WO2021149962A1 - 정전용량 검출회로 - Google Patents

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WO2021149962A1
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송청담
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송청담
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    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2605—Measuring capacitance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H03K2217/960735—Capacitive touch switches characterised by circuit details
    • H03K2217/96074—Switched capacitor

Definitions

  • the present invention relates to a capacitance detection circuit, and more particularly, to a capacitance detection circuit using a sample-and-hold circuit to simplify the circuit configuration and improve variations in device characteristics and temperature characteristics.
  • a method for detecting a change in capacitance a method using a conventional bridge circuit, a method using a charge/discharge time of a capacitor, a method using an oscillation circuit, and the like are used.
  • the detection sensitivity is improved by peak detection of the detection signal.
  • the conventional electrostatic sensor circuit 10 includes a CV converter 11, a sensor 12, two peak detectors 13-1 and 13-2, a DC amplifier 14, and a low-pass It is composed of a filter (LPF) 15 and a comparator 16, and the CV converter 11 charges and discharges the first capacitor C1 and the second capacitor C2 according to a clock signal from two constant current sources, respectively, to generate a sawtooth wave. to generate voltage.
  • LPF filter
  • the technical problem to be solved by the present invention is to simplify the circuit configuration by using a sample hold circuit, reduce the number of parts, and use the operation of each of a plurality of identical circuits as a single circuit.
  • An object of the present invention is to provide a capacitance detection circuit with improved deviation and temperature characteristics.
  • the present embodiment discloses a capacitance detection circuit in which variations in device characteristics and temperature characteristics are improved by combining the operation of each of a plurality of identical circuits as one circuit.
  • the capacitance detection circuit disclosed in the present invention includes a constant current unit supplying a charging constant current for generating a sawtooth wave voltage, a sawtooth wave generating unit generating a sawtooth wave voltage by charging a capacitor by the constant current unit and discharging it by a clock, and a sensor.
  • a sensing unit that changes the capacitor capacitance of the sawtooth wave generator when the capacitance of an object is sensed, and a peak value of a sawtooth voltage in a no-signal period input from the sawtooth generator and a peak value of a sawtooth voltage in a detection period is disposed between a peak value detector for detecting , a constant current automatic control comparator for providing a negative feedback loop for generating a reference voltage when there is no signal to the constant current unit, and the peak value detector and the constant current automatic control comparator a sample and hold unit for connecting the negative feedback loop in a no-signal period and blocking the negative feedback loop during a sensing period and then providing a sample-holding voltage to the constant current automatic control comparator; and the output of the peak value detector an AC amplifier for AC amplifying an AC amplifier, a zero volt clamp detector for detecting a peak value of an AC signal by synchronously detecting the output of the AC amplifier, and a reference voltage for detecting the output of the zero voltage clamp detector
  • the capacitance detection circuit may further include a low-pass filter for low-pass filtering the output of the zero voltage clamp detector.
  • the constant current unit cuts off the connection between the constant current source, the current control unit, and the constant current source during a no-signal period according to the constant current source, the current control unit, and the first sample and hold clock CP1.
  • the current control unit is connected to the constant current source. It includes an offset control switch for adding a current to the constant current unit by connecting it so that the sawtooth voltage reaches the non-signal voltage in the absence of a detection object during the sensing period.
  • the sensing unit connects the correction capacitor and the correction capacitor to the sawtooth wave generator during the no-signal period according to the first sample and hold clock CP1.
  • the sensor is connected to the sawtooth wave generator so that the total capacity of the sawtooth wave generator is the sensor. It includes a sensor switch that allows it to be changed by
  • the sample and hold unit includes a first operational amplifier (OP Amplifier) that functions as a temperature compensation and buffer, a sample hold switch that receives a second sample hold clock, and an output of the peak value detector during a non-signal period when the sample hold switch is turned on.
  • OP Amplifier operational amplifier
  • a sample hold capacitor holding the sampled value during a detection period in which the sample hold switch is turned off after sampling , and a signal transmitted from the sample hold switch during a no-signal period is transferred to a constant current automatic control comparator, and the sample is transferred during a detection period.
  • a second operational amplifier for transferring the held signal of the hold capacitor to the constant current automatic control comparator.
  • the sensor is an element that detects the capacitance of an object when the object approaches, and may be an electrode having a predetermined area or a capacitor including two electrodes with an insulator interposed therebetween.
  • the circuit configuration used is simplified and the number of parts is reduced, and variations in element characteristics and temperature characteristics are improved.
  • the signal sensed by the sample-and-hold method is converted into an AC signal by switching the sensing voltage and the no-signal voltage, respectively, so that AC amplification is possible, and thus there is a strong advantage in hum noise.
  • the sensing sensitivity may not decrease by adjusting the offset so that the sensing voltage approaches the no-signal voltage.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a capacitance detection circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the sample and hold circuit shown in FIG. 1;
  • FIG. 3 is an example of a clock timing diagram for sample hold according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an example of a waveform for explaining the operation of the capacitance detection circuit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is an example showing a conventional electrostatic sensor circuit.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a capacitance detection circuit according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the sample and hold circuit shown in FIG. 1
  • FIG. 3 is a sample hold circuit according to an embodiment of the present invention. This is an example of a timing diagram for a clock.
  • the capacitance detection circuit 100 includes a constant current source 112, a current control unit 114, an offset control switch 116, a first capacitor C1, Clock switch 122, sensor 132, sensor switch 134, correction capacitor C2, AC amplifier 170, zero voltage clamp detector 180, low-pass filter 182, voltage comparator 190, Consists of coupling (coupling) capacitors (171, 172).
  • the sensor 132 is an electrode having a predetermined area or a capacitor including two electrodes with an insulating layer interposed therebetween.
  • reference numeral 110 denotes a constant current unit including a constant current source 112 , a current control unit 114 , and an offset control switch 116
  • 120 denotes a first capacitor C1 and a clock switch 122 .
  • the sawtooth wave generator 130 is a sensing unit (sensor unit) including the sensor 132 , the sensor switch 134 , and the correction capacitor C2 .
  • a system clock CL for generating a sawtooth waveform voltage by controlling the clock switch 122 becomes high during a no-signal period and low during a detection period.
  • the first sample hold clock CP1 and the first sample and hold clock CP1 are out of phase to become low during the no-signal period and become high during the detection period.
  • the first sample and hold clock CP1 becomes high during the no-signal period as shown in FIG. 3A , and the offset control switch 116 is connected to b to turn off the current control unit 114, and the sensor switch ( 134) is connected to b so that the correction capacitor C2 is connected in parallel to the first capacitor C1.
  • the offset control switch 116 is connected to a to connect the current control unit 114 to the constant current source 112, and the sensor switch 134 to a. connected so that the sensor 132 is connected in parallel to the first capacitor C1.
  • the second sample and hold clock CP2 becomes low during the no-signal period and becomes high during the sensing period, so that the sample-and-hold unit 150 connects the negative feedback loop during the no-signal period and detects it.
  • the sample-holding voltage is provided to the constant current automatic control comparator 160 .
  • the system clock CL may be approximately 125 KHz, and the sample and hold clocks CP1 and CP2 may be 3.9 KHz.
  • a negative feedback loop is implemented so that the constant current becomes a reference when making a no-signal voltage in the constant current circuit that generates a sawtooth voltage for sensing (sensing).
  • the detection signal tracks the no-signal voltage by the negative feedback loop of the constant current circuit, making it difficult to distinguish the difference between the no-signal output and the sensed output. Therefore, in the embodiment of the present invention, the negative feedback loop is formed during the no-signal period, the negative feedback loop is cut during the sensing period, and the negative feedback voltage at that time is sampled and held to maintain the same voltage. In this way, the current generating the sawtooth voltage becomes constant, and the wave peak value of the sawtooth voltage in the sensing period and the no-signal period is different, so that it can be detected.
  • the constant current generated by the negative feedback loop can obtain a stable constant current because the peak value of the sawtooth voltage is the same as Vref (reference voltage) and is made by configuring the negative feedback loop.
  • Vref reference voltage
  • this constant current is created in a state in which the sensor 132 is not connected, it is necessary to correct the capacitance to some extent in order to approach the capacitance generated by the sensor itself.
  • correction is performed by connecting the correction capacitor C2 to the first capacitor C1 through the sensor switch 134 during the no-signal period as will be described later. Accordingly, when the capacitance of the circuit elements connected to the periphery is neglected, the total capacitance at the time of no signal can be regarded as approximately C1 + C2.
  • the constant current unit 110 is composed of a constant current source 112 , a current control unit 114 , and an offset control switch 116 , and supplies a charging constant current for generating a sawtooth wave to the sawtooth wave generating unit 120 . .
  • the sensing circuit and the sensing unit are mounted on a case
  • the voltage during the no-signal period and the voltage when there is no object during the sensing period do not necessarily match. It arises from the subtle difference between the total capacity during no signal and the total capacity during sensing. In order to improve this, it is necessary to adjust the offset so that the sensing voltage reaches the no-signal voltage in the absence of a sensing object during the sensing period.
  • the offset control switch 116 cuts off the current control unit 114 in the no-signal period according to the first sample and hold clock CP1 (connected to b to turn it off), and during the sensing period, the current control unit 114 is turned off.
  • 114 is connected to the constant current source 112 to add current to the constant current unit 110 so that the sawtooth voltage reaches the no-signal voltage in the absence of a detection object during the sensing period. That is, in the embodiment of the present invention, the offset is adjusted so that the sensing voltage approaches the no-signal voltage so that the sensing sensitivity does not decrease.
  • the sawtooth wave generator 120 is composed of a first capacitor C1 and a clock switch 122 to charge the first capacitor C1 by the charging constant current i of the constant current unit 110, and the system clock CL. by discharging the first capacitor CP1 to generate a sawtooth waveform voltage.
  • t is determined by the time of the system clock, which is preferably generated by dividing the crystal oscillation for precision.
  • the peak value of the sawtooth voltage is changed as C is changed to detect an object.
  • the sensing unit 130 is composed of a sensor 132 , a sensor switch 134 , and a correction capacitor C2 .
  • the sensor switch 134 connects the correction capacitor C2 to the first capacitor C1 in parallel to the first capacitor C1 in the no-signal period according to the first sample and hold clock CP1, and then connects the sensor 132 to the first capacitor C1 in the detection period.
  • C1 the total capacity C of the sawtooth wave generator 120 can be changed by the sensor 132 .
  • the sawtooth wave generator 120 generates a detection voltage close to the non-signal voltage when the object is not detected by the sensor 132 during the detection period, and when the object is detected by the detection unit 130, the total capacity (C ) increases, the sensing voltage decreases, and the object is detected by the voltage difference.
  • the peak value detector 140 detects the sawtooth voltage peak value of the no-signal period input from the sawtooth wave generator 120 and the sawtooth wave voltage peak value of the detection time.
  • the sample and hold unit 150 includes a first op amp 152 , a sample hold switch 156 , a sample holding capacitor Csh , a second op amp 158 , a resistor R1 , It is composed of R2, R3) and diodes D1, D2.
  • the output of the peak value detector 140 is connected to the constant current automatic control comparator 160 to form a negative feedback loop.
  • the constant current automatic control comparator 160 compares the output of the sample and hold unit 150 with the reference voltage Vref and feeds it back to the constant current unit 110 .
  • the first op amp 152 has a temperature compensation and buffer function
  • the second op amp 158 is for sample hold
  • the sample hold capacitor Csh is a sample hold switch 156 . After sampling the output of the peak value detector 140 in the no-signal period that is turned on, the sampled value is held during the detection period in which the sample hold switch 156 is turned off.
  • a resistor R3 for temperature compensation is connected to the -input terminal of the first operational amplifier 152, and temperature compensation diodes 154 (D1, D2) are connected to the output terminal and -input terminal.
  • the output of the peak value detector 140 is input to the + input terminal of the first operational amplifier 152 .
  • the voltage divider resistors R1 and R2 for sample hold are connected to the output terminal of the first operational amplifier 152, and the sample hold switch 156 is connected between the voltage divider resistors R1 and R2 and the sample hold capacitor Csh. there is.
  • the second operational amplifier 158 transfers the signal transmitted from the sample and hold switch 156 to the constant current automatic control comparator 160 during the no-signal period, and transfers the signal held by the sample and hold capacitor Csh to the constant current automatic control comparator during the detection period. forward to (160).
  • the AC amplifier 170 AC amplifies the output of the peak detector 140 , and the zero voltage clamp detector 180 synchronously detects the output of the AC amplifier 170 to obtain a peak value ( peak value) is detected. At this time, the output of the sensing voltage is clamped to zero voltage so that the voltage increases when there is a sensing signal.
  • the coupling capacitors 171 and 172 are for transmitting an AC signal.
  • a noise component of a low frequency (0 to several hundred Hz) is removed by directly converting a direct current to an alternating current (eg, 3.9 kHz) by applying a sample hold, so that the signal processing is strong against hum noise. becomes possible
  • general DC amplification affects the characteristics even if there is a slight error, AC amplification is easy to configure and can improve stability.
  • the low-pass filter 182 low-pass filters the output of the zero-voltage clamp detector 180, and the voltage comparator 190 compares the low-pass-filtered output of the zero-voltage clamp detector 180 with the detection reference voltage E for detection. output a signal.
  • FIG. 4 is an example of a sawtooth wave and a peak detection signal waveform according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is an example of a waveform for explaining the operation of the capacitance detection circuit according to the embodiment of the present invention.
  • (A) is a waveform diagram showing the sawtooth voltage at point A of FIG. 1 , where P1 is the peak value of the sawtooth wave in the Non Signal Period, and P2 is the peak value of the sawtooth wave in the Sensing Period am.
  • (b) is an output waveform of the peak value detector 140, and an object can be detected by the difference ( ⁇ V) between the voltage during the no-signal period and the voltage during the detection period.
  • (A) is a timing diagram of the first sample and hold clock (CP1)
  • (B) is a waveform diagram of the output voltage of the peak value detector 140
  • (C) is a zero voltage clamp (zero volt clamp) ) is an output voltage waveform diagram of the detector 180 .
  • the signal-free period and the detection period are repeated by the first sample and hold clock CP1, and when an object is detected during the detection period and the detection unit 130 starts to react, the detection period voltage of the peak value detector 140 gradually decreases. It can be seen that the output voltage of the zero voltage clamp detector 180 gradually increases.

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Abstract

본 발명은 샘플홀드회로를 이용하여 회로구성을 간단히 하고 온도특성을 개선한 정전용량 검출회로에 관한 것이다. 본 발명의 정전용량 검출회로는 정전류부, 정전류부에 의해 커패시터를 충전시키고 클럭에 의해 방전시켜 톱니파형 전압을 생성하는 톱니파 생성부, 감지부, 톱니파 생성부로부터 입력되는 무신호기간의 톱니파 전압 피크치와 감지기간의 톱니파 전압 피크치를 검출하는 피크치 검출기, 무신호시 기준전압을 생성하기 위한 부궤환 루프를 정전류부에 제공하기 위한 정전류 자동제어 비교기, 피크치 검출기와 정전류 자동제어 비교기 사이에 배치되어 무신호기간에 부궤환 루프를 연결하다가 감지기간에 부궤환 루프를 차단한 후 샘플홀딩된 전압을 상기 정전류 자동제어 비교기로 제공하는 샘플홀드부, 교류 증폭기, 영전압 클램프 검출기와, 영전압 클램프 검출기의 출력을 검출 기준전압과 비교하여 검출신호를 출력하는 전압 비교기를 포함한다.

Description

정전용량 검출회로
본 발명은 정전용량 검출 회로에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 샘플홀드회로를 이용하여 회로구성을 간단히 하고 소자특성의 편차 및 온도특성을 개선한 정전용량 검출회로에 관한 것이다.
최근 들어, 정전용량 변화를 이용하여 물체를 검출하거나 압력이나 수위 혹은 물질의 양을 측정할 수 있는 센서들이 많이 개발되어 오고 있다. 정전용량의 변화를 검출하기 위한 방법으로는 종래의 브릿지 회로를 이용하는 방법, 커패시터의 충방전 시간을 이용하는 방법, 발진회로를 이용하는 방법 등이 사용되고 있다.
본 출원인이 선출원하여 특허 제10-1879285호로 등록된 정전 센서 회로는 도 6에 도시된 바와 같이, 콘덴서(C1,C2)의 충방전을 이용한 2개의 검출회로를 만들어 어느 한쪽을 기준전압용으로 사용함과 아울러 감지신호를 피크 검파함으로써 검출감도를 향상시킨 것이다. 도 6을 참조하면, 종래의 정전 센서 회로(10)는 C-V변환부(11)와, 센서(12), 2개의 피크검출기(13-1,13-2), 직류증폭기(14), 저역통과필터(LPF; 15), 비교기(16)로 구성되는데, C-V변환부(11)는 2개의 정전류원으로부터 클럭신호에 따라 제1 커패시터(C1)와 제2 커패시터(C2)를 각각 충방전시켜 톱니파 전압을 생성하도록 되어 있다. 이러한 종래기술은 노이즈에 의한 영향을 극복하고 검출감도를 향상시킬 수 있는 효과가 있으나 회로구성이 다소 복잡한 측면이 있었다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 샘플홀드(sample hold) 회로를 이용하여 회로구성을 간단히 하고, 부품 수를 적게 할 뿐만 아니라 복수의 동일한 회로 각각의 동작을 하나의 회로로 겸용하기 때문에 소자 특성의 편차와 온도특성을 개선한 정전용량 검출회로를 제공하는 것이다.
본 실시예는 복수의 동일한 회로 각각의 동작을 하나의 회로로 겸용하여 소자 특성의 편차와 온도특성을 개선한 정전용량 검출회로를 개시한다.
본 발명에 개시된 정전용량 검출회로는 톱니파 전압 생성을 위한 충전 정전류를 공급하는 정전류부와, 상기 정전류부에 의해 커패시터를 충전시키고 클럭에 의해 방전시켜 톱니파형 전압을 생성하는 톱니파 생성부와, 센서로 물체의 정전용량을 감지하면 상기 톱니파 생성부의 커패시터 용량이 변화되게 하는 감지부(센서부)와, 상기 톱니파 생성부로부터 입력되는 무신호기간의 톱니파 전압 피크치(peak value)와 감지기간의 톱니파 전압 피크치를 검출하는 피크치 검출기와, 무신호시 기준전압을 생성하기 위한 부궤환 루프(negative feedback loop)를 상기 정전류부에 제공하기 위한 정전류 자동제어 비교기와, 상기 피크치 검출기와 상기 정전류 자동제어 비교기 사이에 배치되어 무신호기간에 상기 부궤환 루프를 연결하다가 감지기간에 상기 부궤환 루프를 차단한 후 샘플홀딩(sample holding)된 전압을 상기 정전류 자동제어 비교기로 제공하는 샘플홀드부와, 상기 피크치 검출기의 출력을 교류 증폭하는 교류 증폭기와, 상기 교류 증폭기의 출력을 동기 검파하여 교류신호의 파고값을 검출하기 위한 영전압 (zero volt) 클램프(clamp) 검출기와, 상기 영전압 클램프 검출기의 출력을 검출 기준전압과 비교하여 검출신호를 출력하는 전압 비교기를 포함한다.
상기 정전용량 검출회로는, 상기 영전압 클램프 검출기의 출력을 저역필터링하는 저역통과필터를 더 포함할 수 있다.
상기 정전류부는 정전류원과, 전류조절부, 및 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 상기 전류조절부와 정전류원 사이의 연결을 차단하고 있다가 감지기간에는 전류조절부를 상기 정전류원에 연결하여 정전류부에 전류를 가산하여 감지기간 중 검출 물체가 없는 상태에서 톱니파 전압이 무신호 전압에 도달되도록 하는 오프셋(offset) 조절 스위치를 포함한다.
상기 감지부는 보정 커패시터와, 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 상기 보정 커패시터를 톱니파 생성부에 연결하고 있다가 감지기간에는 센서를 톱니파 생성부에 연결하여 톱니파 생성부의 전체 용량이 센서에 의해 변화될 수 있게 하는 센서 스위치를 포함한다.
상기 샘플홀드부는 온도보상 및 버퍼 기능을 하는 제1 오피앰프(OP Amplifier)와, 제2 샘플홀드 클럭을 입력받는 샘플홀드 스위치와, 상기 샘플홀드 스위치가 온되는 무신호기간에 상기 피크치 검출기의 출력을 샘플링한 후 상기 샘플홀드 스위치가 오프되는 감지기간에 샘플링한 값을 홀딩하고 있는 샘플홀드 커패시터와, 무신호기간에는 상기 샘플홀드 스위치로부터 전달되는 신호를 정전류 자동제어 비교기로 전달하다가 감지기간에는 상기 샘플홀드 커패시터의 홀딩된 신호를 정전류 자동제어 비교기로 전달하는 제2 오피앰프를 포함한다.
상기 센서는 물체가 접근할 경우 물체의 정전용량을 감지하는 소자로서, 소정 면적을 가진 전극이거나 절연체를 사이에 두고 두 개의 전극으로 이루어진 커패시터일 수 있다.
본 실시예에 따르면, 복수의 동일한 회로 각각의 동작을 하나의 회로로 겸용하기 때문에 사용되는 회로구성을 간단히 하고 부품 수를 적게 할뿐만 아니라 소자 특성의 편차 및 온도특성이 개선되는 효과가 있다. 또한 본 구현예에 따르면, 샘플홀드방식에 의해 감지된 신호는 감지전압 및 무신호전압이 각각 스위칭되어 AC 신호로 변환되므로 교류 증폭이 가능하게 되고, 따라서 험 노이즈(hum noise)에 강한 장점이 있다. 또한 본 실시예에서는 무신호전압에 감지전압이 가까워지도록 오프셋을 조정하여 센싱감도가 떨어지지 않도록 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 정전용량 검출회로를 도시한 구성 블럭도,
도 2는 도 1에 도시된 샘플홀드 회로의 세부 회로도,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 샘플홀드용 클럭 타이밍도의 예,
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 톱니파와 피크검출신호 파형의 예,
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 정전용량 검출회로의 동작을 설명하기 위한 파형의 예,
도 6은 종래의 정전 센서 회로를 도시한 예이다.
본 발명과 본 발명의 실시에 의해 달성되는 기술적 과제는 다음에서 설명하는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의하여 보다 명확해질 것이다. 다음의 실시예들은 단지 본 발명을 설명하기 위하여 예시된 것에 불과하며, 본 발명의 범위를 제한하기 위한 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 정전용량 검출회로를 도시한 구성 블럭도이고, 도 2는 도 1에 도시된 샘플홀드 회로의 세부 회로도이며, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 샘플홀드용 클럭의 타이밍도의 예이다.
본 발명의 실시예에 따른 정전용량 검출회로(100)는 도 1에 도시된 바와 같이, 정전류원(112), 전류조절부(114), 오프셋 조절 스위치(116), 제1 커패시터(C1), 클럭 스위치(122), 센서(132), 센서 스위치(134), 보정 커패시터(C2), 교류 증폭기(170), 영전압 클램프 검출기(180), 저역통과필터(182), 전압 비교기(190), 커플링(coupling) 커패시터(171,172)로 구성된다. 센서(132)는 소정의 면적을 가진 전극이거나 절연층을 사이에 두고 두 전극으로 이루어진 커패시터이다. 도 1에서 미설명 부호 110은 정전류원(112), 전류조절부(114), 오프셋 조절 스위치(116)로 구성되는 정전류부, 120은 제1 커패시터(C1), 클럭 스위치(122)로 구성되는 톱니파 생성부, 130은 센서(132), 센서 스위치(134), 보정 커패시터(C2)로 구성되는 감지부(센서부)이다.
먼저, 본 발명의 실시예에서 사용되는 클럭들로는 클럭 스위치(122)를 제어하여 톱니파 파형 전압을 생성하기 위한 시스템 클럭(CL)과, 무신호기간에 하이(high)가 되고 감지기간에 로우(low)가 되는 제1 샘플홀드 클럭(CP1)과, 제1 샘플홀드 클럭(CP1)과 위상이 반대로 되어 무신호기간에 로우(low)가 되고, 감지기간에 하이(high)가 되는 제2 샘플홀드 클럭(CP2)이 있다. 제1 샘플홀드 클럭(CP1)은 도 3의 (A)와 같이, 무신호기간에 하이가 되어 오프셋 조절 스위치(116)는 b로 연결하여 전류조절부(114)를 오프하게 하고, 센서 스위치(134)는 b로 연결하여 보정 커패시터(C2)가 제1 커패시터(C1)에 병렬로 연결되게 한다. 또한 감지기간에는 도 3의 (A)와 같이, 로우가 되어 오프셋 조절 스위치(116)는 a로 연결하여 전류조절부(114)를 정전류원(112)에 연결하고, 센서 스위치(134)는 a로 연결하여 센서(132)가 제1 커패시터(C1)에 병렬로 연결되게 한다.
제2 샘플홀드 클럭(CP2)은 도 3의 (B)와 같이, 무신호기간에 로우가 되고, 감지기간에 하이가 되어 샘플홀드부(150)가 무신호기간에 부궤환 루프를 연결하다가 감지기간에 부궤환 루프를 차단한 후 샘플홀딩된 전압을 정전류 자동제어 비교기(160)로 제공하게 한다.
본 발명의 실시예에서 시스템 클럭(CL)은 대략 125KHz이고, 샘플홀드 클럭(CP1,CP2)은 3.9KHz일 수 있다.
또한 본 발명의 실시예에서 감지(센싱)를 위해 톱니파 전압을 발생시키는 정전류회로에서 무신호 전압을 만들 때 정전류가 기준이 되도록 부궤환(Negative Feedback) 루프(loop)를 구현하고 있는데, 감지기간에도 부궤환 루프가 유지되고 있을 경우에는 정전류회로의 부궤환 루프에 의해 감지신호가 무신호 전압을 추종하여 무신호 출력과 감지 출력의 차이를 구별하기 어렵게 된다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 무신호기간에는 부궤환 루프를 구성하고 있다가 감지기간에는 부궤환 루프를 절단하고, 그때의 부궤환 전압을 샘플홀드하여 동일한 전압을 유지하게 한다. 이렇게 함으로써 톱니파 전압을 만드는 전류가 일정하게 되고, 감지기간과 무신호기간의 톱니파 전압의 파고치(wave peak value)가 다르게 되어 이를 감지할 수 있게 된다.
한편, 부궤환 루프에 의해 발생하는 정전류는 톱니파 전압의 파고(wave peak value)가 Vref(기준전압)와 동일하게 부궤환 루프를 구성하여 만들어지기 때문에 안정된 정전류를 얻을 수 있다. 그런데 이 정전류는 센서(132)가 연결되지 않은 상태에서 만들어지기 때문에, 센서 자체에서 발생하는 용량에 접근하기 위해서 어느 정도의 정전용량을 보정할 필요가 있다. 본 발명의 실시예에서는 나중에 설명하는 바와 같이 무신호기간에는 센서 스위치(134)를 통해 제1 커패시터(C1)에 보정 커패시터(C2)를 연결하여 보정하고 있다. 따라서, 주변에 연결된 회로소자들의 용량을 무시할 경우, 무신호시의 전체 용량은 대략 C1 + C2로 생각할 수 있다.
도 1을 참조하면, 정전류부(110)는 정전류원(112), 전류조절부(114), 오프셋 조절 스위치(116)로 구성되어 톱니파 생성을 위한 충전 정전류를 톱니파 생성부(120)에 공급한다.
이때, 실제에 있어서 센싱회로와 감지부(센서부)를 케이스 등에 장착했을 때는 무신호기간의 전압과 감지기간중 물체가 없는 경우의 전압이 반드시 일치하지 않는다. 그것은 무신호시의 총용량과 센싱시의 총용량의 미묘한 차이에서 발생한다. 이를 개선하기 위해서는 감지기간중 검출 물체가 없는 상태에서 감지전압이 무신호전압에 도달하도록 오프셋을 조정할 필요가 있다.
본 발명의 실시예에서는 오프셋 조절 스위치(116)가 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 전류조절부(114)를 차단(b로 연결하여 off)하고 있다가 감지기간에는 전류조절부(114)를 정전류원(112)에 연결하여 정전류부(110)에 전류를 가산하여 감지기간 중 검출 물체가 없는 상태에서 톱니파 전압이 무신호 전압에 도달되도록 한다. 즉, 본 발명의 실시예에서는 센싱 감도가 떨어지지 않도록 무신호전압에 감지전압이 가까워지도록 오프셋을 조정한다.
톱니파 생성부(120)는 제1 커패시터(C1)와 클럭 스위치(122)로 구성되어 정전류부(110)의 충전 정전류(i)에 의해 제1 커패시터(C1)를 충전시키고, 시스템 클럭(CL)에 의해 제1 커패시터(CP1)를 방전시켜 톱니파형 전압을 생성한다.
통상적으로 정전 용량을 검출하기 위해 톱니파를 만들 경우, (i)가 정전류라면 다음 수학식 1과 같이 톱니파 전압을 구할 수 있다.
Figure PCTKR2021000438-appb-img-000001
여기서, t는 시스템 클럭의 시간으로 정해지는데, 시스템 클럭은 정밀도를 위해 바람직하게는 크리스탈 발진을 분주하여 생성한다.
본 발명의 실시예에서는 i와 t를 일정하게 한 상태에서 감지부(130)의 검출용량이 변화하면 C가 변화되는 것에 의하여 톱니파 전압의 피크치가 변화하여 물체를 감지한다.
감지부(130)는 센서(132), 센서 스위치(134), 보정 커패시터(C2)로 구성되어 센서(132)로 물체를 감지하면, 감지부(120)의 전체 용량(C)이 변화되게 한다. 센서 스위치(134)는 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 보정 커패시터(C2)를 제1 커패시터(C1)에 병렬로 연결하고 있다가 감지기간에는 센서(132)를 제1 커패시터(C1)에 연결하여 톱니파 생성부(120)의 전체 용량(C)이 센서(132)에 의해 변화될 수 있게 한다.
따라서 톱니파 생성부(120)는 감지기간에 센서(132)에 물체가 검출되지 않을 경우에는 무신호전압에 가까운 감지전압을 생성하다가 감지부(130)에 의해 물체가 감지될 경우에는 전체 용량(C)이 증가하면서 감지전압이 낮아지게 되고, 그 전압 차이로 물체를 검출하게 된다.
피크치 검출기(140)는 톱니파 생성부(120)로부터 입력되는 무신호기간의 톱니파 전압 피크치와 감지시간의 톱니파 전압 피크치를 검출한다.
샘플홀드부(150)는 도 2에 도시된 바와 같이, 제1 오피앰프(152)와 샘플홀드 스위치(156), 샘플홀딩용 커패시터(Csh), 제2 오피앰프(158), 저항(R1,R2,R3), 다이오드(D1,D2)로 구성되어 제2 샘플홀드 클럭(CP2)에 따라 무신호기간에는 피크치 검출기(140)의 출력을 정전류 자동제어 비교기(160)로 연결하여 부궤환 루프를 유지하다가 감지기간에는 부궤환 루프를 차단한 후 샘플홀딩된 피크치 검출기(140)의 출력을 정전류 자동제어 비교기(160)로 전달한다. 정전류 자동제어 비교기(160)는 샘플홀드부(150)의 출력을 기준전압(Vref)과 비교하여 정전류부(110)로 피드백시킨다.
도 2를 참조하면, 제1 오피앰프(152)는 온도보상 및 버퍼 기능을 갖고 있고, 제2 오피앰프(158)는 샘플 홀드용이며, 샘플홀드 커패시터(Csh)는 샘플홀드 스위치(156)가 온(on)되는 무신호기간에 피크치 검출기(140)의 출력을 샘플링한 후 샘플홀드 스위치(156)가 오프(off)되는 감지기간에 샘플링한 값을 홀딩하고 있다.
제1 오피앰프(152)의 - 입력단자에 온도 보상용 저항(R3)이 연결되어 있고, 출력단과 -입력단자에는 온도보상용 다이오드(154;D1,D2)가 연결되어 있다. 제1 오피앰프(152)의 +입력단자로 피크치 검출기(140)의 출력이 입력된다.
제1 오피앰프(152)의 출력단에는 샘플홀드용 분압저항(R1,R2)이 연결되어 있고, 샘플홀드 스위치(156)가 분압저항(R1,R2)과 샘플홀드 커패시터(Csh) 사이에 연결되어 있다.
제2 오피앰프(158)는 무신호기간에는 샘플홀드 스위치(156)로부터 전달되는 신호를 정전류 자동제어 비교기(160)로 전달하다가 감지기간에는 샘플홀드 커패시터(Csh)의 홀딩된 신호를 정전류 자동제어 비교기(160)로 전달한다.
다시 도 1을 참조하면, 교류 증폭기(170)는 피크 검출기(140)의 출력을 교류 증폭하고, 영전압 클램프 검출기(180)는 교류 증폭기(170)의 출력을 동기 검파하여 교류신호의 파고값(peak value)을 검출한다. 이때 감지전압의 출력을 제로 전압으로 클램프하여 감지신호가 있으면 전압이 높아지도록 한다. 커플링 커패시터들(171,172)은 교류신호를 전달하기 위한 것이다. 이와 같이 본 발명의 실시예에서는 샘플 홀드를 응용하여 직접 직류를 교류(예컨대, 3.9kHz)로 변환하여 낮은 주파수(0 ~ 수백 Hz)의 노이즈 성분이 제거되므로 험 노이즈(hum noise)에 강한 신호처리가 가능하게 된다. 또한 일반적인 직류 증폭은 조금의 오차가 있어도 특성에 영향을 주고 있지만, AC 증폭은 구성이 쉬워 안정성을 높일 수 있다.
저역통과필터(182)는 영전압 클램프 검출기(180)의 출력을 저역 필터링하고, 전압 비교기(190)는 저역 필터링된 영전압 클램프 검출기(180)의 출력을 검출 기준전압(E)과 비교하여 검출신호를 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 톱니파와 피크검출신호 파형의 예이고, 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 정전용량 검출회로의 동작을 설명하기 위한 파형의 예이다.
도 4를 참조하면, (A)는 도 1의 A점에서 톱니파 전압을 도시한 파형도로서 P1은 무신호기간(Non Signal Period)의 톱니파 피크치이고, P2는 감지기간(Sensing Period)의 톱니파 피크치이다. (b)는 피크치 검출기(140)의 출력 파형으로서, 무신호기간의 전압과 감지기간의 전압의 차(△V)로 물체를 검출할 수 있다.
도 5를 참조하면, (A)는 제1 샘플홀드 클럭(CP1)의 타이밍도이고, (B)는 피크치 검출기(140)의 출력전압 파형도이며, (C)는 영전압 클램프(zero volt clamp) 검출기(180)의 출력전압 파형도이다. 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 의해 무신호기간과 감지기간이 반복되다가 감지기간에 물체가 검출되어 감지부(130)가 반응하기 시작하면 피크치 검출기(140)의 감지기간 전압은 점차 낮아지는 것을 알 수 있고, 영전압 클램프 검출기(180)의 출력 전압은 점차 증가하는 것을 알 수 있다.
이상에서 본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나, 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다.

Claims (5)

  1. 톱니파 전압 생성을 위한 충전용 정전류를 공급하는 정전류부;
    커패시터와 클럭을 구비하여 상기 정전류부에 의해 커패시터를 충전시키고 클럭에 의해 방전시켜 톱니파형 전압을 생성하는 톱니파 생성부;
    센서로 물체의 정전용량을 감지하면 상기 톱니파 생성부의 커패시터 용량이 변화되게 하는 감지부;
    상기 톱니파 생성부로부터 입력되는 무신호기간의 톱니파 전압 피크치와 감지기간의 톱니파 전압 피크치를 검출하는 피크치 검출기;
    무신호시 기준전압을 생성하기 위한 부궤환 루프를 상기 정전류부에 제공하기 위한 정전류 자동제어 비교기;
    상기 피크치 검출기와 상기 정전류 자동제어 비교기 사이에 배치되어 무신호기간에 상기 부궤환 루프를 연결하다가 감지기간에 상기 부궤환 루프를 차단한 후 샘플홀딩된 전압을 상기 정전류 자동제어 비교기로 제공하는 샘플홀드부;
    상기 피크치 검출기의 출력을 교류 증폭하는 교류 증폭기;
    상기 교류 증폭기의 출력을 동기 검파하여 교류신호의 파고값(peak value)을 검출하기 위한 영전압 클램프 검출기; 및
    상기 영전압 클램프 검출기의 출력을 검출 기준전압과 비교하여 검출신호를 출력하는 전압 비교기를 포함하는 정전용량 검출회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 정전용량 검출회로는,
    상기 영전압 클램프 검출기의 출력을 저역필터링하는 저역통과필터를 더 포함하는 정전용량 검출회로.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 정전류부는
    정전류원과, 전류조절부, 및 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 상기 전류조절부와 정전류원의 연결을 차단하고 있다가 감지기간에는 전류조절부를 상기 정전류원에 연결하여 정전류부에 전류를 가산하여 감지기간 중 검출 물체가 없는 상태에서 톱니파 전압이 무신호 전압에 도달되도록 하는 오프셋 조절 스위치를 포함하는 정전용량 검출회로.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 감지부는
    센서와, 보정 커패시터, 및 제1 샘플홀드 클럭(CP1)에 따라 무신호기간에는 상기 보정 커패시터를 톱니파 생성부에 연결하고 있다가 감지기간에는 센서를 톱니파 생성부에 연결하여 톱니파 생성부의 전체 용량이 센서에 의해 변화될 수 있게 하는 센서 스위치를 포함하는 정전용량 검출회로.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 샘플홀드부는
    온도보상 및 버퍼 기능을 하는 제1 오피앰프와, 제2 샘플홀드 클럭을 입력받는 샘플홀드 스위치와, 상기 샘플홀드 스위치가 온되는 무신호기간에 상기 피크치 검출기의 출력을 샘플링한 후 상기 샘플홀드 스위치가 오프되는 감지기간에 샘플링한 값을 홀딩하고 있는 샘플홀드 커패시터와, 무신호기간에는 상기 샘플홀드 스위치로부터 전달되는 신호를 정전류 자동제어 비교기로 전달하다가 감지기간에는 상기 샘플홀드 커패시터의 홀딩된 신호를 정전류 자동제어 비교기로 전달하는 제2 오피앰프를 포함하는 정전용량 검출회로.
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