［０］を式（８）で演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
ｄ［０］は最初に０であり、損傷が蓄積するにつれて大きくなり、１に達したら寿命と判定する。
　本演算結果ｄ［０］を、累積損傷記憶装置３０８に送出し、保存する。そして、累積損傷記憶装置３０８から寿命推定器３０９にｄ［０］を送出し、式（９）で寿命Ｌを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Ｌは最初に１００であり、損傷が蓄積するにつれて小さくなり、０に達したら寿命となる。
　以上の構成により、寿命推定装置３００はＩＧＢＴ２０３およびダイオード２０４のパワーサイクルに伴う寿命を演算することができる。
　なお、前記、損失の推定、および、温度履歴の算出処理は、インバータの運転時に瞬時電流と制御情報とから求める必要がある。一方、温度履歴は記憶装置に保存されるため、上記、損傷の演算は、インバータの処理能力に余力があるときに行ってよい。例えば、演算負荷を平滑化するために、ＰＷＭの演算等がなく演算装置の負荷が小さいインバータの待機時に処理を行ってもよい。または、複数回の温度の算出処理を行う間に、１回の損傷の演算を行ってもよい。
　次に、インターフェース装置４００について説明する。図１において、寿命推定器３０９は、発報判定器４０１に寿命推定結果４２１を送出する。
　図１５は、本実施例における電力変換装置の寿命演算結果と基準値との比較方法を説明する図である。図１５において、発報判定器４０１は寿命推定結果４２１と任意に設定可能な基準値４２２とを比較する。寿命推定結果４２１が基準値４２２以上の場合を非発報期間、基準値４２２未満の場合を発報期間と呼ぶ。非発報期間には図１における表示器４０２に寿命推定結果を送出し、例えば、図１６に示すように、寿命がわかるように明示する。図１６においては、表示器４０２に寿命が残り３６％であることを示している。
　また、発報期間には図１７に示すように、基準値を下回り正常時と異なることを、使用者がわかるように表示する。図１７においては、基準値を下回った場合を、表示器４０２に“ＥＥＥ”で表示している。
　このように、寿命および発報を明示的にすることで、例えば、寿命に達する前にパワーモジュールを交換でき、また、インバータの加減速時間を長くする等の縮退処置にてパワーモジュールを延命することができ、突発的故障の予防処置を検討でき、突発的故障を未然に防ぐことが出来る。
　以上のように、本実施例によれば、ＩＧＢＴおよびダイオードの寿命を高精度に演算することができる。また、寿命および発報を明示的にすることで、突発的故障を未然に防ぐことが出来る。
　図１８は、本実施例における電力変換装置を有する遠隔監視システムの構成図である。図１８において、図１と同じ構成については同じ符号を付し、その説明は省略する。図１８において図１と異なる点は、電力変換装置１００は、図１の構成に加え、通信器５０１を備え、通信ネットワーク網５０２を介して、複数の電力変換装置を監視する監視装置５０３に接続される点である。
　図１８において、温度履歴演算器３０１が温度履歴演算結果および発報判定結果を通信器５０１に送出する。通信器５０１は、通信ネットワーク網５０２を介して監視装置５０３にこれらの情報を送出する。
　図１９は、本実施例における複数の電力変換装置を通信ネットワーク網を介して監視装置に接続する遠隔監視システムのイメージ図である。図１９において、それぞれの電力変換装置１００が通信器５０１を介して通信ネットワーク網５０２に接続されている。また、監視装置５０３が通信ネットワーク網５０２に接続され、複数の電力変換装置１００を監視している。
　以上の構成によって、監視装置５０３で複数の電力変換装置１００を監視することができる。さらに、監視装置５０３に、詳細なディスプレイ等の表示装置、高性能な演算装置を搭載することで、複数台の電力変換装置１００の運転状況比較や、異常運転の検出など、総合的な管理・分析ができる。例えば、事務所など電力変換装置から離れた場所でも、日々の稼働状況を管理でき、管理業務を効率化できる。さらに、データの蓄積により、保守計画や運転計画の立案に必要な情報を逐次更新することができる。また、異常発生時には、客観的な稼働状況を関係部門で共有できるため、不稼働時間を短縮できる。
　本実施例では回生コンバータを利用した電力変換装置について説明する。図２０は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図２０において、図１と同じ構成については同じ符号を付し、その説明は省略する。図２０において図１と異なる点は、回生コンバータを利用した主回路６００を有する点である。
　図２０において、主回路６００は、図１におけるダイオード整流器２０１に代えて、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ２０３と、ＩＧＢＴ に逆並列に接続するダイオード２０４を備える回生コンバータ６０１を備えるものである。また、回生コンバータ制御器６０６を備える。回生コンバータ６０１はＩＧＢＴ２０３のスイッチングにより、入力電力の力率を調整できるため、直流電圧の変動を抑制できる利点がある。
　以上実施例について説明したが、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。また、上記の各構成、機能は、それらの一部又は全部を、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し実行するソフトウェアで実現してもよいし、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。
１００：電力変換装置、１０１：交流電源、１０２：モータ、２００：主回路、２０１：ダイオード整流器、２０２：平滑コンデンサ、２０３：ＩＧＢＴ、２０４：ダイオード、２０５：インバータ、２０６：モータ制御器、２０７：電流センサ、２０８：ゲートドライバ、２２０：パワーモジュール、２２１：ハウジング、２２２：パワー半導体素子、２２３：温度センサ、３００：寿命推定装置、３０１：温度履歴演算器、３０２：電気特性テーブル、３０３：熱特性テーブル、３０４：温度履歴記憶装置、３０５：損傷演算器、３０６：耐量特性テーブル、３０７：累積損傷演算器、３０８：累積損傷記憶装置、３０９：寿命推定器、３２１：直流電圧、３２２：基準電圧、４００：インターフェース装置、４０１：発報判定器、４０２：表示器、４２１：寿命推定結果、４２２：基準値、５０１：通信器、５０２：通信ネットワーク網、５０３：監視装置、６０１：回生コンバータ

Claims (9)

  1. 　パワー半導体デバイスを有するインバータで電流の通流や遮断を制御し所望の電力変換を行う電力変換装置であって、
    　電流センサで検出した電流値と速度指令とキャリア周波数をもとにゲート信号を算出し前記インバータを制御するモータ制御器と、
    　前記パワー半導体デバイスの損失を推定し温度履歴を演算する温度履歴演算器と、
    　前記温度履歴の演算結果を保存する温度履歴記憶装置と、
    　前記温度履歴記憶装置から読み出した温度履歴から前記パワー半導体デバイスの損傷を演算する損傷演算器を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記温度履歴演算器は、前記キャリア周波数と、オンデューティと、直流電圧と、前記電流と、前記パワー半導体デバイスの電気特性より、前記パワー半導体デバイスの損失を推定し、該推定した損失と前記パワー半導体デバイスの熱特性より、前記パワー半導体デバイスの温度履歴を演算することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記温度履歴演算器の処理は前記インバータの運転時に行い、
    　前記損傷演算器の処理は前記インバータの処理能力に余力があるときに行なうことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記パワー半導体デバイスは、ＩＧＢＴとダイオードであって、
    　前記温度履歴演算器は、前記ＩＧＢＴと前記ダイオードそれぞれ個別に温度履歴を演算し、
    　前記損傷演算器は、前記ＩＧＢＴと前記ダイオードそれぞれ個別に損傷を演算することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記温度履歴演算器は、前記直流電圧の監視からインバータの力行、回生情報を推定し、
    　該力行、回生情報により、力行時と回生時でそれぞれ個別に前記パワー半導体デバイスの損失を推定し、
    　該推定した損失と前記パワー半導体デバイスの熱特性より、力行時と回生時でそれぞれ個別に前記パワー半導体デバイスの温度履歴を演算することを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記温度履歴演算器は、力率の監視からインバータの力行、回生情報を推定し、
    　該力行、回生情報により、力行時と回生時でそれぞれ個別に前記パワー半導体デバイスの損失を推定し、
    　該推定した損失と前記パワー半導体デバイスの熱特性より、力行時と回生時でそれぞれ個別に前記パワー半導体デバイスの温度履歴を演算することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記損傷演算器で演算した前記パワー半導体デバイスの損傷結果を累積する累積損傷演算器と、
    　前記累積した損傷結果を保存する累積損傷記憶装置と、
    　前記累積損傷記憶装置から読み出した累積した損傷結果から前記パワー半導体デバイスの寿命を推定する寿命推定器を備えることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項７に記載の電力変換装置において、
    　前記寿命推定器からの寿命推定結果と基準値とを比較し、該寿命推定結果が前記基準値以上の場合には非発報期間として該寿命推定結果を表示器に表示し、前記寿命推定結果が前記基準値未満の場合には発報期間として基準値を下回り正常時と異なることを表示器に表示する発報判定器を備えることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項８に記載の電力変換装置を有する遠隔監視システムであって、
    　前記電力変換装置は通信器を備え、通信ネットワーク網を介して、該電力変換装置を監視する監視装置に接続されており、
    　前記電力変換装置は、前記温度履歴演算器での温度履歴演算結果および前記発報判定器での発報判定結果を前記通信器に送出し、該通信器は、前記通信ネットワーク網を介して前記監視装置に前記温度履歴演算結果および前記発報判定結果を送出することを特徴とする遠隔監視システム。
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