WO2021241622A1 - 電力変換回路、半導体装置および電子機器 - Google Patents

電力変換回路、半導体装置および電子機器 Download PDF

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    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion circuit, a semiconductor device and an electronic device.
  • a power conversion circuit such as an AC (Alternating Current) -DC (Direct Current) converter or a DC-DC converter is used to convert the power generated by an energy harvesting device such as a vibration power generator. It is known that impedance matching is performed when the electric power generated by a vibration power generation device using a piezoelectric element is AC-DC converted (for example, Non-Patent Document 1).
  • the input impedance of the power conversion circuit changes with the change of the input current, and it becomes difficult to match the output impedance of the environmental power generation device with the input impedance of the power conversion circuit.
  • the input impedance is autonomously matched with the output impedance of the energy harvesting device in a step-up or step-down DC-DC converter in which the current flowing through the inductor is discontinuous. Therefore, the switching period is constant, and the inductance of the inductor is set to a predetermined value.
  • Non-Patent Document 1 since power generation is assumed by an inorganic piezo element having a large capacitance component, a primary capacitor is not provided on the power conversion circuit side. However, depending on the energy harvesting device, a primary capacitor is provided at the input terminal of the power conversion circuit in order to stabilize the input voltage. For example, when an element having a small capacitance component such as an organic piezo element or a MEMS element is used, a primary capacitor may be provided.
  • the preferred range of inductor inductance and primary capacitor capacitance to facilitate impedance matching when a primary capacitor is provided is unknown. If the impedance cannot be matched, the power conversion efficiency will decrease.
  • Non-Patent Document 1 it may be difficult to set the inductance of the inductor within a predetermined range. For example, when the time fluctuation of the output of the power generation device is fast, it is necessary to set the switching frequency high in the method of making the switching cycle constant, and therefore the power consumption becomes high. When trying to reduce the power consumption, the inductance of the inductor deviates from a predetermined range, so that impedance matching may not be possible. If the impedances are not matched, the power conversion efficiency will decrease.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to improve the power conversion efficiency.
  • an input terminal to which an input current is input an output terminal to which an output voltage is output, a first capacitor having one end connected to the input terminal and the other end connected to a reference potential, and one end having the output terminal.
  • a second capacitor connected to and the other end connected to a reference potential, one end connected to one end of the first capacitor, the other end connected to one end or the other end of the second capacitor, and the input current and Magnetic field energy is accumulated by flowing at least a part of the current output from the first capacitor as a first current, and the inductor that induces a second current for storing the second capacitor by the magnetic field energy is substantially constant.
  • C1> 5 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) can be configured.
  • the input current can be a current generated by a vibration power generator.
  • the output capacitance of the vibration power generation device when the output of the vibration power generation device is direct current, the output capacitance of the vibration power generation device is smaller than C1, and when the output of the vibration power generation device is alternating current, the output capacitance of the vibration power generation device is via a rectifying circuit.
  • the output capacitance can be smaller than C1.
  • the present invention includes a voltage conversion circuit that starts a voltage conversion operation that converts the input voltage and outputs it as an output voltage to the output terminal when the input voltage applied to the input terminal reaches the threshold voltage, and inputs the input to the input terminal.
  • the threshold voltage when the current is large is a power conversion circuit higher than the threshold voltage when the input current is small.
  • a setting circuit that sets the threshold voltage so that the threshold voltage when the input current is large is higher than the threshold voltage when the input current is small, based on the input current input to the input terminal.
  • a determination circuit for determining whether or not the input voltage has reached the threshold voltage, and the power conversion circuit may be configured to start the voltage conversion operation based on the output of the determination circuit.
  • one end is connected to the output terminal and the other end is connected to the reference potential, and one end is connected to the input terminal and the other end is one end and the other end of the capacitor.
  • An inductor that is connected to either end of the capacitor and has at least a part of the input current flowing as a first current to store magnetic field energy and induces a second current by the magnetic field energy, and an inductor that is turned on to induce a second current.
  • a control circuit for turning on the switching element when the input voltage reaches the threshold voltage can be provided.
  • the output impedance of the power source connected to the input terminal is Zout and the threshold voltage when the input current input to the input terminal is Iin is Vth, 0.3 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin.
  • the configuration can be ⁇ 3 ⁇ Zout.
  • the present invention is a semiconductor device including the power conversion circuit and a functional circuit related to the power conversion circuit.
  • the present invention is an electronic device including the power conversion circuit and a functional unit to which power is supplied from the power conversion circuit.
  • the power conversion efficiency can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram of a vibration power generation system using a power conversion circuit according to Examples 1 and 2 and a modification thereof.
  • FIG. 2 is an example schematically showing the vibration applied to the vibration power generator, and is an example showing the acceleration with respect to time.
  • 3 (a) to 3 (c) are circuit diagrams showing an example of the power conversion circuit used in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing on and off of the switching element with respect to time in the first embodiment and the current IL flowing through the inductor.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a current detection circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the second embodiment.
  • 10 (a) is a block diagram of the semiconductor device according to the third embodiment, and
  • FIG. 10 (b) is a block diagram of the electronic device according to the first modification of the third embodiment.
  • the power conversion circuit according to the first embodiment has a primary capacitor.
  • a preferable range such as the inductance of the inductor and the capacitance of the primary capacitor will be described.
  • FIG. 1 is a block diagram of a vibration power generation system using a power conversion circuit according to Examples 1 and 2 and a modified example thereof.
  • the power conversion circuit includes a voltage conversion circuit 10 and a control circuit 20 and the like described later in FIGS. 3 (a) to 3 (c) and the like. Capacitors C01 and C02 are included in the voltage conversion circuit 10, but are shown outside the voltage conversion circuit 10 in FIG.
  • the vibration power generation system includes a vibration power generation device 14, a rectifier circuit 12, and a voltage conversion circuit 10.
  • the vibration power generation device 14 is provided on, for example, a road or a bridge, and generates power by vibration when passing by a pedestrian, a vehicle, or the like.
  • the rectifier circuit 12 rectifies the generated power.
  • the voltage conversion circuit 10 converts the voltage of the rectified electric power.
  • the primary capacitor C01 is connected to the input terminal Tin of the voltage conversion circuit 10, and the secondary capacitor C02 is connected to the output terminal Tout.
  • the input current Iin is input to the input terminal Tin from the rectifier circuit 12.
  • the voltage conversion circuit 10 converts the voltage V1 of the input terminal Tin into the voltage V2.
  • the output voltage V2 is output from the output terminal Tout.
  • the input impedance of the voltage conversion circuit 10 is Zin, and the output impedance of the vibration power generation device 14 via the rectifier circuit 12 is Zout.
  • FIG. 2 is an example schematically showing the vibration applied to the vibration power generator, and is an example showing the acceleration with respect to time.
  • FIG. 2 shows vibration when a pedestrian walks. As shown in FIG. 2, accelerations of various periods and frequencies are applied to the vibration power generator 14. As a result, the electric power output by the vibration power generation device 14 changes from moment to moment.
  • the vibration power generation device 14 includes, for example, a vibrator that vibrates due to the vibration of the environment and a power generation element that converts the vibration of the vibrator into electric power.
  • the power generation element is an inorganic piezoelectric element using an inorganic piezoelectric material such as PZT (lead zirconate titanate), for example, an organic piezoelectric element using an organic piezoelectric material such as PVDF (polyfluorovinylidene), or a MEMS (Micro Electro Mechanical). It is a MEMS element using Systems).
  • the impedance Z of the inorganic piezoelectric element and the organic piezoelectric element has a large capacitance component Co, and Zo ⁇ 1 / i ⁇ Co.
  • the Co of the inorganic piezoelectric element and the organic piezoelectric element is about 100 nF and about 1 nF, respectively.
  • ⁇ / 2 ⁇ is the frequency of the output current of the piezoelectric element
  • typical ⁇ / 2 ⁇ of the inorganic piezoelectric element is about 100 Hz, for example, 10 Hz to 1 kHz.
  • the typical ⁇ / 2 ⁇ of the organic piezoelectric element is about 10 Hz, for example, 1 Hz to 100 Hz. Even if the vibration frequency in FIG.
  • the ⁇ differs between the organic piezoelectric element and the inorganic piezoelectric element due to the difference in the resonance frequency of the vibrator and the like.
  • the resistance component Ro is dominant, and Zo ⁇ Ro.
  • the typical value of Ro of the MEMS element is about 1 M ⁇ .
  • a typical ⁇ / 2 ⁇ of a MEMS element is about 100 Hz.
  • the voltage V1 is relatively easy to stabilize even if the primary capacitor C01 is not provided.
  • the voltage V1 is stabilized by providing the primary capacitor C01.
  • the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is given by Equation 1.
  • Zin (Iin / V1 + i ⁇ ⁇ ⁇ C1) -1 (Formula 1)
  • ⁇ is the angular frequency of the fluctuation of the input current Iin.
  • ⁇ corresponds to the angular frequency component of the vibration of the vibrator that vibrates in response to the acceleration shown in FIG. i is an imaginary unit.
  • C1 is the capacitance of the capacitor C01.
  • FIG. 3 (a) to 3 (c) are circuit diagrams showing an example of the power conversion circuit used in the first embodiment.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of a step-down DC-DC converter
  • FIG. 3B is a circuit diagram of a step-up DC-DC converter
  • FIG. 3C is an inverting DC-DC. It is a circuit diagram of a converter.
  • the power conversion circuit includes a voltage conversion circuit 10 and a control circuit 20.
  • nodes N1 to N3 are provided between the input terminal Tin and the output terminal Tout.
  • One end of the capacitor C01 is connected to the node N1 and the other end is connected to the ground (reference potential).
  • One end of the capacitor C02 is connected to the node N2, and the other end is connected to the ground (reference potential).
  • the control circuit 20 outputs control signals S1 and S2 to the switching elements SW1 and SW2, respectively.
  • control circuit 20 may be a dedicated logic circuit or a processor operated by software.
  • one end of the inductor L0 is connected to the node N3 and the other end is connected to the node N2.
  • One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
  • One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the ground.
  • the voltage V2 is a voltage lower than the voltage V1.
  • the switching elements SW1 and SW2 are turned off and on, respectively.
  • the current I2 flows from the ground to the inductor L0 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0 and reaches the node N2.
  • the voltage V2 is maintained at a desired value.
  • one end of the inductor L0 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
  • One end of the switching element SW1 is connected to the node N3, and the other end is connected to the ground.
  • One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the node N2.
  • the voltage V2 is higher than the voltage V1.
  • the current I2 flows from the node N1 to the inductor L0 and reaches the node N2 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0.
  • the voltage V2 is maintained at a desired value.
  • one end of the inductor L0 is connected to the node N3 and the other end is connected to the ground.
  • One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3.
  • One end of the switching element SW2 is connected to the node N3, and the other end is connected to the node N2.
  • the voltage V2 is a voltage whose sign is inverted from that of the voltage V1.
  • the current I2 flows from the node N2 to the inductor L0 due to the magnetic field energy stored in the inductor L0 and reaches the ground.
  • the voltage V2 is maintained at a desired value.
  • at least a part of the input current Iin may be added to the current I1 in addition to the current output from the capacitor C01.
  • FIG. 4 is a diagram showing on and off of the switching element with respect to time in the first embodiment and the current IL flowing through the inductor. As the current IL flowing through the inductor L0, the current I1 is shown by a solid line and the current I2 is shown by a broken line.
  • the control circuit 20 controls the switching elements SW1 and SW2 to be turned off before the time t1.
  • the control circuit 20 controls to turn on the switching element SW1 and keep the switching element SW2 off.
  • the current IL increases between times t1 and t2.
  • the rate of increase of the current IL is ⁇ VL / L.
  • ⁇ VL is the voltage difference between both ends of the inductor L0.
  • ⁇ VL V1-V2.
  • Magnetic field energy is stored in the inductor L0.
  • the control circuit 20 controls to turn off the switching element SW1 and turn on the switching element SW2.
  • the timing at which the switching element SW1 is turned off and the timing at which the switching element SW2 is turned on may be slightly different.
  • the magnetic field energy stored in the inductor L0 is converted into the current IL, and the current I2 flows.
  • the current I2 decreases with time.
  • the control circuit 20 turns off the switching element SW2 and controls to keep the switching element SW1 off.
  • the on / off cycle of the switching elements SW1 and SW2 is T1 (switching cycle), the length of the on period of the switching element SW1 is T2, and the length of the on period of the switching element SW2 is T3.
  • the output impedance Zout (that is, the combined impedance of the rectifier circuit 12 and the vibration power generation device 14) when the vibration power generation device 14 is viewed from the input terminal Tin of the voltage conversion circuit 10 via the rectifier circuit 12 is substantially a resistance component. It has been adjusted to. Therefore, the resistance component Re (Zin) of the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14, and the reactance component Im (Zin) of the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 is matched with the resistance component Re. Make it smaller than (Zin). As a result, the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
  • the input current Iin is the average value of the current I1.
  • the input current Iin is the average value of the current I1.
  • the input current Iin is a value obtained by multiplying the average current of the current I1 in the period T2 by T2 / T1.
  • the input impedance Zin does not depend on the input current Iin.
  • the inductance L of the period T1, the period T2, and the inductor L0 is appropriately set so that the input impedance Zin shown in the formula 4 or the formula 5 substantially matches the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
  • the input impedance Zin is the equation 5
  • the values of the inductance L of the inductor L0, the period T1 and the period T2 are set so that the output impedance Zout is expressed as shown in the equation 6.
  • Zout (2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 (Formula 6)
  • the value of the inductance L of the inductor L0 is set at the time of design, and the values of the period T1 and the period T2 are reflected in the parameters that control the on / off timing of the switching elements SW1 and SW2 by the control circuit 20.
  • the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14 regardless of the magnitude of the input current Iin.
  • the inductance L, the period T1 and the period T2 are 0.3 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 ) ⁇ Zout ⁇ 3 ⁇ ((2 ⁇ L). It is preferable to set in the range of ⁇ T1) / T2 2 ), and 0.5 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2 ) ⁇ Zout ⁇ 1.5 ⁇ ((2 ⁇ L ⁇ T1) / T2 2). ) Is more preferable. As a result, the input impedance Zin matches the output impedance Zout, and the power conversion efficiency is improved.
  • the Zin of the input impedance can be set so as not to depend on the input current Iin. Therefore, by appropriately setting each value, the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 can be autonomously matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14.
  • the period T3 is substantially constant in addition to the period T2.
  • Equation 1 when ⁇ ⁇ C1 is larger than Iin / V1, ⁇ ⁇ C1 becomes an obstacle to impedance matching even if the input impedance Zin of Equations 4 and 5 is matched with the output impedance Zout. Therefore, it is preferable that Iin / V1 is sufficiently larger than ⁇ ⁇ C1. That is, it is preferable that the formula 7 is used. 1 / ( ⁇ ⁇ C1) ⁇ V1 / Iin (Formula 7) Equation 8 is preferable to Equations 5 and 7. C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) (Formula 8)
  • C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) is preferable, C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) / 5 is more preferable, and C1 ⁇ (T2 2 / (2 ⁇ L)) / ( ⁇ ⁇ T1) / 10 is more preferable.
  • impedance matching between the output impedance Zout of the vibration power generation device 14 and the input impedance Zin of the voltage conversion circuit 10 becomes easy.
  • the fluctuation amount ⁇ V1 of the voltage V1 can be obtained by Equation 9.
  • Equation 11 C1> T2 2 / (2 ⁇ L) is preferable, C1> 5 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) is more preferable, and C1> 10 ⁇ T2 2 / (2 ⁇ L) is further preferable. Thereby, the fluctuation of the voltage V1 can be reduced.
  • T1 ⁇ 1 / ⁇ .
  • T1 is preferably 300 ⁇ s or less.
  • a fraction of T1 is appropriate for T2, for example, 100 ⁇ s.
  • L and C1 from Equation 8 and 11, T2 2 / 2 «L ⁇ C1 «T2 2 / should satisfy (2 ⁇ T1 ⁇ ⁇ ).
  • L 100 mH
  • C1 150 nF is preferable.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the first modification of the first embodiment.
  • the power conversion circuit of the first modification of the first embodiment includes a voltage conversion circuit 10a and a control circuit 20a.
  • One end of the switching element SW1 is connected to the node N1 and the other end is connected to the node N3a.
  • One end of the inductor L0 is connected to the node N3a, and the other end is connected to the node N3b.
  • One end of the switching element SW4 is connected to the node N3b, and the other end is connected to the node N2.
  • the control circuit 20a outputs control signals S1 to S4 for turning on and off the switching elements SW1 to SW4, respectively.
  • Other circuit configurations are the same as those in FIGS. 3 (a) to 3 (c) of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
  • FIG. 6 is a diagram showing on and off of the switching element, each current and voltage with respect to time in the first modification of the first embodiment.
  • the input current Iin changes every moment, but in FIG. 6, an example in which the input current Iin increases uniformly will be described.
  • the control circuit 20a controls the switching elements SW1 to SW4 to be turned off until the time t1.
  • the currents I1 and I2 are 0. Since the input current Iin charges the capacitor C01, the voltage V1 gradually increases.
  • the control circuit 20a controls the switching elements SW1 and SW3 to be turned on and the switching elements SW2 and SW4 to be kept off. Between the times t1 and t2, the current I1 gradually increases. Since the capacitor C01 is discharged, the voltage V1 gradually decreases.
  • the control circuit 20a controls to turn off the switching elements SW1 and SW3 and turn on the switching elements SW2 and SW4.
  • the magnitudes of the current I1 immediately before the time t2 and the current I2 immediately after the time t2 are almost the same.
  • the control circuit 20a controls to turn off the switching elements SW2 and SW4 and keep the switching elements SW1 and SW3 off.
  • the currents I1 and I2 do not flow between the times t3 and t1', and the voltage V1 gradually increases.
  • the switching elements SW1 and SW3 are turned on.
  • the switching cycle T1, the period T2 in which the switching elements SW1 and SW3 are turned on, and the period T3 in which the switching elements SW2 and SW4 are turned on are substantially constant.
  • the voltage V1 gradually increases while repeating up and down.
  • one end of the inductor L0 is connected to one end of the capacitor C01 (first capacitor), and the other end is a capacitor. It is connected to one end of the C02 (second capacitor) on the node N2 side or the other end on the ground side.
  • Magnetic field energy is stored in the inductor L0 by allowing at least a part of the input current Iin and the current output from the capacitor C01 to flow as the current I1 (first current).
  • the capacitor C02 is stored by the current I2 (second current) induced by the magnetic field energy.
  • the switching elements SW1 and SW2 are turned on and off in a substantially constant cycle T1, and the period T2 that is turned on during one cycle is substantially constant.
  • the switching element SW1 switching elements SW1 and SW3 in the modification 1 of the first embodiment
  • the current I1 flows through the inductor L0
  • the switching element SW1 modification example 1 of the first embodiment
  • the switching elements SW1 and SW3 are turned off.
  • the input impedance Zin can be kept constant even if the input current Iin fluctuates. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
  • the period T1, the period T2 and the period T3 are substantially constant, which allows a fluctuation of about ⁇ 20% or ⁇ 10%.
  • ⁇ is an angular frequency corresponding to the vibration frequency of the vibration power generator 14.
  • ⁇ is an angular frequency corresponding to the resonance frequency of the vibration power generation device 14.
  • the vibration power generation device 14 has a resonance frequency
  • ⁇ is an angular frequency corresponding to the resonance frequency of the vibration power generation device 14.
  • the angular frequency corresponding to the resonance frequency having the largest input current Iin is defined as ⁇ .
  • the anharmonic oscillator is vibrated in advance for this purpose, the input current Iin is measured, and the angular frequency corresponding to the largest peak from the result of Fourier series expansion is set to ⁇ .
  • the voltage conversion circuit 10 or 10a is used for power conversion of an environmental power generation device such as a solar cell or a wind power generation device. May be good.
  • the rectifier circuit 12 can be omitted.
  • the amount of power generated by the energy harvesting device is liable to fluctuate, and the input impedance of the voltage conversion circuit 10 or 10a is liable to fluctuate.
  • the input impedance of the voltage conversion circuit 10 or 10a can be matched with the output impedance of the energy harvesting device.
  • the voltage conversion circuit 10 or 10a of Example 1 and its modifications may be used for other purposes.
  • the capacitance of the vibration power generation device 14 is small, such as an organic piezoelectric element or a MEMS element, a primary capacitor C01 is provided to stabilize the voltage V1. Therefore, it is preferable that the range of the capacitance C1 of the capacitor C01 is the range of the equations 7 and 10. In this case, when the output of the vibration power generation device 14 is direct current, the output capacitance of the vibration power generation device 14 is smaller than the capacitance C1. Further, when the output of the vibration power generation device 14 is alternating current, the output capacitance of the vibration power generation device 14 via the rectifier circuit is smaller than that of C1.
  • Example 2 for solving the second problem will be described.
  • the period T1 and the period T2 are set to be constant, and the inductance L and the capacitance C1 are set so as to satisfy the equations 8 and 11.
  • the switching frequency may become too high and the power consumption may increase.
  • the period T1 and the period T2 do not have to be constant. Further, it is not necessary to set the inductance L and the capacitance C1 so as to satisfy the equations 8 and 11.
  • Example 2 is an example of a step-down DC-DC converter.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the power conversion circuit according to the second embodiment. As shown in FIG. 7, the comparator 22 outputs a high level as the voltage Vdc when the voltage V1 is equal to or higher than the threshold voltage Vth, and outputs a low level as the voltage Vdc when the voltage V1 is smaller than the threshold voltage Vth.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth based on the value of the input current Iin detected by the current detection circuit described later with reference to FIG.
  • the control circuit 20b starts generating the control signals S1 and S2 when the voltage Vdc becomes high level. As a result, the voltage conversion circuit 10b starts the voltage conversion operation.
  • Other circuit configurations are the same as those in FIG. 3A of the first embodiment, and the description thereof will be omitted.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a current detection circuit according to the second embodiment.
  • the NFET M1 is connected between the capacitor C01 and the ground.
  • the source of the NFET M1 is connected to the ground, the drain is connected to the node N4, and the gate is supplied with, for example, 1 V as the power supply voltage VDD.
  • NFETM1 functions as a shunt resistor.
  • the current detection circuit 26 includes a plurality of diodes D1 to D8 and comparators 25a to 25c.
  • the diodes D1 to D8 are connected in series in the forward direction between the power supply terminal to which the power supply voltage VDD is supplied and the ground.
  • Nodes N5a to N5c are provided at predetermined positions between the power supply terminal and the ground.
  • the node N5a is located between the diodes D1 and the power supply terminal
  • the node N5b is located between the diodes D4 and D5
  • the node N5c is located between the diodes D7 and D8.
  • Nodes N4 and nodes N5a to N5c are connected to the input terminals of the comparators 25a to 25c, respectively.
  • the signals Va to Vc output by the comparators 25a to 25c are output to the Vth setting circuit 24.
  • the current Im1 flows from the capacitor C01 to the ground via the NFET M1 in order to balance the amount of charge between the electrodes of the capacitor C01. If the current flowing from the capacitor C01 to the voltage conversion circuit is not taken into consideration, the current Im1 is substantially equal to the input current Iin.
  • the potential V4 of the node N4 increases.
  • the potential V5a of the node N5a is VDD
  • the potential V5b of the node N5b is 5/8 ⁇ VDD
  • the potential V5c of the node N5c is 1/8 ⁇ VDD.
  • the potentials V5a to V5c can be arbitrarily set depending on the power supply voltage, the number of diodes D1 to D8, and the positions of the nodes N5a to N5c.
  • the comparators 25a to 25c compare the potentials of the nodes N4 and the nodes N5a to N5c, respectively.
  • the comparators 25a to 25c output high levels as signals Va to Vc when the potential of the node N4 is higher than the potential of the nodes N5a to N5c.
  • the comparators 25a to 25c output low levels as signals Va to Vc when the potential of the node N4 is lower than the potential of the nodes N5a to N5c.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to the smallest Vth1.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth2, which is higher than Vth1.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth3, which is higher than Vth2.
  • the signals Va to Vc are all at high levels.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth4, which is higher than Vth3.
  • the threshold voltage Vth can be set based on the input current Iin.
  • the number of nodes N5a to N5c and the number of comparators 25a to 25c can be arbitrarily set.
  • FIG. 9 is a diagram showing on and off, each current and voltage of the switching element with respect to time in the second embodiment.
  • the Vth setting circuit 24 generates Vth so that the threshold voltage Vth increases as the input current Iin increases.
  • the Vth setting circuit 24 sets the threshold voltage Vth to Vth1 when the input current Iin is in the range of Iin1, sets the threshold voltage Vth to Vth2 when the input current Iin is in the range of Iin2, and sets the threshold voltage Vth when the input current Iin is in the range of Iin3.
  • the threshold voltage Vth is set so as to be approximately Zout ⁇ Iin.
  • the Vth setting circuit 24 (setting circuit) preferably sets the threshold voltage Vth to 0.3 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 3 ⁇ Zout, and 0.5 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 1. It is more preferable to set it to be 5 ⁇ Zout. As a result, the input impedance Zin matches the output impedance Zout, and the power conversion efficiency is improved.
  • the control circuit 20b controls the switching elements SW1 and SW2 to be turned off.
  • the currents I1 and I2 are 0. Since the input current Iin charges the capacitor C01, the voltage V1 gradually increases. At time t1, when the voltage V1 reaches the threshold voltage Vth, the voltage Vdc becomes a high level.
  • the control circuit 20b controls the switching element SW1 to be turned on and the switching element SW2 to be kept off during the period T2 after the voltage Vdc becomes high level. Between the times t1 and t2, the current I1 gradually increases. The voltage V1 gradually decreases.
  • the control circuit 20b controls the switching element SW2 to be turned on and the switching element SW1 to be turned off.
  • the current I1 becomes 0.
  • the control circuit 20b turns off the switching element SW2 and controls to keep the switching element SW1 off.
  • the currents I1 and I2 are zero.
  • the voltage V1 gradually increases.
  • the voltage Vdc becomes a high level.
  • the threshold voltage Vth becomes Vth2, which is larger than Vth1.
  • the threshold voltage Vth becomes Vth3, which is larger than Vth2.
  • the voltage V1 increases as the input current Iin increases.
  • the threshold voltage Vth is about the same as Zout ⁇ Iin, the voltage V1 becomes approximately Zout ⁇ Iin.
  • the voltage conversion circuit 10b starts a voltage conversion operation of converting the input voltage V1 and outputting it to the output terminal Tout as the output voltage V2. do.
  • the threshold voltage Vth when the input current Iin input to the input terminal Tin is large is higher than the threshold voltage Vth when the input current Iin is small.
  • the threshold voltage Vth changes when the input current Iin fluctuates the change in the input impedance Zin can be reduced even if the input current Iin fluctuates. Therefore, the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
  • the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. More preferably, 0.5 ⁇ Zout ⁇ Vth / Iin ⁇ 1.5 ⁇ Zout.
  • the Vth setting circuit 24 is based on the input current Iin, and the threshold voltage Vth2 in the range of Iin2 where the input current Iin is large is the threshold voltage when the input current Iin is in the range of Iin1 which is small.
  • the threshold voltage Vth is set so as to be higher than the voltage Vth1.
  • the comparator 22 determines whether or not the input voltage V1 has reached the threshold voltage Vth.
  • the voltage conversion circuit 10b starts a voltage conversion operation based on the output of the comparator 22. Thereby, the input impedance Zin can be matched with the output impedance Zout of the vibration power generation device 14. Therefore, the power conversion efficiency can be improved.
  • a step-down DC-DC converter has been described as an example in Example 2, a step-up DC-DC converter or an inverting DC-DC converter as shown in FIGS. 3 (b) and 3 (c) may be used. That is, in the voltage conversion circuit 10b, one end of the inductor L0 is connected to the input terminal Tin, and the other end is connected to either one end of the capacitor C02 (second capacitor) or the other end. Magnetic field energy is stored in the inductor L0 when at least a part of the input current Iin flows as a current I1 (first current), and the capacitor C02 is stored by the current I2 (second current) induced by the magnetic field energy. .. When the switching element SW1 is turned on, the current I1 flows through the inductor L0, and when the current I2 flows through the inductor L0, the switching element SW1 is turned off.
  • the control circuit 20b turns on the switching element SW1 when the input voltage V1 reaches the threshold voltage Vth. As a result, the voltage conversion operation of the voltage conversion circuit 10b is started.
  • the Vth setting circuit 24 may set the threshold voltage Vth based on the information related to the input current Iin. ..
  • the amplitude information of the MEMS element correlates with the output current amount of the MEMS element. Therefore, the Vth setting circuit 24 may set the threshold voltage Vth based on the amplitude information of the MEMS element.
  • the MEMS element has a main MEMS oscillator that outputs power as an input current of a power conversion circuit, and a sensing MEMS oscillator having an amplitude similar to that of the main MEMS oscillator, and has a sensing MEMS vibration.
  • the output current of the child may be changed into a voltage signal by a shunt resistance or the like, and may be used as amplitude information.
  • the capacitance C1 of the capacitor C01 is limited.
  • the capacitance C1 can be applied without limitation.
  • the impedance is positively matched, the impedance matching is easier than in the first embodiment and the first modification thereof, and the power conversion efficiency is easily improved.
  • the comparator 22 since the comparator 22 is used, the power consumption is large and the generated power of the vibration power generation device 14 is small (for example, when it is 100 nW or less), it may be difficult to apply. Since the comparator 22 does not have to be used in the first embodiment and the first modification thereof, it is easy to apply the case where the power consumption is small and the power generated by the vibration power generation device 14 is small (for example, when the power generation is 100 nW or less).
  • the vibration power generation device 14 has been described as an example as the power source, but the power source may be another power generation device or the like.
  • the power conversion circuit of Examples 1 and 2 and a modification thereof may be a SEPIC (Single-Ended Primary Inductor Converter) converter, a ZETA circuit, a Cuk circuit, a step-up chopper circuit, or a step-down chopper circuit.
  • SEPIC Single-Ended Primary Inductor Converter
  • the switching elements SW1 to SW4 are transistors such as FETs (Field Effect Transistors), IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and bipolar transistors.
  • the control signals S1 to S4 are input to the gate or the base.
  • the control signals S1 to S4 turn on and off between the source and drain of the switching elements SW1 to SW4 or between the emitter and collector.
  • the switching elements SW2 and SW4 may be diodes.
  • Example 3 is an example of a semiconductor device equipped with the power conversion circuits of Examples 1 and 2.
  • FIG. 10A is a block diagram of the semiconductor device according to the third embodiment.
  • the semiconductor device 30 includes a power conversion circuit 32, an input unit 34, a functional circuit 36, and an output unit 38.
  • the semiconductor device 30 is, for example, a semiconductor chip or a package on which a semiconductor chip is mounted.
  • the power conversion circuit 32 is the power conversion circuit according to the first or second embodiment.
  • the input unit 34 is, for example, a terminal provided on a pad or a package provided on a semiconductor chip, and power is supplied from an external device such as a vibration power generator.
  • the output unit 38 is, for example, a terminal provided on a pad or a package provided on a semiconductor chip, and supplies the electric power converted by the power conversion circuit 32 to an external device.
  • the functional circuit 36 is a circuit related to the power conversion circuit, and includes, for example, at least a part of the control circuits 20, 20a, 20b, the Vth setting circuit 24, and the current detection circuit 26 that control the power conversion circuit.
  • the semiconductor device 30 is a semiconductor chip
  • a transistor, a capacitor, and an inductor constituting the switch of the power conversion circuit 32 are formed on a semiconductor substrate such as a silicon substrate. Further, at least a part of the transistor, the diode, and the passive element constituting the functional circuit 36 are formed on the semiconductor substrate.
  • the semiconductor chip When the semiconductor device 30 is a package on which a semiconductor chip is mounted, the semiconductor chip includes a transistor constituting a switch of the power conversion circuit 32, control circuits 20, 20a, 20b as functional circuits 36, a Vth setting circuit 24, and a current detection circuit 26. At least a part of the transistors, diodes and passive elements constituting the above are formed. At least a part of the power conversion circuit 32 that is not formed on the semiconductor chip (for example, an inductor and a capacitor) may be mounted on the package.
  • Modification 1 of the third embodiment is an example of an electronic device equipped with the power conversion circuits of the first and second embodiments.
  • FIG. 10B is a block diagram of the electronic device according to the first modification of the third embodiment.
  • the electronic device 40 is an electronic device that functions by an environmental power generation device such as a vibration power generation device, and is an environmental measurement device such as a street light, a display board, or a rain gauge.
  • the electronic device 40 includes the power conversion circuit 42, the input unit 44, the functional unit 46, and the capacitor 48 of the first and second embodiments.
  • the power conversion circuit 42 is the voltage conversion circuit 10, 10a or 10b according to the first or second embodiment.
  • the input unit 44 is, for example, a terminal, and power is supplied from an external device such as a vibration power generator.
  • the storage device 48 is, for example, a secondary battery or a capacitor, and stores the electric power converted by the power conversion circuit 42. The electric power converted by the power conversion circuit 42 or the electric power stored in the capacitor 48 is supplied to the functional unit 46 to exert its function.
  • the power conversion circuit 32 may be mounted on the semiconductor device 30.
  • the electronic device 40 may include a power conversion circuit 42. This improves the power efficiency of the electronic device 40.

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Abstract

電力変換回路は、一端が入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第１キャパシタと、一端が出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第２キャパシタと、一端が第１キャパシタの一端に接続され、他端が第２キャパシタの一端または他端に接続され、入力電流および第１キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第１電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、磁界エネルギーにより第２キャパシタを蓄電する第２電流を誘起するインダクタと、略一定の周期でオンおよびオフし、１周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることによりインダクタに第１電流が流れ、インダクタに第２電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備える。

Description

電力変換回路、半導体装置および電子機器
　本発明は、電力変換回路、半導体装置および電子機器に関する。
　振動発電装置等の環境発電装置により発電された電力の変換には、ＡＣ（Alternating Current）－ＤＣ（Direct Current）コンバータやＤＣ－ＤＣコンバータ等の電力変換回路が用いられている。圧電素子を用いた振動発電装置により発電された電力をＡＣ－ＤＣ変換するときにインピーダンス整合させることが知られている（例えば非特許文献１）。
Journal of Intelligent Material Systems and Structures, Vol. 21, pp. 1293-1301, September, 2010
　環境発電装置では、発電量が刻々変化するため、電力変換回路に入力する入力電流が刻々変化する。入力電流の変化にともない電力変換回路の入力インピーダンスが変化し、環境発電装置の出力インピーダンスと電力変換回路の入力インピーダンスとが整合し難くなる。非特許文献１では、インダクタを流れる電流が不連続な昇圧型または降圧型のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて入力インピーダンスを環境発電装置の出力インピーダンスに自律的に整合させている。このため、スイッチング周期を一定とし、インダクタのインダクタンス等を所定の値とする。
　第１の課題について説明する。非特許文献１では、容量成分が大きな無機ピエゾ素子による発電を想定しているため、電力変換回路側に１次キャパシタを設けていない。しかし、環境発電装置によっては、入力電圧を安定させるため電力変換回路の入力端子に１次キャパシタを設ける。例えば有機ピエゾ素子またはＭＥＭＳ素子のような容量成分が小さな素子を用いる場合、１次キャパシタを設けることがある。１次キャパシタを設けたときに、インピーダンス整合を容易とするための、インダクタのインダクタンスおよび１次キャパシタのキャパシタンスの好ましい範囲については知られていない。インピーダンスを整合できなければ、電力変換効率が低下する。
　第２の課題について説明する。また、非特許文献１のように、インダクタのインダクタンス等を所定の範囲に設定しようとしても、難しい場合もある。例えば、発電装置の出力の時間変動が速い場合、スイッチング周期を一定にする方法ではスイッチング周波数を高く設定することが必要となり、そのため消費電力が高くなる。消費電力を低くしようとすると、インダクタのインダクタンス等が所定の範囲から外れるため、インピーダンス整合を行えない場合もある。インピーダンスが整合されない場合、電力変換効率が低下する。
　本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、電力変換効率を向上させることを目的とする。
　本発明は、入力電流が入力する入力端子と、出力電圧が出力する出力端子と、一端が前記入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第１キャパシタと、一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第２キャパシタと、一端が前記第１キャパシタの一端に接続され、他端が前記第２キャパシタの一端または他端に接続され、前記入力電流および前記第１キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第１電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより前記第２キャパシタを蓄電する第２電流を誘起するインダクタと、略一定の周期でオンおよびオフし、１周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることにより前記インダクタに前記第１電流が流れ、前記インダクタに前記第２電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備え、前記第１キャパシタのキャパシタンスをＣ１、前記インダクタのインダクタンスをＬ、前記周期をＴ１、前記周期の１周期の間に前記スイッチング素子がオンする期間の長さをＴ２、前記入力電流の角周波数をωとしたとき、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）である電力変換回路である。
　上記構成において、Ｃ１＞Ｔ２２／（２×Ｌ）である構成とすることができる。
　上記構成において、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（５×ω×Ｔ１）である構成とすることができる。
　上記構成において、Ｃ１＞５×Ｔ２２／（２×Ｌ）である構成とすることができる。
　上記構成において、前記入力電流は振動発電装置により発電された電流である構成とすることができる。
　上記構成において、前記振動発電装置の出力が直流の場合には前記振動発電装置の出力キャパシタンスはＣ１より小さく、前記振動発電装置の出力が交流の場合には整流回路を介した前記振動発電装置の出力キャパシタンスはＣ１より小さい構成とすることができる。
　本発明は、入力端子に加わる入力電圧が閾値電圧に達すると、前記入力電圧を変換し出力端子に出力電圧として出力する電圧変換動作を開始する電圧変換回路を備え、前記入力端子に入力する入力電流が大きいときの前記閾値電圧は前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高い電力変換回路である。
　上記構成において、前記入力端子に入力する入力電流に基づき、前記入力電流が大きいときの前記閾値電圧が、前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高くなるように前記閾値電圧を設定する設定回路と、前記入力電圧が前記閾値電圧に達したか否かを判定する判定回路と、を備え、前記電力変換回路は、前記判定回路の出力に基づき前記電圧変換動作を開始する構成とすることができる。
　上記構成において、前記電圧変換回路は、一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続されたキャパシタと、一端が前記入力端子に接続され、他端が前記キャパシタの一端および他端のいずれか一方の端に接続され、前記入力電流の少なくとも一部が第１電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより第２電流を誘起するインダクタと、オンすることにより前記インダクタに前記第１電流が流れ、前記インダクタに前記第２電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、を備える構成とすることができる。
　上記構成において、前記入力電圧が前記閾値電圧に達すると、前記スイッチング素子をオンさせる制御回路を備える構成とすることができる。
　上記構成において、前記入力端子に接続される電力源の出力インピーダンスをＺｏｕｔ、前記入力端子に入力する入力電流がＩｉｎのときの前記閾値電圧をＶｔｈとしたとき、０．３×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦３×Ｚｏｕｔである構成とすることができる。
　本発明は、上記電力変換回路と、前記電力変換回路に関係した機能回路と、を備える半導体装置である。
　本発明は、上記電力変換回路と、前記電力変換回路から電力が供給される機能ユニットと、を備える電子機器である。
　本発明によれば、電力変換効率を向上させることができる。
図１は、実施例１、２およびその変形例に係る電力変換回路を用いた振動発電システムのブロック図である。 図２は、振動発電装置に加わる振動を模式的に示した例であり、時間に対する加速度を示す例である。 図３（ａ）から図３（ｃ）は、実施例１に用いられる電力変換回路の例を示す回路図である。 図４は、実施例１における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、インダクタを流れる電流ＩＬを示す図である。 図５は、実施例１の変形例１に係る電力変換回路の回路図である。 図６は、実施例１の変形例１における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。 図７は、実施例２に係る電力変換回路の回路図である。 図８は、実施例２における電流検出回路を示す回路図である。 図９は、実施例２における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。 図１０（ａ）は、実施例３に係る半導体装置のブロック図、図１０（ｂ）は、実施例３の変形例１に係る電子機器のブロック図である。
　以下、図面を参照し実施例について説明する。
　第１の課題を解決する実施例１について説明する。実施例１に係る電力変換回路は１次キャパシタを有している。スイッチング周期を一定とし、発電装置の出力インピーダンスに入力インピーダンスを自律的に整合させる電力変換回路において、インダクタのインダクタンスおよび１次キャパシタのキャパシタンス等の好ましい範囲について説明する。
　図１は、実施例１、２およびその変形例に係る電力変換回路を用いた振動発電システムのブロック図である。電力変換回路は、電圧変換回路１０と図３（ａ）から図３（ｃ）等において後述する制御回路２０等を備えている。キャパシタＣ０１およびＣ０２は電圧変換回路１０に含まれるが、図１では、電圧変換回路１０の外に図示している。図１に示すように、振動発電システムは、振動発電装置１４、整流回路１２および電圧変換回路１０を備えている。振動発電装置１４は、例えば道路または橋梁等に設けられており、歩行者または車両など通過時の振動により発電する。整流回路１２は発電された電力を整流する。電圧変換回路１０は、整流された電力の電圧を変換する。
　電圧変換回路１０の入力端子Ｔｉｎには１次キャパシタＣ０１が接続され、出力端子Ｔｏｕｔには２次キャパシタＣ０２が接続されている。入力端子Ｔｉｎには整流回路１２から入力電流Ｉｉｎが入力する。電圧変換回路１０は入力端子Ｔｉｎの電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に変換する。出力端子Ｔｏｕｔから出力電圧Ｖ２が出力される。電圧変換回路１０の入力インピーダンスはＺｉｎであり、整流回路１２を介した振動発電装置１４の出力インピーダンスはＺｏｕｔである。
　図２は、振動発電装置に加わる振動を模式的に示した例であり、時間に対する加速度を示す例である。図２では、歩行者が歩行したときの振動を示している。図２に示すように、様々な周期および周波数の加速度が振動発電装置１４に加わる。これにより、振動発電装置１４が出力する電力は刻々変化する。
　図１において、振動発電装置１４は、例えば環境の振動により振動する振動子と振動子の振動を電力に変換する発電素子とを備えている。発電素子は、例えばＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）等の無機圧電材料を用いた無機圧電素子、たとえばＰＶＤＦ（ポリフッ化ビニリデン）等の有機圧電材料を用いた有機圧電素子、またはＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）を用いたＭＥＭＳ素子である。ＭＥＭＳ素子に比べると、無機圧電素子および有機圧電素子のインピーダンスＺｏはキャパシタンス成分Ｃｏが大きく、Ｚｏ≒１／ｉωＣｏである。無機圧電素子および有機圧電素子のＣｏはそれぞれ１００ｎＦ程度および１ｎＦ程度である。ω／２πは、圧電素子の出力電流の周波数であり、無機圧電素子の典型的なω／２πは１００Ｈｚ程度であり、例えば１０Ｈｚ～１ｋＨｚである。有機圧電素子の典型的なω／２πは１０Ｈｚ程度であり、例えば１Ｈｚ～１００Ｈｚある。図２における振動の周波数が同じであっても、振動子の共振周波数等の相違により、有機圧電素子と、無機圧電素子とでは、ωが異なる。一方、ＭＥＭＳ素子の出力インピーダンスは容量成分が１０ｐＦ～１００ｐＦと小さいため抵抗成分Ｒｏが支配的であり、Ｚｏ≒Ｒｏである。ＭＥＭＳ素子のＲｏの典型的な値は１ＭΩ程度である。ＭＥＭＳ素子の典型的なω／２πは１００Ｈｚ程度である。
　無機圧電素子のようにＣｏの大きな振動発電装置では、１次キャパシタＣ０１を設けなくても電圧Ｖ１は比較的安定し易い。しかし、有機圧電素子およびＭＥＭＳ素子のようにＣｏが小さい、またはＭＥＭＳ素子のように、Ｃｏが無視できるほど小さい振動発電装置では、１次キャパシタＣ０１を設けることで電圧Ｖ１を安定化させる。電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎは数式１となる。
　Ｚｉｎ＝（Ｉｉｎ／Ｖ１＋ｉ×ω×Ｃ１）－１　　　　（数式１）
　ωは入力電流Ｉｉｎの変動の角周波数である。ωは例えば図２の加速度を受けて振動する振動子の振動の角周波数成分に相当する。ｉは虚数単位である。Ｃ１はキャパシタＣ０１のキャパシタンスである。振動発電装置１４の整流回路１２を介した出力インピーダンスＺｏｕｔと１次キャパシタＣ０１を有する電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎとを整合させる場合、キャパシタＣ０１のキャパシタンスＣ１を考慮することが重要である。
　図３（ａ）から図３（ｃ）は、実施例１に用いられる電力変換回路の例を示す回路図である。図３（ａ）は、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図であり、図３（ｂ）は、昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図であり、図３（ｃ）は、反転型ＤＣ－ＤＣコンバータの回路図である。
　図３（ａ）から図３（ｃ）に示すように、電力変換回路は、電圧変換回路１０および制御回路２０を備えている。いずれのＤＣ－ＤＣコンバータにおいても、電圧変換回路１０においては、入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間にノードＮ１～Ｎ３が設けられている。キャパシタＣ０１の一端はノードＮ１に接続され、他端はグランド（基準電位）に接続されている。キャパシタＣ０２の一端はノードＮ２に接続され、他端はグランド（基準電位）に接続されている。制御回路２０は、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２にそれぞれ制御信号Ｓ１およびＳ２を出力する。例えば、制御信号Ｓ１およびＳ２がハイレベルのときスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２はオンし、制御信号Ｓ１およびＳ２がローレベルのときスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２はオフする。制御回路２０は、専用の論理回路でもよいし、ソフトウエアで動作するプロセッサでもよい。
　図３（ａ）に示すように、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、インダクタＬ０の一端はノードＮ３に接続され、他端はノードＮ２に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１の一端はノードＮ１に接続され、他端はノードＮ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２の一端はノードＮ３に接続され、他端はグランドに接続されている。電圧Ｖ２は電圧Ｖ１より低い電圧である。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタＣ０１に蓄積された電荷の一部は電流Ｉ１としてインダクタＬ０を流れノードＮ２に至る。これにより、インダクタＬ０に磁界エネルギーが蓄積される。続いて、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオフおよびオンとなる。これにより、インダクタＬ０に蓄積された磁界エネルギーにより電流Ｉ２がグランドからインダクタＬ０を流れノードＮ２に至る。これらの動作により、電圧Ｖ２は所望の値に維持される。
　図３（ｂ）に示すように、昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、インダクタＬ０の一端はノードＮ１に接続され、他端はノードＮ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１の一端はノードＮ３に接続され、他端はグランドに接続されている。スイッチング素子ＳＷ２の一端はノードＮ３に接続され、他端はノードＮ２に接続されている。電圧Ｖ２は電圧Ｖ１より高い電圧である。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタＣ０１に蓄積された電荷の一部は電流Ｉ１としてインダクタＬ０を流れグランドに至る。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオフおよびオンとなると、インダクタＬ０に蓄積された磁界エネルギーにより電流Ｉ２がノードＮ１からインダクタＬ０を流れノードＮ２に至る。これらの動作により、電圧Ｖ２は所望の値に維持される。
　図３（ｃ）に示すように、反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、インダクタＬ０の一端はノードＮ３に接続され、他端はグランドに接続されている。スイッチング素子ＳＷ１の一端はノードＮ１に接続され、他端はノードＮ３に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２の一端はノードＮ３に接続され、他端はノードＮ２に接続されている。電圧Ｖ２は電圧Ｖ１とは符号が反転した電圧である。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオンおよびオフすると、キャパシタＣ０１に蓄積された電荷の一部は電流Ｉ１としてインダクタＬ０を流れグランドに至る。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２がそれぞれオフおよびオンとなると、インダクタＬ０に蓄積された磁界エネルギーにより電流Ｉ２がノードＮ２からインダクタＬ０を流れグランドに至る。これらの動作により、電圧Ｖ２は所望の値に維持される。なお、図３（ａ）から図３（ｃ）において、電流Ｉ１はキャパシタＣ０１から出力される電流以外に入力電流Ｉｉｎの少なくとも一部が加わることもある。
　図４は、実施例１における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、インダクタを流れる電流ＩＬを示す図である。インダクタＬ０を流れる電流ＩＬとして、電流Ｉ１を実線で示し、電流Ｉ２を破線で示す。
　図４に示すように、時刻ｔ１より前において、制御回路２０はスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２をオフとなるように制御する。電流ＩＬが０である時刻ｔ１において、制御回路２０は、スイッチング素子ＳＷ１をオンし、スイッチング素子ＳＷ２のオフを維持するように制御する。時刻ｔ１とｔ２との間において電流ＩＬは増加する。電流ＩＬの増加率はΔＶＬ／Ｌとなる。ここで、ΔＶＬはインダクタＬ０の両端の電圧差である。図３（ａ）の降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ΔＶＬ＝Ｖ１－Ｖ２である。図３（ｂ）の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ΔＶＬ＝Ｖ１－０＝Ｖ１である。図３（ｃ）の反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ΔＶＬ＝Ｖ１－０＝Ｖ１である。インダクタＬ０には磁界エネルギーが蓄積される。
　時刻ｔ２において、制御回路２０は、スイッチング素子ＳＷ１をオフし、スイッチング素子ＳＷ２をオンするように制御する。なお、スイッチング素子ＳＷ１がオフするタイミングとスイッチング素子ＳＷ２がオンするタイミングは若干ずれていてもよい。インダクタＬ０に蓄積された磁界エネルギーが電流ＩＬに変換され、電流Ｉ２が流れる。電流Ｉ２は時間とともに減少する。時刻ｔ３において、制御回路２０は、電流Ｉ２が０となると、スイッチング素子ＳＷ２をオフし、スイッチング素子ＳＷ１のオフを維持するように制御する。時刻ｔ１´以降は時刻ｔ１以降と同じ動作を繰り返す。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２のオンおよびオフの周期をＴ１（スイッチング周期）とし、スイッチング素子ＳＷ１のオンする期間の長さをＴ２とし、スイッチング素子ＳＷ２のオンする期間の長さをＴ３とする。
［インピーダンス整合］
　電圧変換回路１０の入力端子Ｔｉｎから整流回路１２を介して振動発電装置１４をみたときの出力インピーダンスＺｏｕｔ（すなわち、整流回路１２と振動発電装置１４との合わさったインピーダンス）はほぼ抵抗成分となるように調整されている。このため、電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎの抵抗成分Ｒｅ（Ｚｉｎ）を振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させ、電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎのリアクタンス成分Ｉｍ（Ｚｉｎ）を抵抗成分Ｒｅ（Ｚｉｎ）に比べ小さくする。これにより、電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。
　数式１の入力インピーダンスＺｉｎのうちＣ１が十分小さいと仮定すると、Ｚｉｎ＝Ｖ１／Ｉｉｎである。図３（ａ）および図３（ｃ）の降圧型および反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ１の平均値となる。図３（ｂ）の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、入力電流Ｉｉｎは電流Ｉ１およびＩ２の平均値となる。ここでは、入力電流Ｉｉｎが電流Ｉ１の平均値とする。このとき、電流Ｉ１の時間に対する傾きが略一定と仮定すると、入力電流Ｉｉｎは、期間Ｔ２における電流Ｉ１の平均電流にＴ２／Ｔ１を乗じた値である。時刻ｔ２における電流Ｉ１をＩ１（ｔ２）とすると、期間Ｔ２における電流Ｉ１の平均電流は１／２×Ｉ１（ｔ２）となる。これにより、入力電流Ｉｉｎは数式２となる。
　Ｉｉｎ＝１／２×Ｉ１（ｔ２）×Ｔ２／Ｔ１　　　（数式２）
　ここで、インダクタＬ０のインダクタンスをＬとすると、Ｉ１（ｔ２）＝Ｔ２×ΔＶＬ／Ｌである。よって、数式２の入力電流Ｉｉｎは数式３となる。
　Ｉｉｎ＝（Ｔ２２×ΔＶＬ）／（２×Ｌ×Ｔ１）　　　（数式３）
　数式１の入力インピーダンスＺｉｎのうちω×Ｃ１がＩｉｎ／Ｖ１に比べ十分小さければ、入力インピーダンスＺｉｎは数式４となる。
　Ｚｉｎ＝Ｖ１／Ｉｉｎ＝（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２×Ｖ１／ΔＶＬ　　（数式４）
　図３（ａ）の降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１より非常に小さいと仮定する。図３（ｂ）および図３（ｃ）の昇圧型および反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでは、ΔＶＬ＝Ｖ１である。これらの場合、数式４の入力インピーダンスＺｉｎは数式５となる。
　Ｚｉｎ＝Ｖ１／Ｉｉｎ＝（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２　　　（数式５）
　数式４および数式５では、入力インピーダンスＺｉｎは入力電流Ｉｉｎに依存していない。数式４または数式５で示す入力インピーダンスＺｉｎが振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔとおよそ一致するように、周期Ｔ１および期間Ｔ２、インダクタＬ０のインダクタンスＬを適切に設定する。
　言い換えると、入力インピーダンスＺｉｎが数式５の場合、出力インピーダンスＺｏｕｔが数式６に示すように表されるように、インダクタＬ０のインダクタンスＬ、周期Ｔ１および期間Ｔ２それぞれの値を設定する。
　Ｚｏｕｔ＝（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２　　　　（数式６）
　インダクタＬ０のインダクタンスＬの値は設計の際に設定し、周期Ｔ１および期間Ｔ２の値は制御回路２０によるスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２のオンオフのタイミングを制御するパラメータに反映させる。これにより、入力電流Ｉｉｎの大きさによらず、電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。
　入力インピーダンスＺｉｎを出力インピーダンスＺｏｕｔと整合させるためには、インダクタンスＬ、周期Ｔ１および期間Ｔ２は、０．３×（（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２）≦Ｚｏｕｔ≦３×（（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２）の範囲で設定することが好ましく、０．５×（（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２）≦Ｚｏｕｔ≦１．５×（（２×Ｌ×Ｔ１）／Ｔ２２）の範囲で設定することがより好ましい。これにより、入力インピーダンスＺｉｎが出力インピーダンスＺｏｕｔに整合し、電力変換効率が向上する。
　図３（ｂ）の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、入力電流Ｉｉｎを電流Ｉ１およびＩ２の平均値とする場合、図３（ａ）の降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、ΔＶＬ＝Ｖ１－Ｖ２とする場合においても、入力インピーダンスのＺｉｎを入力電流Ｉｉｎに依存しないように設定できる。よって、各値を適切に設定することで、電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎを自律的に振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。なお、図３（ｂ）の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの場合には期間Ｔ２に加え期間Ｔ３を略一定とする。
［Ｃ１の上限］
　数式１において、ω×Ｃ１がＩｉｎ／Ｖ１より大きい場合、数式４および５の入力インピーダンスＺｉｎを出力インピーダンスＺｏｕｔに合わせてもω×Ｃ１がインピーダンス整合の障害になる。そこで、Ｉｉｎ／Ｖ１がω×Ｃ１より充分大きいことが好ましい。すなわち、数式７であることが好ましい。
　１／（ω×Ｃ１）≫Ｖ１／Ｉｉｎ　　　（数式７）
　数式５および７より数式８であることが好ましい。
　Ｃ１≪（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）　　　（数式８）
　数式８より、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）が好ましく、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）／５がより好ましく、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）／１０がさらに好ましい。これらにより、振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔと電圧変換回路１０の入力インピーダンスＺｉｎとのインピーダンス整合が容易となる。
［Ｃ１の下限］
　キャパシタＣ０１のキャパシタンスＣ１が小さい場合には、電圧Ｖ１が変動し易くなる。キャパシタＣ０１から放出される電荷量をＱ１とすると、電圧Ｖ１の変動量ΔＶ１＝Ｑ１／Ｃ１である。電荷量Ｑ１は、図３（ａ）の降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータおよび図３（ｃ）の反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでは電流Ｉ１に相当する電荷であり、図３（ｂ）の昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータでは電流Ｉ１およびＩ２に相当する電荷である。電荷量Ｑ１は電流Ｉ１に相当する電荷とすると、電圧Ｖ１の変動量ΔＶ１は数式９により求められる。
　ΔＶ１＝Ｑ１／Ｃ１＝１／２×Ｉ１（ｔ２）×Ｔ２／Ｃ１　　（数式９）
　電圧Ｖ１の変動量ΔＶ１は電圧Ｖ１より十分小さいことが好ましい。よって、ΔＶ１≪Ｖ１とし、Ｉ１（ｔ２）＝Ｔ２×ΔＶＬ／Ｌを数式９に代入すると、数式１０となる。
　Ｔ２２×ΔＶＬ／（２×Ｌ×Ｃ１）≪Ｖ１　　　（数式１０）
　ΔＶＬ＝Ｖ１と仮定すると、キャパシタンスＣ１の好ましい範囲は数式１１となる。
　Ｃ１≫Ｔ２２／（２×Ｌ）　　　（数式１１）
　数式１１より、Ｃ１＞Ｔ２２／（２×Ｌ）が好ましく、Ｃ１＞５×Ｔ２２／（２×Ｌ）がより好ましく、Ｃ１＞１０×Ｔ２２／（２×Ｌ）がさらに好ましい。これにより、電圧Ｖ１の変動を小さくできる。
　周期Ｔ１、期間Ｔ２、インダクタンスＬおよびキャパシタンスＣ１の設定例について説明する。数式８および１１から、Ｔ１≪１／ωである。ω＝２π×５０Ｈｚとすると、Ｔ１は３００μｓ以下が好ましい。Ｔ２はＴ１の数分の１が適度であり、例えば１００μｓとする。ＬとＣ１は数式８および１１から、Ｔ２２／２≪Ｌ×Ｃ１≪Ｔ２２／（２×Ｔ１×ω）を満たせばよい。例えばＬ＝１００ｍＨとすると、Ｃ１＝１５０ｎＦが好ましい。
［実施例１の変形例１］
　実施例１の変形例１は、昇降圧ＤＣ－ＤＣコンバータの例である。図５は、実施例１の変形例１に係る電力変換回路の回路図である。図５に示すように、実施例１の変形例１の電力変換回路は、電圧変換回路１０ａおよび制御回路２０ａを備えている。スイッチング素子ＳＷ１の一端はノードＮ１に接続され、他端はノードＮ３ａに接続されている。インダクタＬ０の一端はノードＮ３ａに接続され、他端はノードＮ３ｂに接続されている。スイッチング素子ＳＷ４の一端はノードＮ３ｂに接続され、他端はノードＮ２に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２の一端はノードＮ３ａに接続され、他端は接地されている。スイッチング素子ＳＷ３の一端はノードＮ３ｂに接続され、他端は接地されている。制御回路２０ａは、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４をそれぞれオンおよびオフさせる制御信号Ｓ１～Ｓ４を出力する。その他の回路構成は実施例１の図３（ａ）から図３（ｃ）と同じであり説明を省略する。
　図６は、実施例１の変形例１における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。図１の発電システムでは、入力電流Ｉｉｎが刻々変化するが、図６では入力電流Ｉｉｎが一様に増加する例について説明する。図６に示すように、時刻ｔ１までは、制御回路２０ａは、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４をオフするように制御する。電流Ｉ１およびＩ２は０である。入力電流ＩｉｎがキャパシタＣ０１を充電するため電圧Ｖ１は徐々に高くなる。時刻ｔ１において、制御回路２０ａは、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３をオンし、スイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ４のオフを維持するように制御する。時刻ｔ１とｔ２の間では、電流Ｉ１は徐々に大きくなる。キャパシタＣ０１から放電されるため電圧Ｖ１は徐々に低くなる。
　時刻ｔ２において、制御回路２０ａは、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３をオフし、スイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ４をオンするように制御する。時刻ｔ２の直前の電流Ｉ１と時刻ｔ２の直後の電流Ｉ２の大きさはほぼ同じである。時刻ｔ２とｔ３との間では、電流Ｉ１は流れず、電流Ｉ２は徐々に小さくなる。入力電流ＩｉｎがキャパシタＣ０１を充電するため電圧Ｖ１は徐々に高くなる。時刻ｔ３において、制御回路２０ａは、スイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ４をオフし、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３のオフを維持するように制御する。時刻ｔ３とｔ１´との間において電流Ｉ１およびＩ２は流れず、電圧Ｖ１は徐々に高くなる。その後、時刻ｔ１´において、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３がオンする。
　スイッチング周期Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３がオンする期間Ｔ２、およびスイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ４がオンする期間Ｔ３は、各々略一定である。入力電流Ｉｉｎが大きくなると、電流Ｉ１およびＩ２のピークが大きくなる。電圧Ｖ１は上下を繰り返しながら徐々に高くなる。各周期Ｔ１における電圧Ｖ１の平均は、各周期Ｔ１のＺｏｕｔ×Ｉｉｎの破線とほぼ同じとなる。すなわち、Ｚｉｎ＝Ｖ１／ＶｉｎはＺｏｕｔとほぼ同じになる。このように、入力電流Ｉｉｎが変動しても、入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。よって、電力変換効率が向上する。
　実施例１およびその変形例によれば、図３（ａ）から図３（ｃ）のように、インダクタＬ０の一端は、キャパシタＣ０１（第１キャパシタ）の一端に接続され、他端は、キャパシタＣ０２（第２キャパシタ）のノードＮ２側の一端またはグランド側の他端に接続されている。インダクタＬ０には、入力電流ＩｉｎおよびキャパシタＣ０１から出力される電流の少なくとも一部が電流Ｉ１（第１電流）として流れることにより磁界エネルギーが蓄積される。磁界エネルギーにより誘起される電流Ｉ２（第２電流）によりキャパシタＣ０２が蓄電される。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２は、略一定の周期Ｔ１でオンおよびオフし、１周期の間にオンする期間Ｔ２が略一定である。スイッチング素子ＳＷ１（実施例１の変形例１ではスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３）がオンすることによりインダクタＬ０に電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ０に電流Ｉ２が流れるときスイッチング素子ＳＷ１（実施例１の変形例１ではスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ３）はオフしている。これにより、入力電流Ｉｉｎが変動しても、入力インピーダンスＺｉｎを一定にできる。よって、電力変換効率を向上させることができる。なお、周期Ｔ１、期間Ｔ２および期間Ｔ３が略一定とは、±２０％程度または±１０％程度の変動を許容する。
　キャパシタＣ０１のキャパシタンスＣ１が大きいと、数式１のＺｉｎがＶ１／Ｉｉｎから外れて、入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることが難しくなる。そこで、数式８より、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）とする。これにより、自律的なインピーダンス整合が可能となる。振動発電装置１４では、図２のように、様々な周期の環境振動から振動子で振動エネルギーを取り出して発電するため、入力電流Ｉｉｎの角周波数は振動子の角周波数に一致する。振動子が調和振動子であればその共振周波数をωとすることができる。非調和振動子であれば入力電流Ｉｉｎをフーリエ級数展開したスペクトルにおいて最も大きなピークに相当する角周波数をωとすることが好ましい。なお、Ｃ１＞０である。
　このように、ωは、振動発電装置１４の振動周波数に対応する角周波数である。例えば、振動発電装置１４が共振周波数を有する場合には、ωを振動発電装置１４の共振周波数に対応する角周波数とすることが好ましい。複数の共振周波数を有する場合には、最も入力電流Ｉｉｎの大きな共振周波数に対応する角周波数をωとすることが好ましい。非調和振動子であれば入力電流Ｉｉｎをフーリエ級数展開したスペクトルにおいて最も大きなピークに相当する角周波数をωとする。非調査振動子を用いる場合には、このために非調和振動子を事前に振動させ、入力電流Ｉｉｎを測定し、フーリエ級数展開した結果から最も大きなピークに相当する角周波数をωとする。
　また、電圧Ｖ１の変動が大きくなると、入力インピーダンスＺｉｎを一定に保つことが難しくなる。そこで、数式１１より、Ｃ１＞Ｔ２２／（２×Ｌ）とする。これにより、電圧Ｖ１の変動を小さくできる。
　入力端子Ｔｉｎに振動発電装置１４により発電された電流が入力電流Ｉｉｎとして入力する例を説明したが、電圧変換回路１０または１０ａを、太陽電池または風力発電等の環境発電装置の電力変換に用いてもよい。太陽電池のように発電が直流の場合は、整流回路１２を省略できる。環境発電装置の発電量は変動し易く、電圧変換回路１０または１０ａの入力インピーダンスが変動しやすい。実施例１およびその変形例の電圧変換回路１０または１０ａを環境発電に用いることにより、電圧変換回路１０または１０ａの入力インピーダンスを環境発電装置の出力インピーダンスに整合させることができる。実施例１およびその変形例の電圧変換回路１０または１０ａを、他の用途に用いてもよい。
　有機圧電素子またはＭＥＭＳ素子のように、振動発電装置１４のキャパシタンスが小さいとき、電圧Ｖ１を安定化させるため、１次キャパシタＣ０１を設ける。よって、キャパシタＣ０１のキャパシタンスＣ１の範囲を数式７および数式１０の範囲とすることが好ましい。この場合、振動発電装置１４の出力が直流の場合には振動発電装置１４の出力キャパシタンスはキャパシタンスＣ１より小さくなる。また、振動発電装置１４の出力が交流の場合には整流回路を介した振動発電装置１４の出力キャパシタンスはＣ１より小さくなる。
　第２の課題を解決する実施例２について説明する。実施例１およびその変形例に係る電力変換回路では、周期Ｔ１および期間Ｔ２を一定にし、インダクタンスＬおよびキャパシタンスＣ１を数式８および数式１１を満足するように設定する。しかし、数式８および数式１１を満足するようにインダクタンスＬおよびキャパシタンスＣ１を設定すると、スイッチング周波数が高くなりすぎて消費電力が増加することがある。以下の実施例２においては、周期Ｔ１および期間Ｔ２は一定でなくてもよい。また、インダクタンスＬおよびキャパシタンスＣ１を数式８および数式１１を満足するように設定しなくてもよい。
　実施例２は、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの例である。図７は、実施例２に係る電力変換回路の回路図である。図７に示すように、コンパレータ２２は、電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以上のとき電圧Ｖｄｃとしてハイレベルを出力し、電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈより小さいとき電圧Ｖｄｃとしてローレベルを出力する。Ｖｔｈ設定回路２４は、図８を用いて後述する電流検出回路により検出される入力電流Ｉｉｎの値に基づき閾値電圧Ｖｔｈを設定する。制御回路２０ｂは、電圧Ｖｄｃがハイレベルとなると、制御信号Ｓ１およびＳ２の生成を開始する。これにより、電圧変換回路１０ｂは電圧変換動作を開始する。その他の回路構成は実施例１の図３（ａ）と同じであり説明を省略する。
　図８は、実施例２における電流検出回路を示す回路図である。図８に示すように、キャパシタＣ０１とグランドとの間にＮＦＥＴＭ１が接続されている。ＮＦＥＴＭ１のソースはグランドに接続され、ドレインはノードＮ４に接続され、ゲートに電源電圧ＶＤＤとして例えば１Ｖが供給される。ＮＦＥＴＭ１はシャント抵抗として機能する。電流検出回路２６は、複数のダイオードＤ１～Ｄ８およびコンパレータ２５ａ～２５ｃを備えている。ダイオードＤ１～Ｄ８は電源電圧ＶＤＤが供給される電源端子とグランドとの間に順方向に直列接続されている。電源端子とグランドとの間の所定の箇所にノードＮ５ａ～Ｎ５ｃが設けられている。例えば、ノードＮ５ａはダイオードＤ1と電源端子との間に位置し、ノードＮ５ｂはダイオードＤ４とＤ５との間に位置し、ノードＮ５ｃはダイオードＤ７とＤ８との間に位置する。コンパレータ２５ａ～２５ｃの入力端子は、ノードＮ４とノードＮ５ａ～Ｎ５ｃがそれぞれ接続されている。コンパレータ２５ａ～２５ｃが出力する信号Ｖａ～ＶｃはＶｔｈ設定回路２４に出力される。
　入力端子ＴｉｎからノードＮ１に流れる入力電流ＩｉｎがキャパシタＣ０１に流入すると、キャパシタＣ０１の電極間の電荷量をバランスするためキャパシタＣ０１からＮＦＥＴＭ１を介しグランドに電流Ｉｍ１が流れる。キャパシタＣ０１から電圧変換回路に流れる電流を考慮しなければ、電流Ｉｍ１は入力電流Ｉｉｎとほぼ等しくなる。入力電流Ｉｉｎが大きくなるとノードＮ４の電位Ｖ４が高くなる。ノードＮ５ａの電位Ｖ５ａはＶＤＤであり、ノードＮ５ｂの電位Ｖ５ｂは５／８×ＶＤＤであり、ノードＮ５ｃの電位Ｖ５ｃは１／８×ＶＤＤである。なお、電位Ｖ５ａ～Ｖ５ｃは、電源電圧、ダイオードＤ１～Ｄ８の個数およびノードＮ５ａ～Ｎ５ｃの位置により任意に設定可能である。コンパレータ２５ａ～２５ｃは、ノードＮ４とノードＮ５ａ～Ｎ５ｃの電位をそれぞれ比較する。コンパレータ２５ａ～２５ｃは、ノードＮ４の電位がノードＮ５ａ～Ｎ５ｃの電位より高いとき、信号Ｖａ～Ｖｃとしてそれぞれハイレベルを出力する。コンパレータ２５ａ～２５ｃは、ノードＮ４の電位がノードＮ５ａ～Ｎ５ｃの電位より低いとき、信号Ｖａ～Ｖｃとしてそれぞれローレベルを出力する。
　入力電流Ｉｉｎが小さく、電位Ｖ４が電位Ｖ５ｃより低いとき、信号Ｖａ～Ｖｃはいずれもローレベルである。このとき、Ｖｔｈ設定回路２４は、閾値電圧Ｖｔｈを最も小さいＶｔｈ１に設定する。入力電流Ｉｉｎが大きくなり、電位Ｖ４が電位Ｖ５ｃとＶ５ｂの間のとき、信号ＶａおよびＶｂはローレベルであり、信号Ｖｃはハイレベルである。このとき、Ｖｔｈ設定回路２４は、閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ１より高いＶｔｈ２に設定する。入力電流Ｉｉｎが大きくなり、電位Ｖ４が電位Ｖ５ｂとＶ５ａの間のとき、信号Ｖａはローレベルであり、信号ＶｂおよびＶｃはハイレベルである。このとき、Ｖｔｈ設定回路２４は、閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ２より高いＶｔｈ３に設定する。入力電流Ｉｉｎが大きくなり、電位Ｖ４が電位Ｖ５ａより高いとき、信号Ｖａ～Ｖｃはいずれもハイレベルである。このとき、Ｖｔｈ設定回路２４は、閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ３より高いＶｔｈ４に設定する。
　図８の電流検出回路２６を用いることで、入力電流Ｉｉｎに基づき、閾値電圧Ｖｔｈを設定できる。ノードＮ５ａ～Ｎ５ｃの個数およびコンパレータ２５ａ～２５ｃの個数は任意に設定できる。
　図９は、実施例２における時間に対するスイッチング素子のオンおよびオフ、各電流および電圧を示す図である。図９に示すように、入力電流Ｉｉｎが一様に増加する例について説明する。Ｖｔｈ設定回路２４は、入力電流Ｉｉｎが大きくなると、閾値電圧Ｖｔｈが高くなるようにＶｔｈを生成する。Ｖｔｈ設定回路２４は、入力電流ＩｉｎがＩｉｎ１の範囲のとき閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ１とし、入力電流ＩｉｎがＩｉｎ２の範囲のとき閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ２とし、入力電流ＩｉｎがＩｉｎ３の範囲のとき閾値電圧ＶｔｈをＶｔｈ３とする。閾値電圧Ｖｔｈは、ほぼＺｏｕｔ×Ｉｉｎとなるように設定される。
　例えば、入力電流Ｉｉｎが範囲Ｉｉｎ１内のいずれかのとき、Ｖｔｈ１≒Ｚｏｕｔ×Ｉｉｎとなる。同様に、入力電流Ｉｉｎが範囲Ｉｉｎ２内のいずれかのとき、Ｖｔｈ２≒Ｚｏｕｔ×Ｉｉｎとなり、入力電流Ｉｉｎが範囲Ｉｉｎ３内のいずれかのとき、Ｖｔｈ３≒Ｚｏｕｔ×Ｉｉｎとなる。
　Ｖｔｈ設定回路２４（設定回路）は、閾値電圧Ｖｔｈを、０．３×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦３×Ｚｏｕｔとなるように設定することが好ましく、０．５×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦１．５×Ｚｏｕｔとなるように設定することがより好ましい。これにより、入力インピーダンスＺｉｎが出力インピーダンスＺｏｕｔに整合し、電力変換効率が向上する。
　時刻ｔ１までは、制御回路２０ｂは、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２をオフするように制御する。電流Ｉ１およびＩ２は０である。入力電流ＩｉｎがキャパシタＣ０１を充電するため電圧Ｖ１は徐々に高くなる。時刻ｔ１において、電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、電圧Ｖｄｃはハイレベルとなる。制御回路２０ｂは、電圧Ｖｄｃがハイレベルとなってから期間Ｔ２の間、スイッチング素子ＳＷ１をオンし、スイッチング素子ＳＷ２のオフを維持するように制御する。時刻ｔ１とｔ２との間において、電流Ｉ１が徐々に大きくなる。電圧Ｖ１は徐々に低くなる。
　時刻ｔ２において、制御回路２０ｂは、スイッチング素子ＳＷ２をオンし、スイッチング素子ＳＷ１をオフするように制御する。電流Ｉ１は０となる。時刻ｔ２とｔ３との間において、電流Ｉ２は徐々に小さくなり、電圧Ｖ１は徐々に高くなる。時刻ｔ３において、制御回路２０ｂは、スイッチング素子ＳＷ２をオフし、スイッチング素子ＳＷ１のオフを維持するように制御する。時刻ｔ３とｔ１´との間において、電流Ｉ１およびＩ２は０である。電圧Ｖ１は徐々に高くなる。時刻ｔ１´において、電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈとなると、電圧Ｖｄｃはハイレベルとなる。
　入力電流Ｉｉｎが大きくなると、閾値電圧ＶｔｈはＶｔｈ１より大きなＶｔｈ２となる。さらに入力電流Ｉｉｎが大きくなると閾値電圧ＶｔｈはＶｔｈ２より大きなＶｔｈ３となる。これにより、電圧Ｖ１は入力電流Ｉｉｎが大きくなると高くなる。閾値電圧ＶｔｈをＺｏｕｔ×Ｉｉｎと同程度とすることで、電圧Ｖ１はほぼＺｏｕｔ×Ｉｉｎとなる。これにより、入力電流Ｉｉｎが変動しても、入力インピーダンスＺｉｎ＝Ｖ１／Ｉｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上できる。
　実施例２によれば、電圧変換回路１０ｂは、入力端子Ｔｉｎに加わる入力電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、入力電圧Ｖ１を変換し出力端子Ｔｏｕｔに出力電圧Ｖ２として出力する電圧変換動作を開始する。入力端子Ｔｉｎに入力する入力電流Ｉｉｎが大きいときの閾値電圧Ｖｔｈは入力電流Ｉｉｎが小さいときの閾値電圧Ｖｔｈより高い。このように、入力電流Ｉｉｎが変動すると閾値電圧Ｖｔｈが変わるため、入力電流Ｉｉｎが変動しても入力インピーダンスＺｉｎの変化を小さくできる。よって、入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上できる。
　閾値電圧Ｖｔｈを０．３×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦３×Ｚｏｕｔとすることで、入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。０．５×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦１．５×Ｚｏｕｔがより好ましい。
　実施例２の図９のように、Ｖｔｈ設定回路２４は、入力電流Ｉｉｎに基づき、入力電流Ｉｉｎが大きいＩｉｎ２の範囲のときの閾値電圧Ｖｔｈ２が、入力電流Ｉｉｎが小さいＩｉｎ１の範囲のときの閾値電圧Ｖｔｈ１より高くなるように閾値電圧Ｖｔｈを設定する。コンパレータ２２（判定回路）は、入力電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈに達したか否かを判定する。電圧変換回路１０ｂは、コンパレータ２２の出力に基づき電圧変換動作を開始する。これにより、入力インピーダンスＺｉｎを振動発電装置１４の出力インピーダンスＺｏｕｔに整合させることができる。よって、電力変換効率を向上させることができる。
　実施例２として、降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータを例に説明したが、図３（ｂ）および図３（ｃ）のような昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータまたは反転型ＤＣ－ＤＣコンバータでもよい。すなわち、電圧変換回路１０ｂでは、インダクタＬ０は、一端が入力端子Ｔｉｎに接続され、他端がキャパシタＣ０２（第２キャパシタ）の一端および他端のいずれか一方の端に接続されている。インダクタＬ０には、入力電流Ｉｉｎの少なくとも一部が電流Ｉ１（第１電流）として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、磁界エネルギーにより誘起される電流Ｉ２（第２電流）によりキャパシタＣ０２が蓄電される。スイッチング素子ＳＷ１がオンすることによりインダクタＬ０に電流Ｉ１が流れ、インダクタＬ０に電流Ｉ２が流れるときスイッチング素子ＳＷ１はオフしている。
　制御回路２０ｂは、入力電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、スイッチング素子ＳＷ１をオンさせる。これにより、電圧変換回路１０ｂの電圧変換動作が開始される。
　実施例２では、Ｖｔｈ設定回路２４が入力電流Ｉｉｎに基づき閾値電圧Ｖｔｈを設定する例を説明したが、Ｖｔｈ設定回路２４は入力電流Ｉｉｎに関連する情報に基づき閾値電圧Ｖｔｈを設定してもよい。例えばＭＥＭＳ素子の振幅情報はＭＥＭＳ素子の出力電流量に相関する。そこで、Ｖｔｈ設定回路２４はＭＥＭＳ素子の振幅情報に基づき閾値電圧Ｖｔｈを設定してもよい。例えば、ＭＥＭＳ素子は、電力変換回路の入力電流として電力を出力する主ＭＥＭＳ振動子と、振幅が主ＭＥＭＳ振動子の振幅と同程度のセンシング用ＭＥＭＳ振動子と、を有し、センシング用ＭＥＭＳ振動子の出力電流をシャント抵抗等により電圧信号に変化し、振幅情報としてもよい。
　実施例１およびその変形例１では、キャパシタＣ０１のキャパシタンスＣ１が制限される。実施例２では、キャパシタンスＣ１に制限なく適用することができる。また、実施例２では、積極的にインピーダンスを整合させるため、実施例１およびその変形例１よりインピーダンス整合し易く、電力変換効率が向上し易い。一方、実施例２では、コンパレータ２２を用いるため消費電力が大きく、振動発電装置１４の発電電力が小さい場合（例えば１００ｎＷ以下の場合）には、適用が難しい場合もある。実施例１およびその変形例１では、コンパレータ２２を用いなくてもよいため、消費電力が小さく、振動発電装置１４の発電電力が小さい場合（例えば１００ｎＷ以下の場合）に適用し易くなる。
　実施例１、２およびその変形例では、電力源として振動発電装置１４を例に説明したが、電力源は他の発電装置等でもよい。実施例１、２およびその変形例の電力変換回路は、ＳＥＰＩＣ（Single-Ended Primary Inductor Converter）コンバータ、ＺＥＴＡ回路、Ｃｕｋ回路、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路でもよい。
　実施例１、２およびその変形例において、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはバイポーラトランジスタ等のトランジスタである。制御信号Ｓ１～Ｓ４はゲートまたはベースに入力する。制御信号Ｓ１～Ｓ４により、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ４のソースとドレインとの間またはエミッタとコレクタとの間がオンおよびオフする。スイッチング素子ＳＷ２およびＳＷ４はダイオードでもよい。
　実施例３は、実施例１および２の電力変換回路を搭載した半導体装置の例である。図１０（ａ）は、実施例３に係る半導体装置のブロック図である。半導体装置３０は、電力変換回路３２、入力部３４、機能回路３６および出力部３８を備えている。半導体装置３０は、例えば半導体チップまたは半導体チップが実装されたパッケージである。電力変換回路３２は、実施例１または２に係る電力変換回路である。入力部３４は、例えば半導体チップ上に設けられたパッドまたはパッケージに設けられた端子であり、振動発電装置等の外部装置から電力が供給される。出力部３８は、例えば半導体チップ上に設けられたパッドまたはパッケージに設けられた端子であり、電力変換回路３２が変換した電力を外部装置に供給する。機能回路３６は、電力変換回路に関係した回路であり、例えば電力変換回路を制御する制御回路２０、２０ａ、２０ｂ、Ｖｔｈ設定回路２４および電流検出回路２６の少なくとも一部を含む。
　半導体装置３０が半導体チップの場合、シリコン基板等の半導体基板上に、電力変換回路３２のスイッチを構成するトランジスタ、キャパシタおよびインダクタが形成されている。また、半導体基板上に、機能回路３６を構成するトランジスタ、ダイオードおよび受動素子の少なくとも一部が形成されている。
　半導体装置３０が半導体チップを搭載するパッケージの場合、半導体チップには、電力変換回路３２のスイッチを構成するトランジスタ、機能回路３６として制御回路２０、２０ａ、２０ｂ、Ｖｔｈ設定回路２４および電流検出回路２６を構成するトランジスタ、ダイオードおよび受動素子の少なくとも一部が形成されている。パッケージには、電力変換回路３２のうち半導体チップに形成されていない要素（例えばインダクタおよびキャパシタ）の少なくとも一部が実装されていてもよい。
［実施例３の変形例１］
　実施例３の変形例１は、実施例１および２の電力変換回路を搭載した電子機器の例である。図１０（ｂ）は、実施例３の変形例１に係る電子機器のブロック図である。電子機器４０は、例えば振動発電装置等の環境発電装置により機能する電子機器であり、例えば街灯、表示板または雨量計などの環境計測機器である。
　電子機器４０は、実施例１および２の電力変換回路４２、入力部４４、機能ユニット４６および蓄電器４８を備えている。電力変換回路４２は、実施例１または２に係る電圧変換回路１０、１０ａまたは１０ｂである。入力部４４は、例えば端子であり、振動発電装置等の外部装置から電力が供給される。蓄電器４８は、例えば二次電池またはキャパシタであり、電力変換回路４２が変換した電力を蓄電する。機能ユニット４６には、電力変換回路４２が変換した電力または蓄電器４８に蓄電された電力が供給され、機能を発揮する。
　実施例３のように、電力変換回路３２は、半導体装置３０に搭載されていてもよい。実施例３の変形例１のように、電子機器４０は電力変換回路４２を備えていてもよい。これにより、電子機器４０の電力効率が向上する。
　以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
　１０、１０ａ、１０ｂ　電圧変換回路
　１２　整流回路
　１４　振動発電装置
　２０、２０ａ、２０ｂ　制御回路
　２２　コンパレータ
　２４　Ｖｔｈ設定回路
　３０　半導体装置
　３６　機能回路
　４０　電子機器
　４６　機能ユニット
　

Claims (13)

  1. 　入力電流が入力する入力端子と、
    　出力電圧が出力する出力端子と、
    　一端が前記入力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第１キャパシタと、
    　一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続された第２キャパシタと、
    　一端が前記第１キャパシタの一端に接続され、他端が前記第２キャパシタの一端または他端に接続され、前記入力電流および前記第１キャパシタから出力される電流の少なくとも一部が第１電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより前記第２キャパシタを蓄電する第２電流を誘起するインダクタと、
    　略一定の周期でオンおよびオフし、１周期の間にオンする期間が略一定であり、オンすることにより前記インダクタに前記第１電流が流れ、前記インダクタに前記第２電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、
    　を備え、
    　前記第１キャパシタのキャパシタンスをＣ１、前記インダクタのインダクタンスをＬ、前記周期をＴ１、前記周期の１周期の間に前記スイッチング素子がオンする期間の長さをＴ２、前記入力電流の角周波数をωとしたとき、Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（ω×Ｔ１）である電力変換回路。
  2. 　Ｃ１＞Ｔ２２／（２×Ｌ）である請求項１に記載の電力変換回路。
  3. 　Ｃ１＜（Ｔ２２／（２×Ｌ））／（５×ω×Ｔ１）である請求項１または２に記載の電力変換回路。
  4. 　Ｃ１＞５×Ｔ２２／（２×Ｌ）である請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  5. 　前記入力電流は振動発電装置により発電された電流である請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  6. 　前記振動発電装置の出力が直流の場合には前記振動発電装置の出力キャパシタンスはＣ１より小さく、前記振動発電装置の出力が交流の場合には整流回路を介した前記振動発電装置の出力キャパシタンスはＣ１より小さい請求項５に記載の電力変換回路。
  7. 　入力端子に加わる入力電圧が閾値電圧に達すると、前記入力電圧を変換し出力端子に出力電圧として出力する電圧変換動作を開始する電圧変換回路を備え、
    　前記入力端子に入力する入力電流が大きいときの前記閾値電圧は前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高い電力変換回路。
  8. 　前記入力端子に入力する入力電流に基づき、前記入力電流が大きいときの前記閾値電圧が、前記入力電流が小さいときの前記閾値電圧より高くなるように前記閾値電圧を設定する設定回路と、
    　前記入力電圧が前記閾値電圧に達したか否かを判定する判定回路と、
    を備え、
    　前記電力変換回路は、前記判定回路の出力に基づき前記電圧変換動作を開始する請求項７に記載の電力変換回路。
  9. 　前記電圧変換回路は、
    　一端が前記出力端子に接続され、他端が基準電位に接続されたキャパシタと、
    　一端が前記入力端子に接続され、他端が前記キャパシタの一端および他端のいずれか一方の端に接続され、前記入力電流の少なくとも一部が第１電流として流れることにより磁界エネルギーが蓄積され、前記磁界エネルギーにより第２電流を誘起するインダクタと、
    　オンすることにより前記インダクタに前記第１電流が流れ、前記インダクタに前記第２電流が流れるときオフしているスイッチング素子と、
    を備える請求項７または８に記載の電力変換回路。
  10. 　前記入力電圧が前記閾値電圧に達すると、前記スイッチング素子をオンさせる制御回路を備える請求項９に記載の電力変換回路。
  11. 　前記入力端子に接続される電力源の出力インピーダンスをＺｏｕｔ、前記入力端子に入力する入力電流がＩｉｎのときの前記閾値電圧をＶｔｈとしたとき、０．３×Ｚｏｕｔ≦Ｖｔｈ／Ｉｉｎ≦３×Ｚｏｕｔである請求項７から１０のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  12. 　請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換回路と、
    　前記電力変換回路に関係した機能回路と、
    を備える半導体装置。
  13. 　請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換回路と、
    　前記電力変換回路から電力が供給される機能ユニットと、
    を備える電子機器。
    　
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008043146A (ja) * 2006-08-09 2008-02-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
US20100165686A1 (en) * 2008-12-22 2010-07-01 Texas Instruments Deutschland Gmbh Rectifier circuit
JP2019502348A (ja) * 2015-12-31 2019-01-24 ▲広▼州金▲昇▼▲陽▼科技有限公司 コンタクタの省電力回路
JP2019144729A (ja) * 2018-02-19 2019-08-29 ミネベアミツミ株式会社 電子機器
JP2019213296A (ja) * 2018-05-31 2019-12-12 国立大学法人 東京大学 電源回路、および振動発電装置
JP2019216584A (ja) * 2018-06-08 2019-12-19 株式会社東芝 電力制御回路及びそれを備えた発電システム

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103337898B (zh) * 2013-06-19 2015-07-01 重庆大学 一种基于热能与振动能的复合式能量收集微电源电路
JP7024784B2 (ja) * 2017-03-31 2022-02-24 日本電産株式会社 交直変換回路及び力率改善回路
US11381185B2 (en) 2018-06-08 2022-07-05 Kabushiki Kaishatoshiba Power control circuit and power generation system including the same
CN117157866B (zh) * 2021-03-30 2026-07-10 国立研究开发法人科学技术振兴机构 开关电路和电源电路

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008043146A (ja) * 2006-08-09 2008-02-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
US20100165686A1 (en) * 2008-12-22 2010-07-01 Texas Instruments Deutschland Gmbh Rectifier circuit
JP2019502348A (ja) * 2015-12-31 2019-01-24 ▲広▼州金▲昇▼▲陽▼科技有限公司 コンタクタの省電力回路
JP2019144729A (ja) * 2018-02-19 2019-08-29 ミネベアミツミ株式会社 電子機器
JP2019213296A (ja) * 2018-05-31 2019-12-12 国立大学法人 東京大学 電源回路、および振動発電装置
JP2019216584A (ja) * 2018-06-08 2019-12-19 株式会社東芝 電力制御回路及びそれを備えた発電システム

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