CN110870206B - 电流积分方法和电路 - Google Patents

Abstract

使用运算跨导放大器和积分电容器的并联连接，将输入电流(I_in)转换为输出积分电压(V_{out_int})。经由产生反馈脉冲的数模转换器通过反馈回路使所述积分电容器反复放电来降低所述输出积分电压，其中，反馈时钟周期(T_{clk_DAC})用于定义反馈脉冲的连续上升沿之间的时间间隔。在相隔多个反馈时钟周期(T_{clk_DAC})之后，在扩展的反馈时钟周期(T*)期间执行采样。

Description

电流积分方法和电路

技术领域

本公开涉及电流积分。

背景技术

积分电路是delta-sigma模数转换器中常用的电路块。Delta-sigma调制将模拟电压转换成脉冲频率。特定类型的Delta-Sigma转换器由两个转换级组成，其中，在粗略电压转换之后，残余电压被采样并由第二转换器级转换为数字信号。

图6a描绘了电流积分配置的一般示意图。图6b是对应的时序图，其示出了指向右侧的时间线上相关信号和量随时间的变化。由“clk”表示的信号是提供电路中使用的最小时间单位的时钟信号。由“sample”表示的信号仅在采样时间期间为高电平，在本示例中，该采样时间等于时钟周期。由“clk_DAC”表示的信号源自“clk”，并且是提供给反馈DAC的时钟信号，以基于先前的比较器判定来产生同步反馈电压“V_{out_fb}”。“I_in”是输入电流，在图6b的示例中输入电流假定是恒定的。如图6a所示，“V_{out_int}”是输出积分电压。

输入电流I_in在积分电容器C_int上被积分，从而导致不断增加的输出积分电压V_{out_int}：

输出积分电压V_{out_int}最终将饱和，并通过反馈回路保持在允许的范围内。脉冲反馈受数模转换器(DAC)的影响，该数模转换器可以是开关电容器数模转换器或开关电流源数模转换器。当先前的比较器判定为逻辑零时，DAC在反馈时钟周期T_{clk_DAC}期间从积分电容器C_int移除电荷包(charge packages)，以针对最大输入电流I_max保持|V_{out_int}|<I_max·T_{clk_DAC}。由于反馈时钟信号clk_DAC的脉冲特性，需要在一个反馈时钟周期T_{clk_DAC}内进行稳定。这会影响输出噪声并显著增加功耗。

总输出噪声V_{noise_out,rms}计算如下。运算跨导放大器(OTA)的输入(称为噪声)施加在电压域的正输入端(图6a中的V_in ⁺)。因此该输入没有被积分，而是被逆反馈因子β^-1＝1+(C_p/C_int)放大：

为了获得采样后的总输出噪声，必须在整个频谱上对V_{noise_out}进行积分：

假定恒定白噪声V_in＝k_n/g_m，其中，g_m为跨导且k_n为噪声常数，则得出：

将

代入，其中GBW是增益带宽积，并且C_eq＝C_s+(C_int||C_p)，则得出：

因此，输出噪声与跨导g_m无关，因而与功耗无关。其原因是较小的跨导g_m使噪声增加，但同时使增益带宽积GBW减小，从而产生较高的噪声滤波。到目前为止，假定GBW值是不相关的，能够以稳定速度为代价任意减小计算，即功耗。然而，通常存在与反馈时钟周期T_{clk_DAC}相关联的稳定需求：

对C_eq求解方程式(2)并将由此获得的表达式代入方程式(1)中，则得出：

由于反馈DAC的脉冲特性，稳定时间与DAC时钟周期相关。使用非脉冲连续反馈电流会减轻稳定约束。然而，这并不提供基于DAC的反馈中存在的固有的模数转换。

替代地，能够在DAC之后使用平滑滤波器，但这会导致高阶反馈路径的不稳定性。此外，反馈电流与DAC脉冲没有一一对应关系，这是因为在输出采样之前和之后不知道有多少电流直接来自反馈脉冲。

发明内容

本发明的目的是在电流积分中节省功率。

此目的是通过分别根据权利要求1和8所述的电流积分方法以及分别根据权利要求9和14所述的电流积分电路来实现的。变体和实施例源自从属权利要求。

除非另有说明，否则上述定义也适用于以下描述。

在本发明的一个方面，提供了电流积分方法，其包括：使用运算跨导放大器(OTA)和积分电容器的并联连接将输入电流转换为输出积分电压；经由产生反馈脉冲的数模转换器(DAC)通过反馈回路使积分电容器反复放电来降低输出积分电压，其中，反馈时钟周期用于定义反馈脉冲的连续上升沿之间的时间间隔；以及在相隔多个反馈时钟周期之后，在扩展的反馈时钟周期期间进行采样。特别地，扩展的反馈时钟周期可以是反馈时钟周期的两倍长。

在该方法的变体中，在采样期间降低运算跨导放大器的增益带宽积(GBW)。

在该方法的另外的变体中，在采样之前对输出积分电压执行范围检查。范围检查基于采样前发生的反馈脉冲数。

在该方法的另外的变体中，应用开关电容器数模转换器或者开关电流源数模转换器。

在该方法的另外的变体中，在由数模转换器产生的反馈脉冲之间产生另外的反馈脉冲。为此，在反馈回路中应用另外的数模转换器。

在本发明的另外的方面，电流积分方法包括：使用运算跨导放大器和积分电容器的并联连接，将输入电流转换为输出积分电压；经由产生反馈脉冲的数模转换器通过反馈回路使积分电容器反复放电来降低输出积分电压；对运算跨导放大器施加电功率；以及仅在采样时间期间针对采样提高施加的电功率。

在本发明的另外的方面，提供了一种用于电流积分的电路，该电路包括：积分电容器、运算跨导放大器和反馈回路的并联连接，其中，运算跨导放大器被配置成将输入电流转换为输出积分电压；反馈回路中的数模转换器，该数模转换器被配置成产生触发积分电容器放电的反馈脉冲，其中反馈时钟定义用于限定反馈脉冲的连续上升沿之间的时间间隔；以及控制器，该控制器被配置成在相隔多个反馈时钟周期之后提供扩展的反馈时钟周期。

在电路的实施例中，控制器被配置成在采样之前对输出积分电压进行范围检查，该范围检查基于采样之前的多个反馈脉冲。

在电路的另外的实施例中，数模转换器是开关电容器数模转换器或者开关电流源数模转换器。

电路的另外的实施例在反馈回路中包括另外的数模转换器，控制器被配置成使数模转换器和该另外的数模转换器交替运行。

在本发明的另外的方面，电路包括：积分电容器、运算跨导放大器和反馈回路的并联连接，其中，该运算跨导放大器被配置成将输入电流转换为输出积分电压；反馈回路中的数模转换器，该数模转换器被配置成产生触发积分电容器放电的反馈脉冲；用于该运算跨导放大器电功率的电源；以及控制器，该控制器被配置成仅在采样时间期间提高施加的功率。

例如，上述方法能够通过电流积分电路的相应实施例之一来实现。

附图说明

下面结合附图更详细地描述该方法和电路的示例。

图1示出了未调制运行、采样时间调制和功率调制的时序图。

图2示出了采样时间调制的时序图。

图3示出了OTA的GBW降低的电路图。

图4示出了电路的实施例。

图5示出了根据图4的实施例的时序图。

图6示出了具有反馈的电流积分器的电路图和相应的时序图。

具体实施方式

根据本发明的一个方面，根据输入电流电平，在最后一个循环期间恰好在采样之前使T_{clk_DAC}加倍。由于OTA的噪声没有被积分，因此只有采样时间期间的瞬时噪声是相关的。其余积分时间期间的OTA噪声功率是无关的。对于低于输入电流一半范围的输入水平，反馈脉冲的频率小于时钟频率(在图1b的示例中，由“V_{out_fb}”表示的脉冲的频率是时钟信号“clk”频率的一半)。

当通过增加反馈时钟周期T_{clk_DAC}使OTA稳定更长时间时，对于相同的输出噪声需要更小的跨导g_m，因此，需要更少的功率。然而，反馈时钟周期T_{clk_DAC}与使输出积分电压V_{out_int}保持在所需电压范围内所需的反馈脉冲频率有关。

因此，能够在主积分时间内将OTA的速度设置得较高，但如果最后一个循环内的信号范围低于一半范围，则能够在该循环期间恰好在采样时间之前，将速度设置得较低，以进行较高的噪声滤波。最后一个条件很重要，因为最后的DAC时钟循环必须加倍，从而允许仅发生一个反馈脉冲。

因此，在高SNR(信噪比)最重要的低信号范围内，实现低噪声性能。对于较大的输入范围，DAC的噪声占主导地位，使得较高的OTA噪声不明显。将最后一个循环的DAC周期增加N倍，会将可用的稳定时间增加N，从而对于相同的输出噪声节省N倍的功率(假定功率与g_m成正比，对于接近弱反转的OTA输入晶体管是这种情况)。

图1a描绘了常规运行的时序图，其示出了在指向右侧的时间线上相关信号、量和参数随时间的变化。由“clk”表示的信号是提供时钟周期T_clk的时钟信号，该时钟周期是电路中使用的最小时间单位。由“sample”表示的信号仅在采样时间期间为高电平，在本示例中，采样时间等于时钟周期T_clk。由“clk_DAC”表示的信号是提供给反馈回路的时钟信号，并且在常规运行期间与信号“clk”相同。因此，在图1a中，反馈时钟周期T_{clk_DAC}与时钟周期T_clk相同。“V_{out_fb}”表示图6a中所示的反馈电压。“I_in”是输入电流，在图1a的示例中输入电流假定是恒定的。“V_{out_int}”是输出积分电压，如图6a的电路图中所示的输出积分电压。“GBW”是OTA的增益带宽积，“g_m”是OTA的跨导，“P”是OTA的消耗功率。

图1b描绘了通过采样时间调制来运行的时序图。与根据图1a的常规运行相比，与采样时间T_sample对应的反馈时钟周期T_{clk_DAC}增加了。在图1b所示的示例中，采样是在扩展的反馈时钟周期T*期间执行的，该扩展的反馈时钟周期是常规反馈时钟周期T_{clk_DAC}的N倍长(特别地，在图1b的示例中，为两倍)。此外，在采样期间降低了GBW。因此，采样时间增加了，特别地，采样时间被加倍。

在图1b中突出显示的规定时间间隔内，基于紧接在采样前的反馈脉冲数执行范围检查。对于可行性重要的是假设输入电流的时间常数明显低于采样时间。此约束不会导致信号信息丢失，因为总积分时间是反馈时钟周期T_{clk_DAC}的倍数。

图2中例示了两种不同的情况。在进入采样周期后，当输出积分电压V_{out_int}刚好低于参考电压V_ref(如图6a所示)时，如图2所示，对于一半范围的输入，出现了输出积分电压V_{out_int}范围的最坏情况，即未触发反馈。这导致了在需要采样时输出积分电压V_{out_int}的最大可能值，这是因为下一个反馈脉冲延迟了两个时钟周期T_clk。但是，如图2a所示，通过将扩展的反馈时钟周期T*限制为应用到低于一半范围的输入信号，能够避免超过允许的输出范围的风险。

对于超过一半范围的信号，根据图2b，T_{clk_DAC}与T_clk保持相等，以避免超出范围的情况，这对应于根据图1a的常规运行。由于在这种情况下，DAC噪声通常占主导地位，与常规运行的功耗相比，功耗仍然能够降低到一半。

图1c描绘了通过功率调制的替代运行的时序图。在根据图1c的方法中，反馈时钟周期T_{clk_DAC}保持恒定，但是在采样期间，电源功率P和跨导g_m随着OTA的GBW的降低而增加。这样，大多数时钟循环能够在降低的功率下运行。然而，在最后一个循环中，电源电流的增加会导致电源噪声，从而降低精度。如果在一个芯片上集成具有变化的采样时间的许多并联积分器，则电源电流脉冲可以在主电源线上变平滑。

采样期间的OTA的GBW能够通过实现附加的负载电容来降低，这可以通过根据图3a的电路实现；或者通过在采样期间衰减OTA的输出电流来降低，这可以通过根据图3b的电路实现。还能够通过降低跨导g_m来降低GBW，但这不会对噪声产生任何益处。

图3a是针对添加负载电容器的电路图，这能够在OTA中实现。OTA的输入和输出由相应的电压V_in-、V_in+和V_{out_OTA}表示。图3a还示出了在OTA的负输入(V_in-)与输出(V_{out_OTA})之间连接积分电容器C_int。

图3b是减小输出电流的电路图，这能够在OTA中实现。OTA的输入和输出由相应的电压V_in-、V_in+和V_{out_OTA}表示。图3b还示出了在OTA的负输入(V_in-)和输出(V_{out_OTA})之间连接积分电容C_int。

图4是能够应用所描述的方法的设备的电路图。该设备可以是光电流读出电路。光电二极管电流由流控振荡器转换为电压。

在一个完整的积分周期T_int期间，反馈脉冲的总数n_count1+n_count2提供了粗略的模数转换值，该值与通过将电流积分器的输出电压残余值V_residue数字化而得到的精细转换结果相结合。DAC反馈是通过周期性地向虚地节点放电的预充电电容器实现的。实现了两个等同的开关电容器数模转换器SC DAC1、SC DAC2。默认情况下，第一开关电容器数模转换器SCDAC1始终处于激活状态。在需要两个连续的DAC脉冲的情况下，激活第二开关电容器数模转换器SC DAC2。以此方式，在触发第一开关电容器数模转换器SC DAC1之后，在再次触发第一开关电容器数模转换器SC DAC1之前，提供至少一个时钟周期的时间间隔以用于预充电。根据这一构思，第二开关电容器数模转换器SC DAC2仅在输入电流超过一半范围时被激活。第二开关电容器数模转换器SC DAC2的激活触发了“out_of_range”标志，该标志防止对大输入电流激活双采样时间方案。

图5是包括根据图4所示电路的设备的运行时序图。“T_int”是两个采样事件之间的积分周期。“V_pulse1”和“V_pulse2”是由图4所示的控制器提供的脉冲电压。当信号“out_of_range”为高电平时，出现超出范围的情况。图5示出了在超出范围的情况下触发第一开关电容器数模转换器SC DAC1后，当需要立即连续的反馈脉冲并且没有足够的时间在触发后恢复第一开关电容器数模转换器SC DAC1时，如何使用第二开关电容器数模转换器SC DAC2。在超出范围的情况下，仅在与常规反馈时钟周期T_{clk_OTA}对应的时间间隔内执行采样(在图5的位置“A”表示)；而当不满足这样的条件时(在图5中的位置“B”表示)，则增加采样时间。

本发明能够将用于输出残余采样的积分级中消耗的功率降低N倍，特别是降低两倍。

附图标记说明

C_int 积分电容器

clk 时钟信号

clk_DAC 反馈时钟信号

DAC 数模转换器

GBW 增益带宽积

g_m 跨导

I_in 输入电流

OTA 运算跨导放大器

P 功率

sample 采样信号

SC DAC1 第一开关电容器数模转换器

SC DAC2 第二开关电容器数模转换器

T_clk 时钟周期

T_{clk_DAC} 反馈时钟周期

T* 扩展的反馈时钟周期

T_sample 采样时间

V_in ^- OTA的负输入

V_in ⁺ OTA的正输入

V_{out_fb} 反馈电压

V_{out_int} 输出积分电压

V_{out_OTA} OTA的输出

V_pulse1 第一脉冲电压

V_pulse2 第二脉冲电压

V_ref 参考电压

V_residue 输出电压残余

Claims (14)

1.一种电流积分方法，包括：

使用运算跨导放大器(OTA)和积分电容器(C_int)的并联连接，将输入电流(I_in)转换为输出积分电压(V_{out_int})，

经由产生反馈脉冲的数模转换器(DAC、SC DAC1)通过反馈回路使所述积分电容器(C_int)反复放电来降低所述输出积分电压(V_{out_int})，其中反馈时钟周期(T_{clk_DAC})用于定义所述反馈脉冲的连续上升沿之间的时间间隔，以及

在相隔多个反馈时钟周期(T_{clk_DAC})之后，在扩展的反馈时钟周期(T*)期间进行采样。

2.根据权利要求1所述的方法，其中

所述扩展的反馈时钟周期(T*)是所述反馈时钟周期(T_{clk_DAC})的N倍长。

3.根据权利要求1所述的方法，所述方法还包括：

在采样期间降低所述运算跨导放大器(OTA)的增益带宽积(GBW)。

4.根据权利要求1所述的方法，所述方法还包括：

在采样前对输出积分电压(V_{out_int})执行范围检查，所述范围检查基于采样前的多个反馈脉冲。

5.根据权利要求1所述的方法，其中

所述数模转换器(DAC、SC DAC1)是开关电容器数模转换器。

6.根据权利要求1所述的方法，其中

所述数模转换器(DAC)是开关电流源数模转换器。

7.根据权利要求1所述的方法，所述方法还包括：

通过在反馈回路中应用另外的数模转换器(SC DAC2)，在由所述数模转换器(SC DAC1)产生的反馈脉冲之间产生另外的反馈脉冲。

8.一种电流积分方法，包括：

使用运算跨导放大器(OTA)和积分电容器(C_int)的并联连接，将输入电流(I_in)转换为输出积分电压(V_{out_int})，

经由产生反馈脉冲的数模转换器(DAC、SC DAC1)通过反馈回路使所述积分电容器(C_int)反复放电来降低所述输出积分电压(V_{out_int})，

对所述运算跨导放大器(OTA)施加电功率(P)，以及

仅在采样时间(T_sample)期间针对采样提高施加的电功率(P)。

9.一种用于电流积分的电路，包括：

积分电容器(C_int)、运算跨导放大器(OTA)和反馈回路的并联连接，其中，所述运算跨导放大器(OTA)被配置成将输入电流(I_in)转换为输出积分电压(V_{out_int})，

所述反馈回路中的数模转换器(DAC、SC DAC1)，所述数模转换器(DAC、SC DAC1)被配置成产生触发所述积分电容器(C_int)放电的反馈脉冲，其中，反馈时钟周期(T_{clk_DAC})用于定义所述反馈脉冲的连续上升沿之间的时间间隔，以及

控制器，所述控制器被配置成在相隔多个反馈时钟周期(T_{clk_DAC})之后提供扩展的反馈时钟周期(T*)。

10.根据权利要求9所述的电路，其中：

所述控制器被配置成在采样之前对所述输出积分电压(V_{out_int})进行范围检查，所述范围检查基于采样之前的多个反馈脉冲。

11.根据权利要求9所述的电路，其中

所述数模转换器(DAC、SC DAC1)是开关电容器数模转换器。

12.根据权利要求9所述的电路，其中

所述数模转换器(DAC)是开关电流源数模转换器。

13.根据权利要求9所述的电路，所述电路还包括：

反馈回路中的另外的数模转换器(SC DAC2)，其中，所述控制器被配置成使所述数模转换器(SC DAC1)和所述另外的数模转换器(SC DAC2)交替运行。

14.一种用于电流积分的电路，包括：

积分电容器(C_int)、运算跨导放大器(OTA)和反馈回路的并联连接，所述运算跨导放大器(OTA)被配置成将输入电流(I_in)转换为输出积分电压(V_{out_int})，

所述反馈回路中的数模转换器(DAC、SC DAC1)，所述数模转换器(DAC、SC DAC1)被配置成产生触发所述积分电容器(C_int)放电的反馈脉冲，

用于所述运算跨导放大器(OTA)的电功率(P)的电源，以及

控制器，所述控制器被配置成仅在采样时间期间提高施加的电功率(P)。

Images