WO2021084890A1 - 無線通信システム及び無線通信方法 - Google Patents

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WO2021084890A1
WO2021084890A1 PCT/JP2020/033046 JP2020033046W WO2021084890A1 WO 2021084890 A1 WO2021084890 A1 WO 2021084890A1 JP 2020033046 W JP2020033046 W JP 2020033046W WO 2021084890 A1 WO2021084890 A1 WO 2021084890A1
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bit
information
decoding
log
likelihood ratio
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PCT/JP2020/033046
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English (en)
French (fr)
Inventor
大樹 星
仲田　樹広
Original Assignee
株式会社日立国際電気
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received

Definitions

  • the present invention relates to a repetitive error correction processing technique in a wireless communication system.
  • the QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method is adopted as the microwave band wireless transmission method (for example, non-patented). Reference 1).
  • the concatenation code method is adopted.
  • an RS (Reed-Solomon) code is used as the outer code and a convolutional code is used as the inner code, and these are connected via an interleaver.
  • Viterbi decoding is used as error correction for the internal code
  • RS decoding is used for error correction for the external code.
  • FIG. 1 shows an example of a wireless communication system adopting the wireless transmission method disclosed in Non-Patent Document 1.
  • the processing of blocks 11 to 15 is performed on the transmitter side, and the processing of blocks 17 to 21 is performed on the receiver side.
  • the RS coding unit 11 packetizes the input information signal in units of a predetermined length, and RS-encodes the packet.
  • the RS code used in the FPU is a (204,188) code having a code length of 204 bytes and a tissue length of 188 bytes.
  • the RS-encoded signal by the RS coding unit 11 is rearranged by the interleaving unit 12 in order to improve the error correction capability of the receiver.
  • the signal after sorting by the interleaving unit 12 is converted into (m-1) bit parallel data by the S / P conversion unit 13.
  • the lower 1 bit hereinafter referred to as "lower bit” and the remaining (m-2) bit (hereinafter referred to as "upper bit" of the parallel data are distributed and lower.
  • the bits are input to the convolution encoding unit 14, and the high-order bits are input to the modulation unit 15.
  • the convolutional coding unit 14 performs convolutional coding by calculating an exclusive OR for a combination of predetermined positions in the information bit sequence.
  • the modulation unit 15 the high-order bits and the data of 2 bits of the signal after convolutional coding by the convolutional coding unit 14 are converted into radio signals according to the 2 m QAM modulation method.
  • the single carrier method is used as the secondary modulation method in Non-Patent Document 1, it is also possible to use a modulation method such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), which is essentially the present invention. There are no restrictions on the modulation method.
  • the signal modulated by the modulation unit 15 is input to the demodulation unit 17 via the propagation path 16.
  • the demodulation unit 17 performs demodulation processing corresponding to the modulation in the modulation unit 15.
  • the demodulation unit 17 outputs the rigid determination decoding result corresponding to the information bit LLR (Log Likelihood Ratio; log-likelihood ratio) for the upper bit to the P / S unit 19, and outputs the coded bit LLR for the lower bit.
  • LLR Log Likelihood Ratio; log-likelihood ratio
  • the information bit LLR is the reliability information of the information bit with respect to the high-order bit.
  • the coded bit LLR is the reliability information of the coded bit with respect to the lower bit.
  • the coded bit LLR obtained in the demodulation unit 17 is expanded on the trellis diagram, the maximum likelihood LLR series is selected, and the rigid determination decoding result corresponding to the series is converted into the P / S conversion unit. Output to 19.
  • the P / S conversion unit 19 outputs the hard determination decoding result for the high-order bit and the hard judgment decoding result for the low-order bit to the deinterleaved unit 20.
  • the signals output from the P / S conversion unit 19 are rearranged in the reverse order of the interleaving unit 12 by the deinterleaving unit 20, and the order is restored.
  • the result of the deinterleaved unit 20 is input to the RS decoding unit 21, and the RS decoding process is performed.
  • the bit error rate before RS decoding is 2 ⁇ 10 -4 or less, it can be pseudo-error-free by RS decoding, and material transmission without transmission error is possible. Become.
  • ARIB STD-B11 2.2 version "Portable microwave band digital wireless transmission system for television broadcast program material transmission", Association of Radio Industries and Businesses JPO: Standard Technology Collection [Technology Classification] 3-3-2 MIMO peripheral technology / error control technology / error correction / decoding technology, ⁇ https://www.jpo.go.jp/resources/report/sonota/document/ hyoujun_gijutsu / h29_mimo.pdf >.
  • the FPU is often received in an environment where the reception level is low and the CNR (Carrier to Noise power Ratio) is low.
  • the bit error rate becomes high, and the error rate after Viterbi decoding may exceed 2 ⁇ 10 -4 , making correct viewing impossible.
  • the CNR required for correct transmission (the bit error rate after external decoding is 0) is referred to as the required CNR. Improving the required CNR by improving the error correction capability is one of the permanent challenges of radios.
  • the present invention has been made in view of the above-mentioned conventional circumstances, and an object of the present invention is to improve the required CNR of a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmitting device to a receiving device.
  • a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmitting device to a receiving device is configured as follows. That is, the transmission device performs the following processing.
  • the convolutional coding means performs convolutional coding on the second bit of the information bit sequence obtained by RS coding for the signal to be transmitted, excluding the predetermined first bit.
  • the modulation means performs modulation processing on the first bit and the coded bit obtained by the convolutional coding means.
  • the receiving device performs the following processing.
  • the first demodulation means performs demodulation processing on the received signal from the transmitting device, and calculates the bit log-likelihood ratio with respect to the coded bits.
  • the maximum a posteriori decoding means maximizes the a posteriori probability based on the bit log likelihood ratio to the coded bits calculated by the first demodulation means and the first prior information to the information bits of the second bit.
  • the information bit of the second bit is decoded, and the logarithmic likelihood ratio with respect to the second bit and the second prior information with respect to the information bit of the second bit are calculated.
  • the second demodizing means determines the log-likelihood ratio to the first bit based on the received signal, the second prior information calculated by the maximum a posteriori decoding means, and the third prior information with respect to the information bit of the first bit. calculate.
  • the decoding means decodes the signal to be transmitted based on the log-likelihood ratio to the first bit calculated by the second demodulation means and the log-likelihood ratio to the second bit calculated by the maximum a posteriori decoding means.
  • the prior information feedback means generates the first prior information and feeds it back to the maximum a posteriori probability decoding means based on the information of the decoding result output from the decoding means, and also generates the third prior information to generate the second demographic means. Give feedback to.
  • the maximum a posteriori decoding and the RS decoding are repeatedly repeated in the receiving device.
  • each error correction capability can be gradually improved, so that a large improvement effect can be obtained after a predetermined number of iterations. Therefore, it is possible to provide a wireless communication system that can improve the required CNR.
  • the transmission device further performs the following processing. That is, the RS coding means packetizes the signal to be transmitted in units of a predetermined length, and RS-encodes the packet.
  • the first interleaving means rearranges the order after RS coding by the RS coding means to acquire the information bit sequence. In the information bit sequence acquired by the first interleaving means, the first bit portion is input to the modulation means and the second bit portion is input to the convolutional coding means.
  • the second interleaving means rearranges the decoding result information output from the decoding means in the same order as the first interleaving means of the transmitting device.
  • the prior information generation means distributes the information after sorting by the second interleaving means into the information for the first bit or the information for the second bit, feeds the information for the first bit as the third information to the second demodulation means, and the second The information for 2 bits is fed back to the maximum posterior probability decoding means as the first information.
  • the decoding means of the receiving device performs the following processing.
  • the log-likelihood ratio sorting means rearranges the order of the log-likelihood ratio to the first bit calculated by the second demodizing means and the log-likelihood ratio to the second bit calculated by the maximum a posteriori decoding means.
  • the rigid determination means rigidly determines the log-likelihood ratio after sorting by the log-likelihood ratio sorting means, and calculates the decoding result.
  • the conversion means converts the log-likelihood ratio after sorting by the log-likelihood ratio sorting means into reliability.
  • the deinterleaving means rearranges the decoding result by the rigid determination means and the conversion result by the conversion means in the reverse order of the second interleaving means of the transmitting device.
  • the erasing means packetizes the decoding result after sorting by the deinterleaving means, and eradicates the signals in the packet in N patterns (plurality of N) in ascending order of reliability in the packet.
  • the decoding means performs RS decoding for each of the N-pattern packets obtained by the vanishing means.
  • the syndrome calculation means calculates the syndrome for each of the N packets decoded by the RS decoding means, and determines whether the packet can be correctly decoded or the packet has an error remaining.
  • the selection means selects a packet to be output as a decoding result from the N packets decoded by the RS decoding means based on the determination result by the syndrome calculation means.
  • the reliability of the log-likelihood ratio to the first bit (for example, the upper bit) and the log-likelihood ratio to the second bit (for example, the lower bit) can be gradually improved, and a large improvement effect can be obtained after a predetermined number of repetitions.
  • a BCJR decoding means that performs BCJR (Bahl-Cock-Jelinek-Raviv) decoding processing can be used.
  • an SOVA decoding means that performs SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm) decoding processing can be used.
  • the present invention it is possible to improve the required CNR of a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmitting device to a receiving device.
  • the signal received by the receiver is input to the high-order bit LLR calculation unit 34 and the coded bit LLR calculation unit 32.
  • the coding bits that are the output of the convolutional coding unit 14 on the transmitter side are '0' and '1', but in modulation / demodulation and soft judgment error correction processing, bit '0' is +1 and bit '1' is-. It is replaced with 1.
  • the coded bit LLR calculation unit 32 based on the received signal y j , the coded LLR L j c (a) for the coded bit which is the output of the convolutional code unit 14 on the transmitting side shown in (Equation 1), Calculate BCJR.
  • j indicates a sequence number.
  • the calculation method of L j c (a), BCJR is to calculate L j c (a), BCJR from the equalized signal after performing waveform equalization such as ZF (Zero Forcing) or MMSE (Minimum Mean Square Error).
  • waveform equalization such as ZF (Zero Forcing) or MMSE (Minimum Mean Square Error).
  • MLD Maximum Likelihood Detection
  • L j c (a) and BCJR based on the Euclidean square distance with the received signal.
  • L j c (a) does not depend on the calculation method of the BCJR, detailed description thereof is omitted.
  • the coded LLR L j c (a) and BCJR obtained by the demodulator 21 are input to the BCJR decoding unit 33.
  • the name BCJR is derived from the acronyms of the inventors, Bahl, Cocke, Jelinek, and Raviv.
  • Non-Patent Document 2 The maximum a posteriori decoding based on the BCJR algorithm will be described below.
  • the input information bits u j to the convolutional coding unit 14 are from S j. It corresponds to the state transition to S j + 1. Therefore, the posterior probability p (u j
  • y 1 to j-1 indicate a reception sequence from 1 to j-1
  • y j + 1 to J indicate a reception sequence from j + 1 to J.
  • ⁇ (S j-1 ) is often referred to as a forward metric
  • ⁇ (S j ) is often referred to as a backward metric.
  • ⁇ (S j-1 ) and ⁇ (S j ) are recursively expressed as in (Equation 5) and (Equation 6).
  • ⁇ (S j-1 , S j ) is represented by (Equation 12).
  • L j c (a) and BCJR are log-likelihood ratios to the coded bits shown in (Equation 1), and L j u (a, l) and BCJR are prior information of the information bit u l to the lower bits. Is.
  • the BCJR decoding section 33 performs decoding processing of approximating the maximum a posteriori probability decoding, called Max-Log-MAP decoding according BCJR algorithm described above, post-information of the information bit u l L j u (p, l ), BCJR is output.
  • the ex post facto information L j u (p, l), BCJR indicates the reliability of the information bit u l , which is the result of BCJR decoding.
  • An object of the present invention is to improve the required CNR by iteratingly processing the results of the BCJR decoding unit 33 and the RS decoding unit 43 via the interleave 46. Since the knowledge of u l has not been obtained, the prior information L j u (a, l) and BCJR are 0, and the ⁇ (S j-1 , S j ) corresponding to (Equation 12) is (Equation 14). Become.
  • the external information L j c (e) and BCJR are output to the high-order bit LLR calculation unit 34 as prior information L j u (a, l) and MLD of the information bit u l for the low-order bit.
  • the received signal y j the prior information L j u (a, l), MLD of the information bit u l for the low-order bit from the BCJR decoding unit 33, and the high-order information from the high-order information generation unit 48
  • the post-information bit LLR L j u (p, h), MLD for the high-order bit is calculated based on the pre-information L j u (a, h), MLD of the information bit u h for the bit.
  • MLD is a method of calculating from the signal after equalization after performing waveform equalization such as ZF, or a method of calculating a received signal replica like MLD and receiving signal. There is a method of calculating directly by comparing with.
  • MLD method the case where the MLD method is used will be described as an example, but the same applies to the case where the ZF method and the MMSE method are used.
  • the high-order bit LLR calculation unit 34 calculates the reception signal replica y j ⁇ , which is a replica of the reception signal y j, according to the reception candidate points. Then, the bits LLR L j u (p, h) and MLD are calculated and output based on the received signal y j , the received signal replica y j ⁇ , and the estimation result ⁇ 2 ⁇ of the received noise power.
  • the calculation of each component L j u (p) and MLD (b q ) of the bits LLR L j u (p, h) and MLD is calculated by, for example, (Equation 16).
  • b q is an index of the bits constituting the reception candidate point of the reception candidate point number q.
  • b q (r q ⁇ ) is the qth bit ('0' or '1') of the signal point vector constituting the reception candidate point r q ⁇ .
  • the LLR sorting unit 35 includes the high-order bit LLR L j u (p, h), MLD output from the high-order bit LLR calculation unit 34 and the low-order bit LLR L j u (p, l) output from the BCJR decoding unit 33. ), BCJR and BCJR are processed to return to the original order after being rearranged in the predetermined order on the transmitting side, and the post-information LLR L j u (p) returned to the original order is output to the rigid determination unit 36. To do.
  • the rigid determination device 36 outputs the information bit '0' when the sign of the posterior information LLR L j u (p) is positive, and outputs the information bit '1' when the sign is negative. This is due to the association between the error correction code and the modulation / demodulation described above.
  • the result of the hardness determination is input to the S / P converter 38.
  • the post-information LLR L j u (p) is also input to the LLR / probability conversion unit 37.
  • the outputs Pu and j of the LLR / probability converter 37 are error probabilities related to the information bit u.
  • the information bit probabilities Pu and j are input to the byte probability converter 39.
  • the byte probability converter 39 converts the information bit probabilities P u and j into byte probabilities P u_byte according to (Equation 21).
  • the product may be converted into a sum by using (Equation 22).
  • These byte probabilities P u_byte indicate the reliability of the byte, and the smaller the value, the lower the reliability and the higher the possibility that an error has occurred.
  • the byte-based information signal obtained by the S / P conversion 38 is input to the deinterleave unit 40-1, and the byte probability P u_byte obtained by the byte probability converter 39 is input to the deinterleave unit 40-2. ..
  • These deinterleaved units 40-1 and 40-2 rearrange the input in the reverse order of the interleaved unit 12, and return the input to the original order.
  • the deinterleaved result of the byte probability P u_byte by the deinterleaved unit 40-2 is input to the ascending order sorting unit 41.
  • the ascending order sorting unit 41 grasps the position in the RS packet processed by the RS decoder in ascending order of byte probability.
  • the vanishing unit 42 calculates the vanishing pattern for the plurality of RS decoding units 43 that follow, but before explaining the processing of the vanishing unit 42, a brief description of the vanishing decoding will be given.
  • Equation 23 As a feature of RS decoding, if (Equation 23) is used, correct decoding is possible.
  • e indicates the number of erasure correction bytes when the error position is known in advance
  • t indicates the number of error correction bytes when the error position is unknown.
  • Equation 23 When the positions of all errors are unknown, t ⁇ 8 to satisfy (Equation 23), and error correction is possible up to 8 bytes in the RS packet (204 bytes). If all the error positions are known, e ⁇ 16 and up to 16 bytes can be corrected. By presenting the error position to the RS decoding unit in this way, the error correction capability is increased up to twice as compared with the case where the error position is not presented.
  • the vanishing unit 42 creates a plurality of vanishing patterns indicating erroneous positions based on the signal obtained from the ascending order sorting unit 41 with respect to the byte-based information signal after deinterleaving by the deinterleaving unit 40-1. Specifically, in the first disappearance pattern, the number of lost bytes e is set to 0, and there is no error position. In the second disappearance pattern, for example, the number of lost bytes e is set to 2, and the position of the lost bytes is the position where the byte probability P u_byte having the smallest value among the results of the ascending order sorting unit 41 is set.
  • the number of lost bytes e is set to 4, and 3 bytes are set as the positions of the lost bytes in ascending order sorting unit 41 in ascending order of byte probability Pu_byte.
  • the number of lost bytes e is set to 6, 8, 10, 12, and 14, and the positions of the lost bytes are assigned in ascending order from the result of the sorting unit 41 in ascending order.
  • the disappearance patterns calculated by the disappearance unit 42 are RS decoding unit 43-1, RS decoding unit 43-2, RS decoding unit 43-3, RS decoding unit 43-4, ..., RS in order from the first disappearance pattern. It is input to the decoding unit 43-N.
  • RS decoding units 43-1 to 43-N perform RS decoding on the presented disappearance pattern.
  • the syndrome calculator 44 calculates a syndrome S k for each decoding result D k.
  • the syndrome is used for error detection by utilizing the fact that the code generated by the RS code unit is divided by the RS code generation polynomial and the division result is 0. That is, the syndrome Sk is calculated from the RF decoding result, and if the syndrome Sk is 0, it means that the syndrome is correctly decoded, and if the syndrome Sk is not 0, it is judged that an error remains. ..
  • Each syndrome Sk is input to the selection unit 45.
  • the interleaving unit 46 rearranges the order in the same manner as the interleaving unit 23 on the transmitter side.
  • the interleaved result is converted from a parallel signal in byte units to a serial signal in bit units via the P / S converter 47, and is input to the advance information generation unit 48.
  • the advance information generation unit 48 distributes the input RS decoding enable / disable information into information for the upper bits and information for the lower bits according to the modulation method information.
  • the RS decoding enable / disable information for the lower bits is input to the BCJR decoding unit 33 as the prior information bits LLR L j u (a, l), BCJR .
  • Information on whether or not RS decoding is possible for the high-order bit is input to the high-order bit LLR calculation unit as prior information bits LLR L j u (a, h), MLD .
  • ⁇ (S j-1 , S j ) is the sum of the coding bits LLR L j c (a), BCJR and the prior information bits LLR L j u (a, l), BCJR.
  • Information on whether or not RS decoding is possible is input to the BCJR decoding unit 33 as advance information bits LLR L j u (a, l) and BCJR.
  • a set signal for each packet is distributed by the interleaving unit 46. That is, the prior information 0 when the decoding cannot be performed correctly and the prior information ⁇ ⁇ when the decoding can be performed correctly are dispersed and input to the BCJR decoding unit 33.
  • FIG. 3 shows the configuration before RS decoding when BCJR decoding and RS (204,188) decoding for a convolutional code having a constraint length of 7 and a coding rate of 1/2 are repeatedly processed in the configuration disclosed in Non-Patent Document 1. It is a figure which showed the CNR vs. bit error rate characteristic. 32QAM is used as the modulation method. As described above, the bit error rate before RS decoding is 2 ⁇ 10 -4 , which is the bit error rate that becomes error-free in the subsequent RS decoding. As can be seen from this result, it is possible to improve the required CNR of about 7 dB by performing the iterative process.
  • the transmitter and the receiver operate as follows.
  • the RS coding unit 11 packetizes the signal to be transmitted in units of a predetermined length, and RS-encodes the packet.
  • the interleaving unit 12 rearranges the order after RS coding by the RS coding unit 11 to acquire the information bit sequence.
  • the S / P conversion unit 13 distributes the information bit sequence obtained by the interleaving unit 12 into high-order bits (u h ) or low-order bits ( ul ).
  • the convolutional coding unit 14 performs convolutional coding on the lower bits distributed by the S / P conversion unit 13.
  • the modulation unit 15 performs modulation processing on the high-order bits distributed by the S / P conversion unit 13 and the coded bits obtained by the convolutional coding unit 14.
  • the coded bit LLR calculation unit 32 demodulates the received signal (y j ) from the transmitting device, and the bit log-likelihood ratio to the coded bit (L j c (a), BCJR ). Is calculated.
  • the BCJR decoding unit 33 determines the bit log likelihood ratio (L j c (a), BCJR ) to the coded bit calculated by the coded bit LLR calculation unit 32 and the prior information (L j u ) for the information bits of the lower bits. Based on (a, l), BCJR ; 1st prior information), the information bits of the lower bits are decoded so as to maximize the posterior probability, and the logarithmic likelihood ratio to the lower bits (L j u (p)).
  • the upper bit LLR calculation unit 34 receives the received signal (y j ), the prior information (L j u (a, l), MLD ; second prior information) calculated by the BCJR decoding unit 33, and the information bit of the upper bit.
  • the logarithmic likelihood ratio (L j u (p, h), MLD ) to the upper bit is calculated based on the prior information (L j u (a, h), MLD; third prior information).
  • the receiver receives the logarithmic likelihood ratio (L j u (p, h), MLD ) to the high-order bit calculated by the high-order bit LLR calculation unit 34 and the logarithmic likelihood to the low-order bit calculated by the BCJR decoding unit 33.
  • Decoding processing is performed to decode the signal to be transmitted based on the degree ratio (L j u (p, l), BCJR).
  • the LLR sorting unit 35 is calculated by the BCJR decoding unit 33 and the logarithmic likelihood ratio (L j u (p, h), MLD ) to the high-order bits calculated by the high-order bit LLR calculation unit 34.
  • the hardness determination unit 36 determines the log-likelihood ratio after sorting by the LLR sorting unit 35, and calculates the decoding result.
  • the LLR / probability conversion unit 37 converts the log-likelihood ratio after sorting by the LLR sorting unit 35 into reliability.
  • the deinterleaving units 40-1 and 40-2 rearrange the decoding results by the rigid determination unit 36 and the conversion results by the LLR / probability conversion unit 37 in the reverse order of the interleaving unit 12 of the transmitter.
  • the vanishing unit 42 packetizes the decoding result after sorting by the deinterleaving unit 40-1, and erases the signals in the packet in N patterns (plurality of N) in ascending order of reliability in the packet.
  • the RS decoding unit 43-1-N performs RS decoding for each of the N pattern packets obtained by the vanishing unit 42.
  • the syndrome calculation units 44-1 to 44-N calculated the syndrome for each of the N packets decoded by the RS decoding unit 43-N, and the packets were correctly decoded or the packets with residual errors. Judge whether it is.
  • the selection unit 45 Based on the determination result by the syndrome calculation units 44-1 to 44-N, the selection unit 45 outputs a packet to be output as a decoding result from the N packets decoded by the RS decoding units 43-1 to 43-N. select.
  • the receiver receives prior information (L j u (a, l), BCJR ; 1st prior information) for the information bits of the lower bits based on the decoding result information (D / W) output from the selection unit 45. ) Is generated and fed back to the BCJR decoding unit 33, and advance information (L j u (a, h), MLD ; third prior information) for the information bit of the upper bit is generated and sent to the upper bit LLR calculation unit 34. Prior information to give feedback Perform feedback processing. In this prior information feedback process, the interleaving unit 46 rearranges the decoding result information (D / W) output from the selection unit 45 in the same order as the interleaving unit 12 of the transmitter.
  • the advance information generation unit 48 distributes the information sorted by the interleaving unit 46 into the information for the upper bit or the information for the lower bit, and the information for the upper bit is the advance information for the information bit of the upper bit (L j u (a, h). ), MLD ; 3rd prior information) is fed back to the upper bit LLR calculation unit 34, and the information for the lower bits is the prior information for the information bits of the lower bits (L j u (a, l), BCJR ; 1st prior information). Is fed back to the BCJR decoding unit 33.
  • BCJR decoding and RS decoding are iteratively repeated in the receiver.
  • each error correction capability can be gradually improved, so that the reliability of the log-likelihood ratio with respect to the upper bits and the reliability of the log-likelihood ratio with respect to the lower bits can be gradually improved, and the predetermined number of iterations can be reduced. After that, a great improvement effect can be obtained. Therefore, it is possible to provide a wireless communication system that can improve the required CNR.
  • the transmitter corresponds to the transmitting device according to the present invention
  • the receiver corresponds to the receiving device according to the present invention.
  • It may be a wireless communication system of another form, such as a configuration in which wireless communication devices including a transmitter and a receiver wirelessly communicate with each other.
  • the BCJR decoding unit 33 that performs the BCJR decoding process is used as the maximum a posteriori decoding means according to the present invention, but the present invention is not limited to this.
  • an SOVA decoder that performs SOVA decoding processing may be used, and decoding processing that is close to maximum posteriori probability decoding may be performed.
  • the upper bit corresponds to the first bit according to the present invention
  • the lower bit corresponds to the second bit according to the present invention
  • the present invention is not limited to this.
  • the above allocation may be reversed (that is, the low-order bit may be the first bit according to the present invention and the high-order bit may be the second bit according to the present invention).
  • the present invention has been described above based on one embodiment, it goes without saying that the present invention is not limited to the wireless communication system described here, and can be widely applied to other wireless communication systems. Further, the present invention can be provided, for example, as a method or method for executing the process according to the present invention, a program for realizing such a method or method, a storage medium for storing the program, or the like.
  • the present invention can be used in a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmitting device to a receiving device.

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Abstract

課題：　送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要ＣＮＲを改善する。　解決手段：　符号化ビットＬＬＲ算出部３２が、送信装置からの受信信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対するビット対数尤度比を算出する。ＢＣＪＲ復号部３３が、符号化ビットＬＬＲ算出部３２により算出された符号化ビットに対するビット対数尤度比と、下位ビットの情報ビットに対する第１事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように下位ビットの情報ビットの復号を行うと共に、下位ビットに対する対数尤度比及び下位ビットの情報ビットに対する第２事前情報を算出する。上位ビットＬＬＲ算出部３４が、受信信号と、ＢＣＪＲ復号部３３により算出された第２事前情報と、上位ビットの情報ビットに対する第３事前情報とに基づいて、上位ビットに対する対数尤度比を算出する。

Description

無線通信システム及び無線通信方法
　本発明は、無線通信システムにおける繰り返し誤り訂正処理技術に関する。
　テレビジョン放送番組素材伝送用の無線伝送装置（ＦＰＵ：Ｆｉｅｌｄ　Ｐｉｃｋ－ｕｐ　Ｕｎｉｔ）では、マイクロ波帯無線伝送方式としてＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；直交振幅変調）方式が採用されている（例えば、非特許文献１参照）。この無線伝送方式の誤り訂正では、連接符号方式が採用されている。連接符号方式では、外符号としてＲＳ（Ｒｅｅｄ　Ｓｏｌｏｍｏｎ）符号、内符号として畳み込み符号が用いられ、これらはインターリーバを介して接続される。受信機側では、復調信号に対して、内符号に対する誤り訂正としてビタビ復号、外符号に対する誤り訂正としてＲＳ復号が用いられている。
　図１は、非特許文献１に開示された無線伝送方式を採用した無線通信システムの一例を示している。以下の説明において、ブロック１１～１５の処理は、送信機側で行われ、ブロック１７～２１の処理は、受信機側で行われる。
　画像、データなどの伝送対象となる情報信号は、ＲＳ符号化部１１に入力される。ＲＳ符号化部１１は、入力された情報信号を所定の長さの単位でパケット化し、当該パケットに対してＲＳ符号化を施す。例えば、ＦＰＵで用いられているＲＳ符号は、符号長２０４バイト、組織長１８８バイトの（２０４，１８８）符号が採用されている。ＲＳ符号化部１１によるＲＳ符号化後の信号は、受信機での誤り訂正能力を改善するため、インタリーブ部１２により順序が並べ替えられる。
　インタリーブ部１２による並べ替え後の信号は、Ｓ／Ｐ変換部１３により（ｍ－１）ビットのパラレルデータに変換される。ｍは、１送信シンボル当たりに載せるビット数を示している。例えば、ｍ＝４の場合は、１６ＱＡＭ方式（１６値直交振幅変調方式）、ｍ＝６の場合は、６４ＱＡＭ方式（６４値直交振幅変調方式）などのデジタル多値変調方式となる。パラレルデータに変換する際、パラレルデータの内の下位の１ビット（以下、「下位ビット」と称する）と、残りの（ｍ－２）ビット（以下、「上位ビット」と称する）に振り分け、下位ビットは畳み込み符号化部１４に入力され、上位ビットは変調部１５に入力される。
　畳み込み符号化部１４では、情報ビット系列の所定の位置の組み合わせに対して排他的論理和を演算することにより、畳み込み符号化が行われる。変調部１５では、上位ビットと、畳み込み符号化部１４による畳み込み符号化後の信号２ビットのデータとが、２m ＱＡＭ変調方式に従って無線信号に変換される。非特許文献１では二次変調方式にシングルキャリア方式を用いているが、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交波周波数分割多重）などの変調方式を用いることも可能であり、本発明では本質的には変調方式に制約はない。
　変調部１５で変調された信号は、伝搬路１６を経由して、復調部１７に入力される。復調部１７では、変調部１５での変調に対応する復調処理を行う。復調部１７は、復調結果として、上位ビットに対する情報ビットＬＬＲ（Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ；対数尤度比）に対応する硬判定復号結果をＰ／Ｓ部１９に出力し、下位ビットに対する符号化ビットＬＬＲをビタビ復号部１８に出力する。情報ビットＬＬＲは、上位ビットに対する情報ビットの信頼度情報である。符号化ビットＬＬＲは、下位ビットに対する符号化ビットの信頼度情報である。
　ビタビ復号部１８では、復調部１７で得られた符号化ビットＬＬＲをトレリスダイアグラム上に展開して、最尤のＬＬＲ系列を選択し、その系列に対応する硬判定復号結果をＰ／Ｓ変換部１９に出力する。Ｐ／Ｓ変換部１９では上位ビットに対する硬判定復号結果と下位ビットに対する硬判定復号結果をデインタリーブ部２０に出力する。Ｐ／Ｓ変換部１９から出力される信号は、デインタリーブ部２０によりインタリーブ部１２とは逆の並べ替えが行われ、順序が元に戻される。デインタリーブ部２０の結果はＲＳ復号部２１に入力され、ＲＳ復号処理が施される。（２０４，１８８）符号の場合には、ＲＳ復号前のビット誤り率が２×１０-4 以下であれば、ＲＳ復号により疑似エラーフリーとすることができ、伝送誤りのない素材伝送が可能となる。
　ＱＡＭ方式における繰り返し誤り訂正処理技術に関し、これまでに種々の発明が提案されている。例えば、特許文献１に開示された発明では、送信装置側において、シリアル／パラレル変換した送信データの内、１ビットの信号を畳み込み符号器に入力し、その出力の２ビットと畳み込み符号器に入力しなかった他の信号との組み合わせにより、それぞれ実数部・虚数部に分け、それぞれ独立に送信する信号点を決める。受信装置側において、実数部・虚数部独立に領域判定、メトリック設定を行い、ビタビ復号の結果を送信装置側の符号器と同構成の畳み込み符号器に入力して、その出力と領域判定の情報から送信データを復号する。
特開２００１－３４５７８５号公報
ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ１１　２．２版、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形マイクロ波帯デジタル無線伝送システム」、一般社団法人電波産業会 特許庁：標準技術集［技術分類］３－３－２　ＭＩＭＯ周辺技術／誤り制御技術／誤り訂正復号化技術，＜https://www.jpo.go.jp/resources/report/sonota/document/hyoujun_gijutsu/h29_mimo.pdf＞．
　ＦＰＵは、受信レベルが低くＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ：搬送波電力対雑音電力比）が低下しているような環境で受信が行われることも多い。このような劣悪な環境では、ビット誤り率が多くなり、ビタビ復号後の誤り率が２×１０-4 を上回ってしまい、正しい視聴ができなくなってしまうことがある。正しく伝送するために必要な（外復号後のビット誤り率が０となる）ＣＮＲは、所要ＣＮＲと称される。誤り訂正能力を改善することにより所要ＣＮＲを改善することは、無線機の恒久的な課題の一つである。
　本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要ＣＮＲを改善することを目的とする。
　本発明では、上記の目的を達成するために、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムを以下のように構成した。
　すなわち、送信装置において、以下のような処理を行う。畳み込み符号化手段が、伝送対象の信号に対するＲＳ符号化により得られた情報ビット系列のうち、所定の第１ビットを除く第２ビットに対して畳み込み符号化を行う。変調手段が、第１ビットと、畳み込み符号化手段により得られた符号化ビットとに対して変調処理を行う。
　また、受信装置において、以下のような処理を行う。第１復調手段が、送信装置からの受信信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対するビット対数尤度比を算出する。最大事後確率復号手段が、第１復調手段により算出された符号化ビットに対するビット対数尤度比と、第２ビットの情報ビットに対する第１事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように第２ビットの情報ビットの復号を行うと共に、第２ビットに対する対数尤度比及び第２ビットの情報ビットに対する第２事前情報を算出する。第２復調手段が、受信信号と、最大事後確率復号手段により算出された第２事前情報と、第１ビットの情報ビットに対する第３事前情報とに基づいて、第１ビットに対する対数尤度比を算出する。復号手段が、第２復調手段により算出された第１ビットに対する対数尤度比と、最大事後確率復号手段により算出された第２ビットに対する対数尤度比とに基づいて、伝送対象の信号を復号する。事前情報フィードバック手段が、復号手段から出力される復号結果の情報に基づいて、第１事前情報を生成して最大事後確率復号手段にフィードバックすると共に、第３事前情報を生成して第２復調手段にフィードバックする。
　このような構成によれば、受信装置において、最大事後確率復号とＲＳ復号が反復的に繰り返されることになる。その結果、各々の誤り訂正能力を徐々に改善できるので、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。したがって、所要ＣＮＲを改善できる無線通信システムを提供することができる。
　ここで、一構成例として、送信装置において、更に以下のような処理を行う。すなわち、ＲＳ符号化手段が、伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化する。第１インタリーブ手段が、ＲＳ符号化手段によるＲＳ符号化後の順序を並べ替えて情報ビット系列を取得する。第１インタリーブ手段により取得された情報ビット系列は、第１ビット部分が変調手段に入力され、第２ビット部分が畳み込み符号化手段に入力される。
　また、受信装置の事前情報フィードバック手段において、以下のような処理を行う。第２インタリーブ手段が、復号手段から出力される復号結果の情報に対し、送信装置の第１インタリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施す。事前情報生成手段が、第２インタリーブ手段による並べ替え後の情報を第１ビットに対する情報又は第２ビットに対する情報に振り分け、第１ビットに対する情報を第３情報として第２復調手段にフィードバックし、第２ビットに対する情報を第１情報として最大事後確率復号手段にフィードバックする。
　また、受信装置の復号手段において、以下のような処理を行う。対数尤度比並べ替え手段が、第２復調手段により算出された第１ビットに対する対数尤度比と、最大事後確率復号手段により算出された第２ビットに対する対数尤度比の順序を並べ替える。硬判定手段が、対数尤度比並べ替え手段による並べ替え後の対数尤度比を硬判定し、復号結果を算出する。変換手段が、対数尤度比並べ替え手段による並べ替え後の対数尤度比を信頼度に変換する。デインタリーブ手段が、硬判定手段による復号結果と前記変換手段による変換結果のそれぞれに対して、送信装置の第２インタリーブ手段とは逆順の並べ替えを施す。消失手段が、デインタリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。復号手段が、消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。シンドローム計算手段が、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。選択手段が、シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。
　このような構成によれば、受信信号の復号を繰り返すうちに、第１ビット（例えば、上位ビット）に対する対数尤度比の信頼度と第２ビット（例えば、下位ビット）に対する対数尤度比の信頼度を徐々に向上させることができ、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。
　なお、最大事後確率復号手段としては、例えば、ＢＣＪＲ（Ｂａｈｌ－Ｃｏｃｋｅ－Ｊｅｌｉｎｅｋ－Ｒａｖｉｖ）復号処理を行うＢＣＪＲ復号手段を用いることができる。また、別の例として、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）復号処理を行うＳＯＶＡ復号手段を用いることができる。
　本発明によれば、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要ＣＮＲを改善することができる。
無線通信システムの構成の一例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信システムの受信機の構成例を示す図である。 ＲＳ復号前のＣＮＲ対ビット誤り特性を示す図である。
　以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　まず、本発明の一実施形態に係る無線通信システムの受信機の構成について、図２を用いて詳細に説明する。なお、送信機側は図１で示した構成と同様であるため、詳細な説明は省略する。図１で説明したように、送信機側で誤り訂正符号化及び変調処理がなされた信号が伝搬路１６に送出され、受信機に到達する。
　受信機で受信された信号は、上位ビットＬＬＲ算出部３４と符号化ビットＬＬＲ算出部３２に入力される。
　受信機側での誤り訂正復号について説明する前に、誤り訂正符号と変復調の対応付けについて説明する。送信機側の畳み込み符号化部１４の出力である符号化ビットは‘０’と‘１’であるが、変復調や軟判定誤り訂正処理では、ビット‘０’を＋１、ビット‘１’を－１に置き換えている。
　符号化ビットＬＬＲ算出部３２では、受信信号ｙj に基づいて、（式１）に示す、送信側の畳み込み符号化部１４の出力である符号化ビットに対する符号化ＬＬＲ　Ｌj c(a),BCJR を算出する。ここで、ｊは順序番号を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　Ｌj c(a),BCJR の算出方法は、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）といった波形等化を行った後に、等化後の信号からＬj c(a),BCJR を算出する方法や、ＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）のように受信信号レプリカを算出して、受信信号とのユークリッド二乗距離に基づいてＬj c(a),BCJR を算出する方法などがある。本発明は、Ｌj c(a),BCJR の算出方式に依存しないため、詳細な説明は省略する。
　復調器２１で得られた符号化ＬＬＲ　Ｌj c(a),BCJR は、ＢＣＪＲ復号部３３に入力される。ＢＣＪＲの名称は発明者であるＢａｈｌ，Ｃｏｃｋｅ，Ｊｅｌｉｎｅｋ，Ｒａｖｉｖの頭文字から命名されている。
　以下に、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づいた最大事後確率復号について説明する。詳細な説明は、非特許文献２等を参照されたい。畳み込み符号化部１４に対応するトレリス線図において、時刻ｊの状態をＳj 、時刻ｊ＋１の状態をＳj+1 とすると、畳み込み符号化部１４への入力情報ビットｕj は、Ｓj からＳj+1 への状態遷移に対応している。そのため、受信系列ｙに対する情報ビットの事後確率ｐ（ｕj ｜ｙ）は、（式２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、ｙ1～j-1 は、１～ｊ－１までの受信系列、ｙj+1～J は、ｊ＋１～Ｊまでの受信系列を示している。
　この（式２）に対して、以下の置換を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（式３）を（式２）に代入して書き換えると、（式４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、α（Ｓj-1 ）は前向きメトリック、β（Ｓj ）は後向きメトリックと称されることが多い。このα（Ｓj-1 ）、β（Ｓj ）は、（式５）、（式６）のように再帰的に表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（式５）、（式６）に対して対数をとると、（式７）、（式８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、演算量を削減するために、（式５）、（式６）のΣ（　）の処理を最大値選択ｍａｘ（　）に置き換えて、（式９）、（式１０）としても、大きな特性劣化は生じない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また、（式３）の２番目の式に対して対数をとると、（式１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、Γ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は、（式１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　Ｌj c(a),BCJR は、（式１）で示した符号化ビットに対する対数尤度比であり、Ｌj u(a,l),BCJR は、下位ビットに対する情報ビットｕl の事前情報である。
　以上の処理により、ＢＣＪＲ復号部３３では、上記のＢＣＪＲアルゴリズムに従ってＭａｘ－Ｌｏｇ－ＭＡＰ復号と呼ばれる最大事後確率復号に近似の復号処理を行い、情報ビットｕl の事後情報Ｌj u(p,l),BCJR を出力する。事後情報Ｌj u(p,l),BCJR は、ＢＣＪＲ復号結果である情報ビットｕl の信頼度を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　本発明の目的は、ＢＣＪＲ復号部３３とＲＳ復号部４３の結果をインタリーブ４６を介して反復処理することにより、所要ＣＮＲの改善を図ることにあるが、反復処理の初回では下位ビットに対する情報ビットｕl の知見が得られていないため、事前情報Ｌj u(a,l),BCJR は０となり、（式１２）に対応するΓ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は（式１４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　また、ＢＣＪＲ復号部３３では、下位ビットの符号化ビットに対する外部情報Ｌj c(e),BCJR を（式１５）で求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　外部情報Ｌj c(e),BCJR は、下位ビットに対する情報ビットｕl の事前情報Ｌj u(a,l),MLD として上位ビットＬＬＲ算出部３４に出力される。
　上位ビットＬＬＲ算出部３４では、受信信号ｙj と、ＢＣＪＲ復号部３３からの下位ビットに対する情報ビットｕl の事前情報Ｌj u(a,l),MLD と、事前情報生成部４８からの上位ビットに対する情報ビットｕh の事前情報Ｌj u(a,h),MLD とに基づいて、上位ビットに対する事後情報ビットＬＬＲ　Ｌj u(p,h),MLD を算出する。Ｌj u(p,h),MLD の算出方法は、ＺＦといった波形等化を行った後に、等化後の信号から算出する方法や、ＭＬＤのように受信信号レプリカを算出して、受信信号と比較することで直接算出する方法などがある。以下、ＭＬＤ法を用いる場合を例に説明するが、ＺＦ法やＭＭＳＥ法を用いる場合も同様である。
　上位ビットＬＬＲ算出部３４では、受信候補点に従い、受信信号ｙj のレプリカである受信信号レプリカｙj^ を算出する。そして、受信信号ｙj と、受信信号レプリカｙj^ と、受信雑音電力の推定結果σ2^ とに基づいて、ビットＬＬＲ　Ｌj u(p,h),MLD を算出して出力する。ビットＬＬＲ　Ｌj u(p,h),MLD の各成分Ｌj u(p),MLD （ｂq ）の算出は、例えば、（式１６）による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ここで、インデックスｑは、受信候補点番号でｑ＝１，・・・，Ｑであり、受信候補点数をＱとしたとき、ｒ^ ＝［ｒ1^  ，・・・，ｒQ^ ］である。ｂq は、受信候補点番号ｑの受信候補点を構成するビットのインデックスである。ｂq （ｒq^ ）は、受信候補点ｒq^ を構成する信号点ベクトルのｑ番目のビット（‘０’または‘１’）である。
　ここで、（式１７）の近似式を用いると、（式１６）は（式１８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　ＬＬＲ並べ替え部３５は、上位ビットＬＬＲ算出部３４から出力された上位ビットＬＬＲ　Ｌj u(p,h),MLD と、ＢＣＪＲ復号部３３から出力された下位ビットＬＬＲ　Ｌj u(p,l),BCJRとに対し、送信側で所定の順序に並べ替えたものを元の順序に戻す処理を行い、元の順序に戻した事後情報ＬＬＲ　Ｌj u(p) を硬判定部３６へ出力する。
　硬判定器３６は、事後情報ＬＬＲ　Ｌj u(p) の符号が正の場合には情報ビット‘０’を出力し、負の場合には情報ビット‘１’を出力する。これは、前述した誤り訂正符号と変復調の対応付けによるものである。
　硬判定の結果は、Ｓ／Ｐ変換器３８に入力される。Ｓ／Ｐ変換器３８は、硬判定の結果のシリアルビットをＲＳ符号に応じたビット数（一般的には１バイト＝８ビット）にパラレル変換する。
　また、事後情報ＬＬＲ　Ｌj u(p) は、ＬＬＲ／確率変換部３７にも入力される。ＬＬＲ／確率変換部３７は、事後情報ＬＬＲ　Ｌj u(p) を用いて、（式１９）に示す演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 　これは、Ｌj u(p) ＝ｌｎ｛Ｐ（ｕ＝＋１）／Ｐ（ｕ＝－１）｝を逆変換して導出している。このＬＬＲ／確率変換器３７の出力Ｐu,j は、情報ビットｕに関する誤り確率である。
　なお、演算処理のダイナミックレンジを低減するために、（式２０）に示す変換であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　この情報ビット確率Ｐu,j は、バイト確率変換器３９に入力される。バイト確率変換器３９は、（式２１）に従い、情報ビット確率Ｐu,j をバイト単位の確率Ｐu_byte に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　また、演算処理のダイナミックレンジを低減するために、（式２２）を用いることで、積を和に変換してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　これらバイト確率Ｐu_byte は、そのバイトの信頼性を示し、値が小さいほど信頼性が低く、誤りが生じている可能性が高いことを示している。
　Ｓ／Ｐ変換３８により得られたバイト単位の情報信号は、デインタリーブ部４０－１に入力、バイト確率変換器３９により得られたバイト確率Ｐu_byte は、デインタリーブ部４０－２に入力される。これらデインタリーブ部４０－１，４０－２は、入力に対してインタリーブ部１２の並び替えと逆の並び替えを行い、元の順序に戻す。
　デインタリーブ部４０－２によるバイト確率Ｐu_byte のデインタリーブ結果は、昇順並べ替え部４１に入力される。昇順並べ替え部４１は、ＲＳ復号器で処理するＲＳパケット内のバイト確率が小さい順にその位置を把握する。
　消失部４２では、後続する複数のＲＳ復号部４３に対する消失パターンを算出するが、消失部４２の処理を説明する前に、消失復号の簡単な説明を行っておく。
　前述したＲＳ（２０４，１８８）符号の最小距離ｄmin は、ｄmin ＝２０４－１８８＝１６である。
　ＲＳ復号の特徴として、（式２３）であれば正しい復号が可能となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 　ここで、ｅは、誤りの位置が予め分かっている場合の消失訂正バイト数を示しており、ｔは、誤り位置が不明な場合の誤り訂正バイト数を示している。
　全ての誤りの位置が不明な場合には、（式２３）を満たすためにはｔ≦８であり、ＲＳパケット（２０４バイト）中の８バイトまで誤り訂正が可能となる。また、全ての誤り位置が分かっている場合には、ｅ≦１６であり、１６バイトまで訂正可能である。このように、誤り位置をＲＳ復号部に提示することで、提示しない場合と比較して誤り訂正能力は最大２倍まで増加する。
　消失部４２では、デインタリーブ部４０－１によるデインタリーブ後のバイト単位の情報信号に対し、昇順並替え部４１から得られた信号に基づいて、誤り位置を示す消失パターンを複数作成する。具体的には、第一の消失パターンは、消失バイト数ｅを０とし、誤り位置は無しとする。第二の消失パターンは、例えば、消失バイト数ｅを２とし、その消失バイトの位置は昇順並べ替え部４１の結果の中から最も値の小さいバイト確率Ｐu_byte となる位置とする。第三の消失パターンは、例えば、消失バイト数ｅを４とし、昇順並べ替え部４１の結果の中からバイト確率Ｐu_byte が小さい順に３バイトを消失バイトの位置とする。同様に第四の消失パターン以降では、消失バイト数ｅを６，８，１０，１２，１４とし、消失バイトの位置は昇順並べ替え部４１の結果から値が小さい順に割り当てる。
　消失部４２で算出した消失パターンは、第一の消失パターンから順にＲＳ復号部４３－１、ＲＳ復号部４３－２、ＲＳ復号部４３－３、ＲＳ復号部４３－４、・・・、ＲＳ復号部４３－Ｎに入力される。ＲＳ復号部４３－１～４３－Ｎは、提示された消失パターンに対してＲＳ復号を実施する。
　ＲＳ復号部４３－１～４３－Ｎからの復号結果Ｄk （ｋ＝１～最大消失パターン数）は、それぞれ、シンドローム計算部４４－１～４４－Ｎに入力される。シンドローム計算部４４では、各復号結果Ｄk に対してシンドロームＳk を計算する。シンドロームは、ＲＳ符号部により生成された符号はＲＳ符号生成多項式で除算すると除算結果が０となることを利用して、誤り検出に用いられる。すなわち、ＲＦ復号結果からシンドロームＳk を計算し、シンドロームＳk が０であれば正しく復号されたことを意味しており、シンドロームＳk が０でなければ誤りが残留しているものと判断する。
　各シンドロームＳk は、選択部４５に入力される。選択部４５では、以下に示すように、シンドロームＳk に基づいて復号結果Ｄk を選択する。
　選択部４５は、シンドローム計算部４４－１～４４－Ｎで得られたシンドロームＳk がＳk ＝０となるｋが存在する場合に、そのパケットの正復号結果Ｗとして、Ｗ＝ωを出力すると共に、Ｓk ＝０となる復号結果Ｄk を選択して出力する。ここで、ωは事前情報係数であり、０より大きい所定の係数とし、例えばω＝０．８とする。Ｓk ＝０となる復号結果が存在しない場合には、正しい復号ができなかったものとして、Ｗ＝０とする。
　ここで、（式１）の定義に従い、復号結果Ｄk を構成するビットが‘０’の場合には＋１に置換え、‘１’の場合には－１に置換える。また、その結果に対してパケット全体に正復号結果Ｗを乗じる。すなわち、正しく復号された結果が無い場合には、０に置き換える。
　これら処理の具体例について説明する。
　正しく復号できた結果Ｄk が、｛“１０１１００１０”，“００１１１１００”，・・・｝であったとすると、ω＝０．８の場合には、置き換えた結果Ｄ・Ｗは、｛“－０．８　＋０．８　－０．８　－０．８　＋０．８　＋０．８　－０．８　＋０．８”，“＋０．８　＋０．８　－０．８　－０．８　－０．８　－０．８　＋０．８　＋０．８”，・・・｝となる。また、正しい復号結果が存在しない場合には、そのパケットは全て０｛“０　０　０　０　０　０　０　０”，“０　０　０　０　０　０　０　０”，・・・｝となる。
　この結果は、インタリーブ部４６に入力される。インタリーブ部４６は、送信機側のインタリーブ部２３と同様の順序並べ替えを行う。インタリーブされた結果は、Ｐ／Ｓ変換器４７を経由して、バイト単位のパラレル信号からビット単位のシリアル信号に変換され、事前情報生成部４８に入力される。
　事前情報生成部４８では、入力されたＲＳ復号可否の情報を変調方式情報に従って上位ビットに対する情報と下位ビットに対する情報とに振り分ける。下位ビットに対するＲＳ復号可否の情報は、ＢＣＪＲ復号部３３に事前情報ビットＬＬＲ　Ｌj u(a,l),BCJR として入力される。上位ビットに対するＲＳ復号可否の情報は、上位ビットＬＬＲ算出部に事前情報ビットＬＬＲ　Ｌj u(a,h),MLD として入力される。
　（式１２）で述べたように、Γ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は符号化ビットＬＬＲ　Ｌj c(a),BCJR と事前情報ビットＬＬＲ　Ｌj u(a,l),BCJR の和であり、ＲＳ復号可否の情報は事前情報ビットＬＬＲ　Ｌj u(a,l),BCJR としてＢＣＪＲ復号部３３に入力される。これら事前情報ビットＬＬＲは、インタリーブ部４６によりパケット単位のまとまった信号が分散される。すなわち、正しく復号できなかった場合の事前情報０と正しく復号できた場合の事前情報±ωとが分散されてＢＣＪＲ復号部３３に入力されることになる。
　これら処理を（式２４）で示す。ＲＳ復号結果Ｄと正復号結果Ｗを乗じた信号に対してインタリーブ関数Π［　］により並べ替えを行い、その後｛　｝P→S によりパラレルシリアル変換して、事前情報ビットＬＬＲ Ｌj u(a,l),BCJR として加算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　ＢＣＪＲ復号では、初回の処理では誤った系列推定を行ってしまった場合であっても、（式２４）のように事前情報ビットＬＬＲ Ｌj u(a,l),BCJRを入力することで正しい系列推定を行うことができるようになり、ビット誤り率を低減することができる。
　以上、説明した処理を複数回繰り返すことにより、ＢＣＪＲ復号部３３と上位ビットＬＬＲ算出部３４とＲＳ復号部４３－１～４３－Ｎが反復処理を繰り返す毎に、各々の誤り訂正能力を徐々に改善することで、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。
　図３は、非特許文献１に開示されている構成において、拘束長７、符号化率１／２の畳み込み符号に対するＢＣＪＲ復号とＲＳ（２０４，１８８）復号を繰り返し処理した場合のＲＳ復号前のＣＮＲ対ビット誤り率特性を示した図である。変調方式は３２ＱＡＭを用いている。前述したように、ＲＳ復号前のビット誤り率が２×１０-4 が、後続のＲＳ復号でエラーフリーとなるビット誤り率である。この結果から分かるように、繰り返し処理を行うことで、約７ｄＢの所要ＣＮＲの改善を実現することができる。
　以上説明したように、本例では、送信機および受信機は次のように動作する。
　送信機において、ＲＳ符号化部１１が、伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化する。インタリーブ部１２が、ＲＳ符号化部１１によるＲＳ符号化後の順序を並べ替えて情報ビット系列を取得する。Ｓ／Ｐ変換部１３が、インタリーブ部１２により得られた情報ビット系列を上位ビット（ｕh ）又は下位ビット（ｕl ）に振り分ける。畳み込み符号化部１４が、Ｓ／Ｐ変換部１３により振り分けられた下位ビットに対して畳み込み符号化を行う。変調部１５が、Ｓ／Ｐ変換部１３により振り分けられた上位ビットと、畳み込み符号化部１４により得られた符号化ビットとに対して変調処理を行う。
　受信機において、符号化ビットＬＬＲ算出部３２が、送信装置からの受信信号（ｙj ）に対して復調処理を行い、符号化ビットに対するビット対数尤度比（Ｌj c(a),BCJR ）を算出する。ＢＣＪＲ復号部３３が、符号化ビットＬＬＲ算出部３２により算出された符号化ビットに対するビット対数尤度比（Ｌj c(a),BCJR ）と、下位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,l),BCJR ；第１事前情報）とに基づいて、事後確率が最大化するように下位ビットの情報ビットの復号を行うと共に、下位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,l),BCJR ）及び下位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,l),MLD ；第２事前情報）を算出する。上位ビットＬＬＲ算出部３４が、受信信号（ｙj ）と、ＢＣＪＲ復号部３３により算出された事前情報（Ｌj u(a,l),MLD ；第２事前情報）と、上位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,h),MLD ；第３事前情報）とに基づいて、上位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,h),MLD ）を算出する。
　その後、受信機は、上位ビットＬＬＲ算出部３４により算出された上位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,h),MLD ）と、ＢＣＪＲ復号部３３により算出された下位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,l),BCJR ）とに基づいて、伝送対象の信号を復号する復号処理を行う。この復号処理では、ＬＬＲ並べ替え部３５が、上位ビットＬＬＲ算出部３４により算出された上位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,h),MLD ）と、ＢＣＪＲ復号部３３により算出された下位ビットに対する対数尤度比（Ｌj u(p,l),BCJR ）の順序を並べ替える。硬判定部３６が、ＬＬＲ並べ替え部３５による並べ替え後の対数尤度比を硬判定し、復号結果を算出する。ＬＬＲ／確率変換部３７が、ＬＬＲ並べ替え部３５による並べ替え後の対数尤度比を信頼度に変換する。デインタリーブ部４０－１，４０－２が、硬判定部３６による復号結果とＬＬＲ／確率変換部３７による変換結果のそれぞれに対して、送信機のインタリーブ部１２とは逆順の並べ替えを施す。消失部４２が、デインタリーブ部４０－１による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。ＲＳ復号部４３－１－Ｎが、消失部４２により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。シンドローム計算部４４－１～４４－Ｎが、ＲＳ復号部４３－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。選択部４５が、シンドローム計算部４４－１～４４－Ｎによる判断結果に基づいて、ＲＳ復号部４３－１～４３－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。
　また、受信機は、選択部４５から出力される復号結果の情報（Ｄ・Ｗ）に基づいて、下位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,l),BCJR ；第１事前情報）を生成してＢＣＪＲ復号部３３にフィードバックすると共に、上位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,h),MLD ；第３事前情報）を生成して上位ビットＬＬＲ算出部３４にフィードバックする事前情報フィードバック処理を行う。この事前情報フィードバック処理では、インタリーブ部４６が、選択部４５から出力される復号結果の情報（Ｄ・Ｗ）に対し、送信器のインタリーブ部１２と同じ順序の並べ替えを施す。事前情報生成部４８が、インタリーブ部４６による並べ替え後の情報を上位ビットに対する情報又は下位ビットに対する情報に振り分け、上位ビットに対する情報を上位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,h),MLD ；第３事前情報）として上位ビットＬＬＲ算出部３４にフィードバックし、下位ビットに対する情報を下位ビットの情報ビットに対する事前情報（Ｌj u(a,l),BCJR ；第１事前情報）としてＢＣＪＲ復号部３３にフィードバックする。
　このような構成により、受信機において、ＢＣＪＲ復号とＲＳ復号が反復的に繰り返されることになる。その結果、各々の誤り訂正能力を徐々に改善できるので、上位ビットに対する対数尤度比の信頼度と下位ビットに対する対数尤度比の信頼度を徐々に向上させることができ、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。したがって、所要ＣＮＲを改善できる無線通信システムを提供することができる。
　ここで、本例の無線通信システムでは、送信機が本発明に係る送信装置に対応し、受信機が本発明に係る受信装置に対応している。なお、送信機と受信機を備えた無線通信装置同士が互いに無線通信する構成など、他の形態の無線通信システムであってもよい。
　また、本例の無線通信システムでは、本発明に係る最大事後確率復号手段として、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号部３３を用いているが、これに限定されない。例えば、ＢＣＪＲ復号部３３に代えて、ＳＯＶＡ復号処理を行うＳＯＶＡ復号器を用いてもよく、最大事後確率復号に近似の復号処理を行えればよい。
　また、本例の無線通信システムでは、上位ビットが本発明に係る第１ビットに対応し、下位ビットが本発明に係る第２ビットに対応しているが、これに限定されない。例えば、上記の割り当てを逆にしてもよい（すなわち、下位ビットを本発明に係る第１ビットとし、上位ビットを本発明に係る第２ビットとしてもよい）。
　以上、本発明について一実施形態に基づいて説明したが、本発明はここに記載された無線通信システムに限定されるものではなく、他の無線通信システムに広く適用することができることは言うまでもない。
　また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法や方式、そのような方法や方式を実現するためのプログラム、そのプログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。
　この出願は、２０１９年１０月２８日に出願された日本出願特願２０１９－１９５３０３を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。
　本発明は、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムに利用することができる。
　１１：ＲＳ符号器、　１２：インタリーブ部、　１３：Ｓ／Ｐ変換部、　１４：畳み込み符号化部、　１５：変調部、　１６：伝搬路、　１７：復調部、　１８：ビタビ復号部、　１９：Ｐ／Ｓ変換部、　２０：デインタリーブ部、　２１：ＲＳ復号部、　３２：符号化ビットＬＬＲ算出部、　３３：ＢＣＪＲ復号部、　３４：上位ビットＬＬＲ算出部、　３５：ＬＬＲ並べ替え部、　３６：硬判定部、　３７：ＬＬＲ／確率変換部、　３８：Ｓ／Ｐ変換部、　３９：バイト確率変換部、　４０－１，４０－２：デインタリーブ部、　４１：昇順並べ替え部、　４２：消失部、　４３－１～４３－Ｎ：ＲＳ復号部、　４４－１～４４－Ｎ：シンドローム計算部、　４５：選択部、　４６：インタリーブ部、　４７：Ｐ／Ｓ変換部、　４８：事前情報生成部

Claims (5)

  1. 　送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムにおいて、
    　前記送信装置は、
    　伝送対象の信号に対するＲＳ符号化により得られた情報ビット系列のうち、所定の第１ビットを除く第２ビットに対して畳み込み符号化を行う畳み込み符号化手段と、
    　前記第１ビットと、前記畳み込み符号化手段により得られた符号化ビットとに対して変調処理を行う変調手段とを備え、
    　前記受信装置は、
    　前記送信装置からの受信信号に対して復調処理を行い、前記符号化ビットに対するビット対数尤度比を算出する第１復調手段と、
    　前記第１復調手段により算出された前記符号化ビットに対するビット対数尤度比と、前記第２ビットの情報ビットに対する第１事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように前記第２ビットの情報ビットの復号を行うと共に、前記第２ビットに対する対数尤度比及び前記第２ビットの情報ビットに対する第２事前情報を算出する最大事後確率復号手段と、
    　前記受信信号と、前記最大事後確率復号手段により算出された前記第２事前情報と、前記第１ビットの情報ビットに対する第３事前情報とに基づいて、前記第１ビットに対する対数尤度比を算出する第２復調手段と、
    　前記第２復調手段により算出された前記第１ビットに対する対数尤度比と、前記最大事後確率復号手段により算出された前記第２ビットに対する対数尤度比とに基づいて、前記伝送対象の信号を復号する復号手段と、
    　前記復号手段から出力される復号結果の情報に基づいて、前記第１事前情報を生成して前記最大事後確率復号手段にフィードバックすると共に、前記第３事前情報を生成して前記第２復調手段にフィードバックする事前情報フィードバック手段とを備えたことを特徴とする無線通信システム。
  2. 　請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記送信装置は、
    　前記伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化するＲＳ符号化手段と、
    　前記ＲＳ符号化手段によるＲＳ符号化後の順序を並べ替えて前記情報ビット系列を取得する第１インタリーブ手段とを更に備え、
    　前記送信装置の前記事前情報フィードバック手段は、
    　前記復号手段から出力される前記復号結果の情報に対し、前記送信装置の前記第１インタリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施す第２インタリーブ手段と、
    　前記第２インタリーブ手段による並べ替え後の情報を前記第１ビットに対する情報又は前記第２ビットに対する情報に振り分け、前記第１ビットに対する情報を前記第３情報として前記第２復調手段にフィードバックし、前記第２ビットに対する情報を前記第１情報として前記最大事後確率復号手段にフィードバックする事前情報生成手段とを有することを特徴とする無線通信システム。
  3. 　請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記受信装置の復号手段は、
    　前記第２復調手段により算出された前記第１ビットに対する対数尤度比と、前記最大事後確率復号手段により算出された前記第２ビットに対する対数尤度比の順序を並べ替える対数尤度比並べ替え手段と、
    　前記対数尤度比並べ替え手段による並べ替え後の対数尤度比を硬判定し、復号結果を算出する硬判定手段と、
    　前記対数尤度比並べ替え手段による並べ替え後の対数尤度比を信頼度に変換する変換手段と、
    　前記硬判定手段による復号結果と前記変換手段による変換結果のそれぞれに対して、前記送信装置の前記第１インタリーブ手段とは逆順の並べ替えを施すデインタリーブ手段と、
    　前記デインタリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる消失手段と、
    　前記消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行うＲＳ復号手段と、
    　前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断するシンドローム計算手段と、
    　前記シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する選択手段とを有することを特徴とする無線通信システム。
  4. 　請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記最大事後確率復号手段は、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号手段、または、ＳＯＶＡ復号処理を行うＳＯＶＡ復号手段であることを特徴とする無線通信システム。
  5. 　送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信方法において、
    　前記送信装置が、
    　伝送対象の信号に対するＲＳ符号化により得られた情報ビット系列のうち、所定の第１ビットを除く第２ビットに対して畳み込み符号化を行い、
    　前記第１ビットと、前記畳み込み符号化により得られた符号化ビットとに対して変調処理を行い、
    　前記受信装置が、
    　前記送信装置からの受信信号に対して復調処理を行い、前記符号化ビットに対するビット対数尤度比を算出し、
    　前記算出された前記符号化ビットに対するビット対数尤度比と、前記第２ビットの情報ビットに対する第１事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように前記第２ビットの情報ビットの復号を行うと共に、前記第２ビットに対する対数尤度比及び前記第２ビットの情報ビットに対する第２事前情報を算出し、
    　前記受信信号と、前記算出された前記第２事前情報と、前記第１ビットの情報ビットに対する第３事前情報とに基づいて、前記第１ビットに対する対数尤度比を算出し、
    　前記前記第１ビットに対する対数尤度比と、前記算出された前記第２ビットに対する対数尤度比とに基づいて、前記伝送対象の信号を復号し、
    　前記復号の結果を示す情報に基づいて、前記１事前情報を生成して前記第２ビットの情報ビットの復号用にフィードバックすると共に、前記第３事前情報を生成して前記第１ビットに対する対数尤度比の算出用にフィードバックすることを特徴とする無線通信方法。
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