WO2019176147A1 - 無線通信システム - Google Patents

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WO2019176147A1
WO2019176147A1 PCT/JP2018/036370 JP2018036370W WO2019176147A1 WO 2019176147 A1 WO2019176147 A1 WO 2019176147A1 JP 2018036370 W JP2018036370 W JP 2018036370W WO 2019176147 A1 WO2019176147 A1 WO 2019176147A1
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WO
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result
information
interleaving
packet
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PCT/JP2018/036370
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Inventor
仲田　樹広
Original Assignee
株式会社日立国際電気
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    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
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    • H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received

Definitions

  • the present invention relates to an iterative error correction processing technique in a wireless communication system.
  • OFDM Orthogonal Frequency Divivation Multiplexing
  • a concatenated code system is employed.
  • an RS (Reed Solomon) code is used as an outer code
  • a convolutional code is used as an inner code, which are connected via an interleaver.
  • Viterbi decoding is used as error correction for the inner code
  • RS decoding is used as error correction for the outer code for the demodulated signal.
  • FIG. 1 shows an example of a wireless communication system employing such a wireless transmission method.
  • the processing of blocks 11 to 14 is performed on the transmitter side, and the processing of blocks 16 to 19 is performed on the receiver side.
  • Information signals to be transmitted such as images and data are input to the RS encoder 11.
  • the RS encoder 11 packetizes the input information signal in units of a predetermined length, and performs RS encoding on the packet.
  • an RS code used in terrestrial digital broadcasting and FPU employs a (204,188) code having a code length of 204 bytes and an organization length of 188 bytes.
  • the signals after RS encoding by the RS encoder 11 are rearranged by the interleaver 12 in order to improve the error correction capability at the receiver.
  • the signal after rearrangement by the interleaver 12 is convolutionally encoded by the convolutional encoder 13. Convolutional coding is performed by calculating an exclusive OR for a combination of predetermined positions of an information bit sequence.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 The configuration of the convolutional code is disclosed in Non-Patent Documents 1 and 2, for example.
  • the signal after the convolutional encoding by the convolutional encoder 13 is converted into a radio signal by the modulator 14.
  • a modulation method at this time a modulation method such as OFDM is often used, but a single carrier method or the like can also be used. In the present invention, there is essentially no restriction on the modulation method.
  • the signal modulated by the modulator 14 is input to the demodulator 16 via the propagation path 15.
  • the demodulator 16 performs a demodulation process corresponding to the modulation by the modulator 14 and outputs reliability information for an encoded bit called LLR (Log Likelihood Ratio) from the demodulator 16.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the Viterbi decoder 17 expands the LLR signal obtained by the demodulator 16 on the trellis diagram, selects the maximum likelihood LLR sequence, and outputs a hard decision decoding result corresponding to the sequence.
  • the signals output from the Viterbi decoder 17 are rearranged by the deinterleaver 18 in reverse to the interleaver 12, and the order is restored.
  • the result of the deinterleave 18 is input to the RS decoder 19 and subjected to RS decoding processing.
  • the (204, 188) code if the bit error rate before RS decoding is 2 ⁇ 10 ⁇ 4 or less, it can be made pseudo error free by RS decoding, and broadcast waves can be viewed. Become.
  • reception is often performed in an environment where the reception level is low and the C / N is lowered, or in an environment where the received signal quality is lowered due to high-speed movement.
  • the bit error rate increases, the error rate after Viterbi decoding exceeds 2 ⁇ 10 ⁇ 4 , and correct viewing may not be possible.
  • C / N required for correct viewing (bit error rate after outer decoding is 0) is referred to as required C / N. Improving the required C / N by improving the error correction capability is one of the permanent issues of radio equipment.
  • the present invention has been made in view of the above-described conventional circumstances, and an object thereof is to improve the required C / N of a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmission device to a reception device.
  • a wireless communication system that transmits signals from a transmission device to a reception device by radio is configured as follows. That is, the following processing is performed in the transmission device.
  • the RS encoding means packetizes the transmission target signal in units of a predetermined length, and RS-encodes the packet.
  • Interleaving means rearranges the order after RS encoding by the RS encoding means.
  • the convolutional coding means performs convolutional coding on the information bit sequence obtained by the interleaving means.
  • Modulation means performs modulation processing on the coded bits obtained by the convolutional coding means.
  • the demodulation means performs demodulation processing on the signal received from the transmission device, and calculates a log likelihood ratio for the coded bits.
  • the maximum posterior probability decoding means decodes the information bits so that the posterior probability is maximized based on the log likelihood ratio for the encoded bits obtained by the demodulation means and the prior information for the information bits, The log likelihood ratio of the result is calculated.
  • the conversion unit converts the log likelihood ratio of the decoding result calculated by the maximum posterior probability decoding unit into reliability.
  • the deinterleaving means rearranges the decoding result by the maximum a posteriori probability decoding means and the reliability of the conversion result by the converting means in the reverse order to the interleaving means of the transmitting device.
  • the erasure unit packetizes the decoding result after the rearrangement by the deinterleave unit, and the signals in the packet are lost in N patterns (N is a plurality) in order of increasing reliability in the packet.
  • the RS decoding means performs RS decoding on each of the N pattern packets obtained by the erasure means.
  • the syndrome calculation means calculates a syndrome for each of the N packets decoded by the RS decoding means, and determines whether the packet has been correctly decoded or has remained in error.
  • the selection means selects a packet to be output as a decoding result from among the N packets decoded by the RS decoding means, based on the determination result by the syndrome calculation means.
  • the interleaving means rearranges the information based on the selection result by the selecting means in the same order as the interleaving means of the transmission apparatus. Then, the information after the rearrangement by the interleaving means is fed back to the maximum posterior probability decoding means as prior information corresponding to the information bits.
  • the maximum a posteriori probability decoding and the RS decoding are iteratively repeated in the receiving apparatus.
  • each error correction capability can be gradually improved, and a large improvement effect can be obtained after a predetermined number of iterations. Therefore, it is possible to provide a wireless communication system that can improve the required C / N.
  • the present invention may be configured to perform the following processing in the receiving apparatus. That is, the demodulation means performs demodulation processing on the signal received from the transmission device, and calculates the log likelihood ratio for the coded bits.
  • the maximum posterior probability decoding means decodes the information bits so that the posterior probability is maximized based on the log likelihood ratio for the encoded bits obtained by the demodulation means and the prior information for the information bits, The log likelihood ratio of the result is calculated.
  • the conversion unit converts the log likelihood ratio of the decoding result calculated by the maximum posterior probability decoding unit into reliability.
  • the deinterleaving means rearranges the decoding result by the maximum a posteriori probability decoding means and the reliability of the conversion result by the converting means in the reverse order to the interleaving means of the transmitting device.
  • the erasure unit packetizes the decoding result after the rearrangement by the deinterleave unit, and the signals in the packet are lost in N patterns (N is a plurality) in order of increasing reliability in the packet.
  • the RS decoding means performs RS decoding on each of the N pattern packets obtained by the erasure means.
  • the syndrome calculation means calculates a syndrome for each of the N packets decoded by the RS decoding means, and determines whether the packet has been correctly decoded or has remained in error.
  • the selection means selects a packet to be output as a decoding result from among the N packets decoded by the RS decoding means, based on the determination result by the syndrome calculation means.
  • the interleaving means rearranges the information based on the selection result by the selecting means in the same order as the interleaving means of the transmission apparatus.
  • the BoxPlus convolution unit performs a BoxPlus convolution operation on the information after the rearrangement by the interleaving unit. Then, the result of the BoxPlus convolution operation by the BoxPlus convolution unit is fed back to the demodulation unit as prior information on the encoded bits.
  • the demodulating means outputs, as a demodulation result, a value obtained by adding the prior information for the fed back encoded bits to the calculated log likelihood ratio for the encoded bits.
  • the maximum posterior probability decoding means for example, BCJR decoding means for performing BCJR decoding processing can be used.
  • SOVA decoding means for performing SOVA decoding processing can be used.
  • a wireless communication system will be described with reference to the drawings.
  • the configuration of the receiver of the wireless communication system according to the first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG.
  • the transmitter side has the same configuration as that shown in FIG.
  • a signal that has been subjected to error correction coding and modulation processing on the transmitter side is transmitted to the propagation path 15 and reaches the receiver.
  • a signal received by the receiver is input to the demodulator 21.
  • the demodulator 21 performs a demodulation process corresponding to the modulation process on the transmitter side.
  • the encoded bits that are the output of the convolutional encoder 13 on the transmitter side are “0” and “1”, but in modulation / demodulation and soft decision error correction processing, the bit “0” is +1 and the bit “1” is ⁇ It is replaced with 1.
  • the demodulator 21 calculates a log likelihood ratio LLR j c for the encoded bit that is the output of the convolutional encoder 21 on the transmission side shown in (Equation 1).
  • j indicates a sequence number.
  • the method of calculating LLR j c includes a method of calculating LLR j c from the equalized signal after performing waveform equalization such as ZF (Zero Forcing) and MMSE (Minimum Mean Square Error), and MLD (Maximum Likelihood).
  • waveform equalization such as ZF (Zero Forcing) and MMSE (Minimum Mean Square Error), and MLD (Maximum Likelihood).
  • the log likelihood ratio LLR j c obtained by the demodulator 21 is input to the BCJR decoder 22.
  • BCJR is named after the acronyms of the inventors, Bahl, Cocke, Jelinek, and Raviv.
  • ⁇ (S j-1 ) is often referred to as a forward metric
  • ⁇ (S j ) is often referred to as a backward metric.
  • These ⁇ (S j-1 ) and ⁇ (S j ) are recursively expressed as (Equation 5) and (Equation 6).
  • ⁇ (S j ⁇ 1 , S j ) is expressed by (Equation 12).
  • LLR j c is the log likelihood ratio shown in (Equation 1), and LLR j ua is a priori information for information bit u.
  • the BCJR decoder 22 performs decoding processing approximate to maximum a posteriori probability decoding called Max-Log-MAP decoding according to the above BCJR algorithm, and outputs posterior information LLR j up for the information bit u.
  • the posterior information LLR j up indicates the reliability of the information bit u which is the BCJR decoding result.
  • An object of the present invention is to improve the required C / N by iteratively processing the results of the BCJR decoder 22 and the RS decoder 28 via the interleave 2b. Since prior knowledge LLR j ua is 0, ⁇ (S j ⁇ 1 , S j ) corresponding to (Expression 12) is (Expression 14).
  • the post facto information LLR j up is input to the hard discriminator 23-1.
  • the hard discriminator 13-1 outputs information bit '0' when the sign of LLR j up is positive, and outputs information bit '1' when negative. This is due to the correspondence between the error correction code and the modulation / demodulation described above.
  • the result of the hard decision is input to the S / P converter 24-1.
  • the posterior information LLR j up is input to the LLR / probability converter 23-2.
  • the output P u, j of the LLR / probability converter 13 is an error probability related to the information bit u after BCJR decoding.
  • This information bit probability P u, j is input to the byte probability converter 24-2.
  • the byte probability converter 24-2 converts the information bit probability P u, j into a byte unit probability P u_byte according to (Equation 17).
  • the product can be converted into a sum by using (Equation 18).
  • the byte unit information signal obtained by the S / P conversion 24-1 and the byte probability P u_byte obtained by the byte probability converter 24-2 are respectively input to the deinterleave 25.
  • the deinterleave 25 performs a reverse sort to the sort of the interleave 12 and restores the original order.
  • the deinterleave result of the byte probability P u_byte is input to the ascending order sorting process 26-2.
  • the ascending order reordering process 26-2 grasps the position in ascending order of the byte probability in the RS packet processed by the RS decoder. Since the RS packet length is delayed in the ascending order reordering process 26-2, the delay unit 26-1 is provided with a delay process for matching the timing with the ascending order reordering process 26-2.
  • the erasure unit 27 calculates an erasure pattern for a plurality of subsequent RS decodings, but before explaining the processing of the erasure unit 27, a simple explanation of erasure decoding will be given.
  • Equation 19 enables correct decoding.
  • e indicates the number of erasure correction bytes when the error position is known in advance
  • t indicates the number of error correction bytes when the error position is unknown.
  • Equation 19 If the position of all errors is unknown, t ⁇ 8 in order to satisfy (Equation 19), and error correction is possible up to 8 bytes in the RS packet (204 bytes). When all error positions are known, e ⁇ 16, and up to 16 bytes can be corrected. In this way, by presenting the error position to the RS decoder, the error correction capability increases up to twice as much as compared with the case where the error position is not presented.
  • the erasure unit 27 creates a plurality of erasure patterns indicating error positions based on the signal obtained from the ascending order reordering process 26-2. Specifically, in the first erasure pattern, the number of erasure bytes e is 0 and there is no error position. In the second erasure pattern, for example, the number of erasure bytes e is set to 1, and the position of the erasure byte is a position having the smallest byte probability P u_byte among the results of the ascending order reordering process 26-2.
  • the number of erasure bytes e is set to 3, and 3 bytes are set as the position of the erasure byte in ascending order of the byte probability Pu_byte from the result of the ascending sort process 26-2.
  • the number of erasure bytes e is set to 5, 7, 9, 11, and 15, and the positions of the erasure bytes are assigned in ascending order from the result of the ascending rearrangement process 26-2.
  • the erasure patterns calculated by the erasure unit 27 are the RS decoder 28-1, RS erasure decoder 28-2, RS erasure decoder 28-3, RS erasure decoder 28-4,. Input to RS erasure decoder 28-N.
  • RS decoder 28-1 and each RS erasure decoder 28-2 to 28-N perform RS decoding on the presented erasure pattern.
  • the syndrome calculation unit 29 calculates a syndrome S k for each decoding result D k .
  • the syndrome is used for error detection by utilizing the fact that the division result is 0 when the code generated by the RS encoder is divided by the RS code generation polynomial. That is, the syndrome S k is calculated from the RF decoding result, and if the syndrome S k is 0, it means that the decoding is correct, and if the syndrome S k is not 0, it is determined that an error remains. .
  • Each syndrome S k is input to the selection unit 2a.
  • the selection unit 2a selects the decoding result D k based on the syndrome S k as described below.
  • the interleave 2b performs the same rearrangement as the interleave 12 on the transmitter side.
  • the result of interleaving 2b is converted from a parallel signal in units of bytes to a serial signal in units of bits via the P / S converter 2c, and is input to the BCJR decoder 22 as prior information LLR j ua .
  • ⁇ (S j ⁇ 1 , S j ) is the sum of the log likelihood ratio LLR j c and the prior information LLR j ua , and information on whether or not RS decoding is possible includes prior information LLR j ua.
  • the prior information is distributed in a packet unit by interleaving 2b. That is, the prior information 0 in the case where the decoding is not successful and the prior information ⁇ ⁇ in the case where the decoding is successful are distributed and input to the BCJR decoding.
  • each error correction capability is gradually improved, so that a large improvement effect is obtained after a predetermined number of iterations. Obtainable.
  • FIG. 3 is a diagram showing C / N vs. bit error rate characteristics of BCJR decoding results when BCJR decoding and RS (204, 188) decoding are repeatedly performed on a convolutional code with a constraint length of 7 and an encoding rate of 1/2. It is.
  • the modulation method uses 64QAM.
  • the bit error rate after BCJR of 2 ⁇ 10 ⁇ 4 is a bit error rate that becomes error-free in subsequent RS decoding.
  • the required C / N can be improved by about 2 dB by repeating the process.
  • the transmitter side is the same as the configuration shown in FIG. 1, and detailed description thereof is omitted.
  • the second embodiment has a configuration in which the demodulator 21 is replaced with the demodulator 2e and a BoxPlus convolution unit 2d is added to the first embodiment. Since the process is the same about the other code
  • the demodulator 2e performs the same process as the demodulator 21 in the first iterative process, and calculates the log likelihood ratio LLR j c shown in (Equation 1) based on the received signal y j .
  • the output of the demodulator 2 e is input to the BCJR decoder 22.
  • the prior information of the BCJR decoder 22 is always 0, and the reliability LLR j c for the information bits is output.
  • This process is the same as SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm), and the BCJR decoder 2e may be a SOVA decoder. Since a series of processing from the BCJR decoder 22 to deinterleaving, RS decoding, and interleaving is the same as that in the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the output of the P / S converter 2c is input to the BoxPlus convolution unit 2d.
  • the configuration of the BoxPlus convolution unit 2d is shown in FIG.
  • the reliability LLR j c is input to the shift register 2d1 that is delayed for each cycle.
  • An output signal from a specific element of the shift register 2d1 is input to the BoxPlus2d2.
  • the element number of the shift register 2d1 input to the BoxPlus 2d2 corresponds to the convolutional encoder 13 on the transmission side.
  • the output from the BoxPlus convolution unit 2d is prior information LLR j ua for the code bit c.
  • Prior information LLR j ua for the sign bit c is input to the demodulator 2e.
  • the demodulator 2e adds the prior information LLR j ua for the code bit c to the likelihood information LLR j c calculated by the same process as the demodulator 21.
  • the RS decoding result is fed back as prior information LLR j ua for the information bit u
  • the RS decoding result is obtained by BoxPlus convolution.
  • the prior information LLR j ua for the code bit c is converted and fed back.
  • the transmitter and the receiver operate as follows.
  • the RS encoder 11 packetizes a signal to be transmitted in units of a predetermined length, and RS-encodes the packet.
  • the interleave 12 rearranges the order after RS encoding by the RS encoder 11.
  • the convolutional encoder 13 performs convolutional encoding on the information bit sequence obtained by the interleave 12.
  • the modulator 14 performs a modulation process on the encoded bits obtained by the convolutional encoder 13. The signal modulated by the modulator 14 is transmitted from the transmitter to the receiver via the propagation path 15.
  • the demodulator 21 demodulates the signal received from the transmitter, and calculates the log likelihood ratio for the encoded bit.
  • the BCJR decoder 22 decodes the information bits so that the posterior probability is maximized based on the log-likelihood ratio for the coded bits obtained by the demodulator 21 and the prior information for the information bits. At the same time, the log likelihood ratio of the decoding result is calculated.
  • the LLR / probability converter 23-2 and the byte probability converter 24-2 convert the log likelihood ratio of the decoding result calculated by the BCJR decoder 22 into reliability.
  • the deinterleave 25 performs interleaving 12 on the transmitter side with respect to the decoding result by the BCJR decoder 22 and the reliability of the conversion result by the LLR / probability converter 23-2 and the byte probability converter 24-2. And sort in reverse order.
  • the erasure unit 27 packetizes the decoding result after the reordering by the deinterleave 25, and causes the signals in the packet to be lost in N patterns (N is a plurality) in order of increasing reliability in the packet.
  • the RS decoder 28-1 and the RS erasure decoders 28-2 to 28-N perform RS decoding on each of the N patterns of packets obtained by the erasure unit 27.
  • syndrome calculation units 29-1 to 29-N calculate syndromes for each of the N packets decoded by RS decoder 28-1 and each RS erasure decoder 28-2 to 28-N. Then, it is determined whether the packet has been correctly decoded or whether the error remains.
  • the selection unit 2a performs N decoding by the RS decoder 28-1 and the RS erasure decoders 28-2 to 28-N based on the determination results by the syndrome calculation units 29-1 to 29-N. Packet to be output as a decoding result is selected from the packets.
  • the interleave 2b rearranges the information based on the selection result by the selection unit 2a in the same order as the interleave 12 on the transmitter side. Then, the information after the rearrangement by the interleave 12 is fed back to the BCJR decoder 22 as prior information corresponding to the information bits.
  • the demodulator 2e performs demodulation processing on the signal received from the transmitter, and calculates the log likelihood ratio for the coded bits.
  • the BCJR decoder 22 decodes the information bits so that the posterior probability is maximized based on the log likelihood ratio for the encoded bits obtained by the demodulator 2e and the prior information for the information bits. At the same time, the log likelihood ratio of the decoding result is calculated.
  • the LLR / probability converter 23-2 and the byte probability converter 24-2 convert the log likelihood ratio of the decoding result calculated by the BCJR decoder 22 into reliability.
  • the deinterleave 25 performs interleaving 12 on the transmitter side with respect to the decoding result by the BCJR decoder 22 and the reliability of the conversion result by the LLR / probability converter 23-2 and the byte probability converter 24-2. And sort in reverse order.
  • the erasure unit 27 packetizes the decoding result after the reordering by the deinterleave 25, and causes the signals in the packet to be lost in N patterns (N is a plurality) in order of increasing reliability in the packet.
  • the RS decoder 28-1 and the RS erasure decoders 28-2 to 28-N perform RS decoding on each of the N patterns of packets obtained by the erasure unit 27.
  • syndrome calculation units 29-1 to 29-N calculate syndromes for each of the N packets decoded by RS decoder 28-1 and each RS erasure decoder 28-2 to 28-N. Then, it is determined whether the packet has been correctly decoded or whether the error remains.
  • the selection unit 2a performs N decoding by the RS decoder 28-1 and the RS erasure decoders 28-2 to 28-N based on the determination results by the syndrome calculation units 29-1 to 29-N. Packet to be output as a decoding result is selected from the packets.
  • the interleave 2b rearranges the information based on the selection result by the selection unit 2a in the same order as the interleave 12 on the transmitter side.
  • the BoxPlus convolution unit 2d performs a BoxPlus convolution operation on the information after rearrangement by the interleave 2b. Then, the result of the BoxPlus convolution operation by the BoxPlus convolution unit 2d is fed back to the demodulator 2e as prior information corresponding to the encoded bits.
  • the demodulator 2e outputs, as a demodulation result, a value obtained by adding the prior information about the fed back encoded bits to the calculated log likelihood ratio for the encoded bits.
  • BCJR decoding and RS decoding are iteratively repeated in the receiver.
  • each error correction capability can be gradually improved, and a large improvement effect can be obtained after a predetermined number of iterations. Therefore, it is possible to provide a wireless communication system that can improve the required C / N.
  • the transmitter corresponds to the transmission device according to the present invention
  • the receiver corresponds to the reception device according to the present invention.
  • a wireless communication device integrally including a transmitter and a receiver may be configured to perform wireless communication with each other.
  • a SOVA decoder that performs the SOVA decoding process may be used as long as the decoding process approximates the maximum a posteriori probability decoding.
  • the present invention has been described based on the embodiments, it is needless to say that the present invention is not limited to the wireless communication system described herein and can be widely applied to other wireless communication systems.
  • the present invention can also be provided as, for example, a method and method for executing the processing according to the present invention, a program for realizing such a method and method, and a storage medium for storing the program.
  • the present invention can be used in a wireless communication system that wirelessly transmits a signal from a transmission device to a reception device.
  • RS encoder 11: RS encoder, 12: interleave, 13: convolutional encoder, 14: modulator, 15: propagation path, 16: demodulator, 17: Viterbi decoder, 18: deinterleave, 19: RS decoder, 21: Demodulator, 22: BCJR decoder, 23-1: Hard decision unit, 23-2: LLR / probability converter, 24-1: S / P converter, 24-2: Byte probability converter, 25: Deinterleave, 26-1: delay unit, 26-2: ascending order rearrangement unit, 27: erasure unit, 28-1: RS decoder, 28-2 to 28-N: RS erasure decoder, 29-1 to 29 -N: syndrome calculation unit, 2a: selection unit, 2b: interleave, 2c: P / S converter, 2d: BoxPlus convolution unit, 2e: demodulator

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Abstract

送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要Ｃ／Ｎを改善する。ＢＣＪＲ復号器２２が、復調器２１により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行う。選択部２ａが、ＮパターンのパケットのＲＳ復号結果の中から、各パケットのシンドロームの計算結果に基づいて、復号結果として出力するものを選択する。インターリーブ２ｂが、選択部２ａによる選択結果に基づく情報に対して、送信機のインターリーブ１２と同じ順序の並べ替えを施す。インターリーブ２ｂによる並べ替え後の情報は、情報ビットに対応する事前情報としてＢＣＪＲ復号器２２にフィードバックされる。

Description

無線通信システム
　本発明は、無線通信システムにおける繰り返し誤り訂正処理技術に関する。
　地上デジタル放送や放送番組素材無線伝送装置（ＦＰＵ：Field Pick-up Unit）では、無線伝送方式として、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Div ision Multiplexing）方式が採用されている。このような無線伝送方式の誤り訂正では、連接符号方式が採用されている。連接符号方式では、外符号としてＲＳ（Reed Solomon）符号、内符号として畳込み符号が用いられ、これらはインターリーバを介して接続される。受信機側では、復調信号に対して、内符号に対する誤り訂正としてビタビ復号、外符号に対する誤り訂正としてＲＳ復号が用いられている。
　図１は、このような無線伝送方式を採用した無線通信システムの一例を示している。以下の説明において、ブロック１１～１４の処理は、送信機側で行われ、ブロック１６～１９の処理は、受信機側で行われる。
　画像、データなどの伝送対象となる情報信号は、ＲＳ符号器１１に入力される。ＲＳ符号器１１は、入力された情報信号を所定の長さの単位でパケット化し、当該パケットに対してＲＳ符号化を施す。例えば、地上デジタル放送やＦＰＵで用いられているＲＳ符号は、符号長２０４バイト、組織長１８８バイトの（２０４，１８８）符号が採用されている。ＲＳ符号器１１によるＲＳ符号化後の信号は、受信機での誤り訂正能力を改善するため、インターリーブ１２により順序が並べ替えられる。インターリーブ１２による並べ替え後の信号は、畳込み符号器１３により畳込み符号化される。畳込み符号化は、情報ビット系列の所定の位置の組み合わせに対して排他的論理和を演算することにより行われる。畳込み符号の構成は、例えば、非特許文献１，２に開示されている。畳込み符号器１３による畳込み符号化後の信号は、変調器１４により無線信号に変換される。このときの変調方式は、ＯＦＤＭ等の変調方式が用いられることが多いが、シングルキャリア方式などを用いることも可能であり、本発明では本質的には変調方式に制約はない。
　変調器１４で変調された信号は、伝搬路１５を経由して、復調器１６に入力される。復調器１６では、変調器１４での変調に対応する復調処理を行い、復調器１６からＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）と称する符号化ビットに対する信頼度情報を出力する。ビタビ復号器１７では、復調器１６で得られたＬＬＲ信号をトレリスダイアグラム上に展開して、最尤のＬＬＲ系列を選択し、その系列に対応する硬判定復号結果を出力する。ビタビ復号器１７から出力される信号は、デインターリーブ１８によりインターリーブ１２とは逆の並べ替えが行われ、順序が元に戻される。デインターリーブ１８の結果はＲＳ復号器１９に入力され、ＲＳ復号処理が施される。（２０４，１８８）符号の場合には、ＲＳ復号前のビット誤り率が２×１０-4以下であれば、ＲＳ復号により疑似エラーフリーとすることができ、放送波を視聴することが可能となる。
１．２ＧＨｚ／２．３ＧＨｚ帯テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム標準規格　ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ５７　２．０版． テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム標準規格　ＡＲＩＢ　ＳＴＤ－Ｂ３３　１．２版． 特許庁：標準技術集　［分類］２－４－１　周辺要素技術／誤り制御技術／誤り訂正技術，＜http://www.jpo.go.jp/shiryou/s_sonota/hyoujun_gijutsu/mi mo/2-4-1.pdf＞（参照　２０１　４－０７－１４）．
　地上デジタル放送やＦＰＵでは、受信レベルが低くＣ／Ｎが低下しているような環境や、高速移動に伴い受信信号品質が低下するような環境で受信が行われることも多い。このような劣悪な環境では、ビット誤り率が多くなり、ビタビ復号後の誤り率が２×１０-4を上回ってしまい、正しい視聴ができなくなってしまうことがある。正しく視聴するために必要な（外復号後のビット誤り率が０となる）Ｃ／Ｎは、所要Ｃ／Ｎと称される。誤り訂正能力を改善することにより所要Ｃ／Ｎを改善することは、無線機の恒久的な課題の一つである。
　本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要Ｃ／Ｎを改善することを目的とする。
　本発明では、上記の目的を達成するために、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムを以下のように構成した。
　すなわち、送信装置において、以下のような処理を行う。ＲＳ符号化手段が、伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化する。インターリーブ手段が、ＲＳ符号化手段によるＲＳ符号化後の順序を並べ替える。畳込み符号化手段が、インターリーブ手段によって得られた情報ビット系列に対して畳込み符号化を行う。変調手段が、畳込み符号化手段により得られた符号化ビットに対して変調処理を行う。
　また、受信装置において、以下のような処理を行う。復調手段が、送信装置から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する。最大事後確率復号手段が、復調手段により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する。変換手段が、最大事後確率復号手段により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する。デインターリーブ手段が、最大事後確率復号手段による復号結果と、変換手段による変換結果の信頼度とに対して、送信装置のインターリーブ手段と逆順の並べ替えを施す。消失手段が、デインターリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。ＲＳ復号手段が、消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。シンドローム計算手段が、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。選択手段が、シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。インターリーブ手段が、選択手段による選択結果に基づく情報に対して、送信装置のインターリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施す。そして、インターリーブ手段による並べ替え後の情報を、情報ビットに対応する事前情報として最大事後確率復号手段にフィードバックする。
　このような構成によれば、受信装置において、最大事後確率復号とＲＳ復号が反復的に繰り返されることになる。その結果、各々の誤り訂正能力を徐々に改善できるので、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。したがって、所要Ｃ／Ｎを改善できる無線通信システムを提供することができる。
　また、本発明は、受信装置において、以下のような処理を行う構成としてもよい。すなわち、復調手段が、送信装置から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する。最大事後確率復号手段が、復調手段により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する。変換手段が、最大事後確率復号手段により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する。デインターリーブ手段が、最大事後確率復号手段による復号結果と、変換手段による変換結果の信頼度とに対して、送信装置のインターリーブ手段と逆順の並べ替えを施す。消失手段が、デインターリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。ＲＳ復号手段が、消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。シンドローム計算手段が、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。選択手段が、シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。インターリーブ手段が、選択手段による選択結果に基づく情報に対して、送信装置のインターリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施す。ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み手段が、インターリーブ手段による並べ替え後の情報に対してＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算を行う。そして、ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み手段によるＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算の結果を、符号化ビットに対する事前情報として復調手段にフィードバックする。復調手段は、算出した符号化ビットに対する対数尤度比に、フィードバックされた符号化ビットに対する事前情報を加算したものを、復調結果として出力する。
　このような構成によっても、受信装置において、最大事後確率復号とＲＳ復号が反復的に繰り返されることになる。その結果、各々の誤り訂正能力を徐々に改善できるので、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。したがって、所要Ｃ／Ｎを改善できる無線通信システムを提供することができる。
　ここで、最大事後確率復号手段としては、例えば、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号手段を用いることができる。また、別の例として、ＳＯＶＡ復号処理を行うＳＯＶＡ復号手段を用いることができる。
　本発明によれば、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムの所要Ｃ／Ｎを改善することができる。
無線通信システムの構成の一例を示す図である。 本発明の第１実施例に係る無線通信システムの受信機の構成例を示す図である。 ＢＣＪＲ復号結果のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示す図である。 本発明の第２実施例に係る無線通信システムの受信機の構成例を示す図である。 Ｂｏｘ　Ｐｌｕｓ畳込み部の構成を示す図である。
　本発明の一実施形態に係る無線通信システムについて、図面を参照して説明する。
　まず、本発明の第１実施例に係る無線通信システムの受信機の構成について、図２を用いて詳細に説明する。なお、送信機側は図１で示した構成と同一であるため、詳細な説明は省略する。
　図１で説明したように、送信機側で誤り訂正符号化及び変調処理がなされた信号が伝搬路１５に送出され、受信機に到達する。
　受信機で受信された信号は、復調器２１に入力される。復調器２１では、送信機側の変調処理に対応した復調処理を行う。
　受信機側での誤り訂正復号について説明する前に、誤り訂正符号と変復調の対応付けについて説明する。送信機側の畳込み符号器１３の出力である符号化ビットは‘０’と‘１’であるが、変復調や軟判定誤り訂正処理では、ビット‘０’を＋１、ビット‘１’を－１に置き換えている。
　復調器２１では、受信信号ｙj に基づいて、（式１）に示す、送信側の畳込み符号器２１の出力である符号化ビットに対する対数尤度比ＬＬＲj cを算出する。ここで、ｊは順序番号を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ＬＬＲj cの算出方法は、ＺＦ（Zero Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Erro r）といった波形等化を行った後に、等化後の信号からＬＬＲj cを算出する方法や、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）のように受信信号レプリカを算出して、受信信号と比較することで直接ＬＬＲj cを算出する方法などがある。本発明は、このＬＬＲj cの算出方式に依存しないため、詳細な説明は省略する。
　復調器２１で得られた対数尤度比ＬＬＲj cは、ＢＣＪＲ復号器２２に入力される。ＢＣＪＲの名称は発明者であるＢａｈｌ，Ｃｏｃｋｅ，Ｊｅｌｉｎｅｋ，Ｒａｖｉｖの頭文字から命名されている。
　以下に、ＢＣＪＲアルゴリズムに基づいた最大事後確率復号について説明する。詳細な説明は、非特許文献３等を参照されたい。畳込み符号器１３に対応するトレリス線図において、時刻ｊの状態をＳj 、時刻ｊ＋１の状態をＳj+1 とすると、畳込み符号器への入力情報ビットｕj は、Ｓj からＳj+1 への状態遷移に対応している。そのため、受信系列ｙに対する情報ビットの事後確率ｐ（ｕj ｜ｙ）は、（式２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、ｙ1～j-1 は、１～ｊ－１までの受信系列、ｙj+1～N は、ｊ＋１～Ｎまでの受信系列を示している。
　この（式２）に対して、以下の置換を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　（式３）を（式２）に代入して書き換えると、（式４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、α（Ｓj-1 ）は前向きメトリック、β（Ｓj ）は後向きメトリックと称されることが多い。このα（Ｓj-1 ）、β（Ｓj ）は、（式５）、（式６）のように再帰的に表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（式５）、（式６）に対して対数をとると、（式７）、（式８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　また、演算量を削減するために、（式５）、（式６）のΣ（　）の処理を最大値選択ｍａｘ（　）に置き換えて、（式９）、（式１０）としても、大きな特性劣化は生じない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　また、（式３）の２番目の式に対して対数をとると、（式１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで、Γ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は、（式１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　ＬＬＲj cは、（式１）で示した対数尤度比であり、ＬＬＲj ua は、情報ビットｕに対する事前情報である。
　以上の処理により、ＢＣＪＲ復号器２２では、上記のＢＣＪＲアルゴリズムに従ってＭａｘ－Ｌｏｇ－ＭＡＰ復号と呼ばれる最大事後確率復号に近似の復号処理を行い、情報ビットｕに対する事後情報ＬＬＲj up を出力する。事後情報ＬＬＲj up は、ＢＣＪＲ復号結果である情報ビットｕの信頼度を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　本発明の目的は、ＢＣＪＲ復号器２２とＲＳ復号器２８の結果をインターリーブ２ｂを介して反復処理することにより、所要Ｃ／Ｎの改善を図ることにあるが、反復処理の初回では情報ビットｕに対する知見が得られていないため、事前情報ＬＬＲj ua は０となり、（式１２）に対応するΓ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は（式１４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　事後情報ＬＬＲj up は、硬判定器２３－１に入力される。硬判定器１３－１は、ＬＬＲj up の符号が正の場合には情報ビット‘０’を出力し、負の場合には情報ビット‘１’を出力する。これは、前述した誤り訂正符号と変復調の対応付けによるものである。
　硬判定の結果は、Ｓ／Ｐ変換器２４－１に入力される。Ｓ／Ｐ変換器２４－１は、シリアルビットをＲＳ符号に応じたビット数（一般的には１バイト＝８ビット）にパラレル変換する。
　また、事後情報ＬＬＲj up は、ＬＬＲ／確率変換器２３－２に入力される。ＬＬＲ／確率変換器２３－２は、（式１５）に示す演算を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　これは、ＬＬＲj up ＝ｌｎ｛Ｐ（ｕ＝＋１）／Ｐ（ｕ＝－１）｝を逆変換して導出している。このＬＬＲ／確率変換器１３の出力Ｐu,j は、ＢＣＪＲ復号後の情報ビットｕに関する誤り確率である。
　また、演算処理のダイナミックレンジを低減するために、（式１６）に示す変換であっても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　この情報ビット確率Ｐu,j は、バイト確率変換器２４－２に入力される。バイト確率変換器２４－２は、（式１７）に従い、情報ビット確率Ｐu,j をバイト単位の確率Ｐu_byte に変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　また、演算処理のダイナミックレンジを低減するために、（式１８）を用いることで、積を和に変換することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　これらバイト確率Ｐu_byteは、そのバイトの信頼性を示し、値が小さいほど信頼性が低く、誤りが生じている可能性が高いことを示している。
　Ｓ／Ｐ変換２４－１により得られたバイト単位の情報信号と、バイト確率変換器２４－２により得られたバイト確率Ｐu_byteは、それぞれデインターリーブ２５に入力される。デインターリーブ２５は、インターリーブ１２の並び替えと逆の並び替えを行い、元の順序に戻す。
　バイト確率Ｐu_byteのデインターリーブ結果は、昇順並べ替え処理２６－２に入力される。昇順並替え処理２６－２は、ＲＳ復号器で処理するＲＳパケット内のバイト確率が小さい順にその位置を把握する。昇順並替え処理２６－２ではＲＳパケット長の遅延が生じるので、遅延器２６－１では昇順並替え処理２６－２にタイミングを合わせるための遅延処理を設けている。
　消失部２７では、後続する複数のＲＳ復号に対する消失パターンを算出するが、消失部２７の処理を説明する前に、消失復号の簡単な説明を行っておく。
　前述したＲＳ（２０４，１８８）符号の最小距離ｄmin は、ｄmin ＝２０４－１８８＝１６である。
　ＲＳ復号の特徴として、（式１９）であれば正しい復号が可能となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 　ここで、ｅは、誤りの位置が予め分かっている場合の消失訂正バイト数を示しており、ｔは、誤り位置が不明な場合の誤り訂正バイト数を示している。
　全ての誤りの位置が不明な場合には、（式１９）を満たすためにはｔ≦８であり、ＲＳパケット（２０４バイト）中の８バイトまで誤り訂正が可能となる。また、全ての誤り位置が分かっている場合には、ｅ≦１６であり、１６バイトまで訂正可能である。このように、誤り位置をＲＳ復号器に提示することで、提示しない場合と比較して誤り訂正能力は最大２倍まで増加する。
　消失部２７では、昇順並替え処理２６－２から得られた信号に基づいて、誤り位置を示す消失パターンを複数作成する。具体的には、第一の消失パターンは、消失バイト数ｅを０とし、誤り位置は無しとする。第二の消失パターンは、例えば、消失バイト数ｅを１とし、その消失バイトの位置は昇順並替え処理２６－２の結果の中から最も値の小さいバイト確率Ｐu_byteとなる位置とする。第三の消失パターンは、例えば、消失バイト数ｅを３とし、昇順並替え処理２６－２の結果の中からバイト確率Ｐu_byteが小さい順に３バイトを消失バイトの位置とする。同様に第四の消失パターン以降では、消失バイト数ｅを５，７，９，１１，１５とし、消失バイトの位置は昇順並替え処理２６－２の結果から値が小さい順に割当てる。
　消失部２７で算出した消失パターンは、第一の消失パターンから順にＲＳ復号器２８－１、ＲＳ消失復号器２８－２、ＲＳ消失復号器２８－３、ＲＳ消失復号器２８－４、・・・、ＲＳ消失復号器２８－Ｎに入力する。ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎは、提示された消失パターンに対してＲＳ復号を実施する。
　ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎからの復号結果Ｄk （ｋ＝１～最大消失パターン数）は、それぞれ、シンドローム計算部２９－１～２９－Ｎに入力される。シンドローム計算部２９では、各復号結果Ｄk に対してシンドロームＳk を計算する。シンドロームは、ＲＳ符号器により生成された符号はＲＳ符号生成多項式で除算すると除算結果が０となることを利用して、誤り検出に用いられる。すなわち、ＲＦ復号結果からシンドロームＳk を計算し、シンドロームＳk が０であれば正しく復号されたことを意味しており、シンドロームＳk が０でなければ誤りが残留しているものと判断する。
　各シンドロームＳk は、選択部２ａに入力される。選択部２ａでは、以下に示すように、シンドロームＳk に基づいて復号結果Ｄk を選択する。
　選択部２ａは、シンドローム計算部２９で得られたシンドロームＳk がＳk ＝０となるｋが存在する場合に、そのパケットの正復号結果Ｗとして、Ｗ＝ωを出力すると共に、Ｓk ＝０となる復号結果Ｄkを選択して出力する。ここで、ωは事前情報係数であり、０より大きい所定の係数とし、例えばω＝０．８とする。Ｓk ＝０となる復号結果が存在しない場合には、正しい復号ができなかったものとして、Ｗ＝０とする。
　ここで、（式１）の定義に従い、復号結果Ｄk を構成するビットが‘０’の場合には＋１に置換え、‘１’の場合には－１に置換える。また、その結果に対してパケット全体に正復号結果Ｗを乗じる。すなわち、正しく復号された結果が無い場合には、０に置き換える。
　これら処理の具体例について説明する。
　正しく復号できた結果Ｄk が、｛“１０１１００１０”，“００１１１１００”，・・・｝であったとすると、ω＝０．８の場合には、置き換えた結果Ｄ・Ｗは、｛“－０．８
　＋０．８　－０．８　－０．８　＋０．８　＋０．８　－０．８　＋０．８”，“＋０．８　＋０．８　－０．８　－０．８　－０．８　－０．８　＋０．８　＋０．８”，・・・｝となる。また、正しい復号結果が存在しない場合には、そのパケットは全て０｛“０　０ ０ ０ ０ ０ ０ ０”，“０ ０ ０ ０ ０ ０ ０ ０”，・・・｝となる。
　この結果は、インターリーブ２ｂに入力される。インターリーブ２ｂは、送信機側のインターリーブ１２と同様の順序並べ替えを行う。インターリーブ２ｂの結果は、Ｐ／Ｓ変換器２ｃを経由して、バイト単位のパラレル信号からビット単位のシリアル信号に変換され、ＢＣＪＲ復号器２２に事前情報ＬＬＲj ua として入力される。
　（式１２）で述べたように、Γ（Ｓj-1 ，Ｓj ）は対数尤度比ＬＬＲj c と事前情報ＬＬＲj ua の和であり、ＲＳ復号可否の情報は事前情報ＬＬＲj ua としてＢＣＪＲ復号器２２に入力される。これら事前情報は、インターリーブ２ｂによりパケット単位のまとまった信号が分散される。すなわち、正しく復号できなかった場合の事前情報０と正しく復号できた場合の事前情報±ωとが分散されてＢＣＪＲ復号に入力されることになる。
　これら処理を（式２０）で示す。ＲＳ復号結果Ｄと正復号結果Ｗを乗じた信号に対してインターリーブ関数Π［　］により並べ替えを行い、その後｛　｝P→Sによりパラレルシリアル変換して、事前情報ＬＬＲj ua として加算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　ＢＣＪＲ復号では、初回の処理では誤った系列推定を行ってしまった場合であっても、（式２０）のように事前情報ＬＬＲj ua を入力することで正しい系列推定を行うことができるようになり、ビット誤り率を低減することができる。
　以上、説明した処理を複数回繰り返すことにより、ＢＣＪＲ復号とＲＳ復号が反復処理を繰り返す毎に、各々の誤り訂正能力を徐々に改善することで、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。
　図３は、拘束長７、符号化率１／２の畳み込み符号に対するＢＣＪＲ復号とＲＳ（２０４，１８８）復号を繰り返し処理した場合のＢＣＪＲ復号結果のＣ／Ｎ対ビット誤り率特性を示した図である。変調方式は、６４ＱＡＭを用いている。前述したように、ＢＣＪＲ後のビット誤り率が２×１０-4が、後続のＲＳ復号でエラーフリーとなるビット誤り率である。この結果から分かるように、繰り返し処理を行うことで、約２ｄＢの所要Ｃ／Ｎの改善を実現することができる。
　次に、本発明の第２実施例に係る無線通信システムの受信機の構成について、図４を用いて詳細に説明する。なお、第１実施例と同様に、送信器側は図１で示した構成と同一であり、詳細な説明は省略する。また、第２実施例は、第１実施例に対して、復調器２１を復調器２ｅに置換え、ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄを追加した構成である。それ以外の図１で示した符号と同一の符号については処理も同じであるため、その説明を省略する。
　復調器２ｅは、初回の繰り返し処理では、復調器２１と同一の処理を行い、受信信号ｙj に基づいて、（式１）に示す対数尤度比ＬＬＲj cを算出する。
　復調器２ｅの出力は、ＢＣＪＲ復号器２２に入力される。第２実施例では、ＢＣＪＲ復号器２２の事前情報は常に０とし、情報ビットに対する信頼度ＬＬＲj cを出力する。この処理はＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）と同様であり、ＢＣＪＲ復号器２ｅはＳＯＶＡ復号器であっても良い。
　ＢＣＪＲ復号器２２からデインターリーブ、ＲＳ復号、インターリーブまでの一連の処理は第１実施例と同様であるため、説明は省略する。
　Ｐ／Ｓ変換器２ｃの出力は、ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄに入力される。ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄの構成を図５に示す。信頼度ＬＬＲj cは、サイクル毎に遅延させるシフトレジスタ２ｄ１に入力される。シフトレジスタ２ｄ１の特定の要素からの出力信号は、ＢｏｘＰｌｕｓ２ｄ２に入力される。ＢｏｘＰｌｕｓ２ｄ２へ入力するシフトレジスタ２ｄ１の要素番号は、送信側の畳込み符号器１３に対応している。
　ＢｏｘＰｌｕｓ２ｄ２では、（式２１）に示す処理を実施する。（式２１）のｓｉｇｎ（ｘ）は、ｘ＞０の時に＋１、ｘ＜０の時に－１、ｘ＝０の時に０を出力する関数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　第２実施例では、ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄからの出力は、符号ビットｃに対する事前情報ＬＬＲj ua である。
　符号ビットｃに対する事前情報ＬＬＲj ua は、復調器２ｅに入力される。復調器２ｅは、復調器２１と同じ処理で算出した尤度情報ＬＬＲj cに対して、符号ビットｃに対する事前情報ＬＬＲj ua を加算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　第１実施例と第２実施例において、第１実施例ではＲＳ復号結果を情報ビットｕに対する事前情報ＬＬＲj ua としてフィードバックするのに対して、第２実施例ではＲＳ復号結果をＢｏｘＰｌｕｓ畳込みにより符号ビットｃに対する事前情報ＬＬＲj ua に変換してフィードバックしている。両者については本質的な違いはないが、符号器の種類やハードウェアの構成により使い分けることが望ましい。
　以上説明したように、第１，第２実施例では、送信機および受信機は次のように動作する。
　第１，第２実施例に係る送信機では、ＲＳ符号器１１が、伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化する。次に、インターリーブ１２が、ＲＳ符号器１１によるＲＳ符号化後の順序を並べ替える。次に、畳込み符号器１３が、インターリーブ１２によって得られた情報ビット系列に対して畳込み符号化を行う。次に、変調器１４が、畳込み符号器１３により得られた符号化ビットに対して変調処理を行う。
　変調器１４により変調処理された信号は、送信機から受信機へ伝搬路１５を介して送信される。
　第１実施例に係る受信機では、復調器２１が、送信機から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する。次に、ＢＣＪＲ復号器２２が、復調器２１により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する。次に、ＬＬＲ／確率変換器２３－２およびバイト確率変換器２４－２が、ＢＣＪＲ復号器２２により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する。次に、デインターリーブ２５が、ＢＣＪＲ復号器２２による復号結果と、ＬＬＲ／確率変換器２３－２およびバイト確率変換器２４－２による変換結果の信頼度とに対して、送信機側のインターリーブ１２と逆順の並べ替えを施す。次に、消失部２７が、デインターリーブ２５による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。次に、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎが、消失部２７により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。次に、シンドローム計算部２９－１～２９－Ｎが、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。次に、選択部２ａが、シンドローム計算部２９－１～２９－Ｎによる判断結果に基づいて、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。次に、インターリーブ２ｂが、選択部２ａによる選択結果に基づく情報に対して、送信機側のインターリーブ１２と同じ順序の並べ替えを施す。そして、インターリーブ１２による並べ替え後の情報を、情報ビットに対応する事前情報としてＢＣＪＲ復号器２２にフィードバックする。
　第２実施例に係る受信機では、復調器２ｅが、送信機から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する。次に、ＢＣＪＲ復号器２２が、復調器２ｅにより得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する。次に、ＬＬＲ／確率変換器２３－２およびバイト確率変換器２４－２が、ＢＣＪＲ復号器２２により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する。次に、デインターリーブ２５が、ＢＣＪＲ復号器２２による復号結果と、ＬＬＲ／確率変換器２３－２およびバイト確率変換器２４－２による変換結果の信頼度とに対して、送信機側のインターリーブ１２と逆順の並べ替えを施す。次に、消失部２７が、デインターリーブ２５による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる。次に、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎが、消失部２７により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行う。次に、シンドローム計算部２９－１～２９－Ｎが、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断する。次に、選択部２ａが、シンドローム計算部２９－１～２９－Ｎによる判断結果に基づいて、ＲＳ復号器２８－１および各ＲＳ消失復号器２８－２～２８－Ｎにより復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する。次に、インターリーブ２ｂが、選択部２ａによる選択結果に基づく情報に対して、送信機側のインターリーブ１２と同じ順序の並べ替えを施す。ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄが、インターリーブ２ｂによる並べ替え後の情報に対してＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算を行う。そして、ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部２ｄによるＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算の結果を、符号化ビットに対応する事前情報として復調器２ｅにフィードバックする。復調器２ｅは、算出した符号化ビットに対する対数尤度比に、フィードバックされた符号化ビットに対する事前情報を加算したものを、復調結果として出力する。
　このような構成により、受信機において、ＢＣＪＲ復号とＲＳ復号が反復的に繰り返されることになる。その結果、各々の誤り訂正能力を徐々に改善できるので、所定の反復回数を経た後には大きな改善効果を得ることができる。したがって、所要Ｃ／Ｎを改善できる無線通信システムを提供することができる。
　ここで、上記の各実施例では、送信機が本発明に係る送信装置に対応し、受信機が本発明に係る受信装置に対応している。なお、送信機および受信機を一体的に備えた無線通信装置が互いに無線通信する構成であってもよい。
　なお、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号器２２に代えて、ＳＯＶＡ復号処理を行うＳＯＶＡ復号器を用いてもよく、最大事後確率復号に近似の復号処理を行えればよい。
　以上、本発明について実施例に基づいて説明したが、本発明はここに記載された無線通信システムに限定されるものではなく、他の無線通信システムに広く適用することができることは言うまでもない。
　また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法や方式、そのような方法や方式を実現するためのプログラム、そのプログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。
　本発明は、送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムに利用することができる。この出願は、２０１８年３月１６日に出願された日本出願特願２０１８－０４９２０３を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。
　１１：ＲＳ符号器、　１２：インターリーブ、　１３：畳込み符号器、　１４：変調器、　１５：伝搬路、　１６：復調器、　１７：ビタビ復号器、　１８：デインターリーブ、　１９：ＲＳ復号器、
　２１：復調器、　２２：ＢＣＪＲ復号器、　２３－１：硬判定器、　２３－２：ＬＬＲ／確率変換器、　２４－１：Ｓ／Ｐ変換器、　２４－２：バイト確率変換器、　２５：デインターリーブ、　２６－１：遅延器、　２６－２：昇順並替え部、　２７：消失部、　２８－１：ＲＳ復号器、　２８－２～２８－Ｎ：ＲＳ消失復号器、　２９－１～２９－Ｎ：シンドローム計算部、　２ａ：選択部、　２ｂ：インターリーブ、　２ｃ：Ｐ／Ｓ変換器、　２ｄ：ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み部、　２ｅ：復調器

Claims (5)

  1. 　送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムにおいて、
    　前記送信装置は、
    　伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化するＲＳ符号化手段と、
    　前記ＲＳ符号化手段によるＲＳ符号化後の順序を並べ替えるインターリーブ手段と、
    　前記インターリーブ手段によって得られた情報ビット系列に対して畳込み符号化を行う畳込み符号化手段と、
    　前記畳込み符号化手段により得られた符号化ビットに対して変調処理を行う変調手段とを備え、
    　前記受信装置は、
    　前記送信装置から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する復調手段と、
    　前記復調手段により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する最大事後確率復号手段と、
    　前記最大事後確率復号手段により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する変換手段と、
    　前記最大事後確率復号手段による復号結果と、前記変換手段による変換結果の信頼度とに対して、前記送信装置のインターリーブ手段と逆順の並べ替えを施すデインターリーブ手段と、
    　前記デインターリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる消失手段と、
    　前記消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行うＲＳ復号手段と、
    　前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断するシンドローム計算手段と、
    　前記シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する選択手段と、
    　前記選択手段による選択結果に基づく情報に対して、前記送信装置のインターリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施すインターリーブ手段とを備え、
    　前記受信装置は、前記インターリーブ手段による並べ替え後の情報を、情報ビットに対する事前情報として前記最大事後確率復号手段にフィードバックすることを特徴とする無線通信システム。
  2. 　送信装置から受信装置へ無線により信号を送信する無線通信システムにおいて、
    　前記送信装置は、
    　伝送対象の信号を所定の長さの単位でパケット化し、該パケットをＲＳ符号化するＲＳ符号化手段と、
    　前記ＲＳ符号化手段によるＲＳ符号化後の順序を並べ替えるインターリーブ手段と、
    　前記インターリーブ手段によって得られた情報ビット系列に対して畳込み符号化を行う畳込み符号化手段と、
    　前記畳込み符号化手段により得られた符号化ビットに対して変調処理を行う変調手段とを備え、
    　前記受信装置は、
    　前記送信装置から受信した信号に対して復調処理を行い、符号化ビットに対する対数尤度比を算出する復調手段と、
    　前記復調手段により得られた符号化ビットに対する対数尤度比と、情報ビットに対する事前情報とに基づいて、事後確率が最大化するように情報ビットの復号を行うと共に、復号結果の対数尤度比を算出する最大事後確率復号手段と、
    　前記最大事後確率復号手段により算出された復号結果の対数尤度比を信頼度に変換する変換手段と、
    　前記最大事後確率復号手段による復号結果と、前記変換手段による変換結果の信頼度とに対して、前記送信装置のインターリーブ手段と逆順の並べ替えを施すデインターリーブ手段と、
    　前記デインターリーブ手段による並べ替え後の復号結果をパケット化し、パケット内における信頼度が低い順にＮパターン（Ｎは複数）でパケット内の信号を消失させる消失手段と、
    　前記消失手段により得られたＮパターンのパケットの各々に対してＲＳ復号を行うＲＳ復号手段と、
    　前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの各々に対してシンドロームを計算し、正しく復号できたパケットであるか、誤りが残留したパケットであるかを判断するシンドローム計算手段と、
    　前記シンドローム計算手段による判断結果に基づいて、前記ＲＳ復号手段により復号されたＮ個のパケットの中から復号結果として出力するパケットを選択する選択手段と、
    　前記選択手段による選択結果に基づく情報に対して、前記送信装置のインターリーブ手段と同じ順序の並べ替えを施すインターリーブ手段と、
    　前記インターリーブ手段による並べ替え後の情報に対してＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算を行うＢｏｘＰｌｕｓ畳込み手段とを備え、
    　前記受信装置は、前記ＢｏｘＰｌｕｓ畳込み手段によるＢｏｘＰｌｕｓ畳込み演算の結果を、符号化ビットに対する事前情報として前記復調手段にフィードバックし、
    　前記復調手段は、前記算出した符号化ビットに対する対数尤度比に、前記フィードバックされた符号化ビットに対する事前情報を加算したものを、復調結果として出力することを特徴とする無線通信システム。
  3. 　請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記最大事後確率復号手段は、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号手段であることを特徴とする無線通信システム。
  4. 　請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記最大事後確率復号手段は、ＳＯＶＡ復号処理を行うＳＯＶＡ復号手段であることを特徴とする無線通信システム。
  5. 　請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記最大事後確率復号手段は、ＢＣＪＲ復号処理を行うＢＣＪＲ復号手段であることを特徴とする無線通信システム。
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