JP2013538346A - 正弦波電圧信号を用いて容量を測定する容量測定回路、容量測定センサーシステム及び容量測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】容量測定の精密性とスプリアス発射との妥協に関して改善された測定容量概念を提供することである。
【解決手段】容量測定回路は、測定すべき容量の電荷に一時的な変化をもたらすために、該測定すべき容量の第１端子に正弦波電圧信号を送るよう構成された測定電圧源を含む。容量測定回路はデルタシグマ変調器をさらに含む。デルタシグマ変調器は、測定すべき容量の第２端子から電荷を受け取り、測定すべき容量から受け取ったこの電荷量に応じたデジタル出力信号を出力するよう構成されている。この容量測定回路はセンサーシステムに組み込まれてもよい。
【選択図】 図１

Description

本発明に係る実施形態は容量測定回路に関する。本発明の更なる実施形態はセンサーシステムに関する。さらに、本発明の他の実施形態は容量測定方法に関する。本発明に係る実施形態は、狭帯域スプリアス発射のデルタシグマ変調器を用いた容量測定に関する。本発明に係る実施形態は、正弦励起を含む容量−デジタル変換器（ＣＤＣ）に関する。

多くの技術分野において、容量を決定することが望ましい。例えば、検知すべき技術的または物理的測定量がセンサー容量値に影響を与えるセンサーが複数種ある。従って、センサー容量値は、検知すべき技術量または物理量によって変化する。多くの場合、センサー容量値を示すデジタル情報を提供することが望ましく、これにより、測定すべき技術量または物理量に関して結論を導き出すことが可能となる。

センサー技術に関係なく、多くの場合において、高い精度で容量値を決定することが望ましい。これは、例として、モジュールの適合のために容量測定が度々必要となる研究分野に適用される。また、例えば、アンテナ構造に接続されたチューニング容量またはマッチング容量の値を設定することが重要であるかもしれない。

つまり、容量センサーは測定・センサー技術において広く使用されており、また、容量測定は他の分野においてもしばしば必要とされていると言える。

さらに、容量値を決定する様々な測定方法があることを明記しておく必要がある。公知の測定方法の例として、以下のようなものがある。

−その振動周波数が容量値によって影響を受けるデチューニング可能な発信器。
−第１段階において第１容量が充電され、第２段階においてその電荷が第２容量に移される電荷移動方法。ここでは、第１容量及び第２容量のどちらも、測定容量として使用できる。
−正弦波または矩形波振動が容量の変化によって変調され、ローパスフィルタリングを使用して測定信号に変換される、同期復調方法。
−センサー電子機器におけるパルス電荷移動を含む標準的なシグマデルタ変調器の使用、つまり、デルタシグマ変調器を入力部での基準電圧で動作させ、入力ブランチでの容量変化を計算すること。

シグマデルタ変調器は容量測定のためにしばしば使用される。従来のデルタシグマ変調器の構造と機能モードを以下に簡単に説明する。

これに関して、まず、容量測定回路について記載しているＤＥ１０２００５０３８８７５Ａ１を参照する。この容量測定回路は、演算増幅器と、演算増幅器の入力部に接続可能な第１コンデンサと、演算増幅器のフィードバックブランチ内の第２コンデンサとを含む。この容量測定回路は、さらに、第１コンデンサに接続可能な基準信号源を含む。ここでは、第１または第２コンデンサが測定すべき容量である。この容量測定回路において、測定されデジタル化されるものは、デルタシグマ変調器の入力部での入力量ではなく、既定の基準信号源が入力部に接続され、デルタシグマ変調器自身の一部品が測定量である。ここでの測定結果はデジタルで入手可能とされる。

特許文献１は端子を有するコンデンサのためのインターフェース回路について記載している。コンデンサの容量を検知するためのインターフェース回路は、入力コモンモード電圧と二つの集合ノードを有する差分積分増幅器を含んでおり、これら二つの集合ノードの電圧は基本的に入力コモンモード電圧に相当する。さらに、このインターフェースは、第１段階においてコンデンサを第１の電圧レベルに充電し、第２段階においてコンデンサを差分増幅器の集合ノードのうちの一つに接続するためのスイッチ回路を含む。これにより、基本的に第１の電圧レベルと入力コモンモード電圧との差を示し、また、コンデンサ自身を示す第１の出力変化が生じる。さらにまた、このスイッチ回路は、第３段階においてコンデンサを第２の電圧レベルに充電し、第４段階においてコンデンサを差分増幅器の他方の集合ノードに接続し、これにより、基本的に第２の電圧レベルと入力コモンモード電圧との差を示し、また、コンデンサ自身を示す第２の出力変化が生じるように、構成されている。第１及び第２の出力変化の組み合わせは、基本的に入力コモンモード電圧に関係なく、コンデンサの容量を示すものである。

図８を参照しながら、デルタシグマ変調器の原理を以下に簡単に説明する。図８はデルタシグマ変調器の回路ブロック図である。図８のデルタシグマ変調器８００は、測定量Ｕｍｅｓと、切り換え可能な基準量ＵＲＥＦＰまたはＵＲＥＦＮと、さらに任意にオフセット量Ｕｏｆｆを受け取り、対応する符号で受け取った量を合計するよう構成された入力側加算器８１０を含む。オフセット量Ｕｏｆｆは、例えば負の符号であってもよく、測定量Ｕｍｅｓを少なくとも部分的に相殺してもよい。これは、加算器８１０の出力部で、測定量Ｕｍｅｓとオフセット量Ｕｏｆｆとそれぞれの基準量ＵＲＥＦＰまたはＵＲＥＦＮの合算（必要であれば符号も考慮に入れる）結果に相当する量８１２を出力するということである。

また、デルタシグマ変調器８００は、合計量８１２を受け取り積分し、積分出力信号８２２を出力するよう構成された積分器８２０を含む。

さらに、デルタシグマ変調器８００は、積分出力信号つまり積分結果信号８２２を受け取り、これを閾値と比較して、この比較結果を示す離散値（例えば２値の）出力信号８３２を得る。出力信号８３２は時間離散的なものであり、従ってデジタルビットストリームであることが好ましい。この出力信号８３２またはそれに相当するデジタルビットストリームはまた、加算器８１０に第１基準量ＵＲＥＦＰを与えるか第２基準値ＵＲＥＦＮを与えるかを決定するのに使用される。このように、閾値決定部の出力信号８３２は、典型的には、加算器８１０の出力信号８１２が積分器８２０の上方積分をもたらすものなのか下方積分をもたらすものなのかを決定する。

図９を参照して、圧力信号を測定するための従来のデルタシグマ変調器を以下に詳細に説明する。このようなシグマデルタ変調器９００の幾分簡略化した回路図を図９に示す。

シグマデルタ変調器９００は、入力電圧ｖｉｎを受け取り、それに基づき、その入力電圧ｖｉｎを（例えば、基準電位ＧＮＤと比較して）表すデジタルビットストリーム９２０を出力する。シグマデルタ変調器９００は、その中心要素として、電荷を積分するよう構成された積分器９３０を含む。この目的のために、積分器９３０は、演算増幅器９３４と積分容量Ｃｉｎｔを含む。非反転入力（＋）は、例えば基準電位ＧＮＤに結合される。積分容量Ｃｉｎｔは、例えば反転入力（−）と演算増幅器９３４の出力部との間に接続される。演算増幅器９３４の反転入力（−）のノード９３２は、電荷加算ノードとして機能する。この電荷加算ノード９３２を流れる電荷は積分容量Ｃｉｎｔに統合されるからである。この点に関して、電荷加算ノード９３２は仮想マスノードを表すものであることにも留意する必要がある。演算増幅器９３４は、寄生オフセット電圧を除いて、電荷加算ノード９３２を例えば基準電位である非反転入力（＋）と少なくともおおよそ同じ電位にするからである。さらに、演算増幅器９３４の入力部は典型的には非常に高抵抗であるので、演算増幅器の入力部を流れる電荷は無視できるほどに小さいものであると通常仮定できる。

シグマデルタ変調器９００はさらに入力容量Ｃｉｎを含み、その第１端子は、スイッチ９４０を介して、第１段階では入力電圧ｖｉｎに接続可能であり、第２段階では基準電位ＧＮＤに接続可能である。入力容量Ｃｉｎの第２端子は、スイッチ９４２を介して、第１段階では基準電位ＧＮＤに接続可能であり、第２段階では電荷加算ノード９３２に接続可能である。従って、入力容量Ｃｉｎは第１段階（スイッチ９４０，９４２の位置が図９に示されている状態）で充電される。この時、入力容量Ｃｉｎへの充電は、入力電圧ｖｉｎの値（基準電位と称される）と容量Ｃｉｎの値に応じて行われ、Ｑｉｎ＝Ｃｉｎ×ｖｉｎである。スイッチ９４０，９４２が図９に示すものとは逆の位置にある第２段階においては、入力容量Ｃｉｎが放電され、第１段階で入力容量Ｃｉｎに蓄えられた電荷は、それがフィードバック容量Ｃｆｂ及び／またはオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔからの電荷によって補われない限り、積分容量Ｃｉｎｔに送られる。

このシグマデルタ変調器はさらにまたフィードバックブランチを含んでいる。フィードバックブランチは基本的に閾値比較器９５０を含む。閾値比較器９５０は、例えば、演算増幅器９３４の出力部での値を基準電位と比較し、この比較の結果に応じて、第１デジタル値または第２デジタル値をその出力部から出力するよう構成されている。第１デジタル値（例えば論理値「０」）または第２デジタル値（例えば論理値「１」）は、ここではデジタルビットストリーム９２０の１ビットを形成する。さらに、このシグマデルタ変調器は、シグマデルタ変調器の閾値比較器９５０から出力されたデジタル値に応じて、所定量の正の電荷または所定量の負の電荷を、シグマデルタ変調器の一周期の間に電荷加算ノード９３２に送るよう構成されたフィードバック電荷付与器９６０を含む。この目的のために、フィードバック容量Ｃｆｂが例えば第１段階において第１スイッチ９６２と第２スイッチ９６４を介して放電される。第２段階では、フィードバック容量Ｃｆｂの第１端子は、任意に、閾値比較器９５０の出力が第１論理レベルであるか第２論理レベルであるかにより、正の基準電圧ｖｒｅｆｐまたは負の基準電圧ｖｒｅｆｎに接続される。同時に、第２段階で、フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子は電荷加算ノード９３２に結合される。これにより、デルタシグマ変調器の各周期における閾値比較器９５０の出力が第１論理値であるか第２論理値であるかに応じて、フィードバック電荷Ｑｆｂ＝Ｃｆｂ×ｖｒｅｆｐまたは電荷Ｑｆｂ＝Ｃｆｂ×ｖｒｅｆｎがフィードバック容量Ｃｆｂを使用して電荷加算ノード９３２に送られる。

さらに任意に、シグマデルタ変調器の一周期の間に、オフセット電荷がオフセット電荷付与回路９７０により電荷加算ノード９３２にさらに送られてもよく、これにより、例えばシグマデルタ変調器のオフセット値が設定される。

結果的にデジタルビットストリーム９２０が生成されるが、これにより（オフセット電荷付与回路９７０を駆動することにより）、入力容量Ｃｉｎを介して電荷加算ノード９３２に送られた電荷が、基本的にフィードバック電荷付与回路９６０と（任意に）オフセット電荷付与回路９７０とから電荷加算ノード９３２に送られた電荷の合計によって補われる。従って、このデジタルビットストリームは、シグマデルタ変調器の一連の周期の間、演算増幅器９３４の出力レベルを閾値比較器９５０の閾値まで下げるために、正のフィードバック電荷が電荷加算ノード９３２に送られるべきであるか、あるいは負のフィードバック電荷が電荷加算ノード９３２に送られるべきであるのかを示すものである。このように、デジタルビットストリーム９２０は、シグマデルタ変調器の１周期の間に電荷加算ノード９３２に送られた電荷Ｑｉｎの測定値であり、これはつまり入力電圧ｖｉｎと入力容量Ｃｉｎの積である。

図１０を参照しながら、「標準的な」シグマデルタ変調器を使用した容量測定回路１０００について以下に説明する。この回路は、電圧信号を測定するための図９に示したようなシグマデルタ変調器９００とはわずかに違うだけであるので、その相違点のみを説明する。さらに、同じ手段または同じ効果を有する手段には同じ参照符号を付し、これらについて説明は繰り返さない。

測定回路１０００は、入力電荷がどのようにして電荷加算ノード９３２に送られるのかに関して、図９の測定回路９００と異なっている。容量測定回路１０００は、ここでは、第１段階でスイッチ１０４０，１０４２を使用して放電される測定すべき容量つまりセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒを含む。測定すべき容量つまりセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、特定の、典型的には一定時間の基準電位ｖｒｅｆｎまたはｖｒｅｆｐと電荷加算ノード９３２との間に、スイッチ１０４０，１０４２を介して接続され、この容量測定回路の一周期の間に電荷Ｑｓｅｎｓｏｒ＝ｖｒｅｆｎ×ＣｓｅｎｓｏｒとＱｓｅｎｓｏｒ＝ｖｒｅｆｐ×Ｃｓｅｎｓｏｒそれぞれが電荷加算ノードに送られるようにする。電圧ｖｒｅｆｎ，ｖｒｅｆｐは特定のものであり、わかっているので、測定すべき容量つまりセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒにより電荷加算ノード９３２に送られた電荷は、測定すべき未知の容量Ｃｓｅｎｓｏｒの測定値となる。測定すべき容量つまりセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒにより蓄えられたこの電荷Ｑｓｅｎｓｏｒは、デジタルビットストリーム９２０がこの電荷Ｑｓｅｎｓｏｒ、従って容量Ｃｓｅｎｓｏｒを表すように、シグマデルタ変換器によって決定される。

図１０を参照して例示的に説明したように、シグマデルタ変調器は容量を測定するためにしばしば使用されるが、センサー容量（例えば図１０に示す容量Ｃｓｅｎｓｏｒ）のパルス再充電のために、応用によっては、広帯域スプリアス発射に関して問題があることがわかった。

これは例えば、この方法（例えば図１０を参照して説明した方法）が、想定外の人や物の挟み込みを防止するために、電動の窓やドアの閉止動作のモニタリングに使用される場合であることがわかった。

センサー容量のアンテナ状構成が、センサー容量のほぼ矩形波のパルス駆動によって引き起こされるパルス再充電電流による電磁波の広帯域放射を生じさせることがわかった。

さらに、これが異なる応用に渡る電磁波適合性に関する閾値となることがわかった。これが自動車産業に使用された場合、放射スペクトル帯域はギガヘルツ域にまで見られるので、電波受信の際に聞き取れるほどの乱れの発生はとても避けることができない。

電磁波適合性に関する問題を抑えるまたは避けるために、従来、狭帯域測定方法が用いられている。このような狭帯域測定方法では、同期復調器またはロックイン増幅器がしばしば使用される。これはスプリアス発射を狭帯域に制限する。しかし、オフセット補償、増幅設定及び測定周波数切り換えに関しては、これらの方法はかなり不利である。

ＷＯ２００６／０９８９７８Ａ２

これに鑑みて、本発明の目的は、容量測定の精密性とスプリアス発射との妥協に関して改善された測定容量概念を提供することである。

この目的は、請求項に係る容量測定回路、請求項に係るセンサーシステム及び請求項に係る容量測定方法によって達成される。

本発明の一実施形態は、少なくともほぼ正弦波の電圧信号を測定すべき容量の第１端子に送り、その測定すべき容量の電荷に一時的変化を引き起こすよう構成された測定電圧源を含む容量測定回路を提供する。この容量測定回路はさらにデルタシグマ変調器を含む。このデルタシグマ変調器は、その測定すべき容量の第２端子から電荷を得て、その測定すべき容量から得た電荷量に応じたデジタル出力信号を出力するよう構成されている。

この実施形態は、従来用いられてきた矩形波信号の代わりに、少なくともほぼ正弦波の信号が測定すべき容量の第１端子に印加されることにより、デルタシグマ変調器を用いても信頼性の高い容量測定が可能になるだろうという発見に基づくものである。少なくともほぼ正弦波の信号を使用することにより、センサー容量の電極による（及び相当する給電線が存在する場合はそれにもよる）スプリアス発射は、非常に狭帯域のみのものであるという重要な利点を得られるからである。従って、少なくともほぼ正弦波の信号を使用することによって、測定すべき容量の端子にほぼ矩形波の信号が印加される従来の回路と比較して、容量測定の精度をあまり損なうことなく、電磁波適合性をかなり良くすることができる。

本発明の容量測定回路では、本質的に正弦波電圧信号が容量の第１端子に印加され、これが狭帯域の、従って、フィルターによって簡単に取り除ける比較的「無害な」スプリアス発射となるので、本発明の容量測定回路はかなりの利点をもたらす。さらに、測定すべき容量の容量値は、その測定すべき容量からデルタシグマ変調器へ電荷を移動させることにより、高い精度で決定できる。容量値を決定するためにデルタシグマ変調器を使用することにより、典型的には、同期復調器やロックイン増幅器を使用する場合よりも測定誤差が小さくなる。

好ましい一実施形態において、容量測定回路は、測定すべき容量を、第１段階で正弦波信号を用いて第１電荷状態にし、第２段階で正弦波信号を用いて第２電荷状態にする。この場合、デルタシグマ変調器は、第１電荷状態で測定すべき容量に蓄えられた電荷量と第２電荷状態で測定すべき容量に蓄えられた電荷量との差に等しい電荷量を受け取り、その受け取った電荷量に応じたデジタル出力信号を出力するよう構成されている。少なくともほぼ正弦波の電圧信号はまた、測定すべき容量を二つの明確に定義された電荷状態にするのに非常に適しており、これにより、その二つの電荷状態で測定すべき容量に蓄えられた電荷量の差がその測定すべき容量の正確に測定された容量値であり、その差はデルタシグマ変調器によって算出され得るということがわかった。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は積分容量を含む。この場合、デルタシグマ変調器は、第１段階においては測定すべき容量の第２端子を積分容量から切り離し、第２段階においては測定すべき容量の第２端子を積分容量に結合させるように構成されている。従って、第２段階での積分容量の電荷は、測定すべき容量の電荷の変化によって変化したり影響を受ける。これにより、容量値を正確に決定することが可能になる。測定すべき容量から積分容量に移動した電荷量は、本質的に測定すべき容量の容量値と、その容量の第１端子での、第１段階の最後と第２段階の最後との間の電圧差との積に比例するからである。主として、最近の電圧変化が高精度で決定できる。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、測定すべき容量の第２端子を、この測定すべき容量の第２端子が電気的浮遊状態となる短い（寄生的であり必要とは限らない）移行段階を除いて、所定の一定電位にするよう構成されている。ほぼ一定の第２電位（基準電位と称する）を測定すべき容量の第２端子に印加することにより、測定すべき容量の第２電極によるスプリアス発射は基本的に避けられる。従って、典型的には、ほぼ正弦波の電圧が測定すべき容量の第１電極に印加され、一定の電圧（または一定の電位）が測定すべき容量の第２電極に印加される。このことは、測定すべき容量は単に小さなそして基本的に狭帯域のスプリアス発射を発生させるだけであることを意味し、これは、測定すべき容量が空間的に大きく、従って際立った放射傾向を示す場合に、特に有効である。

好ましい一実施形態において、測定電圧源は、容量測定の間、周波数安定的及び振幅安定的な正弦波電圧信号を測定すべき容量に送るよう構成されている。３周期またはそれ以上の複数の周期に渡って（例えば少なくとも２０周期または少なくとも１００周期、あるいは少なくとも１０００周期に渡ってさえも）周波数安定的であり（許容誤差が例えば＋／−５％、より適切には＋／−１％である）、振幅安定的である（許容誤差が例えば＋／−１０％、より適切には＋／−２％である）正弦波電圧信号は狭スペクトルを示し、従って、干渉は狭帯域のみで発生するだけである。

好ましい一実施形態において、測定電圧源は、少なくとも３周期の間、周波数安定的及び振幅安定的な正弦波電圧信号を測定すべき容量の第１端子に途切れることなく送るよう構成されている。

好ましい一実施形態において、容量測定回路は、測定すべき容量での電圧値が、正弦波電圧の一周期の間に推移する電圧値とは、その正弦波電圧推移の振幅に対して最大でも１０％の違いとなるように、測定すべき容量で周期的推移を示す電圧を生成するよう構成されている。これにより、その測定すべき容量によるスプリアス発射が確実に小さく抑えられる。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、第１段階では測定すべき容量の第２端子を基準電位供給口に接続し、第２段階では測定すべき容量の第２端子を仮想マスノードに接続し、第２段階の間に測定すべき容量に蓄えられた電荷を検知するよう構成されている。相応の手段により、測定すべき容量を第１段階で第１電荷状態にするが、これによりデルタシグマ変調器の積分容量に蓄えられた電荷量の変化を引き起こすことはない。しかし、第２段階の間、測定すべき容量の電荷は変化する。典型的には、第２段階の最後に測定すべき容量に印加される電圧は、第２段階の最後に測定すべき容量に印加される電圧とは異なるからである。この電圧変化による電荷の変化はデルタシグマ変調器によって検知され、（概してフィードバック容量によって供給された電荷とオフセット容量によって供給される電荷に関して）デルタシグマ変調器の積分容量の電荷量の変化を引き起こす。

好ましい一実施形態において、容量測定回路は、測定電圧源から供給される
ほぼ正弦波の電圧信号がデルタシグマ変調器の動作段階と同期するように構成されている。この同期により、デルタシグマ変調器の動作段階の間中またはデルタシグマ変調器のある動作段階と別の動作段階との間に、正弦波電圧信号が測定すべき容量の第１端子に印加されることにより、測定すべき容量の容量測定値である明確に定められた電荷変化が確実に起こる。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、測定すべき容量の第２端子がデルタシグマ変調器から離される第１段階と測定すべき容量の第２端子がデルタシグマ変調器と結合される第２段階との間で、（少なくともほぼ）正弦波の電圧信号の少なくともほぼ（例えば持続時間の＋／−１０％または＋／−５％の許容範囲内で）最大値の時にまたはその（少なくともほぼ）正弦波の電圧信号の少なくともほぼ（例えば持続時間の＋／−１０％または＋／−５％の許容範囲内で）最小値の時に、移行が行われるように構成されている。このような時間的経過の設定により、第１段階と第２段階との間の変換は、測定すべき容量の第１端子へ印可される電圧がほんのわずかだけ徐々に変化する際に起こることになる。従って、第１段階と第２段階の切り換え時は測定結果にとってそれほど重要なものではなく、測定結果のエラーの原因となることはほとんどない。さらに、このような切り換え時間の設定は、概して、測定すべき容量の第２端子への電圧にそれほど重大な妨害をもたらすことはなく、結果的にスプリアス発射はほとんど起こらない。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、入力側電荷加算ノードを含む電荷積分器と、積分結果出力部を含む。この電荷積分器は、積分結果出力部で信号を得るために、入力側電荷加算ノードで受け取った電荷を積分するよう構成されている。デルタシグマ変調器は、電荷加算ノードで受け取った電荷の積分を示す電荷積分器の積分結果出力に適合するレベルを閾値と比較し、この比較の結果に応じた離散値を出力するよう構成された閾値比較器をさらに含む。このデルタシグマ変調器は、さらに、電荷加算ノードで、測定すべき容量の第２端子から電荷を受け取り、比較結果に応じた電荷量を電荷加算ノードに送るよう構成されている。このことは、測定すべき容量から与えられた電荷量を電荷補償フィードバック量によって決定するという原理を実現し、その結果は離散値信号であるということを意味している。

このように、好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、デルタシグマ変調器の（例えばデューティサイクルの一部である）一段階で、測定すべき容量から受け取った電荷量を少なくとも部分的に埋め合わせるような特定の電荷量を電荷加算ノードに送るよう構成されている。

他の好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、第１端子と第２端子を有するオフセット容量を含む。この場合、デルタシグマ変調器は、オフセット容量の第１端子に（少なくともほぼ）正弦波の電圧信号を与え、オフセット容量の第２端子の電荷加算ノードへの接続とそこからの切り離しを周期的に行うよう構成されている。このようにして、少なくともほぼ正弦波の電圧信号がオフセット容量の第１端子に印加され、これは広帯域干渉を避けるのにかなり有利に働く。さらに、オフセット容量の第２端子を電荷加算ノードに周期的に接続させることにより、測定すべき容量から受け取った電荷を少なくとも部分的に補償し、あるいは過度の補償とさえなる特定の電荷量を、電荷加算ノードに送ることができる。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、オフセット容量の第１端子に、測定電圧源から供給されるほぼ正弦波の電圧信号と比較して、位相が逆の少なくともほぼ正弦波の電圧信号を印加するよう構成されている。デルタシグマ変調器は、ここでは、オフセット容量の第２端子と測定すべき容量の第２端子を、同じ時間間隔で電荷加算ノードに接続するよう構成されている。このようにして、オフセット補償（ここでは許容範囲が小さいオフセット補償）を非常に正確に達成することができる。

好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、オフセット容量の第２端子と測定すべき容量の第２端子を、共通スイッチを介して電荷加算ノードに接続する。これは特に効率的な具現化である。

他の好ましい一実施形態において、デルタシグマ変調器は、正弦波電流波形の少なくとも一部分を電荷加算ノードに印加するよう構成されている。これにより、かなり低干渉で補償電荷を印加することが可能になる。

さらに他の実施形態は、測定すべき量に応じて容量値を少なくとも２０％変化させるよう構成されたセンサー容量を有するセンサーシステムを含む。このセンサーシステムは、上述の容量測定回路をさらに含む。ここでは、センサー容量が測定すべき容量となるように、容量測定回路はセンサー容量に接続されている。このようなセンサーシステムは上述したような利点をもたらす。

好ましい一実施形態において、前述のセンサーシステムの容量測定回路は、測定電圧源から供給される正弦波電圧信号の振幅がわかっているものとして、センサー容量の容量値を表す情報を算出するよう構成されている。これに対応して、センサー容量の容量値に関して結果が得られ、例えば装置の状態に関する情報を得るために、センサー容量の容量値に関する情報が出力または処理されてもよい。

好ましい一実施形態において、センサー容量はデルタシグマ変調器の入力容量を示すものである。

本発明の別実施形態は、容量測定方法を提供する。この方法は上述のような容量測定回路と同じ発見に基づくものである。

本発明によれば、容量測定の精密性とスプリアス発射との妥協に関して改善された測定容量概念を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る容量測定回路のブロック回路図である。 本発明の一実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。 本発明の他の実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。 本発明のさらに他の実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。 本発明のさらに他の実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。 本発明のさらに他の実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。 正弦波励起のシグマデルタ変調器のクロック機構を示す。 スイッチトキャパシタ技術の基本的な回路図である。 スイッチトキャパシタ技術の他の基本的な回路図である。 本発明の実施形態に係る容量測定方法のフローチャートである。 デルタシグマ変調器の原理の概略説明図である。 電圧信号を測定するための従来のシグマデルタ変調器の詳細な回路図である。 「標準的な」シグマデルタ変調器を使用した従来の容量測定回路の詳細な回路図である。

１．図１の容量測定回路
図１は、本発明の一実施形態に係る容量測定回路１００のブロック回路図である。容量測定回路１００は、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの第１端子１２０ａに正弦波電圧信号を送り、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの電荷に一時的な変化を起こさせるよう構成された測定電圧源１１０を備えている。容量測定回路１００は、デルタシグマ変調器１３０をさらに含む。デルタシグマ変調器１３０は、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの第２端子１２０ｂから電荷を受け取り、その測定すべき容量Ｃｍｅｓｓから受け取った電荷量に応じたデジタル出力信号１３２を出力するよう構成されている。

容量測定回路１００の動作モードに関して特記すべきことは、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの電荷の一時的な変化は、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの第１端子１２０ａに印加される正弦波電圧信号１００によって引き起こされるということである。これは、典型的には、正弦波電圧信号の一周期の一部分の間に（例えば第１段階の間に）測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの電荷が増加するという結果となることを意味している。しかし、例えば正弦波電圧信号の一周期の一部分である第２段階においては、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの電荷が減少する（または電荷の符号が変わる）という結果となる。デルタシグマ変調器１３０は、ここでは、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの第２端子から、典型的には測定すべき容量Ｃｍｅｓｓから流れ出す電荷を受け取るよう構成されている。測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの第１端子１２０ａに印加された正弦波電圧信号の一時的な変化が、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓからの電荷流出の原因となり得る。デルタシグマ変調器１３０は、ここでは、測定すべき容量から受け取った電荷量Ｑを示すようなデジタル出力信号１３２を出力することができる。このことは、正弦波電圧信号の電圧推移がわかっていると仮定して、受け取った電荷Ｑは典型的には測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの容量値に比例するので、デジタル出力信号１３２は、同時に、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓを示すものであることを意味している。

この点に関して、デジタル出力信号１３２により、測定すべき容量Ｃｍｅｓｓの容量値に関する結論を導き出すための計算が可能となり、これはいくつかの実施形態で実際に行われる。

容量測定回路１００の機構に関して、以下に詳細に説明する。

また、正弦波電圧信号とは、ここでは、ほぼ正弦波の電圧信号をも意味している。例えば、測定電圧源１００によって与えられる電圧信号が理想的な正弦波の電圧推移からずれても、例えば理想的な正弦波の電圧推移の振幅に比べて１０％ずれても、良い結果が得られることがわかった。特に、少なくともほぼ正弦波の電圧信号を使用することにより、測定すべき容量の電極に掛かる電圧の推移または測定すべき容量Ｃｍｅｓｓに接続された給電線に流れる電流の推移が強い調波部分を含まなくなる。

この点に関して、容量測定回路１００の電磁適合性は、典型的には、デルタシグマ変調器を使用した従来の容量測定回路の電磁適合性よりもかなり良い。

２．図２の容量測定回路
図２を参照して、容量測定回路をより詳細に説明する。図２はこのような容量測定回路２００の詳細な回路図である。

容量測定回路２００は、中心的な要素として、電荷積分器２３０を含む。電荷積分器２３０は、入力側電荷加算ノード２３２と積分結果出力部２３３を含む。

この容量測定回路２００は、電荷加算ノード２３２に、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの容量値に応じた（正または負の）電荷量を与えるよう構成された測定電荷付与回路２４０をさらに含む。

容量測定回路２００は、電荷加算ノード２３２に、制御信号２５２に応じた（正または負の）電荷量を与えるよう構成されたフィードバック電荷付与回路２６０をさらに含む。制御信号２５２は、フィードバック電荷付与回路２６０が電荷加算ノード２３２に、第１の電荷量（例えば正の電荷量）を与えるか第２の電荷量（例えば負の電荷量）を与えるかを決定する。

容量測定回路２００は、デルタシグマ変調器のクロックの一周期の間、特定のまたは選択可能な電荷量を電荷加算ノード２３２に与えるよう構成されたオフセット電荷付与器２７０をさらに含む。このオフセット電荷付与器２７０は任意のものである。

容量測定回路２００は閾値決定器２５０をさらに含む。閾値決定器２５０への入力部は、例えば、電荷積分器２３０の積分結果出力部２３３に接続されている。閾値決定器２５０の第２の入力部（例えば基準値入力部）は、例えば、基準電位ＧＮＤに接続されている。閾値決定器２５０の出力部は、例えば二つの異なる値（例えば論理値「０」と論理値「１」）の離散時系列であるような、デジタルビットストリーム２５２を出力する。このデジタルビットストリーム２５２の値は、同時に、フィードバック電荷付与器２６０のための制御信号であり、従って、フィードバック電荷付与器２６０から電荷加算ノード２３２に、デルタシグマ変調器の一（クロック）周期の間に、第１の電荷量（例えば正の電荷量）を与えるか第２の電荷量（例えば負の電荷量）を与えるのかを決定する。

容量測定回路２００のそれぞれの素子の構成を、以下により詳細に説明する。

電荷積分器２３０は、例えば、演算増幅器２３４と電荷積分容量Ｃｉｎｔを含む。演算増幅器２３４の非逆転入力（＋）は例えば基準電位ＧＮＤに接続される。演算増幅器２３４の逆転入力（−）は電荷加算ノード２３２に接続される。積分容量Ｃｉｎｔは電荷加算ノード２３２と演算増幅器２３４との間に接続される。従って、演算増幅器２３４により、可能な範囲であり、スプリアス干渉量の範囲で、例えば入力オフセット電圧の範囲内で、電荷加算ノード２３２の電位が確実に基準電位ＧＮＤと等しくなる。さらに、演算増幅器２３４の入力部は典型的には高抵抗（メガオームの範囲の入力抵抗）であり、無視できるほどの小さい電流しか演算増幅器の入力部を流れないようになっている。積分容量Ｃｉｎｔは、従って、測定電荷付与器２４０とフィードバック電荷付与器２６０と、場合によってはオフセット電荷付与器２７０とから電荷加算ノード２３２に与えられた全ての電荷（正及び負の電荷）を積分する。積分結果出力部２３３での電圧は、例えば、積分容量Ｃｉｎｔで積分された電荷量（この電荷量は正でもあり得るし、負でもあり得る）に比例する。

閾値比較器２５０は、例えば、積分結果出力部２３３での電圧レベルを基準電位ＧＮＤのような特定の基準値と比較する。そして、閾値比較器２５０はその出力部で、積分結果出力部２３３での電圧レベルが基準電圧よりも大きいのか小さいのか（例えば基準電位に対して０にもなり得る）を示す離散値（例えば二値または三値の）信号を出力する。これは、閾値比較器２５０は、例えば、積分容量Ｃｉｎｔの電荷量及び／または積分容量Ｃｉｎｔの電荷の符号を表す離散値（例えば二値または三値の）信号を出力するということである。離散時間離散値デジタルビットストリーム２５２を得るために、閾値比較器２５０の出力信号はまた、経時的に更新されてもよい。

測定電荷付与器２４０は、例えば、少なくともほぼ正弦波の電圧信号２４２を出力する測定電圧源を含む。測定電圧信号２４２は、例えば、測定すべき容量つまりセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに送られる。測定すべき容量の第２端子２４４ｂは、スイッチ２４６を介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または電荷加算ノード２３２へ二者択一的に接続される。典型的には、第１段階の間は、測定すべき容量の第２端子２４４ｂは基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続され、第１段階とは時間的に重ならない第２段階の間は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第２端子２４４ｂは電荷加算ノード２３２に接続されるように、測定電荷付与器２４０は構成されている。従って、基本的に、センサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒの値と第１段階の終わりにおける測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａでの正弦波電圧の電圧値との積によって最終値が決定される第１の電荷量が、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第２端子２４４ｂが基準電位供給口に接続されている第１段階の間、測定すべき容量に与えられる。

第２端子２４４ｂを基準電位供給口に接続することにより、第１段階の間は基準電位ＧＮＤがおおむね第２端子に与えられることが確実となる。

第２段階の間も、演算増幅器２３４により、基準電位ＧＮＤが第２端子２４４ｂに確実に与えられる。電荷加算ノード２３２が仮想マスノードとして働くからである。

従って、測定すべき容量の電荷量は第２段階の間に変化し、第２段階の終わりに測定すべき容量に存在する電荷量は、基本的に、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの容量値と第２段階の終わりにおける第１端子２４４ａに印可された電圧値（基準電位に対する値）との積によって決まる。また、一般的には、第２段階の初めにおける測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの電荷量は、通常第１段階の終わりと同じであると仮定している。

そのため、容量Ｃｓｅｎｓｏｒの電荷量は、第２段階の間に、第１段階の最後の電荷量から第２段階の最後の電荷量にまで変化する。このように、電荷量の変化は、基本的に、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの容量値と、それぞれ第１段階の終わりと第２段階の終わりにおける測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａの二つの電圧値Ｕ１，Ｕ２間の差との積に相当する。第１段階の終わりにおける容量Ｃｓｅｎｓｏｒの電荷量と第２段階の終わりにおける容量Ｃｓｅｎｓｏｒの電荷量との差に等しい電荷量が、第２段階の間に、測定電荷付与回路２４０によって電荷加算ノード２３２に与えられる。この電荷量は、第１段階の終わりにおける第１端子２４４ａの電圧が第２段階の終わりにおける第１端子２４４ａの電圧よりも大きいか小さいかによって、正または負となり得る。

測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、いくつかの実施形態においては、デルタシグマ変調器の一部であってもよい。一例として、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒはデルタシグマ変調器の入力容量であってもよい。しかし他の実施形態においては、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒはデルタシグマ変調器の外部にあり、例えば、実際のデルタシグマ変調回路から離れて配置されていてもよい。

フィードバック電荷付与回路２６０もまたフィードバック容量Ｃｆｂを含む。フィードバック容量Ｃｆｂの第１端子２６４ａは、スイッチ２６２（フィードバック電荷付与回路２６０の第１スイッチ）を介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口またはスイッチ２６８（フィードバック電荷付与回路２６０の第３スイッチ）の中央端子に二者択一的に接続可能である。

フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子２６４ｂは、スイッチ２６６（フィードバック電荷付与回路２６０の第２スイッチ）を介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または電荷加算ノード２３２に二者択一的に接続可能である。典型的には、デルタシグマ変調器の第１段階においては、フィードバック容量の二つの端子２６４ａ，２６４ｂが基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続され、この第１段階の間、フィードバック容量Ｃｆｂから放電されるように、これらのスイッチ２６２，２６６は駆動される。しかし、第２段階の間、フィードバック容量Ｃｆｂの第１端子２６４ａは例えばスイッチ２６８の中央端子に接続され、第２端子２６４ｂは電荷加算ノード２３２に接続される。その結果、第２段階では、フィードバック容量Ｃｆｂの第１端子２６４ａは、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、スイッチ２６２及びスイッチ２６８を介して、正の基準電位ｖｒｅｆｐまたは負の基準電位ｖｒｅｆｎに接続される。

従って、デジタルビットストリーム２５２の電流値が第１の値を取るとき、第２段階において、全体的に正の電荷量Ｑｆｂ＋＝Ｃｆｂ×ｖｒｅｆｐがフィードバック電荷付与器２６０によって電荷加算ノード２３２に与えられる。あるいは、デジタルビットストリーム２５２の電流値が第２の値を取るとき、全体的に負の電荷量Ｑｆｂ−＝Ｃｆｂ×ｖｒｅｆｎがフィードバック電荷付与器２６０によって電荷加算ノード２３２に与えられる。全体的に見て、フィードバック電荷付与器２６０は、このように、デルタシグマ変調器の第２段階において、電荷加算ノード２３２に、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、特定の正の電荷量または特定の負の電荷量を二者択一的に与えるように機能する。

オフセット電荷付与器２７０は、例えばオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔを含む。オフセット容量の第１端子２７４ａは、スイッチ２７２（オフセット電荷付与器２７０の第１スイッチ）を介して基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続可能であり、さらに、スイッチ２７２を介してスイッチ２７８（オフセット電荷付与器２７０の第３スイッチ）の中央端子に接続可能である。オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第２端子２７４ｂは、スイッチ２７６（オフセット電荷付与器２７０の第２スイッチ）を介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または電荷加算ノード２３２に二者択一的に接続可能である。典型的には、第１段階の間にオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔから放電されるように、シグマデルタ変調器の第１段階において、オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第１端子２７４ａと第２端子２７４ｂの両方がスイッチ２７２，２７６を介して基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続される。しかし第２段階においては、オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第１端子２７４はスイッチ２７２，２７８を介して、特定の基準電位、例えば正の基準電位ｖｒｅｆｐまたは負の基準電位ｖｒｅｆｎに接続される。同時に、第２段階においては、オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第２端子２７４ｂはスイッチ２７６を介して電荷加算ノード２３２に接続される。

これは、第２段階の間、オフセット電荷付与器２７０によって電荷加算ノード２３２に実質的に電荷が与えられることを意味しており、オフセット電荷付与器２７０から与えられるこの電荷Ｑｏｆｆｓｅｔは、オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの容量値と第２段階においてオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第１端子２７４ａに印可される電圧（例えばｖｒｅｆｐまたはｖｒｅｆｎ）との積によって決まる。これに関して、この任意のオフセット電荷付与器２７０は、測定電荷付与器２４０から電荷加算ノード２３２に与えられる電荷を少なくとも一部補償する、あるいは場合によっては過度に補償するような特定の電荷量を、第２段階において電荷加算ノード２３２に与えるよう構成されている。
回路２００全体の動作モードに関して特記すべきことは、典型的には互いに重複しない第１段階と第２段階とを含む一周期の間に、電荷加算ノード２３２には、測定電荷付与器２４０から電荷量Ｑｓｅｎｓｏｒが与えられ、オフセット電荷付与器２７０から電荷量Ｑｏｆｆｓｅｔが与えられ、フィードバック電荷付与回路２６０から電荷量Ｑｆｂが与えられるということである。

測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加される正弦波交流電圧の振幅を特定のわかっているものとし、この正弦波交流電圧とシグマデルタ変調器の位相との間に一定の時間的同調性を持たせることで、例えば、測定電位付与回路２４０から電荷加算ノード２３２に与えられる電荷は、基本的に測定すべき容量の容量値に比例することになる。オフセット電荷付与回路２７０から電荷加算ノード２３２に与えられる電荷量は基本的に一定である。第２段階においてオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第２端子２７４ａに印加される電圧は基本的に一定であり、オフセット容量の容量値もまた基本的に一定であるかまたは少なくとも特定の値に固定されている（そしてわかっているものである）と言えるからである。

フィードバック電荷付与回路２６０から電荷加算ノード２３２に与えられる電荷は、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、二つの既知の値のうちの一つを取る。フィードバック電荷付与回路２６０が第２段階の間に特定の周期で電荷加算ノード２３２に正の電荷を与えるか負の電荷を与えるのかは、基本的に、前の周期の終わりの積分容量Ｃｉｎｔの電荷が正であったか負であったかによって決まる。前の周期で積分容量Ｃｉｎｔの電荷が正であった場合は、積分容量Ｃｉｎｔの電荷が弱まる（正が弱まるまたは負になる）効果をもたらすようにする。対照的に、前の周期で積分容量Ｃｉｎｔの電荷が負であった場合は、積分容量Ｃｉｎｔの電荷がより正の方向になる効果をもたらすようにする。フィードバック電荷付与回路２６０がどれくらいの頻度で（デルタシグマ変調器のどれくらいの周期で）電荷加算ノード２３２に正の電荷または負の電荷を与えるのかは、電荷Ｑｓｅｎｓｏｒと電荷Ｑｏｆｆｓｅｔの合計がどのくらいの大きさであるのかによって、そして、電荷ＱｓｅｎｓｏｒとＱｏｆｆｓｅｔの合計が正であるか負であるかによって決まる。Ｑｓｅｎｓｏｒ＋Ｑｏｆｆｓｅｔがどの値を取るのかにより、デジタルビットストリーム２５２に含まれる０と１の個数が大体決まる。例えば、Ｑｓｅｎｓｏｒ＋Ｑｏｆｆｓｅｔ＝０の場合、少なくともほぼ、デジタルビットストリーム２５２に含まれる０の個数と１の個数は同じであるとされる。しかし、Ｑｓｅｎｓｏｒ＋Ｑｏｆｆｓｅｔが０よりも大きいかまたは０よりも小さい場合、０と１との釣り合いが崩れ、デジタルビットストリーム２５２中、０か１の一方が他方よりも多くなる。

３．図３の容量測定回路
図３を参照して、本発明に係る容量測定回路の他の実施形態を以下に簡単に説明する。図３は、このような容量測定回路３００の詳細な回路図である。容量測定回路３００は、その機構及び動作モードに関して、図２の容量測定回路２００に非常によく似ている。同じ回路要素及び信号または同じ効果を有する要素には同じ参照符号を付し、これらの説明は省略する。

図３の容量測定回路３００は、基本的に、オフセット電荷付与回路２７０の代わりに変更オフセット電荷付与回路３７０が設けられているという点で、図２の容量測定回路２００と異なる。

変更オフセット電荷付与回路３７０はオフセット容量Ｃｏｆｆを含む。変更オフセット電荷付与回路３７０は、少なくともほぼ正弦波の電圧信号３７２をオフセット容量Ｃｏｆｆの第１端子３７４ａに印加するよう構成された電圧源をさらに含む。変更オフセット電荷付与回路３７０は、第１段階ではオフセット容量Ｃｏｆｆの第２端子３７４ｂを基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続し、第２段階ではオフセット容量Ｃｏｆｆの第２端子３７４ｂを電荷加算ノード２３２に接続するよう構成されたスイッチ３７６をさらに含む。電圧源によってオフセット容量Ｃｏｆｆの第１端子２７４ａに印加される少なくともほぼ正弦波の電圧信号は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加される少なくともほぼ正弦波の電圧信号と比べて、逆の位相である（つまり１８０°位相シフトしている）ことが好ましい。

オフセット容量の第１端子３７４ａに印加される正弦波電圧信号の振幅は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加される正弦波電圧信号の振幅と等しくてもよいし、違っていてもよい。好ましくは、測定すべき容量の第１端子に印加される正弦波信号の振幅と測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの平均容量値との積が、オフセット容量Ｃｏｆｆの第１端子３７４ａに印加される電圧信号の振幅とオフセット容量Ｃｏｆｆの容量値との積にほぼ等しい（典型的には±１０％または±２０％の許容範囲で）ことが好ましい。これにより、オフセット電荷付与回路３７０にから与えられる電荷が、測定電荷付与回路２４０から与えられる電荷を、少なくともほぼ補償することが確実となる。これにより、例えば、容量測定回路の感度を上げることができる。

ここでは、原則的に連続正弦波電圧信号がオフセット容量Ｃｏｆｆの第１端子３７４ａまたは第１電極に印加されることが重要であり、これにより、好ましいスプリアス性が得られる。しかし、オフセット容量Ｃｏｆｆの第２端子３７４ｂは、ほぼ継続的に（スイッチ３７６が一時的な中間状態である短い状態を除いて）基準電位ＧＮＤである。これは、オフセット容量Ｃｏｆｆにはパルスタイプの信号は全く印加されないことを意味しており、これにより、好ましいスプリアス性が得られる。このことは測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒに関しても当てはまる。

４．図４Ａ，４Ｂ，４Ｃの容量測定回路
４．１．図４Ａの容量測定回路
図４Ａは本発明の他の実施形態に係る容量測定回路の詳細な回路図である。この容量測定回路は、その構成及び動作モードに関して、図２の容量測定回路２００及び図３の容量測定回路３００に非常によく似ている。このため、同じまたは機能的に等しいものについては同じ参照符号を付し、ここでの説明は省略する。上記説明を参照されたい。

図４Ａの容量測定回路４００は、測定電荷付与器２４０、オフセット電荷付与器２７０，３７０のそれぞれに関して、切り換え技術の点で特に簡単な別の実施をしているという点で、図２の容量測定回路２００及び図３の容量測定回路３００とは異なっている。容量測定回路４００は、シグマデルタ変調器の第２段階において、測定電荷量とオフセット電荷量との差によって決まる電荷量を電荷加算ノード２３２に与えるよう構成された測定電荷・オフセット電荷複合付与回路４４０を含む。

測定電荷・オフセット電荷複合付与回路４４０は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒとオフセット容量Ｃｏｆｆを含む。測定電荷・オフセット電荷複合付与回路４４０は、（少なくともほぼ）正弦波の第１電圧信号を測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子４４４ａに印加するよう構成された測定電圧源を含む。測定電荷・オフセット電荷複合付与回路４４０は、（少なくともほぼ）正弦波の第２電圧信号をオフセット容量の第１端子４７４ａに印加するよう構成されたもう一つ別の電圧源をさらに含む。この更なる電圧源から与えられる第２電圧信号は、例えば、測定電圧源から与えられる第１電圧信号とは逆の位相である。第１電圧信号と第２電圧信号の振幅は等しくてもよいし、異なっていてもよい。

測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｒｏの第２端子４４４ｂとオフセット容量Ｃｏｆｆの第２端子４７４ｂは、互いに直接つまり恒久的に（何のスイッチも介在させることなく）接続されている。測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第２端子４４４ｂとオフセット容量Ｃｏｆｆの第２端子４７４ｂのどちらも、スイッチ４４６を介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または電荷加算ノード２３２に二者択一的に接続可能である。

従って、第１段階の間、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、第１段階の終わりにおける測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子４４４ａの電圧と測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの容量値によって決まる電荷量に充電される。同様に、第１段階の間、オフセット容量Ｃｏｆｆは、第１段階の終わりにおけるオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの第１端子４７４ａの電圧とオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔの容量値によって決まる電荷量に充電される。第１段階で測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒに蓄えられる電荷は、大きさに関して、第１段階でオフセット容量Ｃｏｆｆに蓄えられる電荷とほぼ（例えば許容範囲２０％以内で）等しいことが好ましく、これは、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒとオフセット容量Ｃｏｆｆの容量値を適切に設定することと、端子４４４ａ，４７４ａに印加される正弦波電圧の振幅を適切に設定することにより、達成できる。

第２段階において、測定すべき容量に蓄えられる電荷とオフセット容量Ｃｏｆｆに蓄えられる電荷とは、典型的には位相が逆である。

従って、第２段階においてスイッチ４４６を介して電荷加算ノード２３２に流れる電荷はかなり少ない。スイッチ４４６を介して流れる電荷量は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの電荷量変化とオフセット容量Ｃｏｆｆの電荷量変化との差によるものだからである。このように、スイッチ４４６でのロスを非常に小さく抑えられる。さらに、回路４００の構成は特に簡単で、回路４００は特に数少ない要素で構成可能である。

４．２図４Ｂの容量測定回路
図４Ｂは、本発明のさらに他の実施形態に係る容量測定回路４８０の詳細な回路図である。この容量測定回路は、その構成と動作モードに関して、図２の容量測定回路２００、図３の容量測定回路３００、図４Ａの容量測定回路４００に非常によく似ている。このため、同じまたは機能的に等しいものについては同じ参照符号を付し、ここでの説明は省略する。上記説明を参照されたい。

図４Ｂの容量測定回路４８０は、フィードバック電荷付与器２６０の代わりにフィードバック電荷付与器４８２が設けられている点で、図４Ａの容量測定回路４００と異なっている。

フィードバック電荷付与器４８２は、少なくともほぼ正弦波の電圧信号４８４を与える電圧源を含む。この少なくともほぼ正弦波の電圧信号４８４は、例えば、フィードバック容量Ｃｆｂの第１端子４８５ａに継続的にまたは恒久的に印加される。フィードバック電荷付与器４８２は、フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂを基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または第２スイッチ４８７の中央端子に二者択一的に接続するよう構成された第１スイッチ４８６をさらに含む。第２スイッチ４８７は、その中央端子を、デジタルビットストリーム２５２に応じて、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または電荷加算ノード２３２に二者択一的に結合させるよう構成されている。

フィードバック電荷付与器４８２の機能に関して、第１スイッチ４８６がフィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂを基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続する第１段階において、フィードバック容量Ｃｆｂは、第１段階の終わりにフィードバック容量Ｃｆｂの第１端子４８５ａに印加される正弦波電圧信号４８４の値によって決まる電圧にまで充電される。第２段階において、フィードバック容量Ｃｆｂの電荷量が変化するが、このフィードバック容量Ｃｆｂの第１段階の終わりと第２段階の初めとの間で起こるこのフィードバック容量の電荷量変化により、フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂが電荷加算ノード２３２に接続された場合に、電荷加算ノード２３２への電荷供給または電荷加算ノード２３２からの電荷排出が起こる。デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂの電荷加算ノードへの接続とフィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂの電荷加算ノードからの切り離しを選択的に行うことによって達成されることは、第２段階の間に、ある電荷量が選択的にフィードバック容量Ｃｆｂから電荷加算ノード２３２へ供給されることである。この電荷量は、第１段階の終わりにフィードバック容量Ｃｆｂの第１端子４８５ａに印加される電圧と第２段階の終わりにフィードバック容量Ｃｆｂの第１端子４８５ａに印加される電圧との差によって決まる。電荷が電荷加算ノード２３２に送られるかどうかという事実は、フィードバック容量Ｃｆｂの第２端子４８５ｂが電荷加算ノード２３２に接続されているかどうかによる。

本実施形態においては、デジタルビットストリーム２５２の値に応じて、フィードバック電荷付与器４８２から電荷加算ノード２３２に正の電荷量を与えるか負の電荷量を与えるようにすることは不可能であることを、ここで特記する。図４Ｂの実施形態においては、むしろ、フィードバック電荷付与器４８２から電荷加算ノード２３２に、ある特定の電荷量を与えるかまたは全く何の電荷も与えないようにすることが可能なだけである。このため、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの値に関係なく、容量電荷・オフセット電荷複合付与回路４４０は、電荷加算ノードに常に正の電荷量または常に負の電荷量を与えるように構成されていることが好ましい。これは、正弦波電圧の振幅または容量値を適切に設定することにより達成できる。

図４Ｂの容量測定回路４８０は、フィードバック電荷付与回路もまた正弦波電圧信号を使用して動作させられるという点で有利である。多くの場合、これにより、スプリアス発射がかなり抑制され、従って電磁適合性が向上する。さらに、容量測定の正確さに関して、多くの場合、測定電荷またはオフセット電荷付与のために使用される電圧信号に大体類似した電圧信号に基づきフィードバック電荷を生成することが有利である。従って、典型的には異なる位相の時間的な許容範囲のために起こり得るエラーを小さく抑えることができ、あるいは完全に除去することも可能である。

さらに、フィードバック電荷付与回路４８２もまた、ここで説明した容量測定回路に使用してもよい。

４．３．図４Ｃの容量測定回路
図４Ｃは、本発明のさらに他の実施形態に係る容量測定回路４９０の詳細な回路図である。この容量測定回路は、その構成と動作モードに関して、図２の容量測定回路２００、図３の容量測定回路３００、図４Ａの容量測定回路４００、図４Ｂの容量測定回路４８０に非常によく似ている。このため、同じまたは機能的に等しいものについては同じ参照符号を付し、ここでの説明は省略する。上記説明を参照されたい。

図４Ｃの容量測定回路４９０は、基本的に、フィードバック電荷付与回路３６０，４８０の代わりに、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて電荷加算ノード２３２に第１のフィードバック電荷量または第２のフィードバック電荷量（第１のフィードバック電荷量と第２のフィードバック電荷量とは典型的には逆の符号である）を与える変更フィードバック電荷付与回路４９２を使用している点で、図４Ａの容量測定回路４００及び図４Ｂの容量測定回路４８０とは異なっている。

フィードバック電荷付与回路４９２は、例えば、第１の少なくともほぼ正弦波の信号４９４ａ及び第２の少なくともほぼ正弦波の信号４９４ｂを供給する電圧源を含む。第１の正弦波信号４９４ａと第２の正弦波信号４９４ｂは、典型的には、互いに逆の符号であり、互いに１８０°位相シフトしたものであってもよい。第１の正弦波信号４９４ａはさらに正弦波信号３７２と同一であってもよく、第２の正弦波信号４９４ｂは例えば正弦波信号２４２と同一であってもよい。さらに、互いに同一の正弦波信号は同じ電圧源から供給されてもよい。

従って、フィードバック電荷付与回路４９２は、第１の正弦波信号４９４ａを第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第１端子４９５ａに、そして第２の正弦波信号４９４ｂを第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第１端子に印可するよう構成されている。

第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第２端子４９５ａは、スイッチ４９６ａを介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または第３スイッチ４９７の第１端子に二者択一的に接続可能である。第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第２端子４９５ｂは、スイッチ４９６ｂを介して、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口または第３スイッチ４９７の第２端子に二者択一的に接続可能である。第１スイッチ４９６ａは、第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第２端子４９４ｂが第１段階においては基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続され、第２段階においては第３スイッチ４９７の第１端子に接続されるように、駆動されることが好ましい。同様に、第２スイッチ４９６ｂは、第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第２端子４９５ｂが第１段階においては基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続され、第２段階においては第３スイッチ４９７の第２端子に接続されるように、駆動されることが好ましい。第３スイッチ４９７はさらに、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、その第１端子またはその第２端子を電荷加算ノード２３２に二者択一的に接続するよう構成されている。

つまり、第１段階において、第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第２端子４９５ｂと第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第２端子４９５ｂは、基準電位ＧＮＤの基準電位供給口に接続される。しかし第２段階においては、デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第２端子４９５ｂまたは第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第２端子４９５ｂのどちらかが電荷加算ノード２３２に接続される。

これにより、第１段階の間、第１段階の終わりに第１フィードバック容量Ｃｆｂ−の第１端子４９５ａに印可される電圧によって決まる電荷量を、第１フィードバック容量Ｃｆｂ−に印可することになる。同様に、第１段階の終わりに第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋の第１端子４９５ｃに印可される電圧によって決まる電荷量が、第１段階の間に、第２フィードバック容量Ｃｆｂ＋に蓄えられる。第２段階の間に、その第２端子４９５ｂ，４９５ｄが電荷加算ノード２３２に接続されたフィードバック容量Ｃｆｂ−，Ｃｆｂ＋のうちの少なくとも一方の電荷量が変化する。電荷加算ノード２３２に接続されたフィードバック容量の第２段階の終わりにおける電荷量は、第２段階の間のそのフィードバック容量の電荷量の変化が全体として第１段階の終わりと第２段階の初めとの間でのその容量の第１端子の電圧変化によって決まるように、第２段階の終わりのその容量の第１端子４９５ａ，４９５ｃに印可される電圧によって決定される。その結果、第１段階の終わりと第２段階の終わりとの間で、第１フィードバック容量と第２フィードバック容量の電荷量は変化する。この電荷量変化により、第２段階の間、その第２端子４９５ｂ、４９５ｄが電荷加算ノード２３２に接続されたフィードバック容量Ｃｆｂ−，Ｃｆｂ＋から、電荷加算ノード２３２に電荷を与えることになる。典型的には、第２段階の間に電荷加算ノード２３２に与えられる電荷量は、第２段階において二つのフィードバック容量Ｃｆｂ−，Ｃｆｂ＋のうちのどちらが電荷加算ノード２３２に接続されているかによって、符号が異なる。

デジタルビットストリーム２５２の電流値に応じて、正の電荷量または負の電荷量がフィードバック電荷付与回路４９２により電荷加算ノード２３２に与えられるという結果が得られる。さらに、第１フィードバック容量の第１端子４９５ａ及び第２フィードバック容量の第１端子４９５ｃにそれぞれ正弦波電圧信号が印可されることにより、特に良好な電磁適合性が得られる。また、第１フィードバック容量の第１端子４９５ａに印可される電圧信号の信号波形は基本的に正弦波電圧信号３７２の信号波形と同じであり、第２フィードバック容量の第１端子４９５ｃに印可される電圧信号の信号波形は基本的に電圧信号２４２の信号波形と同じであるということにより、容量測定回路の特に良好な精密さが得られる。

５．図２，３，４Ａ，４Ｂ，４Ｃの回路の動作モード
図２，３，４Ａ，４Ｂ，４Ｃの回路の動作モードとこれらの回路の際立った利点に関して、以下に詳細に説明する。

これに関して特記すべきことは、図２の容量測定回路は「標準的な」シグマデルタ変調器を含む容量測定回路であると考えられることである。しかし図３の容量測定回路３００は、「正弦波」シグマデルタ変調器を含む容量測定回路であると考えられる。図４Ａの容量測定回路４００、図４Ｂの容量測定回路４８０及び図４Ｃの容量測定回路４９０は、「正弦波」シグマデルタ変調器を使用した容量測定回路であると考えられる。

図５，６Ａ，６Ｂを参照して、容量測定回路２００，３００，４００，４８０，４９０のクロック構成を以下に説明する。

図５は、測定電荷付与器２４０の回路図と、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印可される正弦波電圧とスイッチ２４６の切り換え状態を示すグラフとを示している。概略図５２０は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印可される正弦波電圧の時間的経過を示しており、横軸５２２は時間を示し、縦軸５２４は電圧値を示している。デルタシグマ変調器の周期は、典型的には、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａの正弦波電圧信号と時間的に同期する。例えば、ここでは、デルタシグマ変調器の第１周期は、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａの電圧信号が最大となる時間ｔ１から始まり、第１端子２４４ａの電圧が次に最大値となるｔ３で終わると仮定する。

ここでは、デルタシグマ変調器の異なる段階つまり動作段階を制御する二つのオフセット信号（クロック１，クロック２）が設けられていると仮定する。第１クロック信号「クロック１」の時間的経過は符号５３０で示され、第２クロック信号「クロック２」は符号５４０で示されている。第１クロック信号は、例えば、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの端子２４４ａの正弦波電圧信号が最大値となる時間ｔ１のすぐ後の時間ｔ１１で作動される。第１クロック信号は、例えば、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの端子２４４ａの正弦波電圧信号が最小値となる時間ｔ２で非作動とされる。その後、その周期の残りの間、つまり時間ｔ２とｔ３の間、第１クロック信号は非作動のままである。

しかし第２クロック信号（クロック２）は時間ｔ１で非作動とされる。第２クロック信号（クロック２）は時間ｔ２のすぐ後の時間ｔ２１で作動され、その後時間ｔ３まで作動状態を保つ。

このように、第１クロック信号（クロック１）と第２クロック信号（クロック２）は重複することはなく、つまり、これら両方が同時に作動状態になることはない。

さらに、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの端子２４４ａの正弦波電圧信号の周期の長さは典型的には１００ナノ秒から５マイクロ秒の範囲であり、これは２００ｋＨｚ〜１０ＭＨｚの周波数に相当する。時間ｔ１と時間ｔ１１の間の時間間隔は、この電圧信号の周期長さの１／２０よりも短いか、またはより適切には、それよりもかなり短い。時間ｔ２と時間ｔ２２の間の時間間隔にも同じことが当てはまる。さらに、第１クロック信号と第２クロック信号の両方が非作動である期間が非常に短くなるように、時間ｔ１と時間ｔ１１の間の時間間隔と時間ｔ２と時間ｔ２２の間の時間間隔は典型的には１０ナノ秒よりも短い。

シグマデルタ変調器の第１段階は第１クロック信号が作動状態であることによって規定されることも、ここで特記する。従って、シグマデルタ変調器の第１段階は時間ｔ１１から時間ｔ２までである。シグマデルタ変調器の第２段階は時間ｔ２１から時間ｔ３までである。

測定電荷付与回路２４０の動作モードを見ると、第１段階の終わりに、例えば測定電圧源から与えられる正弦波電圧信号の（典型的には負の）最小値に相当する電圧Ｕ−が、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印可されることがわかる。第１段階の間、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒはスイッチ２４６によって電荷加算ノード２３２から離されている。

しかし、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、測定電圧源から与えられる正弦波電圧信号の（典型的には正の）最大値に相当する電圧Ｕ＋が、第２段階の終わりに測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印可されるように、第２段階の間、再充電される。しかし、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第２端子２４４ｂは、電荷積分器２３０の演算増幅器２３４によって基準電位ＧＮＤに保たれる。これにより、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの端子２４４ａと２４４ｂの間または電極間の電圧波形は基本的に正弦波となり、測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの端子２４４ａと２４４ｂの間または電極間に接続されたそれぞれの給電線を流れる電流もほぼ正弦波となる。これにより、外乱をかなり抑えることができる。

図６を参照して、フィードバック電荷付与器２６０を実現するために使用され、またオフセット電荷付与器２７０を実現するための容量測定回路２００にも使用されるスイッチドキャパシタ技術がどのように機能するのかについて以下に説明する。

図６Ａは、参照符号６１０のいわゆるスイッチドキャパシタ技術の基本回路を示している。回路構成６１０は、例えば、スイッチ２６２，２６６と接続してフィードバック容量Ｃｆｂの機能を果たしてもよい。

第１クロック信号の状態を示すグラフは参照符号６３０で示され、第２クロック信号の状態を示すグラフは参照符号６４０で示されている。一周期の間の異なる段階は、既に図５を参照して説明したのと同様に規定される。回路構成６１０は、第１段階において容量Ｃの第１端子６４４ａを電圧源（図６Ａでは図示されていない）に接続するよう構成された第１入力側スイッチ６２２を含む。回路構成６１０は、第２段階において容量Ｃの第１端子６４４ａを基準電位ＧＮＤの供給口に接続するよう構成された第２入力側スイッチ６２４をさらに含む。また、回路構成６１０は、第１段階において容量Ｃの第２端子６４４ｂを基準電位ＧＮＤの供給口に接続するよう構成された第１出力側スイッチ６２４を含む。さらに、回路構成６１０は、容量Ｃの第２端子６４４ｂを例えば電荷加算ノード２３２のような他の回路ノードに接続するよう構成された第２出力側スイッチ６２８を含む。

第１入力側スイッチ６２２及び第１出力側スイッチ６２６は、例えば第１クロック信号（クロック１）によって駆動され、従って、第１段階では閉じられ、それ以外では開かれる。第２入力側スイッチ６２４及び第２出力側スイッチ６２８は、例えば第２クロック信号（クロック２）によって駆動され、従って、第２段階では閉じられ、それ以外では開かれる。従って、容量Ｃは、第１段階においては入力側電圧源を介して充電され、第２段階においては出力側スイッチ６２８を介して、例えば電荷加算ノード２３２のような他のノードに放電する。

このように、容量Ｃは充電と放電を交互に行い、充電段階（第１段階）と放電段階（第２段階）は時間的に重複しない。

回路構成６１０に代わるものとして、入力側スイッチ６２２，６２４の時間的駆動もまた、例えばフィードバック電荷付与器２６０の場合と同様に、切り換え可能である。容量Ｃが充電されている間は、容量は、図６Ａには示されていない入力側電圧源と図６Ａには示されていない他の出力側ノード（例えば電荷加算ノード２３２）との間に接続され、容量Ｃを充電する際に、電荷が出力側ノード（例えば電荷加算ノード２３２）に移動するようにする。この場合、容量Ｃは、その時どちらも閉じられているスイッチ６２４，６２６を介して放電される。

スイッチ６２２，６２４，６２６，６２８の駆動に関するどちらの変更例も、上述した容量測定回路にふさわしく、意義のあるものである。

図６Ｂは、スイッチドキャパシタ技術の原理を示す他の図である。

図２，３，４Ａ、４Ｃの容量測定回路２００，３００，４００の基本動作モードに関して、積分容量Ｃｉｎｔの電荷Ｑｉｎｔと、センサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒから積分容量Ｃｉｎｔに移動した電荷Ｑｍｅｓｓと、オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔから積分容量Ｃｉｎｔに移動したオフセット電荷Ｑｏｆｆとフィードバック容量Ｃｆｂから積分容量Ｃｉｎｔに移動したフィードバック電荷Ｑｆｂとの間で、電荷の符号を適切に規定する際に、以下の関係が当てはまる。

Ｑｉｎｔ＝Ｑｍｅｓｓ−（Ｑｏｆｆ＋Ｑｆｂ）

同時に（または選択的にあるいは連続的に）、測定容量、オフセット容量及びフィードバック容量の電荷が積分容量に蓄えられる。

好ましい実施形態において、以下に示すように、フィードバック容量の容量値Ｃｆｂは、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ）の容量値とオフセット容量（Ｃｏｆｆ）の容量値との差以上である。
Ｃｆｂ≧（Ｃｍｅｓｓ−Ｃｏｆｆ）

好ましい実施形態においては、さらに以下のことが当てはまる。
Ｃｍｅｓｓ＞Ｃｆｂ

好ましい実施形態において、以下のことが当てはまる。
Ｃｍｅｓｓ＝２×Ｃｆｂ

図２，３，４Ａ，４Ｂ、４Ｃの容量測定回路２００，３００，４００は、一定周波数の重複しない二段階クロックで動作させることが好ましい。第１のクロック段階では、スイッチ１が閉じられ、容量Ｃｍｅｓｓ（またはＣｓｅｎｓｏｒ）、Ｃｏｆｆ及びＣｆｂが充電される。第２のクロック段階では、スイッチ２が閉じられ、これら三つの全ての容量の電荷が積分容量Ｃｉｎｔに送られる。

図６Ｂはスイッチの可能な変更例を示し、それぞれのクロック図も示している。しかし、スイッチドキャパシタ技術のための回路の変更例は他にもたくさんある。

一般的に、いくつかの正弦波電圧が変調器のいくつかの異なる入力部に印加される回路構成において、これらの正弦波電圧の振幅が異なるように設定してもよい。例えば図３の回路構成３００においてもこれが当てはまり、容量端子２４４ａ，３７４ａに印加される正弦波電圧２４２，３７２の振幅が異なるように設定してもよい。また、例えば図４Ａの回路構成４００においてもこれが当てはまり、容量端子４４４ａ，４７４ａに印加される正弦波電圧２４２，３７２の振幅が異なるように設定してもよく、図４Ｂの回路構成４８０においても、容量端子４４４ａ，４７４ａ，４８５ａに印加される正弦波電圧２４２，３７２，４８４の振幅が異なるように設定してもよい。さらにまた、図４Ｃの回路構成４９０においても、容量端子４４４ａ，４７４ａ，４９５ａ，４９５ｃに印加される正弦波電圧２４２，３７２，４９４ａ，４９４ｂの振幅が異なるように設定してもよい。これらそれぞれの容量もまた、互いに異なるように設定してもよい。

ここで説明した回路構成の部分的側面によると、（例えば図４Ａの回路構成における）変調器のいくつかの異なる入力部での正弦波電圧の振幅は同じである必要はなく、測定電荷、オフセット電荷及びフィードバック電荷の割合を設定するために使用されてもよい。

さらに回路構成に関して、ここでは、シングルエンドの（回路の一方が接地されている）例を説明し、図示してきた。しかし、差動設計を行うことが有利である場合もある。換言すれば、ここで説明してきた全ての実施形態は、選択的にまた差別的に実施可能である。シングルエンド回路技術から差動回路技術への変更は、当業者にはよく知られている。

６．図７の方法
図７は、本発明の一実施形態に係る測定すべき容量の容量値を決定する方法のフローチャートである。この方法７００は、ステップ７１０において、正弦波電圧信号を測定すべき容量の第１端子に供給することを含む。さらに、方法７００は、第２ステップ７２０において、測定すべき容量の第２端子から電荷を受け取ることを含む。方法７３０は、ステップ７３０において、測定すべき容量から受け取った電荷量に応じたデジタル出力信号を出力することを含む。

この方法７００に、本発明に係る装置に関してここで説明した全ての特徴及び機能を付加してもよい。

７．結論
以下に、本発明の概念を簡単にまとめ、また、いくつかの重要な側面を説明する。

本発明の実施形態は、容量を測定するために狭帯域スプリアス発射でデルタシグマ変調器を使用することに関する。これにより、起こり得る疑似周波数を、応用に応じて周囲への臨界効果が少ない帯域に移動させることが可能となる。また、今までデルタシグマ方法で使用されてきたような広帯域結合では不可能であった外部接続によって、これらの狭い周波数帯域をより簡単に抑えられる方法がある。

デルタシグマ変調器の基本的な機能を図８に示す。換言すれば、図８はデルタシグマ変調器の原理の概略を示すものである。

図９，１０は、従来のデルタシグマ変調器を容量測定のために使用する際の接続を示している。変調器の入力部の容量Ｃｉｎｔは、第１のクロック段階で、測定すべき入力電圧から充電される。第２のクロック段階において、その電荷は積分容量Ｃｉｎｔに蓄積され、従来のデルタシグマ原理に基づき処理される。

本発明に係る実施形態は、（図９，１０の回路構成９００，１０００で使用されているような）入力電圧ｖｉｎの代わりに、周波数安定的及び振幅安定的な正弦電圧を使用し、入力ブランチの容量Ｃｉｎの代わりに測定容量Ｃｓｅｎｓｏｒを使用するシステムを提供する。これらの回路構成は、例えば図１，２，３，４Ａ，４Ｂ，４Ｃに示されている。

（先行文献にあるような）矩形波信号の代わりに、正弦波信号（例えば少なくともほぼ正弦波の電圧信号）がセンサー容量（例えば測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａ）に与えられ、これにより、広帯域スプリアス発射を避けることができる。

この容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、同時に、デルタシグマ変調器の入力容量（図９，１０の回路９００，１０００におけるＣｉｎに相当する）でもある。

一般的に、この変調器は一定の動作周波数で動作するが、しかし、動作周波数は測定ごとに（任意に）変更してもよい。

本発明の実施形態において、測定容量Ｃｓｅｎｓｏｒは、特定の正弦波電圧からスイッチＳ１／ｘを介して連続的に充電される。この電荷はその後、スイッチＳｘ／２を介して変調器の積分容量（一つまたは複数、例えばＣｉｎｔ）に送られ、積分され、値が出される。

スイッチ（例えばスイッチ２４６，２６２，２６６，２７２，２７６）は、一定の周波数の重複しない二段階クロックを使用して動作させられる。この二段階クロックは、センサー容量の入力部（例えば第１端子２４４ａ）に印加される正弦波電圧「＋サイン」に同期して動作する。

出力ビットストリーム（例えばデジタルビットストリーム２５２）は、例えばこの容量の容量値に関する情報を得るために、積分されるかまたはデジタルフィルターに送られる。

いくつかの実施形態において、任意のオフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔは、入力正弦波信号（例えばセンサー容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加される正弦波電圧信号）と比べて１８０°位相シフトした正弦波電圧、または一定電圧（例えばｖｒｅｆｐまたはｖｒｅｆｎ）を含む。

変調器の測定幅は、フィードバックブランチでの容量Ｃｆｂの入力容量Ｃｉｎに対する比と、フィードバックブランチでの正弦波信号振幅（例えば測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｒｏの第１端子２４８ａに印加される正弦電圧信号）のフィードバックブランチでの基準電圧（ｖｒｅｆｐ−ｖｒｅｆｎ）に対する比とによって、決定される。

いくつかの実施形態において、大体、フィードバックブランチにも正弦波電圧が印加される。

特定の電荷が積分電荷から排出される際、一定のオフセット部分が測定容量（Ｃｓｅｎｓｏｒ）から排出されてもよい。これは、例えば１８０°シフトした（測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加される正弦波電圧に比べて１８０°シフトした）正弦波電圧から充電されるか、または、フィードバックブランチに匹敵する（一定のまたは切り換え可能な）基準電圧から充電されるセンサー容量に並列のオフセット容量Ｃｏｆｆによって実現できる。

特に、測定感度、スプリアス発射の強度及びセンサー電荷を基準としたオフセット電荷は、正弦波電圧の振幅の変更に影響を受けやすい。

本発明のいくつかの実施形態において、少なくとも大体以下のことが当てはまる。
Ｃｓｅｎｓｏｒ＝Ｃｆｂ＋Ｃｏｆｆｓｅｔ

ここでは以下のように定義づけされている。
Ｃｆｂ：フィードバックブランチの容量
Ｃｏｆｆｓｅｔ：測定容量の静的部分
Ｃｓｅｎｓｏｒ：測定容量の動的部分

例えば以下のような、オフセット容量の他の異なる実現方法がある。
−積分シリコン容量
−外部オフセット容量Ｃｏｆｆｓｅｔ、または
−積分容量または外部容量デジタル−アナログ変換器

標準的なシグマデルタ変調器と比較して、ここで述べた方法でのクロックは、正弦波信号（例えば測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子２４４ａに印加さえる正弦波電圧信号）と同期している。この点に関しては、図５とそれに関する説明を参照されたい。二つのクロック（クロック１とクロック２）それぞれの段階（例えば第１段階と第２段階）の切り換えは、正弦波信号の最大値または最小値で行われることが好ましい。これは、測定容量の一つの平板上または電極上（例えば第１端子２４４ａに接続されている平板上または電極上）では常に（少なくとも、典型的にはシグマデルタ変調器のいくつかの周期を含む容量測定の間）一定の正弦波周波数（または固定の正弦波電圧信号）があり、第２の平板上または電極上（測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第２端子２４４ｂに接続された平板上または電極上）には、一定の直流電圧があるということを意味している。正弦波周波数は、いくつかの実施形態では、測定ごとに変更してもよいが、一回の測定と別の測定の間で変更しないでそのままにしておいてもよい。

オフセット容量のスプリアス発射も最低限に抑えることが必要あるいは望ましい場合には、オフセット容量を図３，４の実施形態のように、例えば、１８０°位相シフトさせた（測定すべき容量の第１端子に印加される正弦波電圧に比べて１８０°位相シフトさせた）正弦波を使用して動作させてもよい。これにより、オフセット容量においても、狭帯域放射が起こるだけである。

図４Ａ，４Ｂまたは４Ｃの回路が使用される場合、（オフセット容量Ｃｏｆｆの第１端子２７４ａに印加される）入力電圧は、（測定すべき容量Ｃｓｅｎｓｏｒの第１端子４４４ａに印加される電圧の）入力信号に比べて１８０°位相シフトした正弦波電圧であるべきである。この正弦波電圧に代わるものとして、（例えばオフセット電荷を与えるための）正弦波電流もまた使用可能である。その他全ての回路部品は同じである。

正弦波電圧とクロックとの同期は様々な方法で実現可能である。正弦波電圧を一例に取ると、それぞれのクロックは、０との交差及び／または最小／最大電圧の検知によって生成されてもよい。別の好ましい実施例では、ｎ重解の高度な振動子クロックを使用し、デジタルサンプリングポイントとデジタル−アナログ変換器を通して、ローパスフィルターによって滑らかにされた正弦波信号波形を生成する。デジタルクロックを使用して正弦波電圧を同期させるこれらの方法や他の類似の方法は、一般的に知られている。

本発明の回路構成の評価に関する議論を以下に述べる。まず、本発明の実施形態の利点を説明する。

本発明の実施形態の重要な利点は、容量デルタシグマ変調器と、同期復調器でも使用できるような狭帯域センサー励振との利点の組み合わせである。スプリアス発射は、調整可能な狭い周波数帯域に限られる。対応する周波数を選択することにより、高振幅のセンサー励振信号が印加されるからである。例えば、近似センサー、距離センサー及び他のセンサーのための方法を使用する際、これが有効距離を増加させる。

このように、本発明の概念は、同期復調装置の使用に代わる有効な代替え手段を提供するものである。同期復調装置からアナログ電圧を出力し、その後、別の回路ブロックを使用してデジタル信号に変換されなければならない場合と比較して、デルタシグマ変調器は、例えばデジタルビットストリーム２５２という形で、出力信号として直接デジタル信号を出力するので、回路の経費が少なくて済む。

本発明の概念が応用可能な分野を以下に説明する。

本発明の容量測定回路または本発明のセンサーシステムまたは本発明の方法は、センサーが遮蔽されたシステムではなく、そのセンサー効果を以下のような分野で達成するような全ての容量測定システムに、特に適している。

−自動的に閉まる窓、ドア及び他の装置に挟まれることを防止する
−人や物との接触を防止するために、ロボットや他の移動物体をモニタリングする
−限定のない測定システムにおける測定物質パラメータ、厚さ、稠度、水分含量などを測定する方法
−湿度及び雨センサー
−タッチセンサー式操作と入力の分野

本発明の実施形態は、導入部分も含めてここで説明した全ての応用例について用いることができる。

つまり、本発明の実施形態は、狭帯域スプリアス発射のデルタシグマ変調器を使用した容量測定に関する。デルタシグマ変調器を使用した従来の容量測定方法もまた、「容量−デジタル変換器（ＣＤＣ）」として知られ、通常、測定すべき容量に矩形波または疑似矩形波信号を与えて動作させるが、本発明の実施形態においては、測定すべき容量に正弦波電圧信号が印加される。測定すべき容量に与えられた矩形波または疑似矩形波信号のために、センサーシステム内で、スプリアス発射が重大な問題となることがわかった。それに対して、本発明の概念または方法によれば、センサー容量に正弦波信号を印加して作動させ、スプリアス発射を特定の狭い周波数帯域に制限する。

本発明の実施形態は、典型的には集積回路として実施できる。しかし、個別の素子を用いて実施してもよい。

実施例は、上述したように非対称であってもよいし、対称であってもよい。

本発明の実施形態は、容量測定技術分野で普遍的に使用可能である。本発明の実施形態は、従って、ＤＥ１０２００５０３８８７５Ａ１の概念を著しく改良したものである。

以上のように、本発明は、正弦波電圧信号を用いて容量を測定する容量測定回路、容量測定センサーシステム及び容量測定方法に有用であり、特に、容量測定の精密性とスプリアス発射との妥協に関して改善された測定容量概念を提供できる点で優れている。

Claims (23)

1. 測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）の電荷に一時的な変化をもたらすために、該測定すべき容量の第１端子（１２０ａ；２４４ａ；４４４ａ）に正弦波電圧信号を送るよう構成された測定電圧源（１１０）と、
   前記測定すべき容量の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ：４４４ｂ）から電荷を受け取り、その測定すべき容量から受け取った電荷量に応じたデジタル出力信号（１３２；２５２）を出力するよう構成されたデルタシグマ変調器（１３０；２３０，Ｃｓｅｎｓｏｒ，２４６，２５０，２６０，２７０）を含む、
   容量測定回路（１００；２００；３００；４００）。
2. 請求項１に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、
   該容量測定回路は、正弦波電圧信号（２４２）を使用して測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）を第１段階で第１電荷状態にし、正弦波電圧信号（２４２）を使用して測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）を第２段階で第２電荷状態にするよう構成され、
   デルタシグマ変調器（１３０；２３０，Ｃｓｅｎｓｏｒ，２４６，２５０，２６０，２７０）は、第１電荷状態における測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）の電荷量と第２電荷状態における測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）の電荷量との差に等しい電荷量を受け取り、その受け取った電荷量に応じたデジタル出力信号（１３２；２５２）を出力するよう構成されている。
3. 請求項２に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、
   デルタシグマ変調器は積分容量（Ｃｉｎｔ）を含み、
   積分容量の電荷が第１段階の間の測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）の電荷変化によって影響を受けないようにするために、デルタシグマ変調器は、第１段階において、測定すべき容量の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ；４４４ｂ）を積分容量から離すよう構成され、
   積分容量の電荷が第２段階の間に起こる測定すべき容量の電荷変化によって影響を受けるようにするために、デルタシグマ変調器は、第２段階において、測定すべき容量の第２端子を積分容量に接続するよう構成されている。
4. 請求項１、２または３に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、測定すべき容量の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ；４４４ｂ）が電気的浮遊状態にある遷移状態の間を除いては、測定すべき容量の第２端子を特定の一定電位（ＧＮＤ）に導くよう構成されている。
5. 請求項１、２、３または４に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、測定電圧源（１１０）は、容量測定の間、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ；Ｃｓｅｎｓｏｒ）に周波数安定的及び振幅安定的な正弦波電圧信号（２４２）を供給するよう構成されている。
6. 請求項５に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、測定電圧源は、少なくとも３周期の間、測定すべき容量の第１端子（１２０ａ；２４４ａ；４４４ａ）に周波数安定的及び振幅安定的な正弦波電圧信号（２４２）を中断することなく供給するよう構成されている。
7. 請求項１、２、３、４、５または６に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、容量測定回路は、測定すべき容量での電圧値が、正弦波電圧の一周期の間に推移する電圧値とは、その正弦波電圧推移の振幅に対して最大でも１０％の違いとなるように、測定すべき容量で周期的推移を示す電圧を生成するよう構成されている。
8. 請求項１、２、３、４、５、６または７に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、第１段階においては、測定すべき容量の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ；４４４ｂ）を基準電位（ＧＮＤ）の基準電位供給口に接続し、第２段階においては、測定すべき容量の第２端子を、基準電位とされる仮想マスノードに接続し、第２段階の間の測定すべき容量の電荷量変化を検知するよう構成されている。
9. 請求項１、２、３、４、５、６、または８に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、容量測定回路は、測定電圧源（１００）から供給される正弦波電圧信号（２４２）は、デルタシグマ変調器の動作段階と同期している。
10. 請求項９に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ；Ｃｓｅｎｓｏｒ）の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ；４４４ｂ）がデルタシグマ変調器の積分容量（Ｃｉｎｔ）から離されている第１段階と、測定すべき容量の第２端子がデルタシグマ変調器の積分容量に接続されている第２段階との間で、正弦波電圧信号（２４２）が最大値または最小値となるときに、移行を行うよう構成されている。
11. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９または１０に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、
    デルタシグマ変調器は、入力側電荷加算ノード（２３２）と積分結果出力部（２３３）とを含む電荷積分器（２３０）を含み、該電荷積分器は、積分結果出力部で信号を得るために、入力側電荷加算ノードで受け取った電荷を積分するよう構成され、
    デルタシグマ変調器は、電荷積分器の積分結果出力部（２３３）に与えられる電荷加算ノードで受け取った電荷の積分を示すレベルを閾値と比較し、その比較結果に応じてデジタル出力信号（１３２；２５２）の離散値を出力するよう構成された閾値比較器（２５０）をさらに含み、
    デルタシグマ変調器は、電荷加算ノード（２３２）で、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）の第２端子（１２０ｂ；２４４ｂ；４４４ｂ）から電荷を受け取り、前記比較結果に応じた電荷量（Ｑｆｂ）を電荷加算ノードにさらに供給するよう構成されている。
12. 請求項１１に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ，Ｃｓｅｎｓｏｒ）から受け取った電荷量を少なくとも一部補充する特定の電荷量（Ｑｏｆｆｓｅｔ）を、デルタシグマ変調器の一段階で電荷加算ノードに与えるよう構成されている。
13. 請求項１２に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、第１端子（２７４ａ；３７４；４７４ａ）と第２端子（２７４ｂ；３７４ｂ；４７４ｂ）を有するオフセット容量（Ｃｏｆｆｓｅｔ；Ｃｏｆｆ）を含み、デルタシグマ変調器は、正弦波電圧信号（３７２）をオフセット容量の第１端子に印加し、オフセット容量の第２端子の電荷加算ノード（２３２）への接続とそこからの切り離しをそれぞれ周期的に行うよう構成されている。
14. 請求項１３に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、
    デルタシグマ変調器は、測定電圧源（１１０）から供給される正弦波電圧信号（２４２）と比較して、逆の位相である正弦波電圧信号（３７２）を、オフセット容量の第１端子（３７４ａ；４７４ａ）に印加するよう構成され、
    デルタシグマ変調器は、オフセット容量の第２端子（２７４ｂ；３７４ｂ；４７４ｂ）と測定すべき容量の第２端子（１２０ｂ；３７４ｂ；４７４ｂ）を、同じ時間間隔で、電荷加算ノード（２３２）に接続する。
15. 請求項１４に記載の容量測定回路（１００；４００）であり、デルタシグマ変調器は、オフセット容量の第２端子（４７４ｂ）と測定すべき容量の第２端子（４７４ｂ）を、共通のスイッチ（４４６）を介して電荷加算ノード（２３２）に接続するよう構成されている。
16. 請求項１２に記載の容量測定回路（１００）であり、デルタシグマ変調器は、正弦波電流波形の少なくとも一部を電荷加算ノード（２３２）に与えるよう構成されている。
17. 請求項１１、１２、１３、１４、１５または１６に記載の容量測定回路であり、
    デルタシグマ変調器は、比較結果に応じた電荷量（Ｑｆｂ）を電荷加算ノード（２３２）に与えるよう構成されたフィードバック電荷付与回路（４８２；４９２）を含み、
    フィードバック電荷付与回路は、少なくとも第１フィードバック容量（Ｃｆｂ；Ｃｆｂ−）を含み、
    フィードバック電荷付与回路は、第１フィードバック容量の第１端子（４８５ａ：４９５ａ）に正弦波電圧信号（４８４；４９４ａ）を印加し、第１フィードバック容量の第２端子（４８５ｂ；４９５ｂ）を、比較結果に応じて、電荷加算ノードに接続するかまたは電荷加算ノードから離すよう構成されている。
18. 請求項１７に記載の容量測定回路であり、
    フィードバック電荷付与回路（４９２）は第２フィードバック容量（Ｃｆｂ＋）を含み、
    フィードバック電荷付与回路は、第１フィードバック容量（Ｃｆｂ−）の第１端子（４９５ａ）に印加される正弦波電圧信号（４９４ａ）と比較して、位相が逆である正弦波電圧信号（４９４ｂ）を、第２フィードバック容量（Ｃｆｂ＋）の第１端子（４９５ｃ）に印加するよう構成され、
    フィードバック電荷付与回路は、比較結果に応じて、第１フィードバック容量の第２端子（４９５ｂ）または第２フィードバック容量の第２端子（４９５ｄ）を電荷加算ノードに接続するよう構成されている。
19. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７または１８に記載の容量測定回路であり、該容量測定回路は差動回路技術に組み込まれている。
20. 容量値が、測定すべき量に応じて少なくとも２０％変化するよう構成されたセンサー容量（Ｃｍｅｓｓ；Ｃｓｅｎｓｏｒ）と、
    請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１４、１５、１６、１７または１８に記載の容量測定回路（１００；２００；３００；４００）であり、センサー容量が測定すべき容量を示すように、センサー容量に接続された容量測定回路を含む
    センサーシステム。
21. 請求項２０に記載のセンサーシステムであり、容量測定回路は、測定電圧源（１１０）から供給される正弦波電圧信号（２４２）の振幅がわかっていると仮定して、測定すべき容量（Ｃｍｅｓｓ；Ｃｓｅｎｓｏｒ）の容量値を示す情報を得るために計算するよう構成されている。
22. 請求項２０または２１に記載のセンサーシステムであり、センサー容量はデルタシグマ変調器の入力容量を示すものである。
23. 測定すべき容量の第１端子に正弦波電圧信号を供給すること（７１０）と、
    測定すべき容量の第２端子から電荷を受け取ること（７２０）と、
    デジタル出力信号が測定すべき容量から受け取った電荷量に応じたものとなるように、デジタル出力信号を出力すること（７３０）を含む、
    測定すべき容量の容量値を決定する方法（７００）。

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