WO2021181824A1 - 回転電機の固定子、回転電機、および車両駆動装置 - Google Patents

回転電機の固定子、回転電機、および車両駆動装置 Download PDF

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日野　徳昭
雅寛 堀
公則 澤畠
小林　祐二
松延　豊
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a stator of a rotary electric machine, a rotary electric machine, and a vehicle drive device, and mainly relates to coil arrangement of the stator.
  • rotary electric machines are required to be compact and highly efficient.
  • the density is increased by making the cross section of the coil square.
  • a rotating electric machine for example, in Patent Document 1, a rotor provided with a plurality of permanent magnets, a stator core provided facing the rotor, and an opening on the inner peripheral side of the stator core.
  • a rotary electric machine equipped with a permanent magnet having a stator winding wound in a large number of slots provided as described above a U-shaped segment coil having a flat cross section is inserted into the slots and welded. The motor that connects each coil is shown in.
  • the output can be miniaturized while keeping the output constant by increasing the rotation speed of the motor and increasing the gear ratio. Since the physique of the motor is proportional to the torque, if the rotation speed is increased, the torque is not required by that amount, so that the size can be reduced. However, there is a problem that the output itself cannot be increased in the conventional design of changing the physique.
  • an even-numbered layer coil is inserted in the slot, and the coil is placed in a predetermined number of Ns slots in which in-phase coils are continuously arranged in the circumferential direction.
  • the predetermined number Ns is set to NSPP + NL ⁇ Ns ⁇ 3 * NSPP when the number of slots for each pole and each phase is NSPP and the number of layers is 2 ⁇ NL.
  • One of the objects of the present invention is to increase the output density of the motor.
  • high output and miniaturization of motors are often used interchangeably, but to be precise, high output density is important.
  • High output density means that the same output can be made smaller, and more output can be obtained from the same physique.
  • the output of the motor is "torque x rotation speed". That is, in order to improve the output of the motor, it is necessary to improve the torque or the rotation speed of the motor.
  • the torque of the motor is generally proportional to the physique of the motor.
  • the torque density (electromagnetic force per unit volume) is determined by the current density and the magnetic flux density of the core, and these are determined by the physical characteristics of the material to be applied. Therefore, increasing the torque density can only be achieved by increasing the mounting density of the coil and core.
  • FIG. 3 shows the required characteristics of the motor when the axle torque is constant.
  • a motor having a reduction ratio of 12 has a torque of 12/14 and a maximum rotation speed of 14/12.
  • the reduction ratio is increased, the required motor torque is reduced, so that the motor can be miniaturized.
  • a reduction gear having a large reduction ratio it is necessary to increase the number of gears or the number of gear stages, so that the reduction gear becomes large. Therefore, as shown in FIG. 4, when considering the entire system, it is necessary to match the physiques of the motor and the speed reducer and design them to be the smallest.
  • the capacity of the inverter which is the input power supply to the motor, does not change. In other words, when considering the entire system, it is necessary to design it to be the smallest.
  • FIG. 5 is an electric circuit of a general motor.
  • the electric circuit of a motor is represented by an internally induced voltage (BEMF), an inductance L, and a resistor R.
  • BEMF internally induced voltage
  • L inductance
  • R resistor
  • One of the objects of the present invention is to increase the power factor of a rotary electric machine, and to provide a motor for lowering the inductance L for that purpose. This makes it possible to increase the output density of the drive motor.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of the rotary electric machine 1 and the speed reducer 3 according to the first embodiment.
  • the rotary electric machine 1 is composed of a stator 20, a rotor 30, and a housing 12.
  • the rotor 30 includes a rotor core 300 and a magnet 4.
  • the stator 20 includes a stator core 200, insulating paper 5, and a coil 6.
  • the rotor and the stator 20 are housed inside the housing 12.
  • the housing 12 includes end brackets 11 at both ends of the rotor in the rotation axis direction.
  • the end bracket 11 supports the motor shaft 70 via a bearing 71.
  • a rotor 30 is attached to the motor shaft 70. Further, the motor shaft 70 is connected to the input shaft 61 of the speed reducer 3.
  • the speed reducer 3 is a two-stage speed reducer.
  • the input shaft 61 includes a gear 81.
  • the gear 81 is connected to a gear 82 provided on the intermediate shaft 63.
  • the output shaft 62 includes a gear 84.
  • the ratio of the diameters of the gear 81 and the gear 82 is the reduction ratio of the first stage
  • the ratio of the diameters of the gear 83 and the gear 84 is the reduction ratio of the second stage
  • this multiplication is the reduction ratio of the speed reducer 3. ..
  • the reduction ratio of a two-stage spur gear generally used for automobiles is about 10 to 15.
  • FIG. 7 is a perspective view of the stator of the rotary electric machine according to the first embodiment.
  • the stator core 200 has a slot 21 for inserting the coil 6.
  • the magnetic path of the core is defined as the magnetic path in the radial direction as the tooth portion 22, and the magnetic path in the circumferential direction is defined as the core back 23.
  • FIG. 8 is a diagram showing a manufacturing process of a stator winding of a rotary electric machine according to the first embodiment.
  • the segment coil 6 is formed in a substantially U shape and is inserted into the slot 21 via the insulator 5.
  • the insulator 5 is formed so that the axial length of the rotary electric machine is longer than that of the stator core 200.
  • FIG. 9 is a diagram showing a manufacturing process of a stator winding of a rotary electric machine according to the first embodiment. As shown in FIG. 9, after inserting the segment coils 6 into all the slots 21, each segment coil 6 is bent. This bending process is performed simultaneously for all coils at the same time. After that, adjacent coils are welded to each other.
  • the upper part of the paper surface is called the coil mountain side, and the lower part of the paper surface is called the coil welding side.
  • 10 (a) and 10 (b) are stator winding diagrams of a conventional rotary electric machine.
  • the insertion position of the segment coil 6 into the slot 21 and the wiring method are shown.
  • the solid line in FIG. 10 is the mountain side of the segment coil 6 in front of the paper surface, and the broken line is the welding side in the back of the paper surface.
  • the segment coil 6 is processed so that both ends open in the circumferential direction, and is connected to the adjacent segment coil 6.
  • the segment coil 6A is inserted into the stator core 200 from the front of the paper across the second layer of the first slot and the first layer of the fourth slot, and one end of the first slot is bent to the left (6AL), 4 The other end of the No. coil is bent to the right (6AR).
  • segment coil 6B is also inserted into the second layer of the 7th slot and the 1st layer of the 10th slot, one end of the 7th slot is bent to the left (6BL), and the other end of the 10th slot is bent to the right. (6BR).
  • Coil 6AR and coil 6BL are welded at the intermediate point 7 between the 5th slot and the 6th slot. By repeating this process and making one round of the stator core, a coil is formed by so-called wave winding. This is the series circuit (1) in FIG. 10 (b).
  • the coil 6C and the coil 6D are arranged so as to be offset from the connection of the coil 6A and the coil 6B in the radial direction of one coil, and this becomes a series circuit (2).
  • the 3rd layer and the 4th layer form a series circuit (3) and a series circuit (4) with the same coil arrangement as the 1st layer and the 2nd layer. Therefore, the number of conductor layers in the slot is inevitably even.
  • the number of conductor layers in the slot 21 is NL.
  • the stator winding is completed by making these for three phases.
  • coils are arranged in the order of + U phase, ⁇ W phase, + V phase, ⁇ U phase, + W phase, and ⁇ V phase in each slot number, and in-phase coils are arranged in each slot. Is placed.
  • FIG. 1 is a stator winding diagram of a rotary electric machine according to the first embodiment.
  • the U-phase coil is arranged in the first slot and the second slot in the first layer.
  • the second layer it is arranged in the second slot and the third slot.
  • the third layer it is arranged in the 3rd slot and the 4th slot.
  • the fourth layer it is arranged in the 4th slot and the 5th slot.
  • Such a winding method in which the slot numbers in which the common-mode coils are inserted are shifted by one is generally called a short-section winding.
  • the straddle width of the coil is different between the front side of the paper surface and the other side of the paper surface in FIG.
  • the coil 6A is inserted into the second layer of the second slot and the first layer of the seventh slot, and the straddling width thereof is five in terms of the number of slots.
  • the coil 6B is inserted into the 14th slot and the 19th slot, and the straddling width thereof is the same as that of the coil 6A, which is the number of slots 5.
  • One end of the first layer of the 7th slot of the coil 6A is bent to the right on the other side of the paper surface, and one end of the second layer of the 14th slot of the coil 6B is bent to the left of the paper surface on the other side of the paper surface.
  • the coil 6A and the coil 6B are connected by their respective ends. This straddle width is 7 in terms of the number of slots.
  • the width on the mountain side of the coil was 3 and the straddling width on the weld side was also 3 and equal.
  • the straddling width is different between the mountain side and the welded side.
  • the coils of the third and fourth layers are arranged so as to be offset from the first layer and the second layer in the circumferential direction, and the U-phase coil is arranged from the third slot.
  • One of the features of the structure of this embodiment is that this Ns is larger than that of the conventional example.
  • FIG. 11 shows a conventional coil arrangement.
  • FIG. 12 is a coil arrangement according to this embodiment.
  • the stator coil of the motor receives the magnetic flux of the magnet on the rotor side, which generates torque in the motor.
  • the effective utilization rate of the magnetic flux changes depending on the coil arrangement of the motor, and this is called the winding coefficient kW.
  • the idea of the winding coefficient kW is 1.0 when all the magnetic fluxes of the one-pole rotor magnet are received.
  • the winding coefficient of the U-phase coil for one phase in which these coils are connected in series is the vector sum of the vectors of U1 and U2, respectively.
  • FIG. 13 is a diagram showing a conventional structure capable of reducing high-order harmonics. Expressed as an equation, it becomes equation (3).
  • the inductance L of the motor is calculated by the following equation (4).
  • L 1 / P 2 * S rotor / gap * (Nturn * kw 2) ⁇ (4)
  • P is the number of poles
  • S is the surface area of the gap portion of the rotor
  • gap is the distance between the stator core and the rotor core
  • NTurn is the number of coil turns per phase
  • kw is the winding coefficient.
  • the torque Tq of the motor is proportional to the following.
  • the torque is proportional to the first power of the winding coefficient and the inductance is proportional to the square. Therefore, if the inductance L of the electric circuit shown in FIG. 5 is small, a larger effective current can be applied to the motor from the same inverter. As a result, the motor of the present embodiment can have a higher output by using the same inverter. In the motor of the present embodiment, the torque of the motor is lower than that of the conventional motor, but the high output still means that the high output is obtained on the higher rotation side.
  • FIG. 14A is a diagram showing the relationship between the rotational speed of the motor and the torque characteristics.
  • FIG. 14B is a diagram showing the relationship between the vehicle speed and the axle torque characteristics.
  • FIG. 14C is a diagram showing the relationship between the rotation speed of the motor and the output.
  • FIG. 14D is a diagram showing the relationship between the vehicle speed and the output.
  • the maximum current and maximum voltage of the inverter are the same, and the maximum speed and low-speed torque on the axle are the same. These are (1) the conventional design (standard) that serves as a reference, (2) the motor physique and maximum speed changed according to the reduction ratio (conventional physique change), and (3) reduced by the coil arrangement of the present embodiment. A comparison is made in which the reduction ratio is increased by the amount of torque (this embodiment).
  • the motor when the torque is halved, the motor can drive the rotation speed twice, so the maximum output is the same. In other words, the output does not increase due to the change in physique. Since the motor output is the same, if the axle speed is the same, only the reduction ratio and the motor speed change, but the axle torque does not change.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of coil arrangement in this embodiment.
  • the relationship of the number of continuous distributions of slots Ns which is a feature of this embodiment, is as follows. NSPP + NL / 2 ⁇ Ns ⁇ 3 * NSPP ... (6) Will be.
  • the upper limit of Ns is 3 * NSPP because in a three-phase motor, a coil having a phase difference of 180 ° or more in one phase and a coil having a negative vector sum are generated, and this coil is wasted. Is.
  • FIGS. 16 (a), (b) and (c) are diagrams showing an embodiment of the coil arrangement according to the present embodiment.
  • the number of slots straddling the mountain side (solid line) in front of the paper surface of the coil is 5, and the straddle on the connecting side across the paper surface is 7.
  • the number is 4 on the mountain side and 8 on the connection side.
  • FIG. 17 is a diagram showing an embodiment of the coil arrangement according to the present embodiment.
  • the winding coefficient is as low as 0.762.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.902.
  • the straddle on the mountain side of the coil is 8, and the straddle on the connection side is 10.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.902.
  • the straddle on the mountain side of the coil is 8, and the straddle on the connection side is 10.
  • the coil connection is almost the same as in FIG. 20A, except that the 3rd and 4th layers and the 7th and 8th layers are deviated by one.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.902.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.925.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.925.
  • the winding coefficient kw is smaller than the conventional 0.925.
  • FIG. 24 is a diagram showing an embodiment of the coil arrangement according to the first embodiment. This is another example in which the relationship between the straddle on the mountain side of the coil and the straddle on the connection side is "NSPP * 3". Even in such a case, the winding coefficient can be similarly lowered by shifting the coil group consisting of the first and second layers and the coil group consisting of the third and fourth layers in the circumferential direction.
  • FIG. 25 (a) and 25 (b) are diagrams showing an embodiment of the coil arrangement according to the first embodiment.
  • FIG. 26 is a diagram showing an embodiment of the coil arrangement according to the second embodiment. This is the same as FIG. 24 (a) in the mathematical formula, but the coil arrangement is different.
  • FIG. 24A the straddle on the mountain side of all the coils is 9, but in FIG. 25, the straddle of the coils in the third and fourth layers is 8.
  • FIGS. 15 to 24 an arrangement in which the coils of each layer have the same width is preferable because the manufacturing tends to be complicated. Specifically, it has a structure in which the straddle on the mountain side and the straddle on the connection side of the same coil as the 1-2 layer are repeated in 2 layers each in the 3-4 layer and the 5-6 layer.
  • the structure in which the molded coil is inserted as shown in FIGS. 9 and 10 and then the foot side is bent and welded has been described as an example.
  • the molded coil is inserted from both sides.
  • the same effect can be obtained by the method of joining inside the core. Further, the same effect can be obtained by the method of connecting both ends of the coil by welding.
  • the coil has a rectangular cross-sectional shape as an example, the cross-sectional shape is not limited to this, and the same effect can be obtained even if the cross-sectional shape is, for example, a round shape, a trapezoidal shape, or an elliptical shape.

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Abstract

減速機とともに用いるモータにおいて、より高出力を実現する。　本発明に係る回転電機の固定子は、スロットを備える固定子コアと、当該スロット内に挿入される複数のコイルと、を備え、前記スロットは、前記回転電機の径方向に沿って配置された前記複数のコイルのそれぞれによって定義される複数のレイヤを有しており、同相コイルが周方向に連続して並んだ所定数Ｎｓのスロット内に配置され、前記所定数Ｎｓは、毎極毎相スロット数をＮＳＰＰ、レイヤ数を２×ＮＬとしたとき、ＮＳＰＰ＋ＮＬ＜Ｎｓ≦３＊ＮＳＰＰに設定される。

Description

回転電機の固定子、回転電機、および車両駆動装置
　本発明は、回転電機の固定子、回転電機、および車両駆動装置に係り、主に固定子のコイル配置に関する。
　昨今の持続可能な社会の実現に向け、回転電機は小型・高効率化が求められている。特に自動車などの移動体向けの回転電機では、コイルの断面を四角にすることで高密度化が図られている。このような回転電機として、例えば特許文献１には、複数の永久磁石を備えた回転子と、この回転子と対向して設けられた固定子鉄心と、固定子鉄心の内周側に開口するように設けられた多数のスロット内に巻掛けられた固定子巻線とを有する永久磁石を備えた回転電機として、Ｕ字状に成形された平角断面のセグメントコイルをスロット内に挿入し、溶接で各コイルを結線するモータが示されている。
特許第５７９２３６３号明細書
　モータとギアを組合わせたユニットにおいては、モータの回転速度を上げ、ギア比を上げることで出力を一定のまま小型化できる。モータの体格はトルクに比例するため、回転速度を上げれば、その分、トルクが必要なくなるため、小型化できる。ただし、従来の体格変更の設計では、出力そのものは上げられないという課題があった。
　上記課題を解決するために、本発明に係る回転電機の固定子は、スロット内に偶数レイヤのコイルが挿入され、コイルは同相コイルが周方向に連続して並んだ所定数Ｎｓのスロット内に配置され、所定数Ｎｓは、毎極毎相スロット数をＮＳＰＰ、レイヤ数を２×ＮＬとしたとき、ＮＳＰＰ＋ＮＬ＜Ｎｓ≦　３＊ＮＳＰＰに設定される。
　本発明によれば、高出力のモータユニットに好適な回転電機を提供することができる。
第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線図である。 電気自動車用の車両特性を示す図である。 車両特性から減速機を考慮した電気自動車用モータ特性を示す図である。 車両特性から減速機を考慮した電気自動車用モータ特性を示す図である。 電気自動車用駆動装置の重量内訳を示す図である。 電気自動車用回転電機と電力変換器の電気回路を示す図である。 第１実施例に係る回転電機１と減速機３の断面図である。 第１の実施例に係る回転電機の固定子の斜視図である。 第１の実施例に係る回転電機の固定子巻線の製造工程を示す図である。 第１の実施例に係る回転電機の固定子巻線の製造工程を示す図である。 第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線図である。 第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線図である。 本発明の原理に係る固定子巻線の有効磁束の原理を示す図である。 従来構造に係る固定子巻線の有効磁束の原理を示す図である。 従来のコイル配置を示す図である。 モータの回転速度―トルク特性を示した図である。 車両速度と車軸トルク特性との関係を示した図である。 モータの回転速度と出力との関係を示した図である。 車両速度と出力との関係を示した図である。 第１の実施例におけるコイル配置の例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。 第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。
　本発明の目的のひとつは、モータの高出力密度化である。一般にモータの高出力化と小型化は同じ意味で用いられることが多いが、正確には高出力密度化が重要となる。出力密度が高いということは、同じ出力ならば小型にでき、同じ体格から多くの出力が得られる。
　モータの出力は「トルク×回転速度」である。すなわち、モータの出力向上のためには、トルクを向上させるか、モータの回転速度を向上する必要がある。ここで、一般にモータのトルクはモータの体格に比例する。また、トルク密度（単位体積あたりの電磁力）は、電流密度とコアの磁束密度とで決まり、これらは適用される材料の物性で決まる。そのため、トルク密度を上げるには、コイルとコアの実装密度を上げることでしか実現できない。
　ここで、一般に駆動モータは減速機を介して車軸にトルクを伝達するため、モータと減速機の合計の体積を小さくしなければならない。図３は、車軸トルクを一定にした場合のモータへの要求特性である。減速比１２のモータに比べ、減速比１４のモータは、トルクは１２／１４、最大回転速度は１４／１２になる。このように、減速比を大きくすれば必要とされるモータトルクが下がるため、モータを小型化できる。一方、減速比が大きい減速機は歯車を大きくするか、ギアの段数を増やす必要があるため、減速機が大型化してしまう。このため、図４に示されるように、システム全体で考えた場合、モータと減速機の体格を合わせて、最も小型に設計する必要がある。
　車軸で要求される速度とトルクが同じ、つまり車軸出力が同じであれば、モータとして求められる出力は同じである。これを電源側からみると、モータへの入力電源であるインバータの容量は変わらない。つまり、システム全体で考えた場合に、最も小型に設計する必要がある。
　次に、本発明のもとになる原理を説明する。図５は、一般的なモータの電気回路である。図５に示されるように、モータの電気回路は、内部誘起電圧（ＢＥＭＦ）とインダクタンスＬと抵抗Ｒとで表される。インバータ（ＩＮＶ）の容量制約である最大電流と最大電圧とをそれぞれＩｍａｘ、Ｖｍａｘとすると、インバータの最大皮相電力ＫＶＡは以下の（１）式であらわされる。
　ＫＶＡ＝√３×Ｉｍａｘ×Ｖｍａｘ　　　　　　　　・・・・（１）
　ここで、効率をＥＦＦ、力率をｃｏｓθとすると、モータの最大出力Ｐｍａｘは（２）式で表される。
　　Ｐｍａｘ＝ＫＶＡ×ｃｏｓθ×ＥＦＦ　　　　　・・・・（２）
　つまり、回転電機の力率、または、効率を上げれば、同じ電力で出力を上げることができる。本発明の目的のひとつは、回転電機の力率を上げることにあり、そのためにインダクタンスＬを下げるモータを提供することにある。これにより、駆動用モータの高出力密度化を可能にする。
　［実施形態１］　本発明に係る第１の実施形態を図６を用いて説明する。図６は、第１実施形態に係る回転電機１と減速機３の断面図である。図６に示されるように、回転電機１は、固定子２０と回転子３０とハウジング１２とにより構成される。回転子３０は、回転子鉄心３００と磁石４とからなる。固定子２０は、固定子鉄心２００、絶縁紙５及びコイル６を備える。
回転子と固定子２０は、ハウジング１２の内部に収納される。ハウジング１２は、回転子の回転軸方向の両端にエンドブラケット１１を備える。エンドブラケット１１は、ベアリング７１を介してモータシャフト７０を支えている。モータシャフト７０には回転子３０が取り付けられている。また、モータシャフト７０は、減速機３の入力軸６１と接続されている。
　本実施形態において、減速機３は２段減速機である。入力軸６１は、歯車８１を備える。歯車８１は、中間軸６３に備えられる歯車８２と接続される。出力軸６２は、歯車８４を備えている。ここで、歯車８１と歯車８２の径の比が１段目の減速比、歯車８３と歯車８４の径の比が二段目の減速比であり、この掛け算が減速機３の減速比となる。一般に、減速比を大きくするためには歯車８２や８４を大径化する必要がある。したがって、大型化を避けるためには極端な減速比は取れない。一般に自動車用として用いられる二段平歯車の減速比は１０～１５程度である。
　図７は、第１の実施形態に係る回転電機の固定子の斜視図である。図７に示されるように、固定子鉄心２００は、コイル６を挿入するためのスロット２１を有する。ここで、コアの磁路を径方向の磁路をティース部２２と周方向の磁路であるコアバック２３と定義する。
　図８は、第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線の製造工程を示す図である。図８に示されるように、セグメントコイル６は、略Ｕ字状に形成され、絶縁体５を介してスロット２１に挿入される。絶縁体５は、回転電機の軸方向の長さが、固定子鉄心２００より長く形成されている。
　図９は、第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線の製造工程を示す図である。図９に示されるように、すべてのスロット２１にセグメントコイル６を挿入後、各セグメントコイル６の曲げ加工を行う。この曲げ加工は、すべてのコイルで一斉に同時に行う。その後、隣接するコイル同士を溶接する。ここで、紙面上方をコイル山側、紙面下方をコイル溶接側と呼ぶ。
　図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は従来の回転電機の固定子巻線図である。セグメントコイル６のスロット２１への挿入位置と結線方法とが示されている。ここでは、３相交流の１相分のセグメントコイル６だけを示す。図１０の実線が紙面手前でセグメントコイル６の山側、破線は紙面奥の溶接側である。
　セグメントコイル６は、スロット２１挿入後に両端を周方向に開くように加工され、隣のセグメントコイル６と接続される。たとえば、セグメントコイル６Ａが１番スロットの２層目と４番スロットの１層目に跨って紙面手前から固定子鉄心２００に差し込まれ、１番スロットの一端は左側に曲げられ（６ＡＬ）、４番コイルの他端は右側（６ＡＲ）に曲げられる。
　セグメントコイル６Ｂも同様に、７番スロットの２層目と１０番スロットの１層目に差し込まれ、７番スロットの一端は左に曲げられ（６ＢＬ）、１０番スロットの他端は右に曲げられる（６ＢＲ）。
　コイル６ＡＲとコイル６ＢＬは、５番スロットと６番スロットとの間の中間地点７で溶接される。この工程が繰り返され、固定子コアを１周することで、いわゆる波巻きによりコイルが形成される。これが図１０（ｂ）における直列回路（１）である。
　コイル６Ｃ及びコイル６Ｄは、コイル６Ａ及びコイル６Ｂの接続とコイルひとつ分径方向にずれて配置され、これが直列回路（２）となる。図１０では、３層及び４層は、１層及び２層と同じコイル配置で、直列回路（３）と直列回路（４）を形成する。したがって、スロット内の導体層数は必然的に偶数になる。ここで、このスロット２１内導体層数をＮＬとする。これらを３相分作ることで固定子巻線が完成する。
　図１０に示される従来例では、各スロット番号それぞれに＋Ｕ相、－Ｗ相、＋Ｖ相、－Ｕ相、＋Ｗ相、－Ｖ相という順でコイルが配置されており、各スロットには同相コイルが配置されている。
　図１は、第１の実施形態に係る回転電機の固定子巻線図である。図１０に示される従来例と比較すると、本実施形態においては、各相コイルが１層ごとに周方向に２つずつ配置されている。これは一般に毎極毎相スロット数と呼ばれ、ここではＮＳＰＰ＝２と表される。図１０で示された従来例はＮＳＰＰ＝１である。
　図１において、Ｕ相コイルは、第１層においては１番スロット及び２番スロットに配置される。第２層においては２番スロット及び３番スロットに配置される。第３層においては３番スロット及び４番スロットに配置される。第４層においては４番スロット及び５番スロットに配置される。このように同相コイルの挿入されているスロット番号が１つずれている巻き方は一般的には短節巻と呼ばれる。本実施形態では、Ｕ相のコイルは第１から第５スロットまで連続したスロットに挿入されており、これをスロット連続分布数Ｎｓ＝５と表すことにする。
　また、図１の紙面手前と紙面向こう側では、コイルの跨り幅も異なる。コイル６Ａは、２番スロット第２層と７番スロット第１層に差し込まれ、その跨り幅はスロット数で５である。コイル６Ｂは１４番スロットと１９番スロットに差し込まれ、その跨り幅はコイル６Ａと同様にスロット数５である。コイル６Ａの７番スロット第１層の一端は紙面向こう側で右方に曲げられ、コイル６Ｂの１４番スロット第２層の一端は紙面向こう側で紙面左方に曲げられる。コイル６Ａとコイル６Ｂはそれぞれの端部により接続される。この跨り幅はスロット数で７となる。
　回転電機として１極分の幅はスロット数６を基準とすると、コイル６Ａ、６Ｂの山側の幅は６－１＝５、溶接側の跨り幅は６＋１＝７となる。従来の図１０の例では、コイルの山側の幅は３、溶接側跨り幅も３で等しかった。本実施形態では山側と溶接側とで跨り幅が異なっている。また、第３及び第４層目のコイルは第１層、第２層と周方向にずれて配置されており、３番スロットからＵ相コイルを配置している。
　これらの状態を上記で定義した記号を用いて表現すると、図１のコイル配置は、ＮＬ＝４、ＮＳＰＰ＝２、Ｎｓ＝５である。一方、図１０のコイル配置は、ＮＬ＝４、ＮＳＰＰ＝２、Ｎｓ＝２の配置である。このＮｓが従来例と比べると大きいことが本実施形態の構造の特徴のひとつである。
　このようなセグメントコイルの配置をすることの作用を図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は従来のコイル配置を示す。、図１２は本実施形態に係るコイル配置である。
図１１において、従来のコイル配置は、ＮＬ＝４、ＮＳＰＰ＝２、Ｎｓ＝２である。一方で、本実施形態のコイル配置はＮＬとＮＳＰＰは従来構造と同じだあるが、Ｎｓ＝５である点が異なる。
　モータの固定子コイルは回転子側の磁石磁束を受け、それによりモータにトルクが発生する。このとき、モータのコイル配置によって磁束の有効利用率が変わり、これを巻線係数ｋｗという。巻線係数ｋｗの考え方は１極の回転子磁石の磁束をすべて受ければ１．０となるものである。図１１に示される従来のコイル配置の場合、コイルをＵ１とＵ２に分けると、この２つのグループは回転子から見て位相が異なる。そのため、これらのコイルを直列につないだ１相分のＵ相コイルの巻線係数は、Ｕ１とＵ２のそれぞれのベクトルのベクトル和となる。ＮＳＰＰ＝２の３相モータの固定子の場合、モータの電気角１周期は、１周期１２スロットである。スロット１つ分の電気角は３０度、Ｕ１とＵ２コイルの位相差は３０度であるため、その合計平均は、ｃｏｓ（１５°）＝０．９６６となる。
　一方、図１２に示される本実施形態の構造では、Ｕ３コイルを中心にして、Ｕ２とＵ４コイルは３０°位相がずれており、Ｕ１とＵ５コイルは６０°ずれている。したがって、巻線係数ｋｗは、｛２＊ｃｏｓ（０°）＋４＊ｃｏｓ（３０°）＋２＊ｃｏｓ（０°）｝／８＝０．８０８となる。
　巻線係数ｋｗが低下するとモータのトルクも低下するため、通常好ましくないとされる。そのため、通常はこのような構造は採用されない。しかし、高次の次数に対する巻線係数の低下に対応しなければならないときは、限定的ではあるがそのような構成が採用される場合もある。たとえば図１３は高次高調波を低減できる従来の構造を示した図である。
式として表すと（３）式となる。
　　　　　　　　　　　ＮＳＰＰ＋ＮＬ／２＝Ｎｓ　　・・・・・・（３）
　この場合の巻線係数を考えると、２番３番スロットの中心がＵ相コイルの中心だから、２番と３番スロットはそれぞれ±１５°、１番と４番スロットはそれぞれ±４５°中心からずれているため、巻線係数ｋｗは以下になる。
　｛６＊ｃｏｓ（１５°）＋２＊ｃｏｓ（４５°）｝／８＝０．９０１
　しかし、とくに自動車用モータのように高出力密度が求められるモータにおいて、巻線係数は少しでも高い方が望ましいため、図１のような巻線をあえて採用することはなかった。たとえば、図１１のＮＳＰＰ＝２の場合、通常、コイル跨ぎスロット数５／６の短節巻で高調波が下がるため、その場合の巻線係数０．９３３よりも低い巻線をすることは無い。
　本実施形態では、あえて巻線係数ｋｗを低くする方法を取っている。それは、図５で示されるモータのインダクタンスを低減するためである。
　モータのインダクタンスＬは以下の式（４）で求められる。
Ｌ＝１／Ｐ２＊Ｓｒｏｔｏｒ／ｇａｐ＊（Ｎｔｕｒｎ＊ｋｗ２）　　 ・・・（４）
ここで、Ｐは極数、Ｓは回転子のギャップ部表面積、ｇａｐは固定子鉄心と回転子鉄心の距離、Ｎｔｕｒｎは１相当たりのコイル巻数、ｋｗは巻線係数である。
一方、モータのトルクＴｑは以下に比例する。
　Ｔｑ∝Ｓｒｏｔｏｒ＊Ｉ＊（Ｎｔｕｒｎ＊ｋｗ）∝ＢＥＭＦ　　・・・（５）
ここで、Ｉはモータ電流である。
　これらの式から、トルクは巻線係数の１乗に比例し、インダクタンスは２乗比例することが分かる。したがって、図５に示される電気回路のインダクタンスＬが小さいならば、同じインバータからより大きな有効電流をモータに与えることができる。これにより本実施形態のモータは、同じインバータを用いてより高出力化できる。本実施形態のモータは、従来よりもモータのトルクは下がるが、それでも高出力ということは、より高回転側で高出力になるということである。
　図１４（ａ）は、モータの回転速度とトルク特性との関係を示した図である。図１４（ｂ）は、車両速度と車軸トルク特性との関係を示した図である。図１４（ｃ）は、モータの回転速度と出力との関係を示した図である。図１４（ｄ）は、車両速度と出力との関係を示した図である。インバータの最大電流と最大電圧が同一、車軸での最大速度と低速トルクが同等の条件でる。それぞれ（１）基準となる従来の設計（基準）、（２）減速比に応じてモータの体格と最高速度を変更したもの（従来体格変更）、（３）本実施形態のコイル配置により減ったトルク分だけ減速比を増加させたもの（本実施形態）を比較している。
　図１４（ａ）及び（ｂ）に示されるように、モータでのトルク特性は３つとも異なるが、車軸でのトルク特性は、本実施形態は高速側で増加していることが分かる。
　図１４（ｃ）及び（ｄ）に示されるように、モータ回転速度に対する出力特性は異なるが、車両速度に対する出力特性は本実施形態でのみ増えることが分かる。
　ここで、（４）式と（３）式から、従来の体格変更でトルクを小さくして小型化した場合を考える。所要トルクが半分になると、モータの磁気回路の軸長を半分にすることができる。それは上式ではＳｒｏｔｏｒを半分にできることになる。この場合、インダクタンスもトルクも半分になる。一方、誘起電圧ＢＥＭＦも半分、コイルの抵抗も略半分になる。最大電流は変わらないため、同じ回転速度で電圧が半分になり、回転速度が２倍で同じ電圧になる。
　つまり、モータはトルクが半分になると、回転速度を２倍で駆動できるので最大出力は等しい。つまり、体格変更で出力は増えない。モータ出力が同じなので、車軸速度が同じであれば、減速比とモータの速度が変わるだけで、車軸トルクは変わらない。これらのことは、図３に示される、減速比の変更に応じてモータ体格を変更した場合のモータのトルク、出力特性の変化の説明である。
　このように、本実施形態では従来の設計変更で実現できなかった車軸での高出力化が可能となる。
　図１５は、本実施形態におけるコイル配置の例を示した図である。モータ固定子のコイルの層数がＮＬ、毎極毎相スロット数がＮＳＰＰの場合、本実施形態の特徴であるスロット連続分布数Ｎｓの関係は、
　　　ＮＳＰＰ＋ＮＬ／２＜Ｎｓ≦３＊ＮＳＰＰ　　　　　　・・・（６）
　となる。
　ここで、Ｎｓの上限が３＊ＮＳＰＰであるのは、３相モータでは１相内で位相が１８０°以上異なるコイルと、ベクトルの和がマイナスのコイルが発生し、このコイルが無駄となるためである。
　図１６（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、本実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。毎極毎相スロット数ＮＳＰＰ＝２、コイルの層数ＮＬ＝２の場合を示している。また（６）式によればＮｓの上限値は６なので、その例を図１６（ｂ）と図１６（ｃ）に示す。
　図１６（ａ）及び（ｂ）に示された例では、コイルの紙面手前の山側（実線）の跨りはスロット数で５、紙面向こう側の亘りの接続側で７である。図１６（ｃ）では、山側４、接続側で８である。どの実施例においても、巻線係数ｋｗはは、従来用いられるＮＳＰＰ＝２、コイル跨ぎスロット数５／６の巻線係数０．９３３よりも小さい。
　図１７は、本実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。ＮＳＰＰ＝２、ＮＬ＝６、Ｎｓ＝６の場合であり、コイルの山側の跨りは５、溶接側の亘りは７である。
巻線係数は０．７６２と低い。
　図１８から図２０はＮＳＰＰ＝３の場合のコイル配置の一実施例を示した図である。ＮＳＰＰ＝３のコイル配置は、従来例の場合、高調波を下げるためにコイル跨ぎスロット数７／９で用いられることが多く、その巻線係数は０．９０２である。
　図１８は、ＮＳＰＰ＝３、ＮＬ＝４の場合のコイル配置の一実施例を示した図である。
図１８（ａ）はＮｓ＝６、コイルの山側の跨りは８、接続側の亘りは１０となっている。
図１８（ｂ）はＮｓ＝７で、コイルの接続は図１８（ａ）とほぼ同様だが、１及び２層目のコイル群が３及び４層目のコイル群と周方向に一つずれているところが異なる。図１８（ｃ）はＮｓ＝８で、コイルの山側の跨りは７、接続側の亘りは１１となっている。図１８（ｄ）はＮｓ＝９の場合で、図１８（ｃ）と同様だが、３、４層目の位置がずれている。巻線係数ｋｗはいずれも従来の０．９０２より小さい。
　図１９は、ＮＳＰＰ＝３、ＮＬ＝４、Ｎｓ＝８の場合のコイル配置の一実施例を示した図である。コイルの山側の跨りは８、接続側の亘りは１０となっている。巻線係数ｋｗはいずれも従来の０．９０２より小さい。
　図２０（ａ）及び（ｂ）は、ＮＳＰＰ＝３、ＮＬ＝８の場合のコイル配置の一実施例を示した図である。図２０（ａ）はＮｓ＝８である。コイルの山側の跨りは８、接続側の亘りは１０となっている。図２０（ｂ）はＮｓ＝９である。コイルの接続は図２０（ａ）とほぼ同様だが、３、４層目と７、８層目が一つずれているところが異なる。巻線係数ｋｗはいずれも従来の０．９０２より小さい。
　図２１から図２３はＮＳＰＰ＝４の場合のコイル配置の一実施例を示した図である。ＮＳＰＰ＝４のコイル配置は、従来例の場合、高調波を下げるためにコイル跨ぎスロット数１０／１２で用いられることが多く、その巻線係数は０．９２５である。
　図２１（ａ）（ｂ）、および（ｃ）は、ＮＳＰＰ＝４、ＮＬ＝４の場合コイル配置の一実施例を示した図である。図２１（ａ）はＮｓ＝７、コイルの山側の跨りは１１、接続側の亘りは１３となっている。図２１（ｂ）はＮｓ＝１０、コイルの山側の跨りは１０、接続側の亘りは１４となっている。図２１（ｃ）はＮｓ＝１２、コイルの山側の跨りは９、接続側の亘りは１５となっている。巻線係数ｋｗはいずれも従来の０．９２５より小さい。
　図２２は、ＮＳＰＰ＝４、ＮＬ＝６、Ｎｓ＝９の場合であり、コイルの山側の跨りは１１、接続側の亘りは１３となっている。巻線係数ｋｗは従来の０．９２５より小さい。
　図２３は、ＮＳＰＰ＝４、ＮＬ＝８、Ｎｓ＝９の場合であり、コイルの山側の跨りは１１、接続側の亘りは１３となっている。巻線係数ｋｗは従来の０．９２５より小さい。
　以上の実施例では、コイルの山側の跨りと接続側の亘りの関係が「ＮＳＰＰ＊３±ｎ（ｎは自然数）」となることが分かる。ここで３は三相モータであるためである。
　図２４は、第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。コイルの山側の跨りと接続側の亘りの関係が「ＮＳＰＰ＊３」である別の例である。このような場合でも１及び２層目からなるコイル群と３及び４層目からなるコイル群とを周方向にずらすことで同様に巻線係数を下げることができる。
　図２５（ａ）及び図２５（ｂ）は、第１の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。図２５（ａ）はＮＳＰＰ＝３、ＮＬ＝６、Ｎｓ＝７の場合、図２５（ｂ）はＮＳＰＰ＝３、ＮＬ＝６、Ｎｓ＝９の場合である。巻線係数ｋｗはいずれも従来のＮＳＰＰ＝３の短節巻のｋｗ０．９０２より小さい。
　図２６は、第２の実施形態に係るコイル配置の一実施例を示した図である。これは数式上では図２４（ａ）と同じだが、コイル配置が異なる。図２４（ａ）はすべてのコイルの山側の跨りは９であるが、図２５では３、４層目のコイルの跨りは８である。ただし、制作時に違う跨り幅に成形したコイルを用意する必要がある。さらに、図９のように接続側を曲げる際に、１、２、５、６層目と、３、４層目で違う長さに曲げなければならない。
したがって、製造が複雑になりやすいため、図１５から図２４に示されるように、各層のコイルが同じ幅になるような配列が好ましい。具体的には、１－２層と同じコイルの山側の跨りと接続側の亘りを、３－４層や５－６層に２層ずつ繰り返す構造である。
　なお、図９、図１０に示されるように成形したコイルを差し込んだあと、足側を曲げて溶接する構造を例に説明したが、図２７に示されるように、成形したコイルを両側から差し込み、コアの内部で接合する方法などにおいても同様の効果が得られる。また、コイルの両端を溶接により接続する方法においても同様の効果が得られる。また、コイルは断面形状が矩形のものを例に示したが、断面形状はこれに限定されず、例えば、丸形、台形、楕円形等の断面形状であっても同様の効果が得られる。
１…回転電機、４…永久磁石、３…減速機、５…絶縁紙、６…コイル、７…溶接点、１１…エンドブラケット、１２…ハウジング、２０…固定子、２１…スロット、２２…ティース、２３…コアバック、３０…回転子、６１…入力軸、６２…出力軸、６３…中間軸、７０…モータシャフト、７１…ベアリング、８１…第一歯車、８２…第二歯車、８３…第三歯車、８４…第四歯車、２００…固定子鉄心、３００…回転子鉄心

Claims (9)

  1. 　スロットを備える固定子コアと、
    　当該スロット内に挿入される複数のコイルと、を備える回転電機の固定子であって、
    　前記スロットは、前記回転電機の径方向に沿って配置された前記複数のコイルのそれぞれによって定義される複数のを有しており、
    　同相コイルが周方向に連続して並んだ所定数Ｎｓのスロット内に配置され、
    　前記所定数Ｎｓは、毎極毎相スロット数をＮＳＰＰ、レイヤ数を２×ＮＬとしたとき、
    　ＮＳＰＰ＋ＮＬ＜Ｎｓ≦３＊ＮＳＰＰに設定される回転電機の固定子。
  2. 　請求項１に記載の回転電機の固定子であって、
    　前記複数のコイルは、前記固定子コアの両側においてスロットピッチがＮＳＰＰ＊３となるように配置される回転電機の固定子。
  3. 　請求項１に記載の回転電機の固定子であって、
    　ｎを自然数とすると、
    　前記複数のコイルは、前記固定子コアの軸方向の一方側において、
    　スロットピッチがＮＳＰＰ＊３＋ｎとなるように配置され、 
    　前記固定子コアの軸方向の他方側において、スロットピッチがＮＳＰＰ＊３－ｎとなるように配置される
    　回転電機の固定子。
  4. 　請求項１乃至３のいずれかひとつに記載の回転電機の固定子であって、
    　ｎを自然数としたときに、
    　第２ｎレイヤに配置される第１コイルと前記第１コイルと同相であって第２ｎ＋1レイヤに配置されるコイルとが、同スロット内に配置される
    　回転電機の固定子。
  5. 　請求項１乃至３のいずれかひとつに記載の回転電機の固定子であって、
    　ｎを自然数としたときに、
    　第２ｎ－１レイヤに配置される第１コイルと第２ｎレイヤに配置される前記第１コイルと同相である第２コイルとからなる第１コイル群と、
    　第２ｎ＋１レイヤに配置される前記第１コイルと同相である第３コイルと第２ｎ＋２レイヤに配置される前記第１コイルと同相である第４コイルとからなる第２コイル群と、を備え、
    　前記第１コイル群と前記第２コイル群とは、周方向に１以上ずれて配置される回転電機の固定子。
  6. 　請求項１乃至５のいずれかひとつに記載の回転電機の固定子であって、
    　前記コイルは、矩形断面の形状を有しており、略Ｕ字状に形成され、
    　前記固定子コアの一方側から挿入され、他方側において他のコイルと接続される回転電機の固定子。
  7. 　請求項１乃至５のいずれかひとつに記載の回転電機の固定子であって、
    　前記コイルは、矩形断面の形状を有しており、略Ｕ字状に形成され、
    　前記固定子コアの一方側から挿入され、前記スロット内において他のコイルと接続される回転電機の固定子。
  8. 　請求項１乃至７のいずれかひとつに記載の回転電機の固定子と、
    　前記固定子に対して所定の空隙を介して対向する回転子と、を備える回転電機。
  9. 　請求項８に記載の回転電機と、当該回転電機に所定の周波数の交流電力を供給する電力変換器と、前記回転電機の出力軸に減速機と、を備える車両駆動装置。
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