WO2021078960A1 - Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac - Google Patents

Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac Download PDF

Info

Publication number
WO2021078960A1
WO2021078960A1 PCT/EP2020/079938 EP2020079938W WO2021078960A1 WO 2021078960 A1 WO2021078960 A1 WO 2021078960A1 EP 2020079938 W EP2020079938 W EP 2020079938W WO 2021078960 A1 WO2021078960 A1 WO 2021078960A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
connection
converter
transconductance stage
input
Prior art date
Application number
PCT/EP2020/079938
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Friedel Gerfers
Marcel RUNGE
Original Assignee
Technische Universität Berlin
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Technische Universität Berlin filed Critical Technische Universität Berlin
Priority to KR1020227015018A priority Critical patent/KR20220087462A/ko
Priority to JP2022523981A priority patent/JP2022553548A/ja
Priority to CN202080075198.3A priority patent/CN114600375A/zh
Priority to US17/755,229 priority patent/US20220407539A1/en
Priority to EP20797710.9A priority patent/EP4049372A1/de
Publication of WO2021078960A1 publication Critical patent/WO2021078960A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
    • H03M3/326—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors
    • H03M3/328—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither
    • H03M3/33—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither the dither being a random signal
    • H03M3/332—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither the dither being a random signal in particular a pseudo-random signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions
    • G06F17/10—Complex mathematical operations
    • G06F17/17—Function evaluation by approximation methods, e.g. inter- or extrapolation, smoothing, least mean square method
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/358—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of non-linear distortion, e.g. instability
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/494—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for delta-sigma type analogue/digital conversion systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45138—Two or more differential amplifiers in IC-block form are combined, e.g. measuring amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
    • H03M3/456—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a first order loop filter in the feedforward path

Definitions

  • the present invention relates to a sigma-delta analog-to-digital converter.
  • Sigma-delta analog-to-digital converters are known in the art. The principle of sigma-delta modulation is based on a measurement of the input signal. The resulting measurement error is integrated and gradually compensated for via feedback.
  • An exemplary embodiment of a sigma-delta converter is shown in FIG.
  • the sigma-delta converter shown in FIG. 2 essentially has three components.
  • a filter in the simplest case an integrator 20 connected in series with a quantizer 12.
  • the output signal y (n) of the quantizer 12 is fed back by means of a feedback 14 via a digital-to-analog converter 13 (DAC - digital to analog converter) via a summing element fed back to the integrator 20.
  • the output y (n) is a digital signal.
  • the integrator represents an analog block. Therefore, a digital-to-analog converter 13 is used in the feedback to convert the digital signal into an analog signal.
  • Known sigma-delta modulators in particular continuous-time (CT) sigma-delta modulators, use continuous-time integration.
  • continuous-time integrators are implemented as active resistor-capacitor integrators (RC integrators) based on operational amplifiers.
  • FIG. 3 shows a continuous-time integrator in the form of an RC integrator.
  • the continuous-time integrator shown in FIG. 3 has an operational amplifier 24 (OpAmp) which converts the differential voltage at the two inputs into a proportional output current.
  • the capacitance 22 and the resistor 23 are connected as an external circuit. The time constant is determined by this wiring.
  • RC integrators Due to the virtual ground of the operational amplifier, a current flows through the resistor, which is integrated on the capacitance 22 and generates the output voltage u (t). This is provided to a quantizer (not shown) for generating an output signal y (n).
  • RC integrators have a high integrator linearity and thus a high analog-digital converter accuracy. Disadvantage with the RC integrators is the relatively high power dissipation of the operational amplifier. Another disadvantage is the time constant to be set via the RC circuit.
  • Circuits with active gm-C or gm-LC filters represent an alternative and more energy-efficient embodiment of the continuous-time implementation.
  • a simple implementation of a gm-C integrator, as shown in FIG. 4, has a transconductance stage 11 (gm Cell, transconductance amplifier) and a capacitance lld at the output.
  • a gm-LC filter also has a coil (not shown) connected in parallel with the capacitance.
  • the transconductance stage 11 converts the input voltage vin (t) into a current.
  • the transconductance stage 11 is an active block, which ensures a quotient of output current and input voltage that is as constant as possible and thus ensures the voltage-current conversion of the input signal vin (t).
  • the feedback current provided by the current digital / analog converter 21 is subtracted from the input signal vin (t) and the difference is integrated over the capacitance lld.
  • the input signal vin (t) is converted into a current via the transconductance stage 11 and the output current of the current digital-to-analog converter 21 is subtracted from gm * vin (t).
  • the gmC integrator shown in FIG. 4 is designed as an open-loop gmC integrator which is energy-efficient.
  • the disadvantage of this embodiment is that the gm stage sees the entire signal swing vin (t) at the input (cf. FIG. 6), so that there is a high variation in the transconductance over the signal swing vin (t).
  • FIG. 6 shows an exemplary illustration of the modulation for the gm of the gmC integrator of FIG.
  • the gm results from the output current and the input signal Vin (t). It can be seen from FIG. 6 that gm is not linear, but rather becomes smaller and corresponds to the shape of a parabolic curve.
  • a possible alternative for improving the linearity can be achieved by the gm-RC configuration according to FIG.
  • the resistor-DAC combination creates a kind of “virtual GND” node at the front end of the gm-RC configuration, which reduces the signal swing at the input of the gm-RC configuration and thus improves the linearity .
  • a current is generated via the resistor 23 and the resulting difference between the current through the resistor 23 and the fed-back current idac (t) becomes smaller, which means that there is also less signal swing and the gm of the embodiment shown in FIG. 5 becomes more linear.
  • the required resistor 23 is disadvantageous in the embodiment of FIG. 5.
  • the resistor 23 increases the noise power.
  • the input bandwidth is limited via the resistor 23. In this regard, this refinement can no longer be used with high bandwidths.
  • the linearity can be achieved via source degeneration.
  • the source degeneration can comprise a transistor with a resistor. A rising control signal of the transistor results in an increase in the current through the transistor due to the gm. At the same time, however, the voltage drop across the resistor increases, which at the same time reduces the voltage Vgs (gate-source voltage) and thus also the effectiveness of the gm.By means of source degeneration, the linearity can be improved, but has a very high thermal noise (gm Reduction). In addition, this configuration has a poor degree of efficiency and a corresponding negative energy efficiency. Rather, an increased factor of energy must be supplied in order to be able to provide a comparable gm.
  • a first aspect of the present invention comprises a sigma-delta analog-digital converter according to the invention.
  • the sigma-delta analog-digital converter comprises a transconductance stage with a first connection, a second connection, a third connection and a capacitance connected in parallel to the third connection.
  • the sigma-delta analog-digital converter comprises a quantizer at the third connection of the transconductance stage.
  • the output of the quantizer is connected to a feedback by means of a voltage-digital-to-analog converter for feeding back a feedback signal to one of the connections of the transconductance stage.
  • the present invention is based on the knowledge that the use of a voltage-digital-analog converter (VDAC) for a sigma-delta analog-digital converter reduces the effective signal swing without the use of source degeneration and thus simultaneously increases it Signal-to-noise ratio (SNR) and high linearity with minimal power dissipation is achieved.
  • VDAC voltage-digital-analog converter
  • SNR Signal-to-noise ratio
  • the signal swing of the gm stage - and thus the signal-to-noise ratio - and the linearity of the gm stage can be optimized independently of one another without the use of an additional degeneration resistor.
  • VDAC voltage digital to analog converter
  • improved energy efficiency is also achieved.
  • a constant performance can be achieved with the supply of less energy or a performance increase and thus more bandwidth can be achieved with the same energy supply.
  • the form factor is significantly smaller and the noise, which represents more power consumption, is improved.
  • the positioning of the quantizer directly on the third connection has surprisingly also proven to be very advantageous.
  • the effect was particularly surprising since the reduction of a filter order - ie the direct connection of the quantizer to the first gm stage - usually reduces the noise shaping and accordingly worsens the signal-to-noise ratio.
  • This loss was caused by the inventive sigma-delta analog-to-digital converter and the associated therewith compensated for higher sampling rate and the entire converter is designed to be more robust compared to internal nonlinearities of the filter or further disturbances.
  • the first connection is designed as a non-inverting input and the second connection is designed as an inverting input.
  • the non-inverting input is designed to receive an analog input voltage signal.
  • the inverting input is connected to the digital-to-analog converter (DAC).
  • DAC digital-to-analog converter
  • the digital-to-analog converter is designed as a voltage-to-digital-to-analog converter (VDAC).
  • VDAC voltage-to-digital-to-analog converter
  • the voltage digital / analog converter can be used to provide an analog voltage signal from a digital signal, for example a “WORD”.
  • WORD digital signal
  • the sigma-delta analog-digital converter output signal can be fed back via the voltage digital-analog signal.
  • the maximum modulation of the transconductance stage corresponds to the difference between the received input voltage signal and the feedback signal.
  • a low-pass filter is connected in the feedback between the quantizer and the digital-to-analog converter.
  • the transconductance stage is designed as a single-ended transconductance stage with a first switching element and a second switching element.
  • a differential signal swing can be provided via the single-ended transconductance stage.
  • the first switching element and the second switching element are connected to an energy source by means of a connection via a voltage node and by means of a further connection in each case via a summing element to the third connection of the transconductance stage.
  • the first switching element is switched via an input voltage signal and the second switching element is switched to a respective control connection via a feedback signal. Due to the feedback, the feedback signal (Vdac (t)) follows the input voltage signal (Vin (t)).
  • the two differential currents can be subtracted from one another via the summing element and made available to the resulting current at the output node.
  • the transconductance stage is designed as a differential transconductance stage.
  • the differential transconductance stage comprises a first differential pair input combination with a first switching element and a second switching element, which are each connected to one another via a first connection.
  • the differential transconductance stage comprises a second differential pair combination with a third switching element and a fourth switching element, which are each connected to one another via a first connection.
  • the input signal and the feedback signal can advantageously be combined in the gm stage in such a way that a common-mode signal is established at the corresponding source node of the differential pair input combinations.
  • the concept of source denial by means of a resistor is not necessary.
  • the embodiment is thus significantly more energy-efficient and, due to the small modulation of the gm stage, a significant improvement in the linearity of the modulator can be achieved.
  • the first differential pair input combination are each connected to an energy source via a voltage node and the second differential pair input combination via a voltage node.
  • the first and the second differential pair input combination each have a pair of switching elements, in particular a first and a second switching element, as well as a third and a fourth switching element.
  • the other connections of the first switching element and the third switching element have a common node and the other connections of the second switching element and the fourth switching element have a common node.
  • the common nodes are each connected to the third connection of the transconductance stage via a summing element.
  • the first switching element and the fourth switching element are switched via an input voltage signal and the second switching element and the third switching element are switched via a feedback signal to a respective control connection.
  • the first differential pair input combination are each connected to a fifth switching element via a voltage node and the second differential pair input combination via a voltage node.
  • the further connections of the first switching element and the third switching element have a common node and the further connections of the second switching element and the fourth switching element have a common node.
  • the common nodes are each connected to the third connection of the transconductance stage via a summing element.
  • the first switching element and the fourth switching element are switched via an input voltage signal and the second switching element and the third switching element are switched via a feedback signal to a respective control connection.
  • the fifth switching element is a possible implementation of an energy source, for example a current source.
  • the fifth switching element supplies a constant current.
  • a sixth switching element is formed on the side of the first differential pair input combination between the voltage node and the fifth switching element and on the side of the second differential pair input combination between the voltage node and the fifth switching element, or the differential pair input combination has a sixth switching element.
  • the energy source experiences a data-dependent voltage drop as a result of the common-mode signal obtained at the voltage node or the voltage node.
  • the output signal of the energy source actually implemented by the fifth switching element has an undesirable dependency of the current on the voltage across the fifth switching element.
  • the channel length modulation effect occurs here. If the output signal of the energy source is modulated in a data-dependent manner, this in turn can result in non-linearities.
  • the voltage drop across the fifth switching element can advantageously be kept constant, thus preventing any possible modulation of the current.
  • the sixth switching element of the first and second differential pair input combination is switched by an amplifier-amplified output signal of the fifth switching element.
  • the data-dependent voltage drop at the fifth switching element can advantageously be further minimized or eliminated.
  • a gain-boosted cascode, for example, can be used for this.
  • the amplifier controls the sixth switching element so that a constant and therefore data-independent voltage is applied to the fifth switching element.
  • the output signal of the fifth switching element is therefore completely independent of data.
  • the first switching element and the second switching element are switched via the input voltage signal and the third switching element and the fourth switching element are switched via the feedback signal.
  • the input signals are advantageously interconnected by means of the differential stages in such a way that there is no longer a common-mode signal at the respective voltage node. This advantageous embodiment enables a single energy source to be operated at the respective voltage nodes.
  • a second aspect of the present invention includes one
  • Sigma-delta analog-digital converter for processing audio signals in communication systems, in particular in mobile communication systems.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a sigma-delta analog-digital converter according to a first embodiment
  • Fig. 2 is a schematic representation of a prior art sigma-delta analog-to-digital converter
  • FIG. 3 shows a further schematic illustration of a sigma-delta analog-digital converter with an RC integrator known in the prior art
  • 4 shows a further schematic illustration of a sigma-delta analog-digital converter with a gm-C integrator known in the prior art
  • 5 shows a further schematic illustration of a sigma-delta analog-digital converter with a gm-R-C integrator known in the prior art
  • FIG. 6 shows a diagram of the input signal swing of the sigma-delta analog-digital converter shown in FIG. 4 with a gm-C integrator;
  • Fig. 7 is a diagram of the input signal swing of the embodiment shown in Fig. 1;
  • Fig. 8 is a spectrum of the gm-C integrator shown in Fig. 4 and the embodiment shown in Fig. 1;
  • FIG. 9 shows a schematic illustration of a single-ended transconductance stage for an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of a differential transconductance stage for an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter
  • FIG. 11 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage for an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter
  • 12 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage for an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter
  • 13 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage for an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter
  • FIG. 14 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage of an embodiment of the sigma-delta analog-digital converter.
  • the sigma-delta analog-digital converter 10 has a transconductance stage 11 (gm stage).
  • the transconductance stage 11 has a first input 11a and a second input 11b, as well as an output 11c.
  • An input signal vin (t) is applied to input 11a.
  • the DAC can be designed as an R-2-R-DAC, as an M-2-M-DAC or C-2-C-DAC.
  • the feedback signal Vdac (t) is provided as a feedback signal via the VDAC 13.
  • the VDAC 13 is designed to generate and provide a voltage from a digital signal, for example a digital “WORD”.
  • the sigma-delta analog-digital converter 10 also has a quantizer 12.
  • the quantizer 12 is connected in series with the transconductance stage 11.
  • the output signal y (n) of the quantizer 12 is switched to the input of the VDAC 13 via a feedback circuit 14.
  • the sigma-delta analog-digital converter 10 has a capacitance lld.
  • the capacitance lld is connected in parallel to the output of the transconductance stage 11.
  • An output voltage u (t) is provided to the quantizer 12.
  • the sigma-delta analog-digital converter 10 can have a low-pass filter 15 at the input of the VDAC 13.
  • the quantization noise can be minimized via the low-pass filter 15.
  • a feedback signal Vdac (t), in particular a voltage, is provided via the VDAC 13.
  • the VDAC 13 converts a digital signal y (n) into a voltage Vdac (t).
  • the VDAC 13 compares the voltages vin (t) and the output signal y (n).
  • the feedback signal Vdac (t) comes very close to the input signal Vin (t), so that only a voltage difference remains which corresponds to the quantization error.
  • the voltage difference between the input signal Vin (t) and the feedback signal Vdac (t) is therefore very small.
  • the feedback signal Vdac (t) thus corresponds to the input signal Vin (t) at the input 11a of the transconductance stage 11 plus the quantization noise and results in
  • the quantization noise can be further minimized using a low-pass filter.
  • the modulation or the signal swing which is applied to the transconductance stage 11 can thus advantageously be minimized.
  • Fig. 7 the reduced modulation is shown.
  • the effective input signal vq (t) of the transconductance stage 11 according to the present invention is significantly flatter than, for example, the input signal of the embodiment known from the prior art according to FIG. 4.
  • a complete signal swing results as the input signal for the transconductance stage 11 in FIG. 6.
  • the input signal Vin (t) and the feedback signal vdac (t) are combined at the transconductance stage 11 in such a way that a common-mode signal is established at the output.
  • the maximum modulation of the transconductance stage 11 corresponds to vd (t) or -vq (t). There is a significant improvement in linearity. It can be seen from FIG. 7 that the signal swing is limited to vq (t) with the same input signal vin (t).
  • FIG. 8 shows a spectrum of the gm-C integrator shown in FIG. 4 and the embodiment of the present invention shown in FIG.
  • the spectrum shown shows this Simulation result with a gmC integrator known in the prior art according to the embodiment shown in FIG.
  • Reference number 40 denotes the spectrum of said gmc integrator.
  • Reference numeral 30 denotes the spectrum generated with the present invention of a gmVC integrator. Both gm stages were provided with the same components and are constructed identically. The only difference between the gm stages is the corresponding wiring.
  • a VDAC is provided in the gmVC integrator, which switches the voltage signal vdac (t) to the inverting input of the transconductance stage 11.
  • the spectrum 30 of the sigma-delta analog-digital converter with a gmVC integrator has a spectrum without distortion at multiples of the input frequency (le6 Hz).
  • the spectrum 40 of the gmc integrator known in the prior art has harmonic distortions in the frequency profile at multiples of the input frequency (le6 Hz). The greatest harmonic distortion is -45dB.
  • a gm stage consists of a switch, for example a bi-polar transistor or a field effect transistor. Further semiconductor switching elements can be used to switch the transconductance stage.
  • a voltage-current conversion is carried out by the switching elements TI and T2.
  • the switching elements TI and T2 each have a connection to a common voltage node 1 via a first connection.
  • An energy source E preferably a current source, is connected across the voltage node 1.
  • the gm with the current of the energy source E is provided by the switching elements TI and T2. The current results from
  • the switching elements TI and T2 each have a further connection for connection to a summing element S.
  • the switching element TI is controlled via the input signal Vin (Vin (t)).
  • the switching element T2 is controlled via the input signal Vdac (Vdac (t)).
  • the input swing reduces the quantization noise in such a way that the linearity of the gm stage is significantly improved.
  • the signal swing falls, as shown in FIG. 9, via the energy source E.
  • the respective differential currents of the first switching element TI and the second switching element T2 are subtracted from one another and the resulting current is made available at the third connection 11c of the transconductance stage 11 (see FIG. 1).
  • the current at the third connection 11c is integrated and converted into the voltage u (t) at the third connection 11c.
  • the feedback signal is applied to the connection 11b (see FIG. 1) instead of to the output 11c.
  • VDAC voltage-mode DAC
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of a differential transconductance stage 11 for an embodiment of a sigma-delta analog-digital converter.
  • the transconductance stage 11 comprises a first differential pair input combination and a second differential pair input combination.
  • the first differential pair input combination comprises a first switching element TI and a second switching element T2.
  • the first switching element TI and the second switching element T2 have a common voltage node 1 at a respective connection.
  • An energy source E preferably a current source, is connected to the voltage node 1.
  • the switching element TI is via a node with the Summing member S connected.
  • the switching element T2 is connected to the summing element S via a further node.
  • the second differential pair input combination comprises a third switching element T3 and a fourth switching element T4.
  • the third switching element T3 and the fourth switching element T4 have a common voltage node 2 at a respective connection.
  • a further energy source E preferably a current source, is connected to the common voltage node 2.
  • the voltage node 1 and the voltage node 2 can be switched via a common energy source E.
  • the switching element T3 is connected to the switching element TI and the summing element S via a node.
  • the switching element T4 is connected to the switching element T2 and the summing element S via the further node.
  • the two differential currents of the first switching element TI and the third switching element T3, as well as the second switching element T2 and the fourth switching element T4 are subtracted from one another via the summing element S and made available to the resulting current at the connection 11c of the transconductance stage 11.
  • This current made available is integrated by means of the capacitance lld and converted into the voltage u (t) at the connection 11c.
  • the input signal vin (t) and the feedback signal vdac (t) are combined in the transconductance stage 11 in such a way that a common-mode signal is established at the node of the differential pair input combination.
  • the resistance R required in the prior art for the source degeneration can advantageously be disregarded.
  • the embodiment of FIG. 10 is more energy-efficient and, due to the smaller modulation of the transconductance stage 11, a significant improvement in the linearity of the modulator can be achieved.
  • the output signals Voutp and Voutn shown in FIG. 10 correspond to the differential connections of the transconductance stage 11 and thus a differential consideration of the third connection 11c shown in FIG. 1.
  • the output signal at the third connection 11c (Voutp-Voutn).
  • the quantizer 12 can accordingly be constructed differentially.
  • the input signal Vin (t) and the feedback signal vdac (t) are designed accordingly differentially.
  • 11 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage 11 for an embodiment of a sigma-delta analog-digital converter.
  • the configuration in FIG. 11 comprises the same elements in the same interconnection as the configuration in FIG. 10.
  • a further switching element T5 is provided in each differential pair input combination.
  • the switching element T5 is connected to the respective voltage nodes 1 and 2 via a connection.
  • the switching element T5 can be designed, for example, as a bipolar transistor or as a field effect transistor.
  • the switching element T5 can be a possible implementation of a current source. In this embodiment, the current through the switching element T5 corresponds to the output signal.
  • FIG. 12 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage 11 for an embodiment of a sigma-delta analog-digital converter.
  • the transconductance stage 11 has a first differential pair input combination and a second differential pair input combination with a first switching element TI and second switching element T2, as well as a third switching element T3 and a fourth switching element T4 according to FIG. 11.
  • the transconductance stage 11 has a series connection of the fifth switching element T5 and a sixth switching element T6.
  • the fifth switching element T5 and the sixth switching element T6 can be designed as bi-polar transistors or field effect transistors. This configuration advantageously makes the ideal current source more efficient through the fifth switching element T5 and the sixth switching element T6. In particular, this configuration improves the interest rate.
  • the switching element T5 has a resistance R DS (drain-source resistance). An improved interest rate and thus an increased interest rate results from the R DS of switching element T5 and the voltage gain A Vi of switching element T6
  • Zin RDS * AVI.
  • the output resistance is improved.
  • Fig. 13 shows a schematic representation of a further differential transconductance stage 11 for an embodiment of a sigma-delta analog-to-digital converter.
  • the transconductance stage has an amplifier V at the control input of the sixth switching element T6.
  • a further voltage gain A V 2 can be provided via the amplifier V, so that the improved Zin increases
  • the feedback signal Vdac (t) follows the input to the digital-to-analog converter (DAC) 13, thus causing voltage nodes 1 and 2 in Figure 13 to move in proportion to the common mode voltage of each differential pair input configuration.
  • a constant gate-source voltage VGS of the input transistors can thus be ensured. This minimizes the transconductance gm modulation over the input voltage.
  • the influence of the current modulation can be reduced via the cascaded current source used in FIG. 13.
  • the data-dependent voltage drop across the switching element T5 can be further minimized or eliminated by the cascaded current source (gain-boosted cascode).
  • the amplifier V regulates the switching element T6 so that a constant and thus data-independent voltage is applied to the switching element T5.
  • the output signal of the switching element T5 is therefore completely independent of the data.
  • FIG. 14 shows a schematic illustration of a further differential transconductance stage of an embodiment of a sigma-delta analog-digital converter.
  • 14 shows a differential form of implementation with alternative signal control.
  • the transconductance stage in FIG. 14 is designed with the same components as the transconductance stage according to FIG. 13.
  • the first switching element TI is switched via the input signal Vinp (positive component) and the second switching element T2 via the input signal Vinn (negative component) Share).
  • the third switching element T3 is controlled via the feedback signal Vdacn and the fourth switching element T4 is controlled via the feedback signal Vdacp. It results for:
  • T1 / T2 combination gm * [(Vinp-Vdinn) T3 / T4 combination gm * [(Vdacp-Vdacn)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Computational Mathematics (AREA)
  • Mathematical Analysis (AREA)
  • Mathematical Optimization (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Data Mining & Analysis (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • Databases & Information Systems (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betriff einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler. Der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler weist eine Transkonduktanzstufe mit einem ersten, zweiten und dritten Anschluss auf. An dem dritten Anschluss ist eine Kapazität parallelgeschaltet. Weiterhin weist der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler einen Quantisierer an dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe mit einer Rückkopplung mittels eines Spannungs-Digital-Analog-Wandlers zum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals zu einem der Anschlüsse der Transkonduktanzsstufe auf.

Description

Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler mit gmC-VDAC
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler.
Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlersind im Stand derTechnik bekannt. Das Prinzip der Sigma-Delta-Modulation beruht auf einer Messung des Eingangssignals. Der dabei entstehende Messfehler wird integriert und übereine Rückkopplung schrittweise kompensiert. In Figur 2 ist eine beispielshafte Ausgestaltung eines Sigma-Delta-Wandlers dargestellt. Der in Figur 2 dargestellte Sigma-Delta-Wandler weist im Wesentlichen drei Komponenten auf. Einen Filter, im einfachsten Fall einen Integrator 20 in einer Reihenschaltung zu einem Quantisierer 12. Das Ausgangssignal y(n) des Quantisierers 12 wird mittels einer Rückkopplung 14 übereinen Digital-Analog-Wandler 13 (DAC - digital to analog Converter) über ein Summierglied zu dem Integrator 20 zurückgeführt. In einer reellen Implementierung ist der Ausgang y(n) ein digitales Signal. Der Integrator stellt einen analogen Block dar. Deshalb wird in der Rückkopplung ein Digital-Analog-Wandler 13 zum Wandeln des digitalen Signals in ein analoges Signal eingesetzt.
Bekannte Sigma-Delta-Modulatoren (SDM), insbesondere zeitkontinuierliche (CT) Sigma-Delta-Modulatoren verwenden eine zeitkontinuierliche Integration. Im Allgemeinen werden zeitkontinuierliche Integratoren als aktive Widerstand-Kondensator-Integratoren (RC-lntegratoren) auf der Basis von Operationsverstärkern ausgeführt. In Figur 3 ist ein zeitkontinuierlicher Integrator, in der Form eines RC-lntegrators dargestellt. Der in Figur 3 dargestellte zeitkontinuierliche Integrator weist einen Operationsverstärker 24 (OpAmp) auf, der die Differenzspannung an den beiden Eingängen in einen proportionalen Ausgangsstrom umwandelt. In dem Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers 24 ist die Kapazität 22 und der Widerstand 23 als externe Beschaltung geschaltet. Über diese Beschaltung wird die Zeitkonstante bestimmt. Auf Grund der virtuellen Masse des Operationsverstärkers fließt durch den Widerstand ein Strom, welcher auf der Kapazität 22 integriert wird und die Ausgangsspannung u(t) erzeugt. Diese wird einem Quantisierer (nicht dargestellt) zum Erzeugen eines Ausgangssignals y(n) bereitgestellt. RC-lntegratoren weisen eine hohe Integrator-Linearität und somit eine hohe Analog-Digital-Wandler - Genauigkeit auf. Nachteilig bei den RC-lntegratoren ist die relativ hohe Verlustleistung des Operationsverstärkers. Weiterhin nachteilig ist die über die RC-Beschaltung einzustellende Zeitkonstante.
Eine alternative und energie-effizientere Ausgestaltung der zeitkontinuierlichen Implementierung stellen Schaltungen mit aktivem gm-C- oder gm-LC Filter (Integratoren) dar. Eine einfache Implementierung eines gm-C-lntegrators, wie in Figur 4 dargestellt, weist eine Transkonduktanzstufe 11 (gm-Zelle, Transkonduktanzverstärker) und eine Kapazität lld am Ausgang auf. Ein gm-LC Filter besitzt ferner eine zu der Kapazität parallel geschaltete Spule (nicht dargestellt). Die Transkonduktanzstufe 11 konvertiert die Eingangsspannung vin(t) in einen Strom. Die Transkonduktanzstufe 11 ist ein aktiver Block, weicher einen möglichst gleichbleibenden Quotienten aus Ausgangsstrom und Eingangsspannung und somit die Spannungs-Strom Umsetzung des Eingangssignals vin(t) sicherstellt. Der von dem Strom-Digital-Analog-Wandler 21 bereitgestellte Feedback Strom wird von dem Eingangssignal vin(t) subtrahiert und die Differenz über die Kapazität lld integriert. Insbesondere wird das Eingangssignal vin(t) über die Transkonduktanzstufe 11 in eine Strom gewandelt und der Ausgangsstrom des Strom-Digital-Analog-Wandler 21 wird von gm*vin(t) subtrahiert. Der in Figur 4 dargestellte gmC-lntegrator ist als ein open-loop gmC-lntegrator ausgestaltet, welche energieeffizient sind. Nachteilig bei dieser Ausgestaltung ist allerdings, dass die gm-Stufe am Eingangden gesamten Signal-swing vin(t) sieht (vgl. Figu r 6), so dass eine hohe Variation der Transkonduktanz überden Signal-swing vin(t) entsteht. Dies führt nachteiligzu einer hohen Nichtlinearität des Integrators. Der Signal-swing bezieht sich auf den Wertebereich, den ein Signal annehmen kann und beschreibt somit die Signalaussteuerung. In Figur 6 ist eine beispielhafte Darstellung der Aussteuerung für das gm des gmC-lntegrators der Figur 4 dargestellt. Das gm ergibt sich aus dem Ausgangsstrom und dem Eingangssignal Vin(t). Der Figur 6 ist zu entnehmen, dass das gm nicht linear ist, sondern vielmehr kleiner wird und der Form einer parabolischen Kurve entspricht.
Eine mögliche Alternative zur Verbesserung der Linearität kann durch die gm-RC Ausgestaltung gemäß der Figur 5 erreicht werden. Über die Widerstand-DAC-Kombination (R-DAC) entsteht an dem Frontend der gm-RC Ausgestaltung eine Art „virtual GND“ Knoten, womit der Signal-swing an dem Eingang der gm-RC Ausgestaltung reduziert und somit die Linearität verbessert werden kann. Über den Widerstand 23 wird ein Strom generiert und die sich ergebende Differenz zwischen dem Strom über den Widerstand 23 und dem rückgekoppelten Strom idac(t) wird kleiner, womit auch weniger Signa l-swing anliegt und das gm der mit der Figur 5 dargestellten Ausgestaltung linearer wird. Nachteilig an der Ausgestaltung der Figur 5 ist der erforderliche Widerstand 23. Durch den Widerstand 23 erhöht sich die Rauschleistung. Zudem wird über den Widerstand 23 die Eingangsbandbreite begrenzt. Diesbezüglich kann diese Ausgestaltung nicht mehr bei hohen Bandbreiten eingesetzt werden.
In einerweiteren Ausgestaltung kann die Linearität über eine Source-Degeneration erreicht werden. Die Source-Degeneration kann im einfachsten Fall einen T ransistor mit einem Widerstand umfassen. Ein ansteigendes Steuersignal des Transistors hat einen Anstieg des Stromes durch den Transistor aufgrund des gm zur Folge. Gleichzeitig erhöht sich allerdings der Spannungsabfall überden Widerstand, was gleichzeitig die Spannung Vgs (Gate-Source-Spannung) reduziert und somit auch die Wirksamkeit des gm. Mittels Source-Degeneration kann die Linearität verbessert werden, wirkt sich aber in sehr hohem thermischem Rauschen (gm Reduzierung) aus. Zudem weist diese Ausgestaltung einen schlechten Wirkungsgrad und entsprechende negative Energieeffizienz auf. Vielmehr muss ein erhöhter Faktor an Energie zugeführt werden, um ein vergleichbares gm bereitstellen zu können.
Es besteht daher ein Bedarf an einer verbesserten Ausgestaltung eines Sigma-Delta-Wandlers, insbesondere einer Filterstufe (Integrator) für den Sigma-Delta-Wandler. Ausgehend vom aufgezeigten Stand der Technik und dem sich daraus ergebenden Bedarf, hat sich die vorliegende Erfindungzur Aufgabe gestellt, eine Lösungzu schaffen, die die im Stand der Technik bekannten Nachteile zumindest teilweise überwindet.
Ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen erfindungsgemäßen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler. Der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler umfasst eine T ranskonduktanzstufe mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss, einem dritten Anschluss und einer an dem dritten Anschluss parallel geschalteten Kapazität. Weiterhin umfasst der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler einem Quantisierer an dem dritten Anschluss der T ranskonduktanzstufe. Der Ausgang des Quantisier ist mit einer Rückkopplung mittels eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers zum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals zu einem der Anschlüsse der T ranskondu ktanzstufe verbunden. Die Verwendung eines herkömmlichen Stromquellen-DAC mit RC-Filterzum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals, wie aus dem Stand der Technik bekannt, bringt wesentliche Nachteile mit sich, wie zum Beispiel die signifikante Herabsetzung des Signal-Rausch-Abstands des Wandlers durch die Einführung der zusätzlichen Rauschquelle. Ein weiterer Nachteil ist die Schwankung des Widerstandswert R durch die Herstellungsschwankungen sowie Temperaturänderungen, so dass die Amplitude des Stromquellen-DAC mit RC-Filters sich ändert wodurch die Genauigkeit des Wandlers herabgesetzt und verschlechtert wird.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Kenntnis zugrunde, dass durch die Verwendung eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers (VDAC) für einen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler der effektive Signal-swingohne den Einsatz von Source Degeneration reduziert und somit gleichzeitig ein hoher Signal-Rausch-Abstand (SNR) und hohe Linearität mit minimaler Verlustleistung erreicht wird. Insbesondere hat sich herausgestellt, dass mit dem erfinderischen Ansatz, der Signal-swing der gm-Stufe - und damit der Signal-Rausch-Abstand - und die Linearität der gm-Stufe unabhängig voneinander optimiert werden können ohne die Verwendung eines zusätzlichen Degenerierungswiderstandes.
Die Verwendung eines Spannung-Digital-Analog-Wandlers (VDAC) beweist sich dementsprechend als besonders vorteilhaft gegenüber den Problemen des Stands der Technik.
Weiterhin wird auch eine verbesserte Energieeffizienz erzielt. Insbesondere kann eine gleichbleibende Performance bei Zufuhr von weniger Energie odereine Performancesteigerung und somit mehr Bandbreite bei gleichbleibender Energiezufuhr erzielt werden. Zudem wird der Formfaktor signifikant kleiner und das Rauschen, welches mehr Stromaufnahme darstellt, wird verbessert.
Die Positionierung des Quantisierers direkt an den dritten Anschluss, hat sich überraschenderweise auch als sehr vorteilhaft dargestellt. Der Effekt war insbesondere überraschend, da die Reduzierung einer Filterordnung - d.h. der direkte Anschluss des Quantisierers mit der ersten gm-Stufe - üblicherweise das Noise-Shaping reduziert und dementsprechend den Signal-Rausch Abstand verschlechtert. Dieser Verlust, wurde jedoch durch den erfindungsgemäßen Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler und derdamitverbundenen höheren Abtastrate kompensiert und der gesamte Wandler gestaltet sich als robuster ggü. interne Nichtlinearitäten des Filters bzw. ggü. weiteren Störungen.
Insbesondere führt dies auch zur Reduzierung des Flächenverbrauchs des Wandlers, da die gesamte Anordnung kompakter wird, wodurch unter anderem auch die Flerstellungskosten, und insbesondere die Siliziums Kosten minimiert werden.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiele.
In einer Ausführungsform sind der erste Anschluss als ein nicht invertierender Eingang und der zweite Anschluss als ein invertierender Eingang ausgebildet. Der nicht invertierende Eingang ist ausgebildet, ein analoges Eingangsspannungssignal zu empfangen. Der invertierende Eingang ist mit dem Digital-Analog-Wandler (DAC) verbunden. In vorteilhafterWeise ist kein Widerstand am nichtinvertierenden Eingang vorzusehen. Ferner wird überden DAC eine Spannung angelegt, welche mit der am nicht invertierenden Eingang angelegten Spannung verglichen werden kann.
Der Digital-Analog-Wandler ist als ein Spannungs-Digital-Analog-Wandler (VDAC) ausgebildet. Über den Spannungs-Digital-Analog-Wandler kann aus einem digitalen Signal, beispielsweise einem „WORD“, ein analoges Spannungssignal bereitgestellt werden. Über den Spannungs-Digital-Analog-Signal kann eine Rückkopplung des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler Ausgangssignals erfolgen.
In einerweiteren Ausführungsform entspricht die maximale Aussteuerung der Transkonduktanzstufe der Differenz aus dem empfangenen Eingangsspannungssignal und dem Rückkopplungssignal.
In einerweiteren Ausführungsform ist in der Rückkopplung ein Tiefpassfilter zwischen dem Quantisierer und dem Digital-Analog-Wandler geschaltet. Flierdurch kann das Quantisierungsrauschen minimiert werden.
In einerweiteren Ausführungsform ist die Transkonduktanzstufe als eine einendige T ranskonduktanzstufe mit einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement ausgebildet. Über die einendige T ranskonduktanzstufe kann ein differentieller Signal-swing bereitgestellt werden. In einerweiteren Ausführungsform sind das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement mittels eines Anschlusses über einen Spannungsknoten mit einer Energiequelle verbunden und mittels eines weiteren Anschlusses jeweils über ein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe. Das erste Schaltelement wird überein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement wird überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet. Bedingt durch die Rückkopplung folgt das Rückkopplungssignal (Vdac(t)) dem Eingangsspannungssignal (Vin(t)). Über das Summierglied können die beiden differentiellen Ströme voneinander subtrahiert und dem resultierenden Strom am Ausgangsknoten zur Verfügung gestellt werden.
In einerweiteren Ausführungsform ist die Transkonduktanzstufe als eine differentielle Transkonduktanzstufe ausgebildet. Die differentielle Transkonduktanzstufe umfasst eine erste Differenzpaareingangskombination mit einem ersten Schaltelement und einem zweiten Schaltelement, welche miteinander jeweils über einen ersten Anschluss verbunden sind. Zudem umfasst die differentielle T ranskonduktanzstufe eine zweite Differenzpaarkombination mit einem dritten Schaltelement und einem vierten Schaltelement, welche miteinanderjeweils über einen ersten Anschluss verbunden sind. In vorteilhafterWeise können das Eingangssignal und das Rückkopplungssignal derart in der gm-Stufe kombiniert werden, dass sich ein Gleichtaktsignal am entsprechenden Sourceknoten der Differenzpaareingangskombinationen einstellt. Somit kann in vorteilhafterWeise gewährleistet werden, dass die maximale Aussteuerung der gm-Stufe nur dem Quantisierungsrauschen vq(t) = vd(t) entspricht. Diesbezüglich ist das Konzept der Sourcedegnerierung mittels eines Widerstands nicht notwendig. Die Ausführungsform ist somit deutlich energieeffizienter und aufgrund der kleinen Aussteuerung der gm-Stufe kann eine signifikante Verbesserung der Linearität des Modulators erzielt werden.
In einerweiteren Ausführungsform sind die erste Differenzpaareinganskombination übereinen Spannungsknoten und die zweite Differenzpaareingangskombination übereinen Spannungsknoten jeweils mit einer Energiequelle verbunden. Die erste und die zweite Differenzpaareingangskombination weisen jeweils ein paar Schaltelemente, insbesondere eine erstes und ein zweites Schaltelement, sowie ein drittes und ein viertes Schaltelement auf. Die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes und des dritten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes und des vierten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf. Die gemeinsamen Knotenpunkte sind jeweils über ein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe verbunden. Das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement werden überein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet.
In einerweiteren Ausführungsform sind die erste Differenzpaareinganskombination übereinen Spannungsknoten und die zweite Differenzpaareingangskombination übereinen Spannungsknoten jeweils mit einem fünften Schaltelement verbunden. Die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes und des dritten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes und des vierten Schaltelementes weisen einen gemeinsamen Knotenpunkt auf. Die gemeinsamen Knotenpunkte sind jeweils überein Summierglied mit dem dritten Anschluss der Transkonduktanzstufe verbunden. Das erste Schaltelement und das vierte Schaltelement werden über ein Eingangsspannungssignal und das zweite Schaltelement und das dritte Schaltelement werden überein Rückkopplungssignal an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet. Das fünfte Schaltelement ist eine mögliche Implementierung einer Energiequelle, beispielsweise einer Stromquelle. Das fünfte Schaltelement liefert einen konstanten Strom.
In einerweiteren Ausführungsform ist auf der Seite der ersten Differenzpaareinganskombination zwischen dem Spannungsknoten und dem fünften Schaltelement und auf der Seite der zweiten Differenzpaareingangskombination zwischen dem Spannungsknoten und dem fünften Schaltelement jeweils ein sechstes Schaltelement ausgebildet bzw. weist die Differenzpaareingangskombination ein sechstes Schaltelement auf. In vorteilhafterWeise erfährt durch das erhaltene Gleichtaktsignal am Spannungsknoten, bzw. der Spannungsknoten, die Energiequelle einen datenabhängigen Spannungsabfall. Das Ausgangssignal derdurch das fünfte Schaltelement real implementierten Energiequelle weist eine nicht erwünsche Abhängigkeit des Stromes von der Spannung über dem fünften Schaltelement auf. Hierbei tritt der Effekt der Kanallängenmodulation auf. Erfolgt eine datenabhängige Modulation des Ausgangssignals der Energiequelle, kann dies wiederrum in Nichtlinearitäten resultieren. In vorteilhafter Weise kann der Spannungsabfall überdas fünfte Schaltelement konstant gehalten werden, womit eine mögliche Modulation des Stromes unterbunden wird.
In einerweiteren Ausführungsform wird das sechste Schaltelement der ersten und zweiten Differenzpaareinganskombination durch einen Verstärker verstärktes Ausgangssignal des fünften Schaltelementes geschaltet. In vorteilhafterWeise kann der datenabhängige Spannungsabfall an dem fünften Schaltelement weiter minimiert bzw. eliminiert werden. Hierfür kann beispielsweise eine Gain-boosted Cascode verwendet werden. Hierbei regelt der Verstärker das sechste Schaltelement, sodass eine konstante und somit datenunabhängige Spannung am fünften Schaltelement anliegt. Das Ausgangssignal des fünften Schaltelementes ist somit vollständig datenunabhängig.
In einerweiteren Ausführungsform werden das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement überdas Eingangsspannungssignal und das dritte Schaltelement und das vierte Schaltelement über das Rückkopplungssignal geschaltet. In vorteilhafter Weise werden die Eingangssignale mittels der Differenzstufen so zusammengeschaltet, dass an den jeweiligen Spannungsknoten kein Gleichtaktsignal mehr anliegt. Durch diese vorteilhafte Ausgestaltung, ist an den jeweiligen Spannungsknoten der Betrieb einer einzelnen Energiequelle möglich.
Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst einen
Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung zum Verarbeiten von Audiosignalen in Kommunikationssystemen, insbesondere in mobilen Kommunikationssystemen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand verschiedener Ausführungsformen erläutert, wobei darauf hingewiesen wird, dass durch diese Beispiele Abwandlungen beziehungsweise Ergänzungen, wie sie sich für den Fachmann unmittelbarergeben, mit umfasst sind. Darüber hinaus stellen diese bevorzugten Ausführungsformen keine Beschränkung der Erfindung in der Art dar, dass Abwandlungen und Ergänzungen im Umfang der vorliegenden Erfindung liegen.
In den Figuren der Zeichnung sind gleiche, funktionsgleiche, und gleich wirkende Elemente, Merkmale und Komponenten - sofern nichts anderes ausgeführt ist- jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen. Dabei zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers gemäß einer ersten Ausführungsform;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;
Fig. 3 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit RC-lntegrator;
Fig. 4 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-C-lntegrator; Fig. 5 eine weitere schematische Darstellung eines im Stand derTechnik bekannten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-R-C-lntegrator;
Fig. 6 ein Diagramm des Eingangssignal-Swings des in Fig. 4 dargestellten Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gm-C-lntegrator;
Fig. 7 ein Diagramm des Eingangssignal-Swings der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform; Fig. 8 ein Spektrum des in Fig. 4 dargestellten gm-C-lntegrators und der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform;
Fig. 9 eine schematische Darstellung einer single-ended Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;
Fig. 10 eine schematische Darstellung einer differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;
Fig. 11 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers;
Fig. 12 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers; Fig. 13 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers, und
Fig. 14 eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe einer Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 gemäß einer ersten Ausführungsform. Der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 weist eine Transkonduktanzstufe 11 (gm-Stufe) auf. Die Transkonduktanzstufe 11 weist einen ersten Eingang 11a und einen zweiten Eingang 11b, sowie einen Ausgang 11c auf. An dem Eingang 11a wird ein Eingangssignal vin(t), vorzugsweise eine Eingangsspannung angelegt. An dem Eingang 11b wird ein Digital-Analog-Wandler (DAC), insbesondere ein Voltage-mode Digital-Analog-Wandler (VDAC) 13 geschaltet. Der DAC kann als ein R-2-R-DAC, als ein M-2-M-DAC oder C-2-C-DAC ausgebildet sein.
Über den VDAC 13 wird das Rückkopplungssignals Vdac(t) als Rückkopplungssignal bereitgestellt. Der VDAC 13 ist ausgebildet, aus einem digitalen Signal, beispielsweise einem digitalen „WORD“ eine Spannung zu erzeugen und bereitzustellen. Weiterhin weist der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 einen Quantisierer 12 auf. Der Quantisierer 12 ist in Reihenschaltung zu der Transkonduktanzstufe 11 geschaltet. Das Ausgangssignal y(n) des Quantisierers 12 wird über eine Rückkopplung 14 auf den Eingang des VDAC 13 geschaltet. Weiterhin umfasst der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 eine Kapazität lld. Die Kapazität lld ist parallel zum Ausgang der Transkonduktanzstufe 11 geschaltet. Es wird eine Ausgangsspannung u(t) zum Quantisierer 12 bereitgestellt. In einer alternativen Ausführungsform kann der Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers 10 an dem Eingang des VDAC 13 einen Tiefpassfilter 15 aufweisen. Über den Tiefpassfilter 15 kann das Quantisierungsrauschen minimiert werden.
Durch die in der Fig. 1 dargestellte Ausgestaltung kann eine signifikante Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Transkonduktanzstufe 11 erreicht werden. Insbesondere muss in der dargestellten Ausgestaltung kein Eingangswiderstand vorgesehen werden. Somit ist die Ausgestaltung energieeffizienter und eine Verbesserung der Linearität wird erzielt. Über den VDAC 13 wird ein Rückkopplungssignal Vdac(t), insbesondere eine Spannung bereitgestellt. Der VDAC 13 setzt ein digitales Signal y(n) in eine Spannung Vdac(t) um. Durch den VDAC 13 wird ein Vergleich der Spannungen vin(t) und des Ausgangssignals y(n) realisiert. Das effektive Eingangssignal vd(t) derTranskonduktanzstufe 11 (gm-Stufe) ergibt sich zu vd(t) = vin(t) - vdac(t).
Über die Rückkopplung des VDAC 13 kann realisiert werden, dass das Rückkopplungssignal Vdac(t) dem Eingangssignal Vin(t) sehr nahekommt, so dass nur eine Spannungsdifferenz bestehen bleibt, welche dem Quantisierungsfehler entspricht. Die Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangssignal Vin(t) und dem Rückkopplungssignal Vdac(t) ist somit sehr klein. Das Rückkopplungssignal Vdac(t) entspricht somit dem Eingangssignal Vin(t) am Eingang 11a der Transkonduktanzstufe 11 plus dem Quantisierungsrauschen und ergibt sich zu
Vdac(t) = vin(t) + vq(t), so dass das effektive Eingangssignal nur dem Quantisierungsfehler als Eingangssignal vd(t) = -vq(t) entspricht. Über einen Tiefpassfilter kann das Quantisierungsrauschen weiter minimiert werden.
In vorteilhafter Weise kann somit die Aussteuerung bzw. der Signal-swing minimiert werden, welche an derTranskonduktanzstufe 11 angelegt ist. In Fig. 7 ist die reduzierte Aussteuerung dargestellt. Das effektive Eingangssignal vq(t) derTranskonduktanzstufe 11 gemäß der vorliegenden Erfindung ist wesentlich flacher, als beispielsweise das Eingangssignal der im Stand derTechnik bekannten Ausgestaltung gemäß Fig. 4. In dieser Ausgestaltung ergibt sich ein vollständiger Signal-swing als Eingangssignal für die Transkonduktanzstufe 11, dargestellt in Fig. 6. In der erfinderischen Ausgestaltung gemäß der Fig. 1 ist das Eingangssignal Vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) an derTranskonduktanzstufe 11 derart kombiniert, dass sich ein Common-mode Signal am Ausgang einstellt. Die maximale Aussteuerung der T ranskonduktanzstufe 11 entspricht vd(t) bzw. -vq(t). Es ergibt sich eine signifikante Verbesserung der Linearität. Der Fig. 7 ist zu entnehmen, dass der Signal-swing sich auf vq(t) begrenzt, bei gleichem Eingangssignal vin(t).
Fig. 8 zeigt ein Spektrum des in Fig. 4 dargestellten gm-C-lntegrators und der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das dargestellte Spektrum zeigt das Simulationsergebnis mit einem im Stand derTechnik bekannten gmC-lntegrator gemäß der in Fig. 4 dargestellten Ausgestaltung. Bezugszeichen 40 kennzeichnet das Spektrum des besagten gmc-lntegrators. Bezugszeichen 30 kennzeichnet das mit der vorliegenden Erfindung eines gmVC Integrators erzeugte Spektrum. Beide gm Stufen wurden mit den gleichen Komponeten versehen und sind identisch aufgebaut. Die gm Stufen unterscheiden sich nur in der entsprechenden Beschaltung. In dem gmVC-lntegrator ist ein VDAC vorgesehen, der das Spannungssignal vdac(t) auf den invertierenden Eingang derTranskonduktanzstufe 11 schaltet. Das Spektrum 30 des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers mit gmVC-lntegrator weist ein Spektrum ohne Verzerrungen bei Vielfachen der Eingangsfrequenz (le6 HZ) auf. Das Spektrum 40 des im Stand der Technik bekannten gmc-lntegrators weist im Frequenzverlauf harmonische Verzerrungen bei Vielfachen der Eingangsfrequenz (le6 Hz) auf. Die größte harmonische Verzerrung liegt bei -45dB. Diese nicht linearen Verzerrungen ergeben sich aus derfehlenden Linearität, welche der Form der parabolischen Kurve der Fig. 6 entsprechen.
Fig. 9 zeigt eine schematische Darstellung einer single-ended Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform des Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Im einfachsten Fall besteht eine gm-Stufe aus einem Schalter, beispielsweise einem Bi-Polartransistor oder einem Feldeffekttransistor. Weitere Halbleiter-Schaltelemente können zum Schalten der Transkonduktanzstufe verwendet werden. Eine Spannung- Strom-Konversion erfolgt durch die Schaltelemente TI und T2. Die Schaltelemente TI und T2 weisen jeweils übereinen ersten Anschluss eine Verbindungzu einem gemeinsamen Spannungsknoten 1 auf. Überden Spannungsknoten 1 ist eine Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. Durch die Schaltelemente TI und T2 wird das gm mit dem Strom der Energiequelle E bereitgestellt. Der Strom ergibt sich aus
I — 1/2 gm Voverc|rjVe, wobei Voverc|rjVe ergibt sich zu Voverc|rjVe — Vgg — V- ..
Die Schaltelemente TI und T2 weisen jeweils einen weiteren Anschluss zum Verbinden mit einem Summierglied S auf. Das Schaltelement TI wird überdas Eingangssignal Vin (Vin(t)) angesteuert. Das Schaltelement T2 wird über das Eingangssignal Vdac (Vdac(t)) angesteuert.
Die single-ended Transkonduktanzstufe weist einen maximalen differentiellen Signal-swing von vin(t) - vdac(t) = vgsl - vgs2 = vd(t) auf, so dass sich der Zweigstrom von +/- gm * vd(t)/2 ergibt.
Für das Schaltelement 1 ergibt sich: -gm (Vin-Vdac)/2 = -gmVd/2.
Für das Schaltelement 2 ergibt sich: -gm (Vdac-Vin)/2 = gmVd/2.
Wie dargestellt reduziert der Eingangsswing das Quantisierungsrauschen derart, so dass sich die Linearität der gm-Stufe signifikant verbessert. Der Signalswing fällt, wie in Fig. 9 dargestellt, über die Energiequelle E ab.
Im Summierglied S werden die jeweiligen differentiellen Ströme des ersten Schaltelementes TI und des zweiten Schaltelementes T2 voneinandersubtrahiert und der resultierende Strom am dritten Anschluss 11c der Transkonduktanzstufe 11 (vgl. Fig. 1) zur Verfügung gestellt. Mittels der Kapazität lld wird der Strom am dritten Anschluss 11c aufintegriert und in die Spannung u(t) am dritten Anschluss 11c gewandelt.
Somit kann eine signifikante Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Transkonduktanzstufe 11 erreicht werden. Diesbezüglich wird das Rückkopplungssignal auf den Anschluss 11b gelegt (vgl. Fig. 1), anstatt auf den Ausgang 11c. Somit wird hierein voltage-mode DAC (VDAC) anstatt eines current-mode DAC benötigt. Das Feedbacksignal vdac(t) entspricht wiederum dem Eingangssignal plus dem Quantisierungsrauschen vdac(t)=vin(t)+vq(t), so dass als Eingangssignal nur der Quantisierungsfehler als Eingangssignal vd(t)=vq(t) entspricht (Fig 1.).
Wie anhand von Fig. 7 zu erkennen, erfolgt somit eine deutlich reduzierte Aussteuerung der nicht-linearen gm-Stufe, wodurch die Linearität des Wandlers signifikant erhöht wird (vergleiche Fig. 8).
Fig. 10 zeigt eine schematische Darstellung einer differentiellen T ranskonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die Transkonduktanzstufe 11 umfasst eine erste Differenzpaareingangskombination und eine zweite Differenzpaareingangskombination. Die erste Differenzpaareingangskombination umfasst ein erster Schaltelement TI und ein zweites Schaltelement T2. Das erste Schaltelement TI und das zweite Schaltelement T2 weisen an einem jeweiligen Anschluss einen gemeinsamen Spannungsknoten 1 auf. An dem Spannungsknoten 1 ist eine Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. Das Schaltelement TI ist über einen Knotenpunkt mit dem Summierglied S verbunden. Das Schaltelement T2 ist übereinen weiteren Knotenpunkt mit dem Summierglied S verbunden. Die zweite Differenzpaareingangskombination umfasst ein drittes Schaltelement T3 und ein viertes Schaltelement T4. Das dritte Schaltelement T3 und das vierte Schaltelement T4 weisen an einem jeweiligen Anschluss einen gemeinsamen Spannungsknoten 2 auf. An dem gemeinsamen Spannungsknoten 2 ist eine weitere Energiequelle E, vorzugsweise eine Stromquelle geschaltet. In einer alternativen Ausführungsform, können der Spannungsknoten 1 und der Spannungsknoten 2 übereine gemeinsame Energiequelle E geschaltet werden. Das Schaltelement T3 ist übereinen Knotenpunkt mit dem Schaltelement TI und dem Summierglied S verbunden. Das Schaltelement T4 ist überden weiteren Knotenpunkt mit dem Schaltelement T2 und dem Summierglied Sverbunden.
Überdas Summierglied S werden die beiden differentiellen Ströme des ersten Schaltelementes TI und des dritten Schaltelementes T3, sowie des zweiten Schaltelementes T2 und des vierten Schaltelementes T4 voneinander subtrahiert und dem resultierenden Strom am Anschluss 11c der Transkonduktanzstufe 11 zur Verfügung gestellt. Mittels der Kapazität lld wird dieser zur Verfügung gestellte Strom auf integriert und in die Spannung u(t) am Anschluss 11c gewandelt.
Gemäß der Fig. 10 werden das Eingangssignal vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) so in der Transkonduktanzstufe 11 kombiniert, dass sich ein Gleichtaktsignal am Knotenpunkt der Differenzpaareingangskombination einstellt. Diesbezüglich kann gewährleistet werden, dass die maximale Aussteuerung der Transkonduktanzstufe 11 nur dem Quantisierungsrauschen vq(t)=vd(t) entspricht. Der im Stand der Technik notwendige Widerstand R für die Sourcedegenerierung kann in vorteilhafterWeise unberücksichtigt bleiben. Somit ist die Ausgestaltung der Fig. 10 energieeffizienter und aufgrund der kleineren Aussteuerung der Transkonduktanzstufe 11 kann eine signifikante Verbesserung der Linearität des Modulators erreicht werden.
Die in der Fig. 10 dargestellten Ausgangssignale Voutp und Voutn entsprechenden den differentiellen Anschlüssen der Transkonduktanzstufe 11 und somit eine differentielle Betrachtung des mit der Fig. 1 dargestellten dritten Anschlusses 11c. Mathematisch entspricht das Ausgangssignal am dritten Anschluss 11c = (Voutp-Voutn). Der Quantisierer 12 kann entsprechend differentiell aufgebaut werden. Das Eingangssignal Vin(t) und das Rückkopplungssignal vdac(t) wird entsprechend differentiell ausgelegt. Fig. 11 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die Ausgestaltung der Fig. 11 umfasst die gleichen Elemente in dergleichen Verschaltung wie die Ausgestaltung der Fig. 10. Zusätzlich ist ein weiteres Schaltelement T5 in jeder Differenzpaareingangskombination vorgesehen. Das Schaltelement T5 ist übereinen Anschluss mit dem jeweiligen Spannungsknoten 1 und 2 verbunden. Das Schaltelement T5 kann beispielsweise als ein Bipolartransistor oder als ein Feldeffekttransistor ausgeführt werden. Das Schaltelement T5 kann eine mögliche Implementierung einer Stromquelle sein. In dieser Ausgestaltung entspricht der Strom durch das Schaltelement T5 dem Ausgangssignal.
Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die T ranskonduktanzstufe 11 weist eine erste Differenzpaareingangskombination und eine zweite Differenzpaareingangskombination mit einem ersten Schaltelement TI und zweitem Schaltelement T2, sowie einem dritten Schaltelement T3 und einem vierten Schaltelement T4 gemäß der Fig. 11 auf. Weiterhin weist die Transkonduktanzstufe 11 eine Reihenschaltung von dem fünften Schaltelement T5 und einem sechsten Schaltelement T6 auf. Das fünfte Schaltelement T5 und das sechste Schaltelement T6 können als Bi-Polartransistor oder Feldeffekttransistor ausgeführt werden. In vorteilhafterWeise wird durch diese Ausgestaltung die ideale Stromquelle durch das fünfte Schaltelement T5 und das sechste Schaltelement T6 effizienter. Insbesondere wird das Zin durch diese Ausgestaltung verbessert. Das Schaltelement T5 weist einen Widerstand RDS (Drain-Source-Widerstand) auf. Ein verbessertes Zin und somit ein erhöhtes Zin ergibt sich aus dem RDS von Schaltelement T5 und der Spannungsverstärkung AVi der Schaltelementes T6 zu
Zin = RDS * AVI. Diesbezüglich wird der Ausgangswiderstand verbessert.
Es ergibt sich für:
T1/T2 Kombinationen: gm*(Vinp-Vdacp)]= gmVd/2
T3/T4 Kombination gm*[(Vinn-Vdacn)]= -gmVd/2
T1/T2/T3/T4 Kombination gm*[(Vinp-Vinn)- (Vdacp-Vdacn)]= gmVd
Aufgrund des erzeugten Gleichtaktsignals am Spannungsknoten 1 (vgl. Fig. 9) bzw. der Spannungsknoten 1 und 2 in differentieller Ausführung, erfährt die Energiequelle E einen datenabhängigen Spannungsabfall. Das Ausgangssignal des als real implementierte Stromquelle (Schaltelement T5) weist eine nicht erwünschte Abhängigkeit des Stromes von der Spannung über dem Schaltelement T5 auf. Erfolgt eine datenabhängige Modulation des Ausgangssignals der Stromquelle resultiert dies wiederum in Nichtlinearitäten. Diesbezüglich muss eine etwaige Modulation des Stromes unterbunden werden, indem in vorteilhafterWeise der Spannungsabfall über das Schaltelement T5 konstant gehalten wird. In Fig. 12 ist dieser datenabhängige Spannungsabfall über das Schaltelement T5 minimiert, indem die Kaskodentransistoren T6 die Spannung über das Schaltelement T5 konstant halten.
Fig. 13 zeigt eine schematische Darstellung einerweiteren differentiellen Transkonduktanzstufe 11 für eine Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. Die T ranskonduktanzstufe weist zusätzlich zu der Ausgestaltung gemäß der Fig. 12 einen Verstärker V am Steuereingang des sechsten Schaltelementes T6 auf. Überden Verstärker V kann einer weitere Spannungsverstärkung AV2 bereitgestellt werden, so dass sich das verbesserte Zin zu
Zin = RDS * AVI * AV2 ergibt.
Das Rückkopplungssignal Vdac(t) folgt dem Eingangssignal das Digital-Analog-Wandlers 13 (DAC), womit sich die Spannungsknoten 1 und 2 in Fig. 13 proportional zur Gleichtaktspannung jeder Differenzpaareingangskonfiguration bewegen. Somit kann eine konstante Gate-Source-Spannung VGS der Eingangstransistoren sichergestellt werden. Somit wird die Transkonduktanz gm-Modulation über die Eingangsspannung minimiert. Der Einfluss der Strommodulation kann über die in der Fig. 13 verwendeten kaskadierten Stromquelle reduziert werden.
Zudem kann der datenabhängige Spannungsabfall über das Schaltelement T5 durch die kaskadierte Stromquelle (gain-boosted Cascode) weiter minimiert bzw. eliminiert werden. Hierbei regelt der Verstärker V das Schaltelement T6, sodass eine konstante und somit datenunabhängige Spannung am Schaltelement T5 anliegt. Das Ausgangssignal des Schaltelementes T5 ist somit vollständig datenu nabhängig.
Fig. 14 zeigt eine schematische Darstellung einer weiteren differentiellen Transkonduktanzstufe einer Ausführungsform eines Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandlers. In Fig. 14 ist eine differentielle Implementierungsform mit alternativer Signalsteuerung dargestellt. Die Transkonduktanzstufe der Fig. 14 ist sinngemäß mit den gleich Bauelementen ausgestaltet, wie die Transkonduktanzstufe gemäß der Fig. 13. In der Fig. 14 werden das erste Schaltelement TI überdas Eingangssignal Vinp (positiver Anteil) und das zweite Schaltelement T2 überdas Eingangssignal Vinn (negativer Anteil) angesteuert. Das dritte Schaltelement T3 wird über das Rückkopplungssignal Vdacn und das vierte Schaltelement T4 wird über Rückkopplungssignal Vdacp angesteuert. Es ergibt sich für:
T1/T2 Kombination: gm*[(Vinp-Vdinn) T3/T4 Kombination gm*[(Vdacp-Vdacn)
T1/T2/T3/T4 Kombination gm*[(Vinp-Vinn)- (Vdacp-Vdacn)]= gmVd
Bezugszeichenliste
1, 2 Spannungsknoten
10 Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler
11 Transkonduktanzstufe
11a, 11b, 11c Anschlüsse T ranskonduktanzstufe lld Kapazität
12 Quantisierer
13 Digita l-Ana log-Wa ndler
14 Rückkopplung
15 Tiefpassfilter 20 Integrator 21 Strom-Digital-Analog-Wa ndler 22 Kapazität
23 Widerstand
24 Operationsverstärker 30 Spektrum Sigma-Delta-Wandler mit gmC Integrator und IDAC 40 Spektrum Sigma-Delta-Wandler mitgmC Integrator VDAC E Energiequelle S Summierglied
TI bis T6 Schaltelemente Vin(t) Eingangsspannungssignal
Vdac(t) Rückkopplungssignal

Claims

Patentansprüche
1 . Ein Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (10) mit: einer Transkonduktanzstufe (11) umfassend einen ersten Anschluss (11a), einen zweiten Anschluss (11b), einen dritten Anschluss (11c) und einer an dem dritten Anschluss (11c) parallel geschalteten Kapazität (lld); und einem Quantisierer (12) an dem dritten Anschluss (11c) der Transkonduktanzstufe (11) mit einer Rückkopplung (14) mittels eines Spannungs-Digital-Analog-Wandlers (13) zum Rückkoppeln eines Rückkopplungssignals (Vdac(t)) zu einem der Anschlüsse (11a, 11b) der Transkonduktanzsstufe (11).
2. Der Wandler (10) nach Anspruch 1, wobei der erste Anschluss (11a) als ein nicht invertierender Eingang und der zweite Anschluss (11b) als ein invertierender Eingang ausgebildet sind und wobei der nicht invertierende Eingang ausgebildet ist, ein analoges Eingangsspannungssignal (Vin(t)) zu empfangen und der invertierende Eingang mit dem Digital-Analog-Wandler (13) verbunden ist.
3. Der Wandler (10) nach einem der vorherigen Ansprüche 1 und 2, wobei die maximale Aussteuerung (vd(t)) der Transkonduktanzstufe (11) der Differenz aus dem empfangenen Eingangsspannungssignal (Vin(t)) und dem Rückkopplungssignal (Vdac(t)) entspricht.
4. Der Wandler (10) nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 3, wobei in der Rückkopplung (14) ein Tiefpassfilter (15) zwischen dem Quantisierer (12) und dem Digital-Analog-Wandler (13) geschaltet ist.
5. Der Wandler (10) nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Transkonduktanzstufe (11) als eine einendige Transkonduktanzstufe mit einem ersten Schaltelement (TI) und einem zweiten Schaltelement (T2) ausgebildet ist.
6. Der Wandler (10) nach Anspruch 5, wobei das erste Schaltelement (TI) und das zweite Schaltelement (T2) mittels eines Anschlusses über einen Spannungsknoten (1) mit einer Energiequelle (E) und mittels eines weiteren Anschlusses jeweils über ein Summierglied (S) mit dem dritten Anschluss (11c) derTranskonduktanzstufe (11) verbunden sind und das erste Schaltelement (TI) überdas Eingangsspannungssignal (Vin(t)) und das zweite Schaltelement (T2) über das Rückkopplungssignal (Vdac(t)) an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet werden.
7. Der Wandler (10) nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Transkonduktanzstufe (11) als eine differentielle T ranskonduktanzstufe mit einer ersten
Differenzpaareingangskombination umfassend ein erstes Schaltelement (TI) und ein zweites Schaltelement (T2) miteinander verbunden jeweils übereinen ersten Anschluss und einer zweiten Differenzpaarkombination umfassend ein drittes Schaltelement (T3) und ein viertes Schaltelement (T4) miteinander verbunden jeweils über einen ersten Anschluss ausgebildet ist.
8. Der Wandler (10) nach Anspruch 7, wobei die erste Differenzpaareinganskombination über einen Spannungsknoten (1) und die zweite Differenzpaareingangskombination über einen Spannungsknoten (2) jeweils mit einer Energiequelle (E) verbunden sind und wobei die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes (TI) und des dritten Schaltelementes (T3) einen gemeinsamen Knotenpunkt aufweisen und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes (T2) und des vierten Schaltelementes (T4) einen gemeinsamen Knotenpunkt aufweisen, und wobei die gemeinsamen Knotenpunkte jeweils überein Summierglied (S) mit dem dritten Anschluss (11c) derTranskonduktanzstufe (11) verbunden sind und das erste Schaltelement (TI) und das vierte Schaltelement (T4) über das Eingangsspannungssignal (Vin(t)) und das zweite Schaltelement (T2) und das dritte Schaltelement (T3) über das Rückkopplungssignal (Vdac(t)) an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet werden.
9. Der Wandler (10) nach Anspruch 7, wobei die erste Differenzpaareinganskombination über einen Spannungsknoten (1) und die zweite Differenzpaareingangskombination über einen Spannungsknoten (2) jeweils mit einem fünften Schaltelement (T5) verbunden sind und wobei die weiteren Anschlüsse des ersten Schaltelementes (TI) und des dritten Schaltelementes (T3) einen gemeinsamen Knotenpunkt aufweisen und die weiteren Anschlüsse des zweiten Schaltelementes (T2) und des vierten Schaltelementes (T4) einen gemeinsamen Knotenpunkt aufweisen, und wobei die gemeinsamen Knotenpunkte jeweils über ein Summierglied (S) mit dem dritten Anschluss (11c) der T ranskonduktanzstufe (11) verbunden sind und das erste Schaltelement (TI) und das vierte Schaltelement (T4) über das Eingangsspannungssignal (Vin(t)) und das zweite Schaltelement (T2) und das dritte Schaltelement (T3) über das Rückkopplungssignal (Vdac(t)) an einem jeweiligen Steueranschluss geschaltet werden.
10. Der Wandler (10) nach Anspruch 9, wobei die erste Differenzpaareinganskombination zwischen dem Spannungsknoten (1) und dem fünften Schaltelement (T5) und die zweite Differenzpaareingangskombination zwischen dem Spannungsknoten (2) und dem fünften Schaltelement (T5) jeweils ein sechstes Schaltelement (T6) aufweisen.
11. Der Wandler (10) nach Anspruch 10, wobei das sechste Schaltelement (T6) der ersten und zweiten Differenzpaareinganskombination durch einen Verstärker (V) verstärktes Ausgangssignal des fünften Schaltelementes (T5) geschaltet werden.
12. Der Wandler (10) nach Anspruch 11, wobei das erste Schaltelement (TI) und das zweite Schaltelement (T2) über das Eingangsspannungssignal (Vin(t)) und das dritte Schaltelement (T3) und das vierte Schaltelement (T4) über das Rückkopplungssignal
(Vdac(t)) geschaltet werden.
13. Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (10) gemäß einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 12 zum Verarbeiten von Audiosignalen in Kommunikationssystemen, insbesondere in mobilen Kommunikationssystemen.
PCT/EP2020/079938 2019-10-25 2020-10-23 Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac WO2021078960A1 (de)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020227015018A KR20220087462A (ko) 2019-10-25 2020-10-23 gmC VDAC가 구비된 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기
JP2022523981A JP2022553548A (ja) 2019-10-25 2020-10-23 ｇｍＣＶＤＡＣを備えたシグマデルタアナログ－デジタル変換器
CN202080075198.3A CN114600375A (zh) 2019-10-25 2020-10-23 具有gmC-VDAC的Σ-Δ模/数转换器
US17/755,229 US20220407539A1 (en) 2019-10-25 2020-10-23 Sigma-delta analogue-to-digital converter with gmc-vdac
EP20797710.9A EP4049372A1 (de) 2019-10-25 2020-10-23 Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102019128876.2 2019-10-25
DE102019128876.2A DE102019128876A1 (de) 2019-10-25 2019-10-25 Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler mit gmC-VDAC

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021078960A1 true WO2021078960A1 (de) 2021-04-29

Family

ID=73030098

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2020/079938 WO2021078960A1 (de) 2019-10-25 2020-10-23 Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20220407539A1 (de)
EP (1) EP4049372A1 (de)
JP (1) JP2022553548A (de)
KR (1) KR20220087462A (de)
CN (1) CN114600375A (de)
DE (1) DE102019128876A1 (de)
WO (1) WO2021078960A1 (de)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2887553A1 (de) * 2013-12-18 2015-06-24 Nxp B.V. Analog-Digital-Wandler-Eingangsstufe mit hoher Linearität und Verstärkungsanpassung zwischen mehreren Kanälen

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2393055B (en) * 2002-09-10 2006-08-30 Wolfson Ltd Transconductance amplifiers
US8760330B2 (en) * 2012-01-31 2014-06-24 Intel Mobile Communications GmbH Analog-to-digital converter, signal processor, and method for analog-to-digital conversion
US9335429B2 (en) * 2012-09-25 2016-05-10 Cirrus Logic, Inc. Low power analog-to-digital converter for sensing geophone signals

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2887553A1 (de) * 2013-12-18 2015-06-24 Nxp B.V. Analog-Digital-Wandler-Eingangsstufe mit hoher Linearität und Verstärkungsanpassung zwischen mehreren Kanälen

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GRAY P R ET AL: "MOS operational amplifier design-a tutorial overview", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, IEEE, USA, vol. 17, no. 6, December 1982 (1982-12-01), pages 969 - 982, XP011422222, ISSN: 0018-9200, DOI: 10.1109/JSSC.1982.1051851 *
PRATEEK VAJPAYEE ET AL: "Low voltage regulated cascode current mirrors suitable for sub-1V operation", CIRCUITS AND SYSTEMS (APCCAS), 2010 IEEE ASIA PACIFIC CONFERENCE ON, IEEE, 6 December 2010 (2010-12-06), pages 584 - 587, XP031875827, ISBN: 978-1-4244-7454-7, DOI: 10.1109/APCCAS.2010.5774891 *
RITTER RUDOLF ET AL: "A multimode CT [Delta][Sigma]-modulator with a reconfigurable digital feedback filter for semi-digital blocker/interferer rejection", 2013 PROCEEDINGS OF THE ESSCIRC (ESSCIRC), IEEE, 14 September 2015 (2015-09-14), pages 225 - 228, XP032803375, ISSN: 1930-8833, ISBN: 978-1-4799-0643-7, [retrieved on 20151030], DOI: 10.1109/ESSCIRC.2015.7313868 *
SACKINGER E ET AL: "A VERSTILE BUILDING BLOCK: THE CMOS DIFFERENTIAL DIFFERENCE AMPLIFIER", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, IEEE, USA, vol. 22, no. 2, April 1987 (1987-04-01), pages 287 - 294, XP000195792, ISSN: 0018-9200, DOI: 10.1109/JSSC.1987.1052715 *
TORRANCE R R ET AL: "CMOS Voltage to Current Transducers", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, IEEE, US, vol. CAS-32, no. 11, November 1985 (1985-11-01), pages 1097 - 1104, XP001625219, ISSN: 0098-4094 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE102019128876A1 (de) 2021-04-29
JP2022553548A (ja) 2022-12-23
EP4049372A1 (de) 2022-08-31
CN114600375A (zh) 2022-06-07
US20220407539A1 (en) 2022-12-22
KR20220087462A (ko) 2022-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE4200738C2 (de) Digital/Analog-Wandler mit Filter hoher Ordnung
EP1177634B1 (de) Sigma-delta-analog/digital-wandleranordnung
DE102005035385B4 (de) Digital-Analog-Umsetzer und Verfahren zur Digital-Analog-Umsetzung eines Signals
DE102006002901B4 (de) Multibit-Sigma-Delta-Wandler
DE102018107692B4 (de) Leistungsskalierung eines zeitkontinuierlichen Delta-Sigma-Modulators
DE102006004012B3 (de) Zeitkontinuierlicher Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler mit Operationsverstärkern
DE4200745A1 (de) Verzerrungsarme pufferschaltung mit verstaerkungsfaktor 1 fuer einen digital/analog-wandler
DE4200729C2 (de) Verzerrungsarme Ausgangsstufe für einen Digital/Analog-Wandler
DE102022119660A1 (de) Rauscharme hochgenaue sigle-ended-eingangsstufe für einen zetkontinuierlichen sigma/delta-analog/digital-umsetzer (ctsd-adc)
DE102004022572B4 (de) Integratorschaltung
DE102005061813A1 (de) Empfängerschaltung
DE10153309B4 (de) Digital-Analog-Umsetzer-Vorrichtung mit hoher Auflösung
DE19722434C1 (de) Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung mit hoher Linearität
EP1456956B1 (de) Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung
DE10164382C1 (de) Integrierte Schaltungsanordnung mit einem Transkonduktanzverstärker
WO2021078960A1 (de) Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac
DE102023116429A1 (de) Zeitkontinuierlicher Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler
DE102005015390A1 (de) Quantisierer in einem Multilevel-Sigma-Delta-Analog-Digital-Umsetzer
DE102013015274A1 (de) Techniken zur Verlustleistungs- und Chipflächenreduktion von integrierten Schaltkreisen
DE102009012583B4 (de) Modulator
EP1394950B1 (de) Quantisierer für einen Sigma-Delta-Modulator und Sigma-Delta-Modulator
EP1599936B1 (de) Transimpedanzverstärker mit hoher verstärkungsbandbreite zum konvertieren eines dac-ausgangsstroms
DE102004015308B4 (de) Schaltungsanordnung zur Wandlung eines digitalen Signals in ein analoges Signal
DE102023121929A1 (de) Überschussschleifenverzögerungskompensation für einen Delta-Sigma-Modulator
DE102013021956A1 (de) Techniken zur Verlustleistungs- und Chipflächenreduktion von integrierten Schaltkreisen

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20797710

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022523981

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20227015018

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020797710

Country of ref document: EP

Effective date: 20220525