CN115668731A - 电力转换电路、半导体装置以及电子设备 - Google Patents

电力转换电路、半导体装置以及电子设备 Download PDF

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Abstract

电力转换电路具有：第1电容器，其一端与输入端子连接，另一端与基准电位连接；第2电容器，其一端与输出端子连接，另一端与基准电位连接；电感器，其一端与第1电容器的一端连接，另一端与第2电容器的一端或另一端连接，在电感器中通过输入电流和从第1电容器输出的电流中的至少一部分作为第1电流流动而蓄积磁场能量，电感器借助磁场能量而感应出使第2电容器蓄电的第2电流；以及开关元件，其以大致恒定的周期接通和断开，在1个周期的期间内开关元件接通的期间大致恒定，通过开关元件接通，在电感器中流动第1电流，当在电感器中流动第2电流时，开关元件是断开的。

Description

电力转换电路、半导体装置以及电子设备
技术领域
本发明涉及电力转换电路、半导体装置以及电子设备。
背景技术
在振动发电装置等环境发电装置所产生的电力的转换中，使用AC(AlternatingCurrent：交流电)-DC(Direct Current：直流电)转换器或DC-DC转换器等电力转换电路。已知有以下情况：在对使用了压电元件的振动发电装置所产生的电力进行AC-DC转换时进行阻抗匹配(例如非专利文献1)。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Journal of Intelligent Material Systems and Structures,Vol.21,pp.1293-1301,September,2010
发明内容
发明要解决的课题
在环境发电装置中，发电量时刻发生变化，因此输入给电力转换电路的输入电流时刻发生变化。伴随着输入电流的变化，电力转换电路的输入阻抗发生变化，环境发电装置的输出阻抗与电力转换电路的输入阻抗不容易匹配。在非专利文献1中，在流通电感器的电流不连续的升压型或降压型的DC-DC转换器中，使输入阻抗与环境发电装置的输出阻抗自主匹配。因此，使开关周期恒定，将电感器的电感等设为规定的值。
对第1课题进行说明。在非专利文献1中，假设了由电容成分大的无机压电元件进行的发电，因此在电力转换电路侧不设置初级电容器。但是，根据环境发电装置，有时为了使输入电压稳定而在电力转换电路的输入端子处设置初级电容器。例如在使用有机压电元件或MEMS元件这样的电容成分小的元件的情况下，有时设置初级电容器。在设置了初级电容器时，用于使阻抗匹配容易的电感器的电感和初级电容器的电容的优选范围是未知的。如果无法使阻抗匹配，则电力转换效率降低。
对第2课题进行说明。并且，如非专利文献1那样，有时即使想要将电感器的电感等设定于规定的范围也很难。例如，在发电装置的输出的时间变动快的情况下，在使开关周期恒定的方法中，需要将开关频率设定得较高，因此功耗变高。想要降低功耗的话，则电感器的电感等会偏离规定的范围，因此也存在无法进行阻抗匹配的情况。在阻抗不匹配的情况下，电力转换效率降低。
本发明是鉴于上述课题而完成的，其目的在于，提高电力转换效率。
用于解决课题的手段
本发明是一种电力转换电路，其具有：输入端子，其供输入电流输入；输出端子，其输出输出电压；第1电容器，其一端与所述输入端子连接，另一端与基准电位连接；第2电容器，其一端与所述输出端子连接，另一端与基准电位连接；电感器，其一端与所述第1电容器的一端连接，另一端与所述第2电容器的一端或另一端连接，在所述电感器中通过所述输入电流和从所述第1电容器输出的电流中的至少一部分作为第1电流流动而蓄积磁场能量，所述电感器借助所述磁场能量而感应出使所述第2电容器蓄电的第2电流；以及开关元件，其以大致恒定的周期接通和断开，在1个周期的期间内所述开关元件接通的期间大致恒定，通过所述开关元件接通，在所述电感器中流动所述第1电流，当在所述电感器中流动所述第2电流时，所述开关元件是断开的，在将所述第1电容器的电容设为C1，将所述电感器的电感设为L，将所述周期设为T1，将在所述周期的1个周期的期间内所述开关元件接通的期间的长度设为T2，将所述输入电流的角频率设为ω时，C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)。
在上述结构中，也可以采用以下结构：C1＞T22/(2×L)。
在上述结构中，也可以采用以下结构：C1＜(T22/(2×L))/(5×ω×T1)。
在上述结构中，也可以采用以下结构：C1＞5×T22/(2×L)。
在上述结构中，也可以采用以下结构：所述输入电流是由振动发电装置产生的电流。
在上述结构中，也可以采用以下结构：在所述振动发电装置的输出为直流的情况下，所述振动发电装置的输出电容比C1小，在所述振动发电装置的输出为交流的情况下，所述振动发电装置经由整流电路的输出电容比C1小。
本发明是一种电力转换电路，该电力转换电路具有电压转换电路，该电压转换电路在施加于输入端子的输入电压达到阈值电压时，开始进行对所述输入电压进行转换并在输出端子作为输出电压输出的电压转换动作，输入到所述输入端子的输入电流大时的所述阈值电压比所述输入电流小时的所述阈值电压高。
在上述结构中，也可以采用以下结构：所述电力转换电路具有：设定电路，其根据输入到所述输入端子的输入电流来设定所述阈值电压，使得所述输入电流大时的所述阈值电压比所述输入电流小时的所述阈值电压高；以及判定电路，其判定所述输入电压是否达到了所述阈值电压，所述电力转换电路根据所述判定电路的输出而开始进行所述电压转换动作。
在上述结构中，也可以采用以下结构：所述电压转换电路具有：电容器，其一端与所述输出端子连接，另一端与基准电位连接；电感器，其一端与所述输入端子连接，另一端与所述电容器的一端和另一端中的任意一端连接，在所述电感器中通过所述输入电流中的至少一部分作为第1电流流动而蓄积磁场能量，所述电感器借助所述磁场能量而感应出第2电流；以及开关元件，通过所述开关元件接通，在所述电感器中流动所述第1电流，当在所述电感器中流动所述第2电流时，所述开关元件是断开的。
在上述结构中，也可以采用以下结构：所述电力转换电路具有控制电路，该控制电路在所述输入电压达到所述阈值电压时，使所述开关元件接通。
在上述结构中，也可以采用以下结构：在将与所述输入端子连接的电力源的输出阻抗设为Zout，将输入到所述输入端子的输入电流为Iin时的所述阈值电压设为Vth时，0.3×Zout≤Vth/Iin≤3×Zout。
本发明是一种半导体装置，其具有：上述电力转换电路；以及功能电路，其与所述电力转换电路相关。
本发明是一种电子设备，其具有：上述电力转换电路；以及功能单元，其被从所述电力转换电路提供电力。
发明效果
根据本发明，能够提高电力转换效率。
附图说明
图1是使用了实施例1、2及其变形例的电力转换电路的振动发电系统的框图。
图2是示意性地示出施加于振动发电装置的振动的例子，是示出相对于时间的加速度的例子。
图3的(a)至图3的(c)是示出在实施例1中使用的电力转换电路的例子的电路图。
图4是示出实施例1的开关元件相对于时间的接通和断开、在电感器中流动的电流IL的图。
图5是实施例1的变形例1的电力转换电路的电路图。
图6是示出实施例1的变形例1的开关元件相对于时间的接通和断开、各电流及电压的图。
图7是实施例2的电力转换电路的电路图。
图8是示出实施例2的电流检测电路的电路图。
图9是示出实施例2的开关元件相对于时间的接通和断开、各电流及电压的图。
图10的(a)是实施例3的半导体装置的框图，图10的(b)是实施例3的变形例1的电子设备的框图。
具体实施方式
以下，参照附图对实施例进行说明。
实施例1
对解决第1课题的实施例1进行说明。实施例1的电力转换电路具有初级电容器。对使开关周期恒定、使输入阻抗与发电装置的输出阻抗自主匹配的电力转换电路中的电感器的电感和初级电容器的电容等的优选范围进行说明。
图1是使用了实施例1、2及其变形例的电力转换电路的振动发电系统的框图。电力转换电路具有电压转换电路10以及后面在图3的(a)至图3的(c)等中描述的控制电路20等。虽然电容器C01和C02包含于电压转换电路10，但在图1中电容器C01和C02图示于电压转换电路10之外。如图1所示，振动发电系统具有振动发电装置14、整流电路12以及电压转换电路10。振动发电装置14例如设置于道路或桥梁等处，通过行人或车辆等通过时的振动而发电。整流电路12对产生的电力进行整流。电压转换电路10对整流后的电力的电压进行转换。
电压转换电路10的输入端子Tin连接有初级电容器C01，输出端子Tout连接有次级电容器C02。从整流电路12向输入端子Tin输入输入电流Iin。电压转换电路10将输入端子Tin的电压V1转换为电压V2。从输出端子Tout输出输出电压V2。电压转换电路10的输入阻抗为Zin，振动发电装置14经由整流电路12的输出阻抗为Zout。
图2是示意性地示出了施加于振动发电装置的振动的例子，是示出相对于时间的加速度的例子。在图2中，示出了行人步行时的振动。如图2所示，各种各样的周期和频率的加速度施加于振动发电装置14。由此，振动发电装置14输出的电力时刻发生变化。
在图1中，振动发电装置14例如具有因环境的振动而振动的振子和将振子的振动转换为电力的发电元件。发电元件是例如使用了PZT(锆钛酸铅)等无机压电材料的无机压电元件、例如使用了PVDF(聚偏二氟乙烯)等有机压电材料的有机压电元件、或者使用了MEMS(Micro Electro Mechanical Systems：微机电系统)的MEMS元件。与MEMS元件相比，无机压电元件和有机压电元件的阻抗Zo的电容成分Co大，Zo≈1/iωCo。无机压电元件和有机压电元件的Co分别为100nF左右和1nF左右。ω/2π为压电元件的输出电流的频率，无机压电元件的典型的ω/2π为100Hz左右，例如为10Hz～1kHz。有机压电元件的典型的ω/2π为10Hz左右，例如为1Hz～100Hz。即使图2中的振动的频率相同，由于振子的共振频率等的差异，在有机压电元件和无机压电元件中ω也不同。另一方面，MEMS元件的输出阻抗的电容成分为10pF～100pF那么小，因此电阻成分Ro是支配性的，Zo≈Ro。MEMS元件的Ro的典型值为1MΩ左右。MEMS元件的典型的ω/2π为100Hz左右。
在像无机压电元件那样Co大的振动发电装置中，即使不设置初级电容器C01，电压V1也比较容易稳定。但是，在像有机压电元件和MEMS元件那样Co小、或者像MEMS元件那样Co为可忽略程度那么小的振动发电装置中，通过设置初级电容器C01而使电压V1稳定化。电压转换电路10的输入阻抗Zin为数学式1。
Zin＝(Iin/V1+i×ω×C1)-1 (数学式1)
ω是输入电流Iin的变动的角频率。ω例如相当于受到图2的加速度而振动的振子的振动的角频率成分。i是虚数单位。C1是电容器C01的电容。在使振动发电装置14经由整流电路12的输出阻抗Zout与具有初级电容器C01的电压转换电路10的输入阻抗Zin匹配的情况下，考虑电容器C01的电容C1很重要。
图3的(a)至图3的(c)是示出在实施例1中使用的电力转换电路的例子的电路图。图3的(a)是降压型DC-DC转换器的电路图，图3的(b)是升压型DC-DC转换器的电路图，图3的(c)是反相型DC-DC转换器的电路图。
如图3的(a)至图3的(c)所示，电力转换电路具有电压转换电路10和控制电路20。在任意的DC-DC转换器中都是，在电压转换电路10中，在输入端子Tin与输出端子Tout之间设置有节点N1～N3。电容器C01的一端与节点N1连接，另一端与接地端(基准电位)连接。电容器C02的一端与节点N2连接，另一端与接地端(基准电位)连接。控制电路20向开关元件SW1和SW2分别输出控制信号S1和S2。例如，在控制信号S1和S2为高电平时，开关元件SW1和SW2接通，在控制信号S1和S2为低电平时，开关元件SW1和SW2断开。控制电路20可以是专用的逻辑电路，也可以是通过软件而进行动作的处理器。
如图3的(a)所示，在降压型DC-DC转换器中，电感器L0的一端与节点N3连接，另一端与节点N2连接。开关元件SW1的一端与节点N1连接，另一端与节点N3连接。开关元件SW2的一端与节点N3连接，另一端与接地端连接。电压V2是比电压V1低的电压。当开关元件SW1接通、开关元件SW2断开时，蓄积于电容器C01的电荷的一部分作为电流I1流过电感器L0而到达节点N2。由此，在电感器L0中蓄积了磁场能量。接着，开关元件SW1断开，开关元件SW2接通。由此，借助蓄积于电感器L0的磁场能量，电流I2从接地端流过电感器L0而到达节点N2。通过这些动作，电压V2被维持在期望的值。
如图3的(b)所示，在升压型DC-DC转换器中，电感器L0的一端与节点N1连接，另一端与节点N3连接。开关元件SW1的一端与节点N3连接，另一端与接地端连接。开关元件SW2的一端与节点N3连接，另一端与节点N2连接。电压V2是比电压V1高的电压。当开关元件SW1接通、开关元件SW2断开时，蓄积于电容器C01的电荷的一部分作为电流I1流过电感器L0而到达接地端。当开关元件SW1断开、开关元件SW2接通时，借助蓄积于电感器L0的磁场能量，电流I2从节点N1流过电感器L0而到达节点N2。通过这些动作，电压V2被维持在期望的值。
如图3的(c)所示，在反相型DC-DC转换器中，电感器L0的一端与节点N3连接，另一端与接地端连接。开关元件SW1的一端与节点N1连接，另一端与节点N3连接。开关元件SW2的一端与节点N3连接，另一端与节点N2连接。电压V2是与电压V1符号相反的电压。当开关元件SW1接通、开关元件SW2断开时，蓄积于电容器C01的电荷的一部分作为电流I1流过电感器L0而到达接地端。当开关元件SW1断开、开关元件SW2接通时，借助蓄积于电感器L0的磁场能量，电流I2从节点N2流过电感器L0而到达接地端。通过这些动作，电压V2被维持在期望的值。此外，在图3的(a)至图3的(c)中，电流I1除了从电容器C01输出的电流之外有时也加上输入电流Iin中的至少一部分。
图4是示出实施例1的开关元件相对于时间的接通和断开、在电感器中流动的电流IL的图。作为在电感器L0中流动的电流IL，用实线表示电流I1，用虚线表示电流I2。
如图4所示，在时刻t1之前，控制电路20控制为开关元件SW1和SW2断开。在电流IL为0的时刻t1，控制电路20控制为将开关元件SW1接通并使开关元件SW2维持断开。在时刻t1与t2之间，电流IL增加。电流IL的增加率为ΔVL/L。其中，ΔVL是电感器L0的两端的电压差。在图3的(a)的降压型DC-DC转换器中，ΔVL＝V1-V2。在图3的(b)的升压型DC-DC转换器中，ΔVL＝V1-0＝V1。在图3的(c)的反相型DC-DC转换器中，ΔVL＝V1-0＝V1。在电感器L0中蓄积了磁场能量。
在时刻t2，控制电路20控制为将开关元件SW1断开并将开关元件SW2接通。此外，开关元件SW1断开的时机与开关元件SW2接通的时机也可以稍微错开。蓄积于电感器L0的磁场能量被转换为电流IL，电流I2流动。电流I2随着时间而减小。在时刻t3，当电流I2成为0时，控制电路20控制为将开关元件SW2断开，使开关元件SW1维持断开。在时刻t1'及以后，重复与时刻t1及以后相同的动作。将开关元件SW1和SW2的接通及断开的周期设为T1(开关周期)，将开关元件SW1接通的期间的长度设为T2，将开关元件SW2接通的期间的长度设为T3。
[阻抗匹配]
从电压转换电路10的输入端子Tin经由整流电路12观察振动发电装置14时的输出阻抗Zout(即，整流电路12与振动发电装置14的组合阻抗)被调整为基本上是电阻成分。因此，使电压转换电路10的输入阻抗Zin的电阻成分Re(Zin)与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配，使电压转换电路10的输入阻抗Zin的电抗成分Im(Zin)比电阻成分Re(Zin)小。由此，能够使电压转换电路10的输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。
假设数学式1的输入阻抗Zin中的C1足够小，则Zin＝V1/Iin。在图3的(a)和图3的(c)的降压型及反相型DC-DC转换器中，输入电流Iin为电流I1的平均值。在图3的(b)的升压型DC-DC转换器中，输入电流Iin为电流I1和I2的平均值。这里，假设输入电流Iin为电流I1的平均值。此时，假设电流I1相对于时间的斜率大致恒定，则输入电流Iin为期间T2的电流I1的平均电流乘以T2/T1而得到的值。将时刻t2的电流I1设为I1(t2)，则期间T2的电流I1的平均电流为1/2×I1(t2)。由此，输入电流Iin成为数学式2。
Iin＝1/2×I1(t2)×T2/T1 (数学式2)
这里，将电感器L0的电感设为L，则I1(t2)＝T2×ΔVL/L。由此，数学式2的输入电流Iin成为数学式3。
Iin＝(T22×ΔVL)/(2×L×T1) (数学式3)
如果数学式1的输入阻抗Zin中的ω×C1充分小于Iin/V1，则输入阻抗Zin成为数学式4。
Zin＝V1/Iin＝(2×L×T1)/T22×V1/ΔVL (数学式4)
在图3的(a)的降压型DC-DC转换器中，假设电压V2远小于电压V1。在图3的(b)和图3的(c)的升压型及反相型DC-DC转换器中，ΔVL＝V1。在这些情况下，数学式4的输入阻抗Zin成为数学式5。
Zin＝V1/Iin＝(2×L×T1)/T22 (数学式5)
在数学式4和数学式5中，输入阻抗Zin不依赖于输入电流Iin。适当设定周期T1及期间T2、电感器L0的电感L，使得数学式4或数学式5所示的输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout大致一致。
换言之，在输入阻抗Zin为数学式5的情况下，设定电感器L0的电感L、周期T1以及期间T2各自的值，使得输出阻抗Zout表示为数学式6所示那样。
Zout＝(2×L×T1)/T22 (数学式6)
电感器L0的电感L的值在设计时设定，周期T1和期间T2的值反映在控制电路20对开关元件SW1和SW2接通断开的时机进行控制的参数中。由此，不论输入电流Iin的大小如何，都能够使电压转换电路10的输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。
为了使输入阻抗Zin与输出阻抗Zout匹配，电感L、周期T1以及期间T2优选设定在0.3×((2×L×T1)/T22)≤Zout≤3×((2×L×T1)/T22)的范围内，更优选设定在0.5×((2×L×T1)/T22)≤Zout≤1.5×((2×L×T1)/T22)的范围内。由此，输入阻抗Zin与输出阻抗Zout匹配，电力转换效率提高。
即使在图3的(b)的升压型DC-DC转换器中将输入电流Iin设为电流I1和I2的平均值的情况下，在图3的(a)的降压型DC-DC转换器中ΔVL＝V1-V2的情况下，也能够将输入阻抗Zin设定为不依赖于输入电流Iin。由此，通过适当地设定各值，能够使电压转换电路10的输入阻抗Zin自主地与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。此外，在图3的(b)的升压型DC-DC转换器的情况下，除了期间T2之外，也使期间T3大致恒定。
[C1的上限]
在数学式1中，在ω×C1大于Iin/V1的情况下，即使将数学式4和5的输入阻抗Zin与输出阻抗Zout匹配，ω×C1也会成为阻抗匹配的障碍。因此，优选为，Iin/V1充分大于ω×C1。即，优选为数学式7。
1/(ω×C1)＞＞V1/Iin (数学式7)
根据数学式5和7，优选为数学式8。
C1《(T22/(2×L))/(ω×T1) (数学式8)
根据数学式8，优选为C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)，更优选为C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)/5，进一步优选为C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)/10。由此，振动发电装置14的输出阻抗Zout与电压转换电路10的输入阻抗Zin的阻抗匹配变得容易。
[C1的下限]
在电容器C01的电容C1小的情况下，电压V1容易发生变动。将从电容器C01放出的电荷量设为Q1，则电压V1的变动量ΔV1＝Q1/C1。在图3的(a)的降压型DC-DC转换器和图3的(c)的反相型DC-DC转换器中，电荷量Q1是相当于电流I1的电荷，在图3的(b)的升压型DC-DC转换器中，电荷量Q1是相当于电流I1和I2的电荷。假设电荷量Q1是相当于电流I1的电荷，则电压V1的变动量ΔV1通过数学式9来求取。
ΔV1＝Q1/C1＝1/2×I1(t2)×T2/C1 (数学式9)
优选为，电压V1的变动量ΔV1充分小于电压V1。由此，ΔV1＜＜V1，将I1(t2)＝T2×ΔVL/L代入到数学式9中，成为数学式10。
T22×ΔVL/(2×L×C1)＜＜V1 (数学式10)
假设ΔVL＝V1，则电容C1的优选范围为数学式11。
C1＞＞T22/(2×L) (数学式11)
根据数学式11，优选为C1＞T22/(2×L)，更优选为C1＞5×T22/(2×L)，进一步优选为C1＞10×T22/(2×L)。由此，能够减小电压V1的变动。
对周期T1、期间T2、电感L以及电容C1的设定例进行说明。根据数学式8和数学式11，T1＜＜1/ω。当ω＝2π×50Hz时，T1优选为300μs以下。T2为T1的数分之1是适当的，例如为100μs。根据数学式8和11，L和C1只要满足T22/2＜＜L×C1＜＜T22/(2×T1×ω)即可。例如，当L＝100mH时，优选为C1＝150nF。
[实施例1的变形例1]
实施例1的变形例1是升降压DC-DC转换器的例子。图5是实施例1的变形例1的电力转换电路的电路图。如图5所示，实施例1的变形例1的电力转换电路具有电压转换电路10a和控制电路20a。开关元件SW1的一端与节点N1连接，另一端与节点N3a连接。电感器L0的一端与节点N3a连接，另一端与节点N3b连接。开关元件SW4的一端与节点N3b连接，另一端与节点N2连接。开关元件SW2的一端与节点N3a，另一端接地。开关元件SW3的一端与节点N3b连接，另一端接地。控制电路20a输出使开关元件SW1～SW4分别接通和断开的控制信号S1～S4。其他的电路结构与实施例1的图3的(a)至图3的(c)相同，省略说明。
图6是示出实施例1的变形例1的开关元件相对于时间的接通和断开、各电流及电压的图。在图1的发电系统中，输入电流Iin时刻发生变化，但在图6中，对输入电流Iin均匀地增加的例子进行说明。如图6所示，在时刻t1之前，控制电路20a控制为开关元件SW1～SW4断开。电流I1和I2为0。输入电流Iin对电容器C01进行充电，因此电压V1逐渐升高。在时刻t1，控制电路20a控制为将开关元件SW1和SW3接通，使开关元件SW2和SW4维持断开。在时刻t1与t2之间，电流I1逐渐变大。从电容器C01放电，因此电压V1逐渐降低。
在时刻t2，控制电路20a控制为将开关元件SW1和SW3断开，将开关元件SW2和SW4接通。时刻t2紧前的电流I1和时刻t2紧后的电流I2的大小大致相同。在时刻t2与t3之间，不流动电流I1，电流I2逐渐变小。输入电流Iin对电容器C01进行充电，因此电压V1逐渐升高。在时刻t3，控制电路20a控制为将开关元件SW2和SW4断开，使开关元件SW1和SW3维持断开。在时刻t3与t1'之间，不流动电流I1和I2，电压V1逐渐升高。之后，在时刻t1'，开关元件SW1和SW3接通。
开关周期T1、开关元件SW1和SW3接通的期间T2以及开关元件SW2和SW4接通的期间T3分别大致恒定。当输入电流Iin变大时，电流I1和I2的峰值变大。电压V1在上下反复的同时逐渐升高。各周期T1的电压V1的平均与各周期T1的Zout×Iin的虚线大致相同。即，Zin＝V1/Vin与Zout大致相同。这样，即使输入电流Iin发生变动，也能够使输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。由此，电力转换效率提高。
根据实施例1及其变形例，如图3的(a)至图3的(c)所示，电感器L0的一端与电容器C01(第1电容器)的一端连接，另一端与电容器C02(第2电容器)的节点N2侧的一端或接地端侧的另一端连接。输入电流Iin和从电容器C01输出的电流中的至少一部分作为电流I1(第1电流)在电感器L0中流动，由此蓄积磁场能量。通过借助磁场能量感应出的电流I2(第2电流)而使电容器C02蓄电。开关元件SW1和SW2以大致恒定的周期T1接通和断开，在1个周期的期间内接通的期间T2大致恒定。通过开关元件SW1(在实施例1的变形例1中为开关元件SW1和SW3)接通，在电感器L0中流动电流I1，当在电感器L0中流动电流I2时，开关元件SW1(在实施例1的变形例1中为开关元件SW1和SW3)是断开的。由此，即使输入电流Iin发生变动，也能够使输入阻抗Zin恒定。由此，能够提高电力转换效率。另外，周期T1、期间T2以及期间T3大致恒定是指允许±20％左右或±10％左右的变动。
如果电容器C01的电容C1大，则数学式1的Zin偏离V1/Iin，难以使输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。因此，根据数学式8，设为C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)。由此，能够进行自主的阻抗匹配。在振动发电装置14中，如图2所示，通过振子从各种各样的周期的环境振动中获取振动能量而进行发电，因此输入电流Iin的角频率与振子的角频率一致。如果振子是谐振子，则能够将其共振频率设为ω。如果是非谐振子，则优选将与对输入电流Iin进行傅里叶级数展开而得到的频谱中最大的峰值相当的角频率设为ω。另外，C1＞0。
这样，ω是与振动发电装置14的振动频率对应的角频率。例如，在振动发电装置14具有共振频率的情况下，优选将ω设为与振动发电装置14的共振频率对应的角频率。在具有多个共振频率的情况下，优选将与输入电流Iin最大的共振频率对应的角频率设为ω。如果是非谐振子，则将与对输入电流Iin进行傅里叶级数展开而得到的频谱中最大的峰值相当的角频率设为ω。在使用非调查振子的情况下，为此预先使非谐振子振动，测定输入电流Iin，根据傅里叶级数展开的结果而将与最大的峰值相当的角频率设为ω。
另外，当电压V1的变动变大时，难以将输入阻抗Zin保持为恒定。因此，根据数学式11，设为C1＞T22/(2×L)。由此，能够减小电压V1的变动。
对由振动发电装置14产生的电流作为输入电流Iin输入给输入端子Tin的例子进行了说明，但也可以将电压转换电路10或10a用于太阳能电池或风力发电等环境发电装置的电力转换。在像太阳能电池那样发电为直流的情况下，能够省略整流电路12。环境发电装置的发电量容易变动，电压转换电路10或10a的输入阻抗易于变动。通过将实施例1及其变形例的电压转换电路10或10a用于环境发电，能够使电压转换电路10或10a的输入阻抗与环境发电装置的输出阻抗匹配。也可以将实施例1及其变形例的电压转换电路10或10a用于其他用途。
在像有机压电元件或MEMS元件那样振动发电装置14的电容小时，为了使电压V1稳定化，设置初级电容器C01。由此，优选将电容器C01的电容C1的范围设为数学式7和数学式10的范围。在该情况下，在振动发电装置14的输出为直流的情况下，振动发电装置14的输出电容比电容C1小。并且，在振动发电装置14的输出为交流的情况下，振动发电装置14经由整流电路的输出电容比C1小。
实施例2
对解决第2课题的实施例2进行说明。在实施例1及其变形例的电力转换电路中，使周期T1和期间T2为恒定，将电感L和电容C1设定为满足数学式8和数学式11。但是，在将电感L和电容C1设定为满足数学式8和数学式11时，存在开关频率过高而功耗增加的情况。在以下的实施例2中，周期T1和期间T2也可以不恒定。并且，也可以不将电感L和电容C1设定为满足数学式8和数学式11。
实施例2是降压型DC-DC转换器的例子。图7是实施例2的电力转换电路的电路图。如图7所示，比较器22在电压V1为阈值电压Vth以上时输出高电平作为电压Vdc，在电压V1比阈值电压Vth小时输出低电平作为电压Vdc。Vth设定电路24根据由后文使用图8描述的电流检测电路检测的输入电流Iin的值来设定阈值电压Vth。当电压Vdc为高电平时，控制电路20b开始生成控制信号S1和S2。由此，电压转换电路10b开始电压转换动作。其他电路结构与实施例1的图3的(a)相同，省略说明。
图8是示出实施例2的电流检测电路的电路图。如图8所示，在电容器C01与接地端之间连接有NFET M1。NFET M1的源极与接地端连接，漏极与节点N4连接，栅极被提供例如1V作为电源电压VDD。NFET M1作为分流电阻而发挥功能。电流检测电路26具有多个二极管D1～D8和比较器25a～25c。二极管D1～D8顺向串联连接在被提供电源电压VDD的电源端子与接地端之间。在电源端子与接地端之间的规定的部位设置有节点N5a～N5c。例如，节点N5a位于二极管D1与电源端子之间，节点N5b位于二极管D4与D5之间，节点N5c位于二极管D7与D8之间。比较器25a～25c的输入端子分别与节点N4和节点N5a～N5c连接。比较器25a～25c输出的信号Va～Vc输出给Vth设定电路24。
当从输入端子Tin流向节点N1的输入电流Iin流入到电容器C01时，为了平衡电容器C01的电极之间的电荷量，从电容器C01经由NFET M1向接地端流动电流Im1。如果不考虑从电容器C01向电压转换电路流动的电流，则电流Im1与输入电流Iin大致相等。当输入电流Iin变大时，节点N4的电位V4升高。节点N5a的电位V5a为VDD，节点N5b的电位V5b为5/8×VDD，节点N5c的电位V5c为1/8×VDD。另外，电位V5a～V5c能够根据电源电压、二极管D1～D8的个数以及节点N5a～N5c的位置而任意设定。比较器25a～25c分别对节点N4与节点N5a～N5c的电位进行比较。在节点N4的电位比节点N5a～N5c的电位高时，比较器25a～25c分别输出高电平作为信号Va～Vc。在节点N4的电位比节点N5a～N5c的电位低时，比较器25a～25c分别输出低电平作为信号Va～Vc。
在输入电流Iin小、电位V4比电位V5c低时，信号Va～Vc均为低电平。此时，Vth设定电路24将阈值电压Vth设定为最小的Vth1。在输入电流Iin变大、电位V4位于电位V5c与V5b之间时，信号Va和Vb为低电平，信号Vc为高电平。此时，Vth设定电路24将阈值电压Vth设定为比Vth1高的Vth2。在输入电流Iin变大、电位V4位于电位V5b与V5a之间时，信号Va为低电平，信号Vb和Vc为高电平。此时，Vth设定电路24将阈值电压Vth设定为比Vth2高的Vth3。在输入电流Iin变大、电位V4比电位V5a高时，信号Va～Vc均为高电平。此时，Vth设定电路24将阈值电压Vth设定为比Vth3高的Vth4。
通过使用图8的电流检测电路26，能够根据输入电流Iin来设定阈值电压Vth。节点N5a～N5c的个数和比较器25a～25c的个数能够任意设定。
图9是示出实施例2的开关元件相对于时间的接通和断开、各电流及电压的图。如图9所示，对输入电流Iin均匀地增加的例子进行说明。Vth设定电路24以在输入电流Iin变大时使阈值电压Vth升高的方式生成Vth。Vth设定电路24在输入电流Iin处于Iin1的范围时将阈值电压Vth设为Vth1，在输入电流Iin处于Iin2的范围时将阈值电压Vth设为Vth2，在输入电流Iin处于Iin3的范围时将阈值电压Vth设为Vth3。阈值电压Vth被设定为大致为Zout×Iin。
例如，当输入电流Iin为范围Iin1内的任意电流时，Vth1≈Zout×Iin。同样地，在输入电流Iin为范围Iin2内的任意电流时，Vth2≈Zout×Iin，在输入电流Iin为范围Iin3内的任意电流时，Vth3≈Zout×Iin。
Vth设定电路24(设定电路)优选将阈值电压Vth设定为0.3×Zout≤Vth/Iin≤3×Zout，更优选设定为0.5×Zout≤Vth/Iin≤1.5×Zout。由此，输入阻抗Zin与输出阻抗Zout匹配，电力转换效率提高。
在时刻t1之前，控制电路20b控制为开关元件SW1和SW2断开。电流I1和I2为0。输入电流Iin对电容器C01进行充电，因此电压V1逐渐升高。在时刻t1，当电压V1达到阈值电压Vth时，电压Vdc成为高电平。控制电路20b控制为在电压Vdc成为高电平之后，在期间T2的期间内，开关元件SW1接通，开关元件SW2维持断开。在时刻t1与t2之间，电流I1逐渐变大。电压V1逐渐降低。
在时刻t2，控制电路20b控制为将开关元件SW2接通，将开关元件SW1断开。电流I1成为0。在时刻t2与t3之间，电流I2逐渐减小，电压V1逐渐升高。在时刻t3，控制电路20b控制为将开关元件SW2断开，使开关元件SW1维持断开。在时刻t3与t1'之间，电流I1和I2为0。电压V1逐渐升高。在时刻t1'，当电压V1成为阈值电压Vth时，电压Vdc成为高电平。
当输入电流Iin变大时，阈值电压Vth成为比Vth1大的Vth2。当输入电流Iin进一步变大时，阈值电压Vth成为比Vth2大的Vth3。由此，电压V1在输入电流Iin变大时升高。通过将阈值电压Vth设为与Zout×Iin相同的程度，电压V1大致为Zout×Iin。由此，即使输入电流Iin发生变动，也能够使输入阻抗Zin＝V1/Iin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。因此，能够提高电力转换效率。
根据实施例2，电压转换电路10b在施加于输入端子Tin的输入电压V1达到阈值电压Vth时，开始进行对输入电压V1进行转换并在输出端子Tout作为输出电压V2输出的电压转换动作。输入到输入端子Tin的输入电流Iin大时的阈值电压Vth比输入电流Iin小时的阈值电压Vth高。这样，当输入电流Iin发生变动时，阈值电压Vth改变，因此即使输入电流Iin发生变动，也能够减小输入阻抗Zin的变化。由此，能够使输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。因此，能够提高电力转换效率。
通过将阈值电压Vth设为0.3×Zout≤Vth/Iin≤3×Zout，能够使输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。更优选为，0.5×Zout≤Vth/Iin≤1.5×Zout。
如实施例2的图9那样，Vth设定电路24根据输入电流Iin来设定阈值电压Vth，使得输入电流Iin大的Iin2的范围时的阈值电压Vth2比输入电流Iin小的Iin1的范围时的阈值电压Vth1高。比较器22(判定电路)判定输入电压V1是否达到了阈值电压Vth。电压转换电路10b根据比较器22的输出而开始电压转换操作。由此，能够使输入阻抗Zin与振动发电装置14的输出阻抗Zout匹配。由此，能够提高电力转换效率。
作为实施例2，以降压型DC-DC转换器为例进行了说明，但也可以是图3的(b)和图3的(c)那样的升压型DC-DC转换器或反相型DC-DC转换器。即，在电压转换电路10b中，电感器L0的一端与输入端子Tin连接，另一端与电容器C02(第2电容器)的一端和另一端中的任意一端连接。在电感器L0中，通过输入电流Iin中的至少一部分作为电流I1(第1电流)流动而蓄积磁场能量，借助由磁场能量感应出的电流I2(第2电流)，使电容器C02蓄电。通过开关元件SW1接通，在电感器L0中流动电流I1，当在电感器L0中流动电流I2时，开关元件SW1是断开的。
控制电路20b在输入电压V1达到阈值电压Vth时，使开关元件SW1接通。由此，电压转换电路10b的电压转换动作开始。
在实施例2中，对Vth设定电路24根据输入电流Iin来设定阈值电压Vth的例子进行了说明，但Vth设定电路24也可以根据与输入电流Iin相关的信息来设定阈值电压Vth。例如，MEMS元件的振幅信息与MEMS元件的输出电流量相关。因此，Vth设定电路24也可以根据MEMS元件的振幅信息来设定阈值电压Vth。例如，也可以是，MEMS元件具有：主MEMS振子，其输出电力作为电力转换电路的输入电流；以及感测用MEMS振子，其振幅为与主MEMS振子的振幅相同的程度，通过分流电阻等而使感测用MEMS振子的输出电流变化为电压信号，作为振幅信息。
在实施例1及其变形例1中，电容器C01的电容C1受到限制。在实施例2中，能够无限制地应用电容C1。另外，在实施例2中，积极地将阻抗匹配，因此与实施例1及其变形例1相比，阻抗匹配容易，电力转换效率易于提高。另一方面，在实施例2中，由于使用比较器22，因此功耗大，有时难以应用于振动发电装置14的发电电力小的情况(例如为100nW以下的情况)。在实施例1及其变形例1中，可以不使用比较器22，因此功耗小，易于应用于振动发电装置14的发电电力小的情况(例如为100nW以下的情况)。
在实施例1、2及其变形例中，作为电力源，以振动发电装置14为例进行了说明，但电力源也可以是其他发电装置等。实施例1、2及其变形例的电力转换电路也可以是SEPIC(Single-Ended Primary Inductor Converter：单端初级电感式转换器)转换器、ZETA电路、Cuk电路、升压斩波电路、降压斩波电路。
在实施例1、2及其变形例中，开关元件SW1～SW4例如是FET(Field EffectTransistor：场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘删双极型晶体管)或双极型晶体管等晶体管。控制信号S1～S4输入到栅极或基极。根据控制信号S1～S4，开关元件SW1～SW4的源极与漏极之间或者发射极与集电极之间接通和断开。开关元件SW2和SW4也可以是二极管。
实施例3
实施例3是搭载有实施例1和2的电力转换电路的半导体装置的例子。图10的(a)是第3实施例的半导体装置的框图。半导体装置30具有电力转换电路32、输入部34、功能电路36以及输出部38。半导体装置30例如是半导体芯片或者安装有半导体芯片的封装。电力转换电路32是实施例1或2的电力转换电路。输入部34例如是设置于半导体芯片上的焊盘或设置于封装的端子，被从振动发电装置等外部装置提供电力。输出部38例如是设置于半导体芯片上的焊盘或设置于封装的端子，将由电力转换电路32转换后的电力提供给外部装置。功能电路36是与电力转换电路相关的电路，例如包含对电力转换电路进行控制的控制电路20、20a、20b、Vth设定电路24以及电流检测电路26中的至少一部分。
在半导体装置30为半导体芯片的情况下，在硅基板等半导体基板上形成有构成电力转换电路32的开关的晶体管、电容器以及电感器。并且，在半导体基板上形成有构成功能电路36的晶体管、二极管以及无源元件中的至少一部分。
在半导体装置30为搭载有半导体芯片的封装的情况下，在半导体芯片形成有构成电力转换电路32的开关的晶体管、构成控制电路20、20a、20b、Vth设定电路24以及电流检测电路26作为功能电路36的晶体管、二极管以及无源元件中的至少一部分。在封装中，也可以安装有电力转换电路32中的不形成于半导体芯片的要素(例如电感器和电容器)中的至少一部分。
[实施例3的变形例1]
实施例3的变形例1是搭载有实施例1和2的电力转换电路的电子设备的例子。图10的(b)是实施例3的变形例1的电子设备的框图。电子设备40例如是通过振动发电装置等环境发电装置而发挥功能的电子设备，例如是显示板或雨量计等环境测量设备。
电子设备40具有实施例1和2的电力转换电路42、输入部44、功能单元46以及蓄电器48。电力转换电路42是实施例1或2的电压转换电路10、10a或10b。输入部44例如是端子，被从振动发电装置等外部装置提供电力。蓄电器48例如是二次电池或电容器，存储电力转换电路42转换后的电力。功能单元46被提供电力转换电路42转换后的电力或存储于蓄电器48的电力而发挥功能。
可以如实施例3那样，电力转换电路32搭载于半导体装置30。也可以如实施例3的变形例1那样，电子设备40具有电力转换电路42。由此，电子设备40的电力效率提高。
以上，对本发明的优选的实施例进行了详细描述，但本发明不限于该特定的实施例，能够在不脱离权利要求书所记载的本发明的主旨的范围内进行各种变形、变更。
标号说明
10、10a、10b：电压转换电路；12：整流电路；14：振动发电装置；20、20a、20b：控制电路；22：比较器；24：Vth设定电路；30：半导体装置；36：功能电路；40：电子设备；46：功能单元。

Claims (13)

1.一种电力转换电路，其具有：
输入端子，其供输入电流输入；
输出端子，其输出输出电压；
第1电容器，其一端与所述输入端子连接，另一端与基准电位连接；
第2电容器，其一端与所述输出端子连接，另一端与基准电位连接；
电感器，其一端与所述第1电容器的一端连接，另一端与所述第2电容器的一端或另一端连接，在所述电感器中通过所述输入电流和从所述第1电容器输出的电流中的至少一部分作为第1电流流动而蓄积磁场能量，所述电感器借助所述磁场能量而感应出使所述第2电容器蓄电的第2电流；以及
开关元件，其以大致恒定的周期接通和断开，在1个周期的期间内所述开关元件接通的期间大致恒定，通过所述开关元件接通，在所述电感器中流动所述第1电流，当在所述电感器中流动所述第2电流时，所述开关元件是断开的，
在将所述第1电容器的电容设为C1，将所述电感器的电感设为L，将所述周期设为T1，将在所述周期的1个周期的期间内所述开关元件接通的期间的长度设为T2，将所述输入电流的角频率设为ω时，C1＜(T22/(2×L))/(ω×T1)。
2.根据权利要求1所述的电力转换电路，其中，
C1＞T22/(2×L)。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换电路，其中，
C1＜(T22/(2×L))/(5×ω×T1)。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力转换电路，其中，
C1＞5×T22/(2×L)。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的电力转换电路，其中，
所述输入电流是由振动发电装置产生的电流。
6.根据权利要求5所述的电力转换电路，其中，
在所述振动发电装置的输出为直流的情况下，所述振动发电装置的输出电容比C1小，在所述振动发电装置的输出为交流的情况下，所述振动发电装置经由整流电路的输出电容比C1小。
7.一种电力转换电路，
该电力转换电路具有电压转换电路，该电压转换电路在施加于输入端子的输入电压达到阈值电压时，开始进行对所述输入电压进行转换并在输出端子作为输出电压输出的电压转换动作，
输入到所述输入端子的输入电流大时的所述阈值电压比所述输入电流小时的所述阈值电压高。
8.根据权利要求7所述的电力转换电路，其中，
所述电力转换电路具有：
设定电路，其根据输入到所述输入端子的输入电流来设定所述阈值电压，使得所述输入电流大时的所述阈值电压比所述输入电流小时的所述阈值电压高；以及
判定电路，其判定所述输入电压是否达到了所述阈值电压，
所述电力转换电路根据所述判定电路的输出而开始进行所述电压转换动作。
9.根据权利要求7或8所述的电力转换电路，其中，
所述电压转换电路具有：
电容器，其一端与所述输出端子连接，另一端与基准电位连接；
电感器，其一端与所述输入端子连接，另一端与所述电容器的一端和另一端中的任意一端连接，在所述电感器中通过所述输入电流中的至少一部分作为第1电流流动而蓄积磁场能量，所述电感器借助所述磁场能量而感应出第2电流；以及
开关元件，通过所述开关元件接通，在所述电感器中流动所述第1电流，当在所述电感器中流动所述第2电流时，所述开关元件是断开的。
10.根据权利要求9所述的电力转换电路，其中，
所述电力转换电路具有控制电路，该控制电路在所述输入电压达到所述阈值电压时，使所述开关元件接通。
11.根据权利要求7至10中的任意一项所述的电力转换电路，其中，
在将与所述输入端子连接的电力源的输出阻抗设为Zout，将输入到所述输入端子的输入电流为Iin时的所述阈值电压设为Vth时，0.3×Zout≤Vth/Iin≤3×Zout。
12.一种半导体装置，其具有：
权利要求1至11中的任意一项所述的电力转换电路；以及
功能电路，其与所述电力转换电路相关。
13.一种电子设备，其具有：
权利要求1至11中的任意一项所述的电力转换电路；以及
功能单元，其被从所述电力转换电路提供电力。
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