CN105556321A - 电容感测电路和方法 - Google Patents

电容感测电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105556321A
CN105556321A CN201380076407.6A CN201380076407A CN105556321A CN 105556321 A CN105556321 A CN 105556321A CN 201380076407 A CN201380076407 A CN 201380076407A CN 105556321 A CN105556321 A CN 105556321A
Authority
CN
China
Prior art keywords
input signal
signal
integrator
integration
conversion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201380076407.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105556321B (zh
Inventor
罗曼·奥吉尔科
安德里·马哈里塔
维克托·克雷米
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Spectrum Technology Co.,Ltd.
Original Assignee
Cypress Semiconductor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cypress Semiconductor Corp filed Critical Cypress Semiconductor Corp
Publication of CN105556321A publication Critical patent/CN105556321A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105556321B publication Critical patent/CN105556321B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/0416—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers
    • G06F3/0418—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers for error correction or compensation, e.g. based on parallax, calibration or alignment
    • G06F3/04182—Filtering of noise external to the device and not generated by digitiser components
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2605—Measuring capacitance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
    • H03K17/96—Touch switches
    • H03K17/962—Capacitive touch switches
    • H03K17/9622—Capacitive touch switches using a plurality of detectors, e.g. keyboard
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/044—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means
    • G06F3/0446—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means using a grid-like structure of electrodes in at least two directions, e.g. using row and column electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/94—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00 characterised by the way in which the control signal is generated
    • H03K2217/96—Touch switches
    • H03K2217/9607—Capacitive touch switches
    • H03K2217/96071—Capacitive touch switches characterised by the detection principle
    • H03K2217/960725—Charge-transfer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

一种电容感测系统，可包括：电容感测输入端，电容感测输入端被构造用于接收根据感测的电容而变化的输入信号；积分器/放电电路，积分器/放电电路被构造用于在转换操作中积分输入信号和放电积分的输入信号至参考电平；以及残余保持部，残余保持部被构造用于量化积分的输入信号的放电，并保留量化点之后的积分的输入信号的任何残余，用于积分器/放电电路执行的下一个转换。

Description

电容感测电路和方法
本申请要求在2013年3月12日提交的美国临时专利申请系列US61/777314的优先权，在此通过引用其内容并入本文。
技术领域
本公开大体上涉及电容感测系统，且更特别地，涉及电容触摸感测系统和方法。
背景技术
电容感测系统能利用发射电极和接收电极之间的互电容来检测物体(例如，手指)的接近。通过激励信号的应用，能在接收电极上产生电荷(电流)，电荷根据电极之间的互电容变化。这样的互电容能根据物体的接近而变化。这样的系统能被定义为“电荷转移”系统。
一些传统触摸屏感测系统能利用电荷转移方法。在这些传统系统中，在若干激励周期通过有源积分器电路收集通过周期性激励信号产生的电荷。这样的电荷收集能与解调相结合，以获得输入信号的同步校正。这样的传统方法可能包括基线补偿，以防止积分器电路充满非信息电容。(非信息电容不根据物体即触摸而变化)。通常地，非信息电容能达到感测电容的90％(即触摸造成的变化通常为传感器电容的10％)。
在电荷转移系统中获得预期的灵敏度可能要求通过有源积分器电路收集多个感测周期(即激励信号的跃迁)。遗憾地，这样的系统的噪音免疫性典型地按感测周期的数目成比例下降。因此，这样的传统系统的动态范围可能被限制。并且，在这样的传统系统中，噪音脉冲能导致积分器电路被驱动进入饱和，失去所有测量信息。
解决上述传统电荷转移系统的限制的一个传统方法可能是在每个激励边沿(即激励信号的跃迁)之后传递转换结果。数字转换的解调、积分和模拟能确保代表电容的数字数值的产生。在这样的传统系统中的满意的解决方案可能依赖于具有接近一个最低有效位(LSB)的噪音的数字数值的积累。传统方法能在积分阶段利用先进的滤波技术以将外部噪音对转换终端的冲击最小化。
上述传统系统的缺点可能是感测通道的分辨率的增加与累积转换数的平方根成比例。因而，这样的传统系统可能需要相对高分辨率的模拟-数字转换器(ADC)，模拟-数字转换器以相对低的频率运行并具有有限的积分时间。例如，当激励信号频率是100kHz时，在100us期间的转换样本的积分可能对应ADC分辨率增加sqrt(20)＝4.5倍(2比特)。并且，转换结果的数字积累可能需要具有非常小的微分非线性(DNL)的ADC，因为对于所有的转换结果DNL是系统性的，且不被平均值降低。
解决基础电荷转移系统的限制的第二个传统方法可能是采用“电荷平衡”方法。在电荷平衡方法中，积分输入信号初始地给积分电容器充电。然后电容根据参考电流放电。一旦电容器恢复到其初始状态(即，其是平衡的)，则参考电流终止。因而电荷平衡系统被理解为类似张弛电路。在一些电荷平衡系统中，积分和电荷平衡能同时发生。达到这样的电荷平衡所需的时间能被转换成数字数值。例如，在电荷平衡操作期间发生的参考时钟脉冲的数目可能是计数值。该计数值根据感测电容而变化。与基础电荷转移系统相比，电荷平衡系统能有非常好的线性。
传统电荷平衡系统的缺点可能是感测电路(通道)对积分电容器不完全再充电的敏感性，通道被外部噪音同步化的可能性，以及通道容易受这样的噪音的影响。
图13在功能原理图中示出传统电荷转移系统1300。传统系统1300可能包括激励源Vex1301，激励源Vex1301利用缓冲器1305驱动传感器网络1303。响应于来自源1301的激励信号，传感器网络1303的传感器能形成输出电流Im。电流Im对应于在激励信号的半周期期间通过传感器转移的电荷，且能代表感测电容(Cm)。电流Im能由输入级1305以增益K进行放大，并应用到解调器单元(DM)1307。DM1307被功能地描述为放大器。通常地，DM1307通过激励信号放大输入信号，以获得矫正输出并获得较好的噪音免疫性，特别是在存在低频率噪音的情况下。在将解调信号应用到DM1307中，有时包括移相器1309以通过传感器网络1303使延迟冲击最小化。
从DM1307中输出的矫正信号被收集在低通滤波器(LPF)1311，以产生输出信号(Ux)，输出信号(Ux)与转移电荷(Im)(转移电荷转而与感测电容成比例)成比例。通常，积分器被用在LPF1311的任务中。通过ADC1313将LPF1311的输出数字化，并收集在数字低通滤波器(DLPF)1315中。
由于电荷累积在LPF1311，其与感测电容(Cm)成比例，所以图13的构架被当成“电荷累积”构架。在传统电荷累积系统1300中，传感器激励是周期性的。收集在LPF1311中(以及此后在DLPF中)的激励电荷的量限定在噪音影响下系统的性能。激励周期累积的数目和激励频率能限定积分时间。
ADC转换器(ADC1312)能采用各种形式。一个ADC方法可能涉及直接转换。将输入模拟信号与量化的参考值进行比较。另一方法能将积分值转变成一些其他形式。例如，能使用电荷平衡型程序。在电荷平衡程序中，通过参考电流的应用能平衡对应于积分值的初始电荷。然后平衡所述值所需的时间量能被数字化(即，通过计数器等)。
图14A在功能原理图中示出传统电荷平衡系统1400。电荷平衡系统1400可能包括和图13中的那些项相同的项，且这些相同项采用相同的参考字母，但使用前导数位“14”而不是“13”。与图13不同，图14的传统系统1400示出积分器1417、比较器1419和电流源1421，电流源1421能在积分器1423的输入口处将电流(由加法器1423表示)应用到输入信号。电荷平衡系统1400被理解成在各电荷平衡操作之后在相反的状态之间切换。该系统能被理解成利用参考源同时执行输入电荷积累(积分)和电荷平衡。
注意，尽管特别的DM单元不包括在系统1400中，但是通过反转电流源的操作，能“无形地”发生解调，反转电流源的操作能使参考电流源(例如，电荷平衡电流Iref)的方向与激励信号中的改变同步交替。
现在将描述传统系统1400的噪音响应。通常可能有两种噪音源：内部和外部。内部噪音可能从有源部件的自噪音中产生，从经由寄生电容从开关电路转移的电荷中产生，以及从产生自电源供应的噪音中产生。在图14A中，这样的内部噪音源被缩减成等价噪音源Enc1425，等价噪音源Enc1425经由求和操作应用在比较器1419的输入口。外部噪音能经由传感器单元的寄生电容渗透进入测量电路中。并且，液晶显示器(LCD)噪音(如果系统利用触摸屏)和充电器噪音是外部噪音的代表。在图14A中，外部噪音被缩减成等价源Ene，该等价源Ene经由在传感器网络1403内的电容器Cf连接到传感器节点。
在比较器的输入口处的通道的频率响应能按如下给出：
Gconv(f)＝Gf(f)·Gint(f)
其中，Gf(f)是噪音源链的转移函数；Gint(f)是积分器转移函数。
在第一接近中，Gf(f)和Gint(f)可能分别被称作高通滤波器和低通滤波器。在这样的情况中，系统(即，通道)1400的频率响应在比较器1419的输入口处可能被表示为固定值：
| G f ( f ) | ≡ α · f ; | G int ( f ) | ≡ β · 1 f ; → | G c o n v ( f ) | ≅ c o n s tan t
换而言之，噪音频谱的形式在感测源处和在比较器输入口处是相同的。这样，通过将所有噪音源移动到比较器1419的输入口能够分析噪音影响。
图14B时序图，示出可能像图14A的系统的噪音导致的误差。传统操作(即，电容感测操作)可能以激励信号TX(点A和A’)的各个跃迁开始。由于激励信号经由微分增益作用在积分器上，所以积分器输出电压(Uint)从参考电压(Uref)快速改变升到最大值。信号“门”同时将参考电流(即，电荷平衡)源连接到积分器。因而，随着数值初升，Uint将开始放电。当积分器输出电压等于参考值(Uref)时，此放电停止。在图14B中，此停止(即，电荷平衡)被标记为D和D’。
图14B示出外部噪音源(Enc)和内部噪音源(Ene)的影响。仅在电荷平衡的结尾示出噪音。需理解的是，这样的噪音可能一直出现在波形中，且作为图示仅示出为Uint逼近Uref。
图14B示出在不同噪音源下如何发生相似的转换操作。如图所示，电荷平衡时间的缩短导致噪音的影响(示为：点B代表噪音Enc，和点C代表噪音Ene)。换而言之，噪音的正态分布会改变分布值，使其向一侧倾斜(即，较短的电荷平衡时间，或较小的计数值)。
应该注意，如果在电荷平衡操作的结尾，在比较器输入中的噪音的转换速率小于积分器输出电压转换速率，则分布类型不改变。这样，在传统电荷平衡系统中，积分器放电速度和噪音频谱可以显著影响转换器性能。
图14C是时序图，示出在随后的转换中传统电荷平衡系统如何可能具有越来越多的误差。特别地，从之前的转换到随后的转换，可能有双倍的误差。响应于噪音，放电过程可能过早(点B)停止。这时，积分器输出电压(Uint)与参考电压(Uref)不同。因此，随后的转换从该(非参考)电平开始，且来自第一转换的误差(对应于点A至点B)被带入第二转换，由于噪音，第二转换甚至可能缩短平衡时间更多(点A’至B’)。因而，第二转换的误差(-△ns’)可能比第一转换的误差(-△ns)更大。
图15示出采用电荷-电荷平衡技术的传统的基于松弛转换器的系统1500。系统1500可能包括两个运算放大器(opamps)OA0和OA1。与积分电容器结合的OA0被用作有源积分器，在反馈回路中有电容器Cint。当在积分电容器Cint中发生电荷平衡时，OA1能作为比较器1519以指示位移。OA0和OA1的非转换输入口可能被连接到参考电压Uref，参考电压Uref可能在靠近供应电压的中间的点。来自传感器的信号被直接应用到积分器的输入口。
电流数字模拟转换器(I-DAC)1521产生平衡电流(Iref)，平衡电流(Iref)通过开关1529被应用到积分器输入口，开关1529由信号门控制。数字代码Ni确定平衡电流(Iref)的大小。平衡从激励边沿(Tx的上升边沿或下降边沿)开始，并当比较器确定积分器输出电压(Uint)已经越过参考电平(Uref)时平衡停止。Tx的下一个边沿是下一个转换的起始点。
转换控制逻辑1527产生控制激励源的信号(Tx)和切换平衡电流的流动方向的信号“极性”。这两个信号(Tx和“极性”)是强相关的。在如下情况中：即大噪音甚至将积分器输出电压改变成与激励信号的极性相反的极性，平衡电流将是错误极性的，增强激励信号并驱动积分器进入饱和。控制逻辑1527能使用比较器输出来限定平衡电流极性，以在大噪音环境中防止积分器饱和。特别地，当平衡电流是错误极性的时候，转换结构是负数，表明这是无效测量。
转换器分辨率限定为平衡时间和(计数)时钟频率的乘积。时钟被用来通过计算在平衡时间周期内发生的时钟脉冲的数目来测量平衡时间。平衡时间受激励信号半周期持续时间的限制。这意味着，当使用高频激励信号时，可能很难获得高的转换器分辨率。
激励边沿的转换的结果能通过以下给出：
N x = U e x · C x I b a l · F c l k ;
其中，Uex是激励电压；Cx是传感器电容；Ibal是平衡电流；以及Fclk是时钟频率。应注意的是，在上述转换方程式中没有积分电容器值。该电容仅限定积分器输出电压的摆动。基于积分器输出(以上标注)的直接转换的结构对积分电容器值敏感。
如图15中的系统，传统松弛型电荷平衡系统可能具有以下优点：对积分电容器值不敏感；过载免疫；简单结构；能逐个周期进行处理。这样的系统的缺点可能是：大的量化噪音；响应和降解随着噪音水平上升而变差；这样的系统需要双向参考电流源；外部噪音可能激起同步化或共振；以及许多参数限定振荡频率。
附图说明
图1A是根据实施例的系统是方框图。
图1B和图1C是时序图，示出对于如图1中系统的系统操作。
图1D是根据另一个实施例的系统的方框原理图。
图2A和图2B是根据进一步实施例系统的方框原理图。
图3A和3B是根据另一个实施例的系统的方框原理图。
图4是电容感测系统的功能原理图。
图5A至图5C是时序图，示出根据不同实施例的对于量化误差和噪音误差的系统响应。
图6A是根据实施例的系统的方框图，图6B是时序图，示出像图6A的系统的系统的操作。
图7A是根据实施例的系统的方框图。
图7B是时序图，示出像图7A的系统的系统的操作。
图8A是根据实施例的系统的方框图。
图8B是时序图，示出像图8A的系统的系统的操作。
图9A是根据实施例的系统的方框图。
图9B是时序图，示出像图9A的系统的系统的操作。
图10是根据实施例的系统的方框图。
图11是根据实施例的集成电路装置的方框图。
图12是根据实施例的方法的流程图。
图13是传统电容感测系统的功能原理图。
图14A是另一个传统电容感测系统的功能原理图，图14B和图14C是时序图，示出如图14A中系统的系统噪音响应。
图15是传统电容感测系统的原理图。
具体实施方式
现在将描述各种实施例，这些实施例示出在不需要基线补偿电流的情况下能具有高分辨率、线性和动态范围的电容感测系统和方法。实施例能在相同的转换中积分和释放感测信号，以产生转换结果。转换操作的残余(remainder，即量化误差和/或来自噪音的误差)能被保留用于下一个转换(即，向前传递)，一个转换的残余趋于被下一个转换的残余抵消。
图1是根据一个实施例的系统的方框图。系统10能接收信号Rx，可响应于被应用到电容Cm的时变激励信号Tx生成信号Rx。互电容(Cm)根据物体的接近而变，且Rx能根据互电容(Rx≡Cm)而变化。响应于输入信号Im，系统10能产生输出值Cout，输出值Cout具有对应于感测电容的持续时间(Cout≡Cm)。
系统10可包括：积分器/放电器14；残余保持部16；以及，可选地，解调器12。积分器/放电器14能在参考电平处开始积分输入信号(Im)，输入信号(Im)可对应于信号Rx。在相同的转换中该数值可被放电。因而，积分器/放电器14能产生在相同转换之内上升(相对于参考电平)且然后下降的数值(Uint)。应理解，这样的的积分和放电操作可能是任何极性的。因而，在替代性实施例中，数值可能低于参考值被初始地“充电”且然后被“放电”回到参考电平。
残余保持部16能保留从转换中得到的任何结果残余数值，用于下一个转换。在一些实施例中，能通过利用量化操作产生输出数值Cout而产生这样的残余。在其它实施例中，可以通过噪音产生残余。
当积分/放电的数值接近或处于参考电平时，数值Cout将终止。如以下将更详细示出的，在一些实施例中，Cout能与参考时钟同步地被终止。因而，转换操作的转换起始点可能包括来自先前转换操作的的量化误差水平。这与将感测值完全放电回到参考电平的许多传统方法相反。
解调器12能够解调输入信号Rx，以产生输入信号(Im)。这样的解调可基于信号Tx。
在图1A中已经描述了系统部件，将参考图1B和图1C描述这样系统的操作。
图1B和图1C是时序图，示出激励信号Tx、时钟信号Clk、积分的(和放电的)数值Uint和输出数值Cout。转换能发生在Tx的各个半周期期间。时钟信号Clk能为各个转换提供量化点(即，端点)。数值Uint表示各个转换操作的积分和放电。放电与时钟信号Clk同步地停止。输出数值Cout能表示各个转换的开始(在Tx的各个转换的开始)和终止点之间的时间。图1B和图1C由实线示出量化的数值和以虚线示出标称数值(即，被完全放电至Uref的数值)。
图1B示出在A点开始的第一转换(转换0)。因而，数值Unit响应于输入值的积分而从Uref上升，同时放电操作可开始。因而，数值Uint能到达到峰值，且然后由于放电压倒积分而使得数值Uint开始下降。没有量化的情况下，这样的转换可能会终止在点C。然而，由于量化，转换终止在点C之前的点B。因而，产生的残余(以下称为量化误差)是负的(即，Cout数值比理想值短)。
再参考图1B，由转换0产生的量化误差能被保留用于下一个转换。因而，实线的波形Uint保持在Uref电平之上。因此，在下一个转换(转换1)中，积分开始点包括被保留的量化误差，在Uref(点D)以上的电平开始。当该数值在第二转换中被量化时，由于该起始点，转换结束在点F而不是点E。产生的残余(例如，量化误差)是正的(即，Cout数值比标称值长)，与先前的转换的残余相反。
图1C示出在点A’开始的另一个转换(转换n)。图1C示出较之图1B具有相反残余的转换。特别地，对于正的残余，转换结束在标称点C’之后的点B’。该正残余被保留，导致下一个转换(转换n+1)在低于Uref的点开始。对于与之前的转换的残余相反的负的残余，归因于该开始点，当操作被量化时，转换结束在点F’而不是点E’。
图1D是根据另一个实施例的系统100的方框原理图。系统100可包括积分器/放电器(以下仅称作“积分器”)电路104、解调部102和量化/残余保持部16’。部件16’可包括比较器106和电流供应电路108。系统100能接收来自电容感测网络110的感测输入信号(Sn)，并产生比较器数值(Cout)，比较器数值(Cout)具有持续时间与感测电容相对应的脉冲。可响应于时变激励信号Tx而产生感测输入信号(Sn)。在特殊的实施例中，输出数值Cout能被应用到计数器电路112，计数器电路112能产生表示感测的电容的计数数值Ncx。
解调部102能根据信号Tx’解调输入信号(Sn)，信号Tx’能与激励信号Tx同步。在一些实施例中，解调部102可能包括开关网络，该开关网络将感测信号(Sn)与激励信号Tx同步地连接到积分电路104。
积分电路104能积分解调后的感测信号。此外，在放电操作(即，电荷平衡)中，这样积分的数值可使之服从参考电流(+Iref和/或-Iref)。在一些实施例中，积分和放电同时进行。能从电流供应电路108提供参考电流(+Iref/-Iref)。积分器电路104可能包括单端接输入端，或可能包括带有差分输入端的差分积分器。积分器电路104可能包括(或被连接到)一个或多个积分电容器。
比较器106能将积分电路104输出的数值(Uint)与预定数值相比较，以产生输出信号Cout。然而，信号Cout能与时钟信号同步地被驱动在电平之间(即，它是被量化的)。因而，与非同步的比较器相反，根据时钟信号Clk和在积分器电路104中发生的积分/放电操作的状态，在数值Uint跨过比较器阈值之前和/或在Uint跨过阈值之后，比较器输出Cout能发生跃迁。
电流供应电路108能提供一个或多个参考电流，以提供输出数值Uint的电荷平衡(放电)。在一些实施例中，电流供应电路108能提供参考电流，该参考电流能相对于积分电容“切换方向”。在其它实施例中，电流供应电路108能包括开关元件和/或逻辑以改变如何将参考电流应用到积分电容(即，切换参考电流将被应用到的电容器端子)。在其它实施例中，电流供应电路能提供相对于积分器电路104以相反方向流动的两个参考电流。参考电流方向的切换和/或参考电流初始应用到积分电容能与激励信号(Tx”)同步。因而，这样的操作能考虑使用激励信号的解调(102’)的另一形式。
根据比较器输出Cout可终止电流供应电路108提供的参考电流。如上所指出的，Cout与时钟信号同步。因而，放电操作的终止能被当作“量化”，如在图1B/图1C中的上述，导致出现一些残余(称为量化误差)。该残余被保留，并被包括在后续的转换操作中。
在感测操作中，转换可发生在激励信号(Tx)的各个跃迁之间。在转换操作中，能响应于激励信号Tx而产生信号Sn。信号Sn能根据Tx被解调，并被作为输出应用到积分器电路104。通过积分器电路104的操作，Uint能被驱动到高的电平。同时，电流供应电路108能提供参考电流，以使积分的信号电荷平衡。当Uint接近参考电平时，比较器106的输出Cout可与Clk同步地跃迁，以终止参考电流，并结束转换操作。
在下一个转换操作中，系统100能如上述进行操作。然而，电荷平衡(即参考)电流的方向与激励信号同步地切换。并且，信号Sn能在相反的方向变化。如上所指出的，使比较器输出Cout与信号Clk同步化能引入残余(量化误差)，但是这样的残余能以有利的方式累积。例如，如果量化误差是正的(例如，增加一个比特)，则在下一个转换中，量化误差更可能是负的(例如，-1比特)，且反之亦然。在转换数值、量化误差的累积中，总体误差趋于保持在一个比特或更少。
图2A和图2B是根据另一个实施例的电容感测系统200的方框原理图。图2A/图2B示出在连续转换中的系统。系统200能接收响应于时变激励(例如，发射)信号而产生的输入信号(Im)，该激励信号代表电容。响应于这样的输入数值，系统200能产生输出数值Cout，该输出数值Cout具有对应于感测电容的持续时间。
系统200能包括解调部202、积分器/放电电路204和量化电路17(量化电路17包括比较器206和电流供应部208)。解调部202能接收输入信号Im，并根据时序信号Tx’将该信号传递到积分电路204，时序信号Tx’能与产生输入信号Im的激励信号同步。
积分电路204能包括运算放大器(OA)，运算放大器(OA)具有被以负反馈路径连接的积分电容器(Cint)。OA的反向输入(-)能接收来自解调部202的输入信号，以及还有来自电流供应电路的电荷平衡电流(Iref)。OA的非反向输入端(+)能接收参考电压Uref。OA的输出端能被应用到比较器206的第一输入端。
比较器206能将积分器电路204(积分器电路204经历积分/放电平衡)的输出与参考电压Uint做比较，以产生比较器输出信号Cout。然而，输出信号Cout中的跃迁与时钟信号Clk同步。因而，比较器输出信号Cout能具有对应于感测电容的持续时间。在特殊实施例中，计数电路(未示出)能利用信号Clk(或其倍数/分数)来测量Cout的持续时间(并因此获得测量电容)。
电流供应部208能包括电流供应电路214和能改变电荷平衡电流(Iref)如何被应用到积分电容器(Cint)的电路(即，开关网络)。并且，电流供应部208能响应于Cout而终止参考电流。
如上所指出的，图2A示出被构造用于一个转换的系统200。在该转换中，电流供应部208能将参考电流应用到由小圆表示的积分电容(Cint)的一个端子(连接)。
参考图2B，在下一个转换中，电流供应部208能将参考电流应用到积分电容(Cint)的另外端子(即，没有小圆的端子)。并且，电流方向的这种切换能与激励信号(Tx”)同步，并因而也被认为是解调操作(由202’代表)。
尽管实施例能包括单端接积分器构造，如图2A和图2B所示，但是其它实施例能包括差分积分器，如图3A和图3B所示。
图3A和图3B是根据另一实施例的电容感测系统300的方框原理图。像图2A/图2B一样，图3A/图3B示出在两个连续转换中的系统。系统300接收由激励信号产生的输入信号(Im)，并提供输出信号Cout。
系统300能包括解调器部303、差分积分器电路304和量化电路17(比较器306和电流供应部308)。解调部302能接收输入信号Im，并根据信号Tx’将该输入信号应用到差分积分器电路304的不同差分输入口。Tx’能与产生输入信号(Im)的激励信号(即，Tx)同步。
差分积分器电路304能包括差分放大器330、以反向反馈路径连接的第一积分电容器(Cint0)和以非反向反馈路径连接的第二积分电容器(Cint1).
比较器306能具有被连接到差分积分器电路304的差分输出端的输入端，且能产生输出信号Cout作为响应。如在图3A/图3B中的情形，输出信号Cout的跃迁与时钟信号Clk(在特殊实施例中，时钟信号Clk能是计数时钟，或是计数时钟的倍数/分数)同步。
电流供应部308能包括双向电流供应电路314和电路(即，开关网络)。根据转换的发生，参考电流(+Iref)能被提供，流入差分积分器电路304，或者参考电流(-Iref)被提供，流出差分积分器电路304。在转换中，能由信号Cout终止参考电流(+Ierf/-Iref)。由电流供应部308进行的在电流方向的切换能与激励信号同步，并因而也被称为解调操作(由302’代表)。因而，需理解“放电”电流可以是在一个转换中流入积分电容的电流，且可以是在另一个转换中流出(即，电流吸收器)积分电容的电流。
图3A示出被构造用于一个转换的系统300。在该转换中，解调器部302能将输入信号(Im)应用到差分积分器电路304的(+)输入口。同时，电流供应部308能将参考电流(+Iref)应用到差分积分器电路304的(-)输入口。
参考图3B，在下一个转换中，解调器部302能将输入信号(Im)应用到差分积分器电路304的(-)输入口。同时，电流供应部308能将参考电流(-Iref)应用到差分积分器电路304的(+)输入口。
为了更详细地理解实施例的操作，现在将描述用于各种系统构造/结构的电荷平衡操作。
图4在功能原理图中示出电容感测系统400。系统400能被概念化为包括解调部400-0和电荷平衡转换器部400-1。
解调部400-0能包括激励源Utx416、缓冲器448、传感器网络403、输入增益级446和解调器402。激励源416能产生时变信号Tx，信号Tx能被传感器网络403上的缓冲器448驱动。在一个非常特殊的实施例中，传感器网络403能包括布置在一个方向的发射电极和布置在另一方向的接收电极。这些电极之间的互电容(Cm)能根据物体(即，手指)的接近而变化。根据互电容(Cm)，激励信号Tx能引起从传感器网络403中输出电荷(电流信号Im)。信号Im能被输入增益级446放大并应用到解调器402。解调器402能利用激励信号Tx(激励信号Tx可以在该应用之前被移相)对放大的Im数值进行解调。
电荷平衡部400-1能包括积分器输入口(求和器444)、积分器404、比较器406和电流供应部408。积分器输入口444能接收来自解调器402的被解调的信号，以及电荷平衡(即，放电)电流(Iref)。积分器404能在其输入口上执行积分操作(其能包括积分和放电)。积分器404的输出口能被连接到比较器406。比较器406能产生输出信号Cout，该输出信号Cout具有的脉冲持续时间与感测电容成比例(Cout≡Cm)。并且，比较器输出Cout能终止电荷平衡电流。电流供应部408能利用各转换操作将电荷平衡电流(Iref)提供到积分器输入口444。在一些实施例中，电流(Iref)能与激励信号同步切换方向，并因而也作为解调器。
为了理解这里的实施例的操作，将在没有比较器同步比(即比较器406输出Cout的跃迁唯一地根据比较结果)以及同步化(即，比较器406输出Cout的跃迁根据比较结果且与时钟信号同步—导致输出信号的量化)的情况下，描述系统400的操作。该描述将参考图5A至图5C。
图5A是时序图，示出：时钟信号(Clk)，该时钟信号(Clk)与比较器输出同步，且也被用于产生对应于电容的计数数值；门信号(即，Cout)，该门信号终止电荷平衡电流；以及激励信号(Tx)。图5B是时序图，示出：存在具有限定平局幅值(-χ/+χ)的噪音时的Uint、门和Tx的波形。图5C是时序图，示出：存在大的噪音尖峰时的Uint、门和Tx的波形。
现在结合图5A参考图4，当系统400在没有比较器同步化的情况下操作，在积分器输出电压达到参考电压(点B)的时，积分器放电(即，电荷平衡电流)停止。因而，没有比较器同步化，转换操作发生在点A和点B之间，并产生大小为7的计数数值Ng(即，在点A和点B之间有7个完整的时钟周期)。
如果假定转换操作是系统化过程，系统化量化误差可随着转换结果的累积而上升。累积结果将始终小于相同数目的标称转换数值Nx的和。因而，能由以下公式给出最大量化误差数值：
ΔQmax＝Δq·N
其中，Δq是量化增量；以及N是累积转换的数目。
当量化增量大于内部噪音和外部噪音时，上述关系是正确的。然而，在实际系统中，很难达到具有足够分辨率的这样低的噪音水平。因此，在该感测系统的评估中，能假定系统是随机的，收集量化误差作为随机数值。并且，假定在该系统中量化误差的概率分布是均匀的。信号量化噪音比能被估算为：
S N R = K n s 2 · K c i · 2 3 · F c l k F t x · K c x S s q · M ; - - - ( 1 )
其中，M是当转换结果累积时Tx周期的数目；Fclk是参考时钟的频率；Ftx是激励Tx信号的频率；Kns是多相噪音抑制的系数(如果使用单相技术，则数值等于1)；Ssq是在多相序列中的元件的和(如果使用单相技术，则数值等于1)；Kcx＝ΔCm/Cm是传感器的灵敏度(Cm是传感器互电容且ΔCm是在触摸时该电容的改变)；Kci是置信区间系数(正态分布的样品中的99％在区间±2.5σ，或Ksi＝2.5)。
对于没有比较器同步化(如传统电荷平衡系统(例如，图15)的比较器同步化)的系统400，上述噪音响应能是相同的。因而，这样的系统能具有相同的量化噪音水平。
再次结合图5A参考图4，现在将描述根据实施例的具有比较器同步化(即，具有量化)的系统400的操作。具有比较器同步化的操作意味着：积分器放电(即，Iref)能停止在精确限定的时刻，该时刻由参考时钟(Clk)的脉冲限定。因此，比较器406可以触发在积分器输出电压(Uint)到达参考电压(图5A的点C)之前或在Uint到达参考电压(图5A的点D)之后。由Uint的实线波形示出“早”比较器触发。用Uint的虚线波形示出“晚”比较器触发。
作为这样的(晚或早)比较器触发的结果，可能存在残余(称为量化误差)。然而，该残余被保留，并设为下一个转换操作的开始点。通过这样做，下一个转换的残余(即，量化误差)很可能与之前的转换的残余呈反方向。特别地，参考图5A，在第一转换中，“早”响应(实线波形)导致计数相对于标称情况短(差Δq)。然而，因为残余被往下延续(即，第二转换在Uref电平之上开始)，所以下一个转换的结果计数能相对于标称转换的长，于之前的转换的计数情况相反。相似地，在第一转换中，“晚”响应(虚线波形)导致计数比标称转换的长。然而，因为残余被往下延续，(即，第二转换在Uref电平之下开始)，所以，下一个转换的结果计数比标称转换的短。因而，在N个转换之后，累积量化误差能在一个量化增量之内。
在图5A中，“门”波形之内是各种操作模式的计数数值。计数NH代表：比较器在积分器越过参考电压(实现波形)之前触发的参考时钟的数目。计数NL代表：比较器在积分器越过参考电压(虚线波形)之后触发的参考时钟的数目。计数Ng示出：在没有比较器同步化情形下的操作时的参考时钟的数目。对于同步化比较器触发(NH和NL)的两种情形，在三个转换之后，时钟脉冲计数的和在一个比特之内。但是对于没有比较器同步化(Ng)的操作，量化误差较大。
如上所指出的，如果转化操作是随机的，则比较器触发(越过参考电平之前或之后)可能是随机的。因而，量化误差从一个转换传递到下一个转换，在下一个转换增加新的量化误差。这样，如果累积的量化误差超出量化增量，则下一个转化结果将包括该比特(即，有误差的情况下开始转换)。
具有同步化比较器的累积电荷平衡转换器能获得这样一个系统：该系统储存来自一个转换的量化误差，并将其传递到下一个转换中。因而，在任何数目的转换结果之后，量化误差能在一个比特之内。因此，包括具有同步化比较器(即，带有保留误差的量化)的电荷平衡的实施例能具有该有利的噪音响应。
现在结合图5B参考图4，将描述在噪音环境中的系统的操作。这样的响应能包括用于具有累积构造的系统的那些响应，像包括在实施例中的那些实施例。在图5B中，假定在比较器输出口上的噪音能具有给定为±χ(在Uref附近)的平均电平。要理解的是，噪音能在这些电平之上或之下变化，如由501所示(即，贯穿时间存在像501的噪音)。这样的噪音能导致比较器406在参考电平(Uref)之上或之下触发。参考电压和±χ线之间的差异与噪音能量成比例。虚线波形Nom示出标称积分器输出电压波形(即，没有噪音)，该波形示出从点A到点C的标称转换时间。
实线示出对于传统松弛型构造(例如，图15)的积分器输出电压。输入电流积分能从电平-χ以Tx脉冲(在点A)开始。积分器放电同时开始，且然后当积分器输出电压(Uint)越过+χ线(点B)时，积分器放电停止。因而，在这样的传统松弛构造中，出现噪音时，转变时间变为较小(与标称相比)数值(差-Δns)。该数值随着噪音水平的增长和增长。特别地，误差数值-Δns与2×Δχ成比例。在高噪音环境中，这样的传统系统能看到高达50％的响应降低的降低。
相反地，在累积电荷平衡性能(由图5B中的虚线示出，且如实施例中所包含的)中，噪音的不利结果被减少。在初始转换(点A至点D)中，残余可能存在，如在传统松弛构造情形中的一样。然而，对于各随后的转换，转换能在+χ电平附近开始，且转换结果的平均数值能达到标称数值。在这样的系统中，如果第一转换结果不合格，则随后的转换将从直线χ附近开始，且与传统情形(即，实线)相比，响应降低将被极大地减小。
现在结合图5C参考图4，将描述响应于大的噪音尖峰的系统的操作。这样的响应能包括以下响应：这些响应用于具有累积电荷平衡构造(像被包括在实施例中那些构造)以及传统松弛构造的系统。
与如这里的实施例所示的具有累积电荷平衡结构的那些系统相比，在具有松弛结构的系统之间，响应于噪音尖峰渗透的系统的性可能不同。因为运算放大器输出电压不能改变足够快以利用其反馈回路补偿尖峰，所示基于具有有限通带的运算放大器的积分器不可以抑制短尖峰。因此，这样的尖峰能出现在运算放大器输出电阻上，并因而直接影响比较器输出。图5C示出这样的转换器的示例。
在图5C中，假定噪音尖峰出现在点B。虚线波形Nom示出标称响应。实线示出传统松弛构造(例如，图15)的响应。粗虚线示出电荷平衡结构的响应。
参考图5C，在传统松弛情形中，噪音尖峰在点B触发比较器跃迁。点B发生在点C之前，点C对应于标称响应(即，对应于考虑由于噪音尖峰而丢失的波形面积的响应)。比较器触发使积分器放电在点B停止，且后续转换从替代的电平(Uref以上)开始。如所示，传统松弛结构的后续转换(点A’至点B’)重复之前的误差。
仍旧参考图5C，在电荷平衡结构中，第一转换与传统松弛结构的第一转换一样(即，比较器先触发在点B)。并且，残余被往下传递作为下一转换的开始点。然而，与传统松弛响应不同，累积误差处于与之前的转换的方向相反的方向(即，其增长了波形)。因此，两个转换的平均值包含很少(如果有一些)的由噪音尖峰(假定尖峰穿过电容进入转换器)引起的误差。
因而，尽管噪音尖峰能在传统松弛结构和电荷平衡累积结构中都引入双误差(即，在连续转换中的误差)，但是在后面的情形中，第二转换的误差与第一转换的误差相反。因此，在这样的情形(实施例采用这种情形)，这些误差的和趋向于零。
图5C还图示过载响应中的不同。在传统松弛转换器的情形中，由于在下一个转换的开始的过渡期(即Tx的过渡期)，一定量的电荷留在积分器上，过载情况下的转换将被减少，因而使转换数值扭曲(使其变短)。相反，在电荷平衡情形中，残留的非平衡电荷(残余)传递到下一个转换并增加转换结果。因而，在这种情形中，过载情况下，转换不丢失信息。
已经证明了根据实施例的构造如何具有有利的量化噪音和系统噪音响应，先在将描述特别的详细实施例。
图6A示出根据实施例的系统600。系统600可包括积分器/放电电路(此后称为“积分器”)604、残余保持部66、输入开关部602和控制逻辑626。积分器电路604可包括运算放大器(OA0)和积分电容Cint。运算放大器OA0可具有被连接以接收参考电压Uref的非转换输入口(+)。转换输入口(+)可(经由开关)连接到电容Cint。
残余保持部66可包括比较器(由运算放大器OA0实现)、输出开关624、电流数-模转换器(IDAC)614和开关网络(SW3至SW7)。
开关网络(SW3至SW7)可通过控制逻辑626产生的控制信号(SW1’至SW7’)来控制。开关SW4至SW7可操作以切换OA0的负反馈回路之内的积分电容Cint的方向(即，连接)。此外，开关SW3能把来自IDAC614的参考(放电)电流应用到网络(并因此应用到Cint)。IDAC614能提供放电电流(Iref)至以数字数值Ni建立的Cint(经由开关网络SW3至SW6)。
比较器(OA1)能具有被连接以接收参考电压Uref的输入口，并且其它输入口被连接到OA0(即，积分/放电的数值Uint)的输出口。来自比较器OA1的输出信号(Cout)能与时钟信号Clk同步(即，量化)。在开关网络(SW3至SW6)操作时，输出开关624能隔离比较器(OA1)的输出。
输入开关部602可包括开关S1和开关S2。开关S1能将电容感测输入信号(Im)连接到OA0的输入端(-)。当开关网络(SW3至SW6)操作时，开关S2能将OA0的输出(-)连接到参考电压Uref。
控制逻辑626能产生：激励信号(Tx)，以产生输入信号(Im)；极性信号，极性信号能控制从IDAC提供的Iref的极性；控制信号S1’至S7’，控制信号S1’至S7’分别控制开关S1至S7；BL信号，BL信号控制输出开关624；和计数数值Ncx，计数数值Ncx对应于代表感测电容的脉冲Cout的持续时间(即，平衡时间)。
参考图6A，在系统600中，通过反转与激励信号Tx同步的积分电容Cint的连接，能实现解调功能。如上所指出的，通过开关S4至开关S7的操作能实现这样的作用。当Cint的连接反向时，输出开关624(由信号BL操作)能将比较器输出从转换器控制逻辑(626)断开，以防止比较器感测可能因这样的切换而导致的错误的感测信号。
图6B是时序图，示出用于像图6A的实施例的积分电容连接切换操作。图6B示出：积分器电压Uint(相对于参考电压Uref)；发射信号Tx；开关控制信号S1’至S7’；和信号BL。通过这样的切换的操作，Cint的方向能被反转，且积分器的输出(即，OA0的输出)能被维持在参考电压电平Uref。
参考图6B，在积分器电容(Cint)反转的第一阶段，参考电流(Iref)能与Cint(点A)隔离，且比较器(606)的输出能与控制逻辑隔离。并且在此时，到积分器的(-)输出能被连接到参考电压Uref(点B)。然后Cint从积分器输入和反馈回路(点C)断开。
在接下来的阶段，Cint的一个连接(即，第二端子)能被连接到OA0的输出(点D)。然后该相同的端子能被从OA0的输出(点E)断开。然后Cint的相反连接被连接到OA0的输出(点F)。到比较器的(-)输入到参考电压Uref的连接能被断开，以在下一个转换的开始(点H)再次接收输出信号Im(点G)。
图6A/图6B的实施例可以被应用到具有非常快的放大器的积分器，其中当积分电容Cint的反转在进行中时，这样的放大器能作用于输出信号的快速变化。
图7A示出根据另一实施例的系统700。系统700能包括像图6A的那些的项，且这些相同项具有相同的参考字母，但第一数字是“7”而不是“6”。
系统700不同于图6A中的系统的是其不包括输出开关部602。
图7B是时序图，示出用于像图7A中的系统的积分电容连接切换操作。图7B包括如描述用于图6的信号(没有信号S1’、S2’)。
参考图7B，在第一阶段，参考电流(Iref)能与Cint(点A)隔离，且比较器(706)的输出与控制逻辑(点A’)隔离。
在随后阶段，被连接到OA0的输出的Cint的一个连接(即，第二端子)能被连接到OA0的输入(点C)。该相同端子然后能从积分器输出(点D)断开。Cint的相反连接然后能连接到OA0的输出(点E)。
图7A/图7B的实施例可以应用于具有较低运算放大器的积分器。开关S7和开关S6能以重叠的方式接通，以将输出保持在Uref电平，因而免除对开关S1和S2(如图6A中所示)的需要。
如图6A至图7B中的实施例的实施例可能包括缺点：当积分电容被反转时，积分器运算放大器的反馈回路被打开；在信号路径中具有大量的开关，其可能是附加误差源；开关的寄生电容，其可能造成与积分电容的电荷分享；以及积分电容反转套路可能是复杂的，依赖于切换的严格控制。根据附加实施例，通过利用差分电荷转换型系统能解决这样的缺点。图8A和图8B中示出一个这样的实施例。
图8A示出根据进一步实施例的系统800。系统800能包括差分积分器/放电电路(以下称为“差分积分器”)804、残余保持部86、解调器部802和控制逻辑826。差分积分器电路804能包括差分放大器862、第一积分电容Cint0和第二积分电容Cint1。差分放大器的差分输入端(+、-)能被连接到解调器部802，以接收电容感测输入信号(Im)。
残余保持部86能包括比较器806(由运算放大器OA1实施)、输出开关824、IDAC814和开关网络(G0、G1、SW3和SW4)。
开关网络(G0/1、SW3/4)能根据激励信号Tx和门信号(能从比较器806的输出Cout产生门信号)将参考电流(+Iref/-Iref)连接到积分电容(Cint0/Cint1)。因而，在Tx的半周期上，当Cint0被用于对输入信号Im进行积分时，+Iref能被应用到Cint1。在Tx的下一个半周期上，当Cint0被用于对输入信号Im进行积分时，-Iref能被应用到Cint1。在各个半周期内，参考电流(+Iref/-Iref)能响应于门信号(即，比较器806)而被终止。
比较器806能具有被连接到差分放大器862的差分输出的输入。来自比较器806的输出信号能与时钟信号同步(即，量化)。当开关网络(S3/S4)的开关和解调器部(S1/S2)运行时，输出开关824能隔离比较器806的输出。
解调器部802能包括开关S1和S2。当信号Tx低时，开关S1能将电容感测输入信号(Im)连接到差分放大器862的(-)输入，且当信号Tx高时，开关S2能将信号(Im)连接到差分放大器862的(+)输入。就是说，解调器部802部能同步于发射信号Tx将输入信号Im连接到积分器电路804。
控制逻辑826能产生：激励信号(Tx)，以产生输出信号(Im)；门信号(来自Cout)；BL信号，BL信号控制输出开关824；以及计数数值Ncx，计数数值Ncx对应于脉冲Cout的持续时间，其能代表感测的电容。
如图8A的实施例的实施例能减少(即使不能消除)对于图6A至图7B中实施例中所指出的缺点。
通过由激励信号Tx(其能被用于产生输入信号Im)的操作将输入信号切换到差分积分器804，差分积分器804的使用能允许解调。解调器部802的开关S1和S2能执行该功能。
IDAC814能被用于产生平衡电流。然而，与之前的实施例不同，IDAC814能包括具有相反方向电流的两个输出(+Iref、-Iref)。通过利用开关S3和S4将这些平衡电流连接到积分器输入，这些电流能被用于平衡积分输入信号(Im)。逻辑(G0/G1)能响应于比较器输出门(来自Cout)和Tx信号控制这些开关。
图8B是时序图，示出用于如图8A的实施例的实施例的转换操作。图8B示出：输入信号Im；差分积分器电压Uint(相对于参考电压Uref)；发射信号Tx；开关S1至S4的操作(其中高对应闭合，低对应打开)；门信号(Cout)；以及信号BL(其控制输出开关824)。
参考图8B，转换能从Tx信号的每个边沿(跃迁)开始。平衡电流能与Tx边沿同时地被应用到差分积分器804。根据Tx信号能限定用于平衡的电流(即，+Iref、-Iref)。测量电流(Im)和平衡电流(即，+Iref、-Iref)总是被连接到差分积分器804的相反输入。当比较器输出(即，门)指出电荷平衡时，通过打开开关S3或S4停止平衡电流流动。当信号Tx信号跃迁时，利用信号BL能阻挡比较器806的输出，以帮助防止比较器的错误触发。与图6A和图7A中的实施例相比，控制逻辑826能比那些实施例的更简单，对于各种开关没有严格的时序要求。
上述实施例能具有相同的电荷平衡(即，放电)过程。能在与电容感测输入信号的积分的相同时间执行平衡。这样的实施例可能依赖于具有对输入信号形式的大体上的理解。特别地，已知在积分操作的结尾积分器输出信号将接近于零。在测量电容(Cm)可能被完全再充电的电荷转移感测阵列中，这可能尤其如此。
如上面所指出的，在实际操作中，噪音能与测量信号共存。因而，比较器能基于积分器与外部噪音源的相互作用检测电荷平衡。存在这样的噪音的操作被示出在图5B中。
注意，噪音对转换结果的影响可能取决于平衡(放电)斜率对噪音改变率的比率。当噪音改变比放电斜率快时，观察到噪音矫正效果能改变转换输出上的噪音分布。该效果能导致在增加噪音水平的情形下的转换性能的显著降级。
解决这样的噪音问题的一个方法可能是在积分器从输入断开时检测电荷平衡条件。在这样的实施例中，在信号积分之后能发生电荷平衡(放电)。然而，与同时积分和放电的方法相比，这样的行动可能需要更多时间。在图9A和9B中示出一个这样的实施例。
图9A是根据另一实施例的系统900的功能原理图。系统900能包括两个独立的电荷平衡通道。这样的通道能如上述实施例中的通道那样操作，然而，各通道专用于对应激励信号的特定跃迁的转换，允许积分和转换操作在激励信号的完整周期而不是半周期中发生。并且，随着积分/放电电压接近参考电平，输出信号被从积分器断开，以防止输入信号噪音影响积分电压与参考电平之间的比较。
系统900能包括如图4中的那些项，且这些相同的项用相同的但是具有先导数字“9”而不是“4”的参考字母表示。如所示的，系统900不同于图4系统的是系统900能包括两个通道972-0/1。一个通道(即，972-0)能在Tx的下降边沿而不是Tx的上升边沿接收来自其解调器944-0的电容输入信号。因而，它能对它的信号进行积分，并然后在比Tx的半周期长的时间段对信号进行放电。相似地，另一通道(即，972-1)能在Tx的下降边沿而不是Tx的上升边沿接收来自其解调器944-1的电容输入信号。因而，它也能对它的信号进行积分，并然后在比Tx的半周期长的时间段对信号进行放电。
图9B是时序图，示出用于如图9A的实施例的实施例的转换操作。图9B示出：用于不同通道的积分器电压Uinta、Uintb；信号门1，信号门1能终止一个通道的参考电流；信号门2，信号门2能终止另一个通道的参考电流；以及发射信号Tx。
参考图9B，积分/放电操作能在Tx的上升边沿(点A)对一个通道(即，Uinta)开始。积分/放电操作能在Tx的下降边沿(点A’)对另一个通道(即，Uintb)开始。
虚线波形示出如用于上述实施例中的那种响应，能包括同时的积分和放电。这样的同时的积分/放电能导致在点D结束的转换。
相反地，在如图9A的实施例的实施例中，相对于积分，放电可能被延迟。实线波形示出用于如图9A那样的实施例的响应。在所示的特别示例中，放电操作的开始被延迟到用于Unita的点K(和用于Uintb的点K’)。并且放电操作结束在点M(点M’用于Uintb)，在Tx的下降边沿之后(即，在点A’之后)。
应注意，对于延伸进入下一半周期的放电操作的部分，积分数值将不受噪音相关输入信号的影响。因而，在点A’和M之间的积分数值Uinta被示出为无噪音，且在点A”和L’之间的积分数值Uintab被示出为无噪音。
图10是根据另一实施例的系统1000的方框原理图。系统1000能如图9A和9B中所示的系统那样操作。系统1000能包括差分积分器/放电电路(此后称为“差分积分器”)1004、残余保持部1066和控制逻辑1026。差分积分器电路1004能包括放大器(A1、A2)、第一积分电容Cint0和第二积分电容Cint1，它们一起能形成伪积分器。非反转输入(+)能被连接以接收参考电压Uref。另外，A1的反转输入(+)能接收电容感测输入信号(经由开关S1)和参考电流(+Iref)(经由开关S4)，并且A2的反转输入(-)能接收电容感测输入信号(经由开关S2)和参考电流(-Iref)(经由开关S3)。
残余保持部1066能包括比较器1006、IDAC1014和开关网络(INV0至INV2和S1至S6)。开关网络(INV0至INV2和S1至S6)能根据激励信号Tx将输入信号Im连接到差分积分器电路1004。能根据门信号(门1和门2)将参考电流(+Iref/-Iref)应用到差分积分电路1004。
因而，在Tx的下降边沿上，输入信号Im能被施加并由A1/Cint0积分(经由S1)。能将A1的输出与比较器1006隔离(经由S5)。在稍后的时间，参考电流+Iref能被施加到放电Cint0(经由S4)。在Tx的下一个上升边沿上，能将输入信号Im与A1/Cint0隔离(经由S1)。然而，放电能在较少噪音的情况下继续(或甚至开始)(即，没有Im被积分)。能将A1的输出施加到比较器1006(经由S5)。
相反地，在Tx的上升边沿上，输入信号Im可被施加并被A2/Cint1积分(经由S2)。能将A2的输出与比较器1006隔离(经由S6)。在稍后的时间，能将参考电流-Iref施加到放电(充电)Cint1(经由S3)。在Tx的下一个下降边沿上，能将输入信号与A2/Cint1隔离(经由S2)。然而，放电(充电)能在较少噪音的情况下继续(或甚至开始)。能将A2的输出施加到比较器1006(经由S6)。
图11示出根据另一实施例的系统1150。系统1150能包括感测部1100、处理部1180、存储器部1182和电容感测网络1186。
电容感测网络1186能包括一定数量的电容传感器，这些电容传感器能提供反映一个或更多个物体的接近的数值。在所示实施例中，电容感测网络1186可以是包括发射(TX)和接收(RX)电极的触摸互电容感测网络，并能产生根据手指的接近而变化的电容数值。在一个实施例中，TX电极和RX电极能彼此垂直，TX电极被驱动以在RX电极上引起改变。这样的改变能被感测以检测电容的变化，并因此检测物体的接近。根据TX电极驱动和RX电极展示的电容的改变能确定物体的位置。
感测部1100能驱动网络1186的TX电极并感测RX电极上的数值。感测部1100能包括以上实施例中所示的感测系统的任何感测系统或等效物。因而，感测系统1100能提供能鉴别物体的接近的数值(即，计数)。这样的数值能对应于位置信息(即，TX/RX电极数目)。
处理部1180能包括处理器1180-0，该处理器1180-0能执行存储的指令1180-1的功能。指令能使处理部能够执行各种功能，包括位置确定功能1188，以确定一个或更多个物体相对于电容感测网络1186的位置。
存储器部1182能存储用于处理部1180-0的各种数据数值。在所示的实施例中，存储器部1182能存储由部件1100产生的感测数值1194。
尽管存储器部1182和指令1180-1可以存在于不同的存储器(例如，一个在易失性存储器中，另一个作为固件在非易失性存储器中)，但是在替代性实施例中，这样的数据能在相同的存储器中占据不同的位置。
在所示的特别实施例中，处理部1180、存储器部1182和感测部1184能是相同的集成电路(IC)装置1198的部分。例如，这些部件能被形成在相同的IC基底中，或可以被形成在相同的封装(即，多芯片封装)中。在一个非常特别的实施例中，IC装置可能来自由美国加利福尼亚圣若泽的赛普拉斯半导体公司制造的 和/或系列装置。
以上实施例已经示出系统、电路、装置和相应方法。现在将参考流程图描述另外的方法实施例。
图12是根据实施例的方法1200的流程图。方法1200能包括对电容感测信号进行积分和利用参考电流将积分的数值放电到参考电平(1202)。这样的动作能包括：同时积分和放电；或积分后随之放电。方法1200也能包括当积分的数值接近参考电平时终止参考电流(1204)。这样的动作能包括将积分的数值与参考数值进行比较，并当积分数值被确定在参考电平时产生终止信号。在一些实施例中，这样的终止信号能被量化，根据周期性时钟信号激活终止信号。
方法1200也能包括产生输出数值，该输出数值对应于积分和参考电流终止之间的时间(1206)。这样的动作可包括在这样的时间段对时钟周期数目进行计数。
方法1200能包括保留转换的任何残余，用于输入信号的下一个积分(1208)。这样的动作包括保留量化误差，或噪音导致的误差。根据实施例，在第一个积分/放电操作中引起的残余能导致在后续积分/放电操作中的与第一个这样操作中相反的残余。残余能包括“量化误差”或来自噪音的误差(如这里的实施例所描述的)，或等价物。
应理解，贯穿本说明书，“一个实施例”或“实施例”意味着结合该实施例所描述的特别的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，强调且应理解的是，相对于在本说明书的不同部分“实施例”或“一个实施例”或“替代性实施例”，两个或更多个不必然全指相同的实施例。并且，特别的特征、结构或特性可以被组合以适用在本发明的一个或更多个实施例中。
相似地，应理解的是，在本发明的示例性实施例的前述描述中，为了精简公开，协助对不同创造性方面的一个或更多个方面的理解，本发明的各种特征有时被一起组合在本发明的单个实施例、附图或描述中。然而，公开的该方法不解读为表达这样一个意图：权利要求需要的特征比被精确列举在各权利要求中的特征更多。相反地，创造性方面在于其特征比单个前述公开实施例的所有特征少。因而，在详细描述之后的权利要求由此被精确地并且该详细描述中，各权利要求各自作为本发明的单独实施例。

Claims (20)

1.一种电容感测系统，包括：
电容感测输入端，所述电容感测输入端被构造用于接收输入信号，该输入信号根据感测的电容而变化；
积分器/放电电路，所述积分器/放电电路被构造用于在转换操作中积分所述输入信号并且放电所积分的输入信号至参考电平；以及
残余保持部，所述残余保持部被构造用于量化所述积分的输入信号的放电，并保留量化点之后的所述积分的输入信号的任何残余，用于所述积分器/放电电路执行的下一个转换。
2.根据权利要求1所述的电容感测系统，其中：
残余保持部包括：
比较器，所述比较器具有被耦合到所述积分器/放电电路的第一输出端，且被构造用于产生比较器输出信号，所述比较器输出信号与周期性信号同步地跃迁，以及
电流供应电路，所述电流供应电路被构造用于把至少一个参考电流供应到所述积分器电路，并用于响应于所述比较器输出信号禁用所述参考电流。
3.根据权利要求1所述的电容感测系统，其中：
所述积分器/放电电路包括：
第一运算放大器(opamp)，所述第一运算放大器具有被耦合来接收所述输入信号和来自所述残余保持部的参考电流的第一运算放大器输入端，和被耦合来接收参考电压的第二运算放大器输入端，以及
第一电容器连接，所述第一电容器连接被布置在所述第一运算放大器输入端和运算放大器输出端之间，并被构造用于接受第一积分电容。
4.根据权利要求1所述的电容感测系统，其中：
所述积分器/放电电路包括：
差分积分器，所述差分积分器具有第一差分输入端和第二差分输入端，所述第一差分输入端被耦合以接收所述输入信号和来自所述残余保持部的第一参考电流，所述第二差分输入端被耦合以接收所述输入信号和来自所述残余保持部的第二参考电流；
第一电容器连接，所述第一电容器连接被布置在所述第一差分输入端和积分器输出端之间，并被构造用于接受第一积分电容，以及
第二电容器连接，所述第二电容器连接被布置在所述第二差分输入端和积分器输出端之间，并被构造用于接受第二积分电容。
5.根据权利要求1所述的电容感测系统，进一步包括：
解调器部，所述解调器部被构造用于利用时变发射信号解调初始输入信号，以产生所述输入信号。
6.根据权利要求5所述的电容感测系统，其中：
所述解调器部包括至少一个开关，所述开关被耦合在感测输入端和所述积分器/放电电路之间，响应于与所述发射信号同步的控制信号而启用所述开关。
7.根据权利要求5所述的电容感测系统，其中：
所述积分器/放电电路包括第一电容器连接和第二电容器连接，所述第一电容器连接和第二电容器连接被构造成连接到电容器的端子；并且
所述解调器部包括开关网络，所述开关网络被构造用于连接所述第一电容器连接以响应于具有第一数值的第一时序信号接收参考电流，并用于连接所述第二电容器连接以响应于具有第二数值的第一时序信号接收参考电流；其中，
所述第一时序信号与所述发射信号同步。
8.根据权利要求5所述的电容感测系统，其中：
所述积分器/放电电路包括第一差分输入端和第二差分输入端；并且
所述解调器部包括开关网络，所述开关网络被构造用于连接第一参考电流以响应于具有第一数值的第一时序信号流入所述第一差分输入端，和连接第二参考电流以响应于具有第二数值的第一时序信号从所述第二差分输入端流出；其中
所述第一时序信号与所述发射信号同步。
9.一种方法，包括：
积分电容感测输入信号并利用参考电流把所积分的输入信号放电至参考电平；
当积分和放电的输入信号接近所述参考电平时，终止所述参考电流；
产生输出数值，该输出数值表示所述输入信号的积分的开始与所述参考电流的终止之间的时间；以及
保留由所述输入信号的终止产生的任何残余，用于所述输入信号的下一个积分和放电；其中
所述残余包括所述积分和放电的输入信号与所述参考电平之间的差异。
10.根据权利要求9所述的方法，其中：
放电积分的数值包括利用电流源产生放电电流，通过所述积分和放电的输入信号与所述参考电平之间的比较控制所述电流源。
11.根据权利要求9所述的方法，其中：
终止所述参考电流包括根据所述积分和放电的输入信号与所述参考电平之间的比较终止所述参考电流。
12.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
通过以下步骤产生所述电容感测输入信号：
利用时变发射信号驱动传感器阵列的多个发射电极中的至少一个，以及
接收在所述传感器阵列的多个接收电极中的至少一个上的对应的电容感测电流；
其中，所述发射电极被布置在第一方向并且所述接收电极被布置在不同于所述第一方向的第二方向。
13.根据权利要求12所述的方法，其中：
产生所述电容感测输入信号进一步包括利用所述发射信号解调所述电容感测输入信号。
14.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
所述参考电流与参考时钟信号同步地终止，并且所述残余包括来自这样的终止的任何量化误差；以及
通过根据相同于或同步于所述参考时钟信号的周期性信号对所述输出数值的持续时间进行计数而产生来自所述输出数值的计数数值。
15.根据权利要求9所述的方法，进一步包括：
积分所述电容感测输入信号包括：
在第一转换中利用所述输入信号对第一电容充电，以及
在所述第一转换之后的第二转换中利用所述输入信号对第二电容充电；并且
放电所积分的数值包括：
施加在所述第一转换中流入所述第二电容的参考电流，以及
施加在所述第二转换中从所述第一电容中流出的参考电流。
16.一种方法，包括：
对于多个转换操作中的每一个转换操作，
积分电容感测输入信号并且放电所积分的输入信号至参考电平，并响应于所积分的输入信号被确定为接近参考电平而终止所积分的输入信号的放电；
产生对应于所述输入信号的积分的开始与所述积分的输入信号的放电的终止之间的时间的输出数值；以及
保留所述转换操作中的任何残余，用于包括在后续转换操作中。
17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括：
通过以下步骤产生所述电容感测输入信号：
在多个接收电极中的一个接收电极上引起电流，所述多个接收电极被耦合到接收时变发射信号的至少一个发射电极。
18.根据权利要求16所述的方法，其中：
积分所述输入信号包括利用在反馈回路中具有积分电容器的积分器运算放大器(opamp)积分所述信号；并且
放电所积分的数值包括把参考电流施加到所述积分电容器。
19.根据权利要求16所述的方法，其中：
积分所述输入信号包括根据与发射信号同步的控制信号把所述输入信号施加到差分积分器的第一或第二差分输入端。
20.根据权利要求16所述的方法，进一步包括：
与时序时钟同步地终止所积分的输入信号的放电；以及
在所述输出数值期间，根据参考时钟跃迁的数目产生每个转换的计数值；
其中，所述参考时钟与所述时序时钟同步。
CN201380076407.6A 2013-03-12 2013-07-16 电容感测电路和方法 Active CN105556321B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361777314P 2013-03-12 2013-03-12
US61/777,314 2013-03-12
US13/929,350 US8614587B1 (en) 2013-03-12 2013-06-27 Capacitance sensing circuits and methods
US13/929,350 2013-06-27
PCT/US2013/050727 WO2014143129A1 (en) 2013-03-12 2013-07-16 Capacitance sensing circuits and methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105556321A true CN105556321A (zh) 2016-05-04
CN105556321B CN105556321B (zh) 2018-05-29

Family

ID=49770072

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380076407.6A Active CN105556321B (zh) 2013-03-12 2013-07-16 电容感测电路和方法

Country Status (3)

Country Link
US (2) US8614587B1 (zh)
CN (1) CN105556321B (zh)
WO (1) WO2014143129A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018132963A1 (zh) * 2017-01-18 2018-07-26 深圳市汇顶科技股份有限公司 检测电容的装置、电子设备和检测压力的装置
CN110870206A (zh) * 2017-07-13 2020-03-06 ams国际有限公司 电流积分方法和电路
CN115087167A (zh) * 2022-07-19 2022-09-20 苏州聚元微电子股份有限公司 Led调光控制芯片
CN115145542A (zh) * 2022-09-02 2022-10-04 苏州聚元微电子股份有限公司 真随机数产生电路及芯片

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8614587B1 (en) * 2013-03-12 2013-12-24 Cypress Semiconductor Corp. Capacitance sensing circuits and methods
KR101327451B1 (ko) * 2013-04-25 2013-11-11 주식회사 아나패스 노이즈 영향 감소 방법 및 이를 이용한 터치 검출 장치
CN106249970B (zh) 2015-06-05 2020-11-27 恩智浦美国有限公司 具有噪声抑制的电容传感器
CN106325632B (zh) 2015-06-15 2020-12-15 恩智浦美国有限公司 具有噪声抑制的电容传感器
CN106598362B (zh) 2015-10-14 2020-12-25 恩智浦美国有限公司 互电容感测电路
US9864456B2 (en) * 2015-12-21 2018-01-09 Amtel Corporation Touch sensor electrode driving
US9904426B2 (en) * 2015-12-30 2018-02-27 Zinitix Co., Ltd. Capacitive type touch input device with compensation circuit for stray capacitance
US9983246B2 (en) * 2016-01-15 2018-05-29 Cypress Semiconductor Corporation Quasi-differential mutual capacitance measurement
KR20180066366A (ko) * 2016-12-08 2018-06-19 삼성디스플레이 주식회사 터치 센싱 시스템
DE102018107477A1 (de) * 2017-09-14 2019-03-14 Huf Hülsbeck & Fürst Gmbh & Co. Kg Anordnung für ein Fahrzeug
CN107728847B (zh) * 2017-10-31 2020-06-12 维沃移动通信有限公司 一种充电干扰处理方法及移动终端
CN110138341B (zh) * 2018-02-02 2023-11-14 上海复旦微电子集团股份有限公司 一种信号解调电路
US10581431B2 (en) 2018-04-06 2020-03-03 Qualcomm Incorporated Self capacitance drive offset cancellation in touch controller integrated circuits
US12007418B2 (en) 2021-07-01 2024-06-11 Azoteq Holdings Limited Advanced charge transfer measurement techniques
KR20230156194A (ko) * 2022-05-04 2023-11-14 삼성디스플레이 주식회사 터치 감지 모듈 및 이를 포함하는 표시 장치
CN115582842B (zh) * 2022-12-02 2023-03-07 浙江大学 一种具有柔性触觉传感器的机械手抓握控制系统及方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2535807Y (zh) * 2002-04-15 2003-02-12 清华大学 基于开关电容积分器的弱信号检测电路
CN1687730A (zh) * 2005-06-14 2005-10-26 浙江中控技术股份有限公司 电容检测电路及电容式压力变送器
US20060055417A1 (en) * 2004-09-02 2006-03-16 Ad Semiconductor Co., Ltd. Method and IC for detecting capacitance variation
US20090039902A1 (en) * 2005-06-03 2009-02-12 Synaptics Incorporated Methods and systems for detecting a capacitance using sigma-delta measurement techniques
CN101551420A (zh) * 2009-05-08 2009-10-07 北京航空航天大学 一种mems器件微弱电容检测电路
CN102313566A (zh) * 2010-06-29 2012-01-11 汉积科技股份有限公司 具有校正机制的电容式传感器及电容感测方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE68906382T2 (de) 1989-06-28 1993-08-12 Mitutoyo Corp Kapazitives messverfahren fuer absolutwegmessung.
US6750796B1 (en) 2003-03-27 2004-06-15 National Semiconductor Corporation Low noise correlated double sampling modulation system
US7106230B2 (en) 2004-06-17 2006-09-12 Kenet, Inc. Analog to digital converter calibration via synchronous demodulation
US20080036473A1 (en) 2006-08-09 2008-02-14 Jansson Hakan K Dual-slope charging relaxation oscillator for measuring capacitance
US7714757B2 (en) 2007-09-26 2010-05-11 Medtronic, Inc. Chopper-stabilized analog-to-digital converter
US8866500B2 (en) 2009-03-26 2014-10-21 Cypress Semiconductor Corporation Multi-functional capacitance sensing circuit with a current conveyor
US8188754B2 (en) 2009-07-15 2012-05-29 Maxim Integrated Products, Inc. Method and apparatus for sensing capacitance value and converting it into digital format
US9086439B2 (en) 2011-02-25 2015-07-21 Maxim Integrated Products, Inc. Circuits, devices and methods having pipelined capacitance sensing
US8970230B2 (en) 2011-02-28 2015-03-03 Cypress Semiconductor Corporation Capacitive sensing button on chip
US8614587B1 (en) * 2013-03-12 2013-12-24 Cypress Semiconductor Corp. Capacitance sensing circuits and methods

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2535807Y (zh) * 2002-04-15 2003-02-12 清华大学 基于开关电容积分器的弱信号检测电路
US20060055417A1 (en) * 2004-09-02 2006-03-16 Ad Semiconductor Co., Ltd. Method and IC for detecting capacitance variation
US20090039902A1 (en) * 2005-06-03 2009-02-12 Synaptics Incorporated Methods and systems for detecting a capacitance using sigma-delta measurement techniques
CN1687730A (zh) * 2005-06-14 2005-10-26 浙江中控技术股份有限公司 电容检测电路及电容式压力变送器
CN101551420A (zh) * 2009-05-08 2009-10-07 北京航空航天大学 一种mems器件微弱电容检测电路
CN102313566A (zh) * 2010-06-29 2012-01-11 汉积科技股份有限公司 具有校正机制的电容式传感器及电容感测方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018132963A1 (zh) * 2017-01-18 2018-07-26 深圳市汇顶科技股份有限公司 检测电容的装置、电子设备和检测压力的装置
US10788380B2 (en) 2017-01-18 2020-09-29 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Apparatus for detecting capacitance, electronic device and apparatus for detecting force
CN110870206A (zh) * 2017-07-13 2020-03-06 ams国际有限公司 电流积分方法和电路
CN110870206B (zh) * 2017-07-13 2023-07-04 ams国际有限公司 电流积分方法和电路
CN115087167A (zh) * 2022-07-19 2022-09-20 苏州聚元微电子股份有限公司 Led调光控制芯片
CN115087167B (zh) * 2022-07-19 2022-10-21 苏州聚元微电子股份有限公司 Led调光控制芯片
CN115145542A (zh) * 2022-09-02 2022-10-04 苏州聚元微电子股份有限公司 真随机数产生电路及芯片

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014143129A1 (en) 2014-09-18
US9529030B2 (en) 2016-12-27
US20160003881A1 (en) 2016-01-07
CN105556321B (zh) 2018-05-29
US8614587B1 (en) 2013-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105556321A (zh) 电容感测电路和方法
US8358142B2 (en) Methods and circuits for measuring mutual and self capacitance
EP2876407B1 (en) Capacitive sensing interface for proximity detection
US8059019B2 (en) Method and system for minimizing the accumulated offset error for an analog to digital converter
US8952838B2 (en) Time domain switched analog-to-digital converter apparatus and methods
CN103219996B (zh) 具有降低功率消耗的流水线模数转换器
US20220066592A1 (en) Ratio-metric multi-sensing convertor
US20140035601A1 (en) Electrostatic capacitance detection circuit and input device
US20150145535A1 (en) Capacitive sensing interface for proximity detection
US9671253B2 (en) Electronic measurement circuit
TW201306492A (zh) 同步取樣單端與差動雙輸入類比數位轉換器
US9236876B2 (en) Double-integration type A/D converter
US9759581B2 (en) Electronic measurement circuit
US7423558B2 (en) Digital/analog conversion circuit
CN104184478A (zh) 互补共源共栅反相器及增量Sigma-Delta模数转换电路
US20130038476A1 (en) Analog to Digital Converter with Dual Integrating Capacitor Systems
US7348916B2 (en) Pipeline A/D converter and method of pipeline A/D conversion
US10476521B2 (en) Ratio-metric self-capacitance-to-code convertor
CN111034052B (zh) 用于在不具有附加有源电路的sar adc中启用宽输入共模范围的方法和装置
US11005473B2 (en) Voltage difference measurement circuit and associated voltage difference measuring method
US10305507B1 (en) First-order sigma-delta analog-to-digital converter
JP5764855B2 (ja) 物理量検出回路、及び物理量検出方法
Kościelnik et al. Analysis of conversion time of time-to-digital converters with charge redistribution
JP2009109205A (ja) 電荷量測定回路及び電荷量測定方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: California, USA

Patentee after: Spectrum Technology Co.,Ltd.

Address before: California, USA

Patentee before: CYPRESS SEMICONDUCTOR Corp.