CN103155417B - 电容测量电路、传感器系统及使用正弦电压信号测量电容的方法 - Google Patents

Abstract

一种电容测量电路包括：测量电压源，被配置为向待测电容的第一端馈送正弦电压信号，以使存储在待测电容上的电荷发生时间变化。所述电容测量电路还包括Δ-∑调制器。所述Δ-∑调制器被配置为从待测电容的第二端接收电荷并提供数字输出信号，所述数字输出信号取决于从待测电容接收的电荷量。在传感器系统中可采用所述电容测量电路。

Description

电容测量电路、传感器系统及使用正弦电压信号测量电容的方法

技术领域

根据本发明的部分实施方式涉及电容测量电路。根据本发明的另一些实施方式涉及传感器系统。此外，根据本发明的又一些实施方式涉及测量电容的方法。

根据本发明的实施方式涉及使用窄带杂散发射的Δ-∑调制器来测量电容。

根据本发明的实施方式涉及包括正弦激励的电容-数字转换器（CDC）（也称为“capacitive-to-digitalconverter”）。

背景技术

在许多技术领域中希望确定电容量。例如，存在多个不同的传感器，其中待检测的技术或物理测量量对传感器电容的值具有影响。因此，传感器电容的值会根据待检测的技术或物理量而变化。在许多情况下希望提供一个描述传感器电容的值的数字信息，从而允许得出待检测的技术或物理量的结论。

不管传感器技术如何，在许多情况下都希望高精度地确定电容的值。例如，这适用于为了匹配模块常常要求测量电容的实验室领域。另外，例如，确定与天线结构连接的调谐电容或匹配电容的值是很重要的。

总之，可以看出，电容性传感器广泛用于测量及传感器技术，并且其他领域中经常也需要测量电容。

此外，应说明的是，存在用于确定电容值的不同测量方法。已知的测量方法的实例如下：

-振荡频率受电容值影响的可去调谐振荡器（Detunableoscillator）。

-电荷转移法，在第一时间段给第一电容充电，电荷在第二阶段转移至第二电容。这里，第一电容和第二电容都可以用作测量电容。

-同步解调器法：根据电容变化调制正弦或方波振荡的振幅并利用低通滤波转换为测量信号。

-使用包括传感器电子设备上的脉冲电荷转移的标准∑-Δ调制器：在输入端利用基准电压操作Δ-∑调制器并评估在输入端支路中电容变化。

∑-Δ调制器常用于测量电容。下面将简短地讨论传统Δ-∑调制器的结构和运行模式。

关于这方面，首先参照DE102005038875A1，其描述了一种电容测量电路。该电容测量电路包括具有运算放大器的Δ-∑调制器、可与运算放大器的输入端连接的第一电容器以及运算放大器的反馈支路中的第二电容器。电容测量电路还包括可与第一电容器连接的基准信号源。第一或第二电容器在这里表示待测电容。在该电容测量电路中，不是测量并数字化的Δ-∑调制器的输入端的输入量，相反，在输入端连接有限定的基准信号源，并且Δ-∑调制器自身的分量表示测量数量。这里，可以数字形式获得测量结果。

WO2006/098976A2描述了一种包括端子的电容器用接口电路。用于检测电容器的电容的接口电路包括具有输入共模电压和两个汇总节点（summarizingnode）的差动积分放大器，该差动积分放大器的电压基本对应于输入共模电压。另外，该接口包括开关电路，该开关电路用于在第一阶段使电容器充电至第一电压电平，并在第二阶段将电容器连接至差动放大器的汇总节点之一。这导致第一输出变化，其基本上代表第一电压电平和输入共模电压之间的差且还代表电容器本身。另外，开关电路配置为在第三阶段使电容器充电至第二电压电平并在第四阶段将电容器连接至差动放大器的另一汇总节点，从而提供第二输出变化，其基本上代表第二电压电平和输入共模电压之间的差且还代表电容器本身。合并后的第一和第二输出变化代表电容器的电容，本质上与输入共模电压无关。

下面将参照图8简要描述Δ-∑调制器的原理。图8示出了Δ-∑调制器的方框电路图。根据图8的Δ-∑调制器800包括输入侧加法器810，其配置为接收测量量Umes、可切换基准量UREFP或UREFN和任选的偏移量Uoff，并利用相应的符号对接收的量进行求和。偏移量Uoff可以是例如负号并且例如至少部分补偿测量数量Umes。这意味着，在加法器810的输出端具有一个与测量量Umes、偏移量Uoff及各个基准量UREFP或UREFN的求和结果相对应的量812（如果需要，将考虑到符号）。

另外，Δ-∑调制器800包括积分器820，该积分器820配置为接收总和量812并求积分，从而获得积分器输出信号822。

另外，Δ-∑调制器800包括阈值决定器830，该阈值决定器830配置为接收积分器输出信号或积分器结果信号822并将其与阈值进行比较，从而得出表示比较结果的离散值（比如二进制等）输出信号832。优选地，输出信号832为离散时间方式，由此表示数字位流。输出信号832或相应数字位流还用于决定是向加法器810馈送第一基准量UREFP还是第二基准量UREFN。因此，阈值决定器的输出信号832通常决定加法器810的输出信号812是执行积分器820的向上积分还是向下积分。

参照图9，将更详细地描述用于测量电压信号的传统Δ-∑调制器。图9中示出了∑-Δ调制器900的稍微简化的电路图。

∑-Δ调制器900接收输入电压vin，并基于此提供描述（describe）输入电压vin的数字位流920（例如参考基准电位GND）。∑-Δ调制器900包括作为中心元件、被配置为对电荷求积分的积分器930。为此，积分器930包括运算放大器934和积分电容Cint。正相输入端（+）例如耦接基准电位GND。有积分电容Cint例如连接在运算放大器932的反相输入端（-）和输出端之间。运算放大器932的反相输入端（-）处的节点充当电荷求和节点（chargesummationnode，电荷累积节点），原因是流入电荷求和节点932的电荷被累积到积分电容Cint上。在这方面，还应说明的是，电荷求和节点932表示虚拟质量节点，原因是运算放大器932（寄生偏移电压除外）至少大体上使电荷求和节点932处于与非反相输入端（+）相同的电位下，即例如处于基准电位下。另外，通常可以假设流入反相运算放大器输入端的电荷极小，可忽略不计，原因是运算放大器932的输入端通常具有极高的电阻。

∑-Δ调制器900还包括输入电容Cin，其第一端在第一阶段可经由开关940与输入电压vin连接并在第二阶段可与基准电位GND连接。输入电容Cin的第二端在第一阶段可通过开关942与基准电位GND连接并在第二阶段可与电荷求和节点932连接。因此，在第一阶段给输入电容Cin充电（如图9所示的开关940，942的开关位置），其中存储在输入电容Cin上的电荷取决于输入电压vin的量（参考基准电位）以及电容Cin的量，其中Qin=Cin*vin。在开关940、942的开关位置与图9中所示的开关位置相反的第二阶段，使输入电容Cin放电，其中向积分电容Cint馈送在第一阶段存储在电容Cin上的电荷，条件是该电荷不用来自反馈电容Cfb和/或偏移电容Coffset的电荷补偿。

∑-Δ调制器还包括反馈支路。该反馈支路主要包括阈值比较器950。该阈值比较器950例如配置为将运算放大器934输出端的电压与基准电位进行比较并根据比较结果提供其输出端的第一数字值或第二数字值。第一数字值（比如，逻辑“0”等）或第二数字值（比如，逻辑“1”等）在这里形成数字位流920的位。另外，∑-Δ调制器包括反馈电荷提供器960，其配置为根据阈值比较器950输出端的数字值在∑-Δ调制器的周期中向电荷求和节点932馈送预定电荷量的正电荷或预定电荷量的负电荷。为此，在第一阶段通过第一开关962和第二开关964示例性地使反馈电容Cfb放电。在第二阶段，反馈电容Cfb根据阈值比较器950的输出端是取第一逻辑电平或取第二逻辑电平任选连接至正基准电压vrefp或负基准电压vrefn。同时，反馈电容Cfb的第二端在第二阶段与电荷求和节点932耦接。相应地，利用反馈电容Cfb将反馈电荷Qfb=Cfb*vrefp或电荷Qfb=Cfb*vrefn提供给求和节点932，这取决于阈值比较器950的输出端在∑-Δ调制器的各个周期中是取第一逻辑值还是取第二逻辑值。

任选地，在∑-Δ调制器的周期内，还可利用偏移电荷提供电路970向电荷求和节点932馈送偏移电荷以便例如设定∑-Δ调制器的偏移值。

总而言之，生成数字位流920，其（通过驱动偏移电荷提供电路960）使经由输入电容Cin馈送给电荷求和节点932的电荷基本上由通过反馈电荷提供电路960及（任选）通过偏移电荷提供电路970馈送给电荷求和节点932的电荷之和补偿。数字位流由此为∑-Δ调制器的周期顺序指示是向电荷求和节点932馈送正反馈电荷还是负反馈电荷，从而将运算放大器932输出端的电平降低至阈值比较器950的阈值。因此，数字位流920是对在∑-Δ调制器的周期内馈送给电荷求和节点932的电荷Qin的量度（measure），其又为输入电压vin和输入电容Cin的积。

下面将参照图10描述使用“标准”∑-Δ调制器的电容测量电路（也称为“电容性测量电路”）1000。该电路仅与图9的用于测量电压信号的∑-Δ调制器900略有不同，因此只阐述不同之处。此外，相同装置或相同作用的装置具有相同参考标号，因此不会再次进行讨论。

测量电路1000与图9的测量电路900的不同之处在于如何向电荷求和节点932馈送输入电荷。这里的电容测量电路1000包括在第一阶段利用开关1040，1042放电的待测电容或传感器电容Csensor。待测电容或传感器电容Csensor在第二阶段还通过开关1040，1042连接在预定的、通常时间恒定的基准电位vrefn或基准电位vrefp以及电荷求和节点932之间，以便在电容测量电路的周期内分别向这里的电荷求和节点馈送电荷Qsensor=vrefn*Csensor和Qsensor=vrefp*Csensor。由于电压vrefn或vrefp是预定且已知的，所以，由于待测电容或传感器电容Csensor引起的馈送至电荷求和节点932的电荷是未知电容或待测电容Csensor的量度。因待测电容或传感器电容Csensor而存储的电荷Qsensor由∑-Δ转换器确定，使得数字位流920描述电荷Qsensor，由此也描述电容Csensor。

虽然∑-Δ调制器常用于测量电容，如参照图10示例性地描述的一样，但发现由于传感器电容（比如，图10的电容Csensor等）的脉冲再充电，在某些应用中仍然存在宽带杂散发射的问题。

该问题已在例如以下情况中发现，当该方法（比如，参照图10描述的方法）用于监测关闭过程中的电动窗和门以免意外夹住人或物体时。

已发现，传感器电容的天线状结构由于脉冲再充电流导致电磁波的宽带发射，脉冲再充电流是传感器电容的近方波脉冲驱动造成的。

还发现，这使得在不同应用中会超过针对电磁兼容性的阈值。用于汽车业时，这可能会导致无线电接收的声音干扰，因为所发出的频谱带可以被识别到千兆赫范围，所以这种干扰在所难免。

通常使用窄带测量法，以便减少或避免所提及的关于电磁兼容性的问题。此窄带测量法经常使用同步解调器或锁相放大器。这将杂散发射限制在小频带。然而，这些方法就偏移补偿、放大设定及测量频率切换而言相当不利。

鉴于此，本发明的目的在于提供一种测量电容的构思，提供关于电容测量的精确性和杂散发射的更好的折衷。

发明内容

利用根据权利要求的电容测量电路、根据权利要求的传感器系统以及根据权利要求的测量电容的方法来实现该目的。

本发明的实施方式提供了一种电容测量电路，其包括：测量电压源，配置为向待测电容的第一端馈送（至少近似的）正弦电压信号，以使存储在待测电容上的电荷发生时间变化（temporalchange）。所述电容测量电路还包括Δ-∑调制器。所述Δ-∑调制器配置为从待测电容的第二端接收电荷并提供取决于从待测电容接收的电荷的量的数字输出信号。

本发明的实施方式基于以下发现：如果向待测电容的第一端施加（至少近似的）正弦信号而不是通常使用的方波信号，则也可以使用Δ-∑调制器可靠地测量电容，其中使用至少近似的正弦信号的基本优点在于传感器电容进行的杂散发射（并通过可能存在的相应馈线）仅为非常窄的频带。因此，与向待测电容的端子施加大致方波信号的传统电路相比，大大提高了本发明电路的电磁兼容性，而利用至少近似的正弦信号不会明显降低电容测量的精度。

本发明电容测量电路具有相当的优势，因为向电容的第一端施加导致窄带以及由此的相对“无害的”杂散发射的基本上正弦电压信号，所以容易被滤除。此外，通过将电荷从待测电容转移至Δ-∑调制器，可以高精度地确定待测电容的电容值。由于使用了用于确定电容值的Δ-∑调制器，因此测量误差通常比当使用同步解调器或锁相放大器时要小。

在优选实施方式中，电容测量电路配置为在第一阶段利用正弦电压信号使待测电容进入第一电荷状态并在第二阶段利用正弦电压信号使待测电容进入第二电荷状态。这种情况下的Δ-∑调制器配置为接收等于存储在第一电荷状态下的待测电容上的电荷量与存储在第二电荷状态下的待测电容上的电荷量之间的差的电荷量并提供取决于所接收的电荷的量的数字输出信号。结果发现，至少近似正弦电压信号也非常适于使待测电容进入两个定义明确的电荷状态，使得存储在待测电容上的电荷量之间的差是待测电容的电容值的精确量度且可以通过Δ-∑调制器进行评估。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器包括积分电容。在这种情况下，所述Δ-∑调制器配置为在第一阶段将待测电容的第二端与积分电容分开，并在第二阶段将待测电容的第二端耦接至积分电容。因此，第二阶段积分电容上的电荷由于改变存储在待测电容上的电荷而改变或受到影响。这允许精确确定电容值，因为从待测电容转移到积分电容上的电荷量基本上与待测电容的电容值和电容的第一端在第一阶段结束和第二阶段结束之间的电压差的积成正比。通常能高精度地确定或固定后一电压变化。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为将待测电容的第二端拉（pull）至预定恒定电位，但待测电容的第二端处于电浮动状态（electricallyfloatingstate）下的较短（寄生的且并非必要的）过渡阶段除外。通过对待测电容的第二端设定或施加大致恒定的第二电位（参考基准电位），基本上避免了由于待测电容的第二电极的杂散发射。因此，典型地向待测电容的第一电极施加大致的正弦电压进程（sinusoidalvoltagecourse），而向待测电容的第二电极施加恒定电压（或恒定电位）。这意味着待测电容只产生小且基本上窄带杂散发射，其在待测电容在空间上较大并因此表现出发射的明显趋向的情况下尤其有利。

在优选实施方式中，所述测量电压源配置为在电容测量过程中向待测电容馈送频率稳定且振幅稳定的正弦电压信号。在至少三个周期（例如至少20个周期或至少100个周期或甚至至少1000个周期）内频率稳定（比如，+/-5%或甚至+/-1%的频率容差）、振幅稳定（比如，+/-10%或甚至+/-2%的容差）的正弦电压信号具有相对窄的频谱，并因此只伴随窄带干扰。

在优选实施方式中，所述测量电压源配置为在至少三个周期不间断地向待测电容的第一端馈送频率稳定且振幅稳定的正弦电压信号。

在优选实施方式中，所述电容测量电路配置为在待测电容生成周期性电压进程（periodicvoltagecourse），使得待测电容的电压值在一个周期内与正弦电压进程的电压值最多相差参考正弦电压进程的振幅的10%。这又确保了待测电容的杂散发射保持为较小。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为在第一阶段将待测电容的第二端连接至基准电位馈源（referencepotentialfeed，基准电位馈送部），在第二阶段将待测电容的第二端连接至虚拟质量节点（virtualmassnode）并在第二阶段检测存储在待测电容上的电荷。相应的过程允许在第一阶段使待测电容进入第一电荷状态，而无需改变存储在Δ-∑调制器的积分电容上的电荷量。然而，在第二阶段，存储在待测电容上的电荷会发生改变，因为通常在接近第二阶段结束中施加给待测电容的第一端的电压不同于在第一阶段结束时施加给待测电容的第一端的电压。由该电压变化引起的电荷变化由Δ-∑调制器进行检测并且（通常结合反馈电容提供的电荷和偏移电容提供的电荷）有助于改变存储在Δ-∑调制器的积分电容上的电荷量。

在优选实施方式中，所述电容测量电路经配置使得由所述测量电压源提供的大致正弦电压信号与所述Δ-∑调制器的操作阶段（operatingphase）同步。相应的同步确保明确定义的电荷变化由于施加给待测电容的第一端的正弦电压在Δ-∑调制器的操作阶段期间或在Δ-∑调制器的操作阶段之间产生，明确定义的电荷变化是待测电容的电容值的量度。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为至少大致地（比如，在周期持续时间的+/-10%或+/-5%的容差内）在（至少近似）正弦电压信号的最大值或（至少近似）正弦电压信号的最小值时，在待测电容的第二端与所述Δ-∑调制器的积分电容分开的第一阶段与待测电容的第二端和积分电容耦接的第二阶段之间执行过渡（transition）。如此设定时间进程使得第一阶段和第二阶段之间的切换在施加给待测电容的第一端的电压随时间仅略微改变时发生。因此，第一阶段和第二阶段之间的切换点并不是很关键，几乎不会破坏测量结果。另外，如此设定切换时间通常不会给待测电容的第二电极上的电压造成明显干扰，这又使得杂散发射极小。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器包括具有输入侧电荷求和节点和积分结果输出端的电荷积分器。此处的电荷积分器配置为对输入侧电荷求和节点处接收的电荷求积分以便在积分结果输出端获得信号。所述Δ-∑调制器还包括阈值比较器，所述阈值比较器配置为将施加给电荷积分器的积分结果输出端的电平与阈值进行比较并提供取决于比较结果的数字输出信号的离散值，所述电平描述电荷求和节点处接收的电荷的积分。所述Δ-∑调制器还配置为在电荷求和节点处从待测电容的第二端接收电荷并另外向电荷求和节点馈送取决于比较结果的电荷量。这意味着Δ-∑调制器实现了通过电荷补偿反馈量确定由待测电容提供的电荷量的原理，该结果是离散值信号。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器由此配置为在所述Δ-∑调制器的一个阶段（例如，其是工作循环的一部分）向电荷求和节点馈送预定电荷量，预定电荷量至少部分补偿从待测电容接收的电荷量。

在另一个优选实施方式中，所述Δ-∑调制器包括偏移电容，所述偏移电容包括第一端和第二端。在这种情况下，所述Δ-∑调制器配置为向偏移电容的第一端施加（至少近似）正弦电压信号并周期地将偏移电容的第二端与电荷求和节点耦接以及将偏移电容的第二端与电荷求和节点分离。这样，向偏移电容的第一电极施加至少近似的正弦电压信号，这又对避免宽度干扰是非常有利的。另外，通过周期地使偏移电容的第二端耦接至电荷求和节点，可以向电荷求和节点馈送，明确定义量的电荷有助于至少部分补偿从待测电容接收的电荷或甚至引起过度补偿从待测电容接收的电荷。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为向偏移电容的第一端施加与由所述测量电压源提供的大致正弦电压信号相比相位相反的至少近似的正弦电压信号。此处的Δ-∑调制器配置为在同样时间间隔内将偏移电容的第二端和待测电容的第二端连接至电荷求和节点。这样，可以通过非常精确的方式实现偏移补偿，此处的偏移补偿容差较小。

在优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为经由共用开关将偏移电容的第二端和待测电容的第二端连接至电荷求和节点。这代表特别有效的实现。

在另一个优选实施方式中，所述Δ-∑调制器配置为向电荷求和节点施加正弦电流进程的至少一个区段。这样又允许通过相对较低的干扰方式提供补偿电荷。

另一个实施方式包括一种传感器系统，其包括传感器电容，配置为根据待测量使电容值改变至少20%。另外，所述传感器系统包括如上所述的电容测量电路。此处的电容测量电路耦接至传感器电容，使得传感器电容代表待测电容。此传感器系统具有上文已讨论的优点。

在优选实施方式中，所提及的传感器系统中的电容测量电路配置为，假设已知由测量电压源提供的正弦电压信号的振幅，执行评估以便获得描述传感器电容的电容值的信息。相应地，可以得出有关传感器电容的电容值的结论，可以输出或处理有关传感器电容的电容值的信息以便获得例如有关装置状态的信息。

在根据本发明的优选实施方式中，所述传感器电容代表所述Δ-∑调制器的输入电容。

根据本发明的另一个实施方式提供了一种测量电容的方法。该方法基于与上述电容测量电路相同的发现。

附图说明

随后将参照附图对本发明的实施方式进行详述，其中：

图1示出了根据本发明一个实施方式的电容测量电路的方框电路图；

图2示出了根据本发明一个实施方式的电容测量电路的详细电路图；

图3示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路的详细电路图；

图4a示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路的详细电路图；

图4b示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路的详细电路图；

图4c示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路的详细电路图；

图5示出了包括正弦激励的∑-Δ调制器的时钟方案（clockscheme）；

图6a示出了开关电容器技术的一个基本电路图；

图6b示出了开关电容器技术的另一个基本电路图；

图7示出了根据本发明一个实施方式的测量电容的方法的流程图；

图8示出了Δ-∑调制器的原理的示意图；

图9示出了用于测量电压信号的常规∑-Δ调制器的详细电路图；

图10示出了使用“标准”∑-Δ调制器的常规电容测量电路的详细电路图。

具体实施方式

1、根据图1的电容测量电路

图1示出了根据本发明一个实施方式的电容测量电路100的方框电路图。电容测量电路100包括测量电压源110，配置为向待测电容Cmess的第一端120a馈送正弦电压信号，以使存储在待测电容Cmess中的电荷的时间变化。所述电容测量电路100还包括Δ-∑调制器130。所述Δ-∑调制器130配置为从待测电容Cmess的第二端120b接收电荷并提供取决于从待测电容Cmess接收的电荷量的数字输出信号132。

就电容测量电路100的操作模式而言，将要提到的是，存储在待测电容Cmess中的电荷的时间变化是由施加给待测电容Cmess的第一端120a的正弦电压信号100造成的。这意味着结果为在正弦电压信号的一部分周期内（例如在第一阶段）存储在待测电容上的电荷增加。然而，在例如代表正弦电压信号的一部分周期的第二阶段，结果为存储在待测电容Cmess中的电荷减少（或所存储的电荷的符号发生变化）。此处的Δ-∑调制器130配置为从待测电容Cmess的第二端接收示例如从待测电容Cmess排出的电荷，其中施加给待测电容Cmess的第一端120a的正弦电压信号的时间变化可以是电荷从电容Cmess中排出来的原因。此处的Δ-∑调制器130可以提供数字输出信号132，使得数字输出信号132描述从待测电容接收的电荷Q的量。这意味着数字输出信号132同时描述待测电容Cmess，假设已知正弦电压信号的电压进程，原因是所接收的电荷Q通常与待测电容Cmess的电容值成正比。

在这方面，数字输出信号132允许进行评估以便得出有关待测电容Cmess的电容值的结论，这在某些实施方式中实施完成了这样的评估。

下面将描述有关如何设置电容测量电路100的进一步详情。

另外，还应指出，此处的正弦电压信号也表示近似的正弦电压信号。例如，已发现，由测量电压源100提供的电压信号参照理想正弦电压进程的振幅偏离例如10%的理想正弦电压进程通常仍然会得到好结果。特别地，使用至少近似的正弦电压信号避免了待测电容的电极上的电压进程或待测电容Cmess耦接的馈线中的电流进程包括强谐波部分。

在这方面，电容测量电路100的电磁兼容性通常要比使用Δ-∑调制器的常规电容测量电路的电磁兼容性好很多。

2、根据图2的电容测量电路

下面将参照图2更详细地讨论电容测量电路。图2示出了此电容测量电路200的详细电路图。

电容测量电路200包括电荷积分器230作为中心元件。电荷积分器230包括输入侧电荷求和节点232和积分结果输出端233。

另外，电容测量电路包括测量电荷提供电路240，配置为向电荷求和节点232馈送（正或负）数量的电荷，该电荷的量取决于待测电容Csensor的电容值。

电容测量电路200还包括反馈电荷提供电路260，配置为向电荷求和节点232馈送取决于控制信号252的（正或负）数量的电荷。控制信号252决定反馈电荷提供电路260向电荷求和节点232馈送第一数量的电荷（比如，正数量的电荷）还是第二数量的电荷（比如，负数量的电荷）。

电容测量电路还包括偏移电荷提供器270，配置为在Δ-∑调制器的时钟周期内向电荷求和节点232馈送预定固定的或可选数量的电荷。此外，偏移电荷提供器270是任选的。

电容测量电路还包括阈值决定器250。阈值决定器250的输入端例如与电荷积分器230的积分结果输出端233耦接。阈值决定器250的第二输入端（比如，基准输入端）与例如基准电位GND耦接。阈值决定器250的输出端提供数字位流252，比如两个不同值（比如，逻辑“0”和逻辑“1”等）的离散时间序列。数字位流252的值可以同时表示反馈电荷提供器260的控制信号，由此决定在Δ-∑调制器的（时钟）周期内通过反馈电荷提供器260向电荷求和节点232馈送第一数量的电荷（比如，正数量的电荷）还是第二数量的电荷（比如，负数量的电荷）。

下面将更详细地描述电容测量电路200的各个组件的结构。

电荷积分器230例如包括运算放大器234和电荷积分电容Cint。运算放大器234的正相输入端（+）例如与基准电位GND耦接。运算放大器234的反相输入端（-）与电荷求和节点232耦接。积分电容Cint连接在电荷求和节点232和运算放大器234的输出端之间。运算放大器234由此（在可能范围内及杂散干扰量内，比如输入偏移电压）确保电荷积分节点232的电位等于基准电位GND。另外，运算放大器234的输入端通常具有较高的电阻（兆欧姆级的输入电阻），使得只有小得可忽略不计的电流才能流入运算放大器的输入端或从其流出。积分电容Cint对通过测量电荷提供器240、反馈电荷提供器260以及可能的偏移电荷提供器270馈送给电荷求和节点232的电荷（正电荷和负电荷）之和求积分。积分结果输出端233的电压例如与累积到积分电容Cint上的电荷的量成正比，其中该电荷例如可以是正电荷以及负电荷。

阈值比较器250例如将积分结果输出端233的电压电平与预定基准值（比如基准电位GND）进行比较。阈值比较器250由此在其输出端提供离散值（比如，二进制或三值的）信号，指示积分结果输出端233的电压电平是大于还是小于基准电压（其例如可以等于0，参考基准电位）。这意味着阈值比较器250例如提供描述存储在积分电容Cint中的电荷的量和/或存储在积分电容Cint中的电荷的符号的离散值（比如，二进制）信号。阈值比较器250的输出信号也可以通过时钟方式进行更新以获得离散时间和离散值数字位流252。

测量电荷提供器240例如包括提供至少近似的正弦电压信号242的测量电压源。在第一端244a例如向待测电容或传感器电容Csensor馈送测量电压信号242。待测电容的第二端244b经由开关246耦接至基准电位GND的基准电位馈源或电荷求和节点232。通常情况下，测量电荷提供器240被配置为使得待测电容的第二端244b在第一阶段与基准电位GND的基准电位馈源耦接并使得待测电容Csensor的第二端244b在时间上不与第一阶段重叠的第二阶段与电荷求和节点232耦接。因此，在待测电容Csensor的第二端244b与基准电位馈源耦接的第一阶段，将第一数量的电荷施加给待测电容Csensor，该第一数量的电荷的最终值基本上由在第一阶段结束时传感器电容Csensor的量和待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压的电压值的积确定。

通过将第二端244b连接至基准电位馈源，确保基准电位GND在第一阶段基本上施加给第二端244b。

在第二阶段，通过运算放大器234确保基准电位GND也施加给第二端244b，因为电荷求和节点232用作虚拟质量节点。

因此，存储在待测电容上的电荷的量在第二阶段改变，其中在第二阶段结束时存在于待测电容上的电荷的量基本上由待测电容Csensor的电容值和在第二阶段结束时施加给第一端244a的电压值（参考基准电位GND）的积确定。另外，通常可以假设，在第二阶段开始时与第一阶段结束时一样，通常相同数量的电荷存储在待测电容Csensor中。

结果是，存储在电容Csensor中的电荷的量在第二阶段从第一阶段结束时存储的电荷的量变为第二阶段结束时存储的电荷的量。因此，电荷的量变化基本上对应于待测电容Csensor的电容值和分别在第一阶段结束时和第二阶段结束时存在于待测电容Csensor的第一端244a的两个电压值U1、U2之间的差的积。在第二阶段通过测量电荷提供电路240向电荷求和节点232馈送等于在第一阶段结束时存储在电容Csensor中的电荷的量和在第二阶段结束时存储在电容Csensor中的电荷的量之间的差的量的电荷。电荷的对应数量可以是正的或负的，这取决于第一阶段结束时第一端244a的电压是大于还是小于第二阶段结束时第一端244a的电压。

还应指出，待测电容Csensor在某些实施方式中可以是Δ-∑调制器的一部分。例如，待测电容Csensor可以表示Δ-∑调制器的输入电容。然而，待测电容Csensor在其他实施方式中也可以位于Δ-∑调制器的外侧，例如可以设置为远离实际的Δ-∑调制器电路。

反馈电荷提供电路260还包括反馈电容Cfb。反馈电容Cfb的第一端264a可以通过开关262（反馈电荷提供电路260的第一开关）耦接至基准电位GND的基准电位馈源或开关268（反馈电荷提供电路260的第三开关）的中心端。

反馈电容Cfb的第二端264b可通过开关266（反馈电荷提供电路260的第二开关）耦接至基准电位GND的基准电位馈源或电荷求和节点232。通常驱动开关262，266使得在Δ-∑调制器的第一阶段反馈电容的两端264a，264b可以耦接至基准电位GND的基准电位馈源，以便在第一阶段给反馈电容Cfb放电。然而，在第二阶段，反馈电容Cfb的第一端264a例如耦接至开关268的中心端，第二端264b耦接至电荷求和节点232。在第二阶段，结果是反馈电容Cfb的第一端264a通过开关262和开关268耦接至正基准电位vrefp或负基准电位vrefn，这取决于数字位流252的电流（或前一）值。

因此，在第二阶段当数字位流252的电流值取第一值时，通过反馈电荷提供器260向电荷求和节点232馈送数量Qfb+=Cfb*vrefp的整体正电荷。或者，当数字位流252的电流值取第二值时，通过反馈电荷提供器260向电荷求和节点232馈送负电荷Qfb-=Cfb*vrefn。总而言之，反馈电荷提供器260用于在Δ-∑调制器的第二阶段向电荷求和节点232馈送预定正数量的电荷或预定负数量的电荷，这取决于数字位流252的电流值。

偏移电荷提供电路270例如包括偏移电容Coffset。偏移电容的第一端274s可通过开关272（偏移电荷提供电路270的第一开关）耦接至基准电位GND的基准电位馈源并且还可通过开关272耦接至开关278（偏移电荷提供电路270的第三开关）的中心抽头。偏移电容Coffset的第二端274b可通过开关276（偏移电荷提供电路270的第二开关）耦接至基准电位GND的基准电位馈源或电荷求和节点232。在∑-Δ调制器的第一阶段，偏移电容Coffset的第一端274a和偏移电容Coffset的第二端274b通常通过开关272，276耦接至基准电位GND的基准电位馈源，以便在第一阶段给偏移电容Coffset放电。然而，在第二阶段，偏移电容Coffset的第一端274a通过开关272，278耦接至预定基准电位，例如耦接至正基准电位vrefp或负基准电位vrefn。同时，在第二阶段，偏移电容Coffset的第二端274b通过开关276耦接至电荷求和节点232。

这意味着在第二阶段通过偏移电荷提供电路向电荷求和节点232有效地馈送电荷，其中由偏移电荷提供电路Qoffset馈送的电荷由偏移电容Coffset的电容值和在第二阶段施加给偏移电容Coffset的第一端274a的相应电压（比如，vrefp，vrefn等）的积确定。在这方面，任选偏移电荷提供电路270配置为在第二阶段向电荷求和节点232馈送预定数量的电荷，该预定数量的电荷至少部分地补偿，在某些情况下甚至过度补偿通过测量电荷提供电路240馈送给电荷求和节点的电荷。

就整个电路200的运行模式而言，可以说，在例如包括非重叠阶段的第一阶段和第二阶段的周期内，通过测量电荷提供电路240向电荷求和节点232馈送一定量的电荷Qsensor，通过偏移电荷提供电路270馈送一定量的电荷Qoffset，并通过反馈电荷提供电路260馈送一定量的电荷Qfb。

利用施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦交流电压的预定、已知振幅以及利用正弦交流电压和∑-Δ调制器的阶段之间的恒定时间同步，例如，通过测量电荷提供电路240馈送给电荷求和节点232的电荷基本上与待测电容的电容值成正比。通过偏移电荷提供电路270提供给电荷求和节点232的电荷量基本上是恒定的，因为可以假设在第二阶段馈送给偏移电容Coffset的第一端274a的电压基本上是恒定的并且偏移电容的电容值基本上也是恒定的或至少预定不变（并且已知）。

通过反馈电荷提供电路260馈送给电荷求和节点232的电荷取两个已知值中的一个，这取决于数字位流252的电流值。在第二阶段在预定周期内通过反馈电荷提供电路260向电荷求和节点232馈送正电荷还是负电荷基本上取决于前一周期结束时积分电容Cint上的电荷是正电荷还是负电荷。因此，当前一周期内积分电容Cint上的电荷是正电荷时，结果积分电容Cint上的电荷减小（变为更少正电荷或甚至为负电荷）。相反，当负电荷在前一周期中存在于积分电容Cint上时，结果是积分电容Cint上的电荷会变成更多正电荷。电荷求和节点232利用反馈电荷提供电路260多久提供一次（在∑-Δ调制器的周期中的序列中）正电荷和负电荷取决于电荷Qsensor和电荷Qoffset之和有多大以及电荷Qsensor和Qoffset之和是正的还是负的。根据Qsensor+Qoffset总和取哪个值，数字位流252包括例如或多或少的0或1。例如，当Qsensor+Qoffset=0时，至少可大致预测，数字位流252包括相同数量的0和1。然而，当Qoffset+Qsensor大于0或小于0时，0和1的平衡转移，因此数字位流252中将存在更多的0或1。

3、根据图3的电容测量电路

下面将参照图3简要描述本发明电容测量电路的另一个实施方式。图3示出了电容测量电路300的详细电路图。电容测量电路300在设置和运行模式方面与根据图2的电容测量电路200非常相似。相同电路元件和信号或具有相同作用的电路元件和信号用相同的参考标号来表示，因此不会再次进行讨论。

根据图3的电容测量电路300与根据图2的电容测量电路200的根本区别在于用修改的偏移电荷提供电路370替换偏移电荷提供电路270。

修改的偏移电荷提供电路370包括偏移电容Coff。修改的偏移电荷提供电路370还包括电压源，配置为将至少近似的正弦电压信号372施加给偏移电容Coff的第一端374a。修改的偏移电荷提供电路370还包括开关376，该开关376配置为在第一阶段将偏移电容Coff的第二端374b连接至基准电位GND的基准电位馈源并在第二阶段将偏移电容Coff的第二端374b连接至电荷求和节点232。通过电压源施加给偏移电容Coff的第一端374a的至少近似的正弦电压信号的相位与施加给待测电容Csensor的第一端244a的至少近似的正弦电压信号相比最好是相反的（即，移相180°）。

施加给偏移电容的第一端374a的正弦电压信号的振幅可以等于施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压信号的振幅或不同于所述振幅。优选地，施加给待测电容的第一端244a的正弦信号的振幅和待测电容Csensor的平均电容值的积大致等于（例如有+/-10%或+/-20%的容差）施加给偏移电容Coff的第一端374a的电压信号的振幅和偏移电容Coff的电容值的积。这将确保有偏移电荷提供电路370提供的电荷至少大致补偿由测量电荷提供电路240提供的电荷。这使得例如提高电容测量电路的灵敏度。

必须的是，基本连续的正弦电压信号在此施加给偏移电容Coff的第一端374a或第一电极，由此产生有利的杂散行为。然而，偏移电容Coff的第二端374b几乎连续地（除了开关376处于临时中间状态的很短阶段之外）处于基准电位GND。这意味着没有向偏移电容Coff施加的脉冲式信号，由此产生有利的杂散行为。这同样适用于待测电容Csensor。

4、根据图4a、4b和4c的电容测量电路

4.1、根据图4a的电容测量电路

图4a示出了根据本发明的另一实施方式的电容测量电路的详细电路图。电容测量电路的结构和操作模式与根据图2的电容测量电路200和根据图3的电容测量电路300非常相似。由于这个原因，相同或功能相等的特征在此处用相同的参考编号表示，因此不会再次进行讨论。而是引用上述论述。

根据图4a的电容测量电路400与根据图2的电容测量电路200和根据图3的电容测量电路300的根本区别在于分别不同的，尤其简单地实现测量电荷提供器240和偏移电荷提供器270和370（就涉及交换技术而言）。电容测量电路400包括组合测量电荷偏移电荷提供电路400，配置为在∑-Δ调制器的第二阶段向电荷求和节点232馈送电荷，该电荷的量由测量电荷量和偏移电荷量之间的差确定。

组合测量电荷偏移电荷提供电路440包括待测电容Csensor和偏移电容Coff。组合测量电荷偏移电荷提供电路440包括测量电压源，配置为将（至少近似的）第一正弦电压信号施加给待测电容Csensor的第一端444a。组合测量电荷偏移电荷提供电路440还包括另一个电压源，配置为将（至少近似的）第二正弦电压信号施加给偏移电容的第一端474a。由另一个电压源提供的第二电压信号的相位例如与由测量电压源提供的第一电压信号的相位相反。第一电压信号和第二电压信号的振幅例如可以相同或不同。

待测电容Csensor的第二端444b和偏移电容Coff的第二端474b相互之间可以直接地或永久地耦接（其间没有任何开关）。待测电容Csensor的第二端444b和偏移电容Coff的第二端474b例如可通过开关446耦接至基准电位GND的基准电位馈源或电荷求和节点232。

因此，在第一阶段，将待测电容Csensor冲入电荷，该电荷量由在第一阶段结束时待测电容Csensor的第一端444a的电压以及待测电容Csensor的电容值确定。类似地，在第一阶段，将偏移电容Coff充入电荷，该电荷的量由在第一阶段结束时偏移电容Coff的第一端474a的电压以及偏移电容Coff的电容值确定。优选地，在第一阶段存储在待测电容Csensor上的电荷，关于其大小，大致等于（比如，在20%的容差范围内）在第一阶段存储在偏移电容Coff上的电荷，这可通过适当选择待测电容Csensor和偏移电容Coff的电容值并适当选择施加给端子444a，474a的正弦电压的振幅来实现。

在第二阶段，存储在待测电容Csensor中的电荷和存储在偏移电容Coff上的电荷变化，通常相位相反。

因此，在第二阶段，只有相对小的电荷通过开关446流入电荷求和节点323，其中通过开关446流动的电荷量是由存储在待测电容Csensor中的电荷量的变化和存储在偏移电容上的电荷量的变化之间的差产生的。因此，开关446的损耗保持为非常小。此外，电路400的结构尤其简单并且电路400只利用特别少的元件。

4.2、根据图4b的电容测量电路

图4b示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路480的详细电路图。电容测量电路的结构和操作模式与根据图2的电容测量电路200、根据图3的电容测量电路300及根据图4a的电容测量电路400非常相似。由于这个原因，相同或功能相等的特征在此处用相同的参考编号表示，因此不会再次进行讨论。而是引用上述论述。

根据图4b的电容测量电路480与根据图4a的电容测量电路400的不同之处在于反馈电荷提供器482替换反馈电荷提供器260。

反馈电荷提供器482包括提供至少近似的正弦电压信号484的电压源。至少近似的正弦电压信号484例如连续地或永久地施加给反馈电容Cfb的第一端485a。反馈电荷提供器482还包括第一开关486，配置为将反馈电容Cfb的第二端485b耦接至基准电位GND的基准电源馈源或第二开关487的中心端。第二开关487配置为根据数字位流252将其中心端耦接至基准电位GND的基准电位馈源或电荷求和节点232。

就反馈电荷提供器482的功能而言，可以说，在第一阶段，即当第一开关486将反馈电容Cfb的第二端485b连接至基准电位GND的基准电位馈源时，使反馈电容Cfb充电至一个电压，该电压由在第一阶段结束时施加给反馈电容Cfb的第一端485a的正弦电压信号484的值确定。在第二阶段，如果反馈电容Cfb的第二端485b耦接至电荷求和节点232，存储在反馈电容Cfb中的电荷改变，在第一阶段结束和第二阶段结束之间产生的存储在反馈电容Cfb中的电荷量的变化分别使得向电荷求和节点232馈送电荷或从电荷求和节点232排出电荷。通过根据数字位流252的电流值选择性地将反馈电容Cfb的第二端485b耦接至电荷求和节点或通过将其与电荷求和节点分开所实现的是，在第二阶段，一定量的电荷被反馈电容Cfb选择性地馈送至电荷求和节点232。该数量电荷的量由在第一阶段结束时施加给反馈电容Cfb的第一端485a的电压和在第二阶段结束时施加给反馈电容Cfb的第一端485a的电压之间的差确定。是否向电荷求和节点232馈送电荷取决于反馈电容Cfb的第二端485b是否与电荷求和节点232耦接。

要指出的是，在本实施方式中，不可能根据数字位流252的值通过反馈电荷提供电路482将正数量和负数量的电荷提供给电荷求和节点。相反，在根据图4b的实施方式中，通过反馈电荷提供电路482只可以向电荷求和节点232馈送预定数量的电荷或不向其馈送电荷。由于这个原因，建议配置组合测量电荷偏移电荷提供电路440，使得其总是向电荷求和节点馈送正数量的电荷或负数量的电荷，与待测电容Csensor的量无关。这可以通过适当选择正弦电压的振幅或电容值来实现。

根据图4b的电容测量电路480的优点在于反馈电荷提供电路也可以利用正弦电压信号进行操作。在许多情况下，这导致杂散发射大量减少，从而提高电磁兼容性。此外，就电容测量的精度而言，在许多情况下，这对于基于电压信号生成的反馈电荷是有利的，该电压信号与用于提供测量电荷或偏移电荷的电压信号极其类似。由此，因例如不同阶段的时间容差而产生的误差可以保持为较小或甚至完全被消除。

另外，要指出的是，也可以在本文描述的其他电容测量电路中采用反馈电荷提供电路482。

4.3、根据图4c的电容测量电路

图4c示出了根据本发明另一实施方式的电容测量电路490的详细电路图。电容测量电路的结构和操作模式与根据图2的电容测量电路200、根据图3的电容测量电路300、根据图4a的电容测量电路400及根据图4b的电容测量电路480非常相似。由于这个原因，相同或功能相等的特征在此处用相同的参考编号表示，因此不会再次进行讨论。而是引用上述论述。

根据图4c的电容测量电路490与根据图4a的电容测量电路400及根据图4b的电容测量电路480的根本区别在于，与反馈电荷提供电路360，482相比，使用了改变的反馈电荷提供电路492，其根据数字位流252的电流值向电荷求和节点232馈送第一反馈数量的电荷或第二反馈数量的电荷，其中第一反馈数量的电荷和第二反馈数量的电荷的符号通常相反。

反馈电荷提供电路492例如包括提供至少近似的第一正弦信号494a和至少近似的第二正弦信号494b的电压源。第一正弦信号494a和第二正弦信号494b可以例如彼此相反或彼此移相180°。第一正弦信号494a还可以与正弦信号372相同，第二正弦信号494b例如可以与正弦信号242相同。也可以利用相同的电压源提供彼此相同的正弦信号。

由此，反馈电荷提供器492配置为将第一正弦信号494a施加给第一反馈电容Cfb﹣的第一端495a并将第二正弦信号494b施加给第二反馈电容Cfb+的第二端。

第一反馈电容Cfb﹣的第二端495b可以通过第一开关496a耦接至基准电位GND的基准电位馈源或第三开关497的第一端。第二反馈电容Cfb+的第二端495b可以通过第二开关496b耦接至基准电位GND的基准电位馈源或第三开关497的第二端。优选地，驱动第一开关496a使得第一反馈电容Cfb﹣的第二端494b在第一阶段耦接至基准电位GND的基准电位馈源并在第二阶段耦接至第三开关497的第一端。类似地，优选驱动第二开关496b使得第二反馈电容Cfb+的第二端495b在第一阶段耦接至基准电位GND的基准电位馈源并在第二阶段耦接至第三开关497的第二端。第三开关497也配置为将第一端或第二端耦接至电荷求和节点232，这取决于数字位流252的电流值。

总之，在第一阶段，第一反馈电容Cfb﹣的第二端495b和第二反馈电容Cfb+的第二端495b耦接至基准电位GND的基准电位馈源。然而，在第二阶段，第一反馈电容Cfb﹣的第二端495b或第二反馈电容Cfb+的第二端495d耦接至耦接至电荷求和节点232，这取决于数字位流252的电流值。

这导致在第一阶段向第一反馈电容Cfb﹣施加由在第一阶段结束时施加给第一反馈电容Cfb﹣的第一端495a的电压确定的电荷量。类似地，在第一阶段将电荷存储在第二反馈电容Cfb+上，该电荷的量由在第一阶段结束时施加给第二反馈电容Cfb+的第一端495c的电压确定。在第二阶段，改变反馈电容Cfb﹣，Cfb+中的一个（第二端495b，495d耦接至电荷求和节点232）的电荷。在第二阶段结束时存储在耦接至电荷求和节点232的反馈电容上的电荷量由在第二阶段结束时施加给相应电容的第一端495a和495c的电压确定，总之，使得在第二阶段存储在相应反馈电容上的电荷量的变化由相应电容的第一端在第一阶段结束和第二阶段结束之间的电压变化确定。结果存储在第一反馈电容Cfb﹣和第二反馈电容Cfb+中的电荷量在第一阶段结束和第二阶段结束之间变化。所存储的电荷量变化导致在第二阶段通过其第二端495b，495d在第二阶段耦接至电荷求和节点232的反馈电容Cfb﹣和Cfb+向电荷求和节点馈送一定量的电荷。通常情况下，在第二阶段馈送给电荷求和节点232的电荷的量的符号根据两个反馈电容Cfb﹣及Cfb+中的哪一个在第二阶段与电荷求和节点耦接而不同。

获得的结果是通过反馈电荷提供电路492向电荷求和节点232馈送正数量的电荷或负数量的电荷，这取决于数字位流252的电流值。此外，特别优良的电磁兼容性通常如下实现如下：向第一反馈电容的第一端495a和第二反馈电容的第一端495c施加各自的正弦电压信号。另外，电容测量电路特别优良的精确性通常如下实现：施加给第一反馈电容的第一端495a的电压信号的信号形状基本上对应于正弦电压信号372的信号形状并且施加给第二反馈电容的第一端495c的电压信号的信号形状基本上对应于电压信号242的信号形状。

5、根据图2、3、4a、4b和4c的电路的操作模式

下面将描述有关图2、3、4a、4b和4c的电路的操作模式及特定优点的详情。

在这点上要指出的是，根据图2的电容测量电路200可以被视为包括“标准”∑-Δ调制器的电容测量电路。然而，根据图3的电容测量电路300可以被视为使用“正弦”∑-Δ调制器的电容性测量电路。根据图4a的电容测量电路400、根据图4b的电容测量电路480及根据图4c的电容测量电路490也可以被视为使用“正弦”∑-Δ调制器的电容性测量电路。

下面将参照图5、6a和6b对电容测量电路200、300、400、480、490的时钟方案进行描述。

图5示出了测量电荷提供电路240的电路图以及施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压和开关246的开关状态的图。示意图520描述了随时间施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压的进程，横坐标522表示时间，纵坐标524表示电压值。Δ-∑调制器的周期通常在时间上与待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压信号同步。示例性地，这里假设Δ-∑调制器的第一周期从当待测电容Csensor的端子244a的电压信号表现最大值时的时间t1开始，在当第一端244a的电压表现下一个最大值时的时间t3结束。

这里假设提供控制Δ-∑调制器的不同阶段或操作阶段的两个偏移时钟信号（时钟1，时钟2）。第一时钟信号“时钟1”的时间进程用参考编号530示出，第二时钟信号“时钟2”的时间进程用参考编号540示出。例如在当待测电容Csensor的端子244a的电压信号表现最大值时的时间t1之后不久的时间t11激活（enable）第一时钟信号（时钟1）。第一时钟信号在当待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压信号表现最小值时的时间t2时停用（disable）。第一时钟信号然后在剩余周期内（即在时间t2和t3之间）保持无效（inactive）。

然而，第二时钟信号（时钟2）在时间t1时变得无效。第二时钟信号（时钟2）在时间t2之后不久的时间t21被激活，然后保持有效直至时间t3为止。

因此，第一时钟信号（时钟1）和第二时钟信号（时钟2）不重叠，即决不同时有效。

另外，要指出的是，待测电容Csensor的端子244a的正弦电压信号的周期持续时间通常为100纳秒至5微秒，对应于200kHz至10MHz的频率。时间t1和t11之间的时间间隔小于或甚至远远小于相应电压信号的周期持续时间的1/20。这同样适用于时间t2和t21之间的时间间隔。另外，时间t1和t11之间的时间间隔以及时间t2和t21之间的时间间隔通常小于10纳秒，使得第一时钟信号和第二时钟信号都无效时的时间段极短。

还要指出，∑-Δ调制器的第一阶段由有效的第一时钟信号限定。∑-Δ调制器的第一阶段由此从时间t11延至时间t2。∑-Δ调制器的第二阶段由有效的第二时钟信号限定。∑-Δ调制器的第二阶段由此从时间t21延至时间t3。

当了解测量电荷提供电路240的操作模式之后，很明显，在第一阶段结束时，将例如对应于由测量电压源提供的正弦电压信号的（通常为负的）最小值的电压U-施加给待测电容Csensor的第一端244a。在第一阶段，待测电容Csensor通过开关246与电荷求和节点232分开。

然而，在第二阶段，对待测电容Csensor再充电使得在第二阶段结束时将电压U+施加给待测电容Csensor的第一端244a，电压U+对应于测量电压源提供的正弦电压信号的最大值（通常为正）。然而，通过电荷积分器230的运算放大器234使待测电容Csensor的第二端244b保持在基准电位GND。这使得待测电容Csensor的端子244a，244b或电极之间的电压进程基本上为正弦并使耦接至待测电容的端子244a，244b或电极的各自的馈线中的相应电流也近似正弦。这导致明显减少了干扰。

下面将参照图6描述用于实现反馈电荷提供器260并在用于实现偏移电荷提供器270的电容测量电路200中使用的开关电容技术如何工作。

图6a示出了参考编号610的所谓的开关电容器技术的一个基本电路图。电路组件610结合开关262，266可例如起到反馈电容Cfb的作用。

第一时钟信号的状态的图示说明用参考编号630示出，第二时钟信号的状态的图示说明用参考编号640示出。周期内的不同阶段的定义对应于已参照图5讨论的定义。电路组件610包括第一输入侧开关622，设置为在第一阶段将电容C的第一端644a连接至电压源（图6a中未示出）。电路组件610还包括第二输入侧开关624，设置为在第二阶段将电容C的第一端644a连接至基准电位GND的馈源。电路组件610还包括第一输出侧开关626，配置为在第一阶段将电容C的第二端644b连接至基准电位GND的馈源。另外，电路组件610包括第二输出侧开关628，配置为将电容C的第二端644b连接至另一个电路节点，比如电荷求和节点232。

第一输入侧开关622和第一输出侧开关626例如利用第一时钟信号（时钟1）驱动，由此在第一阶段关闭，否则打开。第二输入侧开关624和第二输出侧开关628例如利用第二时钟信号（时钟2）驱动，由此在第二阶段关闭，否则打开。因此，在第一阶段通过输入侧电压源给电容C充电，在第二阶段通过输出侧开关628向另一个节点比如电荷求和节点232放电。

因此，电容C交替充电和放电，充电阶段（阶段1）和放电阶段（阶段2）在时间上不重叠。

作为电路组件610的替代，也可以交换输入侧开关622，624的时间驱动，如与反馈电荷提供器260中的情况一样。当电容C充电时，此时的电容连接在图6a中未示出的输入侧电压源和图6a中未示出的另一个输出侧节点（比如，电荷求和节点232）之间，使得在给电容C充电时，将电荷转移至输出侧节点（比如，电荷求和节点232等）。在这种情况下，电容C通过两个闭合开关624，626放电。

驱动开关622，624，626及628的两个变化与上述电容测量电路的结合是可行并且合理的。

图6b示出了开关电容器技术的原理的另一个图示。

就图2、3、4a、4b和4c的电容测量电路200，300，400的基本操作模式而言，可以说，当适当定义电荷的符号时，在积分电容Cint上的电荷Qint、从传感器电容Csensor转移至积分电容Cint的电荷Qmess、从偏移电容Coffset转移至积分电容Cint的偏移电荷Qoff以及从反馈电容Cfb转移至积分电容Cint的反馈电容Cfb之间适用以下关系：

Qint=Qmess–(Qoff+Qfb)。

同时（或者，作为选择，按特定顺序），测量电容、偏移电容及反馈电容的电荷存储在积分电容上。

在优选实施方式中，反馈电容的电容值Cfb大于或等于待测电容（Cmess）和偏移电容（Coff）的电容值之间的差：

Cfb≥(Cmess–Coff)。

此外，在某些优选实施方式中，以下关系式适用：

Cmess>Cfb。

在优选实施方式中，以下关系式适用：

Cmess=2*Cfb。

根据图2、3、4a、4b和4c的电容测量电路200，300，400优选在恒定频率的非重叠两阶段时钟下操作。在第一时钟阶段，开关1闭合，给电容Cmess（或Csensor）、Coff和Cfb充电。在第二时钟阶段下，开关2闭合，并将所有三个电容的电荷转移至积分电容Cint。

图6b示出了包括各自的时钟图的可能的开关变化。然而，对开关电容器技术来说存在许多其他电路变化。

一般情况下，还应提出的是，在使用施加给调制器的不同输入端的几个正弦电压的电路组件中，各正弦电压的振幅可以选择为不相同。例如，这适用于根据图3的电路组件300，其中施加给电容器端子244a，374a的正弦电压242，372的振幅可以选择为不相同。例如，这也适用于根据图4a的电路组件400，其中施加给电容器端子444a，474a的正弦电压242，372的振幅可以选择为不相同，这也适用于根据图4b的电路组件480，其中施加给电容器端子444a、474a、485a的正弦电压242、372、484的振幅可以选择为不相同，并且这也适用于根据图4c的电路组件490，其中施加给电容器端子444a，474a，495a，495c的正弦电压242，372，494a，494b的振幅可以选择为不相同。各自的电容也可以选择为不相同。

这里描述的电路组件的部分方面也意味着调制器的不同输入端（比如，根据图4a的电路组件中的）的正弦电压的振幅不需要表现出相同的振幅，但也可用以设定测量电荷、偏移电荷和反馈电荷的比。

此外，要指出的是，在电路组件的本文描述中，描述并示出了单端型实现或设计。然而，在某些情况下，实施差动设计在某些情况下可能是有利的。换句话说，这里描述的所有实施方式也都可以差动实现。将单端型电路技术转移为差动电路技术对本领域技术人员来说是已知的。

6、根据图7的方法

图7示出了根据本发明的实施方式的确定待测电容的电容值的方法的流程图。方法700包括：在步骤710，向待测电容的第一端馈送正弦电压信号。另外，该方法700包括：在步骤720，从待测电容的第二端接收电荷。该方法700还包括：在步骤730，提供数字输出信号，使得数字输出信号取决于从待测电容接收的电荷的量。

该方法700可以利用本文针对本发明器件描述的所有特征和功能进行补充。

7、结论

下面将简要概括本发明的构思，将对某些重要方面进行讨论。

本发明的实施方式涉及使用Δ-∑调制器，用于在窄带杂散发射下测量电容。这允许将电位杂散频率移至根据应用对周围环境产生较小临界效应的区域。另外，存在一种借助外部连接更容易抑制这些窄频带的方式，这利用在目前所使用的Δ-∑方法中应用的宽带耦接是不可能的。

图8中示出了Δ-∑调制器的基本功能。换句话说，图8示出了Δ-∑调制器的原理的示意图。

图9及图10示出了将常规Δ-∑调制器用于电容测量时的连接。在第一时钟阶段从待测输入电压给调制器的输入端的电容Cin充电。在第二时钟阶段，电荷被置于积分电容Cint上并根据常规Δ-∑原理进行处理。

根据本发明的实施方式提供了一种系统，其中输入电压vin（例如像在分别根据图9和图10的电路组件900和1000中使用的输入电压vin）用频率稳定且振幅稳定的正弦电压替换，输入支路中的电容Cin用测量电容Csensor替换。图1、2、3、4a、4b和4c中示出了各个电路组件。

将正弦信号（比如，至少近似的正弦电压信号），而不是方波信号（如先前公开的），置于传感器电容上（比如，待测电容Csensor的第一端244a上），从而避免宽度杂散发射。

电容Csensor同时也是Δ-∑调制器的输入电容（对应于图9和图10的电路900，1000中的Cin）。

一般情况下，调制器在固定操作频率下操作，然而，该固定操作频率可因测量不同而有所不同（任选地）。

在根据本发明的实施方式中，经由开关S1/x从限定的正弦电压给测量电容Csensor相继充电。该电荷然后通过开关Sx/2置于调制器的（比如，Cint）的多个积分电容（或一个积分电容）上，求积分并进行评估。

开关（比如，开关246，262，266，272，276）利用固定频率的非重叠两阶段时钟进行操作。两阶段时钟与施加给传感器电容的输入端（比如，第一端244a）的正弦电压“+正弦”同步操作。

输出位流（比如，数字位流252）被积分或馈送给数字滤波器以便获得有关电容的电容值的信息。

某些实施方式中的任选偏移电容Coffset包括相对于输入正弦信号（比如，施加给传感器电容Csensor的第一端244a的正弦电压信号）偏移180°的正弦电压或固定电压（比如，vrefp或vrefn）。

调制器的测量范围由反馈支路中的电容Cfb与输入电容Cin之比以及正弦信号振幅（例如施加给待测电容Csensor的第一端248a的正弦电压信号）与反馈支路中的基准电压（vrefp–vrefn）之比确定。

主要是，反馈支路在某些实施方式中可以被供应正弦电压。

当从积分电荷中排出所限定的电荷时，可以从测量电容（Csensor）中排出固定偏移部分。这可以通过与传感器电容并联的偏移电容Coff实现，传感器电容从偏移了180°（相对于施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压偏移180°）的正弦电压或与反馈支路相当的（固定或可切换的）基准电压充电。

测量的灵敏度、杂散发射的强度以及参照传感器电荷的偏移电荷尤其会受正弦电压的振幅变化的影响。

在根据本发明的某些实施方式中，以下关系式至少大体上适用：

Csensor=Cfb+Coffset。

以下定义在本文中适用：

Cfb：反馈支路中的电容；

Coffset：测量电容的静态部分（staticportion）；

Csensor：测量电容的动态部分（dynamicportion）。

存在不同的实现偏移电容的方式，例如：

-集成硅电容；

-外部偏移电容Coffset；或者

-集成或外部电容数模转换器。

与标准∑-Δ调制器不同，此处提出的方法中的时钟与正弦信号（比如，施加给待测电容Csensor的第一端244a的正弦电压信号）同步。关于这一点，这里参照图5及相应阐述。优选在正弦信号的最大值或最小值处切换两个时钟（时钟1和时钟2）的各个阶段（比如，阶段1和阶段2）。这意味着在测量电容的一个板或电极上（比如，在连接至第一端244a的板或电极上）总会存在（至少在通常包括∑-Δ转换器的几个周期的电容测量过程中）恒定的正弦频率（或固定的正弦电压信号），并且在第二板或电极上（比如，在连接至待测电容Csensor的第二端244b的板或电极上）总会存在恒定直流电压或DC电压。正弦频率在某些实施方式中可能会因测量不同而有所不同，但也可以在不同测量之间保持不变。

当最小化偏移电容的杂散发射也是有必要或可取的时，其操作可以与图3和图4的实施方式一致，例如使用移相180°（相对于施加给待测电容的第一端的正弦电压移相）的正弦电压。这使得在偏移电容上也仅仅窄带发射。

当使用图4a、4b或4c的电路时，输入电压（施加给偏移电容Coff的第一端274a的输入电压）应该是相对（施加给待测电容Csensor的第一端444a的电压的）输入信号移相180°的正弦电压。正弦电流（比如，用于提供偏移电荷的正弦电流）也可以用于替代正弦电压。所有剩余的电路组件保持不变。

使正弦电压和时钟同步可以通过不同方式实现。以正弦电压为例，各自的时钟可以通过零交叉和/或最小/最大电压检测产生。另一种优选实施方案使用n倍（n-fold）更高振荡器时钟并通过数字采样点和数模转换器生成正弦信号形状，该正弦信号形状可以利用低通滤波器进行平滑处理。使用数字时钟同步正弦电压的这些及类似方法通常是已知的。

以下讨论发明电路组件的评估。首先将描述根据本发明的实施方式的基本优点。

根据本发明的实施方式的相当大的优势是结合了电容式Δ-∑调制器和也在同步解调器中使用的窄带传感器激励的优点。杂散发射被限于可调节窄频带。这是利用相应频率选择可以应用高振幅的传感器激励信号的原因。这在例如将该方法用于逼近传感器（approximationsensor）、距离传感器及其他传感器时增加了有效距离。

本发明构思由此具有代替使用同步解调器的优点。与提供模拟电压（随后必须使用另一电路模块转化为数字信号来作为输出信号）的同步解调器不同，Δ-∑调制器直接提供数字输出信号，比如以数字位流252的形式，减少了电路支出。

下面将描述本发明构思可适用的某些领域。

本发明电容测量电路或本发明传感器系统或本发明方法尤其适用于所有这样的电容式测量系统：传感器并不代表屏蔽系统，但借助所发射的场实现其传感器作用：

-进行保护以免被自动关闭窗、门及其他部件夹住；

-监视机器人或其他可移动部件以避免与人或物体碰撞；

-在开放式测量系统中测量材料参数、厚度、一致性、水分含量等的方法；

-湿度和雨水传感器；以及

-触敏操作和输入场。

根据本发明的实施方式可以用于这里以及导论部分描述的所有应用。

总之，可以说，根据本发明的实施方式涉及利用窄带杂散发射的Δ-∑调制器测量电容。使用Δ-∑调制器（也称为“电容式数字转换器”（CDC））的常规电容测量方法通常利用方波或准方波信号对待测电容进行操作，而在根据本发明的实施方式中，向待测电容施加正弦电压信号。已发现，待测电容上的方波或准方波信号的存在造成开放传感器系统出现相当大的杂散发射问题。相反，本发明构思或方法利用正弦信号在传感器电容上操作，由此将杂散发射限制到限定的窄频带。

根据本发明的实施方式可以例如实施为集成电路。然而，也可以利用离散元件来实现。

实施可以是如上文所详述地非对称的，也可以是对称的。

根据本发明的实施方式通用于电容测量技术领域。根据本发明的实施方式由此代表根据DE102005038875A1的构思的显著改进方案。

Claims (22)

1.一种电容测量电路（100；200；300；400），包括：

测量电压源（110），被配置为向待测电容（Cmess，Csensor）的第一端（120a；244a；444a）馈送正弦电压信号（242）以引起存储在所述待测电容上的电荷的时间变化；以及

Δ-∑调制器（130；230，Csensor，246，250，260，270），所述Δ-∑调制器被配置为从所述待测电容的第二端（120b；244b；444b）接收电荷并提供取决于从所述待测电容接收的电荷量的数字输出信号（132；252）；

其中，所述电容测量电路被配置为在第一阶段利用所述正弦电压信号（242）使所述待测电容（Cmess，Csensor）进入第一电荷状态并在第二阶段利用所述正弦电压信号（242）使所述待测电容进入第二电荷状态；并且

其中，所述Δ-∑调制器（130；230，Csensor，246，250，260，270）被配置为接收等于在第一电荷状态下存储在所述待测电容（Cmess，Csensor）中的电荷量与在第二电荷状态下存储在所述待测电容上的电荷量之间的差的电荷量并提供取决于所接收的电荷量的数字输出信号（132；252）。

2.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器包括积分电容（Cint），并且

其中，所述Δ-∑调制器被配置为在第一阶段将所述待测电容（Cmess，Csensor）的第二端（120b；244b；444b）与所述积分电容分开，使得所述积分电容上的电荷在第一阶段保持不受存储在所述待测电容上的电荷的变化的影响；并且

其中，所述Δ-∑调制器被配置为在第二阶段将所述待测电容的第二端耦接至所述积分电容，使得所述积分电容上的电荷在第二阶段受存储在所述待测电容上的电荷在第二阶段发生的变化的影响。

3.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为除了在所述待测电容的第二端处于电浮动状态下的过渡阶段外，将所述待测电容的第二端（120b；244b；444b）拉至预定恒定电位（GND）。

4.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述测量电压源（110）被配置为在电容测量期间向所述待测电容（Cmess；Csensor）馈送频率稳定且振幅稳定的正弦电压信号（242）。

5.根据权利要求4所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述测量电压源被配置为在至少三个周期以不间断的方式向所述待测电容的第一端（120a；244a；444a）馈送频率稳定且振幅稳定的正弦电压信号（242）。

6.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述电容测量电路被配置为在所述待测电容（Cmess，Csensor）生成周期性电压进程，使得在所述待测电容的电压值在一个周期期间与正弦电压进程的电压值最多相差参考所述正弦电压进程的振幅的10%。

7.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为在第一阶段将所述待测电容的第二端（120b；244b；444b）连接至基准电位（GND）的基准电位馈源，在第二阶段将所述待测电容的第二端连接至被拉至基准电位的虚拟质量节点并在第二阶段检测存储在所述待测电容上的电荷的变化。

8.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述电容测量电路被配置为使得由所述测量电压源（100）提供的所述正弦电压信号（242）与所述Δ-∑调制器的操作阶段同步。

9.根据权利要求8所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为在所述正弦电压信号（242）的最大值或最小值时，在所述待测电容（Cmess；Csensor）的第二端（120b；244b；444b）与所述Δ-∑调制器的积分电容（Cint）分开的第一阶段与所述待测电容的第二端和所述Δ-∑调制器的所述积分电容耦接的第二阶段之间执行过渡。

10.根据权利要求1所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器包括具有输入侧电荷求和节点（232）和积分结果输出端（233）的电荷积分器（230），其中，所述电荷积分器被配置为对在所述输入侧电荷求和节点处接收的电荷积分以便在积分结果输出端获得所述信号；

其中，所述Δ-∑调制器还包括阈值比较器（250），所述阈值比较器被配置为将施加给所述电荷积分器的积分结果输出端（233）的电平与阈值进行比较并且提供取决于比较结果的数字输出信号（132；252）的离散值，所述电平描述在所述电荷求和节点处接收的电荷的积分；并且

其中，所述Δ-∑调制器被配置为在所述电荷求和节点（232）处从所述待测电容（Cmess，Csensor）的第二端（120b；244b；444b）接收电荷并且还向所述电荷求和节点馈送取决于比较结果的电荷量（Qfb）。

11.根据权利要求10所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为在所述Δ-∑调制器的一个阶段向所述电荷求和节点馈送预定电荷量（Qoffset），所述预定电荷量至少部分地补偿从所述待测电容（Cmess，Csensor）接收的电荷量。

12.根据权利要求11所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述Δ-∑调制器包括偏移电容（Coffset；Coff），所述偏移电容包括第一端（274a；374；474a）和第二端（274b；374b；474b），所述Δ-∑调制器被配置为向所述偏移电容的第一端施加正弦电压信号（372）以及使所述偏移电容的第二端与所述电荷求和节点（232）分别周期性地耦接和分离。

13.根据权利要求12所述的电容测量电路（100；300；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为向所述偏移电容的第一端（374a；474a）施加与由所述测量电压源（110）提供的所述正弦电压信号（242）相比相位相反的正弦电压信号（372）；并且

其中，所述Δ-∑调制器被配置为在相同时间间隔将所述偏移电容的第二端（274b；374b，474b）和所述待测电容的第二端（120b；374b；474b）连接至所述电荷求和节点（232）。

14.根据权利要求13所述的电容测量电路（100；400），其中，所述Δ-∑调制器被配置为经由共用开关（446）将所述偏移电容的第二端（474b）和所述待测电容的第二端（474b）连接至所述电荷求和节点（232）。

15.根据权利要求11所述的电容测量电路（100），其中，所述Δ-∑调制器被配置为向所述电荷求和节点（232）馈送来自正弦电流进程的至少一部分。

16.根据权利要求10所述的电容测量电路，其中，所述Δ-∑调制器包括反馈电荷提供电路（482；492），所述反馈电荷提供电路被配置为向所述电荷求和节点（232）馈送取决于比较结果的电荷量（Qfb）；

其中，所述反馈电荷提供电路包括至少第一反馈电容（Cfb；Cfb-）；

其中，所述反馈电荷提供电路被配置为向所述第一反馈电容的第一端（485a；495a）施加正弦电压信号（484；494a）并且根据比较结果使所述第一反馈电容的第二端（485b；495b）与所述电荷求和节点分别耦接或分离。

17.根据权利要求16所述的电容测量电路，其中，所述反馈电荷提供电路（492）包括第二反馈电容（Cfb+）；

其中，所述反馈电荷提供电路被配置为向所述第二反馈电容（Cfb+）的第一端（495c）施加与被施加给所述第一反馈电容（Cfb-）的第一端（495a）的正弦电压信号（494a）相比相位相反的正弦电压信号（494b），并且

根据比较结果将所述第一反馈电容的第二端（495b）或所述第二反馈电容的第二端（495d）耦接至所述电荷求和节点。

18.根据权利要求1所述的电容测量电路，其中，在差动电路技术中实施所述电容测量电路。

19.一种传感器系统，包括：

传感器电容（Cmess；Csensor），被配置为根据待测量使电容值改变至少20%；以及

根据权利要求1至17中任一项所述的电容测量电路（100；200；300；400），其中，所述电容测量电路耦接至所述传感器电容，使得所述传感器电容代表待测电容。

20.根据权利要求19所述的传感器系统，其中，所述电容测量电路被配置为，假设已知由所述测量电压源（110）提供的所述正弦电压信号（242）的振幅，执行评估以便获得描述所述待测电容（Cmess；Csensor）的电容值的一个信息。

21.根据权利要求19所述的传感器系统，其中，所述传感器电容代表所述Δ-∑调制器的输入电容。

22.一种确定待测电容的电容值的方法（700），包括：

向所述待测电容的第一端馈送（710）正弦电压信号；

从所述待测电容的第二端接收（720）电荷；以及

提供（730）数字输出信号，使得所述数字输出信号取决于从所述待测电容接收的电荷量；

其中，在第一阶段利用所述正弦电压信号将所述待测电容置于第一电荷状态，并且其中，在第二阶段利用所述正弦电压信号将所述待测电容置于第二电荷状态；并且

其中，根据与在第一电荷状态下存储在所述待测电容（Cmess，Csensor）中的电荷量和在第二电荷状态下存储在所述待测电容上的电荷量之间的差相等的电荷量，利用Δ-∑调制提供所述数字输出信号。